BRPI0713827B1

BRPI0713827B1 - dispositivo e método para o processamento de um sinal de sub-banda real para a redução dos efeitos de aliasing

Info

Publication number: BRPI0713827B1
Application number: BRPI0713827-0A
Authority: BR
Inventors: Edler Bernd; Popp Harald
Original assignee: Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V
Priority date: 2006-07-31
Filing date: 2007-06-26
Publication date: 2020-12-01
Also published as: RU2009107093A; EP2047462B1; EP2047462A1; JP2009545900A; NO20090922L; US20130108077A1; KR20090033267A; US8411731B2; TWI366980B; AU2007280822A1; RU2421830C2; ZA200900693B; US9893694B2; PL2047462T3; BRPI0713827A2; HK1124423A1; DE102006047197B3; CA2659158A1; CN101501760B; MY154669A

Abstract

DISPOSITIVO E MÉTODO PARA O PROCESSAMENTO DE UM SINAL DE SUB-BANDA REAL PARA A REDUÇÃO DOS EFEITOS DE ALIASING. Para processar um sinal de sub-banda de uma pluralidade de sinais reais de subbanda que são uma representação de um sinal real de tempo discreto gerado por um banco de filtros de análise, é provido um pesador (10) para a pesagem de um sinal de sub-banda com um fator de pesagem determinado para o sinal de sub-banda de maneira a obter um sinal de sub-banda pesado (11). Além disso, é calculado um termo de correção por um determinador de termo de correção (12), o determinador de termo de correção sendo implementado para calcular o termo de correção usando pelo menos um outro sinal de sub-banda e usando outro fator de pesagem provido para o outro sinal de sub-banda, diferindo os dois fatores de pesagem. O termo de correção é então combinado com o sinal de sub-banda pesado para obter um sinal de sub-banda corrigido, resultando em reduzido aliasing, mesmo que os sinais de sub-banda sejam pesados de maneiras diferentes.

Description

Descrição

A presente invenção se refere ao processamento de sinais de áudio ou video e, em particular, de bancos de filtros para a conversão de um sinal em uma representação espectral, a representação espectral compreendendo sinais de passagem de banda ou coeficientes espectrais.

É desejável nas aplicações em eletrônica de consumidor e comunicação, a possibilidade de manipulação dos espectros de sinal pelo aumento seletivo de frequência ou da redução das intensidades de sinal, como, por exemplo, para as funcionalidades de equalizador ou ecossupressão. Em conexão com os métodos de conexão de áudio que se baseiam na decomposição espectral do sinal de entrada, parece ser óbvio amplificar ou atenuar de maneira correspondente as componentes espectrais decodificadas (amostras de sub-banda e/ou coeficientes de transformada) por meio de multiplicação por fatores de amplificação que podem ser temporalmente alterados. Os bancos de filtros aqui usados, entretanto, normalmente têm valores reais e envolvem amostragem critica. Como consequência, os sinais de subbanda contêm componentes de aliasing que, entretanto, compensam-se entre si com uma decomposição(análise) e fusão (sintese) realizadas diretamente uma após a outra, mas não depois da manipulação acima descrita. O resultado pode ser de interferências audiveis, como, por exemplo, por modulação de amplitude.

A Fig. 5 mostra um sistema de banco de filtros que compreende um banco de filtros de análise 50 e um banco de filtros de síntese 51. Um sinal de tempo discreto x(n) é enviado a um número de N filtros de passagem de banda 53 para obter sinais de passagem de banda decimados por um decimador 54 por canal de banco de filtros. Os sinais de passagem de banda decimados x0 (m) a 5 xN_! (m) são então enviados a um estágio equalizador 55, onde um coeficiente especial de pesagem g0, gi, . . . , gN-i está associado a cada sinal de passagem de banda. Os sinais de passagem de banda pesados y0 a yN-i são então individualmente enviados a um interpolador 56 e filtrados por um respectivo filtro de síntese 10g0, gi, gN-i 57. Os sinais filtrados são então somados por meio de um somador 58 para obter o sinal de saída y(n) na saída 59 do banco de filtros. O sinal y(n) é idêntico ao sinal x (n) quando todos os fatores de amplificação g0, glz . . . , gN_x = 1 e quando os filtros 53 e 57 são ajustados de maneira que o banco de filtros 15 tenha uma característica perfeita de reconstrução.

