DE69225744T2

DE69225744T2 - Kompensation im Zeitbereich für Fehlanpassungen von Wandlern

Info

Publication number: DE69225744T2
Application number: DE69225744T
Authority: DE
Inventors: James W Waite
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1991-04-15
Filing date: 1992-03-24
Publication date: 1998-09-24
Anticipated expiration: 2012-03-25
Also published as: EP0509654A3; JP3228782B2; EP0509654A2; EP0509654B1; JPH05172865A; US5224170A; DE69225744D1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum exakten Anpassen der Charakteristika eines Paars von Wandlern, beispielsweise Mikrophonen, für Meßanwendungen.

HINTERGRUND UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Zu Erklärungszwecken wird die vorliegende Erfindung bezugnehmend auf die Anpassung der Charakteristika von Mikrophonen, die in einer Sonde zur Messung der Schallintensität verwendet werden, dargestellt. Es sollte jedoch offensichtlich sein, daß die Erfindung vorteilhaft in einer Anzahl von weiteren Situationen, die die exakte Anpassung von Phasenund/oder Amplituden-Charakteristika erfordern, verwendet werden kann.
Die Schallintensität ist eine Vektormessung der durchschnittlichen Rate von Schallenergie, die in einer spezifizierten Richtung durch eine Einheitsfläche, die senkrecht zu dieser Richtung ist, an einem spezifischen Punkt übertragen wird. Solche Messungen werden üblicherweise verwendet, um beispielsweise das Geräusch, das von industriellen Geräten oder Maschinen abgegeben wird, quantitativ zu bestimmen.
Schallintensitätsmessungen werden üblicherweise unter Verwendung eines Paars von exakt angepaßten wenig voneinander beabstandeten Mikrophonen durchgeführt (die üblicherweise als eine Schallintensitäts-"Sonde" bekannt sind). Wie ausführlicher bei Pope, J., "The Two-Microphone Sound Intensity Probe", Journal of Vibration, Stress, and Reliability in Design, Bd. 110, Januar 1988, S. 97 - 103, beschrieben ist, bezieht sich die Schallintensität gemäß folgender Gleichung auf das Kreuzspektrum, das durch die zwei Mikrophone erfaßt wird, im Frequenzbereich:
Ir(ω) = -Im(GAB)/ ωΔr (1)
Der äquivalente Ausdruck im Zeitbereich lautet:
Ir= -(Pa + pb) (Pb - Pa)dt/2 ωΔr (2)
wobei:
die Dichte des akustischen Mediums ist;
ω die Frequenz in rad ist;
Δr der effektive Mikrophonabstand ist;
pa der Schalldruck an dem Mikrophon a ist;
pb der Schalldruck an dem Mikrophon b ist;
Ir die Schallintensität in der Richtung r von a nach b ist; und
Im(GAB) den Imaginärteil des Kreuzspektrums zwischen Pa und Pb darstellt.
Die notwendigen Messungen, um die oben im einzelnen angegebenen Berechnungen durchzuführen, können unter Verwendung zweier unterschiedlicher Gerätetypen durchgeführt werden: Spektrumanalysatoren unter Verwendung der schnellen Fouriertransformation (FFT) und Echtzeit-Oktavanalysatoren. Jedes derselben weist seine jeweiligen Vorteile und Nachteile auf.
Ein FFT-Analysator, beispielsweise der Hewlett-Packard HP 35660A und 35665A, arbeitet durch das digitale Abtasten eines analogen Eingangssignals und das Durchführen einer schnellen Fouriertransformation auf den abgetasteten Daten, um die spektrale Zusammensetzung derselben zu bestimmen. Die Ergebnisse der Fourieranalyse sind eine Reihe von spektralen Koeffizienten, wobei jeweils einer einem jeweiligen einer Mehrzahl von Frequenz-"Fächern" entspricht.
Ein Nachteil der FFT-Analysatortechnik besteht darin, daß die Frequenzfächer, in die die Fourieranalyse die spektrale Zusammensetzung auflöst, frequenzmäßig gleichmäßig beabstandet sind. Eine 400-Fach-Analyse des Spektrums zwischen 0 und 10 KHz hat beispielsweise Fächer zur Folge, die jeweils 25 Hz entsprechen. Während eine solche Auflösung für höhere Frequenzen mehr als ausreichend ist, reicht sie für geringe Frequenzen nicht aus.
Um eine adäquate Auflösung bei geringen Frequenzen zu liefern, ist allgemein eine zweite FFT-Messung, die einen kleineren Frequenzbereich überspannt (beispielsweise 0 bis 1 KHz) erforderlich. Die Ergebnisse der zwei Messungen werden dann kombiniert, um ein endgültiges Ergebnis zu ergeben. Diese Prozedur ist jedoch problematisch, da ein einzelnes Gerät nicht beide Messungen gleichzeitig durchführen kann. Die kombinierte Messung spiegelt stattdessen zwei unterschiedliche Messungen, die zu zwei unterschiedlichen Zeiten durchgeführt werden, wider. Dieser Nicht-Echtzeitbetrieb ist häufig nicht akzeptabel.
