DE4332804A1 - Adaptive Korrekturschaltung für elektroakustische Schallsender - Google Patents
Adaptive Korrekturschaltung für elektroakustische SchallsenderInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Korrektur des linearen und nichtlinearen
Übertragungsverhaltens von elektroakustischen Wandlern, die eine elektrische Größe in eine
mechanische oder akustische Größe umwandeln. Die Anordnung besteht aus einem veränderlichen
linearen oder nichtlinearen Korrekturfilter, einem Sensorsystem, das am Schallsender eine
elektrische, mechanische oder akustische Größe mißt und einem Steuersystem, das entsprechend
dem Ausgangssignal des Sensorsystems eine adaptive Anpassung des Korrekturfilters an den
Wandler bewirkt.
Schallsender (Lautsprecher, Kopfhörer, Aktuatoren, . . . ) verursachen erhebliche lineare als
auch nichtlineare Verzerrungen im mechanischen oder akustischen Ausgangssignal. Diese
Verzerrungen können durch ein elektrisches Filter, das an die Anschlußklemmen des
Schallsenders gekoppelt ist und eine geeignete Vorverzerrung des elektrischen Signales bewirkt,
kompensiert werden. Für die vollständige Kompensation der Verzerrungen muß das elektrische
Filter die inversen Übertragungseigenschaften des Wandlers besitzen.
Nichtlineare Korrekturfilter können von zwei verschiedenen Ansätzen entwickelt werden:
Der erste Ansatz betrachtet den Wandler als ein nichtlineares Übertragungssystem, bei dem lediglich der Zusammenhang zwischen Eingangs- und Ausgangssignal von Interesse ist. Mit Hilfe allgemeiner Modelle der nichtlinearen Systemtheorie kann das Übertragungsverhalten des Wandlers allgemein beschrieben und eine Filterstruktur angegeben werden, die das inverve Übertragungsverhalten realisiert. Die Volterra-Reihenentwicklung ist zum Beispiel ein mathematisches Hilfsmittel, daß den Wandler durch ein nichtlineares Polynomsystem mit Gedächtnis approximiert ([1] Kaizer, A.J.: Modeling of the Nonlinear Response of an Electrodynamic Loudspeaker by a Volterra Series Expansion. J. Audio Eng. Soc. 35 (1987) 6, S. 421). Da die Kern- und Systemfunktionen dieser Reihenentwicklung auch allein durch Messung des Eingangs- und Ausgangsverhaltens des Wandlers bestimmt werden können, erübrigt sich eine detaillierte physikalische Beschreibung der nichtlinearen Mechanismen im Wandler. Das ist vorteilhaft für nichtlineare Vorgänge, zum Beispiel die Partialschwingungen in der Membran, die sich mit den zur Zeit verfügbaren mathematischen Hilfsmitteln nicht oder nur sehr schwer modellieren lassen. Die invertierten Kernfunktionen der Volterra-Reihenentwicklung können in Polynomfiltern realisiert werden ([2] Mathews, V.J: Adaptive Polynomial Filters, IEEE Signal Processing Magazine, S. 10-26, July (1991)).
Der erste Ansatz betrachtet den Wandler als ein nichtlineares Übertragungssystem, bei dem lediglich der Zusammenhang zwischen Eingangs- und Ausgangssignal von Interesse ist. Mit Hilfe allgemeiner Modelle der nichtlinearen Systemtheorie kann das Übertragungsverhalten des Wandlers allgemein beschrieben und eine Filterstruktur angegeben werden, die das inverve Übertragungsverhalten realisiert. Die Volterra-Reihenentwicklung ist zum Beispiel ein mathematisches Hilfsmittel, daß den Wandler durch ein nichtlineares Polynomsystem mit Gedächtnis approximiert ([1] Kaizer, A.J.: Modeling of the Nonlinear Response of an Electrodynamic Loudspeaker by a Volterra Series Expansion. J. Audio Eng. Soc. 35 (1987) 6, S. 421). Da die Kern- und Systemfunktionen dieser Reihenentwicklung auch allein durch Messung des Eingangs- und Ausgangsverhaltens des Wandlers bestimmt werden können, erübrigt sich eine detaillierte physikalische Beschreibung der nichtlinearen Mechanismen im Wandler. Das ist vorteilhaft für nichtlineare Vorgänge, zum Beispiel die Partialschwingungen in der Membran, die sich mit den zur Zeit verfügbaren mathematischen Hilfsmitteln nicht oder nur sehr schwer modellieren lassen. Die invertierten Kernfunktionen der Volterra-Reihenentwicklung können in Polynomfiltern realisiert werden ([2] Mathews, V.J: Adaptive Polynomial Filters, IEEE Signal Processing Magazine, S. 10-26, July (1991)).
Der alternative Ansatz beruht auf einer tiefergehenden Modellierung der nichtlinearen
Vorgänge im Wandler und nutzt die Ergebnisse für den Entwurf von speziellen,
wandlerorientierten Filterstrukturen. Läßt sich das Übertragungsverhalten des Wandlers durch eine
nichtlineare Differentialgleichung oder durch ein blockorientiertes Systemmodell beschreiben, so
kann das erforderliche Korrektursystem durch Umformung der Differentialgleichung oder
Spiegelung der Systemstruktur des Wandlermodelles unmittelbar bestimmt werden ([3] Klippel,
W.: The Mirror filter - a New Basis for Reducing Nonlinear Distortion Reduction and Equalizing
Response in Woofer Systems, J. Audio Eng. Soc. 32 (9), S. 675-691, (1992)). Dieses sogenannte
Spiegelfilter enthält lineare Teilsysteme mit Gedächtnis und nichtlineare Teilsysteme ohne
Gedächtnis, die mit Hilfe linearer Filter und frequenzunabhängiger Übertragungsglieder mit einer
nichtlinearen Kennlinie realisiert werden können. Das wandlerorientierte Spiegelfilter ist sowohl
mit diskreten, analogen Schaltungselementen als auch im Rahmen der digitalen
Signalverarbeitung häufig einfacher zu realisieren als ein Polynomfilter. Auch können die
nichtlinearen Verzerrungen bei großen Signalamplituden mit Polynomfiltern zweiter und dritter
Ordnung nicht mehr vollständig kompensiert werden.