É ressaltado que os filtros h0 são tipicamente versões moduladas por coseno de um filtro protótipo passa-baixas e que os filtros de síntese g0, glf ..., gN-x são também correspondentes versões moduladas de um filtro protótipo, em que 20 um filtro gi é combinado com um filtro h± de maneira que não sejam introduzidos problemas pela filtragem.

Existem bancos de filtros que compreendem, por exemplo, 20 canais de bancos de filtros, de maneira que 20 amostras do sinal x(n) resultam em uma amostra de um sinal de sub- 25 banda xi cada. Nesse caso, o banco de filtros é denominado como sendo maximamente decimado. Tipicamente, os bancos de filtros são feitos por meio de métodos matemáticos numericamente eficientes, de maneira que a filtragem que ocorre em cada canal e a subsequente decimação são feitas em uma etapa do processamento, para que não exista sinal não decimado em nenhum lugar. São também conhecidas, entretanto, implementações alternativas que são implementadas dependendo das exigências.

Quando um banco de filtros tem muitos canais, como, por exemplo, 1024 canais, isto representa uma transformada. A regra de transformada, para assim dizer, implementa a filtragem e a decimação "em um só golpe". Uma MDCT tendo 1024 amostras pode assim ser descrita pela parte do banco de filtros de análise 50 na 10 Fig. 5, em que N, nesse caso, seria 1024 e uma única amostra de um "sinal de sub-banda" seria gerada por bloco de amostras enviadas à esta transformada. A forma de tempo de um sinal de sub-banda ocorreria então caso houvesse vários blocos MDCT de coeficientes espectrais e se o valor dos coeficientes MDCT nos blocos 15 subsequentes de um indice de frequência fosse tomado como um sinal de tempo. Subsequentemente, sempre que forem mencionadas sub- bandas e valores de sub-bandas, são indicadas a filtragem de sub- banda e uma transformada, sem indicar explicitamente todas as vezes que uma transformada representa filtragem de sub-banda 20 maximamente decimada, onde o número de canais N é igual ao número de coeficientes de transformada.

A amostragem critica dos sinais de banco de filtros usada tem o resultado que filtros de passagem de banda têm uma região de sobreposição, isto é, que exemplarmente a metade 25 superior da região de passagem do filtro h0 sobrepõe a metade inferior do filtro vizinho hi. Ao mesmo tempo, a região superior do filtro hi(n) sobrepõe a região inferior do próximo filtro h2(n).

Se existir uma componente de sinal nesta região de sobreposição, tanto o sinal de sub-banda x0 (m) como o sinal de sub-banda xT (m) terão as informações sobre esta componente de sinal. Se ambas as sub-bandas forem identicamente amplificadas pelos fatores de amplificação g0 e glz isto é, ambos os fatores de amplificação sejam iguais, o aliasing será novamente limpo pelos filtros de análise g0, gie a subsequenteadição dos sinais desaida dos filtros g0 e gizde maneira que osinal de saida y(n) estejaisento de problemas.Entretanto, seos dois sinais x0,Xiforem amplificados de forma diferente, a porção da componente de sinais na região desobreposição também será amplificadadeforma diferente, cujo resultado é que o sinal de recepção y(n) tem mais aliasing, já que o banco de filtros de sintese "não estava esperando" uma pesagem diferente dos dois filtros de sobreposição.

Esses problemas podem ser evitados usando bancos de filtros de valores complexos que, entretanto, não compreendem amostragem critica, não sendo adequados para codificação. Por outro lado, esses bancos de filtros de valores complexos são usados em unidades de pós-processamento, como, por exemplo, na extensão de largura de banda (SBR) e na codificação paramétrica multicanais (BCC/EBCC).

Uma solução custosa, mas possivel, para este problema é oferecida pela filtragem de sintese de valor real incluindo a subsequente análise de valor complexo, a manipulação e sintese de valor complexo. As despesas para a implementação dessa abordagem podem ser consideravelmente reduzidas pela aproximação da aplicação sequencial de sintese de valor real e análise de valor complexo pela denominada filtragem multibandas para a geração das necessárias partes imaginárias (''r2i'' ) . Depois de uma correspondente reconversão nas partes reais ( ' 'i2r''), a síntese convencional de valor real pode ser aplicada.