Echtzeit-Oktavanalysatoren verwenden im Gegensatz dazu eine Reihe von Bandpaßfiltern (die häufig digital in einem abgetasteten Datensystem implementiert sind), um die spektrale Zusammensetzung zu bestimmen. Diese Filter sind allgemein an logarithmisch beabstandeten Frequenzen zentriert (häufig in Ein-Drittel-Oktav-Schritten), wodurch dieselben bei zunehmend geringeren Frequenzen eine zunehmend feinere Auflösung liefern.
(Das menschliche Ohr nimmt Schall auf eine logarithmische Weise wahr, was die auf Oktaven basierende Analyse zu einer verbreiteten Meßart macht. Ferner sind die meisten akustischen Standards, beispielsweise "IEC 1043 Instruments for the Measurement of Sound Standard" auf diese Weise spezifiziert.)
Mehrere Echtzeit-Oktavanalysatoren sind bekannt, einschließlich Bruel & Kjaer 2133 und der HP 35665A. (Der HP 35665A, der oben als ein FFT-Analysator angegeben wurde, kombiniert die Fähigkeiten einer FFT-Analyse und einer Echtzeit-Oktavanalyse in einem einzelnen Gerät.) Bei dem B&K 2133 wird die Schallintensität durch das Kombinieren der Ausgangssignale der Bandpaßfilter berechnet, um ein Gegenstück abgetasteter Daten zu dem Betrieb, der in der obigen Gleichung (2) beschrieben ist, durchzuführen.
Damit die Kreuzkanaldaten, die entweder mit einer FFT- oder einer Echtzeit-Oktav-Analysatormessungseinstellung erfaßt werden, brauchbar sind, müssen die Charakteristika der Sondenmikrophone exakt abgestimmt sein. Eine Amplitudenanpassung ist relativ einfach zu erhalten&sub1; (Ferner ist die Schallintensitätsberechnung weniger empfindlich auf eine Amplitudenfehlanpassung. Siehe Pope, wie oben.) Eine Phasenanpassung ist jedoch schwierig.
Zwei primäre Mechanismen tragen zu Phasenfehlanpassungen zwischen sonst identischen Mikrophonen bei. Der erste bezieht sich auf die Veränderlichkeit der Membrandämpfung. Dieses pHänomen zeigt sich speziell bei Frequenzen oberhalb von wenigen hundert Hertz. Aufgrund der Herstellungstoleranzen können sonst identische Mikrophone üblicherweise einen Unterschied in der Phasenantwort von mehreren Grad zeigen, wenn bei 1 KHz gemessen wird.
Der zweite Mechanismus, der zu einer Mikrophon-Phasenfehlanpassung beiträgt, ist eine Wechselwirkung zwischen einem Hohlraum hinter der Mikrophonmembran und einem Loch, das diesen Hohlraum in die Atmosphäre entlüftet, was effektiv ein akustisches Tiefpaßfilter erzeugt. Unterschiede bei diesem statischen Druckausgleich zwischen Mikrophonen kann eine Phasenabweichung zwischen sonst angepaßten Mikrophonen von bis zu drei Grad bei 20 Hz bewirken. (20 Hz ist typischerweise die untere Frequenzgrenze für Schallintensitätsmessungen.)
Damit ein Paar von Mikrophonen erfolgreich für Schallintensitätsmessungen verwendet werden kann, sollten ihre Phasencharakteristika im allgemeinen angepaßt sein, um über den gesamten interessierenden Meßbereich innerhalb von 0,3º zu liegen. (Dieser 0,3º-Wert ist sehr anwendungsabhängig). In einigen Fällen kann eine Abweichung von bis zu 1º annehmbar sein. In anderen kann eine Abweichung von weniger als 0,1º erforderlich sein.) Wie angemerkt wurde, können gegenwärtige Herstellungsverfahren Mikrophone nur innerhalb von etwa 3º zuverlässig anpassen, was eine Größenordnung höher ist als die näherungsweise Schwellenanforderung. Folglich müssen Mikrophone allgemein durch langwierige manuelle Auswahlverfahren angepaßt werden.
Der Niederfrequenz-Phasenfehler ist üblicherweise der kritischste beim Durchführen von Schallintensitätsmessungen. Wie angemerkt wurde, ist die Schallintensitätsmessung eine Vektormessung. Die Richtung des gemessenen Schalls wird durch die Phasenverzögerung bestimmt, mit der der gleiche Schall die zwei Mikrophone erreicht. Da bei geringen Frequenzen die Schallwellenlänge mehrere Meter lang ist, und die Mikrophone nur um 1 cm oder 2 beabstandet sein können, ist die Phasenverzögerung cos , die außerachsigen Schallvektoren zugeordnet ist, ziemlich klein und würde sogar durch kleine Phasenfehler überdeckt werden ( ist hierbei der Winkel zwischen dem Intensitätsvektor und der Mittellinie der Mikrophone).
Wenn das Problem eines Niederfrequenz-Phasenfehlers gelöst werden könnte, wäre die verbleibende Aufgabe der Auswahl von Mikrophonen durch die manuelle Anpassung der Hochfrequenzantworten beträchtlich vereinfacht.
Während bei Echtzeit-Oktavanalysatoren die Mikrophone selbst exakt angepaßt sein müssen, ist es bei FFT-Analysatoren möglich, die Mikrophone unter Verwendung von Korrekturfaktoren intern in dem Analysator anzupassen. Speziell ist es möglich, den Phasenfehler zwischen einem Paar von Mikrophonen in dem Frequenzbereich zu bestimmen und nachfolgend das Kreuzspektrum zwischen den Mikrophonen mit der konjugiert komplexen Zahl dieses Fehlerterms zu multiplizieren, um die Korrektur zu bewirken. Dieses Verfahren wurde für viele Jahre bei FFT-Geräten verwendet.