Für die Anpassung des Korrekturfilters an den jeweiligen Wandler, d. h. die Bestimmung
der optimalen Filterparameter, sind verschiedene Methoden bekannt, die sich auf zwei
verschiedene Grundstrategien zurückführen lassen:
Die erste Strategie führt zunächst eine Messung des Übertragungsverhaltens des Wandlers
ohne Korrekturfilter durch und berechnet im zweiten Schritt aus den Parametern des Wandlers
die erforderlichen Filterparameter. Bei dieser Methode führen sowohl Meßfehler als auch zeitliche
Veränderungen der Wandlerparameter zu einer Fehlanpassung des Korrekturfilters.
In der alternativen Strategie wird das Übertragungsverhalten des Wandlers mit
Korrekturfilter gemessen und über die Veränderung der Filterparameter eine optimale Lösung
bestimmt. In der Offenlegungsschrift ([4] Klippel, W.: Schaltungsanordnung zur Korrektur des
linearen und nichtlinearen Übertragungsverhaltens elektroakustischer Wandler,
Offenlegungsschrift DE 41 11 884 A1, (Oktober 1992)) ist ein automatisches Anpaßverfahren für
wandlerorientierte Filterstrukturen vorgestellt, das in einem gesonderten Anlernvorgang ein
spezielles Testsignal generiert und hiermit die optimalen Filterparameter bestimmt. Dieses
Anpaßverfahren ist im normalen Betriebsfall, d. h. bei der Übertragung des Nutzsignales nicht
aktiviert und kann auf Parameterveränderungen im Wandler, z. B. durch Alterung und Erwärmung,
mit einer selbständigen Korrektur der Filterparameter nicht reagieren. Dies kann nur mit Hilfe
adaptiver nichtlinearer Filter realisiert werden, die einen permanenten Lernvorgang während der
Übertragung des Nutzsignales ermöglichen. Adaptive nichtlineare Filter, z. B. adaptive
Polynomfilter wurden in der Fachliteratur ([5] Lynch, M.R. und P.J. Rayner: The properties and
implementation of the non-linear vector space connectionist model, First IEE Int. Conf. Artif.
Neural Networks, London, S. 186-190 (1989)) und ([6] Rayner, P.J.W. und Lynch, M.F.: A new
connectionist model based on a non-linear adaptive filter, Proc. ICASSP, Glasgow, Scotland, S.
1191-1194 (1989)) beschrieben. Allerdings eignen sich diese bekannten adaptiven, nichtlinearen
Filter nicht als Korrektursysteme für elektroakustische Schallsender. Diese adaptiven Filter
müssen zwischen dem Ausgang des zu korrigierenden Schallsender-Sensor-Systems und dem
Eingang des Subtrahiergliedes, das das übertragene Signal mit einem Sollsignal vergleicht und
ein Fehlersignal zur Steuerung des Filters bereitstellt, geschalten werden. Mit dieser
Schaltungsanordnung läßt sich zwar das Gesamtsystem, bestehend aus Schallsender, Sensor und
Filter, adaptiv linearisieren aber das akustische Nutzsignal bleibt nach wie vor verzerrt. Die
anschließende Vertauschung der Reihenfolge zwischen Schallsender und Filter mit optimal
bestimmten und eingefrorenen Koeffizienten, d. h. die Verbindung des Ausganges des
Korrekturfilters mit dem Eingang des Schallsenders, ist nur möglich, wenn sowohl die
nichtlinearen als auch die linearen Verzerrungen des Wandler vollständig kompensiert sind und
das Gesamtsystem die Übertragungsfunktion Htotal(s)=1 besitzt. Leider ist es bei realen
Lautsprechern kaum möglich oder wünschenswert, an den Grenzen des Übertragungsbereiches
den Amplitudenabfall mit einem Korrekturfilter auszugleichen. Auch ist die Trennung zwischen
adaptivem Lernprozeß einerseits und Arbeitsmodus mit festen Filtereigenschaften andererseits ein
Merkmal der ersten Anpassungsstrategie, die auf Veränderungen des Wandlers nicht reagiert.
Eine Anordnung mit mehreren Polynomfiltern wurde von ([7] Gao, F. X.Y.: Adaptive
Linearization of a Loudspeaker, presented at the 93rd Convention of Audio Engineering Society,
1992 October 1-4 San Francisco, Preprint 3377) vorgeschlagen. Ein adaptives Polynomfilter
(Modellfilter) wird parallel zum Lautsprecher geschalten und dient allein zur Identifikation der
Lautsprecherparameter (Kernfunktionen). Ein weiteres nichtadaptives Polynomfilter
(Korrekturfilter) ist vor dem Schallsender seriell in den Signalweg geschalten und führt die
eigentliche Signalvorverzerrung mit Hilfe der invertierten Kernfunktionen des Modellfilters durch.
Das erforderliche zweite nichtlineare Modellfilter erschwert die Realisierbarkeit von
Korrektursystemen höheren Grades mit der erforderlichen Gedächtnistiefe.
Adaptive Filter mit einer wandlerorientierten Filterstruktur sind bisher nicht bekannt.
Es ist das Ziel der Erfindung ein adaptives Korrektursystem für elektroakustische
Schallsender zu entwickeln, das die nichtlinearen Signalverzerrungen des Wandlers vermindert
und ein gewünschtes lineares Übertragungsverhalten realisiert. Bei der Übertragung des
Nutzsignales soll sich das Korrektursystem an den Wandler anpassen und
Parameterveränderungen des Wandlers selbständig ausgleichen. Das adaptive Korrektursystem
soll in einfacher Weise, d. h. mit wenigen Bauelementen realisierbar sein und die Korrektur des
Wandlers und die Identifikation erforderlicher Wandlerparameter mit Hilfe eines nichtlinearen
Filters ausführen.
Zur Lösung dieser Aufgabe besteht das Korrektursystem aus einem steuerbaren
nichtlinearen Korrekturfilter, das an die elektrischen Klemmen des Wandlers angekoppelt ist,
einer Sensoranordnung und einem Steuerungssystem.
