DE3856269T2

DE3856269T2 - Digitales Entzerrungsgerät mit Möglichkeit zur getrennten Modifikation der Phasen- und Amplitudencharakteristik

Info

Publication number: DE3856269T2
Application number: DE3856269T
Authority: DE
Inventors: Seiichi Maruigame-Shi Kagawa-Ken Ishikawa; Akihisa Hirakata-Shi Osaka Kawamura; Masaharu Osaka Matsumoto; Katsuaki Osaka-Shi Osaka Satoh
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-03-23
Filing date: 1988-03-23
Publication date: 1999-04-22
Anticipated expiration: 2008-03-24
Also published as: US4888808A; DE3853739D1; DE3856269D1; DE3853739T2; EP0556867A1; EP0556867B1; CA1284187C

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Equalizer, der ein digitales Filter zur Frequenzkompensation eines Audiosignals umfaßt, das in eine Digitalcode-Abtastungsform umgewandelt worden ist. Insbesondere betrifft die Erfindung, eine derartige Vorrichtung, die ein FIR-Digitalfilter (imite Impulse response digital filter) anwendet, und ermöglicht eine voneinander unabhängige Einstellung der Amplituden/Frequenz- und Phasen/Frequenz-Ansprechcharakteristiken des Filters.
Mit der Entwicklung von Audiogeräten, die digitale Signale verwenden, in den letzten Jahren, sind digitale Equalizer auf der Grundlage von FIR- Filtern entwickelt worden. Im folgenden wird angenommen, daß ein FIR- Filter ein Transversalfilter ist, d. h. ein Netzfilter mit mehrfachen Verzögerungen. Jedoch ist anzumerken, daß die vorliegende Erfindung nicht auf einen derartigen FIR-Filter begrenzt ist, und das andere Filterausgestaltungen verwendet werden können. Die Übertragungsfunktion eines derartigen digitalen Transversalfilters, die durch die Amplituden/Frequenz- Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des Filters bestimmt ist, ist durch jeweilige Werte von mehreren Filterkoeffizienten bestimmt (manchmal als Abgriffkoeffizienten bezeichnet). Ein derartiges FIR-Filter ist im Stand der Technik für digitale Audioequalizer verwendet worden. Jedoch war es im Stand der Technik nicht möglich, eine voneinander unabhängige Steuerung der Phasen- und Amplitudenansprechcharakteristiken eines derartigen Audioequalizers durch die Verwendung eines einzigen FIR-Filters durchzuführen, d. h. um dadurch unabhängig die Amplitu den/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik eines digitalen Audiosignals durch Übertragungen des Signals durch das FIR- Filter unabhängig zu modifizieren.
Zusätzlich zu Anwendungen für einen derartigen Audioequalizer kann ein digitaler Equalizer auf der Grundlage eines FIR-Filters an verschiedene andere Funktionen angepaßt werden, beispielsweise eine Unterdrückung eines "Heulens", das durch akustische Rückkopplung zwischen einem Mikrofon und einem Lautsprecher verursacht wird.
Fig. 1 ist ein Systemblockdiagramm eines Beispiels eines digitalen Equalizers nach dem Stand der Technik auf der Grundlage eines FIR-Filters. Bezugszeichen 1 bezeichnet einen Eingangsabschnitt für eine Amplituden/- Frequenz-Charakteristik, um Daten einzugeben, die eine beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik darstellen, die als H(ω) bezeichnet wird. Bezugszeichen 5 bezeichnet einen Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation, der die Eingangs-Amplituden/Frequenz-Charakteristik zu einer Übertragungsfunktion verarbeitet und die inverse Fourier-Transformation dieser Übertragungsfunktion ableitet. Diese inverse Fourier-Transformation ist eine Impulsantwortcharakteristik, die der Übertragungsfunktion entspricht, wie es nachstehend beschrieben ist, und es wird dadurch ein Satz von Werten von Filterkoeffizienten, die jeweils durch diese Impulsantwortcharakteristiken bestimmt werden. Bezugszeichen 6 bezeichnet ein Einstellmittel, um diese Werte von Filterkoeffizienten für ein FIR-Filtern 7 herzustellen, um dadurch die gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik für das Filter zu bestimmen. Bezugszeichen 8 bezeichnet einen Signaleingangsabschnitt, um ein Eingangssignal in eine geeignete digitale Signalform umzuwandeln, die von dem FIR-Filter 7 verarbeitet werden kann, und 9 bezeichnet einen Signalausgangsabschnitt, um ein digitales Ausgangssignal, das von dem FIR-Filter 7 erzeugt wird, in eine geeignete Form zur Übertragung an externe Schaltkreise umzuwandeln.
Daten, welche die gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik H(ω) darstellen, werden durch den Dateneingangsabschnitt der Amplituden/Frequenz-Charakteristik 1 als ein Satz von Amplitudenwerten eingegeben, die jeweiligen Frequenzen entsprechen, die im folgenden Abtastfrequenzen genannt werden. Fig. 2(A) zeigt ein Beispiel einer derartigen Amplituden/Frequenz-Charakteristik, bei der diese Eingangsamplitudenwerte als schwarze Punkte gezeigt sind, wobei Daten nur innerhalb eines Frequenzbereiches eingegeben werden, der als 0 bis π bezeichnet ist. Wie es in Fig. 2(B) gezeigt ist, kann die gewünschte Amplituden/Frequenz- Charakteristik in dem Bereich 0 bis 2π abgeleitet werden, indem der Teil der Charakteristik von 0 bis π "umgefaltet" wird und dadurch die Charakteristik in dem Bereich π bis 2π erhalten wird.
Die Amplituden/Frequenz-Charakteristik in dem Bereich 0 bis 2, die somit erhalten wird, wird auf den Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 5 angewandt, bei dem die inverse Fourier-Transformation abgeleitet wird. Genauer wird die Amplituden/Frequenz-Charakteristik H(ω) so behandelt, als ob sie der absolute Amplitudenteil der Übertragungsfunktion H(ω) wäre, d. h.
H(ω) = H(ω) ............. (1)
Bekanntlich ist die inverse Fourier-Transformation einer Übertragungsfunktion (die eine komplexe Funktion im Frequenzgebiet ist) eine Zeitge bietsfunktion, welche die Impulsantwort des Schaltkreises mit dieser Übertragungsfunktion darstellt. Somit wird die inverse Fourier-Transformation der Übertragungsfunktion H(ω) durch den Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 5 abgeleitet, um dadurch eine gewünschte Impulsantwort für das FIR-Filter 7 zu erhalten, die der Eingangs-Amplituden/Frequenz-Charakteristik des Eingangsabschnitts 1 entspricht. Weil die jeweiligen Werte von Filterkoeffizienten eines Transversalfilters durch entsprechende Werte der Impulsantwort des Filters inhärent festgelegt sind, werden dadurch die geeigneten Filterkoeffizientenwerte für das FIR- Filter 7 bestimmt. Diese Werte werden dann in dem FIR-Filter 7 durch den Einstellabschnitt 6 gesetzt (z. B. durch Steuersignale, die von Abschnitt 6 angelegt werden), so daß die Amplituden/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 7 dadurch identisch mit derjenigen gemacht wird, die von dem Eingangsabschnitt 1 eingegeben wird.
Die inverse Fourier-Transformation wird gemäß der folgenden Gleichung ausgeführt:
h(n) = 1/N*ΣH(ω)*ejwn ............... (2)
In obigem ist ω = 2 · π/N · k 0 ≤ n ≤ (N - 1)
Die Werte h(n), die aus Gleichung (2) erhalten werden, sind die Filterkoeffizienten, die für das FIR-Filter 7 durch den Einstellabschnitt 6 festgelegt werden. Das FIR-Filter 7 verwirklicht dadurch die spezifizierte Amplituden/Frequenz-Charakteristik. Jedoch wird die Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 7 durch die Übertragungsfunktion von Gleichung (1) oben bestimmt, und ist so als eine inhärent lineare Charakteristik festgelegt.
Dadurch ist bei dem Beispiel nach dem Stand der Technik von Fig. 1, obwohl es möglich ist, eine beliebige Form einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik für das FIR-Filter 7 zu verwirklichen, die Phasen/Frequenz- Charakteristik des Filters inhärent durch die Filterkoeffizienten derart definiert, daß sie linear ist. Es ist daher ein Nachteil einer derartigen Vorrichtung nach dem Stand der Technik, daß es nicht möglich ist, voneinander unabhängig eine beliebige Form einer Phasen/Frequenz-Charakteristik und eine beliebige Form einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik unter Verwendung eines einzigen FIR-Filters festzulegen.
Zusätzlich zu dem obigen, treten auch Probleme auf, wenn ein Equalizer hergestellt wird, der so eingestellt werden kann, daß er beliebige Phasen- und Amlitudenantworten erzeugt (z. B. unter Verwendung separater FIR- Filter für diese Antworten). Wenn es beispielsweise erwünscht ist, daß das FIR-Filter die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und die Phasen/Frequenz-Charakteristik eines besonderen Schaltkreises oder Systems verwirklichen wird, ist es dann notwendig, zuerst diese Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des Schaltkreises oder Systems zu messen und dann gemessene Daten in jeweilige Amplituden- und. Phaseneingangsmittel einzugeben, die jeweils die Amplituden/Frequenz-Charakteristik bzw. die Phasen/Frequenz-Charakteristik darstellen. Wenn es erwünscht ist, unter Verwendung einer derartigen FIR-Filtervorrichtung eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik, die berechnet worden sind, zu verwirklichen, gibt es dann außerdem keine einfache Möglichkeit, diese Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik einzugeben, um die gewünschte FIR-Filterantwort festzulegen.
Die EP-A-0094762 betrifft eine Zeitgebietsentzerrung von Audiosignalen und offenbart ein Mittel, um ein elektrisches Testsignal in ein Klangwiedergabesystem einzuleiten, und ein Mittel, um die akustische Ausgabe zu detektieren und infolgedessen die Entzerrung wie geeignet zu modifizieren.
Die EP-A-0219865, auf der die Abschnitte der Oberbegriffe der beigefügten Ansprüche 1,4 und 8 beruhen, beschreibt eine Vorrichtung zum Steuern der Tonqualität, bei der ein digitalisiertes Eingangssignal in obere und untere Bandsignale aufgespalten wird, die dann von FIR-Filtern gemäß Koeffizienten verarbeitet werden, die aus einer Frequenzgebietverarbeitung einer gewünschten Amplituden-Frequenz-Charakteristik abgeleitet werden.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Equalizer zu schaffen, der ein FIR-Filter verwendet, durch das eine beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik und eine beliebige Phasen/Frequenz-Charakteristik für das Filter voneinander unabhängig festgelegt werden können.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Equalizer zu schaffen, der ein FIR-Filter verwendet, durch das die Amplituden/- Frequenz-Charakteristik und die Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters leicht modifiziert werden können, um eine Kompensation von Frequenzantwortcharakteristiken von einer oder mehreren Komponenten eines Audiosystems zu erreichen.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Equalizer zu schaffen, der ein FIR-Filter verwendet, durch das Daten, die eine gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz- Charakteristik für das FIR-Filter darstellen, in den digitalen Equalizer in der Form von Parametern eines besonderen Schaltkreises eingegeben werden können, der eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen- Frequenz-Charakteristik aufweist, die jeweils von diesen Parametern auf bekannte Weise gesteuert werden, wie resonanzbezogene Parameter eines Schaltkreises, der bei einer einzigen Frequenz Resonanz zeigt.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Equalizer zu schaffen, durch den ein verbesserter Grad von Frequenzauflösung zur Entzerrung über einen Frequenzbereich erreicht wird, der sich hinunter zu im wesentlichen niedrigen Frequenzwerten erstreckt, während gleichzeitig ein hohes Niveau an Verarbeitungsgeschwindigkeit zum Betrieb eines FIR-Filters innerhalb des digitalen Equalizers erhalten bleibt. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein digitaler Equalizer vorgesehen, umfassend:
ein Eingangsmittel, um starr Daten zuzuführen, die eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik darstellen,
ein Transformations-Betriebsmittel, um aus den Daten der Amplituden/- Frequenz-Charakteristik eine erste bzw. eine zweite Übertragungsfunktion zu berechnen, die jeweils einem Niederfrequenzband bzw. einem Hochfrequenzband eines frequenzbandgetrennten Eingangsaudiosignals entsprechen, wobei das Transformations-Betriebsmittel betätigbar ist, um selektiv die erste und die zweite Übertragungsfunktion durch ein lineares Phasen transformationsberechnungsverfahren oder durch ein Hilbert-Transformationsberechnungsverfahren zu berechnen,
ein Mittel zur inversen Fourier-Transformation, um eine erste und eine zweite Impulsantwortcharakteristik aus der ersten bzw. der zweiten Übertragungsfunktion abzuleiten,
ein erstes Finite-Impulse-Response-Filter, das derart angeschlossen ist, daß es das Niederfrequenzband des frequenzbandgetrennten Eingangssignals als eine Folge von digitalen Abtastungen empfängt,
ein zweites Finite-Impulse-Response-Filter, das derart angeschlossen ist, daß es das Hochfrequenzband des frequenzbandgetrennten Eingangssignals als eine Folge von digitalen Abtastungen empfängt,
ein Einstellmittel um einen ersten und einen zweiten Satz von Filterkoeffizienten für das erste bzw. das zweite Finite-Impulse-Response-Filter gemäß der ersten bzw. der zweiten Impulsantwortcharakteristik herzustellen; gekennzeichnet durch
ein erstes und ein zweites steuerbares Verzögerungsmittel, die derart angeschlossen sind, daß sie Ausgangssignale empfangen, die von dem ersten bzw. dem zweiten Finite-Impulse-Response-Filter erzeugt werden; und
ein Mittel zum Einstellen einer Verzögerungszeit, um jeweilige Verzögerungsausmaße einzustellen, die von dem ersten und dem zweiten steuerbaren Verzögerungsmittel erzeugt werden, um Unterschiede in jeweiligen Signalübertragungsverzögerungszeiten des ersten und des zweiten Finite- Impulse-Response-Filters zu kompensieren.
Die EP-A-0284175, eine andere Anmeldung der vorliegenden Anmelderin, teilt das früheste Prioritätsdatum der vorliegenden Anmeldung und wurde vor der vorliegenden Anmeldung angemeldet jedoch nach dieser veröffentlicht. Diese Schrift offenbart eine Vorrichtung, bei der eine Eingangsfrequenzeigenschaft in mehrere Frequenzbänder unterteilt ist und ein Berechnungsschaltkreis Filterfaktoren für die Bänder erhält. Diese Schrift betrachtet auch die Auswirkungen einer Phasenfrequenzantwort.
Fig. 1 ist ein Systemblockdiagramm eines digitalen Equalizers nach dem Stand der Technik, der ein FIR-Filter verwendet,
Fig. 2(A) und 2(B) sind Diagramme, um eine Eingabe von Daten einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik in einen digitalen Equalizer und eine Ableitung von erweiterten Daten einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik daraus zu veranschaulichen,
Fig. 3(A) ist ein Systemblockdiagramm eines ersten Vorschlages eines digitalen Equalizers, bei dem Daten einer Gruppenverzögerungscharakteristik verwendet werden, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik festzulegen,
Fig. 3(B) ist ein Flußdiagramm zur Verwendung bei der Beschreibung der Arbeitsweise des ersten Vorschlages.
Fig. 4 ist ein Systemblockdiagramm eines zweiten Vorschlages eines digitalen Equalizers, bei dem Daten einer Eingangsgruppenverzögerungscharakteristik in bezug auf eine Durchschnittsgruppenverzögerung neu festgelegt werden, um eine Phasen/- Frequenz-Charakteristik abzuleiten,
Fig. 5 ist ein Systemblockdiagramm eines dritten Vorschlages eines digitalen Equalizers, bei dem Resonanzdaten über einen Tiefpaßschaltkreis eingegeben werden, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik festzulegen,
Fig. 6(A) und 6(B) sind Schaltkreisdiagramme von Beispielen von aktiven Tiefpaßfilter-Schaltkreisen zweiter Ordnung,
Fig. 6(C) zeigt Beispiele einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik und einer Phasen/Frequenz-Charakteristik für ein Tiefpaßfilter zweiter Ordnung,
Fig. 7(A) ist ein Systemblockdiagramm eines vierten Vorschlages, bei dem Resonanzdaten eingegeben werden, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik festzulegen,
Fig. 7(B) und 7(C) zeigen Phasen/Frequenz-Charakteristiken zur Unterstützung bei der Beschreibung der Arbeitsweise des vierten Vorschlages,
Fig. 8 und 9 sind Systemblockdiagramme eines fünften und eines sechsten Vorschlages, bei denen Daten einer Amplituden/Fre quenz-Charakteristik als Phase-Daten eingegeben werden, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik durch eine Hilbert- Transformationsberechnung abzuleiten,
Fig. 10(A) ist ein Systemblockdiagramm eines siebten Vorschlages, bei dem unterschiedliche Frequenzbänder eines digitalen Audiosignals einer Heruntertastung unterzogen werden und parallel durch mehrere FIR-Filter-Kanäle verarbeitet werden,
Fig. 10(B) ist ein Flußdiagramm, um die Arbeitsweise des siebten Vorschlages zu beschreiben.
Fig. 11 und 12 sind Systemblockdiagramme eines achten und eines neunten Vorschlages, bei denen unterschiedliche Frequenzbänder eines digitalen Audiosignals einer Heruntertastung unterzogen werden und parallel durch mehrere FIR-Filter- Kanäle verarbeitet werden,
Fig. 13 ist ein Systemblockdiagramm eines zehnten Vorschlages, der eine Entzerrung für die akustischen Charakteristiken eines Schallfeldes ermöglicht,
Fig. 14 ist ein Diagramm, um die Ableitung einer Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik durch den zehnten Vorschlag zu veranschaulichen,
Fig. 15(A) bis (D) sind Diagramme einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik und einer Phasen/Frequenz-Charakteristik, um die Arbeitsweise des zehnten Vorschlages zu beschreiben,
Fig. 16(A) ist ein Systemblockdiagramm eines 11. Vorschlages, der eine Erzeugung von Testsignalen, um einen Lautsprecher und ein Schallfeld anzusteuern, und eine Analyse der resultierenden Frequenzantwort ermöglicht, um eine Entzerrung auszuführen,
Fig. 16(B) ist ein Flußdiagramm, um die Arbeitsweise des 11. Vorschlages zu beschreiben.
Fig. 17, 18, 20, 22, 24, 27 und 28 sind Systemblockdiagramme von jeweils einem 12., 13., 14., 15. bzw. 16. Vorschlag, die eine Entzerrung für die akustischen Charakteristiken eines Schallfeldes ermöglichen, indem eine gespeicherte Meßsignalwellenform analysiert und dementsprechend eine Phasen/Frequenz- Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik eines FIR-Filters modifiziert werden,
Fig. 19(A) und (B) sind Diagramme, um einen Testsignalpegelentscheidungsvorgang des 13. Vorschlages zu veranschaulichen,
Fig. 21(A) bis (C) sind Diagramme, um ein Entfernen von nicht korrelierten Rauschkomponenten eines Meßsignals bei dem 14. Vorschlag zu veranschaulichen,
Fig. 23(A) und (B) sind Diagramme, um ein Abtasten eines Anfangsabschnitts eines Meßsignals durch den 15. Vorschlag zu veranschaulichen,
Fig. 23(C) ist ein Flußdiagramm, um die Arbeitsweise des 15. Vorschlages zu beschreiben,
Fig. 25(A) bis (C) und 26(A) bis (F) sind Diagramme zur Unterstützung bei einer Beschreibung eines Fensterfunktionsbetriebes, der durch den 16. Vorschlag ausgeführt wird,
Fig. 29 ist ein Systemblockdiagramm eines 19. Vorschlages der vorliegenden Erfindung, wobei in einem Speicher Phasen/Frequenz-Charakteristiken zur Verwendung beim Kompensieren einer Lautsprechergruppenverzögerungscharakteristik in mehreren Frequenzbereichen zusammen mit in Beziehung stehenden Daten einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik gespeichert sind, die angewandt werden, um eine Übertragungsfunktion eines FIR-Filters zu modifizieren,
Fig. 30(A) bis (C) sind Diagramme, um eine Kompensation einer Gruppenverzögerungscharakteristik durch den 19. Vorschlag zu veranschaulichen,
Fig. 31 ist ein Systemblockdiagramm eines 20. Vorschlages, bei dem eine inverse Fourier-Transformation einer Transformationsfunktion, die für ein FIR-Filter berechnet wird, vor einer Ver wendung zum Festlegen von Filterkoeffizienten mit einer Fensterfunktion multipliziert wird,
Fig. 32 ist ein Systemblockdiagramm eines 21. Vorschlages, der eine Entzerrung für die Phasen/Frequenz-Charakteristik eines Lautsprechers ermöglicht,
Fig. 33 ist ein Ersatzschaltbild eines Lautsprechers,
Fig. 34 ist ein Teilsystem-Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, durch die entweder ein lineares Transformationsverfahren oder ein Hilbert-Transformationsverfahren ausgewählt werden kann, um Filterkoeffizienten zu berechnen,
Fig. 35 ist ein Flußdiagramm, um die Arbeitsweise der ersten Ausführungsform zu beschreiben,
Fig. 36 ist ein Blockdiagramm, das eine Schaltauswahl von Eingangsdaten für die 1. Ausführungsform veranschaulicht,
Fig. 37 ist ein Flußdiagramm, um eine 2. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu beschreiben,
Fig. 38(A) und (B) sind Kennliniendiagramme, um einen Interpolationsvorgang der zweiten Ausführungsform zu beschreiben,
Fig. 39 ist ein Systemblockdiagramm einer 3. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die es ermöglicht, daß die akustischen Charakteristiken eines Schallfeldes analysiert werden und eine entsprechende Entzerrung durchgeführt wird,
Fig. 40 ist ein Flußdiagramm, um die Arbeitsweise der 3. Ausführungsform zu beschreiben,
Fig. 41(A) und (B) zeigen jeweils eine Übertragungscharakteristik in bezug auf eine Hörposition und eine Impulsantwortcharakteristik, die Werte von Filterkoeffizienten für ein FIR-Filter bestimmt, für die 3. Ausführungsform,
Fig. 42 ist ein Systemblockdiagramm einer 3. Ausführungsform mit einer Fähigkeit zur Mikrofonheulunterdrückung,
Fig. 43(B) zeigt ein Beispiel einer Schalldruck/Frequenz-Charakteristik, die mit der 3. Ausführungsform erhalten wird,
Fig. 43(B) ist ein Flußdiagramm, um die Arbeitsweise der 3. Ausführungsform zu beschreiben,
Fig. 44 ist ein Systemblockdiagramm einer 5. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Fähigkeit zur automatischen Mikrofonheulunterdrückung aufweist,
Fig. 45 ist ein Systemblockdiagramm einer 6. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ein Festlegen einer beliebigen Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz- Charakteristik für ein FIR-Filter ermöglicht in Verbindung mit einer Fähigkeit zur Mikrofonheulunterdrückung,
Fig. 46(A) bis (C) sind Diagramme, um die Arbeitsweise der 6. Ausführungsform zu beschreiben,
Fig. 47 und 55 sind Systemblockdiagramme einer 7. und einer 8. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei denen die Faltung von einer gewünschten Übertragungsfunktion und einer gemessenen Übertragungsfunktion von einem Audiosystem abgeleitet wird, wobei Filterkoeffizienten durch die Faltungsergebnisse bestimmt werden,
Fig. 48 veranschaulicht eine Anordnung zum Messen der Übertragungsfunktion eines besonderen Audiosystems für die siebte Ausführungsform,
Fig. 49(A) bis 52(C) sind Diagramme für eine Impulsantwort und eine Übertragungsfunktion zur Unterstützung bei dem Beschreiben der 7. Ausführungsform,
Fig. 53 und 54 zeigen besondere Ausgestaltungen für einen Faltungsabschnitt bei der 7. Ausführungsform, und
Fig. 56(A) bis (C) sind Diagramme, um eine Arbeitsweise einer Fensterfunktion der 8. Ausführungsform zu beschreiben.
Aus Gründen der Klarheit und des Verständnisses der beschriebenen Ausführungsformen werden unten die Vorschläge der EP-A-0288159, von der die vorliegende Anmeldung abgeteilt ist, diskutiert.
