DE102006047197B3 - Vorrichtung und Verfahren zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals zur Reduktion von Aliasing-Effekten - Google Patents

Vorrichtung und Verfahren zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals zur Reduktion von Aliasing-Effekten Download PDF

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Abstract

Zum Verarbeiten eines Subband-Signals einer Mehrzahl von reellen Subband-Signalen, die eine durch eine Analyse-Filterbank erzeugte Darstellung eines reellen zeitdiskreten Signals sind, wird ein Gewichter zum Gewichten eines Subband-Signals mit einem für das Subband-Signal bestimmten Gewichtungsfaktor vorgesehen, um ein gewichtetes Subband-Signal zu erhalten. Ferner wird durch einen Korrekturterm-Bestimmer ein Korrekturterm berechnet, wobei der Korrekturterm-Bestimmer ausgebildet ist, um den Korrekturterm unter Verwendung wenigstens eines weiteren Subband-Signals und unter Verwendung eines weiteren Gewichtungsfaktors, der für das weitere Subband-Signal vorgesehen ist, zu berechnen, wobei sich die beiden Gewichtungsfaktoren unterscheiden. Der Korrekturterm wird dann mit dem gewichteten Subband-Signal kombiniert, um ein korrigiertes Subband-Signal zu erhalten, das zu einem reduzierten Aliasing führt, selbst wenn Subband-Signale unterschiedlich stark gewichtet werden.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Verarbeitung von Audio- oder Videosignalen und insbesondere auf Filterbänke zum Umsetzen eines Signals in eine spektrale Darstellung, wobei die spektrale Darstellung Bandpasssignale oder Spektralkoeffizienten aufweist.
  • In Anwendungen der Unterhaltungs- und Kommunikationselektronik ist häufig die Manipulationsmöglichkeit der Signalspektren durch frequenzselektive Anhebung oder Absenkung der Signalstärken gewünscht, beispielsweise für Equalizer-Funktionalitäten oder zur Echo-Unterdrückung. In Verbindung mit Audiocodierverfahren, die auf einer Spektralzerlegung des Eingangssignals basieren, liegt es nahe, hierzu die decodierten Spektralkomponenten (Teilband-Abtastwerte bzw. Transformationskoeffizienten) durch Multiplikation mit Verstärkungsfaktoren, die auch zeitlich veränderlich sein können, entsprechend zu verstärken bzw. abzuschwächen. Die hierbei verwendeten Filterbänke sind jedoch üblicherweise reellwertig und weisen eine kritische Abtastung auf. Folglich beinhalten die Teilbandsignale Aliasing-Komponenten, die sich zwar bei direkt nacheinander ausgeführter Zerlegung (Analyse) und Zusammenführung (Synthese) gegenseitig kompensieren, nicht jedoch nach einer oben beschriebenen Manipulation. Dies kann zu hörbaren Störungen, z.B. durch Amplitudenmodulation führen.
  • 5 zeigt ein Filterbandsystem mit einer Analyse-Filterbank 50 und einer Synthese-Filterbank 51. Ein zeitdiskretes Signal x(n) wird in eine Anzahl von N Bandpassfiltern 53 eingespeist, um Bandpasssignale zu erhalten, die dann von einem Dezimierer 54 pro Filterbankkanal dezimiert werden. Die dezimierten Bandpasssignale x0(m) bis xN-1(m) werden dann einer Equalizer-Stufe 55 zugeführt, wobei jedem Bandpasssignal ein spezieller Gewichtungskoeffizient g0, gl, ..., gN-1 zugeordnet ist. Die gewichteten Bandpasssignale y0 bis yN-1 werden dann jeweils einem Interpolierer 56 zugeführt und von einem jeweiligen Synthese-Filter g0, g1, gN-1 57 gefiltert. Die gefilterten Signale werden dann addiert mittels eines Addierers 58, um das Ausgangssignal y(n) an einem Ausgang 59 der Filterbank zu erhalten. Das Signal y(n) ist identisch zum Signal x(n), wenn sämtliche Verstärkungsfaktoren g0, g1, ..., gN-1 = 1 sind, und wenn die Filter 53 und 57 so eingestellt sind, dass die Filterbank perfekt rekonstruierend ist.
  • Es sei darauf hingewiesen, dass die Filter h0 typischerweise Cosinus-modulierte Versionen eines Prototyp-Tiefpassfilters sind, und dass die Synthese-Filter g0, g1, ... gN-1 ebenfalls entsprechend modulierte Versionen eines Prototyp-Filters sind, wobei ein Filter gi an ein Filter hi angepasst ist, so dass durch die Filterung keine Artefakte eingefügt werden.
  • Es existieren Filterbanken mit z.B. 20 Filterbankkanälen, derart, dass 20 Abtastwerte des Signals x(n) zu je einem Abtastwert eines Subband-Signals xi führen. In diesem Fall wird die Filterbank als maximal dezimiert bezeichnet. Typischerweise werden Filterbänke durch numerisch effiziente mathematische Verfahren realisiert, derart, dass das in jedem Kanal auftretende Filtern und anschließende Dezimieren in einem Verarbeitungsschritt ausgeführt werden, so dass an keiner Stelle ein undezimiertes Signal auftritt. Alternative Implementierungen sind jedoch ebenfalls bekannt und je nach Anforderung implementiert.
  • Wenn eine solche Filterbank sehr viele Kanäle hat, wie beispielsweise 1024 Kanäle, so stellt sie eine Transformation dar. Die Transformationsvorschrift implementiert gewissermaßen „in einem Schlag" das Filtern und Dezimieren. Eine MDCT mit 1024 Abtastwerten könnte somit durch den Analyse-Filterbank-Teil 50 in 5 beschrieben werden, wobei dann N = 1024 wäre und pro Block von Abtastwerten, der einer solchen Transformation zugeführt wird, ein einziges Sample eines „Subband-Signals" erzeugt wird. Der zeitliche Verlauf eines Subband-Signals würde sich dann ergeben, wenn man mehrere MDCT-Blöcke von Spektralkoeffizienten hat und wenn man den Wert der MDCT-Koeffzienten in den aufeinander folgenden Blöcken für einen Frequenzindex als zeitliches Signal auffasst. Insofern wird im Folgenden immer dann, wenn von Subbändern und Subband-Werten gesprochen wird, sowohl eine Subbandfilterung als auch eine Transformation angesprochen, ohne dass immer explizit darauf hingewiesen wird, dass eine Transformation eine maximale dezimierte Subbandfilterung darstellt, wobei die Anzahl der Kanäle N gleich der Anzahl von Transformationskoeffizienten ist.
  • Die kritische Abtastung der verwendeten Filterbanksignale führt dazu, dass Bandpassfilter einen. Überlappungsbereich haben, dass also z.B. die obere Hälfte des Durchgangsbereichs des Filters h0 mit der unteren Hälfte des benachbarten Filters h1 überlappt. Gleichzeitig überlappt der obere Bereich des Filters h1(n) den unteren Bereich des nächsten Filters h2(n). Befindet sich nunmehr eine Signalkomponente in diesem Überlappungsbereich, so wird sowohl das Subband-Signal x0(m) als auch das Subband-Signal x1(m) Informationen über diese Signalkomponente haben. Werden beide Subbänder identisch verstärkt durch den Verstärkungsfaktor g0 und g1, sind beide Verstärkungsfaktoren also gleich, so wird dieses Aliasing durch die Analyse-Filter g0, g1 und die anschließende Addition der Ausgangssignale der Filter g0 und g1 wieder bereinigt, so dass das Ausgangssignal y(n) artefaktfrei ist. Werden nun jedoch die beiden Signale x0, x1 unterschiedlich verstärkt, so wird auch der Anteil der Signalkomponenten im Überlappungsbereich unterschiedlich verstärkt, was dazu führt, dass das Empfangssignal y(n) nunmehr Aliasing hat, da die Synthese-Filterbank mit der un terschiedlichen Gewichtung für die beiden überlappenden Filter „nicht gerechnet" hat.
  • Derartige Artefakte lassen sich durch Verwendung komplexwertiger Filterbänke vermeiden, die jedoch keine kritische Abtastung aufweisen und somit für die Codierung ungeeignet sind. Andererseits werden derartige komplexwertige Filterbänke in Nachverarbeitungseinheiten verwendet, beispielsweise bei der Bandbreitenerweiterung (SBR) und bei der parametrischen Mehrkanalcodierung (BCC/EBCC).
  • Eine mögliche, jedoch aufwendige, Lösung dieses Problems bietet die reellwertige Synthese-Filterung mit anschließender komplexwertiger Analyse, Manipulation und komplexwertiger Synthese. Der Implementierungsaufwand dieses Ansatzes lässt sich deutlich reduzieren durch Approximation der sequentiellen Anwendung von reellwertiger Synthese und komplexwertiger Analyse durch eine sog. Multiband-Filterung zur Erzeugung der erforderlichen Imaginärteile ("r2i"). Nach einer entsprechenden Rückwandlung in Realteile ("i2r") kann dann die übliche rellwertige Synthese angewendet werden.