(Um den Phasenfehler zwischen einem Paar von Mikrophonen zu bestimmen, kann eine Anzahl von unterschiedlichen Verfahren verwendet werden. Beispiele sind diejenigen, die bei Chung, J.Y., "Cross-Spectral Method of Measuring Acoustic Intensity Without Error Caused by Instrument Phase Mismatch", Journal of the Acoustical Society of America, Bd. 64, Nr. 6, 1978, S. 1613 - 16 und Seybert, A.F., "Measurement of Phase Mismatch Between Two Microphones", NOISE-CON 85 Proceedings, 1985, S. 423 - 28, beschrieben sind.)
Echtzeit-Oktavanalysatoren waren früher zu diesem Typ einer Phasenkorrektur nicht fähig. Folglich wurde umfassende Forschung bezüglich Methodologien zum Herstellen von eng angepaßten Mikrophonen durchgeführt. Beispielhaft für diese Arbeit sind: Frederiksen, E., Phase Characteristics of Microphones for Intensity Probes", Proceedings of 2nd International Congress on Acoustic Intensity, Senlis, 1985, S. 50 - - 57; und Frederiksen, E. u.a., "Pressure Microphones for Intensity Measurements with Significantly Improved Phase Properties", Bruel & Kjaer Technical Review, Nr. 4, 1986, S. 11 - 21. Das letztgenannte Papier schlägt eine Lösung für eine Niederfrequenz-Phasenfehlanpassung durch eine mechanische Kompensation vor - nämlich die Hinzufügung von zwei zusätzlichen Hohlräumen hinter der Membran, um die Wirkung von Niederfrequenz-Lüftungs-Hohlraumresonanzen zu dämpfen, und somit Phasenabweichungen zwischen Mikrophonen zu minimieren. Mikrophone, die für eine Phasengenauigkeit optimiert sind, sind auch in US-A-4887300 und US-A-4777650 gezeigt. Obwohl dieselben wirksam sind, haben derartige Lösungsansätze signifikant erhöhte Herstellungskosten zur Folge.
Die US-A-4306113 offenbart ein Verfahren zum Korrigieren von Fehlern in der Gesamtreproduktionscharakteristik eines Audiosystems, das in einen Wohnraum eingebaut ist. Das Verfahren umfaßt die Schritte des Erzeugens eines Testsignals als einem Eingangssignal in das Audiosystem und des Umwandelns des resultierenden Schalls, der durch das System und seine Raumumgebung erzeugt wird, in gespeicherte Daten, deren Werte eine Funktion des Schalls sind. Diese Daten werden dann von dem Wohnraum zu einem Verarbeitungszentrum übermittelt. In dem Verarbeitungszentrum werden die gespeicherten Daten gelesen und verwendet, um die Charakteristika eines Equalizers derart einzustellen, daß, wenn derselbe in ein Audiosystem eingebaut ist, derselbe die gewünschte Korrektur des Ausgangssignals desselben ergibt. Danach wird der resultierende Equalizer zu dem Wohnraum transportiert und in das Audiosystem eingebaut.
Die US-A-4658367 offenbart einen Pol- und Nullstellen-Analysator, der die Pole und Nullstellen eines Geräts zum Anlegen eines Stimulussignals an das Gerät bestimmt. Das Stimulus- und das Antwort-Signal werden erfaßt, und die Auto- und Kreuzspektren werden berechnet. Eine abgeschätzte Übertragungsfunktion wird nach der Methode der kleinsten Quadrate an eine gemessene Übertragungsfunktion, die aus den Auto- und Kreuz-Spektren erhalten wird, angepaßt, wobei die Pole und Nullstellen als die Wurzeln der abgeschätzten Übertragungsfunktion erhalten werden. Ungenauigkeit aufgrund eines Rauschens werden durch das Heraussubtrahieren einer Rauschvorspannung von dem quadrierten Kreuzspektrum, das während der Anpassung nach dem Verfahren der kleinsten Quadrate erhalten wird, und durch das Orthogonalisieren einer Datenmatrix, die bei der Bestimmung der Koeffizienten der abgeschätzten Übertragungsfunktion verwendet wird, minimiert.
Die Merkmale der Erfindung sind durch Anspruch 1 definiert.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm eines Echtzeit- Drittel-Oktav-Analysators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 ein Diagramm, das ein Kreuzspektrum des Rosa-Rauschens zeigt, das durch ein Paar von nicht-angepaßten Mikrophonen in einem Referenzzustand und in einem geschalteten Zustand als eine Funktion der Frequenz abgetastet wurde.
Fig. 3 ein Diagramm des Mikrophonphasenfehlers, der aus Fig. 2 bestimmt wurde, und eine Korrekturkurve, die mit drei Polen und drei Nullstellen synthetisiert ist.
Fig. 4 ein Diagramm des Mikrophonphasenfehlers nach der Korrektur durch die Vorrichtung von Fig. 1.
Fig. 5 ein Blockdiagramm einer kanonischen Direktform-II- Implementierung des Zeitbereichs-Phasenkorrekturfilters, das bei dem Analysator von Fig. 1 verwendet ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG

Bezugnehmend auf Fig. 1 weist ein Ein-Drittel-Oktav-Analysator 10 gemäß der vorliegenden Erfindung zwei Meßkanäle A und B auf. Nur der Kanal A ist dargestellt. Der Kanal B ist identisch mit Ausnahme des Weglassens eines Filters 12, wie nachfolgend im einzelnen beschrieben wird.
Der Kanal A weist ein Mikrophon 14, ein analoges Antialiasing-Filter 16, einen Analog/Digital-Wandler 18 (A/D-Wandler) und eine Reihe von Analysestufen 20 auf. Jede Analysestufe 20 weist ein digitales Antialiasing-Tiefpaßfilter 22, eine Dezimierungsstufe 24 und drei digitale Ein-Drittel-Oktav-Bandpaßfilter 26/26'/26" auf.
Das Mikrophon 14 ist eines von den zwei Mikrophonen, die die Schallintensitätssonde aufweist. Das Ausgangssignal von diesem Mikrophon wird durch das analoge Antialiasing-Filter 16 tiefpaßgefiltert, um spektrale Komponenten über 25,6 KHz zu dämpfen. Dieses bandbegrenzte Signal wird dann durch den A/D-Wandler 18 65.536 (2¹&sup6;) mal pro Sekunde abgetastet.
Das abgetastete Signal von dem Wandler 18 wird zu der ersten Analysestufe 20a geliefert, die die ankommenden abgetasteten Daten mit dem Filter 22a tiefpaßfiltert, um Komponenten oberhalb von 12,8 KHz zu dämpfen. Das gefilterte Signal wird dann durch die Dezimierungsvorrichtung 24a dezimiert. (Dezimierung bezieht sich auf ein bekanntes Verfahren, bei dem periodische Datenabtastwerte, die für die Erfüllung des Nyquist-Kriteriums nicht wesentlich sind, ignoriert werden. Hierbei erlaubt die Dezimierung, daß alle unteren Voll-Oktavbänder mit der Rechenleistung analysiert werden, die normalerweise erforderlich wäre, um eine einzelne Oktave bei der ursprünglichen Abtastrate von 65.536 KHz zu analysieren.)
Das dezimierte Ausgangssignal (das nun aus 32.768 Abtastwerten/Sekunde besteht) wird den drei digitalen Bandpaßfiltern 26a, 26a' und 26a" zugeführt (Filter des Typs 1-D, ANSI Std. S1.11 1986, 3. Ordnung), die das abgetastete Spektrum in Ein-Drittel-Oktavbänder, die bei 8.000, 6.250 bzw. 5.000 Hz zentriert sind, auflöst.
Das Ausgangssignal von der ersten Dezimierungsvorrichtung 24a liefert die abgetasteten Daten, die durch die zweite Analysestufe 20b verwendet werden. Diese Daten werden wiederum tiefpaßgefiltert (dieses Mal bei 6,4 KHz), dezimiert (auf 16.384 Abtastwerte/Sekunde) und zu digitalen Ein-Drittel-Oktav-Filtern 26b, 26b' und 26b" geliefert, die bei 4.000, 3.125 bzw. 2.500 Hz zentriert sind.
Da die Dezimierung die Abtastrate halbiert und da die Analysebänder ebenfalls eine Beziehung durch Zwei aufweisen (per ANSI Std. S1.11 - 1986, Basis-2-System von digitalen Ein-Drittel-Oktav-Filtern), sind die Positionen der Pole und Nullstellen der Filter 26b/26b'/26b" zufälligerweise die gleichen wie diejenigen der Filter 26a/26a'/26a". Dies erleichtert die Implementierung der Bandpaßfilter stark, da der gleiche Satz von drei Filtern, die in der Stufe 20a verwendet sind, einfach in der Stufe 20b wiederholt wird.
Zusätzliche Analysestufen 20c, 20d und 20e sind eine nach der anderen in gleicher Weise kaskadiert. Jede unterzieht das Eingangssignal einer Tiefpaßfilterung bei der halben Frequenz des vorherigen Filters, dezimiert durch zwei und löst die dezimierten Daten in die nächsten drei tieferen Ein-Drittel-Oktavbänder auf. Wiederum ermöglicht die Dezimierung der Daten, gekoppelt mit der Halbierung der Analysebänder, daß der gleiche Satz von drei Filtern in jeder aufeinanderfolgenden Stufe verwendet wird.
Eine Analysestufe 20f weist ein Filter 12 auf, das weder in den anderen Analysestufen noch in dem anderen Meßkanal ("B") zu finden ist. Das dargestellte Filter 12 ist ein adaptives Zeitbereichs-IIR-Filter mit Einheitsverstärkung (IIR = Infinite Impulse Response), dessen Zweck darin besteht, Phasenfehlern entgegenzuwirken, die den Sondenmikrophonen 14 bei Frequenzen unterhalb von 300 Hz zugeordnet sind. Die spezielle Art und Weise, auf die die Pole und Nullstellen dieses Filters bestimmt werden, wird detailliert nachfolgend bezugnehmend auf die Fig. 2 bis 4 erklärt und dargestellt.