In Fig. 3(a) ist ein Systemblockdiagramm eines ersten Vorschlages eines digitalen Equalizers gezeigt, der ein digitaler Audioequalizer ist, der eine unabhängige Einstellung der Phasen/Frequenz-Charakteristik und der Amplituden/Frequenz-Charakteristik eines FIR-Filters ermöglicht, um eine Phasen- und Amplitudenkorrektur auf ein digitales Audiosignal anzuwenden, das durch das Filter übertragen wird. In Fig. 3(a) bezeichnet Bezugszeichen 11 einen Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz- Charakteristik, um dem digitalen Equalizer Daten zuzuführen, die eine gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik darstellen. Wie es für das Beispiel nach dem Stand der Technik von Fig. 1 beschrieben ist, werden diese Daten als ein Satz von Amplitudenwerten für jeweilige Abtastfrequenzen eines Satzes von Abtastfrequenzen innerhalb eines festen Frequenzbereiches eingegeben. Bezugszeichen 12 bezeichnet einen Eingangsabschnitt für Phase-Daten, um Daten einzugeben, die von dem digitalen Equalizer verwendet werden, um eine gewünschte Phasen/Frequenz-Charakteristik zu berechnen. Bei den verschiedenen nachstehend beschriebenen Systemen werden verschiedene unterschiedliche Datentypen durch den Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt, z. B. Daten, die eine Phasen/Frequenz-Charakteristik, eine Gruppenverzögerungscharakteristik, eine Resonanzcharakteristik, eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik-Charakteristik usw. darstellen. Jedoch werden die gleichen Bezugszeichen verwendet, um den Eingangsabschnitt für Phase-Daten jedes Systems zu bezeichnen. Bei dem Vorschlag von Fig. 3(a) werden Daten einer Gruppenverzögerungscharakteristik für einen Lautsprecher von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 eingegeben. Bezugszeichen 13 bezeichnet einen Phasenbetriebsabschnitt, um eine gewünschte Phasen/- Frequenz-Charakteristik auf der Grundlage von Daten zu berechnen, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt werden, welcher bei diesem Vorschlag einen Integrationsabschnitt 303 enthält, um in bezug auf die Frequenz die Gruppenverzögerungscharakteristik zu integrieren, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt wird. Eine Phasen/Frequenz-Charakteristik wird als Integrationsergebnis erhalten. Bezugszeichen 14 bezeichnet einen Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion, um eine Übertragungsfunktion zu berechnen, die der Phasen/Frequenz-Charakteristik entspricht, die von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 abgeleitet worden ist, verbunden mit der Amplituden/Frequenz Charakteristik, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 zugeführt wird. Bezugszeichen 15 bezeichnet einen Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation, um die inverse Fourier-Transformation der Übertragungsfunktion abzuleiten, die von dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 erhalten wird, um dadurch eine Impulsantwortcharakteristik zu erhalten, die dieser Übertragungsfunktion entspricht. Bezugszeichen 16 bezeichnet einen Koeffizienteneinstellabschnitt, um Filterkoeffizienten in einem FIR-Filter (der im folgenden beschrieben wird) einzustellen, die jeweils durch die Impulsantwort festgelegt sind, die wie oben beschrieben erzeugt wird. Genauer erzeugt der Koeffizienteneinstellabschnitt 16 Steuersignale gemäß der Impulsantwortcharakteristik, die von den Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 abgeleitet wird, und diese Steuersignale legen die Filterkoeffizienten des FIR-Filters 17 fest, um dadurch die Amplituden/- Frequenz-Charakteristik und die Phasen/Frequenz-Charakteristik des Filters zu bestimmen. Bezugszeichen 17 bezeichnet ein FIR-Filter, um die gewünschte Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz- Charakteristik zu verwirklichen, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 und dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz- Charakteristik 11 eingegeben worden sind, als Ergebnis der Filterkoeffizienten, die wie oben beschrieben festgelegt worden sind. Bezugszeichen 18 bezeichnet einen Signaleingangsabschnitt, um ein digitales Audiosignal einzugeben, das durch das FIR-Filters 17 zu einem Signalausgangsabschnitt 19 übertragen werden soll, um einem externen System zugeführt zu werden.
Das Eingangssignal, das durch die Übertragung durch das FIR-Filter 17 verarbeitet werden soll, kann entweder von einer analogen oder einer digitalen Signalform sein (wobei der Ausdruck "digitales Signal" eine Aufeinanderfolge von digitalen Werten kennzeichnet, die Signalabtastungen darstellen. Wenn das Eingangssignal, das dem Signaleingangsabschnitt 18 zugeführt wird, von einer analogen Form ist, muß dann der Signaleingangsabschnitt 18 einen A/D-Wandler umfassen, um das Eingangssignal in ein digitales Signal umzuwandeln, das zur Verarbeitung durch das FIR- Filter geeignet ist. Wenn das Eingangssignal, das dem Signaleingangsabschnitt 18 zugeführt wird, von einer digitalen Form ist, jedoch kein geeignetes Format zur Verarbeitung durch das FIR-Filter 17 aufweist, muß dann der Signaleingangsabschnitt 18 ein Mittel zum Umwandeln des Eingangssignals in eine geeignete digitale Signalform umfassen. Sonst kann das digitale Eingangssignal natürlich direkt durch den Signaleingangsabschnitt 18 zu dem FIR-Filter 17 übertragen werden. Ähnliche Erwägungen gelten für den Signalausgangsabschnitt 19. Das heißt, wenn das Ausgangssignal von dem FIR-Filter 17 externen analogen Schaltkreisen zugeführt werden soll, muß dann der Signalausgangsabschnitt 19 einen D/A- Wandler umfassen. Sonst kann der Signalausgangsabschnitt 19 entweder eine Modifikation des digitalen Signals von dem FIR-Filter 17 ausführen oder er kann dieses Signal direkt an ein externes System übertragen, in Abhängigkeit von den Erfordernissen dieses Systems.
Die Arbeitsweise dieses Vorschlages ist wie folgt. Daten, die eine gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik H(ω) in dem Frequenzbereich ω = 0 ~ 2π darstellen, werden von dem Eingangsabschnitt einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 zugeführt. Der Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 verarbeitet diese Daten auf die Weise, die in Fig. 2(B) veranschaulicht ist, um diesen Teil der Amplituden/Frequenz-Charakteristik "umzufalten" und somit die Amplituden/Frequenz-Charakteristik innerhalb des Bereiches π bis 2π abzuleiten. Die Amplituden/Frequenz- Charakteristik wird dadurch in dem Bereich 0 bis 2π erhalten. Der Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 führt dem Phasenberechnungsabschnitt 13 Daten einer Gruppenverzögerungscharakteristik für den Frequenzbereich 0 bis π zu, der dadurch durch eine Integration in bezug auf die Frequenz eine Phasen/Frequenz-Charakteristik in dem Bereich 0 bis π ableitet, wie es oben beschrieben ist. Der Phasenberechnungsabschnitt 13 führt dann einen ähnlichen "Umfaltungsvorgang" aus, wie derjenige, der oben beschrieben ist (mit ω = π, als eine Mittelfrequenz, um die herum das "Umfalten" durchgeführt wird), jedoch mit einer Polaritätsumkehr, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik in dem Bereich π bis 2π abzuleiten. Auf diese Weise wird eine Phasen/Frequenz-Charakteristik erhalten, die den Frequenzbereich ω = 0 bis 2π abdeckt.
Diese Phasen/Frequenz-Charakteristik und der Eingangsabschnitt einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 werden dann auf den Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 angewandt, der eine entsprechende Übertragungsfunktion für den Frequenzbereich ω = 0 bis 2π berechnet. Die inverse Fourier-Transformation dieser Übertragungsfunktion wird dann von dem Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 als eine Impulsantwort abgeleitet, und die Filterkoeffizienten, die dieser Impulsantwort entsprechen, werden für das FIR-Filter 17 durch den Koeffizienteneinstellabschnitt 16 festgelegt.
Auf diese Weise werden Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 17 festgelegt, die sowohl die gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik (die über den Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 zugeführt wird) als auch die Phasen/Frequenz-Charakteristik, die von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 berechnet wird, erfüllen. Diese Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik können somit für das Eingangssignal verwirklicht werden, das an den Signaleingangsabschnitt 18 angelegt wird, indem dieses Signal durch das FIR-Filter 17 übertragen wird. Auf diese Weise ermöglicht der Vorschlag, daß eine Kompensation der Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik eines Signals, unabhängig, wie es erwünscht ist, eingestellt werden kann.
Die Arbeitsweise des oben beschriebenen ersten Vorschlages (und von jedem der folgenden Vorschläge) wird von einem geeignet programmierten digitalen Mikroprozessor gesteuert, der in den Zeichnungen nicht gezeigt ist, das heißt, alle Funktionen, die von den Systemabschnitten ausgeführt werden, die in Fig. 3(a) gezeigt sind, beruhen auf einer digitalen Verarbei tung, die von einem Mikroprozessor gesteuert ist. Daher ist der Systemabschnitt selbst nur zum Zweck einer Beschreibung gezeigt, und ist in der Praxis durch Vorgänge des Mikroprozessors in Verbindung mit Vorrichtungen, wie A/D-Wandler, D/A-Wandler, Abtastschaltkreise usw. ausgeführt, wo dies notwendig ist.
Die grundlegende Betriebsabfolge dieses Mikroprozessors ist in dem Flußdiagramm von Fig. 3(b) veranschaulicht, die leicht aus der Beschreibung der oben angegebenen Arbeitsweise des ersten Vorschlages verstanden werden kann.
Aus dem obigen ist zu verstehen, daß bei dem ersten Vorschlag der Erfindung eine Gruppenverzögerungscharakteristik, die dem Phasenberechnungsabschnitt 13 als Daten von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt wird, in bezug auf die Frequenz von dem Integratorabschnitt 303 integriert wird, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik abzuleiten, die als die Phasen/Frequenz-Charakteristik eines FIR-Filters eingestellt wird. Auf diese Weise kann eine Phasenkorrektur auf ein Eingangsaudiosignal angewandt werden, das durch das FIR-Filter 17 übertragen wird, um einem Audiosystem zugeführt zu werden und somit die Frequenzantwortcharakteristiken dieses Audiosystems (das z. B. einen Lautsprecher, ein Mikrofon, einen Verstärker usw. umfaßt) gegenüber Effekten einer Gruppenverzögerungscharakteristik von Komponenten in diesem System, wie einem Lautsprecher, zu kompensieren.
In dem Systemblockdiagramm von Fig. 4 ist ein zweiter Vorschlag eines digitalen Equalizers beschrieben. Abschnitte, die Abschnitten in dem ersten Vorschlag von Fig. 3 entsprechen, sind durch identische Bezugszei chen gekennzeichnet. Dieser Vorschlag ist im wesentlichen dem ersten Vorschlag ähnlich, wobei eine Gruppenverzögerungscharakteristik durch den Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 auf den Phasenberechnungsabschnitt 13 angewandt wird. Ein Problem, das bei dem ersten Vorschlag auftritt, ist, daß, weil die Gruppenverzögerungscharakteristik, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 dem Phasenberechnungsabschnitt 13 zugeführt wird, eine beliebige Charakteristik ist, der Durchschnittswert der Gruppenverzögerungscharakteristik nicht Null sein wird und den Daten der Gruppenverzögerungscharakteristik überlagert sein wird, die dem Phasenberechnungsabschnitt 13 zugeführt werden. Dieser Nicht-Null- Durchschnittswert für die Daten der Gruppenverzögerungscharakteristik führt zu einer Verringerung der Genauigkeit, mit der eine Phasen/Frequenz-Charakteristik von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 berechnet werden kann. Bei dem zweiten Vorschlag werden jedoch die Daten der Gruppenverzögerungscharakteristik von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zuerst einem Betriebsabschnitt für einen Durchschnittswert 302 innerhalb des Phasenberechnungsabschnitts 13 zugeführt, der den Durchschnittswert der Gruppenverzögerung über den gesamten Bereich der Daten der Gruppenverzögerungscharakteristik berechnet und dann die Gruppenverzögerungscharakteristik in der Form eines Satzes von Abweichungen von diesen Durchschnittswert neu festlegt. Die resultierende ergänzte Gruppenverzögerungscharakteristik wird dann in bezug auf die Frequenz von dem Integratorabschnitt 303 integriert, um eine Phasen/- Frequenz-Charakteristik zu erhalten, die dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 zugeführt wird. Die verbleibende Arbeitsweise dieses Vorschlages ist identisch mit derjenigen des oben beschriebenen ersten Vorschlages.
Auf diese Weise kann durch den Phasenberechnungsabschnitt 13 des zweiten Vorschlages eine genauere Phasen/Frequenz-Charakteristik abgeleitet werden.
Fig. 5 ist ein Systemblockdiagramm eines dritten Vorschlages eines digitalen Equalizers, der sich von dem ersten Vorschlag von Fig. 3 dadurch unterscheidet, daß Daten zum Ableiten einer gewünschten Phasen/Frequenz-Charakteristik eines FIR-Filters 17 von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 dem Phasenberechnungsabschnitt 13 in der Form von Daten zugeführt werden, welche die Resonanzcharakteristik eines elektrischen Schaltkreises darstellen. Es wird im folgenden angenommen, daß die Resonanzcharakteristik eines aktiven Tiefpaßfilters zweiter Ordnung verwendet wird. In Fig. 5 führt der Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 dem Phasenberechnungsabschnitt 13 Daten zu, welche die Resonanzfrequenz des Tiefpaßfilters darstellen, die als fc dargestellt ist, und eine Größe, die als δ bezeichnet ist, die der Grad der Spitzenschärfe bei Resonanz des Tiefpaßfilters ist, wobei fc und δ jeweils durch die folgenden Gleichungen (3) und (4) definiert sind:
fc = 1/2π C&sub1;C&sub2;R&sub1;R&sub2; ........... (3)
= C&sub2;(R&sub1; + R&sub2;)/2 C&sub1;C&sub2;R&sub1;R&sub2; ........ (4)
In dem obigen sind die Werte R&sub1;, R&sub2;, C&sub1; und C&sub2; Widerstands- und Kapazitätsparameter eines aktiven Tiefpaßfilter-Schaltkreises zweiter Ordnung, wie er in den Fig. 6(A) oder 6(B) veranschaulicht ist. Bei dem Filterbeispiel von Fig. 6(A) ist die aktive Vorrichtung ein Transistor, während bei demjenigen von Fig. 6(B) sie ein Operationsverstärker ist. Die Phasen/Frequenz- Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik-Charakteristiken eines derartigen aktiven Tiefpaßfilters sind für verschiedene Werte von in Fig. 6(C) gezeigt. Die Werte C&sub1; und R&sub1; sind vorzugsweise fest vorbe stimmt, so daß, wenn Daten, die und fc darstellen, von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 dem Phasenberechnungsabschnitt 13 zugeführt werden, die Werte C&sub2; und R&sub2; durch einen Abschnitt zur Resonanz/Phase-Umwandlung 304 des Phasenberechnungsabschnitts 13 aus den Gleichungen (3) und (4) oben berechnet werden können. Der Abschnitt zur Resonanz/Phase-Umwandlung 304 leitet dann eine Phasen/- Frequenz-Charakteristik auf der Grundlage der resultierenden Werte von C&sub1;, C&sub2;, R&sub1;, R&sub2; aus der folgenden Gleichung ab:
Pw = -tan&supmin;¹ωC&sub2;(R&sub1; + R&sub2;)/(1-ω²C&sub1;C&sub2;R&sub1;R&sub2;) .............. (5)
In dem obigen bezeichnet w eine Winkelfrequenz und Pw bezeichnet den Wert einer Phase, die für die Winkelfrequenz w abgeleitet wird.
Es ist wichtig, anzumerken, daß die Amplituden/Frequenz-Charakteristik des in Fig. 6(C) gezeigten aktiven Tiefpaßfilters in keiner Weise mit der Amplituden/Frequenz-Charakteristik in Beziehung steht, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 zugeführt wird. Die Resonanzdaten, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt werden, werden nur verwendet, um eine Phasen/- Frequenz-Charakteristik abzuleiten, die für das FIR-Filter 17 festgelegt werden soll, während die Amplituden/Frequenz-Charakteristik des Filters durch Daten bestimmt wird, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 zugeführt werden, wie bei den früheren Vorschlägen.
Der dritte Vorschlag ist für den Fall beschrieben worden, bei dem die Phasen/Frequenz-Charakteristik als die Funktion abgeleitet wird, die durch Gleichung (5) oben definiert ist. Jedoch wäre es gleichermaßen möglich, verschiedene andere Funktionen auf eine ähnliche Weise zu verwenden, solange es eine Funktion ermöglicht, daß eine Phasen/Frequenz-Charakteristik eines Tiefpaßfilters berechnet werden kann.
Obwohl der Resonanztyp, der bei dem dritten oben beschriebenen Vorschlag verwendet wird, derjenige eines Tiefpaßfilters ist, wäre es außerdem gleichermaßen möglich, die Phasen/Frequenz-Charakteristik aus Daten abzuleiten, die mit der Resonanzcharakteristik eines Hochpaßiilters oder eines Bandpaßfilters in Beziehung stehen. Außerdem könnten ebenso Daten verwendet werden, die näherungsweise der Resonanzcharakteristik einer Vorrichtung, wie eines Lautsprechers, entsprechen.
Es ist somit zu verstehen, daß es der oben beschriebene dritte Vorschlag ermöglicht, daß die Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 auf eine Annäherung der Phasen/Frequenz-Charakteristik eines Audiosystems oder einer Audiokomponente mit einem hohen Grad an Genauigkeit und auf eine einfache Weise eingestellt werden kann, weil es nur notwendig ist, Daten einzugeben, die eine Resonanzfrequenz und den Schärfegrad der Resonanzspitze darstellen (wobei der Resonanztyp, d. h. Tiefpaßfilter, Hochpaßfilter oder Bandpaßfilter, vorbestimmt ist), um die erforderliche Phasen/Frequenz-Charakteristik abzuleiten.
Fig. 7(A) ist ein Systemblockdiagramm eines digitalen Equalizers gemäß einem vierten Vorschlag, bei dem eine Phasen/Frequenz-Charakteristik unter Verwendung von Resonanzcharakteristikdaten abgeleitet wird, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt werden, wie bei dem oben beschriebenen dritten Vorschlag. In Fig. 7(A) umfaßt der Phasenberechnungsabschnitt 13 einen Abschnitt zur Resonanz/Phase-Umwandlung 304, gefolgt von einem Differenzierabschnitt 301, der die Pha sen/Frequenz-Charakteristik verarbeitet, die von dem Abschnitt zur Resonanz/Phase-Umwandlung 304 erzeugt wird, indem eine Differentiation der Phase in bezug auf die Frequenz durchgeführt wird. Die aus dem Differenzierabschnitt 301 erhaltenen Ergebnisse werden einem Betriebsabschnitt für einen Durchschnittswert 302 zugeführt, der aus diesen Ergebnissen Durchschnittstrendwerte einer Phase ableitet und die Durchschnittstrendwerte von den Ergebnissen, die von dem Differenzierabschnitt 301 erzeugt werden, subtrahiert. Die dadurch von dem Betriebsabschnitt für einen Durchschnittswert 302 erhaltenen Ergebnisse werden einem Integratorabschnitt 303 zugeführt, um in bezug auf die Frequenz integriert zu werden und somit eine Phasen/Frequenz-Charakteristik zu erhalten.
Wenn die Phasen/Frequenz-Charakteristik, die auf der Grundlage der Eingangsdaten abgeleitet wird, die von dem Eingangsabschnitt für Phase- Daten 12 zugeführt werden, eine großes Schwankungsausmaß in bezug auf die Frequenz zeigt, kann aufgrund der obigen Ausgestaltung des vierten Vorschlages dies dann von dem Differenzierabschnitt 301, dem Betriebsabschnitt für einen Durchschnittswert 302 und dem Integratorabschnitt 303 modifiziert werden, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik zu erhalten, die einen kleineren Schwankungsgrad in bezug auf die Frequenz aufweist. Dies ist in Figur in 7(B) veranschaulicht, bei der die durchgezogene Kurve ein Beispiel einer Phasen/Frequenz-Charakteristik ist, die durch den Abschnitt zur Resonanz/Phase-Umwandlung 304 des Phasenberechnungsabschnittes 13 aus Resonanzcharakteristikdaten abgeleitet wird, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt werden, und bei welcher der gestrichelte Abschnitt den Durchschnittstrend der Phase/Frequenz-Charakteristik zeigt. Der Differenzierabschnitt 301, der Betriebsabschnitt für einen Durchschnittswert 302 und der Integratorabschnitt 303 funktionieren in Verbindung, indem sie die Phasen/Frequenz-Charakteristik von Fig. 7(B) in diejenige von Fig. 7(C) umwandeln, bei der der Durchschnittstrend im wesentlichen in bezug auf die Frequenz konstant ist, so daß die Phasen/Frequenz-Charakteristik, die von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 zugeführt wird, ein allmählicheres Schwankungsausmaß in bezug auf die Frequenz zeigt als die Phasen/Frequenz-Charakteristik, die von dem Abschnitt zur Resonanz/Phase-Umwandlung 304 abgeleitet wird.
Fig. 8 ist ein Systemblockdiagramm eines fünften Vorschlages eines digitalen Equalizers. Dieser Vorschlag unterscheidet sich von dem ersten Vorschlag darin, daß eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 dem Phasenberechnungsabschnitt 13 als Daten zugeführt wird, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik durch den Phasenberechnungsabschnitt 13 abzuleiten. Diese Amplituden/Frequenz-Charakteristik, die von der Amplituden/Frequenz-Charakteristik zu unterscheiden ist, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/- Frequenz-Charakteristik 11 eingegeben wird, wie es oben für die vorhergehenden Vorschläge beschrieben worden ist, ist diejenige einer Audiosystemkomponente, wie eines Lautsprechers, eines Mikrofons oder eines Verstärkers, für die von dem FIR Filter 17 eine Phasenkompensation ausgeführt werden soll. Bei diesem Vorschlag umfaßt der Phasenberechnungsabschnitt 13 einen Betriebsabschnitt zur Hilbert-Transformation 305, der die Hilbert-Transformation der Amplituden/Frequenz-Charakteristik ableitet, die von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt wird, um dadurch eine Phasen/Frequenz-Charakteristik zu er halten, die einen minimalen Grad an Phasenverschiebung in bezug auf diese Amplituden/Frequenz-Charakteristik aufweist.
Weil die Amplituden/Frequenz-Charakteristik einer Audiosystemkomponente, wie eines Lautsprechers, oft leicht erhältlich ist, d. h. als Teil der technischen Spezifikationen der Komponente, ermöglicht es dieser Vorschlag, daß die Phasenantwort des FIR-Filters 17 sehr leicht modifiziert werden kann, um eine Kompensation der Effekte vorzusehen, die durch eine besondere Komponente des Audiosystems erzeugt werden (die z. B. ein Mikrofon, einen Verstärker, einen Lautsprecher usw. enthält), das von dem Ausgangssignal aus dem FIR-Filter 17 angesteuert wird. D. h., die Phasen/Frequenz-Antwort des Abschnitts zur inversen Fourier-Transformation 15 wird derart modifiziert, daß sie das Signal, das durch das Filter übertragen wird, auf der Grundlage der bekannten Amplituden/Frequenz- Charakteristik dieser Komponente (oder Komponenten) gegenüber Schwankungen der Phase mit der Frequenz kompensiert, die durch eine Komponente (oder Komponenten) des Audiosystems verursacht werden. Dadurch kann eine im Grunde flache Phasen/Frequenz-Charakteristik für das gesamte System verwirklicht werden, während die gesamte Amplituden/Frequenz-Charakteristik durch die Eingangsdaten bestimmt sein kann, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz- Charakteristik 11 zugeführt werden.
Fig. 9 ist ein Systemblockdiagramm eines sechsten Vorschlages eines digitalen Equalizers. Wie bei dem oben beschriebenen fünften Vorschlag stellen die Daten, die zum Ableiten einer gewünschten Phasen/Frequenz- Charakteristik für das FIR-Filter 17 verwendet werden, eine Amplituden/- Frequenz-Charakteristik dar, die einem Betriebsabschnitt zur Hilbert- Transformation 305 in dem Phasenberechnungsabschnitt 13 zugeführt wird, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik abzuleiten. Jedoch unterscheidet sich dieser Vorschlag von den fünften Vorschlag darin, daß der Phasenberechnungsabschnitt 13 ferner einen Differenzierabschnitt 301 umfaßt, der die Phasen/Frequenz-Charakteristik empfängt, die von dem Betriebsabschnitt zur Hilbert-Transformation 305 abgeleitet wird, sowie einen Betriebsabschnitt für einen Durchschnittswert 302 umfaßt, um die Ergebnisse zu verarbeiten, die von dem Differenzierabschnitt 301 erzeugt werden, wobei die dadurch erhaltenen Ergebnisse einem Integratorabschnitt 303 zugeführt werden. Dadurch wird von dem Integratorabschnitt 303 eine Phasen/Frequenz-Charakteristik abgeleitet, die ein allmählicheres Schwankungsausmaß in bezug auf die Frequenz aufweist als die Phasen/Frequenz-Charakteristik, die von dem Abschnitt zur Resonanz/Phase-Umwandlung 304 abgeleitet wird, wie es oben für den vierten Vorschlag beschrieben wurde. Es ist somit zu verstehen, daß es der sechste Vorschlag ermöglicht, daß Eingangsdaten zur Verwendung beim Ableiten einer gewünschten Phasen/Frequenz-Charakteristik für das FIR-Filter 17 auf die gleiche Weise wie für den fünften Vorschlag angewandt werden, d. h. in der Form einer bekannten Amplituden/Frequenz-Charakteristik einer Komponente des Audiosystems, bei der das FIR-Filter 17 eingesetzt wird, während zusätzlich der Vorteil einer Modifikation vorgesehen wird, um ein allmählicheres Verändern der Phasen/Frequenz-Charakteristik vorzusehen, wie es für den fünften Vorschlag beschrieben wurde.