Das nichtlineare Korrekturfilter besitzt eine Struktur, die es erlaubt, alle Filterparameter
als Wichtungsparameter Pi eines Filtersignales bi(t) mit i = 1, . . . , N darzustellen. Die bekannten
Polynomfilter erfüllen diese Bedingung. Auch die blockorientierte Filterstrukturen (z. B.
wandlerorientiertes Spiegelfilter), die sowohl lineare, dynamische Teilsysteme als auch
nichtlineare, statische Teilsysteme enthalten, lassen sich leicht in diese Form überführen. Hierzu
wird jedes Teilsystem durch eine additive Parallelschaltung von gewichteten Basissystemen
dargestellt, und zwischen dem Ausgang des Basissystems und dem Eingang des Addiergliedes
ein steuerbarer Verstärker (Multiplizierer) geschalten. Im Fall der nichtlinearen, statischen
Teilsysteme können die nichtlinearen Basissysteme zum Beispiel durch eine Reihenentwicklung
der nichtlinearen Übertragungskennlinie bestimmt werden. Im Fall der linearen, dynamischen
Teilsysteme kann auf bekannte lineare Filter mit einer gewichteten Vorwärtsstruktur (FIR-
Transversalfilter, oder Gamma-Filter) zurückgegriffen werden. Die Wichtungsparameter Pi werden
mit Hilfe steuerbarer Verstärker Vi veränderbar realisiert. Jeder steuerbare Verstärker Vi besitzt
einen Eingang Ii für das Signal bi(t), einen Signalausgang Oi und einem zusätzlichen
Steuereingang Si. Im steuerbaren Verstärker wird das Signal bi(t) mit dem Steuersignal
multipliziert und das Produkt am Signalausgang Oi bereitgestellt.
Die Sensoranordnung mißt eine elektrische oder mechanische oder akustische Größe am
Wandler, vergleicht sie mit einem Sollsignal und stellt ein Fehlersignal e(t) am Ausgang Os der
Sensoranordnung bereit. Das Sollsignal kann mit Hilfe eines zusätzlichen Filters Z, das das
gewünschte Übertragungsverhalten des Wandlers mit optimal angepaßtem Korrektursystem
besitzt, aus dem unverzerrten Eingangssignal gewonnen werden.
Das Steuerungssystem enthält das Übertragungselement G und für jeden steuerbaren
Parameter Pi (i = 1, . . . , N) einen Multiplizierer Mi, ein System Ai und ein lineares
Übertragungselement Ri.
Der Verstärkereingang Ii ist über das lineare Übertragungselement Ri mit dem ersten
Eingang des Multiplizierers Mi verschalten und der Ausgang Os über das lineare
Übertragungselement G mit der Übertragungsfunktion G(s) mit dem zweiten Eingang des
Multiplizierers Mi verbunden. Der Ausgang des Multiplizierers Mi ist über das Filter Ai mit dem
Steuereingang Si verbunden.
Im System Ai ist ein beliebiger Adaptionsalgorithmus implementiert, zum Beispiel die
Methode des steilsten Abstieges oder der Algorithmus des kleinsten mittleren Quadrats (LMS) oder
der Rekursionsalgorithmus der kleinsten Quadrate (RMS). Das LMS-Verfahren läßt sich sehr
einfach realisieren. Hier besteht das System Ai lediglich aus einem Integrator oder Tiefpaß. Um
den adaptiven Algorithmus auch gegen Störungen robust zu gestalten, wird der Eingang des
Systems A über einen zusätzlicher Schalter S mit dem Eingang des Integrator verbunden. Bei
sehr kleinem Fehlersignal oder fehlendem Sensorsignal wird der Schalter durch ein
Überwachungssystem geöffnet, der Lernprozeß momentan eingestellt und das Korrekturfilter
arbeitet mit eingefrorenen Parametern.
Die Übertragungselemente G und Ri besitzen die Übertragungsfunktion G(s) bzw. Ri(s),
die sich aus den Eigenschaften des nichtlinearen Filters und der Wandler-Sensorsystems ergibt.
Das Übertragungselement G und/oder Übertragungselement Ri sind ein Filter oder
Verzögerungsglied, so daß für ihre Übertragungsfunktion gilt: G(s)≠1 und/oder Ri(s)≠1.
Die Anforderungen an die Übertragungsfunktionen G(s) und Ri(s), d. h. ihre Abhängigkeit
von den Eigenschaften des nichtlinearen Korrekturfilters und der Wandler-Sensor-Systems soll
im folgenden hergeleitet werden. Das Ausgangssignal uL(t) eines solchen steuerbaren
Korrekturfilters kann durch eine Summe von Faltungstermen
approximiert werden. Die Faltung (Operator*) zwischen dem Eingangssignal des Filters u(t) und
der Impulsantwort fc(t) beschreibt das Ausgangssignal wenn alle steuerbaren Wichtungsparameter
Pi des Filters gleich Null sind, d. h. die steuerbaren Verstärker geschlossen sind. Die Signale bi(t),
die am Ausgang jedes linearen oder nichtlinearen Basissysteme und somit am Eingang Ii jedes
steuerbaren Verstärkers auftreten, werden mit dem Wichtungsfaktor Pi durch den Verstärker
multipliziert und mit der Impulsantwort fi(t) anschließend gefalten. Die lineare Impulsantwort fi(t)
approximiert das lineare oder schwach nichtlineare System, das sich zwischen dem
Verstärkerausgang Oi und dem Ausgang des Korrekturfilters befindet.
Das Wandler-Sensor-System wird im Rahmen dieser Herleitung durch die
Parallelschaltung eines lineares Teilsystems und eines nichtlinearen Zweiges modelliert. Das
Ausgangssignal
p(t) = hL(t) * uL(t) + PD(t) (2)
ist die Summe aus der Faltung des Wandlereingangssignales uL(t) mit der linearen Impulsantwort
hL(t) und den erzeugten nichtlinearen Verzerrungen pD(t).
Aus dem unverzerrten Eingangsignal u(t) wird über ein Filter Z, das das gewünschte
Übertragungsverhalten des Wandlers mit Entzerrers besitzt, das Sollsignal d(t) erzeugt, von dem
Ausgangssignal p(t) subtrahiert und das Fehlersignal
erzeugt.
Aus dem gefilterten Fehlersignales läßt sich die Kostenfunktion
J(t) = [g(t) * e(t)]² (4)
bestimmen, die das Fehlersignal e(t) mit der Impulsantwort g(t) des Übertragungselementes G
faltet und anschließend quadriert.
Einsetzen von Gl. (3) in Gl. (4) und partielles Differenzieren nach Pi unter Vernachlässigung der
Abhängigkeit der Verzerrungen pD(t) vom Parameter Pi führt zu dem Gradienten der
Kostenfunktion
der die entscheidende Information für den Adaptionsalgorithmus zur Korrektur des Parameter Pi
liefert. Die Faltungsoperationen in Gl. (5) werden mit den Übertragungselementen G und Ri und
die zeitliche Multiplikation (Operator x) mit dem Multiplizierer M im Steuersystem realisiert. Die
Signale bi(t) mit i = 1, . . . , N im Korrekturfilter werden im folgenden als Referenzsignale bezeichnet,
da sie für die Berechnung der Gradienten als Bezugssignale benötigt werden.