  • Eine solche aufwendige Lösung des Aliasing-Problems unter Verwendung einer komplexen Filterbank-Implementierung ist in 6 gezeigt. Das reelle in einer Subbanddarstellung vorliegende Signal wird mittels einer reellen Synthese-Filterbank in ein reelles Zeitsignal überführt, wie es in 6 als Ausgangssignal 61 der reellen Synthese-Filterbank 60 dargestellt ist. Dieses reelle Zeitsignal 61 wird dann einer komplexen Analyse-Filterbank 62 zugeführt, um komplexwertige Subband-Signale 63 zu erhalten. Diese komplexen Subband-Signale 63 werden dann einer Manipulationsstufe 64 zugeführt, die die Gewichtungsfaktoren ck bzw. Gewichtungsfaktoren gi von 5 empfängt, und die genauso wie die Equalizer-Stufe 55 von 5 aufgebaut sein kann. Am Ausgang der Manipulationsstufe 64 liegen dann manipulierte komplexwertige Subband-Signale 65 vor, die dann mit tels einer komplexen Synthese-Filterbank 66 in ein Ausgangssignal 67 überführt werden, das wieder ein reelles Signal ist. Um ein reelles Signal 67 zu erhalten, wird in der komplexen Synthese-Filterbank 66 entweder vor der Addition, die gleich der Addition des Addierers 58 von 5 sein kann, eine Realteilbildung vorgenommen wird, oder indem nach der Addition 58 eine Realteilbildung vorgenommen. Der Imaginärteil wird somit einfach weggeworfen. Die Verarbeitung mittels der komplexen Analyse-Filterbank/Synthese-Filterbank-Vorrichtung hat jedoch sichergestellt, dass durch unterschiedliche Manipulation benachbarter Subbänder keine Aliasing-Störungen im Ausgangssignal 67 mehr vorhanden sind.
  • Diese Lösung ist jedoch, wie ausgeführt worden ist, sehr aufwendig, da im Gegensatz zur direkten Manipulation von 5 eine zusätzliche komplexe Analyse-Filterbank und eine zusätzliche komplexe Synthese-Filterbank benötigt werden, wobei diese Filterbänke rechenaufwendig sind und auch zu einer Verzögerung führen, da die Analyse-Filter bzw. Synthese-Filter beträchtliche Filterlängen haben, die durchaus im Bereich größer 30 Filtertaps pro Filterbank, also sowohl auf Analyseseite als auch auf Syntheseseite liegen können. Andererseits wurde kein Aliasing eingeführt.
  • Die bereits weniger Aufwands-intensive Lösung ist die in 7 gezeigte Multiband-Filterung, wo zeitlich bzw. frequenzmäßig benachbarte Subband-Signale zusammengefasst werden, derart, dass die Verarbeitungsstufen 62, 66 von 6 nicht benötigt werden, sondern durch die r2i bzw. i2r-Blöcke von 7 ersetzt werden. Die Manipulation durch die Manipulationsstufe 64 oder 55 würde dann in der komplexen Darstellung, also zwischen den Stufen 70 und 71 bei 72 in 7 stattfinden.
  • Bei der Umwandlung von reell nach komplex (r2c) wird bisher die Hintereinanderschaltung von reellwertiger Synthese-Filterbank und komplexwertiger Analyse-Filterbank approxi miert. Hierfür wird zu jedem reellen Teilband-Abtastwert ein Imaginärteil durch Überlagerung von drei Filterausgangssignalen gebildet. Die drei Filter werden jeweils im betreffenden Teilband und in den beiden Nachbarbändern angewendet.
  • Entsprechend approximiert die Umwandlung von komplex nach reell (c2r) die Hintereinanderschaltung von komplexwertiger Synthese-Filterbank und reellwertiger Analyse-Filterbank. Hierfür wird der Realteil als Mittelwert des ursprünglichen reellen Teilband-Abtastwertes und der Überlagerung von drei Filterausgangssignalen gebildet. Die drei Filter werden jeweils auf die Imaginärteile im betreffenden Teilband und in den beiden Nachbarbändern angewendet.
  • Die Hintereinanderschaltung von r2c und c2r muss das ursprüngliche Teilbandsignal möglichst exakt rekonstruieren, um hörbare Störungen im Ausgangssignal zu vermeiden. Daher müssen die entsprechenden Filter relativ große Längen aufweisen.
  • Eine solche vorteilhaft einsetzbare Multibandfilterung ist in dem deutschen Patent DE 102 34 130 B3 offenbart. Eine Filterbankvorrichtung zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung eines zeitdiskreten Signals umfasst eine Einrichtung zum Erzeugen einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Signals, wobei die Spektraldarstellung zeitlich aufeinander folgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von reellen Spektralkoeffizienten aufweist. Ferner ist eine Einrichtung zum Nachverarbeiten der blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung vorgesehen, um eine blockweise komplexe approximierte Spektraldarstellung zu erhalten, die aufeinander folgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizienten und einen zweiten Teilspektralkoeffizienten darstellbar ist, wobei zumindest entweder der erste oder der zweite Teilspektralkoeffizient durch eine Kombination von zumindest zwei reellen Spektralkoeffizienten zu ermitteln ist. Der erste Teilspektralkoeffizient ist ein Realteil des komplexen approximierten Spektralkoeffizienten und der zweite Teilspektralkoeffizient ist ein Imaginärteil des komplexen approximierten Spektralkoeffizienten. Die Kombination ist eine Linearkombination, und die Einrichtung zum Nachverarbeiten ist ausgebildet, um zur Ermittlung eines komplexen Spektralkoeffizienten einer bestimmten Frequenz einen reellen Spektralkoeffizienten der Frequenz und einen reellen Spektralkoeffizienten einer benachbarten höheren oder niedrigeren Frequenz oder einen entsprechenden reellen Spektralkoeffizienten eines aktuellen Blocks, eines zeitlich vorausgehenden Blocks oder eines zeitlich nachfolgenden Blocks zu kombinieren.
  • Nachteilig an dieser Vorgehensweise ist, dass relativ lange Filter benötigt werden, um eine Aliasing-freie Darstellung zu erreichen, insbesondere für den Fall, dass keine unterschiedliche Gewichtung in zwei benachbarten Subbändern vorgenommen wird, sondern gewissermaßen der „gutartige" Fall auftritt, dass also beide Subbänder gleich gewichtet werden. Wenn zu kurze Filter verwendet werden, so wird auch für den gutartigen Fall ein Aliasing auftreten, was nicht akzeptabel ist und zu hohen Filterlängen in den Blöcken r2i 70 bzw. i2r 71 in 7 führt. Hohe Filterlängen bedeuten jedoch gleichzeitig Rechenaufwand und insbesondere ein hohes Delay, was für bestimmte Anwendungen ebenfalls nicht erwünscht ist.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein effizientes und dennoch hoch qualitatives Konzept zum Verarbeiten von Signalen zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals gemäß Patentanspruch 1, ein Verfahren zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals ge mäß Patentanspruch 24, eine Analyse-Filterbank gemäß Patentanspruch 25, eine Synthese-Filterbank gemäß Patentanspruch 26, ein Verfahren zum Analysieren eines Signals gemäß Patentanspruch 27, ein Verfahren zum Synthetisieren eines Signals gemäß Patentanspruch 28 oder ein Computer Programm gemäß Patentanspruch 29 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die Probleme hoher Artefakte oder im Austausch hierzu hoher Filterlängen dadurch gelöst werden können, dass die Subbandfilterung aufgespalten wird, und zwar in einen Normal-Anteil, der ein mit einem Gewichtungsfaktor für ein spezielles Subband gewichtetes Subband umfasst, und in einen Korrekturanteil, der von einem anderen Subband und einem Gewichtungsfaktor für das andere Subband abhängt. Damit wird eine effiziente Implementierung erreicht, da lange Filter zum Erzeugen eines Normal-Anteils erfindungsgemäß nicht mehr benötigt werden, da dieser Normal-Anteil nicht mehr „hin- und her"-gefiltert wird, sondern einfach nur gewichtet wird. Die Aliasing-Problematik wird unter Verwendung des Korrekturanteils gelöst, der abhängig von einem anderen Subband, das z.B. das benachbarte Subband sein wird, und abhängig von einem Gewichtungsfaktor für dieses Subband berechnet wird. Um das erfindungsgemäß gewichtete Subband gewissermaßen „Aliasing-fest" zu machen, wird dann der Korrekturanteil mit dem gewichteten Subband kombiniert, wie beispielsweise addiert, um ein korrigiertes Subband-Signal zu erhalten, das zu einem reduzierten Aliasing führt .
  • Die vorliegende Erfindung ist dahin gehend vorteilhaft, dass der Hauptanteil des korrigierten Subband-Signals direkt, also nur mit der Gewichtung des für dieses Subband-Signal vorgesehenen Gewichtungsfaktors berechnet wird und damit keiner Filterung unterzogen wird. Dies spart Rechenzeit und gleichzeitig auch Rechenleistung, was insbesondere für mobile oder batteriebetriebene Geräte besonders entscheidend ist. Es wird keine Filterung des Subbands selbst mittels eines langen Analyse- und anschließenden Synthese-Filters benötigt. Stattdessen muss nur Abtastwert für Abtastwert gewichtet werden. Erreicht wird dies durch die Aufspaltung in den gewichteten Anteil und den Korrekturterm.