Zuerst wird der Phasenfehler zwischen den zwei Sondenmikrophonen bestimmt. Ein geeignetes Verfahren wird von Chung, siehe oben, beschrieben. Das Verfahren von Chung ist elementar eine Schaltungs-Schalttechnik, bei der das Kreuzspektrum einmal gemessen wird (was ein gemessenes Spektrum GAB ergibt) und dann nochmals mit umgeschalteten Mikrophonen gemessen wird (was ein gemessenes Spektrum GSAB ergibt). Das Umschalten ermöglicht, daß sich die Phasenantwort aufgrund der tatsächlichen Intensität bei einer Division kürzt, was nur den Probenphasenfehlerterm in der folgenden Gleichung beläßt:
ejΘe (GAB / GS*AB)½ (3)
wobei ejΘe der Phasenfehler als eine Funktion der Frequenz ist; und
GS*AB die komplexe Konjugierte von GSAB ist.
In gleicher Weise kürzt sich der Phasenfehler bei der Multiplikation von GAB und GS*AB, was eine Abschätzung des Kreuzspektrums, das frei von Fehlern aufgrund der Phasenfehlanpassung ist, ergibt. Diese Abschätzung würde dann in Gleichung (1) eingefügt.
Fig. 3 zeigt durch die Kurve 30 das konjugierte Ergebnis dieser Berechnung für die Daten GAB und GSAB, die in Fig. 2 gezeigt sind. Die Konjugierte des Phasenfehlers wird als eine Basis für das Korrekturfilter 12 verwendet.
Es ist möglich, eine Korrekturfilterübertragungsfunktion zu synthetisieren, die willkürlich nahe an der Kurve 30 ist. Die Kurve 32 in Fig. 3 zeigt eine Übertragungsfunktion, die unter Verwendung von drei Polen und drei Nullstellen synthetisiert ist. Eine solche Näherung ist für die meisten Anwendungen adäquat.
Die Methodologie, die verwendet ist, um eine Zeitbereichsfilter-Übertragungsfunktion aus Daten, beispielsweise denen, die durch die Kurve 30 dargestellt sind, zu synthetisieren, ist in der Technik seit vielen Jahren bekannt und beispielsweise in den U.S.-Patenten 4654808, 4654809 und 4658367 dargestellt. Im besten Modus werden die Chung-Mikrophonphasenfehlermessungen auf einem FFT-Analysator HP 3563A, der die eingebaute Fähigkeit besitzt, eine synthetisierte S-Bereichs-Übertragungsfunktion unter Verwendung der Methodologie, die in diesen Patenten offenbart ist, an eine willkürliche Kurve anzupassen, durchgeführt.
Das Ausgangssignal des Kurvenanpassungsverfahrens sind Daten, die die Pole und Nullstellen der synthetisierten Übertragungsfunktion darstellen.
In einigen Fällen kann die Kurvenanpassungsmethodologie, die in den oben genannten Patenten beschrieben und in dem Analysator HP 3563A implementiert ist, Pole auf der rechten Seite der S-Ebene zur Folge haben, was das resultierende Filter nicht realisierbar macht. Es wurde herausgefunden, daß es, um dieses Ergebnis zu vermeiden, hilfreich ist, von vorne herein (a priori) einen der Pole auf 0 Hz (DC) festzulegen. (Ferner kann eine Plazierung der Pole und Nullstellen a priori das Erzeugen von gleichmäßigen Verstärkungsfaktoren aus dem Kurvenanpassungsverfahren unterstützen. Eine physikalische Rechtfertigung für das Wählen von zusätzlichen festgelegten Polstellen ist in der Grenzfrequenz des aktustischen Tiefpaßfilters, das durch die Mikrophon-Belüftungshohlraum-Wechselwirkung erzeugt wird, zu finden.)
Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ergab, wenn einer der Pole auf den Ursprung der S-Ebene festgelegt wurde, die Pol/Nullstellen-Synthesefunktion die folgenden Pole und Nullstellen (jeder derselben liegt hierbei entlang der realen S-Achse):
Der HP 3563A bestimmt normalerweise die synthetisierte Übertragungsfunktion in der S-Ebene. Jedoch ist eine Umwandlung in den Z-Bereich unter Verwendung der bilinearen Transformation einfach - ein Merkmal, das ebenfalls als eine automatisierte Operation in dem Analysator HP 3563A implementiert ist.