Für die Methode des steilsten Abstieges ergibt sich zum Beispiel die folgende zeitdiskrete
Iterationsvorschrift
wobei der Schrittparameter µ eine positive Konstante und E[ ] ein Operator ist, der den
Erwartungswert bestimmt. Wird der Erwartungswertoperator weggelassen, so entsteht der
bekannte Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate
für dessen Realisierung lediglich ein Integrator im Filter Ai erforderlich ist.
Aus Gl. (5) lassen sich die notwendigen Bedingungen für die Impulsantworten
ri(t) = fi(t) * hL(t) * g(t) (8)
bzw. die über die Laplacetransformation verbundenen Übertragungsfunktionen
Ri(s) = Fi(s) HL(s) G(s) (9)
angeben. Gln. (8) und (9) zeigen, daß die Übertragungsfunktion G(s) des Elementes G frei
gewählt werden kann. Wird das Übertragungselement G zum Beispiel als Kurzschluß realisiert
(G(s)=1), so ergibt sich für die anderen Filter Ri die Bedingung
Ri(S) = Fi(s)HL(S) (10)
In vielen Filterstrukturen (z. B. Polynomfilter, Spiegelfilter für Tieftonlautsprecher) ist
Fi(s)=1 für alle i = 1, . . . , N, so daß für die Übertragungselemente Ri gilt
Ri(s) = HL(s)G(s) (11)
Hierbei ergibt sich eine interessante Realisierungsvariante, in der die Elemente Ri lediglich als
geeignete Verzögerungsglieder mit
Ri(s) = eτ s (12)
ausgeführt werden, so daß das Übertragungselement G mit
physikalisch realisierbar ist.
Sind die linearen Übertragungseigenschaften des Wandler-Sensor-Systems nicht bekannt
oder zeitlich veränderlich, so wird das System G und/oder die Übertragungssysteme Ri als
veränderliche, lineare Filter ausgeführt. Sie besitzen einen oder mehrere zusätzliche
Steuereingänge, über die die erforderliche Übertragungsfunktion Ri(s) bzw. G(s) des Filters
eingestellt wird. Die Steuereingänge der veränderbaren, linearen Filter Ri und G sind mit den
Parameterausgängen von zusätzlichen adaptiven, linearen Filtern verbunden, die die lineare
Übertragungsfunktion des Wandler-Sensor-Systems bestimmen.
Die praktische Ausführung soll anhand der folgenden Abbildungen näher erläutert werden:
Fig. 1 Übersichtsschaltplan des adaptiven Korrektursystems für elektroakustische
Schallsender,
Fig. 2 Teilschaltung zur adaptiven Anpassung eines Filterparameters Pi.
Fig. 3 Polynomfilter zweiten Grades mit zwei Verzögerungsgliedern und zusätzlich
herausgeführten Steuerleitungen und Referenzleitungen.
Fig. 4 Spiegelfilter mit wandlerorientierter Blockstruktur und extern herausgeführten
Steuerleitungen und Referenzleitungen.
Fig. 5 Realisierung einer adaptiven Anpassung des linearen Filters G an das
Schallsender-Sensor-System mit Hilfe eines linearen adaptiven Transversalfilters.
Fig. 1 zeigt das nichtlineare Korrekturfilter (1), das mit seinem Ausgang (2) an die
elektrischen Anschlußklemmen (3) des Schallsenders (11) angekoppelt ist. Der Eingang (4) des
Korrekturfilters (1) ist mit dem Signaleingang (18) verbunden, der das elektrische Nutzsignal u(t)
(z. B. ein Audiosignal) führt. Das Korrekturfilter (1) ist über die Wichtungsparameter Pi(i=1, . . . , N) veränderlich und besitzt für jeden Parameter Pi einen Referenzsignalausgang (5, 6, 7) und einen
Steuereingang (8, 9, 10). Im Ausführungsbeispiel wird mit Hilfe eines Mikrofones (12) ein
akustisches Signal p(t) gemessen und an den Ausgang (13) des Wandler-Sensor-Systems (14)
geführt. Der Ausgang (13) ist mit dem invertierenden Eingang (15) des Differenzverstärkers (17)
verbunden. Der Signaleingang (18) ist mit dem Eingang (19) eines linearen Filters (20)
verbunden, das die gewünschte Übertragsfunktion Z(s) des Schallsender-Wandler-Systems (14)
mit optimal angepaßtem Korrekturfilter (1) besitzt. Der Ausgang (21) des Filters ist mit dem
nichtinvertierenden Eingang (16) des Differenzverstärkers (17) verbunden. Der Ausgang (22) des
Differenzverstärkers (17), der das Fehlersignal e(t) führt, ist mit dem Eingang (23) des
Steuersystems (24) verbunden. Das Steuersystem (24) enthält ein lineares System (25), das die
Übertragungsfunktion G(s) besitzt, und für jeden veränderlichen Wichtungsparameter Pi(i=1, . . . , N)
ein Steuerteilsystem (26, 27, 28). Jedes Steuerteilsystem (26, 27, 28) enthält einen
Fehlersignaleingang (29, 30, 31), einen Referenzsignaleingang (32, 33, 34) und einen Ausgang
(35, 36, 37). Der Eingang (23) des Steuerungssystems (24), ist über das System (25) mit jeweils
einem Eingang (29, 30, 31) aller Steuerteilsysteme (26, 27, 28) verbunden. Der jeweils andere
Eingang (32, 33, 34) der Steuerteilsysteme (26, 27, 28) ist mit dem entsprechenden
Referenzausgang (5, 6, 7) des Korrekturfilters (1) verbunden. Der Steuerausgang (35, 36, 37)
jedes Steuerteilsystems (26, 27, 28) ist mit dem entsprechenden Steuereingang (8, 9, 10) des
Korrekturfilters (1) verschalten.
Fig. 2 zeigt für einen veränderlichen Parameter Pi des Korrekturfilters eine vollständige
Darstellung des adaptiven Korrektursystems.