  • Der Korrekturterm kann ferner mit wesentlich kürzeren Filtern berechnet werden, da die Genauigkeit des Korrekturanteils nicht so hoch sein muss, wie die Genauigkeit des Normal-Anteils. Erfindungsgemäß kann eine beliebige Skalierung dahin gehend erreicht werden, dass Filter für den Korrekturanteil länger gemacht werden, wodurch das Aliasing immer weiter reduziert wird, dass jedoch insbesondere dann, wenn ein kleines Aliasing noch erlaubt wird, sehr kurze Filterlängen zur Berechnung der Korrekturanteile eingesetzt werden können, die im Extremwert sogar zu einer reinen Multiplikation mit einem Faktor und einer anschließende Addition degenerieren können, wobei in diesem Fall das Aliasing natürlich stärker ist als im Fall einer Filterlänge von beispielsweise größer als 8 Filter-Taps. Andererseits wird erfindungsgemäß durch Aufspaltung in einen Normal-Beitrag und einen Korrektur-Beitrag sichergestellt, dass dann, wenn eine gutartige Subband-Verarbeitung stattfindet, wenn also benachbarte Subbänder mit demselben Gewichtungsfaktor gewichtet werden sollen, keine Störung eingeführt wird, obwohl nur kurze Filter eingesetzt werden. In diesem Fall kann nämlich erfindungsgemäß einfach der Korrekturanteil zu Null gesetzt werden, was manuell getan werden kann, was jedoch automatisch dann erreicht wird, wenn der Korrekturterm einer Gewichtung mit der Differenz der Gewichtungsfaktoren für zwei benachbarte Subbänder gewichtet wird. Ist die Differenz gleich Null, sind die beiden Verstärkungsfaktoren also gleich, so wird der Korrekturterm unabhängig davon, wie groß er ist, zu Null gesetzt, unabhängig davon, ob der Korrekturterm nur eine Grobkorrektur oder sogar eine Feinkorrektur geliefert hätte. Wäre der Korrekturterm genauer ausgerechnet worden, so hätte er für diesen Fall identischer Gewichtungsfaktoren von selbst gleich Null sein sollen. Bei einer nur groben Korrektur würde jedoch auch in len. Bei einer nur groben Korrektur würde jedoch auch in diesem Fall ein Korrekturterm ungleich Null erzeugt werden, der jedoch keine Verfälschung des Ergebnisses erreicht, da eine Gewichtung mit der Differenz der Korrekturfaktoren durchgeführt worden ist.
  • Je nach Implementierung wird der Korrekturterm nicht nur mit einem Subband-Signal, sondern mit zwei benachbarten Subband-Signalen bzw. mit so vielen benachbarten Subband-Signalen vorgenommen, mit denen eine Bandüberlappung in einem signifikanten Bereich stattfindet, also im Bereich des Filters, wo das Filter eine Dämpfung kleiner als z.B. 30 dB hat. Überlappen also mehr als drei Filter, so werden auch zur Korrekturtermberechnung mehr als drei Filter berücksichtigt und natürlich auch die ihnen zugeordneten Korrekturfaktoren.
  • Es sei darauf hingewiesen, dass das erfindungsgemäße Konzept nicht nur für Filterbänke mit einer relativ kleinen Anzahl von Kanälen durchgeführt werden kann, wo die Subband-Signale Bandpasssignale sind. Stattdessen kann das erfindungsgemäße Konzept auch auf Filterbänke mit einer hohen Anzahl von Filterbankkanälen angewendet werden, wie beispielsweise auf Filterbänke, die durch eine Transformation implementiert werden. Eine solche Transformation ist beispielsweise eine FFT, eine DCT, eine MDCT oder eine andere maximal dezimierte Transformation, bei der pro Block von Abtastwerten ein Spektralkoeffizient pro Filterbankkanal erzeugt wird. Die Spektralkoeffizienten mit gleichem Koeffizientenindex aus einer Folge von zeitlich sequentiellen Blöcken von Spektralkoeffizienten stellen dann ein Bandpasssignal dar, das zu Zwecken der Korrekturtermbestimmung gefiltert werden kann, um einen Korrekturterm zu erhalten.
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 2 eine detailliertere Darstellung des Korrekturterm-Bestimmers von 1;
  • 3a eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Vorrichtung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 3b eine detailliertere Darstellung des Filterteils von 3a;
  • 3c eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Vorrichtung gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 3d eine detailliertere Darstellung der in 3c schematisch gezeigten Vorrichtung
  • 4 eine Analyse-Filterbank/Synthese-Filterbankvorrichtung mit Subband-weiser Vorrichtung zum Verarbeiten;
  • 5 eine reellwertige Analyse/Synthese-Filterbankvorrichtung mit Equalizerstufe;
  • 6 eine Kaskadierung einer reellen Synthese-Filterbank mit einer komplexen Analyse-Filterbank und einer komplexen Synthese-Filterbank
  • 7 eine schematische Darstellung einer Multibandfilterung;
  • 8 eine detailliertere Darstellung von Filteroperationen für die Multibandfilterung von 7;
  • 9 eine tabellarische Darstellung der Filter für Subband-Signale mit geraden und ungeraden Indices;
  • 10 eine beispielhafte Gegenüberstellung von Betragsfrequenzgängen für Filter zur Korrekturtermbestimmung;
  • 11 eine Subbandfilterung eines Impulses;
  • 12 eine Subbandfilterung eines Sinustons 1 % über der Bandgrenze;
  • 13 eine Subbandfilterung eines Sinustons bei 5 % über der Bandgrenze;
  • 14 eine Subbandfilterung eines Sinustons bei 10 % über der Bandgrenze;
  • 15 eine Subbandfilterung eines Sinustons bei 20 % über der Bandgrenze;
  • 16 eine Subbandfilterung eines Sinustons bei 30 % über der Bandgrenze;
  • 17 eine Subbandfilterung eines Sinustons bei 40 % über der Bandgrenze; und
  • 18 eine schematische Darstellung der Aliasing-Reduktion für eine MDCT mit einem Sinuston bei 10 % über der Bandgrenze.
  • 1 zeigt eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals x(k) einer Mehrzahl von reellen Subband-Signalen, die eine durch eine Analyse- Filterbank (50 in 5) erzeugte Darstellung eines reellen zeitdiskreten Signals x(n) sind. Die erfindungsgemäße Vorrichtung umfasst einen Gewichter 10 zum Gewichten des Subband-Signals xk mit einem für das Subband-Signal bestimmten Gewichtungsfaktor ck, um eine gewichtetes Subband-Signal 11 zu erhalten. Der Gewichter ist vorzugsweise ausgebildet, um eine Multiplikation durchzuführen. Insbesondere werden Subband-Abtastwerte, die Abtastwerte eines Bandpasssignals oder Spektralkoeffizienten eines Transformations-Spektrums sind, mit dem Korrekturfaktor multipliziert. Alternativ kann statt der Multiplikation auch eine Addition von Logarithmus-Werten durchgeführt werden, nämlich eine Addition des Logarithmus des Korrekturwerts mit dem Logarithmus des Subband-Abtastwerts xk.
  • Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Verarbeiten umfasst ferner einen Korrekturterm-Bestimmer zum Berechnen eines Korrekturterms, wobei der Korrekturterm-Bestimmer ausgebildet ist, um den Korrekturterm unter Verwendung wenigstens eines weiteren Subband-Signals xl und unter Verwendung eines weiteren Gewichtungs-Faktors cl, der für das weitere Subband-Signal vorgesehen ist, zu berechnen, wobei sich der weitere Gewichtsfaktor von dem Gewichtungsfaktor ck unterscheidet. Diese Unterscheidung der beiden Gewichtungsfaktoren ist ursächlich für ein Aliasing in einer reellen Filterbankanwendung, auch wenn Analyse und Synthese-Filter eine perfekt rekonstruierende Eigenschaft haben. Der Korrekturterm am Ausgang der Einrichtung 12 wird ebenso wie das gewichtete Subband-Signal einem Kombinierer 13 zugeführt, wobei der Kombinierer ausgebildet ist, um das gewichtete Subband-Signal und den Korrekturterm zu kombinieren, um ein korrigiertes Subband-Signal yk zu erhalten.
  • Der Kombinierer 13 ist vorzugsweise ausgebildet, um eine abtastwertweise Kombination durchzuführen. Insofern existiert für jeden Abtastwert des gewichteten Subband-Signals xk auch ein „Korrekturterm-Abtastwert", derart, dass eine 1:1-Korrektur vorgenommen werden kann. Alternativ kann je doch auch für weniger rechenaufwendige Implementierungen eine Korrektur dahin gehend vorgenommen werden, dass z.B. für eine bestimmte Anzahl von gewichteten Subband-Abtastwerten ein einziger Korrekturterm berechnet wird, welcher dann geglättet oder ungeglättet mit jedem Abtastwert der Gruppe von Abtastwerten addiert wird, die dem einen Korrekturterm-Abtastwert zugeordnet sind. Je nach Implementierung kann der Korrekturterm auch als Faktor und nicht als additiver Term berechnet werden. Dann würde der Kombinierer eine Multiplikation eines Korrekturterms mit dem gewichteten Subband-Signal durchführen, um ein korrigiertes Subband-Signal yk zu erhalten.