Es ist aus dem obigen zu verstehen, daß die ersten bis sechsten Vorschläge jeweils aus einem digitalen Audioequalizer bestehen, durch den verschiedene Typen von Phasenkompensation ausgeführt werden können, indem die Phasen/Frequenz-Charakteristik eines FIR-Filters gemäß Daten modifiziert wird, die durch den Eingangsabschnitt für Phasedaten 12 eingegeben werden.
Die Vorschläge, bei denen Daten einer Gruppenverzögerungscharakteristik (z. B. eines Lautsprechers) verwendet werden, um die Phasen/Frequenz- Charakteristik des FIR-Filters zu bestimmen, sind vorteilhaft, um ein Audiosystem gegenüber den Auswirkungen einer derartigen Gruppenverzögerungscharakteristik zu kompensieren.
Zusätzlich können die Vorschläge, bei denen resonanzbezogene Daten verwendet werden, um die Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters zu bestimmen, benutzt werden, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik zu erzeugen, die sich genau der Phasen/Frequenz-Charakteristik eines Audiosystems annähert, und ermöglichen es, daß dies auf sehr einfache Weise vorgenommen werden kann.
Die Vorschläge, bei denen eine bekannte Amplituden/Frequenz-Charakteristik (z. B. eines Lautsprechers) als Daten angewandt wird, um eine Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters durch die Hilbert-Transformationstechnik abzuleiten, haben den Vorteil, daß sie es ermöglichen, daß eine Phasenkompensation eines Audiosystems mit einem minimalen Ausmaß an Phasenverschiebung ausgeführt wird.
Fig. 10 ist ein Systemblockdiagramm eine siebten Vorschlages eines digitalen Equalizers. Wie bei den früheren Vorschlägen umfaßt dieser einen Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 zur Eingabe einer gewünschten Amplituden/Frequenz-Charakteristik, einen Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zur Eingabe von Daten zur Ver wendung beim Ableiten einer gewünschten Phasen/Frequenz-Charakteristik und einen Phasenberechnungsabschnitt 13, um diese Phasen/Frequenz-Charakteristik abzuleiten, einen Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14, um eine Übertragungsfunktion auf der Grundlage der Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik zu erzeugen, einen Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15, um die inverse Fourier-Transformation der Übertragungsfunktion von dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 abzuleiten und dadurch Werte von FIR-Filter-Koeffizienten gemäß der Übertragungsfunktion zu erhalten, und einen Koeffizienteneinstellabschnitt 16, um diese Werte als FIR-Filter-Koeffizienten zu setzen. Jedoch unterscheidet sich dieser Vorschlag von den vorhergehenden Vorschlägen dadurch, daß mehrere FIR-Filter, die als 17a, 17b, ...... 17n bezeichnet sind, verwendet werden, um jeweils unterschiedliche Frequenzbänder eines gesamten Frequenzbereiches zu handhaben.
Wie bei den früheren Vorschlägen wird der Signaleingangsabschnitt 18 einen A/D-Wandler umfassen, wenn das daran angelegte Eingangssignal, das von den FIR-Filtern verarbeitet werden soll, ein analoges Signal ist, oder er kann ein digitaler Wandlerschaltkreis sein, wenn ein digitales Audiosignal als Eingang angelegt wird. Dadurch wird von dem Signaleingangsabschnitt 18 ein digitales Audiosignal erzeugt und jeweiligen Eingängen eines Satzes von digitalen Bandpaßfiltern 24a, 244b, .... 24n zugeführt, die jeweils unterschiedliche Durchlaßbänder aufweisen, z. B. von 0 bis 400 Hz, von 400 bis 800 Hz, 800 bis 1600 Hz, ......, um den Audiofrequenzbereich (z. B. von 0 bis 20 kHz) abzudecken. Das gefilterte Ausgangssignal von jedem dieser digitalen Bandpaßfilter wird an einen entsprechenden Heruntertastungsabschnitt eines Satzes von Heruntertastungs abschnitten 25a, 25b, ......, 25n angelegt. Jeder dieser Heruntertastungsabschnitte bewirkt, daß die Abtastrate in dem daran angelegten digitalen Audiosignal "ausgedünnt" wird, d. h. periodisch Abtastungen aus diesem Signal beseitigt werden. Beispielsweise kann ein derartiger Heruntertastungsabschnitt nur jede zweite der Abtastungen übertragen, die in dem daran angelegten Eingangssignal enthalten sind. Die resultierenden Signale, die von den Heruntertastungsabschnitten 25a bis 25n erzeugt werden, werden an jeweilige FIR-Filter der FIR-Filter 17a bis 17n angelegt und durch diese übertragen.
Der Zweck der Verarbeitung des an den Signaleingangsabschnitt 18 in einer Vielzahl von unterschiedlichen Frequenzbändern angelegten Eingangsaudiosignals mit diesem Vorschlag ist wie folgt. Wie oben beschrieben, ist ein digitales FIR-Filter im allgemeinen als ein Transversalfilter ausgestaltet, das eine Reihe von Verzögerungsstufen aufweist. Jeweilige Abgriffe, die jeweils einen Multiplizierer verbinden, sind an den Eingang einer ersten Verzögerungsstufe, den Ausgang von der Endverzögerungstufe und jede Verbindung zwischen aufeinanderfolgenden Verzögerungstufen angeschlossen. Die Ausgänge von den Multiplizierern werden summiert, um das Filterausgangssignal zu erhalten, und die Multiplikationsfaktoren werden jeweils durch die Filterkoeffizienten bestimmt. Die Verzögerung jeder Verzögerungsstufe wird gleich der Abtastperiode gestaltet. Die Frequenzauflösung eines derartigen Filters ist als das Verhältnis der Abtastfrequenz fs zur Anzahl von Abgriffen M definiert (wobei fs eine Anzahl von digitalen Abtastungen/Sekunde ist). Um eine ausreichend glatte Entzerrungscharakteristik durch ein derartiges Filter zu erhalten, ist es notwendig, die Frequenzauflösung ausreichend hoch für die niedrigste Frequenzregion des Frequenzbereiches zu machen, in dem eine Ent zerrung durchgeführt werden soll. Weil, wie es bekannt ist, die Abtastfrequenz mindestens doppelt so groß wie die höchste Frequenzkomponente des abgetasteten Signals sein muß, ist die Auflösung, die mit einem herkömmlichen FIR-Filter-Equalizer erhalten werden kann, durch die Anzahl der Abgriffe bestimmt. Wenn jedoch die Anzahl der Abgriffe vergrößert wird, um eine verbesserte Auflösung zu erhalten, wird dann die Arbeitsgeschwindigkeit des Filters verringert sein, d. h. eine größere Anzahl von Multiplikationsvorgängen muß pro Zeiteinheit ausgeführt werden. Somit kann auf diese Weise nur eine begrenzte Verbesserung der Frequenzauflösung mit einem praktisch anwendbaren mikroprozessorgesteuerten digitalen Equalizer erzielt werden.
Bei einem digitalen Equalizer nach dem Stand der Technik, der ein FIR- Filter verwendet, muß die Abtastrate, die für alle Frequenzkomponenten des ursprünglichen Signals verwendet wird, mindestens doppelt so groß wie die höchste Frequenz des Signalsfrequenzbereiches sein, und daher wird eine unnötig hohe Abtastrate für die niedrigen Frequenzkomponenten des ursprünglichen Signals verwendet. Der 7. Vorschlag macht Gebrauch von dieser obern dargelegten Tatsache, um einen digitalen Audioequalizer zu schaffen, durch den ein vergrößerter Grad an Frequenzauflösung des FIR-Filters mit einer kleineren Anzahl von Abgriffen erzielt werden kann, als es mit einer herkömmlichen FIR-Filteranordnung möglich ist, so daß eine ausreichende Frequenzauflösung erzielt wird, während die Verzögerung bei der Verarbeitung eines Eingangssignals durch das Filter minimiert ist. Dies wird erreicht, indem das Ausgangssignal von dem Signaleingangsabschnitt 18 in mehrere Frequenzbänder (vorzugsweise zwei Bänder, d. h. ein Hochfrequenzband und ein Niederfrequenzband) durch jeweilige digitale Bandpaßfilter 24a bis 24n geteilt wird. Die Ausgangssignale von diesen Bandpaßfiltern werden dann an jeweilige Heruntertastungsabschnitte der Heruntertastungsabschnitte 25a bis 25n angelegt, bei denen die Datenrate jedes Signals verringert wird, indem ein "Ausdünnungsvorgang" ausgeführt wird, der einen bestimmten Anteil der Datenabtastungen beseitigt. Ein derartiges "Datenausdünnen" könnte durch den Heruntertastungsabschnitt 25a für das FIR-Filter 17a, welches das niedrigste Frequenzband handhabt, mit einem Faktor von 8 ausgeführt werden, so daß die Anzahl von Datenabtastungen pro Zeiteinheit, die dem FIR-Filter 17a zugeführt wird, d. h. die effektive Abtastfrequenz, 1/8 von derjenigen der Signals betragen wird, das von dem Signaleingangsabschnitt 18 erzeugt wird. Ein ähnliches "Datenausdünnen" wird durch die anderen Heruntertastungsabschnitte 25b bis 25n ausgeführt, wobei ein minimaler Grad an "Ausdünnung" durch einen Heruntertastungsabschnitt 25n ausgeführt wird, der das höchste Frequenzband des Eingangssignals handhabt. Beispielsweise könnte der Heruntertastungsabschnitt 25n die "Datenausdünnung" ausführen, indem jede zweite Datenabtastung in dem Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter 24n weggelassen wird.
Wie es für die vorhergehenden Vorschläge beschrieben wurde, kann der Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 Daten eingeben, die eine Gruppenverzögerungscharakteristik (z. B. eines Lautsprechers) darstellen, die in bezug auf die Frequenz in dem Phasenberechnungsabschnitt 13 integriert wird, um dadurch eine Phasen/Frequenz-Charakteristik zu erhalten, die zusammen mit der gewünschten Amplituden/Frequenz-Charakteristik von dem Eingangsabschnitt für die Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 an den Betriebsabschnitt für die Übertragungsfunktion 14 angelegt wird. Alternativ kann der Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 resonanzbezogene Daten eingeben, wodurch eine gewünschte Phasen/Frequenz- Charakteristik von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 berechnet werden kann, oder Daten, die eine bekannte Amplituden/Frequenz-Charakteristik darstellen, können von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt werden und einer Hilbert-Transformation in dem Phasenberechnungsabschnitt 13 unterzogen werden, um dadurch eine Phasen/- Frequenz-Charakteristik zu erhalten, die einen minimalen Grad an Phasenverschiebung für diese besondere Amplituden/Frequenz-Charakteristik zeigt.
Jedoch verarbeitet bei diesem Vorschlag der Betriebsabschnitt für die Übertragungsfunktion 14 die Daten der Amplituden/Frequenz-Charakteristik und der Phasen/Frequenz-Charakteristik, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplitude/Frequenz-Charakteristik 11 und dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 zugeführt werden, um mehrere jeweils unterschiedliche Übertragungsfunktionen abzuleiten. Diese werden derart berechnet, daß jede Übertragungsfunktion eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik und eine Phasen/Frequenz-Charakteristik von einer Null-Frequenz zu einem besonderen Frequenzwert, z. B. von einer Null-Frequenz zu 400 Hz, von einer Null-Frequenz zu 800 Hz, von einer Null-Frequenz zu 1600 Hz usw. verwirklicht, um als die jeweiligen Übertragungsfunktionen der FIR-Filter 17a, 17b, ..... usw. festgelegt zu werden. Der Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 verarbeitet diese Übertragungsfunktionen, um entsprechende Sätze von Filter-Koeffizientenwerten für die FIR-Filter 17a bis 17n zu erzeugen, und diese jeweiligen Sätze von Filterkoeffizienten werden für die FIR-Filter durch Steuersignale festgelegt, die durch den Koeffizienteneinstellabschnitt 16 erzeugt werden.
Die Ausgangssignale von den FIR-Filtern 17a bis 17n werden jeweiligen Signalausgangsabschnitten 19a bis 19n zugeführt, die jeweils beispielsweise aus einem D/A-Wandler bestehen können, und es werden dadurch Ausgangssignale für jedes der Frequenzbänder erhalten, die durch die Bandpaßfilter 24a bis 24n ausgewählt werden. Wenn beispielsweise drei FIR-Filter verwendet werden, d. h. eine Dreikanalverarbeitung, könnten dann die Ausgangssignale von jedem Signalausgangsabschnitt jeweiligen geeigneten Verstärker- und Lautsprechersystemen für jeden Frequenzbereich zugeführt werden, der von den Bandpaßfiltern ausgewählt wird, d. h. Nieder-, Mittelbereichs- und Hochfrequenzbereichssysteme.
Es ist aus dem obigen zu sehen, daß die Abtastfrequenzen der Eingangssignale, die an die jeweiligen FIR-Filter der FIR-Filter 17a, 17b, .... angelegt werden, gemäß der höchsten Frequenzkomponente des Eingangsaudiosignals bestimmt werden, das von dem Filter zu handhaben ist, und daß jedes FIR-Filter ein begrenztes Band von Eingangssignalfrequenzkomponenten handhabt. Dadurch kann die Frequenzauflösung jedes FIR-Filters vergrößert werden, während einer hohe Arbeitsgeschwindigkeit erhalten bleibt (d. h. eine geringe Verzögerung bei der Signalübertragung durch das Filter) im Vergleich mit einem einzigen FIR-Filter, das für den gesamten Frequenzbereich verwendet wird.
Fig. I 1 ist ein Systemblockdiagramm eines achten Vorschlages eines digitalen Equalizers. Dieser ist dem oben beschriebenen 7. Vorschlag ähnlich. Wie es in Fig. 11 gezeigt ist, werden jedoch die jeweiligen Ausgangssignale, die von den FIR-Filtern 17a bis 17n erzeugt werden, durch die entsprechenden Herauftastungsabschnitte eines Satzes von Herauftastungsabschnitten 26a bis 26n übertragen, bei denen eine Interpolation von Datenabtastungen ausgeführt wird, um die Datenabtastrate des Ausgangssignals von jedem Herauftastungsabschnitt zu derjenigen des Eingangssignals zu vergrößern, das an den entsprechenden Heruntertastungsabschnitt der Heruntertastungsabschnitte 25a bis 25n angelegt wurde. Die wiederhergestellten Signale, die derart von den Herauftastungsabschnitten 26a bis 26d erzeugt werden, werden dann durch einen Addierer 27 kombiniert, um ein Ausgangsdigitalaudiosignal zu erzeugen, das die gleiche Datenabtastrate wie diejenige des digitalen Signals auf weist, das von dem Signaleingangsabschnitt 18 zugeführt wird.
Der 8. Vorschlag, sowie der früher beschriebene 7. Vorschlag, liefern den Vorteil einer hohen Frequenzauflösung des FIR-Filters und einer schnellen Verarbeitung des Eingangsaudiosignals, d. h. sie stellen eine minimale Verzögerung beim Übertragen dieses Signals zwischen dem Signaleingangsabschnitt 18 und dem Signalausgangsabschnitt 19 sicher. Wie bei dem früheren Vorschlag können zusätzlich eine genaue Phasen- und Amplitudenkompensation des Eingangssaudiosignals verwirklicht werden, weil die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und die Phasen/Frequenz- Charakteristik der jeweiligen FIR-Filter 17a bis 17n unabhängig für jedes der Filter eingestellt werden können.
Fig. 12 ist ein Systemblockdiagramm eines 9. Vorschlages eines digitalen Equalizers, der eine Mehrkanal-FIR-Filterverarbeitung verwendet und im Grunde die gleiche Ausgestaltung wie der oben beschriebene 7. Vorschlag aufweist. Jedoch werden bei dem 9. Vorschlag die Daten der Gruppenverzögerungscharakteristik (z. B. eines Lautsprechers) von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt, um Daten einer Phasen/Frequenz- Charakteristik abzuleiten, und diese Daten einer Gruppenverzögerungs charakteristik werden durch den Phasenberechnungsabschnitt 13 in jeweilige Frequenzbänder, die den Durchlaßbändern der Bandpaßfilter 24a bis 24n entsprechen, und jeweilige Phasen/Frequenz-Charakteristiken unterteilt, die für diese Frequenzbänder abgeleitet werden. Ein Phasenkompensationsabschnitt 50 empfängt die Daten der Phasen/Frequenz- Charakteristik, die somit durch den Phasenberechnungsabschnitt 13 abgeleitet werden, und bewirkt, daß ein identischer Wert einer Phase für jede der jeweiligen Schutzbandfrequenzen hergestellen wird, die zwischen benachbarten Frequenzbändern der Frequenzbänder vorhanden sind, die den jeweiligen Phasen/Frequenz-Charakteristiken von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 entsprechen. Der somit erhalte neue kompensierte Satz von Phasen/Frequenz-Charakteristiken wird dann dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 zusammen mit der gewünschten Amplituden/Frequenz-Charakteristik zugeführt, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 zugeführt wird, wodurch der Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 mehrere Übertragungsfunktionen ableitet, die jeweils auf den mehreren Phasen/- Frequenz-Charakteristiken und der Amplituden/Frequenz-Charakteristik beruhen. Der Rest der Arbeitsweise dieser Ausführungsform ist identisch mit derjenigen des 7. Vorschlages.
Wenn von einem Lautsprecher innerhalb eines Schallfeldes, das beispielsweise durch einen geschlossenen Raum gebildet ist, Audiosignale erzeugt werden, ist dann, selbst wenn flache Frequenzantwortcharakteristiken für das Audiosystem, das aus dem Lautsprecher und Verstärkern usw., die den Lautsprecher ansteuern, gebildet ist, erreicht worden sind, der Schall, der tatsächlich von einem Hörer innerhalb des Schallfeldes gehört wird, durch die akustischen Eigenschaften des Schallfeldes beeinflußt. Das heißt, die effektive Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des Audiosystems in bezug auf die Hörposition wird zu einem gewissen Grad durch die Ausgestaltung des Raumes, der Konzerthalle usw. beeinflußt sein, innerhalb welchem Schall durch das Audiosystem erzeugt wird. Bei jedem der oben beschriebenen Vorschläge ist ein digitaler Audioequalizer vorgesehen, durch den die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik eines Audiosignals voneinander unabhängig zu gewünschten Formen eingestellt werden können. Der Grad einer Frequenzantwortsteuerung, der tatsächlich erreicht wird, wenn das Ausgangsaudiosignal von dem digitalen Audioequalizer angelegt wird, um einen Lautsprecher anzusteuern, wird jedoch, wie es oben beschrieben ist, von dem Schallfeld beeinflußt sein, in dem der Lautsprecher angeordnet ist. Im folgenden werden Vorschläge beschrieben, durch die eine automatische Kompensation der akustischen Charakteristiken eines derartigen Schallfeldes erzielt werden kann.
In Fig. 13 ist ein 10. Vorschlag gezeigt, der ein digitaler Audioequalizer zur Durchführung einer automatischen Kompensation der akustischen Charakteristiken eines Schallfeldes ist, wie es oben umrissen wurde. Abschnitte, die denjenigen der vorhergehenden Vorschläge entsprechen, sind durch identische Bezugszeichen bezeichnet. Wie bei den früheren Vorschlägen werden Daten, welche die gewünschte Amplituden/Frequenz- Charakteristik darstellen, von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 eingegeben, wobei Daten, die zur Verwendung beim Ableiten einer Phasen/Frequenz-Charakteristik dienen (wie Daten einer Gruppenverzögerungscharakteristik), von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 dem Phasenberechnungsabschnitt 13 zugeführt werden, der die erforderliche Phasen/Frequenz-Charakteristik be rechnet. Jedoch werden die Daten der Amplituden/Frequenz-Charakteristik von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 an einen Eingang eines Berechnungsabschnitts für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 30 angelegt, während die Daten einer Phasen/Frequenz-Charakteristik von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 an einen Eingang eines Berechnungsabschnitts für eine Phasen/Frequenz-Charakteristik 29 angelegt werden. Ein Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 bewirkt, daß eine Charakteristik einer Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik und eine Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik eines Eingangssignals, das durch den Signaleingangsabschnitt 18 zugeführt wird, wenn dieses Eingangssignal erhalten wird, analysiert wird, indem ein Impulsrauschen mit großer Amplitude innerhalb eines Schallfeldes erzeugt wird, dessen akustische Charakteristiken analysiert werden sollen, wie es im folgenden beschrieben wird. Eine Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik, die von dem Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 erhalten wird, wird dem anderen Eingang des Berechnungsabschnitts einer Amplituden/Frequenz- Charakteristik 30 zugeführt, während eine erhaltene Phasenabweichung/- Frequenz-Charakteristik dem anderen Eingang des Berechnungsabschnitts einer Phasen/Frequenz-Charakteristik 29 zugeführt wird. Der Berechnungsabschnitt der Amplituden/Frequenz-Charakteristik 30 addiert die gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 zugeführt wird, mit der Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik zusammen (oder subtrahiert die Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik von der gewünschten Amplituden/Frequenz-Charakteristik, wobei entweder die Addition oder die Subtraktion verwendet wird, wie es erforderlich ist, um eine Kompensation von akustischen Charakteristiken eines Schallfeldes zu erreichen, wie es nachstehend beschrieben ist) zur Kompensation, um dadurch eine kompensierte Amplituden/Frequenz-Charakteristik zu erhalten, die dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 zugeführt wird. Der Berechnungsabschnitt für eine Phasen/- Frequenz-Charakteristik 29 addiert ähnlich die Phasen/Frequenz-Charakteristik von dem Phasenberechnungsabschnitt 13 zu der Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik (oder subtrahiert die eine von der anderen), um eine kompensierte Phasen/Frequenz-Charakteristik abzuleiten, die dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 zugeführt wird. Dadurch werden von dem Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 17 abgeleitet und von dem Koeffizienteneinstellabschnitt 16 an das FIR-Filter 17 angelegt.
Bezugszeichen 25 bezeichnet einen Eingangsschalter, der in eine normale Position A, in der dem Signaleingangsabschnitt 18 (der in dieser Ausführungsform ein A/D-Wandler ist) ein analoges Audiosignal zugeführt wird, und eine Meßposition B eingestellt werden kann, in der ein Meßsignal, das von einem Mikrofon 23 erzeugt wird, das innerhalb eines Schallfeldes 24 angeordnet ist, dem Signaleingangsabschnitt 18 zugeführt wird, um in ein abgetastetes digitales Signal umgewandelt zu werden. Das Meßsignal wird hergestellt, indem ein Impulsschall mit großer Amplitude innerhalb des Schallfeldes 24 erzeugt wird, beispielsweise indem eine Spielzeugpistole abgefeuert wird. Der Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 kann verschiedene Verfahren einer Analyse der Frequenzcharakteristiken des Meßsignals anwenden, beispielsweise indem mehrere Bandpaßfilter verwendet werden, die unterschiedliche Mittelfrequenzen aufweisen, ein Schaltkreis verwendet wird, der die Fourier-Transformation der Meßsignalwellenform ableitet, und Phasenkomparatoren und Amplitudenmeß schaltkreise usw. verwendet werden. Der Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 analysiert zuerst das Meßsignal, um eine Amplituden/- Frequenz-Charakteristik und eine Phasen/Frequenz-Charakteristik dieses Signals zu erhalten. Die Gesamtamplitude des Meßsignals wird dann abgeleitet, und die Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik wird dann als ein Satz von Werten erhalten, von denen jeder die Differenz zwischen der Amplitude des Meßsignals bei einer besonderen Frequenz und der Gesamtamplitude dieses Signals ist. Wenn beispielsweise die Gesamtamplitude des Meßsignals bei 75 dB gefunden wird (d. h. wie gemessen, ohne daß eine Frequenzanalyse durchgeführt wird), und die Frequenzkomponenten des Signals Amplituden von 65 dB bei 400 Hz, 68 dB bei 800 Hz usw. aufweisen, wird dann die Amplitudenabweichung/Frequenz- Charakteristik aus einem Satz von Werten bestehen (75-65) dB bei 400 Hz (75-68) dB bei 800 Hz usw.. Wenn die Amplitudenabweichung/Frequenz- Charakteristik derart abgeleitet worden ist, wird sie einer Glättung unterzogen, wie es in Fig. 14 veranschaulicht ist, um schnelle Veränderungen der Amplitude in bezug auf die Frequenz zu beseitigen.