Unter Verwendung einer Vorverschiebungsfrequenz von 200 Hz werden im Z-Bereich die folgenden Pol-Nullstellen-Positionen erhalten:
(Vorverschiebung bezieht sich auf die Frequenz, bei der die S- und Z-Bereichs-Darstellungen zusammenfallen.)
Die Filterübertragungsfunktion in dem Z-Bereich ist wie folgt dargestellt:
Die Pol-Nullstellen-Gleichung für H(z) kann geschrieben werden, indem cr gleich den Nullstellenpositionen und dk gleich den Polpositionen eingestellt werden. Sobald dieselbe in dem Z-Bereich ist, kann die Übertragungsfunktion in eine Polynomform erweitert werden. Die Polynomkoeffizienten von z können dann verwendet werden, um das synthetisierte Korrekturfilter in einer Konfiguration, die als kanonische Direktform II bezeichnet wird, zu implementieren. Die Nicht-Einheits-Verstärkung des Korrekturfilters ist durch einen Faktor von A skaliert,
Eine solche Implementierung für das oben beschriebene Filter ist in Fig. 5 gezeigt, wobei dasselbe als eine IIR-Topologie zu erkennen ist. Bei diesem Beispiel sind die Koeffizienten real, obwohl sie dies nicht sein müssen, Die Koeffizienten sind ferner erwünschterweise umprogrammierbar, was ermöglicht, daß das Filter an unterschiedliche Mikrophone angepaßt wird, oder um Fehler in einem einzelnen Satz von Mikrophonen zeitlich zu verfolgen.
Fig. 4 zeigt den Probenphasenfehler nach der Korrektur durch das Zeitbereichs-Korrekturfilter 12 (Kurve 34) und vergleicht denselben mit dem Phasenfehler vor der Korrektur (Kurve 30). Wie zu sehen ist, sind die Phasenfehler stark minimiert.
(Die Kurven der Fig. 2 bis 4 wurden bei einer Konzeptkontrollmessung unter Verwendung zufällig ausgewählter Mikrophone in einer nicht-schalltoten Umgebung erhalten. Eine Fehlerkorrektur im wesentlichen über die dargestellte hinaus kann bei stärker gesteuerten Bedingungen erhalten werden.)
Zurückkehrend zu Fig. 1 wird das Ausgangssignal von dem Korrekturfilter 12 Ein-Drittel-Oktav-Filtern 26f/26f'/26f" zugeführt, die bei 250, 200 bzw. 160 Hz zentriert sind. Dann folgt eine kaskadierte Anordnung, wie die oben beschriebene, wobei Analysestufen 20g und 20h Ausgangssignale für die untersten zwei Oktaven (125/100/80 Hz und 62,5/50/40 Hz) erzeugen.
Um die Schallintensität zu bestimmen, werden die Ausgangssignale von den Ein-Drittel-Oktav-Bandpaßfiltern 26f/26f'/26f" des Kanals A mit den jeweiligen Gegenstücken des Kanals B auf die herkömmliche Art und Weise, die durch Gleichung (2) ausgedrückt ist, kombiniert.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Analysestufen 20 einschließlich des Zeitbereichs-Korrekturfilters 12 unter Verwendung einer digitalen Universal-Signalverarbeitungsschaltung implementiert, beispielsweise der Motorola MC56001. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel sind nur die Bandpaßfilter unter Verwendung einer Universal-DSP- Schaltung (DSP = Digital Signal Processing = digitale Signalverarbeitung) implementiert, während die Dezimierungsvorrichtungen 24 und die Tiefpaßfilter 22 der Analysestufen in einem kundenspezifischen Gatterarray implementiert sind.
Bei der besten Durchführungsart der Anmelderin sind die oben beschriebenen Schritte der Mikrophon-Kalibrierung und -Korrektur in eine automatisierte Prozedur integriert, die in einem Mehrkanal-FFT/Echtzeit-Oktav-Analysatorgerät programmiert ist. Auf das Ausführen dieser Prozedur hin führt das Gerät folgende Schritte durch: Liefern von Mikrophon-Einstellungs-Befehlen zu einem Benutzer, Liefern einer Rosa- Rausch-Quelle, Erfassen (im FFT-Modus) eines ersten Kreuzspektrums, Anweisen des Benutzers, die Mikrophone umzuschalten (unter der Annahme, daß die Chung-Prozedur verwendet wird), Erfassen eines zweiten