  • Es sei darauf hingewiesen, dass ein Aliasing dann auftritt, wenn zwei Subband-Signale durch Filter gewonnen worden sind, die überlappende Durchlasscharakteristika haben. Bei speziellen Filterbank-Implementierungen sind solche überlappenden Filtercharakteristika mit einem Überlappungsbereich, der für benachbarte Subband-Signale signifikant ist, gegeben.
  • Vorzugsweise ist der Korrekturterm-Bestimmer daher wie in 2 dargestellt ausgebildet. Der Korrekturterm-Bestimmer umfasst einen ersten Korrekturterm-Bestimmerabschnitt 12a und einen zweiten Korrekturterm-Bestimmerabschnitt 12b. Der erste Korrekturterm-Bestimmerabschnitt berücksichtigt die Überlappung des aktuellen Subband-Signals mit dem Index k mit dem nächst höheren Subband-Signal mit dem Index k + 1. Ferner erhält der Korrekturterm-Bestimmerabschnitt 12a neben dem Subband-Signal xk+1 auch den Gewichtungsfaktor ck+1 des höheren Subband-Signals. Vorzugsweise wird der Korrekturterm-Bestimmer sogar die Differenz aus ck+1 und ck erhalten, die mit qk in 2 dargestellt ist.
  • Der zweite Korrekturterm-Bestimmerabschnitt 112b berücksichtigt die Überlappung des Subband-Signals xk mit dem um l hinsichtlich seines Indexes niedrigeren Subband-Signals xk-1. Der Korrekturterm-Bestimmerabschnitt 12b erhält somit neben dem Subband-Signal xk-1 auch den Gewichtungsfaktor ck-1 für dieses Subband und vorzugsweise die Differenz des Gewichtungsfaktors ck-1 und des Gewichtungsfaktors ck, die in 2 mit ck bezeichnet ist.
  • Ausgangsseitig liefert der erste Korrekturterm-Bestimmerabschnitt 12a einen ersten Korrekturterm qk × uk, und liefert der zweite Korrekturterm-Bestimmerabschnitt 12b einen zweiten Korrekturterm pk × Lk, wobei diese beiden Korrekturterme addiert werten, um dann mit dem gewichteten Subband-Signal ck × xk kombiniert zu werden, wie es noch Bezug nehmend auf 3a und 3b beschrieben wird.
  • Nachfolgend wird eine bevorzugte Implementierung dargestellt, die anhand von 8 und 3a detaillierter dargestellt wird.
  • Bei der Multibandfilterung wird die Hintereinanderschaltung von reellwertiger Synthese-Filterbank und komplexwertiger Analyse-Filterbank approximiert. Hierfür wird zu jedem reellen Teilband-Abtastwert ein Imaginärteil durch Überlagerung von drei Filterausgangssignalen gebildet. Die drei Filter werden jeweils im betreffenden Teilband und in den beiden Nachbarbändern angewendet.
  • Entsprechend approximiert die Umwandlung von komplex nach reell (c2r) die Hintereinanderschaltung von komplexwertiger Synthese-Filterbank und reellwertiger Analyse-Filterbank. Hierfür wird der Realteil als Mittelwert des ursprünglichen reellen Teilband-Abtastwertes und der Überlagerung von drei Filterausgangssignalen gebildet. Die drei Filter werden jeweils auf die Imaginärteile im betreffenden Teilband und in den beiden Nachbarbändern angewendet.
  • Die Hintereinanderschaltung von r2c und c2r muss das ursprüngliche Teilbandsignal möglichst exakt rekonstruieren, um hörbare Störungen im Ausgangssignal zu vermeiden. Daher müssen die entsprechenden Filter relativ große Längen aufweisen.
  • Der hier vorgestellte Ansatz basiert nun auf der Idee, die Hintereinanderschaltung von „r2c", „gain control" und „c2r" aufzuspalten in die Signalanteile, die bei Verwendung gleicher Verstärkungsfaktoren entstehen, und in die Signalanteile, die durch Unterschiede zwischen Verstärkungsfaktoren benachbarter Teilbänder entstehen.
  • Da der erste Signalanteil dem ursprünglichen Teilbandsignal entsprechen soll, kann die zugehörige Operation entfallen.
  • Die restlichen Signalanteile sind abhängig von den Differenzen der betreffenden Verstärkungsfaktoren und dienen lediglich der Reduktion von Aliasingkomponenten, wie sie bei der üblichen r2c- und c2r-Umwandlung erfolgen würde. Da die zugehörigen Filter keinen Einfluss auf die Rekonstruktion unveränderter Teilbandsignale haben, können sie deutlich kürzere Längen aufweisen.
  • Die Vorgehensweise ist im folgenden ausführlich beschrieben.
  • Der Imaginärteil in Teilband k berechnet sich aus den reellwertigen Teilband-Abtastwerten der Teilbänder k, k – 1 und k + 1 zu Ik(z) = Hm(z)Xk(z) + Hu'(z)Xk-1(z) + Hl'(z)Xk+1(z). (1)
  • Die Unterscheidungen zwischen den H und H' sind wegen der Spiegelung der Teilbänder mit ungeraden Indizes erforderlich.
  • Wird jedes Teilband jeweils mit einem Verstärkungsfaktor ck multipliziert, so ergibt sich das rekonstruierte Signal in Teilband k unter Berücksichtigung eines zusätzlichen Normierungsfaktors von 0,5 zu Yk(z) = 0,5(ckXk(z) + ckGm(z)Ik(z) + ck-1Gu'(z)Ik-1(z) + ck+1Gl'(z)Ik+1(z)).
  • Ersetzt man nun ck-1 durch ck + pk mit pk = ck-1 – ck und ersetzt man nun ck+1 durch ck + qk mit qk = ck+1 – ck, so erhält man Yk(z) = 0,5ck(Xk(z) + Gm(z)Ik(z) + Gu'(z)Ik-1(z) + Gl'(z)Ik+1(z)) + 0,5(IkGu'(z)Ik-1(z) + qkGl'(z)Ik+1(z)). (2)
  • Hierbei entspricht der erste Term dem Teilbandsignal, welches bei Verwendung gleicher Verstärkungsfaktoren in allen Teilbändern rekonstruiert wird, und somit bis auf den Faktor ck gleich dem ursprünglichen Teilbandsignal ist, bzw. sein sollte. Der zweite Term dagegen gibt den Einfluss unterschiedlicher Verstärkungsfaktoren wieder und kann als Korrekturterm für Teilband k der komplexen Verarbeitung gegenüber der reellen Verarbeitung betrachtet werden. Er berechnet sich zu Ck(z) = 0,5pkGu'(z)(Hm'(z)Xk-1(z) + Hu(z)Xk-2(z) + Hl(z)Xk(z)) + 0,5qkGl'(Hm'(z)Xk+1(z) + Hu(z)Xk(z) + Hl(z)Xk+2(z)). (3)
  • Aus den Eigenschaften der Polyphasenfilterbank und der Spiegelung der Teilbänder mit ungeraden Indizes ergeben sich folgende Zusammenhänge: Hm'(z) = –Hm(z), Hl'(z) = –Hu(z), Hu'(z) = –Hl(z), Gm(z) = –Hm(z), Gu'(z) = Hl(z), Gl'(z) = Hu(z), Gu'(z)Hu(z) = Hl(z)Hu(z) ≈ 0,Gl'(z)Hl(z) = Hu(z)Hl(z) ≈ 0. (4)
  • Durch Einsetzen ergibt sich: Ck(z) = 0,5pkHl(z)(Hl(z)Xk(z) – Hm(z)Xk-1(z)) + 0,5qkHu(z)(Hu(z)Xk(z) – Hm(z)Xk+1(z) (5)
  • Da die Rekonstruktion bei über die Teilbänder konstanten Verstärkungsfaktoren nun nicht mehr von den verwendeten Filtern abhängt, können diese durch kürzere ersetzt werden, wobei auch jeweils ein Produktfilter approximiert werden kann, so dass nun anstelle des Imaginärteils zwei Korrekturterme berechnet werden können: Lk(z) = 0,5(Hu(z)Xk(z) – Hlm(z)Xk-1(z)) Uk(z) = 0,5(Huu(z)Xk(z) – Hum(z)Xk+1(z))mit Hll(z) ≈ H2l (z), Hlm(z) ≈ Hl(z)Hm(z), Huu(z) ≈ H2u (z), Hum(z) ≈ Hu(z)Hm(z). (6)
  • Das gewünschte Teilbandsignal mit Aliasing-Kompensation erhält man nun durch gewichtete Überlagerung des ursprünglichen Teilbandsignals und der beiden Korrektursignale: Yk(z) = ckXk(z) + pkLk(z) + qkUk(z). (7)
  • Bei praktischen Realisierungen ist jeweils zu beachten, dass in den Signalpfaden ohne Filterung jeweils eine Verzögerung eingebracht werden muss, die die Verzögerung in den zugehörigen Signalpfaden mit Filterung ausgleicht.