Die resultierende Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik wird zu der gewünschten Amplituden/Frequenz-Charakteristik in dem Berechnungsabschnitt einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik 30 addiert, und das Ergebnis wird zu dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 übertragen.
In dem Fall der Phasen/Frequenz-Charakteristik des Meßsignals, analysiert der Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 zuerst das Meßsignal, um diese Phasen/Frequenz-Charakteristik zu erhalten, und leitet dann eine lineare Phasen/Frequenz-Charakteristik ab, die den Durchschnittstrend der Phasen/Frequenz-Charakteristik darstellt. Dies ist in Fig. 15(A) veranschaulicht, bei welcher der Abschnitt mit gestrichelter Linie der Durchschnittstrend ist, der aus der Phasen/Frequenz- Charakteristik des Meßsignals abgeleitet wird. Der Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 bewirkt dann, daß die Phasen/Frequenz-Charakteristik des Meßsignals in eine Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik umgewandelt wird, die einen Durchschnittstrend aufweist, der in bezug auf die Frequenz konstant ist, wie es in Fig. 15(B) gezeigt ist. Zusätzlich wird eine Glättung von schnellen Veränderungen der resultierenden Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik ausgeführt, wie bei der Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik, wie es oben beschrieben ist, und die resultierende Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik wird an den Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 angelegt. Es ist herausgefunden worden, daß ein derartiges Glätten der Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik und Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik zu einer vergrößerten Genauigkeit der erzielten Kompensation führt.
Wenn nun beispielsweise die gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik und die Phasen/Frequenz-Charakteristik, die jeweils von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 eingegeben und von den Phasenberechnungsabschnitt 13 abgeleitet werden, wie in Fig. 15(C) gezeigt sind, werden dann Daten, welche die Amplituden/- Frequenz-Charakteristik bzw. Phasen/Frequenz-Charakteristik darstellen, die als durchgezogene Kurven in Fig. 15(D) gezeigt sind, von dem Berechnungsabschnitt einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik 30 bzw. einem Berechnungsabschnitt einer Phasen/Frequenz-Charakteristik 29 abgeleitet (wobei die Eingangs-Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Pha sen/Frequenz-Charakteristik in gestrichelten Kurven gezeigt sind). Es ist ersichtlich, daß diese Daten unter Verwendung des Betriebsabschnitts für eine Übertragungsfunktion 14, des Abschnitts zur inversen Fourier-Transformation 15 und des Koeffizienteneinstellabschnitts 16 angewandt werden können, wie es für die vorhergehenden Vorschläge beschrieben wurde, um die Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 17 derart zu setzen, daß die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 die Schwingungswellen der Amplituden- und Phasen/Frequenz-Charakteristik und des Schallfeldes 24 kompensieren wird, d. h., um die Auswirkungen bei der Schallwiedergabe der akustischen Charakteristiken dieses Schallfeldes zu kompensieren.
Beim Abschluß des Ableitens und Setzens der Koeffizienten des FIR-Filters 17, wie es oben beschrieben ist, wird der Eingangsschalter 25 in seine "A"- Position eingestellt, um ein Eingangsaudioaudiosignal an den Signaleingangsabschnitt 18 zur Übertragung in einer digitalen Signalform durch das FIR-Filter 17 und von dem Signalausgangsabschnitt 19 zu einem externen Audiosystem, z. B. einem Verstärker, der einen Lautsprecher ansteuert, der innerhalb des Schallfeldes 24 angeordnet ist, anzulegen. Dadurch kann eine automatische Kompensation der akustischen Charakteristiken eines Raums oder einer Halle angewandt werden, in dem das Ausgangsaudiosignal von dem digitalen Audioequalizer von einem Lautsprecher wiedergegeben wird, d. h., so daß sichergestellt ist, daß die Frequenzcharakteristiken des Audioausgangs von dem Lautsprecher von einem Hörer als durch die akustischen Charakteristiken dieses Raums oder dieser Halle im wesentlichen unbeeinflußt wahrgenommen werden.
Bei dem oben beschriebenen Vorschlag wird eine Kompensation der akustischen Charakteristiken eines Schallfeldes sowohl auf die gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 eingegeben wird, als auch auf die Phasen/Frequenz-Charakteristik angewandt, die aus den eingegebenen Daten von dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 abgeleitet wird. Jedoch wäre es gleichermaßen möglich, eine derartige Kompensation auf nur die Amplituden/Frequenz-Charakteristik oder auf nur die Phasen/Frequenz-Charakteristik anzuwenden.
Ebenso ist bei dem oben beschriebenen Vorschlag das Mikrofon 23 als selektiv mit dem Signaleingangsabschnitt 18 mittels eines Eingangsschalters 25 verbindbar gezeigt. Jedoch wäre es natürlich gleichermaßen möglich, einfach eine Buchse vorzusehen, die an den Eingang des Signaleingangsabschnitt 18 angeschlossen ist, um so selektiv Stecker mit Verbindungsleitungen einzusetzen, um den Signaleingangsabschnitt 18 entweder an das Mikrofon 23 oder an einer Eingangsaudiosignalquelle anzuschließen. Es ist somit nicht wesentlich, ein Mikrofon 23 mit dem digitalen Audioequalizer dieses Vorschlages ständig verbunden zu haben.
Fig. 16(A) ist ein Systemblockdiagramm eines 11. Vorschlages, der ein digitaler Audioequalizer ist, der mit einem Mittel versehen ist, um automatisch die akustischen Charakteristiken eines Schallfeldes durch Modifikation der Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik eines FIR-Filters auf eine ähnliche Weise zu kompensieren, wie diejenige des oben beschriebenen 10. Vorschlages. Abschnitte in Fig. 16, die Abschnitten in Fig. 13 entsprechen, sind mit identischen Bezugszeichen bezeichnet. Der 11. Vorschlag unterscheidet sich von dem 10. Vor schlag dadurch, daß ein Impulsrauschen innerhalb des Schallfeldes mittels eines Lautsprechers erzeugt wird, der durch ein Impulssignal angesteuert wird, das von dem Signalausgangsabschnitt 19 durch einen Verstärker zu dem Lautsprecher übertragen wird. Wie es in Fig. 16 gezeigt ist, umfaßt der Vorschlag einen Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31, der betätigt werden kann, um ein Testsignal, wie ein Impulssignal, in digitaler Signalform zu erzeugen. Es ist ein Auswahlschalter 191 vorgesehen, um selektiv entweder dieses Impulssignal oder das Ausgangssignal von dem Signaleingangsabschnitt 18 an den Eingang des FIR-Filters 17 anzulegen. Ein Mikrofon 23, um ein Meßsignal oder ein normales Audiosignal zu erzeugen, kann zur Eingabe in den Signaleingangsabschnitt 18 mittels des Eingangschalters 25 ausgewählt werden, wie bei dem vorhergehenden Vorschlag. Während sowohl des Meßbetriebes (zum Analysieren der Frequenzcharakteristiken des Schallfeldes 24) als auch während des normalen Audiosignalwiedergabebetriebes, ist ein Audioverstärker 20 angeschlossen, um das Ausgangssignal zu empfangen, das von dem Signalausgangsabschnitt 19 erzeugt wird, um einen Lautsprecher 22 anzusteuern, der innerhalb des Schallfeldes 24 zusammen mit dem Mikrofon 23 angeordnet ist.
Wie bei den vorhergehenden Vorschlägen arbeitet dieser Vorschlag vorzugsweise unter der Steuerung eines programmierten Mikroprozessors, der eine Betriebsabfolge von der in Fig. 16(B) gezeigten Form aufweist. Die Arbeitsweise dieses Vorschlages ist wie folgt, wobei auf die Fig. 16(A) und 16(B) Bezug genommen wird. Zuerst werden die Filterkoeffizienten des FIR-Filters 17 derart gesetzt, daß eine flache Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik für das FIR-Filter 17 sichergestellt ist, und die Schalter 191 und 25 werden eingestellt, um das Ausgangssignal von dem Abschnitt zur Impulssignalerzeugung 31 mit dem Eingang des FIR-Filters 17 zu verbinden, und um das Ausgangssignal von dem Mikrofon 23 mit dem Eingang des Signaleingangssabschnitts 18 zu verbinden (der wie bei der früheren Ausführungsform ein A/D-Wandler) ist. Der Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 wird dann derart betätigt, daß er einen Signalimpuls oder ein Burst-Signal erzeugt, und ein resultierendes akustisches Testsignal wird von dem Lautsprecher 22 ausgesendet und von dem Mikrofon 23 empfangen. Das Mikrofon 23 erzeugt dadurch ein Meßsignal, wie bei dem vorhergehenden Vorschlag, das analysiert wird, und die Analyseergebnisse werden (in Verbindung mit den Eingangsdaten von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 und dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12) verwendet, um geeignete Werte von Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 17 zu bestimmen. Beim Abschluß des Ableitens dieser Filterkoeffizientenwerte, werden sie als Filterkoeffizienten des FIR-Filters 17 durch den Koeffizienteneinstellabschnitt 16 gesetzt. Die Schalter 191 und 25 werden dann zu jeweiligen Positionen umgeschaltet, wodurch ein Audioeingangssignal dem Signaleingangsabschnitt 18 zugeführt wird und dadurch durch das FIR Filter 17 übertragen wird, um von dem Lautsprecher 22 verstärkt und wiedergegeben zu werden.
Der Vorschlag von Fig. 16 liefert gegenüber dem oben beschriebenen 10. Vorschlag den Vorteil, daß der Pegel des innerhalb des Schallfeldes 24 erzeugten akustischen Testsignals leicht gesteuert werden kann. Es ist herausgefunden worden, daß dies ermöglicht, daß eine größere Genauigkeit der Kompensation erzielt werden kann. Weil das Meßsignal, das durch den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 bei diesem Vorschlag analysiert wird, erzeugt worden ist, indem der Lautsprecher 22 durch den Verstärker 20 angesteuert worden ist, werden außerdem die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik, die für das FIR-Filter 17 bestimmt werden, eine automatische Kompensation von Schwingungswellen in den Frequenzantwortcharakteristiken des Verstärkers 20 und des Lautsprechers 22 schaffen, zusätzlich zu der Kompensation der akustischen Antwortcharakteristiken des Schallfeldes 24. Auf diese Weise können die gesamten Frequenzantwortcharakteristiken eines derartigen Audiosystems, wie sie von einem Hörer innerhalb des Schallfeldes 24 wahrgenommen werden, automatisch im wesentlichen flach gestaltet werden, oder können zu gewünschten Formen eingestellt werden, indem die Daten verändert werden, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 und dem Eingangsabschnitt für Phase-Daten 12 zugeführt werden.
Obwohl der 11. Vorschlag oben für den Fall beschrieben worden ist, bei dem das Testsignal von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 durch das FIR-Filter 17 übertragen wird, um über den Verstärker 20 dem Lautsprecher 22 zugeführt zu werden, ist es anzumerken, daß es gleichermaßen möglich ist, dieses Testsignal direkt dem Signalausgangsabschnitt 19 zur Übertragung durch den Verstärker zu dem Lautsprecher zuzuführen.
Die oben beschriebenen 10. und 11. Vorschläge können in manchen Fällen aufgrund der Tatsache nachteilhaft sein, daß das Testsignal, und somit das Meßsignal, das zum Analysieren der Frequenzcharakteristiken des Schallfeldes verwendet wird, von sehr kurzer Dauer ist. Dadurch ist nur eine begrenzte Zeitlänge für den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 verfügbar, um das Meßsignal zu analysieren und eine Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik und Phasenabweichung/- Frequenz-Charakteristik wie oben beschrieben abzuleiten. Fig. 17 ist ein Systemblockdiagramm eines 12. Vorschlages, der ein digitaler Audioequalizer ist, der im Grunde dem 10. Vorschlag von Fig. 13 ähnlich ist, jedoch mit einem Speicherabschnitt 32 versehen ist, der verwendet wird, um aufeinanderfolgend einen Satz von umgewandelten digitalen Abtastungen zu speichern, die von dem Signaleingangsabschnitt 18 erzeugt werden und das Meßsignal darstellen. Die gespeicherten Daten in dem Speicherabschnitt 32 können dann von dem Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 während eines im wesentlichen langen Zeitintervalls verarbeitet werden, um die Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik und Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik genau abzuleiten, die dem Berechnungsabschnitt der Amplituden/Frequenz-Charakteristik 30 und dem Berechnungsabschnitt der Phasen/Frequenz-Charakteristik 29 zugeführt werden, wie es für den 10. Vorschlag beschrieben wurde. Dadurch kann eine größere Genauigkeit der Kompensation der akustischen Charakteristiken des Schallfeldes 24 erzielt werden.
Es wäre natürlich gleichermaßen möglich, einen derartigen Speicherabschnitt auf den oben beschriebenen 11. Vorschlag anzuwenden.
Bei dem oben beschriebenen 12. Vorschlag ist der Zeitpunkt, bei dem der Speicherabschnitt 32 beginnt, aufeinanderfolgende digitale Abtastungen von dem Signaleingangsabschnitt 18 zu speichern, in bezug auf das Meßsignal nicht festgelegt. Das heißt, es ist notwendig, diesen Speicherungsvorgang in den Speicher zu beginnen, um aufeinanderfolgende Datenabtastungen des Eingangssignals zu speichern, dann eine Erzeugung des Impulsrauschens in dem Schallfeldes 24 einzuleiten und dadurch ein Meßsignal zu erzeugen. Wenn jedoch dies vorgenommen wird, könnten dann unnötige Daten in dem Speicherabschnitt 32 vor dem Zeitpunkt gespeichert werden, bei dem das Meßsignal tatsächlich beginnt. Dadurch kann es sein, daß eine unnötig hohe Menge an Speicherkapazität für den Speicherabschnitt 32 erforderlich ist. Fig. 18 ist ein Systemblockdiagramm eines 13. Vorschlages, der ein digitaler Equalizer ist, der das Ziel hat, dieses Problem zu überwinden. Dieser Vorschlag unterscheidet sich von den 12. Vorschlag dadurch, daß er einen Entscheidungsabschnitt 33 umfaßt, der angeschlossen ist, um das Ausgangssignal von dem Signaleingangsabschnitt 18 zu empfangen und den Zeitpunkt zu detektieren, bei dem die Amplitude dieses Signals einen vorbestimmten Pegel erzielt, was anzeigt, daß ein Meßsignal begonnen hat. Diese Arbeitsweise ist in den Fig. 19(A) rund 19(B) veranschaulicht. Wenn der in Fig. 19(A) gezeigte Entscheidungspegel erreicht ist, wird dies von dem Entscheidungsabschnitt 33 detektiert, der dadurch einen Steuerimpuls erzeugt, wie dies in Fig. 19(B) angezeigt ist. Dieser Steuerimpuls wird angelegt, um die Speicherung von aufeinanderfolgenden Abtastungen des Eingangssignals in dem Speicherabschnitt 32 während eines festgelegten Zeitintervalls einzuleiten.
Es ist somit zu verstehen, daß es dieser Vorschlag ermöglicht, daß ein Speichern unnötiger Daten in dem Speicherabschnitt 32 vermieden wird, d. h. Daten, die sonst beispielsweise während eines anfänglichen "Ruheintervalls", das keine nützlichen Daten enthält, gespeichert werden würden, wie es in Fig. 19(A) gezeigt ist. Die Menge an Speicherkapazität, die für den Speicherabschnitt 32 erforderlich ist, kann dadurch im Vergleich mit dem Vorschlag von Fig. 17 verringert werden.
Fig. 20 zeigt ein Systemblockdiagramm eines 14. Vorschlages, der ein digitaler Equalizer ist, der im Grunde dem 13. Vorschlag ähnlich ist, jedoch das Ziel hat, eine höhere Genauigkeit beim Analysieren der akustischen Ansprechcharakteristik des Schallfeldes sicherzustellen. Dies wird erreicht, indem ein Impulsrauschen innerhalb eines Schallfeldes einige Male in Folge erzeugt wird, und wechselseitig die jeweiligen Meßsignalwellenformen überlagert werden, die dadurch aufeinanderfolgend erzeugt werden.
Diese Überlagerung wird mittels eines synchronisierten Additionsabschnitts 201 durchgeführt, der ein Teil des Speicherabschnitts 32 dieses Vorschlages bildet und wie folgt in Verbindung mit dem Entscheidungsabschnitt 33, der oben für den 13. Vorschlag beschrieben wurde, funktioniert. In Fig. 21(A) ist eine Wellenform eines einzigen Meßsignals (d. h., das aus der Erzeugung eines einzelnen Impulsrauschens innerhalb des Schallfeldes 24 resultiert) gezeigt. Eine derartige Wellenform umfaßt verschiedene überlagerte Rauschkomponenten, welche die Genauigkeit verringern, die beim Analysieren der Frequenzcharakteristik des Meßsignals durch den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 erzielt wird. Jedoch wird bei diesem Vorschlag der Prozeß wiederholt, nachdem ein erstes Meßsignal erzeugt worden ist, durch den Signaleingangsabschnitt 18 in jeweilige aufeinanderfolgende digitale Abtastungen umgewandelt worden ist, und diese Abtastungen aufeinanderfolgend in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert worden sind (zu dem Zeitpunkt beginnend, der von dem Entscheidungsabschnitt 33 bestimmt wird, wie es oben beschrieben ist). D. h., es wird ein zweites Rauschsignal erzeugt. In diesem Fall wird jedoch, da jede Abtastung des Eingangssignals von dem Signaleingangsabschnitt 18 erzeugt wird, die entsprechende Abtastung des vorhergehenden Meßsignals (d. h. entsprechend in bezug auf die Zeitabfolge, in der die Abtastungen gespeichert werden) aus dem Speicherabschnitt 32 durch den synchronisierten Additionsabschnitt 201 ausgelesen, wird zu der neu erhaltenen Abtastung addiert, und der Summenwert wird von dem synchronisierten Additionsabschnitt 201 in dem Speicherabschnitt 32 an der Speicherstelle gespeichert, aus der die Auslesung durchgeführt wurde.
Beim Abschluß dieses Prozesses werden die Daten, die nun in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert sind, eine Meßsignalwellenform darstellen, wie sie beispielsweise in Fig. 21(B) gezeigt ist, in der viel von den Rauschkomponenten entfernt worden ist. Dies ist aufgrund der Tatsache der Fall, daß es keine Korrelation zwischen den Rauschkomponenten gibt, die in den beiden aufeinanderfolgend erzeugten Wellenformen erscheinen. Wenn diese Prozedur eine weitere Anzahl Male wiederholt wird, wird dann eine Meßsignalwellenform in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert bleiben, die im wesentlichen vollständig frei von Rauschkomponenten sein wird, wie es in Fig. 21(C) veranschaulicht ist. Dadurch kann eine signifikante Verbesserung bei der Genauigkeit des Analysierens der akustischen Charakteristik des Schallfeldes 24 erzielt werden.
Bei dem oben beschriebenen 14. Vorschlag wird, weil der Zeitpunkt, bei dem der Schwellenpegel des Entscheidungsabschnitts erreicht wird, von Schwankungen in dem Meßsignal beeinflußt sein wird, die durch Rauschen usw. verursacht werden, eine ideale Überlagerung der aufeinanderfolgenden Wellenformen des Meßsignals nicht erzielt werden, d. h. ein genau synchronisierter Additionsvorgang wird nicht erreicht. Fig. 22 ist ein Systemblockdiagramm eines 15. Vorschlages, der ein digitaler Equalizer ist, der im Grunde dem oben beschriebenen 14. Vorschlag ähnlich ist, wobei jedoch ein Impulsrauschen in dem Schallfeld 24 durch die Ansteuerung eines Lautsprechers erzeugt wird, und der ein Mittel zur Überwin dung des Problems des Synchronisierens des Additionsvorgangs umfaßt, wie es oben beschrieben ist. Wie bei dem Vorschlag von Fig. 16 dient ein Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 dazu, ein Testsignal zu erzeugen, das aus aufeinanderfolgenden Impulsen besteht und durch einen Schalter 191 durch das FIR-Filter 17 und den Signalausgangsabschnitt 19 übertragen werden kann, um ein externes Audiosystem anzusteuern. Dieses System umfaßt einen Verstärker 20, um einen Lautsprecher 22 anzusteuern, der sich in dem Schallfeld 24 befindet. Wenn die Vorrichtung in einen Meßbetriebsmodus gesetzt wird, d. h. wenn das Testsignal durch den Schalter 191 an den FIR-Filtereingang angelegt wird und somit angelegt wird, um den Lautsprecher anzusteuern, werden akustische Impulssignale innerhalb des Schallfeldes 24 erzeugt. Bezugszeichen 34 bezeichnet einen Abschnitt zum Messen der verstrichenen Zeit, der den Zeitpunkt eines Auslösens von aufeinanderfolgenden Additionsvorgängen durch den synchronisierten Additionsabschnitt 201 während jedes Auftritts des Meßsignals steuert, wie es oben beschrieben ist. Wenn ein erstes Impulssignal von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 erzeugt wird, wird dieses Signal auch an den Abschnitt zum Messen der verstrichenen Zeit 34 angelegt, um eine Messung der verstrichenen Zeit einzuleiten. Wenn detektiert wird, daß das Meßsignal die Schwelle des Entscheidungsabschnitts 33 überschritten hat, wird durch ein Steuersignal, das von dem Entscheidungsabschnitt 33 an den Abschnitt zum Messen der verstrichenen Zeit 34 angelegt wird, d. h. zu einem Zeitpunkt t&sub1;, wie es in Fig. 23(A) gezeigt ist, der in bezug auf das erzeugte Impulssignal von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 festgelegt wird, diese Zeitmessung angehalten. Dadurch wird ein Wert einer verstrichenen Zeit gemessen und in dem Abschnitt zum Messen der verstrichenen Zeit 34 gehalten, und im Anschluß an jeden Vorgang von diesen wird ein Impulssignal von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 erzeugt und es wird ein Signal von dem Abschnitt zum Messen der verstrichenen Zeit 34 angelegt, um den Betrieb des synchronisierten Additionsabschnitts 201 einzuleiten, nachdem der Wert der Zeit, der gemessen und gehalten worden ist, wie es oben beschrieben wurde, verstrichen ist, was der Impulssignalzeitgebung folgt. Auf diese Weise werden aufeinanderfolgende Additionsvorgänge zu dem gleichen Zeitpunkt in bezug auf jeden Impuls eingeleitet, der von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 erzeugt wird, wodurch eine genauere Überlagerung von aufeinanderfolgenden Meßsignalwellenformen sichergestellt ist, wie es oben beschrieben wurde. Fig. 23(C) ist ein Flußdiagramm, um eine Betriebssteuerabfolge zu veranschaulichen, die von der Vorrichtung von Fig. 22 ausgeführt wird, so daß sie wie oben beschrieben funktioniert. In Fig. 23(C) wird von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 bei Schritt 144 ein erster Impuls erzeugt, eine Messung der verstrichenen Zeit wird bei jedem Schritt 146 ausgeführt, und nachdem bei Schritt 150 entschieden worden ist, daß der Entscheidungspegel des Meßsignals erreicht worden ist, wird bei diesem Punkt der Wert der verstrichenen Zeit bei Schritt 151 gespeichert. Danach wird jedesmal, wenn ein Testsignalimpuls bei Schritt 154 erzeugt wird, bei Schritt 158 eine synchronisierte Addition eingeleitet, nachdem das gemessene, gespeicherte Zeitintervall verstrichen ist, und der Betrieb kehrt wieder zu Schritt 154 zurück.