Kreuzspektrums (wiederum im FFT-Modus), Durchführen der Operation der Gleichung (3), um den Phasenfehler zu bestimmen, Synthetisieren der Koeffizienten für ein Korrekturfilter entsprechend der patentierten Kurvenanpassungsprozedur, Implementieren des Korrekturfilters in der Echtzeit-Oktav-Analysatorarchitektur von Fig. 1, und nachfolgend Liefern einer Anzeige zu dem Benutzer, daß das System kalibriert und kompensiert wurde, und bereit ist, um Schallintensitätsmessungen durchzuführen. Daten, die nachfolgend durch das kalibrierte System erfaßt werden, werden entsprechend dem abgetasteten Datengegenstück der Gleichung (2) verarbeitet, um eine Echtzeit-Schallintensitätsmessung zu ergeben.
Die Grundsätze meiner Erfindung wurden bezugnehmend auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel derselben beschrieben und dargestellt. Es ist jedoch offensichtlich, daß die Erfindung in Anordnung und Detail modifiziert werden kann, ohne von solchen Grundsätzen abzuweichen. Beispielsweise ist es, obwohl die Erfindung bezugnehmend auf ein Zeitbereichs-Korrekturfilter, das genau für tiefe Frequenzen optimiert ist, dargestellt wurde, offensichtlich, daß die gleichen Grundsätze eine Kompensation über eine willkürlich breite Bandbreite ermöglichen. (Mehr als drei Pole und Nullstellen können in Filtern, die angepaßt sind, um das gesamte Meßband zu kompensieren, erwünscht sein.) Obwohl die Erfindung bezugnehmend auf eine Vorrichtung, die ein einzelnes adaptives Zeitbereichs-Korrekturfilter verwendet, dargestellt wurde, ist es in gleicher Weise offensichtlich, daß bei anderen Ausführungsbeispielen eine Mehrzahl solcher Filter vorteilhaft verwendet werden können. Mehrere serielle Korrekturfilter können eine exaktere maßgeschneiderte Phasenkorrekturkurve ermöglichen. Ein Filter kann höhere Frequenzphasenfehler korrigieren (und bei tiefen Frequenzen keinerlei Wirkung besitzen), während ein anderes Filter Phasenfehler niedrigerer Frequenzen korrigieren kann. Alternativ können mehrere Filter verwendet werden, indem eines zwischen der Dezimierungsvorrichtung 24 und den Filtern 26/26'/26" jeder Analysestufe 20 angeordnet wird, und nicht seriell in der Kette von Analysestufen. Überdies können mehrere Filter verwendet werden, indem eines oder mehrere in jedem Meßkanal plaziert werden, wobei es in diesem Fall die Phasendifferenz zwischen den Filterübertragungsfunktionen ist, die wirksam implementiert wird.
Obwohl die Erfindung bezugnehmend auf ein Drei-Pol-Nullstellen-Korrekturfilter dargestellt wurde, ist es offensichtlich, daß in anderen Situationen andere Filter als geeignet herausgefunden werden können. Wenn die Mikrophone beispielsweise ziemlich eng angepaßt sind, kann ein Einzelterm-Korrekturfilter ausreichend sein. Obwohl die Erfindung bezugnehmend auf eine S-Bereichs-Kurvenanpaßvorrichtung mit einer nachfolgenden bilinearen Transformation, um die Z-Bereichs- Topologie zu erzeugen, dargestellt wurde, können bei anderen Ausführungsbeispielen die Pole und Nullstellen direkt durch eine Z-Bereichs-Kurvenanpaßvorrichtung bestimmt werden, beispielsweise eine solche, die in dem HP 3563A zu finden ist. Obwohl die Erfindung schließlich bezugnehmend auf eine adaptive IIR-Filter-Topologie für das Zeitbereichs-Korrekturfilter dargestellt wurde, ist es offensichtlich, daß andere Phasenkompensationsfilter-Topologien ohne weiteres verwendet werden können.
Hinsichtlich der großen Vielzahl von Ausführungsbeispielen, auf die die Grundsätze der Erfindung angewendet werden können, sollte es offensichtlich sein, daß das detaillierte Ausführungsbeispiel lediglich veranschaulichend ist und nicht als den Schutzbereich der Erfindung, wie sie durch die folgenden Ansprüche und Äquivalente derselben definiert ist, begrenzend verwendet werden sollte.