  • Die folgenden Bilder zeigen zur Überprüfung des Gesamtverhaltens die Ausgangssignale nach Filterbank-Analyse, Dämpfung eines Teilbands um 20 dB und anschließender Filterbank-Synthese für verschiedene Eingangssignale.
  • Der beschriebene Ansatz lässt sich auch mit der MDCT anstelle der bei EBCC verwendeten Filterbank kombinieren.
  • Hierfür wurden passende Filterkoeffizienten für Filter der Länge 5 gewonnen. Dies entspricht den ungekürzten Filtern, die sich bei sequentieller Anwendung der entsprechenden Hin- bzw. Rücktransformationen ergeben. Gegenüber der „r2c-c2r"-Technik hat das neue Verfahren jedoch wiederum den Vorteil, dass es keine Approximationsfehler erzeugt, solange das MDCT-Spektrum unverändert belassen wird. Bei „r2c-c2r" dagegen würden jedoch Fehler entstehen, da jeweils nur die beiden Nachbarbänder bei der Approximation berücksichtigt werden.
  • Die resultierenden Signalspektren für einen Sinuston, der 10 % über einer Bandgrenze liegt, zeigen, dass die Aliasingkomponenten auch in Verbindung mit der MDCT sehr effizient reduziert werden. Auch hierbei wurde das benachbarte Band um 10 dB gedämpft.
  • Somit lassen sich Equalizer-Funktionen bzw. Echo-Unterdrückungsverfahren direkt in einen Audio-Decoder, wie beispielsweise MPEG-AAC, vor der Rücktransformation durch die inverse MDCT integrieren.
  • 8 zeigt eine schematische Darstellung der Filteroperationen für real to complex (r2c) und complex to real (c2r). Die imaginäre Komponente Ik des Bands xk wird erzeugt durch ein mit dem Filter H'u gefiltertes Subband-Signal xk-1 sowie durch ein mit dem Filter H'l erzeugtes Subband-Signal des Subbands xk+1. Ferner tragen zu der Imaginärkomponente Ik noch eine mit dem Filter Hm gefilterte Komponente des Subband-Signals xk bei. Nachdem der Anteil des Subband-Signals xk-1, der mit dem Filter k überlappt, eine Tiefpasscharakteristik hat, ist das Filter H'u ein Tiefpassfilter. Analog hierzu ist der Anteil des oberen Subband-Signals xk+1, der mit dem Filter für xk überlappt, ein Hochpass-Signal, so dass H'l ein Hochpassfilter ist. Wie bereits ausgeführt, wird zwischen H und H' unterschieden, um die Spiegelung der Teilbänder mit ungeraden Indizes zu berücksichtigen. Diese Wendung von H und H' ist in 9 für die Imaginärteile der Teilbänder Ik+2 bis Ik-2 dargestellt. Ferner steht der Index „m" für „mid" und bezeichnet den Beitrag des mittleren Subband-Signals. Ferner steht der Index „l" für „low" und berücksichtigt den Beitrag des niedrigeren, in 8 gezeichneten Subbands zu dem aktuellen Subband, also zu dem Subband, das einen um l niedrigeren Index hat. Analog hierzu steht „u" für „up" und bezeichnet den Beitrag des in 8 oben gezeichneten Subbands zum aktuellen Subband, also zu dem Subband, das einen um 1 höheren Index hat.
  • Die zu den einzelnen Analyse-Filtern H korrespondierenden Synthese-Filter G sind in 8 dargestellt. Gl hat damit eine Hochpasscharakteristik, während Gu eine Tiefpasscharakteristik hat. Daher ist, wie es vorstehend beschrieben worden ist, das Produkt aus Gu, und Hu genauso wie das Produkt aus Hl und Hu oder das Produkt aus Gl, und Hl genauso wie das Produkt aus Hu und Hl nahezu gleich 0, da hier jeweils ein Hochpassfilter mit einem Tiefpassfilter multipliziert wird und der resultierende Frequenzgang eines Hochpassfilters und eines Tiefpassfilters, die eine ähnliche Grenzfrequenz haben, gleich 0 bzw. approximiert gleich 0 ist. Auch für Fälle, bei denen die Grenzfrequenzen nicht identisch sind, sondern entsprechend auseinander liegen, ist der resultierende Frequenzgang gleich 0. Wenn nämlich die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters kleiner als die Grenzfrequenz des Hochpassfilters ist, so ist der resultierende Frequenzgang ebenfalls gleich 0. Nur für den Fall, bei dem die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters höher als die Grenzfrequenz des Hochpassfilters ist, würde die Näherung, die vorstehend gegeben worden ist, nicht gelten. Eine solche Situation tritt jedoch bei typischen Polyphasenfilterbänken nicht auf bzw. würde dann, wenn er auftreten würde, nur zu geringfügigen Störungen führen, die zu einem etwas ungenaueren Korrekturterm führen würden. Aufgrund der Tat suche, dass der Korrekturterm jedoch vorzugsweise mit der Differenz aus den beiden betroffenen Gewichtungsfaktoren gewichtet wird, würde dieser Fehler ebenfalls mit kleiner werdender Differenz immer kleiner werden.
  • 3 zeigt eine schematische Darstellung der vorstehend hergeleiteten bevorzugten Filter, die durch den erfindungsgemäßen Korrekturterm-Bestimmer 12 implementiert werden. Aus 3a wird ersichtlich, dass die gesamte Vorrichtung einen Filterteil 30 und einen Gewichtungsteil 31 umfasst. In dem Gewichtungsteil 31 befindet sich der Gewichter 10 von 1, der durch ck im Gewichtungsteil 31 von 3a symbolisiert wird. Der Kombinierer 13 von 1 entspricht dem Addierer 13 in 3a. Der Korrekturterm-Bestimmer 12 umfasst die Filteraktionen mit den vier Filtern Hlm, Hll, Huu und Hum. Ferner umfasst der Korrekturterm-Bestimmer auch die Gewichtung der ungewichteten Korrekturterme Lk und Uk mit der Differenz aus den jeweiligen beiden betroffenen Gewichtungsfaktoren, also mit qk bzw. pk, wie sie im Gewichtungsteil 31 angedeutet sind. Eine detaillierte Implementierung des Filterteils von 3a wird anhand von 3b dargestellt. Das Subband-Signal xk-1 wird dem Tiefpassfilter Hlm 32 zugeführt. Ferner wird das Subband-Signal xk dem Tiefpassfilter Hll 33 zugeführt. Darüber hinaus wird das Subband-Signal xk dem Hochpassfilter Huu 34 zugeführt, und wird ferner das nächste Subband-Signal xk+1 dem Filter Hum 35 zugeführt, das ebenfalls als Hochpassfilter ausgebildet sein kann. Die Ausgangssignale der Filter 32 und 33 werden in einem Addierer 34 kombiniert und stellen einen ersten ungewichteten Korrekturterm lk dar. Ferner werden die Ausgangssignale der Filter 34 und 35 in einem Addierer 35 addiert und stellen einen zweiten ungewichteten Korrekturterm uk dar. Darüber hinaus wird das Delay der Filter, das auftritt, wenn die Filter als digitale Filter, also FIR- oder IIR-Filter implementiert sind, berücksichtigt, und zwar für das Subband-Signal xk, das mit dem Gewichtungsfaktor ck, der für dieses Subband-Signal vorgesehen ist, gewichtet wird. Diese Berücksichtigung der Verzögerungen der Filter 33 bis 35 findet in einer Delay-Stufe 38 statt und kann vor oder nach der Gewichtung auftreten. Damit für eine solche Implementierung eine maximale Qualität erreicht wird, wird es bevorzugt, dass sämtliche Filterlängen 32, 33, 34, 35 identisch sind, und dass das Delay 38 an die Filterlänge der Filter 32 bis 35 angepasst ist. Wenn beispielsweise die Filter 32 bis 35 jeweils eine Filterlänge von 11 haben, so muss das Delay 38 einen Delay-Betrag von fünf Subband-Signal-Abtastwerten schaffen.
  • Während in 3a und 3b die Situation dargestellt ist, bei der die Filter 32, 33, 34, 35 als Produktfilter dargestellt sind, also als Filter, um die Terme lk, uk zu berechnen, die lediglich noch zu gewichten sind, zeigt das in 3c und 3d gezeigte Ausführungsbeispiel eine Implementierung der vorliegenden Erfindung, bei der der Korrekturterm nicht mit 4 Produktfiltern berechnet wird, sondern mit insgesamt 6 Einzelfiltern 320, 330, 340, 350, 381, 382.