Wie es aus den Fig. 21(A) bis (C) ersichtlich ist, ist es bei dem oben beschriebenen 14. Vorschlag unvermeidbar, daß ein Anfangsteil des Meßsignals nicht in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert sein wird, d. h. ein Teil des Meßsignals, der unter dem Schwellenpegel einer Detektion durch den Entscheidungsabschnitt 33 liegt, und der auftritt, bevor dieser Schwellenpegel erzielt wird. Dieser Signalteil erstreckt sich von der Zeit t&sub2; zu t&sub1; in Fig. 23(A). Für eine maximale Genauigkeit des Analysieren des Meßsignals ist es erwünscht, daß derartige Anfangsteile des Meßsignals auch in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert sein werden. Der Vorschlag von Fig. 22 kann deshalb modifiziert werden, so daß eine Einleitung von aufeinanderfolgenden Additionsvorgängen durch den synchronisierten Additionsabschnitt 201 immer zum Zeitpunkt t&sub2; auftritt, der in Fig. 23(A) gezeigt ist, d. h. nach einem festen Zeitintervall im Anschluß an die Erzeugung des Impulssignals, welches um ein spezifisches Ausmaß kürzer als die zuvor erwähnte gemessene, verstrichene Zeit ist. Auf diese Weise wird jeder Beginn eines Betriebes von dem synchronisierten Additionsabschnitt 201, um aktualisierte Abtastwerte in dem Speicherabschnitt 32 abzuleiten und zu speichern, mit der Erzeugung von aufeinanderfolgenden Impulssignalen durch den Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 synchronisiert, tritt jedoch vor dem Punkt auf, bei dem das Meßsignal die Detektionsschwelle des Entscheidungsabschnitts 33 erreicht. Dadurch wird ein Anfangsteil des Meßsignals beim Ableiten der abschließenden rauschfreien Meßsignalwellenform verwendet, die in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert gelassen wird, wie es in Fig. 23(B) gezeigt ist.
Auf diese Weise schafft der Vorschlag von Fig. 22 eine gesteigerte Genauigkeit beim Analysieren der Frequenzcharakteristik des Meßsignals durch den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 und somit eine vergrößerte Genauigkeit einer Kompensation der akustischen Eigenschaften des Schallfeldes.
Fig. 24 ist ein Systemblockdiagramm eines 16. Vorschlages, der ein digitaler Equalizer ist, der im Grunde dem 12. Vorschlag von Fig. 17 ähnlich ist, der jedoch ferner einen Fensterfunktionsabschnitt 35 umfaßt, um die in dem Speicherabschnitt 32 gespeicherte Meßsignalwellenform mit einer Fensterfunktion zu multiplizieren. Nachdem eine Meßsignalwellenform abgeleitet worden ist, wie es für den 12. Vorschlag oben beschrieben wurde, und in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert worden ist, werden die gespeicherten Daten aus dem Speicherabschnitt 32 ausgelesen und mit der Fensterfunktion (z. B. einer Hanning-Fensterfunktion, einer Hamming- Fensterfunktion usw.) multipliziert. Das Ergebnis wird dann in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert, um die vorhergehenden Daten zu ersetzen, und wird durch den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 verwendet, um die Frequenzcharakteristik des Meßsignals zu analysieren.
Es ist bei diesem Vorschlag möglich, nur eine einzige Fensterfunktion zu verwenden, wie es durch die Wellenformen der Fig. 25(A) bis (C) veranschaulicht ist. Wenn die nutzbare Information der gespeicherten Meßsignalwellenform in einem Anfangsteil dieser Wellenform enthalten ist, ermöglicht dann eine Multiplikation durch die Fensterfunktion, daß der Anfangsteil ausgewählt und zurück in den Speicherabschnitt 32 gespeichert wird. Jedoch ist es herausgefunden worden, daß es für den Fensterfunktionsabschnitt 35 bevorzugt ist, so zu arbeiten, daß er die gespeicherten Daten mit mehreren unterschiedlichen Fensterfunktionen multipliziert, die jeweiligen unterschiedlichen Frequenzbändern des gesamten Frequenzbereiches entsprechen, in dem die Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik und Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik durch den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 abgeleitet werden sollen. Diese Arbeitsweise ist in den Fig. 26(A) bis (F) veranschaulicht. Hier sind die unteren, mittleren und hohen Frequenzbänder des gewünschten Frequenzbereiches durch die nicht schraffierten Abschnitte in Fig. 26(A) gezeigt. Durch Multiplizieren der gespeicherten Meßsignalwel lenform, die in Fig. 26(F) gezeigt ist, mit jeder der drei Fensterfunktionen, die in Fig. 26(B) veranschaulicht sind, werden jeweils die resultierenden Wellenformen, die in Fig. 26(C) gezeigt sind, erhalten, und diese werden jeweils in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert. Je niedriger der Wert der niedrigsten Frequenz in dem Bereich ist, der von dem Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 analysiert werden soll, desto größer sollte die Anzahl von A/D-gewandelten Abtastungen sein, die bei der Analyse verwendet werden, um eine ausreichende Frequenzauflösung zu erhalten. Bei diesem Vorschlag werden die Fensterfunktionen derart ausgewählt, daß eine größere Anzahl von Abtastungen verwendet wird, um den Niederfrequenzteil der abgeleiteten Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des Meßsignals abzuleiten, während kleinere Anzahlen von Abtastungen in dem Fall der mittleren und oberen Frequenzbänder des Frequenzbereiches verwendet werden. Bei diesem Vorschlag werden drei unterschiedliche Amplituden/Frequenz- Charakteristiken aus den Ergebnissen der Multiplikation durch die drei unterschiedlichen Fensterfunktionen abgeleitet, wie es in Fig. 26(D) gezeigt ist. Der Niederfrequenzteil der Charakteristik, die unter Verwendung der größten Anzahl von Abtastungen abgeleitet wurde (der am weitesten links liegende Teil in Fig. 26(C)) wird als der entsprechende Niederfrequenzteil der abschließenden Amplituden/Frequenz-Charakteristik verwendet, die durch den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 abgeleitet wird. Ähnlich werden die mittleren und oberen Frequenzbandteile der abschließend abgeleiteten Amplituden/Frequenz-Charakteristik erhalten, indem die nächst höhere bzw. die höchste Anzahl von Abtastungen des Meßsignals verwendet wird, wie es in dem zentralen und dem am weitesten rechts liegenden Teil von Fig. 26(D) gezeigt ist. Die resultierende zusammengesetzte Amplituden/Frequenz-Charakteristik, die von dem Ab schnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 abgeleitet wird (von dem eine Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik wie oben beschrieben abgeleitet wird), ist wie in Fig. 26(E) gezeigt.
Eine ähnliche Verwendung von mehreren Fensterfunktionen kann natürlich angewandt werden, um die Phasen/Frequenz-Charakteristik des Meßsignals abzuleiten.
Es ist somit zu verstehen, daß es dieser Vorschlag ermöglicht, wenn mehrere unterschiedliche Fensterfunktionen verwendet werden, daß eine Frequenzcharakteristik des Meßsignals analysiert wird, indem eine minimale Menge an Daten verwendet wird, d. h. eine minimale Anzahl von A/D-gewandelten Abtastungen. Dadurch kann ein hoher Grad an Frequenzauflösung bei der Analyseverarbeitung, die von dem Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 ausgeführt wird, zusammen mit einem schnellen Analysevorgang erzielt werden.
Je größer die Frequenzauflösung ist, die beim Analysieren der Frequenzcharakteristik des Meßsignals durch den Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 erforderlich ist, desto länger muß die Zeit sein, über die das Meßsignal untersucht wird, d. h. desto größer wird die Anzahl von digitalen Abtastwerten, die in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert werden müssen. Um die Speicherkapazität zu minimieren, die für den Speicherabschnitt 32 erforderlich ist, ist es erwünscht, diese Anzahl von Abtastungen, die gespeichert werden muß, zu minimieren. Fig. 27 ist ein Systemblockdiagramm eines 17. Vorschlages, der ein digitaler Equalizer ist, der im Grunde dem oben beschriebenen 12. Vorschlag von Fig. 17 ähnlich ist, jedoch ferner ein Mittel umfaßt, um die Menge an Daten zu verringern, die in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert werden muß, um die Frequenzcharakteristik des Meßsignals zu analysieren. Diese Verringerung wird durch den Betrieb eines "Datenausdünnungs"-Abschnitts 36 erreicht. D. h., weil die Abtastfrequenz des Eingangssignals fest bestimmt ist (z. B. durch den A/D-Wandler des Signaleingangsabschnitts 18), kann eine Verringerung der effektiven Anzahl von Datenabtastungen, die in dem Speicherabschnitt 32 während eines spezifischen Zeitintervalls (d. h. eines Zeitintervalls, während dem Abtastungen einer Meßsignalwellenform aufeinanderfolgend in dem Speicherabschnitt 32 gespeichert werden, wie es oben beschrieben ist, und das ausreichend lang ist, um eine Analyse der niedrigsten Frequenzkomponenten des Meßsignals zu ermöglichen) gespeichert werden, nur erzielt werden, indem periodisch Abtastungen aus dem Signal weggelassen werden, das dem Speicherabschnitt 32 von dem Signaleingangsabschnitt 18 zugeführt wird. Dieses periodische Beseitigen von Abtastungen wird durch den "Datenausdünnungs"-Abschnitt 36 ausgeführt. Auf diese Weise kann die Dauer des Teils der Meßsignalwellenform, die von dem Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 analysiert wird, ausreichend lang gestaltet werden, um genaue Ergebnisse zu erreichen, während die Menge an Speicherkapazität minimiert wird, die für den Speicherabschnitt 32 erforderlich ist.
Fig. 28 ist ein Systemblockdiagramm eines 18. Vorschlages, der im Grunde dem digitalen Equalizer des oben beschriebenen 16. Vorschlages von Fig. 24 ähnlich ist, bei dem mehrere Fensterfunktionen verwendet werden, wobei Abschnitte, die Abschnitten in Fig. 24 entsprechen, mit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet sind. Nach Fig. 26 zeigen die in Fig. 26(D) gezeigten schwarzen Dreiecke die Grenzfrequenzen der jeweiligen Teile der drei Amplituden/Frequenz-Charakteristiken (oder Phasen/- Frequenz-Charakteristiken) an, die unter Verwendung von drei unterschiedlichen Fensterfunktionen abgeleitet worden sind, wie es oben beschrieben wurde. Im allgemeinen wird der Amplitudenwert (oder Phasenwert) bei jeder dieser Grenzfrequenzen nicht gleich dem entsprechenden Wert einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik sein, die unter Verwendung einer unterschiedlichen Fensterfunktion abgeleitet wird. Dadurch wird beispielsweise die Amplitude bei der Grenzfrequenz, die als BF&sub1; angezeigt ist, der Niedrigband-Amplituden/Frequenz-Charakteristik in Fig. 26(D) nicht identisch mit derjenigen bei der Grenzfrequenz BF&sub2; der Mittelband-Amplituden/Frequenz-Charakteristiken sein. Somit können die Teile der Niedrigband- und Mittelband-Charakteristik nicht glatt kombiniert werden, um die gesamte in Fig. 26(E) gezeigte Amplituden/Frequenz-Charakteristik zu bilden.
Bei dem Vorschlag von Fig. 28 wird dieses Problem durch einen Abschnitt zur Grenzpunktentzerrung 161 in dem Abschnitt zur Amplituden- und Phasenanalyse 28 überwunden, der bewirkt, daß ein konstanter Wert zu mindestens einer der mehreren Amplituden/Frequenz-Charakteristiken (oder Phasen/Frequenz-Charakteristiken) addiert wird, die unter Verwendung der mehreren Fensterfunktionen abgeleitet worden sind, wobei dieser konstante Wert derart bestimmt wird, daß die Amplitudenwerte (oder Phasenwerte) bei entsprechenden Grenzfrequenzen, wie oben beschriebenen identisch gestaltet werden. Dadurch kann eine zufriedenstellende gesamte Amplituden/Frequenz-Charakteristik (oder Phasen/Frequenz-Charakteristik) erhalten werden, indem jeweilige Teile der unterschiedlichen Charakteristik kombiniert werden, die unter Verwendung der unterschiedlichen Fensterfunktionen erhalten werden.
Fig. 29 ist ein Systemblockdiagramm eines 19. Vorschlages eines digitalen Equalizers, durch den die Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 derart gesteuert werden kann, daß die Gruppenverzögerungscharakteristik eines Lautsprechers automatisch kompensiert wird, der von einem Audiosignal angesteuert wird, das durch das FIR-Filter 17 übertragen wird. Bezugszeichen 51 bezeichnet einen Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik, indem voneinander unabhängig eine Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik zur Verwendung beim Kompensieren einer Niederfrequenzregion der Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers, eine Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik zur Verwendung beim Kompensieren von Niedrig- und Mittelbereich-Frequenzregionen der Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers, und eine Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik zur Verwendung beim Kompensieren des gesamten Frequenzbereiches der Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers gespeichert werden. In dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51 sind auch eine Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik zur Verwendung beim Kompensieren von Schwingungswellen gespeichert, die in der Amplituden/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 auftreten, die durch die Filterkoeffizienten festgelegt ist, die an das FIR-Filter 17 von dem Einstellabschnitt 16 als Ergebnis der Korrektur der Phasen/- Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 angelegt werden, die auf der Grundlage der Daten der Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik von dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51. ausgeführt wird.
Insbesondere werden die Daten der Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik, die in dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasen charakteristik 51 gespeichert sind, durch einen Abschnitt zur Ausgabe der Charakteristik 52 übertragen, um in einem Abschnitt zur Phasen/Frequenz-Charakteristikkompensation 29 zu den Daten der Phasen/Frequenz-Charakteristik addiert zu werden, die von dem Phasenbetriebsabschnitt 13 erzeugt werden. Die Filterkoeffizienten, die von dem Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 abgeleitet werden und durch den Einstellabschnitt 16 an das FIR-Filter 17 angelegt werden, erzeugen dadurch eine Phasen/Frequenz-Charakteristik für das FIR-Filter 17, die eine Kompensation der Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers in jedem der drei oben beschriebenen Frequenzbereiche schafft (wobei die Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 natürlich durch die Phasen/Frequenz-Daten von dem Phasenbetriebsabschnitt 13 modifiziert werden). Infolge dieser Einstellung der Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17, um eine Kompensation einer Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers zu schaffen, werden jedoch einige Schwingungswellen oder Welligkeiten in der Amplituden/Frequenz-Charakteristik des FIR Filters 17 auftreten. Um eine flache Amplituden/Frequenz-Charakteristik für das FIR-Filter 17 sicherzustellen (anders als irgendwelche Modifikationen dieser Charakteristik, die von den Daten erzeugt werden, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 eingegeben werden), werden Daten der Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik in dem Speicherabschnitt der Amplituden- und Phasencharakteristik 51 in Übereinstimmung mit den Daten der Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik, die oben beschrieben ist, gespeichert und dann durch dem Abschnitt zur Ausgabe der Charakteristik 51 zu dem Abschnitt zur Amplituden/Frequenz-Charakteristikkompensation 30 übertragen, um dadurch die Amplituden/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 derart zu modifizieren, daß die Amplituden/Frequenz-Charakteristik gegenüber den Auswirkungen der Phasen/Frequenz-Daten kompensiert wird, die von dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51 angelegt werden. Das heißt, bei jeder Frequenz, für die einen Wert von Phaseabweichungsdaten in dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51 gespeichert wird, wird auch ein entsprechender Wert von Amplitudenabweichungsdaten gespeichert. Dieser Wert von Amplitudenabweichungsdaten wird derart bestimmt, daß er eine Modifikation der Amplituden/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filter 17 erzeugt, die jegliche Auswirkung auf diese Amplituden/Frequenz-Charakteristik kompensieren wird, die als Ergebnis des entsprechenden Phasenabweichungsdatenwertes erzeugt wird.
Bei diesem Vorschlag kann aufgrund der Tatsache, daß getrennte Daten einer Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik für die Niedrig-, Niedrig-bis-Mittel- und Gesamtfrequenzbereichskompensation für die Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers verwendet werden, eine sehr genaue Kompensation erreicht werden. Zusätzlich wird eine flache Amplituden/Frequenz-Antwort trotz der Phasenkompensation aufrechterhalten, die somit von dem FIR-Filter 17 angewandt wird.
Der Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51 kann als ein ROM (Nur-Lese-Speicher) oder ein RAM (Direktzugriffsspeicher) ausgestaltet sein.
Fig. 30(A) veranschaulicht schematisch die Charakteristik der Gruppenverzögerungsabweichung eines Lautsprechers über den gesamten verwendbaren Frequenzbereich des Lautsprechers. Eine derartige Charakte ristik der Gruppenverzögerungsabweichung kann in die Charakteristik der Gruppenverzögerungsabweichung, die in Fig. 30(B) für das untere Ende des Frequenzbereiches gezeigt ist, und diejenige unterteilt werden, die in Fig. 30(C) für den mittleren Teil des Frequenzbereiches gezeigt ist. Diese drei unterschiedlichen Charakteristiken der Gruppenverzögerungsabweichung weisen jeweils unterschiedliche Auswirkungen auf die Klangqualität auf, die von dem Lautsprecher erzeugt wird. In dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51 sind die inversen Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristiken bis zu den Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristiken gespeichert, die jeweils aus diesen drei jeweiligen Gruppenverzögerungsabweichungen der Charakteristiken für die unteren, mittleren und gesamten Teile des Frequenzbereiches abgeleitet werden, wie es oben beschrieben ist, und diese inversen Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristiken werden in dem Abschnitt zur Phasen/- Frequenzcharakteristikkompensation 29 zu der Phasen/Frequenz-Charakteristik addiert, die von dem Phasenbetriebsabschnitt 13 erzeugt wird.
Es ist anzumerken, daß dieser Vorschlag nicht auf die Kompensation einer Gruppenverzögerungscharakteristik eines Lautsprechers begrenzt ist, und daß verschiedene andere Effekte erreicht werden können, indem anderen Typen von Daten einer vorbestimmten Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik in dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51 gespeichert werden. Beispielsweise können Daten gespeichert werden, um eine Kompensation durch das FIR-Filter 17 anzuwenden und somit sowohl die Amplituden/Frequenz- als auch die Phasen/Frequenz-Antwort eines besonderen Lautsprechers vollständig flach zu gestalten.
Es ist somit zu verstehen, daß, um eine beliebige gewünschte Form einer Frequenzcharakteristik zu erzeugen, die von dem FIR-Filter 17 erzeugt werden soll, Daten in dem Speicherabschnitt für eine Amplituden- und Phasencharakteristik 51 gespeichert werden können, und das diese Frequenzcharakteristik leicht verändert werden kann, indem die gespeicherten Daten verändert werden.
Fig. 31 ist ein Systemblockdiagramm eines 20. Vorschlages, bei dem Abschnitte, die denjenigen von vorhergehend beschriebenen Vorschläge entsprechen, mit identischen Bezugszeichen bezeichnet sind. Dieser Vorschlag ist dadurch gekennzeichnet, daß er einen Fensterfunktionsabschnitt 37 umfaßt, um die Ergebnisse der inversen Fourier-Transformation, die von dem Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 erhalten werden, mit einer besonderen Fensterfunktion zu multiplizieren. Wenn die Filterkoeffizienten (d. h. die inverse Fourier-Transformation, die von dem Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 abgeleitet wird) direkt auf das FIR-Filter 17 angewandt werden, treten dann Schwingungswellen in der Frequenzcharakteristik des Filters auf. Um dies zu verhindern, werden bei diesem Vorschlag die Ergebnisse der inversen Fourier-Transformation mit einer Fensterfunktion, wie einem Hanning-Fenster, einem Hamming-Fenster usw. multipliziert, und die Ergebnisse werden als die Filterkoeffizienten des FIR-Filters 17 angewandt.
Fig. 32 ist ein Systemblockdiagramm eines 21. Vorschlages, der derart gezeigt ist, daß das Ausgangssignal von dem Signalausgangsabschnitt 19 durch einen Verstärker 20 und einen Lautsprecher 22 angelegt wird. Ein Schalter 25 kann derart eingestellt werden, daß er dem Signaleingangsabschnitt 25 entweder ein Eingangsaudiosignal (während eines normalen Betriebes) oder ein Meßsignal zum Analysieren von Frequenzcharakteristiken des Lautsprechers zuführt, das (während eines Meßbetriebes) erzeugt wird, wie es nachstehend beschrieben wird. Ein Analyseabschnitt für eine Phasencharakteristik des Lautsprechers 38 dient dazu, das derart erhaltene Meßsignal zu analysieren, um die Phasenabweichung/Frequenz- Charakteristik und Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik dieses Signals abzuleiten. Diese werden jeweils zu der Phasen/Frequenz- Charakteristik, die von dem Phasenbetriebsabschnitt 13 erzeugt wird, und zu der Amplituden/Frequenzcharakteristik, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 erzeugt wird, in dem Abschnitt zur Phasen/Frequenz-Charakteristikkompensation 29 bzw. in dem Abschnitt zur Amplituden/Frequenz-Charakteristikkompensation 30 addiert, wie es für frühere Vorschläge beschrieben wurde, um Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 17 festzulegen, wodurch eine Kompensation von Veränderungen der Frequenzantwortcharakteristiken des Lautsprechers ausgeführt wird.
Bezugszeichen 31 bezeichnet einen Signalerzeugungsabschnitt, der betätigt werden kann, um ein Testsignal, wie einen Impuls, eine Sinuswelle, oder ein Zufallsrauschsignal, zu erzeugen. Wenn das System eingestellt ist, um die Frequenzcharakteristik des Lautsprechers zu analysieren, werden zuerst die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters 17 durch den Einstellabschnitt 16 derart eingestellt, daß sie gleichmäßig flach sind. Der Ausgang von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 wird dann durch das FIR-Filter 17 und den Signalausgangsabschnitt 19 an den Audioverstärker 20 angelegt, der den Lautsprecher 22 ansteuert. Ein Signalmeßwiderstand 21 ist zwischen den Ausgang des Verstärkers 20 und den Lautsprecher 22 ge schaltet, und während des Analyse-Vorganges der Lautsprechercharakteristik wird ein Meßsignal, das über diesem Widerstand 21 entwickelt wird, durch einen Eingangsschalter 25 zu dem Signaleingangsabschnitt 18 übertragen, um in ein digitales Abtastungssignal umgewandelt zu werden. Dieses Signal wird dem Analysierabschnitt für eine Lautsprecherphasencharakteristik 38 zusammen mit dem Testsignal zugeführt, das von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 31 erzeugt wird, um das Meßsignal zu analysieren und dadurch die oben beschriebene Amplitudenabweichung/- Frequenz-Charakteristik und Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik abzuleiten.