Der Eingang (4) des Korrekturfilters (1) ist über ein lineares oder nichtlineares Filter (38),
das an seinem Ausgang das Referenzsignal bi(t) erzeugt, mit dem Signaleingang (39) eines
steuerbaren Verstärkers (41) verbunden. Der Signalausgang (42) des Verstärkers (41) ist über ein
lineares oder schwach nichtlineares System (43) mit dem Eingang (132) eines Addierers (44)
verbunden. Der Eingang (4) ist ebenfalls über ein lineares oder nichtlineares Filter (45) mit dem
anderen Eingang (46) des Addierers (44) verbunden. Der Ausgang (133) des Addierers (44) ist
mit dem Ausgang (2) des Korrekturfilters (1) verbunden. Das Filter (45) enthält eine
Parallelschaltung eines linearen Systems mit der Impulsantwort fc(t) und weiteren Zweigen, die
die Parameter Pj (mit j=1, . . . , N und j≠i) als Wichtungsparameter enthalten.
Das Schallsender-Sensor-System (14) wird durch die additive Parallelschaltung eines
linearen Systems (47) und eines nichtlinearen Systems (48) mit Hilfe eines Addierers (49)
modelliert.
Mit Hilfe des Filters (20) und des Differenzverstärkers (17) wird am Ausgang (22) das
Fehlersignal e(t) gebildet und über das System (25) zum Fehlersignaleingang (29) des
Steuerteilsystems (28) geführt. Der Fehlersignaleingang (29) ist mit dem Eingang (50) eines
Multiplizierers (51) verbunden. Der Eingang (39) des steuerbaren Verstärkers (41) im
Korrekturfilter (1) ist über den Referenzsignalausgang (7) und über den Eingang (32) des
Steuerteilsystems (28) mit dem Eingang (52) des Systems (53) verbunden. Das Element (53)
besitzt eine Übertragungsfunktion Ri(s) entsprechend Gl. (9). Der Ausgang (54) des Elementes
(53) ist mit dem anderen Eingang (55) des Multiplizierers (51) verschalten. Der Ausgang (56)
des Multiplizierers (51) ist über den Integrator (57) mit dem Steuerausgang (35) verbunden. Der
Steuerausgang (35) des Steuerteilsystems (24) ist mit dem Steuereingang (40) des Verstärkers
(41) im Korrekturfilters (1) verschalten.
Fig. 3 zeigt eine Ausführung des nichtlinearen Korrekturfilters (1) als Polynomfilter (58)
zweiter Ordnung mit zwei Verzögerungsgliedern. Der Eingang (4) des Korrekturfilters (58) ist
mit einer Kette zweier hintereinander geschalteter Verzögerungsglieder (86, 87) verbunden. Der
Eingang (4) des Systems und die Ausgänge (88) und (89) sind jeweils über einen steuerbaren
Verstärker (59, 60, 61) mit dem Eingang eines Addierers (90, 91, 92) verbunden. In den
Addierern (90, 91, 92) wird das gewichtete Eingangssignal und die gewichteten verzögerten
Signale zusammengefaßt und dem Ausgang (2) zugeführt. Die steuerbaren Verstärker (59, 60, 61)
realisieren die Wichtungsparameter des linearen Teilsystems und entsprechen den Koeffizienten
eines linearen FIR-Transversalfilters. Parallel zu dem linearen System ist ein quadratisches
System geschalten, das aus Zweigen besteht, die das unverzögerte und die verzögerten Signale
mit Hilfe der Multiplizierer (98-103) in allen Kombinationen miteinander multiplizieren, die
Ausgangssignale der Multiplizierer (98-103) mit Hilfe der nachgeschalteten Verstärker (62-67)
wichten und über die Addierer (90-97) zum Ausgangssignal addieren. Hier sei stellvertretend
für alle anderen Kombinationen nur ein Zweig näher beschrieben: Der Eingang (4) und der
Ausgang (88) des ersten Verzögerungsgliedes (86) sind jeweils mit beiden Eingängen des
Multiplizierers (99) verbunden. Der Ausgang des Multiplizierers (99) ist über den steuerbaren
Verstärker (63) und über die Addierglieder (90-94) mit dem Ausgang (2) des Korrekturfilters
(58) verbunden.
Das Korrekturfilter (58) besitzt eine ähnliche Struktur wie das in [2] vorgestellte
Polynomfilter. Im Unterschied zu [2] besitzt das adaptive Polynomfilter (58) in Fig. 3 jedoch für
jeden Wichtungsparameter Pi (i=1, . . . , 9) einen steuerbaren Verstärker (59-67), der eine
Veränderung des Wichtungsparameters über die Steuereingänge (68-76) ermöglicht. Zusätzlich
sind alle Eingänge der Verstärker (59-67) über die Ausgänge (77-85) mit den entsprechenden
Referenzsignaleingängen (35, 36, 37, . . . ) der Steuerteilsysteme (26, 27, 28, . . . ) verbunden.
Polynomfilter besitzen den Vorteil, daß die Ausgänge der steuerbaren Verstärker direkt
über Addierer (90-97) mit dem Ausgang (2) des Korrekturfilters verbunden sind und somit für
alle Parameter Pi mit i=1, . . . , N das Filter (43) eine Übertragungsfunktion Fi(s)=1 besitzt.
Fig. 4 zeigt eine alternative Ausführung des nichtlinearen Korrekturfilters (1) mit
veränderlichen Wichtungsparametern. Das dargestellte Filter (104) stellt ein modifiziertes
Spiegelfilter mit wandlerorientierter Blockstruktur für einen Tieftonlautsprecher im geschlossenen
Gehäuse dar. Der Lautsprecher wird in Stromspeisung betrieben, d. h. der Lautsprecher ist an
einem Verstärker mit sehr hohem Ausgangswiderstand angeschlossen. Im Unterschied zu den in
[3] vorgeschlagenen Spiegelfilterstrukturen wurden die nichtlinearen, statischen Teilsysteme durch
eine nach dem zweiten Glied abgebrochenen Taylorreihenentwicklung entwickelt und die
Wichtungsfaktoren mit Hilfe von steuerbaren Verstärkern (105, 106, 107) realisiert.
Der Eingang (4) des Filters (104) in Fig. 4 ist mit dem Eingang (108) eines linearen Filters (109)
verbunden, das einen Tiefpaß zweiter Ordnung mit der gewünschten Eckfrequenz darstellt. Der
Ausgang (110) des Filters (109) führt ein Signal, das der Auslenkung der Schwingspule im
Lautsprecher entspricht. Der Ausgang (110) ist über einen steuerbaren Verstärker (105) mit dem
Eingang des Addierers (111) verbunden, der das gewichtete äquivalente Auslenkungssignal zum
Eingangssignal addiert. Eine Veränderung des Wichtungsfaktors durch Verstärker (105) bewirkt
eine Veränderung des linearen Übertragungsverhaltens der Gesamtanordnung, bestehend aus
Korrekturfilter (1) und Lautsprecher (11). Entsprechend der in [3] vorgestellten Methode kann
hiermit die Resonanzfrequenz des Lautsprechers (11) virtuell verändert und der
Übertragungsbereich vergrößert werden.