  • Wie es insbesondere in 3c dargestellt ist, wird das Signal Lk durch Filtern von Xk-1 mit dem Filter Hm und durch Addieren des gefilterten Signals Xk, das durch Hl gefiltert worden ist, berechnet. Der Normierungsfaktor 0,5 wurde wieder eingeführt. Dieser Normierungsfaktor kann jedoch wie auch im ersten Ausführungsbeispiel weggelassen werden oder auf einen anderen Wert einschließlich 1 eingestellt werden. Ferner wird die andere Komponente Uk durch Filtern von Xk mit Hu berechnet, wobei von Xk·Hu Xk+1·Hm subtrahiert wird. Im Gegensatz zu den unter 3a gezeigten Gleichungen, bei denen die Produkte bereits in den Filtern berücksichtigt worden sind, werden die Signale in 3c einzeln gefiltert. Die Ergebnisse Lk bzw. Uk werden dann noch, wie in 3a gezeigt, mit pk bzw. qh gewichtet. Zusätzlich zu dieser Gewichtung wird ferner noch eine Filterung mit Hl und Hu durchgeführt.
  • Im Unterschied zu 3a existiert somit ein erster Filterteil und zusätzlich noch ein zweiter Filterteil der mit dem Gewichtungsteil gewissermaßen integriert bzw. kombiniert sein kann. Die Gewichtungsfaktoren können somit bei den Filterkoeffizienten bereits berücksichtigt sein oder können separat vor oder nach der Filterung durch das digitale Filter Hl bzw. Hu angewendet werden. Insofern berücksichtigen die Verzögerungen z-d die Verzögerung, die durch Filtern im ersten Filterteil der beiden Komponenten Xk-1 bzw. Xk+1 bewirkt werden, und berücksichtigen ferner die Verzögerungen im zweiten Filterteil, die durch die Filterung von Lk bzw. Uk bewirkt werden, welche mit den Filtern Hl bzw. Hu gefiltert werden.
  • Obgleich je nach implementierter Filterbank beliebige Filtercharakteristika für die Filter Hn, Hl, Hu verwendet werden können, wird es jedoch bevorzugt, für Hl ein Tiefpassfilter zu verwenden, wird es bevorzugt für Hu ein Hochpassfilter zu verwenden, und/oder wird es ferner bevorzugt für Hm ein Bandpassfilter einzusetzen. Das Filter Hl hat einen ähnlichen Verlauf zu 10, da Hll 100 in 10 gleich dem Quadrat des Filters Hl ist. Das Filter Hu, das als Hochpassfilter ausgebildet ist, ergibt sich durch Spiegelung des linken Teils in 10 an einer vertikalen Achse bei π/2, also etwa bei der Mitte von 10. Auch das Filter Hlm, das in 3c nicht mehr vorkommt, da es ein Produktfilter eines Bandpassfilters mit einem Tiefpassfilter ist, könnte an der Linie bei π/2 gespiegelt werden, um das Filter Hum 35 in 3b zu erhalten, obgleich dieser Produktfilter in 3c ebenfalls in einer zusammengesetzten Form nicht mehr vorkommt, sondern erst gewissermaßen implizit gerechnet wird, bevor dann die Komponenten durch den Kombinierer 13 kombiniert werden.
  • Während also in 3b der Korrekturterm-Bestimmer 12 von 3a durch das Filterteil 30 und die Gewichtung der Komponenten Lk, Uk mit den Gewichtungsfaktoren pk und qk implementiert wird, findet die Korrekturterm-Bestimmung gemäß 3c und 3d in einer gewissermaßen zweifachen Filterstufe statt, wobei zuerst die Signale Lk, Uk am Ausgang der Summierer 360 bzw. 370 gerechnet werden, und zwar nicht unter Verwendung von Produktfiltern sondern unter Verwendung der Einzelfilter, wobei dann im zweiten Filterteil die Gewichtung mit pk und/oder qk mit der anschließenden Einzelfilterung ebenfalls durchgeführt wird.
  • Die Gewichtung des Subband-Signals Xk durch den Gewichter 10 findet in 3d dagegen genauso statt wie in 3a.
  • Bei dem gemäß 3c bzw. 3d gezeigten Ausführungsbeispiel bzw. allgemein gesagt werden somit zwei Filter nicht zu einem Produktfilter zusammen gefasst. Stattdessen werden sie als Einzelfilter implementiert. Selbst wenn man keine Zusammenfassung im Produktfilter hat, existiert ein – neben der Implementierung – nach wie vor bestehende Vorteil der verkürzten Filterlängen. Damit wird die Verzögerung gegenüber einer direkten Umrechnung von reell nach komplex bzw. komplex nach reell reduziert. Die Tilde über den Filtern in den Blöcken 320, 330, 340, 350, 381, 382 bedeutet, dass die Filter, wie es schematisch in 10 für die Produktfilter angedeutet sind, in ihrer Filterlänge reduziert sind, und zwar gegenüber einem Subband-Filter einer normalen Filterbank. Es wird bevorzugt, Filterlängen zu verwenden, die kleiner als eine Filterlänge eines Subband-Filters sind, um die Subband-Signale xk-1, xk bzw. xk+1 zu erzeugen. Es wird ferner bevorzugt, dass die Filterlängen der Filter hu, hm, hl nach der Approximation, also nach der Verkürzung genauso wie im anderen Fall höchstens 50% der Länge eines Filters sind, das dazu verwendet worden ist, um ein Subband-Signal durch Anwendung mehrerer solcher Filter in einer Subband-Filterbank zu erzeugen.
  • Vorzugsweise werden Filterlängen < 21 bevorzugt, wobei das Delay solcher Filter < 10 ist. Die in 3d gezeigte Implementierung liefert im Vergleich zu der in 3a und b gezeigten Implementierung Vorteile bei schnell zeitveränderlichen Verstärkungsfaktoren. Vom zeitlichen Ablauf her ist die in 3d gezeigte Implementierung nämlich der reell/komplex-komplex/reell-Implementierung ähnlicher, während bei der Produktfilter-Realisierung nach der Anwendung der Verstärkungsfaktoren keine Filterung mehr stattfindet.
  • Unabhängig davon, ob man eine Realisierung mit einzelnen verkürzten Filtern oder eine Zusammenfassung mit Produktfiltern wählt, werden erfindungsgemäß aliasing-reduzierte schnelle reelle Filterbänke implementiert. Bei speziell bevorzugten Ausführungsbeispielen sind die Filterlängen in 3d sogar im Vergleich zu den Filterlängen von 3b reduziert, dahingehend, dass die gesamte Berechnung in 3d eine ähnliche Verzögerung hat wie die gesamte Berechnung in 3b. Eine zu 3b ähnliche Implementierung würde dann in 3d darin bestehen, dass die Filter im ersten Filterteil eine Filterlänge von 7 Koeffizienten haben, was einem Delay-Betrag von 3 Abtastwerten eines Subband-Signals entsprechen würde. In diesem Fall hätte dann das zweite Delay 383 bzw. die nachfolgenden Filter 381, 382, zum Beispiel eine Filterlänge von 4, um ein Delay von 2 zu implementieren. Es sei darauf hingewiesen, dass auch etwas längere oder etwas kürzere Filter bzw. eine Implementierung in 3d auch dann Vorteile mit sich bringt, wenn die insgesamte Verzögerung etwas größer ist als die Produktfilter-Verzögerung von 3b.
  • 4 zeigt den Einsatz der in den 1 bis 3d beschriebenen Vorrichtung zum Gewichten in einer Analyse-Filterbank bzw. Synthese-Filterbank. Aus 4 ist ersichtlich, dass für jeden Filterkanal 0 bis N – 1 eine in 1 gezeigte Vorrichtung benötigt wird. Vorteilhafterweise hat jedoch jede Vorrichtung zum Verarbeiten, wenn sie wie in 3b implementiert ist, die gleichen vier Filter 32 bis 35, so dass unabhängig von der Anzahl der Subband-Signale bzw. Filterkanäle einer Analyse/Synthese-Filterbank nur die selben vier Filter berechnet bzw. optimiert werden müssen.
  • Die tatsächliche Berechnung der Filter kann entweder durch direkte Berechnung aus den Analyse/Synthese-Prototypfiltern oder durch numerische Optimierung, die typischerweise computergestützt stattfindet, durchgeführt werden. Bei einer solchen numerischen Optimierung der Filter 32 bis 35 wird die Filterlänge vorgegeben, so dass ein Satz von Filtern für unterschiedliche Filterlängen erhalten werden kann. Wie es insbesondere in 10 dargestellt ist, wird die ausgeprägte Tiefpasscharakteristik für das Filter mit der Filterübertragungsfunktion 100, also Hll oder für das Filter mit der Filterübertragungsfunktion 101, also Hlm erreicht. Es stellt sich jedoch heraus, dass diese Filter mit sehr ausgeprägter Dämpfung im Sperrbereich durch wesentlich kürzere Filter angenähert werden können, nämlich durch die Filter 102 oder 103. Die Filter 102 und 103 haben eine Filterlänge von lediglich 11 und approximieren somit die Filter 100 und 101. Es stellt sich jedoch heraus, dass im Bereich von tiefen Frequenzen die Abweichungen sehr gering sind und erst bei hohen Frequenzen größer werden. Andererseits ist jedoch auch durch die Filter 102 und 103 eine Sperrdämpfung von größer als 40 dB sichergestellt, so dass diese sehr kurzen Filter bereits eine gute Aliasing-Unterdrückung mit sich bringen.