Esta solução complicada do problema de aliasing usando uma implementação de banco de filtros complexo está mostrada na Fig. 6. O sinal real presente em uma representação de sub-banda é convertido em um sinal real de tempo por meio de um banco de filtros de síntese real, como ilustrado na Fig. 6 como sinal de saída 61 do banco de filtros de síntese real 60. Este sinal real de tempo 61 é então enviado a um banco de filtros de análise complexa 62 para obter sinais de sub-banda de valor complexo 63. Esses sinais de sub-banda complexa 63 são então enviados a um estágio de manipulação 64 que recebe os fatores de pesagem ck e/ou fatores de pesagem gx da Fig. 5 e que podem ser instalados da mesma forma que o estágio equalizador 55 da Fig. 5. Na saída do estágio de manipulação 64, existem sinais de sub-banda de valor complexo manipulados 65 que são então convertidos em um sinal de saída 67 que é novamente um sinal real por meio de um banco de filtros de síntese complexa 66. Para obter um sinal real 67, no banco de filtros de síntese complexa 66, é formada uma parte real seja antes da adição, que pode ser idêntica à adição do somador 58 da Fig. 5, ou a parte real é formada depois da adição 58. A parte imaginária é simplesmente descartada. O processamento por meio do banco de filtros de análise complexa/dispositivo de banco de filtros de síntese, entretanto, garante não haver mais interferências de aliasing no sinal de saída 67 provocadas por uma manipulação diferente de sub-bandas vizinhas.

Entretanto, esta solução é muito complicada, como já mencionado, já que em contraste com uma manipulação direta da

Fig. 5, são necessários um outro banco de filtros de análise complexa e um outro banco de filtros de sintese complexa, esses bancos de filtros sendo complicados a partir do ponto de vista de cálculo e resultando em um retardo, já que os filtros de análise 5 e/ou filtros de sintese compreendem consideráveis comprimentos de filtros que na verdade pode estar na faixa de mais que 30 taps de filtros por banco de filtros, isto é, podem estar tanto no lado de análise como no lado de sintese. Por outro lado, não são introduzidos aliasing.

Uma solução que é menos complicada é a filtragem multibandas mostrada na Fig. 7, em que sinais de sub-banda com frequência e/ou temporalmente vizinhos são unidos, de maneira que os estágios de processamento 62,66 da Fig. 6 não são mais necessários, mas são substituídos pelos blocos r2i e i2r, 15 respectivamente, da Fig. 7. A manipulação pelos estágios de manipulação 64 ou 55 ocorreria assim na representação complexa, isto é, entre os estágios 70 e 71 em 72 na Fig. 7.

Em uma conversão real para complexo (r2c), a conexão em série do banco de filtros de sintese de valor real e o 20 banco de filtros de análise de valor complexo foi aproximada.

Aqui, é formada uma parte imaginária de cada amostra de sub-banda real sobrepondo três sinais de saida de filtro. Os três filtros são aplicados individualmente na respectiva sub-banda e nas duas bandas vizinhas.

De forma correspondente, a conversão de complexo para real (c2r) aproxima a conexão em série do banco de filtros de sintese de valor complexo e o banco de filtros de análise de valor real. Aqui, a parte real é formada como um valor médio da amostra de sub-banda real original e a sobreposição dos três sinais de saida de filtro. Os três filtros são individualmente aplicados às partes imaginárias na respectiva sub-banda e nas duas bandas vizinhas.

A conexão em série de r2c e c2r deve reconstruir o sinal original de sub-banda de maneira tão exata quanto possivel para evitar interferências audiveis no sinal de saida. Assim, os filtros correspondentes devem ter comprimentos relativamente grandes.