Im Spiegelfilter (104) sind zwei weitere nichtlineare Korrektursysteme dargestellt, die die
nichtlinearen Verzerrungen zweiter Ordnung vermindern, die durch eine lineare Abhängigkeit des
Kraftfaktors und der Steifigkeit der Membranaufhängung von der Schwingspulenauslenkung
hervorgerufen werden.
Zur Verminderung der quadratischen Verzerrungen bedingt durch die
auslenkungsabhängige Steifigkeit wird der Ausgang (110) mit beiden Eingängen des
Multiplizierers (112) verbunden und der Ausgang des Multiplizierers (112) über den steuerbaren
Verstärker (106) mit dem einen Eingang des Addierers (113) verbunden. Der andere Eingang des
Addierers (113) ist mit dem Ausgang des Addierers (111) verschalten. Hiermit wird das
gewichtete, quadrierte Auslenkungssignal zum Eingangssignal addiert.
Zur Verminderung der quadratischen Verzerrungen des auslenkungsabhängigen
Kraftfaktors wird der Ausgang des Addierers (113) und der Ausgang (110) jeweils mit einem der
beiden Eingänge des Multiplizierers (114) verbunden und der Ausgang des Multiplizierers (114)
über den steuerbaren Verstärker (107) mit dem ersten Eingang des Addierers (115) verschalten.
Zusätzlich ist der Ausgang (113) mit dem anderen Eingang des Addierers (115) verbunden und
der Ausgang des Addierers (115) ist mit dem Ausgang (2) des Spiegelfilters (104) verbunden.
Die Eingänge der steuerbaren Verstärker (105, 106, 107) werden über die Ausgänge (116,
117, 118) mit den Referenzsignaleingängen (32, 33, 34) der Steuerteilsysteme (29, 30, 31) in Fig.
1 verbunden. Die Ausgänge (35, 36, 37) in Fig. 1 sind jeweils über die Eingänge (119, 120, 121)
mit den entsprechenden Steuereingängen der Verstärker (105, 106, 107) verbunden.
Auf eine Besonderheit der wandlerorientierte Filterstruktur soll in Fig. 4 hingewiesen
werden: Da zwischen den Ausgängen der steuerbaren Verstärkern (105, 106) und dem
Filterausgang (2) das nichtlineare Korrektursystem des Kraftfaktors geschalten ist, läßt sich das
Spiegelfilter nicht in eine additive Parallelschaltung von 3 Zweigen überführen, in denen jeweils
ein Wichtungsparameter auftritt. Da das Korrektursystem des Kraftfaktors jedoch im allgemeinen
ausreichend schwach linear ist, kann diese Nichtlinearität vernachlässigt und auch für das
Spiegelfilter in Fig. 4 angenommen werden, daß die jedem steuerbaren Verstärker
nachgeschalteten Systeme Fi (43) eine Übertragungsfunktion Fi(s)=1 besitzen.
Gln. (8) und (9) verlangen, daß die Übertragungsfunktionen Ri(s) mit i=1, . . . , N und G(s)
der Elemente (53) und (25) in Fig. 2 an die Übertragungsfunktion des Wandler-Sensor-Systems
(14) angepaßt werden müssen. Ein Ausführungsbeispiel, daß eine adaptive, selbständige
Anpassung der Systeme Ri (53) und des Systems G (25) ermöglicht, ist in Fig. 5 dargestellt. Fig.
5 entspricht in vielen Teilen Fig. 2, verzichtet jedoch auf eine detaillierte Darstellung des
Korrekturfilters (1) und auf eine Systemmodellierung des Wandler-Sensor-Systems (14). Das
Korrekturfilter (1) ist entweder als Polynomfilter (58) nach Fig. 3 oder als Spiegelfilter (104)
nach Fig. 4 ausgeführt. Für die Systeme Fi (43) in diesen Korrekturfiltern gilt exakt oder
angenähert, daß die Übertragungsfunktionen Fi(s)=1 ist. Dadurch können die System Ri (53) für
jeden Wichtungsparameter Pi (i=1, . . . , N) mit den gleichen Übertragungseigenschaften Ri(s)=R(s)
realisiert werden. Da dann entweder G(s) oder R(s) frei gewählt werden kann, sollen entsprechend
Gln. (12) und (13) die Elemente Ri (i=1, . . . , N) in diesem Beispiel als Verzögerungsglieder mit
der gleichen Verzögerungszeit ausgeführt werden. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist in Fig.
5 nur ein Steuerteilsystem für den Parameter Pi dargestellt, das aus dem Element (53), dem
Multiplizierer (51) und dem adaptiven Kontrollsystem (57) besteht. Die Erweiterung auf mehrere
Wichtungsparameter erfolgt entsprechend Fig. 1, wobei nur weitere Verzögerungsglieder,
Multiplizierer und adaptive Kontrollsysteme erforderlich sind. Das Übertragungselement (25) wird
entsprechend Fig. 1 von allen Steuerteilsystemen gemeinsam genutzt. Das System (25) mit der
Systemfunktion G(s) entsprechend Gl. (13) ist als ein veränderliches, jedoch lineares
Transversalfilter (FIR-Filter) ausgeführt. Zeitlich veränderlich bedeutet, daß seine
Filterkoeffizienten aus dem linearen adaptiven Filter (122) über den Eingang (123) in das Filter
(25) geladen werden. Das Filter (122) ist ein gewöhnliches adaptives lineares Transversalfilter,
das einen Signaleingang (124), einen Signalausgang (125) und einen Fehlersignaleingang (126)
besitzt und einen LMS-Algorithmus zur adaptiven Steuerung benutzt. Der Eingang (124) des
Filters (122) ist mit dem Ausgang (13) des Lautsprecher-Sensor-Systems (14) verbunden. Der
Ausgang (125) des Filters (122) ist mit dem invertierenden Eingang (128) eines
Differenzverstärkers (127) verbunden. Der Ausgang (2) des Korrekturfilters (1) ist über ein
Verzögerungssystem (131), das ebenfalls die Übertragungsfunktion R(s) aufweist, d. h. gleiche
Eigenschaften wie das System (53) besitzt, mit dem nichtinvertierenden Eingang (129) des
Differenzverstärkers (127) verbunden. Der Ausgang (130) des Differenzverstärkers (127) ist mit
dem Fehlersignaleingang (126) des Filters (122) verschalten.