  • So zeigt 11 eine Antwort der Filterbank für einen Impuls bei Position 8 in einer Teilbandabtastperiode. Eine reelle Filterbank liefert einen Verlauf, der bei 110 gezeichnet ist. Eine komplexe Filterbank liefert einen Verlauf, der bei 112 dargestellt ist. Eine reelle Filterbank mit Korrektur gemäß der vorliegenden Erfindung liefert den Verlauf, der bei 111 dargestellt ist. Es ist ersichtlich, dass die reelle Filterbank mit Korrektur nahezu den selben Verlauf wie die komplexe Filterbank liefert, jedoch wesentlich aufwandsärmer implementiert wird. Lediglich direkt an der Bandgrenze zwischen k – 1 und k zeigt die reelle Filterbank mit Korrektur einen wellenartigen Verlauf, der darauf zurückzuführen ist, dass lediglich Filterlängen von 11, wie in 10 dargestellt, anstatt kompletter Filter, wie sie in 10 dargestellt worden sind, verwendet werden. Es ist also ersichtlich, dass die Abweichung zwischen der reellen Filterbank mit Korrektur und der komplexen Filterbank, die Aliasing-resistent ist, vernachlässigbar ist, obgleich bereits kurze Filter 32 bis 35 von 3b eingesetzt werden. Die Abweichung zwischen den Verläufen 111 und 112 wird mit kürzeren Filterlängen immer größer, es können jedoch für eine Delay-optimierte Varianten jedoch durchaus Filterlängen kleiner als 5 eingesetzt werden, wobei dann die Abweichung zwischen den Kurven 111 und 112 immer noch in vertretbarem Rahmen ist.
  • Nachfolgend wird in 12 eine Antwort der Filterbank gezeigt, wenn ein Sinuston bei 1% über der Bandgrenze betrachtet wird. Das Eingangssignal 121 stellt den Sinuston dar. Eine reelle Filterbank würde ein Aliasing erzeugen, wie es durch die Kurve 122 dargestellt ist. Das Aliasing macht sich durch die „Neben-Spitze" 125 bemerkbar, wobei diese Neben-Spitze daher kommt, dass die benachbarten Bänder k – 1 und k mit unterschiedlichen Gewichtungsfaktoren gedichtet worden sind. Es ist wiederum ersichtlich, dass eine komplexe Filterbank keine solche Neben-Spitze, also kein solches Aliasing erzeugt, und dass die komplexe Filterbank durch eine reelle Filterbank mit Korrektur optimal angenähert wird, wobei es lediglich in dem Bereich 126 eine Abweichung der reellen Filterbank zur komplexen Filterbank gibt. Die reelle Filterbank liefert eine größere Dämpfung als die komplexe Filterbank, was wiederum darauf zurückzuführen ist, dass die Filterlängen der Filter 32 bis 35 auf 11 verkürzt worden sind.
  • Es sei darauf hingewiesen, dass bei dem Beispiel in 12 sowie bei den Beispielen den 13, 14, 15, 16, 17 immer eine Dämpfung eines Teilbandes um 20 dB im Vergleich zum anderen Teilband durchgeführt worden ist.
  • 13 zeigt nunmehr den ähnlichen Fall wie 12, jedoch mit einem Sinuston bei 5 % über der Bandgrenze. Wieder würde eine reelle Filterbank die Neben-Spitze 125 erzeugen. Diese Neben-Spitze ist jedoch bei der reellen Filterbank mit Korrektur 124 nahezu vollständig gedämpft. Es ist lediglich noch eine ganz kleine Abweichung bei 127 ersichtlich. Mit Reduktion der Filterlänge der Filter 32 bis 35 würde diese Spitze 127 immer weiter anwachsen. Selbst bei degenerierten Filtern, also bei Filtern, die lediglich eine Gewichtung mit einem Gewichtungsfaktor durchführen würden, würde die Spitze 127 noch kleiner als die Neben-Spitze 125 sein. Durch die erfindungsgemäße Gewichtung der gefilterten Werte mit der Differenz der beiden Gewichtungsfaktoren würde jedoch zumindest für den Fall von identischen oder nahezu identischen Gewichtungsfaktoren trotz der eher rudimentären Filterung mit degenerierten Filtern nahezu keine Störung eingeführt werden.
  • 14, 15, 16 und 17 zeigen ähnliche Szenarien, wobei jedoch der Sinuston immer weiter von der Bandgrenze entfernt ist. Alle Bilder zeigen deutlich die Aliasing-Komponente, die durch eine reelle Filterbank erzeugt werden würde, wenn keine erfindungsgemäße Korrektur vorgenommen werden würde. Ferner zeigen alle Bilder noch kleinere Abweichungen bei 127 zwischen der reellen Filterbank mit Korrektur gemäß der vorliegenden Erfindung und einer Aliasing-resistenten komplexen Filterbank 123.
  • 18 zeigt ein zu den 12 bis 17 ähnliches Szenario, nun jedoch für eine Transformation in Form der MDCT. Wieder ist die deutliche Aliasing-Komponente 125 erkennbar, die etwa bei einer Frequenz von 127,88 auftritt. Durch die erfindungsgemäße Korrektur, indem also durch die Filter 32 bis 35 entsprechende MDCT-Koeffizienten aufeinanderfolgender MDCT-Spitzen gefiltert werden, wird diese Aliasing-Komponente bis auf die kleine Abweichung bei 127 in 18 reduziert. Werden also Filterlängen der Filter 32 bis 35 von 11 eingesetzt, so ist die gesamte Anordnung erst nach etwa 10 MDCT-Spektren eingeschwungen. Es wird also bei der Implementierung der 3a und 3b ein Delay von 5 MDCT- Blöcken erforderlich sein, bis sinnvolle Ausgangswerte erzeugt werden.
  • Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD, mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computer-Programm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichertem Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computer-Programm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt kann die Erfindung somit als ein Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert werden, wenn das Computer-Programm auf einem Computer abläuft.

Claims (29)

  1. Vorrichtung zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals (xk) einer Mehrzahl von reellen Subband-Signalen, die eine durch eine Analyse-Filterbank (50) erzeugte Darstellung eines reellen zeitdiskreten Signals x(n) sind, mit folgenden Merkmalen: einem Gewichter (10) zum Gewichten des Subband-Signals (xk) mit einem für das Subband-Signal bestimmten Gewichtungsfaktor (ck), um ein gewichtetes Subband-Signal (11) zu erhalten; einem Korrekturterm-Bestimmer (12) zum Berechnen eines Korrekturterms, wobei der Korrekturterm-Bestimmer ausgebildet ist, um den Korrekturterm unter Verwendung wenigstens eines weiteren Subband-Signals (xl) und unter Verwendung eines weiteren Gewichtungsfaktors (cl), der für das weitere Subband-Signal (xl) vorgesehen ist, zu berechnen, wobei sich der weitere Gewichtungsfaktor (cl) von dem Gewichtungsfaktor (ck) unterscheidet; und einem Kombinierer (13) zum Kombinieren des gewichteten Subband-Signals und des Korrekturterms, um ein korrigiertes Subband-Signal (yk) zu erhalten.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) ausgebildet ist, um den Korrekturterm abhängig von einer Differenz des Gewichtungsfaktors (ck) des Subband-Signals und des weiteren Gewichtungsfaktors (cl) für das weitere Subband-Signal (xl) zu erzeugen.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (cl2) ausgebildet ist, um den Korrekturterm abhängig von dem Subband-Signal (xk) zu bestimmen.
  4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) ausgebildet ist, um als das weitere Subband-Signal ein Subband-Signal (xk+1, xk-1) der Mehrzahl von Subband-Signalen zu verwenden, das einen Frequenzbereichs-Index hat, der sich von einem Frequenzbereichs-Index des Subband-Signals (xk) um „1" unterscheidet.
  5. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) ausgebildet ist, um einen weiteren Korrekturterm (12b) zu bestimmen, der von einem dritten Subband-Signal (xk-1) und einem dritten Gewichtungsfaktor (ck-1), der dem dritten Subband-Signal (xk-1) zugeordnet ist, abhängt, wobei sich der dritte Gewichtungsfaktor (ck-1) von dem Gewichtungsfaktor (ck) unterscheidet.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der der Kombinierer (13) ausgebildet ist, um den weiteren Korrekturterm mit dem gewichteten Subband-Signal (11) zu kombinieren.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) ausgebildet ist, um als drittes Subband-Signal ein Subband-Signal zu verwenden, das einen Frequenzbereichs-Index hat, der sich von einem Frequenzbereichs-Index des Subband-Signals (xk) und von einem Frequenzbereichs-Index (k + 1) des weiteren Subband-Signals (xk+1) unterscheidet.
  8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Korrekturterm-Bestimmer ausgebildet ist, um den Korrekturterm als Linearkombination aus dem Subband-Signal gefiltert mit einem ersten Filter (33) und aus dem weiteren Subband-Signal (xk-1) gefiltert mit einem weiteren Filter (32) zu berechnen, wobei die Filter (32, 33) Tiefpassfilter oder Hochpassfilter sind, die eine Filterlänge haben, die zwischen 1 und 20 liegt.