Claims

1. Ein Verfahren zum Bestimmen einer Schallintensität mit folgenden Schritten:

Bestimmen einer Phasenfehlerfunktion, die Signalen von einem ersten (14) und einem zweiten Mikrophon zugeordnet ist;

Verarbeiten eines Ausgangssignals von dem ersten Mikrophon (14) durch eine erste Reihe von Bandpaßfiltern (26, 26', 26"), um die spektrale Zusammensetzung desselben zu bestimmen;

Verarbeiten eines Ausgangssignals von dem zweiten Mikrophon durch eine zweite Reihe von Bandpaßfiltern, um die spektrale Zusammensetzung desselben zu bestimmen; und

Analysieren der Ausgangssignale von der ersten und der zweiten Reihe von Bandpaßfiltern, um die Schallintensität zu bestimmen;

wobei zumindest einer der Verarbeitungsschritte ferner eine Zeitbereichsfilterung (12) umfaßt, um eine Korrektur bezüglich der bestimmten Phasenfehlerfunktion durchzuführen.

2. Ein Verfahren gemäß Anspruch 1, das ferner folgende Schritte aufweist:

Bestimmen einer Übertragungscharakteristik, um den Phasenfehler zu kompensieren;

Synthetisieren einer Übertragungsfunktion, die näherungsweise der übertragungscharakteristik entspricht; und

Programmieren eines adaptiven digitalen Filters entsprechend der synthetisierten Übertragungsfunktion, um die Zeitbereichsfilterung durchzuführen, um eine Korrektur bezüglich der bestimmten Phasenfehlerfunktion durchzuführen.

3. Ein Verfahren gemäß Anspruch 2, bei dem eine Pol/Nullstellen-Übertragungsfunktion synthetisiert wird.

4. Ein Verfahren gemäß Anspruch 2, bei dem die Übertragungsfunktion näherungsweise einer komplexen Konjugierten der bestimmten Phasenfehlerfunktion entspricht.

5. Ein Verfahren gemäß Anspruch 3, das ferner das Festlegen eines Pols der synthetisierten Übertragungsfunktion auf Gleichstrom umfaßt, wenn die Übertragungsfunktion synthetisiert wird.

6. Ein Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, das ferner die Verwendung eines Einzelmeßgeräts umfaßt, um FFT-Analysen der Signale von dem ersten und dem zweiten Mikrophon durchzuführen, wodurch die Phasenfehlerfunktion aus den FFT-Analysen bestimmt wird.

7. Ein Verfahren gemäß Anspruch 6, das ferner die Verwendung des gleichen Meßgeräts umfaßt, um FFT-Analysen von Kreuzspektren unter Verwendung der Mikrophone bezugnehmend auf umgeschaltete Zustände durchzuführen, und um aus den Kreuzspektren eine Phasenfehlerfunktion zu bestimmen, die den Mikrophonsignalen zugeordnet ist.

8. Vorrichtung zum Bestimmen einer Schallintensität mit folgenden Merkmalen:

einer Einrichtung zum Bestimmen einer Phasenfehlerfunktion, die Signalen von einem ersten (14) und einem zweiten Mikrophon zugeordnet ist;

einer Einrichtung (10) zum Verarbeiten eines Ausgangssignals von dem ersten Mikrophon (14) durch eine Reihe von Bandpaßfiltern (26, 26', 26"), um die spektrale Zusammensetzung desselben zu bestimmen;

einer Einrichtung zum Verarbeiten eines Ausgangssignals von dem zweiten Mikrophon durch eine zweite Reihe von Bandpaßfiltern, um die spektrale Zusammensetzung desselben zu bestimmen; und

einer Einrichtung zum Analysieren von Ausgangssignalen von der ersten und der zweiten Reihe von Bandpaßfiltern, um die Schallintensität zu bestimmen, wobei zumindest eine der Verarbeitungseinrichtungen eine Einrichtung zur Zeitbereichsfilterung (12) aufweist, um eine Korrektur bezüglich der bestimmten Phasenfehlerfunktion durchzuführen.

9. Vorrichtung gemäß Anspruch 8, bei der jede der Verarbeitungseinrichtungen folgende Merkmale aufweist:

ein Antialiasingfilter (16) zum Empfangen des Ausgangssignals von dem jeweiligen Mikrophon;

einen Analog/Digital-Wandler (18), der mit dem Ausgang des Antialiasingfilters (16) verbunden ist;

eine Mehrzahl von aufeinanderfolgenden Analysestufen (20a bis 20e), von denen jede einen Eingang, einen Ausgang und zumindest ein Bandpaßfilter (26a, 26a', 26a"), das derselben zugeordnet ist, aufweist, wobei der Eingang der ersten Analysestufe (20a) mit einem Ausgang des Analog/Digital-Wandlers (18) gekoppelt ist, und wobei der Eingang jeder nachfolgenden Analysestufe (20a bis 20e) mit dem Ausgang einer vorherigen Analysestufe gekoppelt ist.

10. Vorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der das digitale Zeitbereichsfilter ein Filter mit unbegrenzter Impulsantwort (IIR-Filter) ist.

11. Vorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der das digitale Zeitbereichsfilter einen Pol bei Gleichstrom aufweist.

12. Vorrichtung gemäß Anspruch 9, bei der das digitale Zeitbereichsfilter programmierbar ist, so daß dasselbe angepaßt sein kann, um Phasenfehler, die einer Vielzahl von Eingangssignalquellen zugeordnet sind, zu kompensieren.