Abschließend soll der Ablauf des adaptiven Prozesses kurz erläutert werden. Zu Beginn
werden die veränderlichen Wichtungskoeffizienten aller linearer und nichtlinearer Filter gleich
Null gesetzt. Während des adaptiven Lernprozesses nimmt das Filter (122) bis auf eine Laufzeit
die inversen Übertragungseigenschaften des Lautsprecher-Sensor-Systems an. Die Koeffizienten
des Filters (122) werden hierbei ständig in das Filter (25) übertragen. In diesem Filter (25) wird
das Fehlersignal e(t) mit der inversen Übertragungsfunktion des Filters (25) gefaltet und
anschließend mit dem zeitverzögerten Referenzsignal in (51) multipliziert. Das Ausgangssignal
von (51) wird in dem Integrator (57) entsprechend Gl. (7) in ein Steuersignal umgewandelt und
über den Eingang (10) zum Steuereingang des steuerbaren Verstärkers geführt. Ist das gefilterte
Fehlersignal e(t) am Ausgang des Systems (25) unkorreliert mit dem zeitverzögerten
Referenzsignal am Ausgang des Systems (53) dann ist der Lernprozeß beendet und das
Korrekturfilter (1) optimal an den Lautsprecher (11) angepaßt.
Die Erfindung wurde am Beispiel eines diskreten, analogen Schaltungsnetzwerkes
ausgeführt. Der heutige Stand der Technik erlaubt es dieses adaptive Korrekturfilter in einem
digitalem Signalprozessorsystem zu implementieren. Die mit der Erfindung erzielten Vorteile
bestehen insbesondere darin, einfache adaptive Korrektursysteme für Schallsender zu realisieren,
die eine minimale Anzahl von Bauelementen oder Rechenoperationen erfordern. Das Problem der
adaptiven Anpassung von Korrekturfiltern, die eine wandlerorientierte Blockstruktur besitzen
(Spiegelfilter), wurde gelöst. Zeitliche Parameterveränderungen des Schallsenders durch
Erwärmung und Alterung werden durch das Korrektursystem selbständig ausgeglichen und die
Verbesserung des Übertragungsverhaltens bleibt über einen langen Zeitraum gewährleistet.
Die benutzten Symbole bedeuten:
* Faltungsoperator,
x Multiplikation (zweier Zeitsignale),
Laplacetransformation,
E[ ] Erwartungswert,
u(t) unverzerrtes Eingangssignal,
uL(t) vorverzerrtes Signal,
p(t) Ausgangssignal des Schallsender-Sensor-Systems,
pD(t) Verzerrungssignal am Ausgang des Schallsender-Sensor-Systems,
d(t) Sollsignal am Ausgang des Systems Z,
Fc(s)={fc(t)} Übertragungsfunktion des linearen Teilsystems im Korrekturfilter,
G(s)={g(t)} Übertragungsfunktion des Systems G,
Ri(s)={ri(t)} Übertragungsfunktion des Systems Ri,
J(t) Kostenfunktion,
Pi i-ter Wichtungsparameter des Korrekturfilters,
N Anzahl der Wichtungsparameter des Korrekturfilters,
bi(t) Referenzsignale des Korrekturfilters,
fi(s)={fi(t)} Übertragungsfunktion des linearen Systems Fi,
HL(s)={hL(t)} Übertragungsfunktion des linearen Teilsystems im Wandler-Sensor-Modell,
µ Schrittparameter,
τ Laufzeit.
x Multiplikation (zweier Zeitsignale),
Laplacetransformation,
E[ ] Erwartungswert,
u(t) unverzerrtes Eingangssignal,
uL(t) vorverzerrtes Signal,
p(t) Ausgangssignal des Schallsender-Sensor-Systems,
pD(t) Verzerrungssignal am Ausgang des Schallsender-Sensor-Systems,
d(t) Sollsignal am Ausgang des Systems Z,
Fc(s)={fc(t)} Übertragungsfunktion des linearen Teilsystems im Korrekturfilter,
G(s)={g(t)} Übertragungsfunktion des Systems G,
Ri(s)={ri(t)} Übertragungsfunktion des Systems Ri,
J(t) Kostenfunktion,
Pi i-ter Wichtungsparameter des Korrekturfilters,
N Anzahl der Wichtungsparameter des Korrekturfilters,
bi(t) Referenzsignale des Korrekturfilters,
fi(s)={fi(t)} Übertragungsfunktion des linearen Systems Fi,
HL(s)={hL(t)} Übertragungsfunktion des linearen Teilsystems im Wandler-Sensor-Modell,
µ Schrittparameter,
τ Laufzeit.
Claims (9)
1. Anordnung zur Korrektur des linearen und nichtlinearen Übertragungsverhaltens von
elektroakustischen Wandlern, die ein elektrisches Signal in ein mechanisches oder
akustisches Signal wandeln, mit Hilfe eines adaptiven Korrektursystems, das
Korrektursystem besteht aus einem steuerbaren linearen oder nichtlinearen Korrekturfilter
mit veränderbaren Übertragungseigenschaften, einer Sensoranordnung und einem
Steuerungssystem, das Korrekturfilter enthält für jeden Filterparameter Pi mit i = 1, . . . , N
einen steuerbaren Verstärker Vi, der ein Signaleingang Ii, einen Signalausgang Oi und
einen Steuereingang Si aufweist und der das Signal bi(t) am Eingang Ii entsprechend dem
Signal am Steuereingang Si wichtet und am Ausgang Oi bereitstellt, der Ausgang des
Korrekturfilters ist mit den elektrischen Klemmen des Wandlers verbunden, die
Sensoranordnung bestimmt eine elektrische oder mechanische oder akustische Größe am
Wandler, vergleicht sie mit einem Referenzverhalten und stellt am Ausgang ein
Fehlersignal bereit,
dadurch gekennzeichnet,
daß entweder der Eingang Ii jedes steuerbaren Verstärkers Vi für i = 1, . . . N über ein lineares Übertragungselement Ri, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion Ri(s) aufweist, mit dem ersten Eingang eines Multiplizierers Mi und der Ausgang Os der Sensoranordnung über ein lineares Übertragungselement G, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion G(s) besitzt, mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers Mi verbunden ist, der Ausgang des Multiplizierers Mi über ein lineares Filter Ai mit dem Steuereingang Si des steuerbaren Verstärkers Vi verbunden ist.