  9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Korrekturterm-Bestimmer ausgebildet ist, um einen ungewichteten Korrekturterm abhängig von dem weiteren Subband-Signal (xk-1) zu berechnen, und um den ungefilterten Korrekturterm mit einer Differenz aus dem Gewichtungsfaktor (ck) für das Subband (xk) und dem Gewichtungsfaktor (cl) für das Subband (xl) zu gewichten.
  10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) ausgebildet ist, um den Korrekturterm (KT) gemäß folgender Gleichung zu berechnen: KT = pkLk(z) + qkUk(z),wobei pk gleich einer Differenz zwischen dem Gewichtungsfaktor ck-1 für ein benachbartes Subband-Signal xk-1 und dem Gewichtungsfaktor ck des Subband-Signals xk ist, wobei qk eine Differenz zwischen einem weiteren benachbarten Subband-Signal xk+1 und dem Gewichtungsfaktor ck des Subband-Signals xk ist, wobei Lk ein ungewichteter Korrekturterm des einen benachbarten Subband-Signals xk-1 ist und wobei Uk ein ungewichteter Korrekturterm aufgrund eines anderen benachbarten Subband-Signals xk+1 ist.
  11. Vorrichtung nach Anspruch 10, bei der die ungewichteten Korrekturterme Lk und Uk folgendermaßen berechnet werden: Lk(z) = A1(Hll(z)Xk(z) – Hlm(z)Xk-1(z)) Uk(z) = A2(Huu(z)Xk(z) – Hum(z)Xk+1(z))wobei A1 und A2 Faktoren sind, wobei Hll ein erstes Tiefpassfilter (33) darstellt, wobei Hlm ein zweites Tiefpassfilter darstellt, wobei Huu ein erstes Hochpassfilter (34) darstellt, und wobei Hum ein zweites Hochpassfilter (35) darstellt.
  12. Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der eine Grenzfrequenz der Hochpassfilter (34, 35) größer oder gleich einer Grenzfrequenz der Tiefpassfilter (32, 33) ist.
  13. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Analyse-Filterbank durch eine Transformation eines Blocks von Abtastwerten in eine spektrale Darstellung implementierbar ist, und ein Subband-Signal Subband-Abtastwerte aufweist, die Spektralkoeffizienten mit demselben Frequenzindex aus einer Folge von aufeinander folgenden spektralen Darstellungen aufweist.
  14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der die Analyse-Filterbank (50) eine dezimierte Filterbank ist, die Filter aufweist, die durch Modulation eines Prototyp-Filters beschreibbar sind.
  15. Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 13, bei der ein Subband-Signal ein Signal mit mehreren Abtastwerten ist, wobei aus einer Menge von N Werten des zeitdiskreten Signals N/M Abtastwerte für jedes Signal erzeugt werden, wobei M eine Anzahl von Subband-Signalen ist, die durch die Analyse-Filterbank erzeugt werden.
  16. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Kombinierer ausgebildet ist, um eine Addi tion des gewichteten Subband-Signals und des Korrekturterms durchzuführen.
  17. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Einrichtung zum Liefern der unterschiedlichen Gewichtungsfaktoren, die den Subband-Signalen zugeordnet sind, wobei die Einrichtung (55) zum Liefern ausgebildet ist, um die mehreren Gewichtungsfaktoren aufgrund einer Equalizer-Funktion oder einer Echo-Unterdrückung oder einer Bandbreitenerweiterung oder einer parametrischen Mehrkanalcodierung zu bestimmen.
  18. Vorrichtung nach Anspruch 10, bei der die ungewichteten Korrekturterme Lk und Uk unter Verwendung von Zwischensignalen Lk' und Uk' berechnet werden, wobei die Zwischensignale Lk' und Uk' durch die folgenden Gleichungen berechnet werden: Lk' = (Hl·Xk – Hm·Xk-1)·A1 Uk' = (Xk·Hu – Hm·Xk+1)·A2 wobei A1, A2 konstante Faktoren sind, wobei Hm, Hl, Hu Filter darstellen, wobei das Filter Hl (330) eine Tiefpasscharakteristik hat, und wobei das Filter Hu (340) eine Hochpasscharakteristik hat.
  19. Vorrichtung nach Anspruch 18, bei der das Filter Hm (320, 350) eine Bandpass-Charakteristik hat.
  20. Vorrichtung nach Anspruch 18 oder 19, bei der die ungewichteten Korrekturterme Lk und Uk unter Verwendung der nachfolgenden Gleichungen berechnet werden: Lk = Lk'·Hl Uk = Uk'·Hu wobei Hl ein Tiefpassfilter (381) ist, wobei Hu ein Hochpassfilter (382) ist, und wobei Lk' und Uk' die Zwischensignale sind.
  21. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) Filter (32, 33, 34, 35; 320, 33, 340, 350, 381, 383, 382) aufweist, die eine Filterlänge haben, die kleiner ist als eine Filterlänge eines Subband-Filters, um das Subband-Signal (xk) oder das weitere Subband-Signal (xl) zu erzeugen.
  22. Vorrichtung nach Anspruch 21, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) Filter (32, 33, 34, 35; 320, 33, 340, 350, 381, 383, 382) aufweist, die eine Filterlänge haben, die derart ausgewählt ist, dass eine Verzögerung eines Filters kleiner als 10 Subband-Signal-Abtastwerte des Subband-Signals (xk) oder des weiteren Subband-Signals (xl) ist.
  23. Vorrichtung nach Anspruch 22, bei der der Korrekturterm-Bestimmer (12) lediglich Filter aufweist, deren Filterlänge derart gewählt ist, dass eine Verzögerung jedes Filters kleiner als 6 Werte des Subband-Signals (xk) oder des weiteren Subband-Signals (xl) ist.
  24. Verfahren zum Verarbeiten eines reellen Subband-Signals (xk) einer Mehrzahl von reellen Subband-Signalen, die eine durch eine Analyse-Filterbank (50) erzeugte Darstellung eines reellen zeitdiskreten Signals x(n) sind, mit folgenden Schritten: Gewichten (10) des Subband-Signals (xk) mit einem für das Subband-Signal bestimmten Gewichtungsfaktor (ck), um ein gewichtetes Subband-Signal (11) zu erhalten; Berechnen (12) eines Korrekturterms unter Verwendung wenigstens eines weiteren Subband-Signals (xl) und unter Verwendung eines weiteren Gewichtungsfaktors (cl), der für das weitere Subband-Signal (xl) vorgesehen ist, wobei sich der weitere Gewichtungsfaktor (cl) von dem Gewichtungsfaktor (ck) unterscheidet; und Kombinieren (13) des gewichteten Subband-Signals und des Korrekturterms, um ein korrigiertes Subband-Signal (yk) zu erhalten.
  25. Analyse-Filterbank mit folgenden Merkmalen: einer Einrichtung (50) zum Erzeugen einer Mehrzahl von Subband-Signalen aus einem zeitdiskreten Signal; und einer Vorrichtung zum Verarbeiten gemäß einem der Patentansprüche 1 bis 23 für jedes Subband-Signal, um verarbeitete Subband-Signale zu erhalten.
  26. Synthese-Filterbank mit folgenden Merkmalen: für jedes Subband-Signal einer Mehrzahl von Subband-Signalen, die mit einer Analyse-Filterbank erzeugt worden sind, eine Vorrichtung gemäß Ansprüche 1 bis 23, um verarbeitete Subband-Signale zu erhalten; und eine Mehrzahl von Synthese-Filtern (51) zum Filtern der verarbeiteten Subband-Signale, um Synthese-gefilterte Subband-Signale zu erhalten; und einem Summierer (58) zum Summieren der gefilterten Subband-Signale, um ein zeitdiskretes Signal zu erhalten.
  27. Verfahren zum Filtern eines zeitdiskreten Signals, mit folgenden Schritten: Erzeugen (50) einer Mehrzahl von Subband-Signalen aus dem zeitdiskreten Signal; und für jedes Subband-Signal, Verarbeiten des Subband-Signals mit einem Verfahren gemäß Patentanspruch 24, um verarbeitete Subband-Signale zu erhalten.
  28. Verfahren zum Synthetisieren eines Signals, mit folgenden Schritten: für jedes Subband-Signal einer Mehrzahl von Subband-Signalen, die mit einer Analyse-Filterbank erzeugt worden sind, Verarbeiten des Subband-Signals mit einem Verfahren gemäß Anspruch 24, um verarbeitete Subband-Signale zu erhalten; und Synthese-Filtern (51) der verarbeiteten Subband-Signale, um Synthese-gefilterte Subband-Signale zu erhalten; und Summieren (58) der gefilterten Subband-Signale, um ein synthetisiertes Signal zu erhalten.
  29. Computer-Programm mit einem Programmcode zum Durchführen des Verfahrens gemäß Patentanspruch 24, 27 oder 28, wenn das Computer-Programm auf einem Computer abläuft.
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