Wenn dadurch Daten der Amplituden/Frequenz-Charakteristik und der Phasen/Frequenz-Charakteristik von dem Abschnitt zur Amplituden/- Frequenz-Charakteristikkompensation 30 bzw. dem Abschnitt zur Phasen/Frequenz-Charakteristikkompensation 29 abgeleitet worden sind, wird auf der Grundlage dieser Amplitudenabweichung/Frequenz-Charakteristik in Verbindung mit der Amplituden/Frequenz-Charakteristik, die von dem Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik 11 erzeugt wird, und dieser Phasenabweichung/Frequenz-Charakteristik in Verbindung mit der Phasen/Frequenz-Charakteristik, die von dem Phasenbetriebsabschnitt 13 erzeugt wird, eine entsprechende Übertragungsfunktion von dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 14 abgeleitet, und es werden dadurch entsprechende Filterkoeffizienten von dem Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 15 berechnet. Diese Filterkoeffizienten werden dann für das FIR-Filter 17 durch den Betrieb des Einstellabschnitts 16 festgelegt. Der Schalter 25 wird dann in seine andere Position umgeschaltet, um ein Audioeingangssignal an den Signaleingangsabschnitt 18 anzulegen, während der Schalter 40 umgeschaltet wird, um das digitale Abtastsignal von dem Signaleingangsabschnitt 18 an den Eingang des FIR-Filters 17 anzulegen. Das Eingangsaudiosignal wird dadurch von dem Lautsprecher 22 wiedergegeben, wobei eine effektiv flache Phasen- und Frequenzantwortcharakteristik für das Audiosystem hergestellt wird.
Es ist aus dem obigen zu verstehen, daß der Analyseabschnitt für eine Lautsprecherphasencharakteristik 38 tatsächlich die Phasencharakteristik des Lautsprechers 22 analysiert, d. h. die Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers, und dadurch erhalte Daten werden angewandt, um die Frequenzcharakteristik des FIR-Filters 17 derart zu modifizieren, daß die Gruppenverzögerungscharakteristik des Lautsprechers kompensiert wird.
Fig. 33 zeigt ein Ersatzschaltbild für den Lautsprecher 22 in Verbindung mit dem Ausgang des Verstärkers 20 und dem Meßwiderstand 21, dessen Widerstandswert als Rc bezeichnet ist. In Fig. 34 bezeichnen Eg, Ec, E&sub1; und E&sub2; jeweilige Spannungsvektoren, und I und die I2c sind Stromvektoren.
Fig. 34 ist ein Teilsystemblockdiagramm einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Diese ist ein digitaler Equalizer, bei dem, wie bei dem oben beschriebenen 7. Vorschlag von Fig. 10 ein Eingangsaudiosignal, das durch den Signaleingangsabschnitt 18 übertragen wird, in mehrere unterschiedliche Frequenzbänder durch jeweilige digitale Bandpaßfilter geteilt wird, die Ausgänge von diesen Bandpaßfiltern jeweiligen Heruntertastungsabschnitten zugeführt werden, die bewirken, daß die Datenrate verringert wird, indem ein Anteil der digitalen Datenabtastungen "ausge dünnt" wird, und dann durch jeweilige FIR-Filter übertragen werden, um von jeweiligen Ausgangsabschnitten ausgegeben zu werden oder durch einen einzigen Ausgangsabschnitt wiederverbunden und ausgegeben zu werden, wie es in Fig. 11 gezeigt ist. Eine weitere Beschreibung dieses Prozesses wird deshalb weggelassen. In Fig. 34 sind nur die mehreren FIR- Filter (in diesem Fall zwei FIR-Filter 17a und 17b) gezeigt, und eine Verarbeitung der Eingangs- und Ausgangssignale von diesen Filtern kann ausgeführt werden, wie es in den Fig. 10, 11 oder 12 gezeigt ist.
Bei der Ausführungsform von Fig. 34 bezeichnet Bezugszeichen 71 einen Eingangsabschnitt, der verwendet wird, um Eingangsdaten, die eine beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik darstellen, in der Form eines Satzes von Amplitudenabtastwerten (im folgenden als "Abtastwerte" abgekürzt) für jeweilige Frequenzen eines Satzes von Frequenzen (im folgenden als Abtastfrequenzen bezeichnet) über einen ganzen Audiofrequenzbereich beabstandet einzugeben. Die "Abtastwerte", die im folgenden unter Bezugnahme auf Daten genannt werden, die von dem Eingangsabschnitt 71 fest zugeführt werden, müssen von den "digitalen Abtastwerten" (die durch A/D-Wandlung erzeugt werden), die nicht von den FIR-Filtern verarbeitet werden, unterschieden werden, weil diese nicht betroffen sind. Wenn die Anzahl von diesen Abtastenfrequenzen N ist, und der Audiofrequenzbereich, der verarbeitet werden soll, sich über F Hz erstreckt, werden diese Abtastfrequenzen in gleichen Intervallen von F/N Hz über den ganzen Frequenzbereich beabstandet sein. Bezugszeichen 72 bezeichnet einen Betriebsabschnitt, um eine Übertragungsfunktion auf der Grundlage eines Niederfrequenzbandes der eingegebenen Amplituden/Frequenz-Charakteristik abzuleiten, d. h. entsprechend einem ersten Untersatz dieser Abtastfrequenzen, die innerhalb eines Niederfrequenzbandes des vorstehend erwähnten Audiofrequenzbereiches liegen, wodurch ein erster Satz von Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 76a durch einen Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 73 abgeleitet wird. Der Betriebsabschnitt 72 leitet ferner eine Übertragungsfunktion ab, die einem Hochfrequenzband der Eingangsamplitude/Frequenzcharakteristik entspricht, d. h. entsprechend einem zweiten Untersatz dieser Abtastfrequenzen innerhalb eines Hochfrequenzbandes des gesamten Frequenzbereiches, wodurch ein zweiter Satz von Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 76b durch den Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation 73 abgeleitet wird. Das oben genannte Niedrigfrequenzband (von dem ersten Untersatz von Abtastfrequenzen) entspricht dem Frequenzband des Eingangssaudiosignals, das ausgewählt worden ist, um von dem FIR-Filter 76a verarbeitet zu werden, wie es für den 7. Vorschlag von Fig. 10 beschrieben worden ist, und dasjenige des zweiten Untersatzes von Abtastfrequenzen entspricht dem Frequenzband, das ausgewählt worden ist, um von dem FIR-Filter 76b verarbeitet zu werden.
Im allgemeinen wird sich die Verzögerungszeit zwischen dem Eingang eines Signals in das FIR-Filter 76a und dem Ausgang des Signals aus dem FIR-Filter 76a von der entsprechenden Verzögerungszeit des FIR-Filters 76b unterscheiden. Bezugszeichen 75 bezeichnet einen Einstellabschnitt für eine Verzögerungszeit, der Einstellwerte der Verzögerungszeit bestimmt, die jeweils auf Steuerwerte einer Verzögerung angewandt werden, die durch erste und zweite Verzögerungseinheiten 77a und 77b festgelegt werden, so daß ein identischer Wert einer Gesamtverzögerungszeit zwischen dem Eingang in das FIR-Filters 76a und dem Ausgang aus der Verzögerungseinheit 77a und zwischen dem Eingang in das FIR-Filter 76b und dem Ausgang aus der Verzögerungseinheit 77b festgelegt wird.
Diese Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß der Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 72 gesteuert werden kann, um die oben beschriebenen Transformationsfunktionen entweder durch einen linearen Phasentransformationsvorgang oder durch einen Hilbert-Transformationsvorgang aus den Daten der Amplituden/Frequenz-Charakteristik abzuleiten, die von dem Eingangsabschnitt 71 zugeführt werden. Wie bei den vorhergehend beschriebenen Vorschlägen werden die Funktionen von jedem der in Fig. 34 gezeigten Abschnitte durch einen programmierten digitalen Mikroprozessor gesteuert. Die Abfolge der dadurch gesteuerten Vorgänge wird erst unter Bezugnahme auf das Flußdiagramm von Fig. 35 beschrieben. Zuerst wird eine Entscheidung getroffen (in Schritt A1), welcher Typ von Betrieb ausgeführt werden soll, um die Filterkoeffizienten abzuleiten, d. h. das direkte Phasentransformationsverfahren oder das Hilbert-Transformationsverfahren. Eines dieser Verfahren wird zuvor von dem Benutzer ausgewählt, d. h. durch Betätigung eines Auswahlschalters (der in den Zeichnungen nicht gezeigt ist). Wenn das direkte Phasenverfahren verwendet werden soll, bewegt sich dann der Betrieb zu Schritt A2, durch den Daten für den Satz von Abtastwerten bei jeweiligen Abtastfrequenzen, die eine beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik festlegen, wie es oben beschrieben ist, ausgewählt werden, um für eine Transformationsverarbeitung in dem nachfolgenden Schritt A4 eingegeben zu werden. Die Anzahl von Abtastwerten in diesem Fall ist als N gezeigt. Wenn andererseits das Hilbert-Transformationsverfahren ausgewählt wird, bewegt sich der Betrieb von Schritt A1 zu Schritt A3, bei dem 2N Abtastwerte bei 2N entsprechenden Abtastfrequenzen ausgewählt werden, um einer Hilbert-Transformation unterzogen zu werden und somit die Filterkoeffizienten der FIR-Filter zu erhalten. In diesem Fall beträgt die Anzahl von Ab tastwerten das Doppelte wie für den Fall des linearen Phasentransformationsverfahrens. Diese 2N Abtastwerte werden dann in Schritt A4 für eine Transformationsverarbeitung eingegeben.
Vor dieser Transformationsverarbeitung werden in Schritt A5 die N (oder 2N) Abtastwerte in die beiden oben beschriebene Untersätze jeweils innerhalb des Hoch- bzw. Niederfrequenzbandes unterteilt. Dann wird die Transformationsverarbeitung der Abtastwerte von dem Betriebsabschnitt für eine Übertragungsfunktion 72 entweder durch das lineare Phasenverfahren oder das Hilbert-Transformationsverfahren gemäß der in Schritt A1 getroffenen Entscheidung durchgeführt. Die inverse Fourier-Transformation der Ergebnisse wird dann durch den Abschnitt zur inversen Fourier- Transformation 73 ausgeführt, um dadurch eine Impulsantwortcharakteristik und somit einen Satz von Filterkoeffizientenwerten für das Hochfrequenzband zu erhalten, die dann für das FIR-Filter 76a durch Steuersignale festgelegt werden, die von dem Einstellabschnitt 74 angelegt werden, und einen Satz von Koeffizientenwerten für das Niederfrequenzband zu erhalten, die ähnlich für das FIR-Filter 76b festgelegt werden.
Wenn die Anzahl von Abtastfrequenzen als N bezeichnet ist, kann eine periodische Funktion h(n) (d. h. eine periodische Funktion, die als eine diskrete Zeitreihe ausgedrückt werden kann) als die Summe einer geraden Funktion he(n) und einer ungeraden Funktion ho(n) ausgedrückt werden, d. h.:
h(n) = he(n) + ho(n) ..... (6)
In dem obigen ist n = 0 bis (N - 1)
Die periodische Kausalität kann durch die folgenden Gleichungen definiert werden
h(n) = 0 -N/2 < n < 0 ........ (7)
h(n) = he(n) · u(n) ........ (8)
In dem obigen ist:
u(n) = 1 n = 0 bis N/2
u(n) = 2 n = 1 bis (N/2) - 1
u(n) = 0 n = (N/2) + 1 bis (N - 1)
Auf diese Weise kann h(n) aus he(n) erhalten werden.
Wie es oben gezeigt ist, ist h(n) innerhalb des Bereiches n = (N/2) + 1 bis (N - 1) Null. Mit der Hilbert-Transformation wird eine Berechnung für den Bereich n = 1 bis N durchgeführt, und es wird angenommen, daß n zwischen n = (N + 1) bis (2N - 1) Null ist, und infolgedessen ist die Frequenzauflösung, die mit dem Hilbert-Transformationsverfahren erhalten werden kann, doppelt so groß wie diejenige, die durch das lineare Phasentransformationsverfahren erhalten werden kann.
Die Sätze von Abtastwerten für die Abtastfrequenzen, die oben beschrieben sind, sind in einem Speicher 81 gespeichert, der in dem Systemblockdiagramm von Fig. 36 gezeigt ist. Bezugszeichen 78 bezeichnet einen Satz Schalter, die jeweils eingestellt werden können, um Adreßdaten zu erzeugen und somit ein Auslesen der N Abtastwerte für die oben beschriebene beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik zu bezeichnen, während 79 einen Satz Schalter bezeichnet, die jeweils eingestellt werden können, um Adreßdaten zu erzeugen und somit ein Auslesen der 2N Abtastwerte für die beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik zu bezeichnen. Diese Schalter können von dem Benutzer eingestellt werden. Die erforderlichen Adreßdaten von entweder den Schaltern 78 (wenn das lineare Phasentransformationsverfahren verwendet werden soll) oder den Schaltern 79 (wenn das Hilbert-Transformationsverfahren verwendet werden soll) werden dann von dem Benutzer ausgewählt, um an den Speicher 81 angelegt zu werden und somit ein Auslesen von entweder den N Abtastwerten oder den 2N Abtastwerten aus der Speicherstelle in dem Speicher 81 mittels eines Umschalters 80 zu erzeugen, der von einem angelegten Steuersignal gesteuert wird, wie es gezeigt ist. Die in Schritt A1 des Flußdiagramms von Fig. 35 getroffene Entscheidung wird natürlich auf dem Status des letzteren Steuersignals beruhen.
Obwohl die obige Ausführungsform für den Fall eines Übertragens des Eingangsaudiosignals durch nur zwei FIR-Filter-Kanäle beschrieben worden ist, indem das Audiosignal in zwei Frequenzbänder geteilt wird, wäre es natürlich gleichermaßen möglich, das Audiosignal in eine größere Anzahl von Frequenzbändern zu unterteilen, die durch entsprechende FIR- Filter-Kanäle verarbeitet werden würden.
Fig. 37 ist ein Flußdiagramm, um die Arbeitsweise einer 2. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu veranschaulichen. Diese weist eine beinahe identische Ausgestaltung wie die oben beschriebene 1. Ausführungsform auf, so daß das Systemblockdiagramm dieser Ausführungsform weggelassen ist. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der 1. Ausführungsform in den folgenden Punkten:
(a) es wird nur ein einziger Satz von N Abtastwerten für entsprechende Abtastfrequenzen in dem Speicher 81 gespeichert, der in Fig. 36 gezeigt ist. Deshalb sind die Einstellschalter 79 und der Umschalter 80 von Fig. 36 nicht erforderlich.
(b) um die erforderliche Anzahl von Abtastwerten der Amplituden/Frequenz-Charakteristik für den Fall, daß der Hilbert-Transformationsvorgang ausgewählt wird, zu erhalten, d. h. 2N Werte, wird eine Interpolation unter Verwendung der N Werte durchgeführt, die aus dem Speicher 81 ausgelesen werden, um die zusätzlichen N Werte zu erhalten.
Dadurch werden bei dieser Ausführungsform, wie es in Fig. 37 gezeigt ist, die N Abtastwerte der beliebigen Amplituden/Frequenz-Charakteristik bei einem Anfangsschritt B1 eingegeben, dann wird in Schritt B2 eine Entscheidung getroffen, ob das lineare Phasentransformationsverfahren oder das Hilbert-Transformationsverfahren verwendet werden soll oder nicht, um Filterkoeffizientenwerte abzuleiten, die für die FIR-Filter 76a, 76b eingestellt werden sollen. Wenn das lineare Phasenverfahren verwendet werden soll, werden dann die N Abtastwerte direkt zu dem Betriebsabschnitt für die Übertragungsfunktion 72 übertragen, nachdem sie in zwei Untersätze gemäß den beiden Frequenzbändern geteilt worden sind, wie es für die vorhergehende Ausführungsform beschrieben wurde, und es werden Sätze von Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 76a bzw. 76b abgeleitet und festgelegt. Wenn andererseits das Hilbert-Transformationsverfahren verwendet werden soll, werden dann die N Abtastwerte, die aus dem Speicher 81 ausgelesen werden, verwendet, um einen Satz von N interpolierten Abtastwerten für Abtastfrequenzen abzuleiten, die zwischen denjenigen der Abtastwerte liegen, die aus dem Speicher 81 ausgelesen werden.
Dieser Prozeß ist in Fig. 38 veranschaulicht, wobei Fig. 38(A) ein Beispiel einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik zeigt, die aus dem Speicher 81 als ein Satz von Abtastwerten einer Amplitude ausgelesen worden ist (durch kleine Kreise gezeigt). Wenn das Hilbert-Transformationsverfahren verwendet werden soll, um die Filterkoeffizienten abzuleiten, werden dann interpolierte Werte abgeleitet, wie es durch die schwarzen Punkte in der Kennlinie von Fig. 38(B) gezeigt ist. Wie es gezeigt ist, liegt die Abtastfrequenz von jedem dieser interpolierten Werte zwischen zwei benachbarten Abtastfrequenzen des Satzes von Werten, die aus dem Speicher 81 ausgelesen werden.
Es können verschiedene Interpolationsverfahren verwendet werden, die eine lineare Interpolation, eine Interpolation hoher Ordnung usw. umfassen.
Wie bei der ersten Ausführungsformen von Fig. 34 wird durch Verzögerungseinheiten eine Kompensation von Unterschieden der Signalverzögerung durch die FIR-Filter 76a, 76b vorgenommen.
Ebenso wie bei der Ausführungsform von Fig. 34 ermöglicht diese Ausführungsform, daß entweder das lineare Phasenverfahren oder das Hilbert- Transformationsverfahren ausgewählt wird, um die Filterkoeffizienten für die FIR-Filter abzuleiten, wobei die Auswahl durch die relativen Vorteile und Nachteile von jedem dieser Verfahren bestimmt ist.
Bei jeder von der 1. und der 2. Ausführungsform, die oben beschrieben sind, kann die Differenz zwischen den jeweiligen Signalübertragungsverzögerungen der FIR-Filter 76a, 76b gemäß damit schwanken, ob das lineare Phasentransformationsverfahren oder das Hilbert-Transformationsverfahren verwendet wird, so daß es erwünscht sein kann, es derart ein zurichten, daß der von den Verzögerungseinheiten 77a, 77b angewandte Grad an Verzögerungszeitkompensation automatisch gemäß demjenigen Transformationsbetriebsverfahren eingestellt wird, das ausgewählt wird.
Aus dem obigen ist zu verstehen, daß sowohl die 1. als auch die 2. Ausführungsform der Erfindung jeweils eine einzige Vorrichtung schaffen, die es ermöglicht, daß entweder das lineare Phasentransformationsverfahren oder das Hilbert-Transformationsverfahren bei der Berechnung der Filterkoeffizienten verwendet werden kann, um dadurch die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik von jedem FIR-Filter von mehreren FIR-Filtern zu bestimmen, die verwendet werden, um ein Audiosignal in einer Unterteilung in mehrere Frequenzbänder zu verarbeiten.
Fig. 39 ist ein Systemblockdiagramm einer 3. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die ein digitaler Equalizer ist, der eine Schallfeldkompensationsfunktion aufweist. Diese Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf das Flußdiagramm von Fig. 40 und die Graphen von Fig. 41 beschrieben. Diese Ausführungsform umfaßt auch ein Mittel, um eine gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz- Charakteristik einzugeben und somit die Frequenzcharakteristik des FIR- Filters zu modifizieren, wie es für frühere Ausführungsformen beschrieben wurde, die aus den Zeichnungen weggelassen wurden.
In Fig. 39 bezeichnet Bezugszeichen 91 einen Eingangsanschluß, von dem ein Eingangsaudiosignal angelegt wird. Ein Eingangsschalter 93 kann betätigt werden, um entweder dieses Audiosignal oder ein Testsignal auszuwählen, das von einem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 92 erzeugt wird, um dem Eingang eines FIR-Filterabschnitts 94 zugeführt zu werden. Das Testsignal kann ein Impulssignal, ein Rosa-Rauschen-Signal, ein Wobbelton usw. sein. Der FIR-Filter-Abschnitt 94 Abschnitt besteht aus einer Kombination aus einem A/D-Wandler, um das Eingangssignal von dem Schalter 93 in digitale Abtastungen umzuwandeln, einem FIR-Filter, durch das dieses digitale Signal übertragen wird, und einem D/A-Wandler, um das Ausgangssignal von dem FIR-Filter in eine analoge Form umzuwandeln, damit es durch einen Verstärker 95 zugeführt werden kann, um einen Lautsprecher 96 anzusteuern. Ein Mikrofon 97 ist derart angeordnet, daß es von dem Lautsprecher 96 ausgesendeten Schall empfängt, um ein detektiertes Signal zu erzeugen, das an einen Analyseabschnitt 98 für eine akustische Charakteristik angelegt wird. Die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik-Charakteristik des detektierten Signals werden von dem Analyseabschnitt der akustischen Charakteristik 98 gemessen, und die Ergebnisse werden einem Betriebsabschnitt 99 zugeführt. Der Betriebsabschnitt 99 bewirkt, daß Filterkoeffizienten für das FIR-Filter des FIR-Filter-Abschnitts 94 erzeugt werden, auf eine ähnliche Weise wie diejenige, die für die vorhergehenden Ausführungsformen beschrieben wurden, und diese Filterkoeffizienten werden dann in dem FIR-Filter durch einen Einstellabschnitt 100 eingestellt.
Um die akustische Charakteristik eines Schallfeldes, d. h. eines Raums, in dem der Lautsprecher 96 angeordnet ist, zu messen, wird der Eingangsschalter 93 in seine B-Position eingestellt, um dadurch das Testsignal, das von dem Abschnitt zur Testsignalerzeugung 92 erzeugt wird, in den Eingang des FIR-Filter-Abschnitts 94 zu übertragen und um es durch den FIR-Filter-Abschnitt 94 und den Verstärker 95 zu übertragen, so daß es von dem Lautsprecher 96 ausgesendet wird. Der resultierende Schall wird durch das Mikrofon 97 in ein Detektionsignal umgewandelt, das dann durch den Meßabschnitt für eine akustische Charakteristik 98 analysiert wird, um eine Schalldruck/Frequenzcharakteristik abzuleiten. Das Verfahren zum Ableiten einer Kompensationscharakteristik mit dieser Ausführungsform ist unter Bezugnahme auf die Verarbeitungsabfolge, die in Fig. 40 gezeigt ist, wie folgt. Die Übertragungsfrequenzcharakteristik des gemessenen Schallfeldes kann ausgedrückt werden als H(ej) und ein Beispiel davon ist in Fig. 41(A) gezeigt. Durch ein Bezeichnen der gewünschten Schalldruck/Frequenz-Charakteristik an dem Hörpunkt (d. h. die Position des Mikrofons 97) als F(ej) , ist die Kompensationscharakteristik der Absolutwert G(ej) , der erhalten wird als:
G(ej) = F(ej) - H(ej)
Diese Kompensationscharakteristik wird in Schritt C1 von Fig. 40 berechnet. Dann wird Schritt C2 ausgeführt, durch den eine lineare Phasentransformation der Kompensationscharakteristik berechnet wird. Die inverse Fourier-Transformation dieser linearen Phasentransformation wird dann in Schritt C3 abgeleitet. Die Ergebnisse dieser inversen Fourier- Transformation sind grafisch in Fig. 41(C) veranschaulicht. Diese ist eine Impulsantwortcharakteristik, und die jeweiligen Werte der Filterkoeffizienten des FIR-Filters in dem FIR-Filter-Abschnitt 94 sind durch diese Charakteristik definiert. Diese Filterkoeffizientenwerte werden dann in dem FIR-Filter durch den Einstellabschnitt 100 gesetzt, um dadurch die Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des FIR-Filters zu bestimmen.
Beim Abschluß des Setzens der Filterkoeffizienten auf diese Art und Weise, wird der Eingangsschalter 93 in seine A-Position eingestellt, wodurch dem Eingang des FIR-Filter-Abschnitts 94 ein Eingangsaudiosignal zugeführt wird. Dadurch kann an der Hörposition eine flache Schalldruck/- Frequenz-Charakteristik (oder eine andere Form einer Charakteristik erhalten werden, indem eine gewünschte Amplituden/Frequenz- und/oder Phasen/Frequenz-Charakteristik eingegeben wird, wie es früher beschrieben wurde.
Fig. 42 ist ein Systemblockdiagramm einer 4. Ausführungsform eines digitalen Equalizers gemäß der vorliegenden Erfindung. Dieser hat eine Funktion, um ein "Mikrofonheulen" zu unterdrücken, das durch eine akustische Rückkopplung zwischen einem Lautsprecher, der von einem Verstärker angesteuert wird, und einem Mikrofon verursacht wird, das diesem Verstärker ein Eingangssignal zuführt. In Fig. 42 bezeichnet Bezugszeichen 111 einen A/D-Wandler, 112 ein FIR-Filter, 113 einen D/A- Wandler, 114 einen Audioverstärker, dessen Verstärkung durch einen Steuerabschnitt 120 eingestellt werden kann, 115 einen Lautsprecher, 116 ein Mikrofon, 118 einen Heuldetektionsschaltkreis, 119 einen Filterkoeffizientenberechnungsabschnitt, um Filterkoeffizienten zu berechnen, die für das FIR-Filter 112 derart festgelegt werden, daß die Frequenzcharakteristik des Filters derart geformt wird, daß jegliches Heulen des Mikrofons unterdrückt wird, das von dem Detektionsschaltkreis 118 detektiert wird, und einen Steuerabschnitt 120, der Steuersignale erzeugt, um die berechneten Filterkoeffizienten in dem FIR-Filter 112 zu setzen. Die berechneten Filterkoeffizienten werden dann in dem FIR-Filter 112 gesetzt. Die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung besteht aus einer Kombination aus dem A/D-Wandler 111, dem FIR-Filter 112, dem D/A-Wand ler 113, dem Heuldetektionsabschnitt 118, dem Filterkoeffizientenberechnungsabschnitt 119 und dem Steuerabschnitt.
Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform ist wie folgt. Ein derartiges Mikrofonheulen wird durch eine Rückkopplungsstrecke erzeugt, die sich von dem Lautsprecher 115 durch das Mikrofon 116, den Audioverstärker 114 und zurück zu dem Lautsprecher 115 erstreckt. Wenn die Schleifenverstärkung dieser Rückkopplungsschleife allmählich vergrößert wird (z. B. von einem Anfangswert von Null) wird ein Mikrofonheulen eventuell bei einer Frequenz beginnen, die derart ist, daß die Schleifenverstärkung eine Einheit beträgt und die Schleifenphasenverschiebung Null beträgt. Während die Verstärkung des Audioverstärkers 114 allmählich vergrößert wird, beginnt somit das Mikrofonheulen bei einer gewissen Audiofrequenz aufzutreten, und diese Bedingung wird von dem Heuldetektionsabschnitt 118 detektiert. Zusätzlich mißt der Heuldetektionsabschnitt 118 die Heulfrequenz, indem die Nulldurchgänge des Ausgangssignals von dem A/D- Wandler 111 gezählt werden. Auf der Grundlage der somit erhaltenen Heulfrequenz wird die lineare Phasenübertragungsfunktion für das FIR- Filter 112 durch den Betriebsabschnitt 119 berechnet, so daß die Amplituden/Frequenz-Charakteristik des Filters eingestellt wird, um die Schleifenverstärkung bei der Frequenz zu verringern, bei der Mikrofonheulen auftritt, und dadurch das Heulen unterdrückt wird. Dann wird die inverse Fourier-Transformation dieser Übertragungsfunktion berechnet, um einen Satz von Filterkoeffizienten für das FIR-Filter 112 zu erhalten und somit die berechnete Übertragungsfunktion zu verwirklichen. Die derart abgeleiteten Filterkoeffizienten werden dann in dem FIR-Filter 112 durch den Steuerungsabschnitt 120 gesetzt, um die erforderliche Filtercharakteristik herzustellen und das Heulen zu unterdrücken.
Wenn dieser Prozeß abgeschlossen ist, wird die Verstärkung des Audioverstärkers 114 weiter vergrößert, bis wieder ein Mikrofonheulen auftritt und detektiert wird. Die Heulfrequenz wird wieder gemessen, und die oben beschriebenen Vorgänge werden wiederholt, um das Heulen zu unterdrücken.
Der obige Prozeß wird nacheinander wiederholt, bis die Verstärkung des Audioverstärkers 114 auf ein Niveau erhöht worden ist, bei dem ein ausreichender Grad an Tonlautstärke aus dem Lautsprecher 115 erzielt wird. Der Betrieb des Heuldetektionsabschnitts 118 wird dann angehalten, und danach kann der Lautsprecher 115 verwendet werden, um das Ausgangssignal von den Mikrofon 116 zu verstärken, wobei die Gefahr eines Mikrofonheulens beseitigt worden ist.
Fig. 43(B) ist ein Flußdiagramm einer Betriebsabfolge um den Prozeß eines Einstellens der Frequenzantwort des FIR-Filters durchzuführen und somit eine Heulunterdrückung wie oben beschrieben vorzusehen.
Fig. 43(A) ist ein Graph, der ein Beispiel der Schalldruck/Frequenz-Charakteristik zeigt, die dadurch von dem FIR-Filter 112 dieser Ausführungsform festgelegt ist.
Es ist aus dem obigen zu verstehen, daß es diese Ausführungsform ermöglicht, daß ein zufriedenstellender Grad einer Begrenzung gegenüber einem Mikrofonheulen hergestellt werden kann. Zusätzlich kann aufgrund der Tatsache, daß durch das FIR-Filter eine scharf veränderliche Amplitudencharakteristik und eine allmählich veränderliche Phasencharakteristik verwirklicht werden können, eine Klangwiedergabe mit hoher Wiedergabetreue erzielt werden, die dem Hörer einen sehr natürlichen Eindruck ermöglicht.
Obwohl bei der obigen Beschreibung ein Zählen von Null-Durchgängen verwendet wird, um das Mikrofonheulen zu detektieren und die Heulfrequenz zu messen, wäre es gleichermaßen möglich, verschiedene andere Verfahren zu verwenden, wie ein Verfahren, daß das Auftreten einer plötzlichen großen Zunahme der Amplituden/Frequenz-Charakteristik des Systems detektiert, und daß dadurch die entsprechende Frequenz als eine Heulfrequenz detektiert. Alternativ könnten eine Anzahl von Bandpaßfiltern für verschiedene unterschiedliche Regionen des Audiofrequenzbereiches verwendet werden, wobei eine Heulfrequenz als eine Frequenz detektiert wird, bei der ein besonders großer Ausgangspegel von einem dieser Bandpaßfilter erzeugt wird. Welches Verfahren auch immer verwendet wird, um ein Mikrofonheulen und die Heulfrequenz zu detektieren, können ähnliche Ergebnisse, wie diejenigen, die oben beschrieben sind, erhalten werden.
Fig. 44 zeigt ein Systemblockdiagramm einer 5. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diese ist ein digitaler Equalizer mit einer Mikrofonheulunterdrückungsfunktion, wie bei der vorhergehenden Ausführungsform. Die Ausgestaltung ist derjenigen der vorhergehenden Ausführungsform ähnlich, unterscheidet sich jedoch dadurch, daß sie ferner ein Dämpfungselement 121 umfaßt, das zwischen den Ausgang von dem D/A- Wandler 113 und den Eingang des Audioverstärkers 114 geschaltet ist, und darin, daß ein Steuerabschnitt 122 Steuersignale erzeugt, um den Dämpfungsgrad des Dämpfungselements 121 zu steuern, zusätzlich dazu, daß die berechneten Filterkoeffizienten in dem FIR-Filter 112 gesetzt werden.
Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform ist wie folgt. Zu Beginn wird das Dämpfungselement 121 auf seinen maximalen Dämpfungswert eingestellt, dann wird die Dämpfung allmählich unter der Steuerung von Steuersignalen von dem Steuerabschnitt 122 verringert, bis ein Mikrofonheulen aufzutreten beginnt. Dieses Heulen wird detektiert und die Frequenz gemessen, wie bei der vorhergehenden Ausführungsform. Dann werden geeignete Filterkoeffizienten berechnet und in dem FIR-Filter 112 gesetzt, um durch das Filter eine ausreichende Dämpfung bei der Heulfrequenz zu erzeugen und somit das Heulen zu unterdrücken. Der Dämpfungswert wird dann allmählich weiter verringert, bis wieder ein Heulen auftritt, und der obige Prozeß wird wiederholt, um Werte von Filterkoeffizienten abzuleiten und zu setzen. Diese Vorgänge werden aufeinanderfolgend automatisch wiederholt, bis von dem Lautsprecher 115 ein vorbestimmter Schallpegel erzeugt wird.
Die 5. Ausführungsform ermöglicht dadurch, daß eine Mikrofonheulunterdrückung schnell und automatisch ausgeführt wird, indem eine geeignete Frequenzcharakteristik des FIR-Filters 112 zur Kompensation bei den verschiedenen Audiofrequenzen, bei denen ein Heulen auftreten kann, eingestellt wird.
Fig. 45 zeigt eine 6. Ausführungsform eines digitalen Equalizers gemäß der vorliegenden Erfindung, der eine Mikrofonheulunterdrückungsfunktion aufweist, wie bei den beiden vorhergehenden Ausführungsformen. Die Ausgestaltung ist ähnlich derjenigen, der 4. Ausführungsform, so daß nur diejenigen Teile beschrieben werden, die sich von dieser Ausführungsform unterscheiden. Bei der 6. Ausführungsform kann ein Eingangsabschnitt 123 verwendet werden, um eine gewünschte Amplituden/Frequenz Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik einzugeben und somit eine Frequenzantwortkompensation durch das FIR-Filter 112 zu verwirklichen, wie es oben für verschiedene andere Ausführungsformen beschrieben wurde. Daten, die diese Eingangscharakteristik darstellen, werden einem Berechnungsabschnitt für Filterkoeffizienten 119', zusammen mit Daten zugeführt, die von einem Heuldetektionsabschnitt 118' abgeleitet werden, dessen Arbeitsweise ähnlich demjenigen des Heuldetektionsabschnitts 118 der beiden vorhergehenden Ausführungsformen ist. Die Filterkoeffizientenwerte, die von Abschnitt 119' berechnet werden, werden einem Steuerabschnitt 122' übertragen, um in dem FIR-Filter 112 eingestellt zu werden.
Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform ist wie folgt. Unter der Annahme, daß Daten der Frequenzcharakteristik von dem Eingangsabschnitt 123 eingegeben werden, wird der Heuldetektionsabschnitt 118 in Betrieb gesetzt. Die Ausführungsform funktioniert dann auf die gleiche Weise wie die vorhergehende Ausführungsform, um die Frequenzcharakteristik des FIR-Filters 112 automatisch derart einzustellen, daß die Verstärkung bei jeder Frequenz, bei der ein Heulen auftreten wird, zu einem ausreichenden Grad verringert wird. Jedoch wird in diesem Fall die Frequenzcharakteristik des FIR-Filters als eine Kombination der gewünschten Frequenzcharakteristik (durch die Filterkoeffizienten, die von dem Berechnungsabschnitt 119' berechnet werden) bestimmt, die durch die Eingangsdaten von dem Eingangsabschnitt 123 und deren Veränderungen definiert ist, die notwendig sind, um das Mikrofonheulen zu unterdrücken.
Dies ist aus den Beispielen der Fig. 46(A) bis 46(C) zu verstehen. Fig. 46(A) zeigt die Schalldruck/Frequenz-Charakteristik, die von dem System verwirklicht werden würde, ohne die Eingangsdaten von dem Eingangsabschnitt 123 zu kombinieren. Fig. 46(B) zeigt die gewünschte Charakteristik, die durch die Eingangsdaten von dem Eingangsabschnitt 123 definiert ist. Fig. 46(C) zeigt die Schalldruck/Frequenz-Charakteristik, die tatsächlich festgelegt ist, um die gewünschte Charakteristik zu verwirklichen und auch eine Mikrofonheulunterdrückung durchzuführen.
Fig. 47 ist ein Systemblockdiagramm einer 7. Ausführungsform eines digitalen Equalizers gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 47 bezeichnet Bezugszeichen 11 einen Eingangsabschnitt für eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik (nachstehend einfach als Amplitudeneingangsabschnitt bezeichnet), um Daten einzugeben, die eine beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik darstellen, 132 bezeichnet einen Phaseneingangsabschnitt, um Daten einzugeben, die eine beliebige Phasen/Frequenz-Charakteristik darstellen, 133 bezeichnet einen Betriebsabschnitt für eine Eingangsübertragungsfunktion, um eine Übertragungsfunktion gemäß der Eingangs-Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/- Frequenz-Charakteristik zu berechnen, die jeweils von dem Amplitudeneingangsabschnitt 11 bzw. dem Phaseneingangsabschnitt 132 zugeführt werden. Ein Eingangsschalter 25 kann eingestellt werden, um einem Eingangsabschnitt 18 einen analogen oder digitalen Typ eines Audiosignals von einer externen Vorrichtung oder ein Meßsignal zuzuführen, das eine Impulsantwort einer externen Vorrichtung oder eines Schallfeldes darstellt, wie es nachstehend beschrieben ist. Der Eingangsabschnitt 18 führt eine Analog/Digital-Wandlung des Meßsignals oder des Audiosignals (falls notwendig) durch, um eine Folge von digitalen Abtastungen zu erzeugen, die dem Eingang eines FIR-Filter 17 zugeführt werden. 140 bezeichnet einen Speicherabschnitt, um eine Impulsantwort-Wellenform eines Eingangssignals zu speichern, das von dem Eingangsabschnitt 18 zugeführt wird, 137 bezeichnet einen Abschnitt zur Fourier-Transformation, um die Impulsantwort-Wellenform, die in dem Amplitudeneingangsabschnitt 140 gespeichert ist, in eine Übertragungsfunktion umzuformen, wobei die Transformation entlang der Frequenzachse ausgeführt wird. Bezugszeichen 136 bezeichnet einen Betriebsabschnitt für eine konjugierte Übertragungsfunktion, um die konjugierte Übertragungsfunktion der Übertragungsfunktion abzuleiten, die durch den Abschnitt zur Fourier-Transformation 137 abgeleitet wird, Bezugszeichen 135 bezeichnet einen Betriebsabschnitt für eine inverse Amplitudenübertragungsfunktion, um eine Übertragungsfunktion abzuleiten, bei der jeder Amplitudenwert bei jeder Frequenz der Kehrwert eines Amplitudenwertes der Übertragungsfunktion ist, die von dem Betriebsabschnitt für eine konjugierte Übertragungsfunktion bei dieser Frequenz abgeleitet wird und bei der jeder Phasenwert bei jeder Frequenz von einem Phasenwert der Übertragungsfunktion unverändert ist, die von dem Betriebsabschnitt für eine konjugierte Übertragungsfunktion bei dieser Frequenz abgeleitet wird. Bezugszeichen 134 bezeichnet einen Faltungsabschnitt, um die Faltung der Übertragungsfunktion, die von dem Betriebsabschnitt für ein Eingangsübertragungsfunktion abgeleitet wird, und der Übertragungsfunktion zu berechnen, die von dem Betriebsabschnitt für eine inverse Amplitudenübertragungsfunktion abgeleitet wird, wobei die Faltung entlang der Frequenzachse oder entlang der Zeitachse berechnet wird. Der Faltungsabschnitt 134 erzeugt dadurch einen Satz von Filterkoeffizientenwerten, die jeweils durch eine Impulsantwortcharakteristik bestimmt sind, die als ein Ergebnis dieses Faltungsvor ganges erhalten wird, d. h. eine Impulsantwortcharakteristik, die einer Übertragungsfunktion entspricht, die als die Faltung der beiden Übertragungsfunktionen erhalten wird, die dem Abschnitt 134 zugeführt werden. 16 bezeichnet einen Einstellabschnitt, um für das FIR-Filter 17 die Werte von Filterkoeffizienten festzulegen, die aus dem Faltungsabschnitt 134 erhalten werden. Bezugszeichen 138 bezeichnet einen Impulserzeugungsabschnitt, um ein Testsignal zu erzeugen, das ein Impulssignal ist, um es an eine externe Vorrichtung anzulegen, oder um ein externes Schallfeld akustisch anzusteuern und somit ein Signal zu erhalten, das eine Impulsantwort-Wellenform aufweist, die als ein Eingang an den Signaleingangsabschnitt 18 angelegt werden kann. Bezugszeichen 139 bezeichnet einen Schalter, um entweder den Ausgang von dem FIR-Filter 17 oder das Testsignal von dem Impulserzeugungsabschnitt 138 auszuwählen und es somit einem Signalausgangsabschnitt 19 zuzuführen.
Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform ist wie folgt, wobei auf die Fig. 48 bis 51 der Zeichnungen Bezug genommen wird. Fig. 48 zeigt eine Anordnung, um diese Ausführungsform zu verwenden, wodurch eine Übertragungsfunktion für das FIR-Filter 17 derart festgelegt wird, daß die Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik, die bei einer besonderen Hörposition in bezug auf einen Lautsprecher erhalten werden, innerhalb eines Schallfeldes, voneinander unabhängig auf gewünschte Formen eingestellt werden können. Die Ausführungsform ermöglicht, daß die Frequenzcharakteristik des Lautsprechers, des Schallfeldes, des Audioverstärker usw. derart kompensiert werden können, daß diese gewünschten Form für die Phasen- und Frequenzcharakteristik an dem Hörpunkt erreicht wird. Die Arbeitsweise ist wie folgt. Zuerst wird der Schalter 138, der in Fig. 47 gezeigt ist, in die Position eingestellt, um dem Ausgangsabschnitt 19 das Testsignal zuzuführen, während Schalter 25 eingestellt wird, um das Meßsignal an den Signaleingangsabschnitt 18 anzulegen. Das Testsignal wird durch den Ausgangsabschnitt 19 übertragen, der einen D/A-Wandler umfaßt, um ein Impulssignal in einer analogen Form zu erzeugen, das durch einen Leistungsverstärker 141 übertragen wird, um einen Lautsprecher 115 anzusteuern. Ein Mikrofon 117, das an eine gewünschte Hörposition gesetzt worden ist, empfängt dadurch Eingangsimpulse, die eine Impulsantwort-Wellenform aufweisen, welche die Faltung der jeweiligen Frequenzcharakteristiken des Lautsprechers 115 und des Schallfeldes 143 ist. Dieses Impulsantwort-Wellenformsignal, welches das Meßsignal bildet, wird durch einen Verstärker 142 zu dem Signaleingangsabschnitt 18 übertragen, um in eine Folge von digitalen Abtastungen umgewandelt und dem Speicherabschnitt 140 zugeführt zu werden.
Ein digitales Signal, das eine Impulsantwort-Wellenform darstellt, wird dadurch dem Speicherabschnitt 140 zugeführt, der darin Daten speichert, die diese Impulsantwort-Wellenform darstellen. Fig. 49(a) zeigt ein Beispiel einer derartigen Impulsantwort-Wellenform. Die Fourier-Transformation dieser Impulsantwort-Wellenform (die von dem Abschnitt zur Fourier- Transformation 137 erzeugt wird) ist in Fig. 49(b) in der Form von Real- und Imaginärteilen einer Übertragungsfunktion gezeigt, in der R den Realteil der Übertragungsfunktion und I den Imaginärteil bezeichnet. Die schwarzen Punkte und die Kreuzsymbole zeigen die Abtastfrequenzen an, bei denen Fourier-Transformationsberechnungen durchgeführt werden. Die Frequenz, die als π angezeigt ist, ist die Nyquist-Frequenz (wie sie in der Abtasttheorie definiert ist), so daß die Übertragungsfunktion innerhalb des Frequenzbereiches 0 bis π festgelegt ist. Nach dem Ableiten der Fou rier-Transformation in dem Bereich 0 bis π kann der Realteil der Übertragungsfunktion in dem Bereich π bis 2π leicht abgeleitet werden, wie es oben unter Bezugnahme auf die Fig. 2(A), 2(B) beschrieben ist. Die derart abgeleitete Übertragungsfunktion wird dann durch den Betriebsabschnitt für eine konjugierte Übertragungsfunktion 136 durchgeleitet, um die konjugierte Übertragungsfunktion zu erhalten, die in Fig. 49(c) gezeigt ist. Dies ist in der Form einer Amplituden/Frequenz-Charakteristik A und einer Phasen/Frequenz-Charakteristik Φ in Fig. 50(a) gezeigt. Durch ein Verarbeiten dieser konjugierten Übertragungsfunktion in dem Betriebsabschnitt für eine inverse Amplitudenübertragungsfunktion 135 wird die in Fig. 50(b) gezeigte Übertragungsfunktion erhalten. Der Wert der Phase Φ bei jeder Frequenz in der Übertragungsfunktion von Fig. 50(b) ist identisch mit dem entsprechenden Phasenwert der Übertragungsfunktion von Fig. 50(a), wohingegen der Wert der Amplitude A bei jeder Frequenz für die Übertragungsfunktion von Fig. 50(b) der Kehrwert (d. h. 1/A) des entsprechenden Amplitudenwertes in der Übertragungsfunktion von Fig. 50(a) ist.
Fig. 51 zeigt ein Beispiel der Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik einer Übertragungsfunktion, die von dem Betriebsabschnitt für eine Eingangsübertragungsfunktion 133 auf der Grundlage der Daten der Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik abgeleitet wird, die von dem Amplitudeneingangsabschnitt 11 bzw. dem Phaseneingangsabschnitt 132 zugeführt werden. Der Einfachheit der Beschreibung halber wird angenommen, daß die Phase bei allen Frequenzen Null beträgt.
Wenn angenommen wird, daß die Amplituden- und Phasen/Frequenz- Charakteristiken von Fig. 51 zugeführt worden sind, um die Eingangs übertragungsfunktion abzuleiten, die von dem Abschnitt 133 während der Erzeugung des Testsignals und der Ableitung von Filterkoeffizienten aus der Faltung der Übertragungsfunktionen erzeugt wird, die von den Abschnitten 133 und 135 erzeugt werden, wie es oben beschrieben ist, wird dann die Impulsantwortcharakteristik des FIR-Filters 17, die somit festgelegt worden ist, beispielsweise wie in Fig. 6(A) gezeigt sein. Dies ist auf der Grundlage der Impulsantwortcharakteristik der Kombination aus dem Lautsprecher 115 und dem Schallfeld 143 festgelegt worden, die in Fig. 6(B) gezeigt sind. Wenn der Schalter 15 nun in seine Position eingestellt wird, um das Ausgangssignal von dem FIR-Filter 17 dem Signalausgangsabschnitt 19 zuzuführen, wird dann die gesamte Impulsantwortcharakteristik des Systems, wie es in Fig. 6(C) gezeigt ist, d. h. aus der Faltung der Übertragungsfunktion der Lautsprecher/Schallfeld-Kombination in bezug auf die Mikrofonposition und die Übertragungsfunktion resultierend, die für das FIR-Filter 17 festgelegt worden ist.
Es ist somit zu verstehen, daß eine lineare Phasen/Frequenz-Charakteristik in bezug auf eine besondere Hörposition (d. h. die Mikrofonposition) verwirklicht werden kann, wobei eine Phasenverzerrung der Übertragungsfunktion, wie es in Fig. 49(b) gezeigt ist, kompensiert wird.
Wenn die gewünschte Eingangs-Phasen/Frequenz-Charakteristik anders als flach ist, wie es in Fig. 51 gezeigt ist, kann natürlich eine entsprechend unterschiedliche Phasen/Frequenz-Charakteristik für den digitalen Equalizer verwirklicht werden.
Es ist somit zu verstehen, daß ungewollte Veränderungen in bezug auf die Frequenz der Amplituden/Frequenz-Charakteristik und der Phasen/Fre quenz-Charakteristik (z. B. wie es in Fig. 50(a) gezeigt ist) bei einer gewünschten Hörposition durch diese Ausführungsform vollständig korrigiert werden können, und daß eine gewünschte Amplituden/Frequenz- Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik an dieser Hörposition unabhängig festgelegt werden können (als Daten, die den Amplituden- und Phaseneingangsabschnitten 11 und 132 zugeführt werden). Die gewünschte Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz- Charakteristik (z. B. wie es in Fig. 51 gezeigt ist) werden die Gesamtfrequenzcharakteristik des Systems, das den digitalen Equalizer enthält, in bezug auf die gewünschte Hörposition, d. h. diese Ausführungsform ermöglicht es, daß die gesamte Amplituden/Frequenz-Charakteristik und Phasen/Frequenz-Charakteristik des Systems, das aus dem digitalen Equalizer, dem Lautsprecher 117 und dem Schallfeld 143 gebildet ist (wie an der Position des Mikrofons 117 überwacht) identisch mit gewünschten Charakteristiken gestaltet werden können, wie es in Fig. 51 gezeigt ist.
Fig. 53 zeigt eine besondere Ausführungsform des Faltungsabschnitts 134, die durch Bezugszeichen 134 bezeichnet ist. In Fig. 53 bezeichnet Bezugszeichen 150 einen Frequenzgebietfaltungsabschnitt, um eine Faltung in dem Frequenzgebiet durchzuführen, Bezugszeichen 151 bezeichnet einen Abschnitt zur inversen Fourier-Transformation, um die inverse Fourier-Transformation einer Übertragungsfunktion abzuleiten, die durch den Frequenzgebietfaltungsabschnitt 150 abgeleitet wird. Eine Betriebsverarbeitung, die von dem Frequenzgebietfaltungsabschnitt 150 ausgeführt wird, besteht vorwiegend aus einer Multiplikation mit einer komplexen Zahl bei einer Anzahl von unterschiedlichen Frequenzpunkten.
Fig. 54 zeigt eine zweite Ausführungsform des Faltungsabschnitts 134, die durch Bezugszeichen 134 bezeichnet ist, bei der 152 und 153 jeweilige Abschnitte zur inversen Fourier-Transformation bezeichnen, um jeweils eine Fourier-Transformation abzuleiten, Bezugszeichen 154 bezeichnet einen Zeitgebietfaltungsabschnitt, um eine Faltung von jeweiligen Realteilen der Impulsantwortcharakteristik auszuführen, die von den Abschnitten zur inversen Fourier-Transformation 152 bzw. 153 in dem Zeitgebiet abgeleitet werden.
Fig. 55 zeigt eine zweite Ausführungsform eines digitalen Equalizers gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 55 bezeichnet 160 einen Fensterfunktionsabschnitt, um eine Impulsantwort-Wellenform, die in einem Speicherabschnitt 140 gespeichert ist, mit einer Fensterfunktion, wie einem Hamming-Fenster, einem Hanning-Fenster usw., zu multiplizieren. Wenn die Impulsantwort-Wellenform eine Schallfeldcharakteristik umfaßt, kann dann die Wellenform reflektierte Wellen umfassen, die um wesentliche Größen verzögert worden sind. In manchen Fällen kann es möglich sein, die Schallfeldcharakteristik genau zu kompensieren, die derartige reflektierte Wellen enthält. Jedoch können in manchen Fällen überlegene Ergebnisse in bezug auf die Klangqualität erhalten werden, wenn eine Kompensation ausgeführt wird, wobei derart extrem verzögerte reflektierte Wellen ignoriert werden. Fig. 57a zeigt ein Beispiel einer Impulsantwort- Wellenform, die in dem Speicherabschnitt 140 gespeichert ist, und die derartige verzögerte reflektierte Wellen enthält, wie es gezeigt ist. Fig. 57b zeigt eine geeignete Fensterfunktion, um die Impulsantwort-Wellenform der Fig. 57a zu multiplizieren, und Fig. 57c zeigt die resultierende Ausgangswellenform, die von dem Fensterabschnitt 160 erzeugt wird und die dem Abschnitt zur Fourier-Transformation 137 zugeführt wird.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen ermöglichen es, daß ein digitaler Equalizer hergestellt wird, durch den eine Amplituden/Frequenz- Charakteristik und eine Phasen/Frequenz-Charakteristik einer Vorrichtung oder eines Schallfeldes, die an den digitalen Equalizer angeschlossen ist, kompensiert werden können, um jeweils flache Charakteristiken zu erzeugen. Zusätzlich können die Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz-Charakteristik eines Ausgangssignals, das von einer Vorrichtung oder einem Schallfeld erzeugt wird, die an den digitalen Equalizer angeschlossen sind, derart gestaltet werden, daß sie einer gewünschte Phasen/Frequenz-Charakteristik und Amplituden/Frequenz- Charakteristik entsprechen, die dem Phaseneingangsabschnitt bzw. dem Amplitudeneingangsabschnitt zugeführt werden.