dadurch gekennzeichnet,
daß entweder der Eingang Ii jedes steuerbaren Verstärkers Vi für i = 1, . . . N über ein lineares Übertragungselement Ri, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion Ri(s) aufweist, mit dem ersten Eingang eines Multiplizierers Mi und der Ausgang Os der Sensoranordnung über ein lineares Übertragungselement G, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion G(s) besitzt, mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers Mi verbunden ist, der Ausgang des Multiplizierers Mi über ein lineares Filter Ai mit dem Steuereingang Si des steuerbaren Verstärkers Vi verbunden ist.
oder
daß der Eingang Ii jedes steuerbaren Verstärkers Vi für i = 1, . . . , N über ein lineares Übertragungselement Ri, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion Ri(s) aufweist, mit dem ersten Eingang eines Multiplizierers Mi und der Ausgang Os der Sensoranordnung mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers Mi verbunden ist, der Ausgang des Multiplizierers Mi über ein lineares Filter Ai mit dem Steuereingang Si des steuerbaren Verstärkers Vi verbunden ist.
daß der Eingang Ii jedes steuerbaren Verstärkers Vi für i = 1, . . . , N über ein lineares Übertragungselement Ri, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion Ri(s) aufweist, mit dem ersten Eingang eines Multiplizierers Mi und der Ausgang Os der Sensoranordnung mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers Mi verbunden ist, der Ausgang des Multiplizierers Mi über ein lineares Filter Ai mit dem Steuereingang Si des steuerbaren Verstärkers Vi verbunden ist.
oder
daß der Eingang Ii jedes steuerbaren Verstärkers Vi für i=1, . . . , N mit dem ersten Eingang eines Multiplizierers Mi und der Ausgang Os der Sensoranordnung über ein lineares Übertragungselement G, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion G(s) besitzt, mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers Mi verbunden ist, der Ausgang des Multiplizierers Mi über ein lineares Filter Ai mit dem Steuereingang Si des steuerbaren Verstärkers Vi verbunden ist.
daß der Eingang Ii jedes steuerbaren Verstärkers Vi für i=1, . . . , N mit dem ersten Eingang eines Multiplizierers Mi und der Ausgang Os der Sensoranordnung über ein lineares Übertragungselement G, das zwischen seinem Eingang und Ausgang die Übertragungsfunktion G(s) besitzt, mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers Mi verbunden ist, der Ausgang des Multiplizierers Mi über ein lineares Filter Ai mit dem Steuereingang Si des steuerbaren Verstärkers Vi verbunden ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Sensorsystem aus einem Sensor, einem Differenzverstärker besteht, der Sensor
am Wandler eine elektrische oder mechanische oder akustische Größe mißt, der Ausgang
des Sensors mit dem ersten Eingang eines Differenzverstärkers verbunden ist und der
Eingang des Korrekturfilters direkt oder über ein Filter Z, das die gewünschten
Übertragungseigenschaften des Wandlers mit optimal angepaßtem Korrektursystem besitzt,
mit dem anderen Eingang des Differenzverstärkers verbunden ist, und der Ausgang des
Differenzverstärkers mit dem Ausgang Os des Sensorsystems verbunden ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß das nichtlineare Korrekturfilter ein zeitdiskretes Polynomfilter ist, dessen veränderbare
Wichtungskoeffizienten Pi für i=1, . . . , N mit Hilfe steuerbarer Verstärker Vi realisiert sind.
4. Anordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß das veränderbare nichtlineare Korrekturfilter ein Filter mit wandlerorientierter
Blockstruktur (Spiegelfilter) ist, und alle linearen, dynamischen Teilsysteme und alle
nichtlinearen, statischen Teilsysteme als veränderbare Übertragungselemente realisiert
werden, die aus einer additiven Parallelschaltung von Zweigen bestehen, wobei jeder
Zweig mit Hilfe eines steuerbaren Verstärkers gewichtet wird.
5. Anordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die linearen Übertragungselemente Ri oder G steuerbare lineare Filter sind, die einen
Signaleingang und einen Signalausgang und einen oder mehrere Steuereingänge besitzen
und daß Steuersignale an den Steuereingängen der Filter die Übertragungsfunktionen Ri(s)
bzw. G(s) verändern.
6. Anordnung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß der elektrische Signaleingang des Schallsenders mit dem Signaleingang eines linearen
adaptiven Filters verbunden ist, der Ausgang des adaptiven Filters mit dem ersten Eingang
eines Differenzverstärkers verbunden ist, der Ausgang des Sensors, der am Schallsender
eine elektrische oder mechanische oder akustische Größe mißt, mit dem anderen Eingang
des Differenzverstärkers verbunden ist und der Ausgang des Differenzverstärkers, der ein
Fehlersignal führt, mit dem Fehlersignaleingang des linearen, adaptiven Filters verbunden
ist, das lineare, adaptive Filter für jeden Filterparameter einen Signalausgang besitzt, der
mit dem zugehörigen Steuereingang des veränderbaren, linearen Filters Ri verbunden ist.
7. Anordnung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß der elektrische Eingang des Schallsenders über ein lineares Übertragungselement mit
dem ersten Eingang eines Differenzverstärkers verbunden ist, der Ausgang des Sensors,
der am Schallsender eine elektrische, mechanische oder akustische Größe mißt, mit dem
Signaleingang eines linearen adaptiven Filters verbunden ist, der Ausgang des adaptiven
Filters mit dem anderen Eingang des Differenzverstärkers verbunden ist, der Ausgang des
Differenzverstärkers, der ein Fehlersignal führt, mit dem Fehlersignaleingang des linearen,
adaptiven Filters verbunden ist, das lineare, adaptive Filter für jeden Filterparameter einen
Signalausgang besitzt, der mit dem zugehörigen Steuereingang des steuerbaren, linearen
Filters G verbunden ist.
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE4332804A DE4332804C2 (de) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | Adaptive Korrekturschaltung für elektroakustische Schallsender |
Publications (2)
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DE4332804A1 true DE4332804A1 (de) | 1995-03-30 |
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Family
ID=6498710
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE4332804A Expired - Lifetime DE4332804C2 (de) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | Adaptive Korrekturschaltung für elektroakustische Schallsender |
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