Claims

1. Digitaler Equalizer, umfassend:

ein Eingangsmittel (71), um starr Daten zuzuführen, die eine Amplituden/Frequenz-Charakteristik aufweisen,

ein Transformations-Betriebsmittel (72), um aus den Daten der Amplituden/Frequenz-Charakteristik eine erste bzw. eine zweite Übertragungsfunktion zu berechnen, die jeweils einem Niederfrequenzband bzw. einem Hochfrequenzband eines frequenzbandgetrennten Eingangsaudiosignals entsprechen, wobei das Transformations-Betriebsmittel (72) betätigbar ist, um selektiv die erste und die zweite Übertragungsfunktion durch ein lineares Phasentransformationsberechnungsverfahren oder durch ein Hilbert-Transformationsberechnungsverfahren zu berechnen,

ein Mittel zur inversen Fourier-Transformation (73), um eine erste und eine zweite Impulsantwortcharakteristik aus der ersten bzw. der zweiten Übertragungsfunktion abzuleiten,

ein erstes Finite-Impulse-Response-Filter (76a), das derart angeschlossen ist, daß es das Niederfrequenzband des frequenzbandgetrennten Eingangssignals als eine Folge von digitalen Abtastungen empfängt,

ein zweites Finite-Impulse-Response-Filter (76b), das derart angeschlossen ist, daß es das Hochfrequenzband des frequenzbandgetrennten Eingangssignals als eine Folge von digitalen Abtastungen empfängt,

ein Einstellmittel (74) um einen ersten und einen zweiten Satz von Filterkoeffizienten für das erste bzw. das zweite Finite-Impulse- Response-Filter (76a, 76b) gemäß der ersten bzw. der zweiten Impulsantwortcharakteristik herzustellen; gekennzeichnet durch

ein erstes und ein zweites steuerbares Verzögerungsmittel (77a, 77b), die derart angeschlossen sind, daß sie Ausgangssignale empfangen, die von dem ersten bzw. dem zweiten Finite-Impulse- Response-Filter (76a, 76b) erzeugt werden; und

ein Mittel zum Einstellen einer Verzögerungszeit (75), um jeweilige Verzögerungsausmaße einzustellen, die von dem ersten und dem zweiten steuerbaren Verzögerungsmittel (77a, 77b) erzeugt werden, um Unterschiede in jeweiligen Signalübertragungsverzögerungszeiten des ersten und des zweiten Finite-Impulse-Response-Filters (76a, 76b) zu kompensieren.

2. Digitaler Equalizer nach Anspruch 1, bei dem die Amplituden/Frequenz-Charakteristik von dem Eingangsmittel (71) als ein Satz von Amplitudenwerten zugeführt wird, die jeweiligen Abtastfrequenzen innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereiches entsprechen, und bei dem die Anzahl der Amplitudenwerte, die dem Transformations- Betriebsmittel zugeführt werden, wenn die Hilbert-Phasentransfor mationsoperation ausgewählt ist, doppelt so groß ist wie die Anzahl der Amplitudenwerte, die zugeführt werden, wenn die lineare Phasentransformationsoperation ausgewählt ist.

3. Digitaler Equalizer nach Anspruch 1 oder 2, der ferner ein Interpolationsmittel (B3) umfaßt, bei dem die Amplituden/Frequenz-Charakteristik von dem Eingangsmittel (71, B1) als ein Satz von Amplitudenwerten zugeführt wird, die jeweiligen Abtastfrequenzen innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereiches entsprechen, und bei dem, wenn die Hilbert-Phasentransformationsoperation ausgewählt ist, eine Interpolation der Amplitudenwerte von dem Eingangsmittel (71, B1) ausgeführt wird und dadurch abgeleitete Amplitudenwerte mit den Amplitudenwerten von dem Eingangsmittel (71, B1) kombiniert werden, um dadurch die Anzahl von Amplitudenwerten zu verdoppeln, die dem Transformations-Betriebsmittel zur Berechnung der Übertragungsfunktion zugeführt werden.

4. Digitaler Equalizer, umfassend:

ein Finite-Impulse-Response-Filtermittel (17),

ein Signalausgangsmittel (19),

ein Signaleingangsmittel (18), um ein Eingangssignal zu dem Finite- Impulse-Response-Filtermittel (17) als eine Folge von digitalen Abtastungen zu übertragen,

ein Amplitudeneingangsmittel (11), um Daten einzugeben, die eine beliebige Amplituden/Frequenz-Charakteristik darstellen,

ein Betriebsmittel für eine Eingangsübertragungsfunktion (133), um eine Übertragungsfunktion zu berechnen, die der Eingangsamplituden/-frequenz-Charakteristik entspricht,

ein Einstellmittel (16), um in dem Finite-Impulse-Response-Filtermittel (17) jeweilige Filterkoeffizienten einzustellen, die von dem Betriebsmittel für eine Eingangsübertragungsfunktion abgeleitet werden, gekennzeichnet durch

ein Phaseneingangsmittel (132), um Daten einzugeben, die eine beliebige Phasen/Frequenz-Charakteristik darstellen, wobei im Gebrauch das Betriebsmittel für eine Eingangsübertragung die Übertragungsfunktion entsprechend der Eingangsamplituden/-frequenz- Charakteristik und der Phasen/Frequenz-Charakteristik berechnet, und

ein Impulssignalerzeugungsmittel (138), um ein Impulstestsignal zu erzeugen,

ein Auswahlmittel (138), das betätigbar ist, um selektiv ein Ausgangsignal von dem Filtermittel (17) und das Impulstestsignal zu dem Signalausgangsmittel (19) zu übertragen, damit sie einem externen System zugeführt werden können, und um selektiv ein Eingangsaudiosignal und ein Meßsignal, das durch Anlegen des Testsignals erzeugt wird, zu dem externen System zu übertragen, damit sie in das Signaleingangsmittel (18) eingegeben werden können,

ein Speichermittel (140), um eine Impulsantwortwellenform des Meßsignals zu speichern, das von dem Signaleingangsmittel (18) zugeführt wird,

ein Mittel zur Fourier-Transformation (137), um die Fourier-Transformation der in dem Speichermittel (140) gespeicherten Impulsantwortwellenform abzuleiten, und

ein Betriebsmittel für eine konjugierte Übertragungsfunktion (136), um die konjugierte Übertragungsfunktion der Übertragungsfunktion zu berechnen, die von dem Mittel zur Fourier-Transformation (137) abgeleitet wird,

ein Betriebsmittel für eine inverse Amplitudenübertragungsfunktion (135), um eine Übertragungsfunktion abzuleiten, bei der jeder Amplitudenwert bei jeder Frequenz innerhalb eines Frequenzbereiches der Übertragungsfunktion das Inverse eines Amplitudenwertes der Übertragungsfunktion ist, die von dem Betriebsmittel für eine konjugierte Übertragungsfunktion (136) bei dieser Frequenz abgeleitet wird, und bei der jeder Phasenwert bei jeder Frequenz in dem Bereich von einem Phasenwert der Übertragungsfunktion unverändert ist, die von dem Betriebsmittel für eine konjugierte Übertragungsfunktion (136) bei dieser Frequenz abgeleitet wird,

ein Faltungsmittel (134), um die Faltung der Übertragungsfunktion, die von dem Eingangsübertragungsfunktionsoperationsmittel (133) abgeleitet wird, und der Übertragungsfunktion zu berechnen, die von dem Betriebsmittel für eine inverse Amplitudenübertragungsfunktion (135) abgeleitet wird, um einen Satz von Filterkoeffizien tenwerten gemäß einer Impulsantwortcharakteristik abzuleiten, die als ein Ergebnis der Faltungsoperation erhalten wird, wobei die Filterkoeffizienten die Koeffizientenwerte aufweisen.

5. Digitaler Equalizer nach Anspruch 4, bei dem das Faltungsmittel (134) die inverse Fourier-Transformation (151) einer Übertragungsfunktion ableitet, die als die Faltung (150) in dem Frequenzgebiet der Übertragungsfunktion, die von dem Betriebsmittel für eine inverse Amplitudenübertragungsfunktion (135) erhalten wird, und der Übertragungsfunktion abgeleitet wird, die von dem Betriebsmittel für eine Eingangsübertragungsfunktion (133) erhalten wird.

6. Digitaler Equalizer nach Anspruch 4, bei dem das Faltungsmittel (134) die inversen Fourier-Transformationen (152, 153) sowohl von der Übertragungsfunktion, die von dem Betriebsmittel für eine inverse Amplitudenübertragungsfunktion (135) erhalten wird, als auch von der Übertragungsfunktion ableitet, die von dem Betriebsmittel für eine Eingangsübertragungsfunktion (133) erhalten wird, und die Faltung (154) der Realteile der resultierenden inversen Fourier-Transformationen in dem Zeitgebiet ableitet.

7. Digitaler Equalizer nach einem der Ansprüche 4, 5 oder 6, der ferner ein Mittel für eine Fensterfunktion (160) umfaßt, um in dem Speichermittel (140) gespeicherte Daten mit einer vorbestimmten Fensterfunktion zu multiplizieren, wobei die Fourier-Transformation eines resultierenden Ausganges von dem Mittel für eine Fensterfunktion von dem Mittel zur Fourier-Transformation (137) abgeleitet wird.

8. Digitaler Equalizer, um eine Frequenzkompensation auf ein Eingangsaudiosignal anzuwenden, das von einem Mikrofon (116) erzeugt wird, um ein resultierendes Ausgangssignal einem Audiosystem zuzuführen und somit einen Lautsprecher (11 S) von einem Verstärker (114) anzusteuern, wobei die Vorrichtung umfaßt:

einen Analog/Digital-Wandler (111), um das Eingangsaudiosignal in ein digitales Abtastsignal umzuwandeln,

ein Finite-Impulse-Response-Filter (112), das derart angeschlossen ist, daß es das digitale Abtastsignal empfängt,

einen Digital/Analog-Wandler (113), um ein Ausgangsignal von dem Filter in eine analoge Signalform umzuwandeln, damit es dem Verstärker (114) zugeführt werden kann,

ein Mittel (120), um einen Wert einer Schleifenverstärkung einer Rückkopplungsschleife zu verändern, die in einem Weg hergestellt ist, der sich von dem Mikrofon (116) durch das Filter (112) und den Lautsprecher (11 S) erstreckt, gekennzeichnet durch

ein Mittel zur Heuldetektion (118), um ein Mikrofonheulsignal in dem Audioeingangssignal zu detektieren und die Frequenz des Heulsignals zu messen,

ein Koeffizienten-Betriebsmittel (119), um eine lineare Phasenübertragungsfunktion für das Filter zu berechnen und somit eine Unterdrückung des Heulsignals zu bewirken und entsprechende Werte von Filterkoeffizienten für das Filter abzuleiten, und

ein Steuermittel (120), um die Filterkoeffizienten in dem Filter herzustellen.

9. Digitaler Equalizer nach Anspruch 8, bei dem das Steuermittel (118, 119, 120) dazu dient, die Schleifenverstärkung zu vergrößern, nachdem ein neuer Satz der Filterkoeffizientenwerte hergestellt worden ist, um das Heulsignal für eine besondere Heulfrequenz zu unterdrücken.

10. Digitaler Equalizer nach Anspruch 8 oder 9, bei dem ein Mittel zur Veränderung der Schleifenverstärkung ein Dämpfungsmittel (121) umfaßt, um das Ausgangsaudiosignal von dem Digital/Analog- Wandler vor oder nach einer Verstärkung durch den Verstärker (114) mit einem Dämpfungswert zu dämpfen, der von dem Dämpfungsmittel (121) erzeugt wird, das von dem Steuermittel (122) gesteuert wird.

11. Digitaler Equalizer nach einem der Ansprüche 8, 9 oder 10, bei dem der Verstärker (114) ein Verstärker mit variabler Verstärkung ist, der das Mittel zur Veränderung der Schleifenverstärkung bildet, dessen Verstärkung von dem Steuermittel (122) gesteuert wird.

12. Digitaler Equalizer nach einem der Ansprüche 9 bis 11, der ferner ein Dateneingangsmittel (123) umfaßt, um in das Koeffizienten-Betriebsmittel (119) Daten einzugeben, die eine beliebige Amplituden/- Frequenz-Charakteristik und eine beliebige Phasen/Frequenz-Charakteristik darstellen, die für das Filter (112) durch die Filterkoeffizienten hergestellt werden können.