Essa filtragem multibandas que pode ser aplicada de forma vantajosa está revelada na patente alemã DE 102 34 130 B3. Um dispositivo de banco de filtros para a geração de uma representação espectral complexa de um sinal de tempo discreto inclui meios para a geração de uma representação espectral de real .15 valor em bloco do sinal de tempo discreto, a representação espectral compreendendo blocos temporalmente sucessivos, cada bloco compreendendo um conjunto de coeficientes espectrais reais. Além disso, são providos meios para o pós-processamento da representação espectral de real valor em blocos para obter uma representação espectralcomplexaem blocos aproximada compreendendo blocos sucessivos, cada bloco compreendendo um conjunto de coeficientes espectrais aproximados complexos, em que um coeficiente espectral aproximado complexo pode ser representado -por um primeiro coeficiente sub-espectral e um segundo coeficiente sub-espectral, onde pelo menos o primeiro ou o segundo coeficiente sub-espectral pode ser estabelecido combinando pelo menos dois coeficientes espectrais reais. O primeiro coeficiente sub- espectral é uma parte real do coeficiente espectral aproximado complexo e o segundo coeficiente sub-espectral é uma parte imagináriado coeficiente espectral aproximado complexo. A combinação é uma combinação linear e os meios para o pós- processamento são implementados para combinarem,para a determinação de um coeficiente espectral complexo de uma determinada frequência, um coeficiente espectralrealda frequência e um coeficiente espectral real de uma frequência vizinha maior ou menor ou um correspondente coeficiente espectral real de um bloco atual, um bloco temporalmente precedente ou um 10 bloco temporalmente sucessivo.

Este procedimento é desvantajoso, já que são necessários filtros relativamente longos para obter uma representação isento de aliasing, em particular no caso que não haja pesagem diferente em duas sub-bandas vizinhas, mas para assim 15 dizer no caso "benigno" em que ambas as sub-bandas sejam igualmente pesadas. Se forem usados filtros muito curtos, ocorrerá aliasing também no caso benigno, o que é inaceitável e resulta em grandes comprimentos de filtros em blocos r2i 70 e/ou i2r 71 na Fig. 7. Grandes comprimentos de filtros, entretanto, ao mesmo 20 tempo significam calcular a complexidade e, em particular, um grande retardo, que também é indesejável em determinadas aplicações.

É o objetivo da presente invenção prover um eficiente e, não obstante conceito de alta qualidade para o 25 processamento de sinais.

Este objetivo é alcançado por um dispositivo para o processamento de um sinal real de sub-banda de acordo com a reivindicação 1, um método para o processamento de um sinal real de sub-banda de acordo com a reivindicação 24, urn banco de filtros de análise de acordo com a reivindicação 25, urn banco de filtros de sintese de acordo com a reivindicação 26, um método para a análise de um sinal de acordo com a reivindicação 27, um método 5 para a sintetização de um sinal de acordo com a reivindicação 28 ou um programa de computador de acordo com a reivindicação 29.

A presente invenção se baseia no achado que os problemas de grandes inconvenientes ou, em vez disso, de grandes comprimentos de filtros podem ser solucionados dividindo a 10 filtragem de sub-banda em uma porção normal, incluindo uma subbanda pesada por um fator de pesagem para uma sub-banda especial, e uma porção de correção dependendo de outra sub-banda e de um fator de pesagem para a outra sub-banda. Assim, é obtida uma eficiente implementação, já que longos filtros para a geração de 15 uma porção normal não são mais necessários de acordo com a invenção, já que esta porção normal não é mais filtrada "para trás e para frente", mas simplesmente pesada. O problema de aliasing é solucionado usando a porção de correção calculada na dependência de outra sub-banda que, por exemplo, será a sub-banda vizinha, e 20 na dependência de um fator de pesagem para esta sub-banda. Para tornar a sub-banda pesada de acordo com o invento "à prova de aliasing", a porção de correção é combinada com a sub-banda pesada, como, por exemplo, somada, para obter um sinal de subbanda corrigido, resultando em reduzido aliasing.

A presente invenção tem a vantagem que a porção principal do sinal de sub-banda corrigido é diretamente calculada, isto é, somente usa a pesagem do fator de pesagem fornecido para este sinal de sub-banda, não estando sujeito à filtragem. Isto t < economiza tempo de cálculo e, ao mesmo tempo, potência de cálculo, que é especialmente importante, em particular para equipamentos móveis ou acionados por bateria. Não é mais necessária a fi,ltragem da própria sub-banda por meio de um longo filtro de análise e o ( subsequente filtro de sintese.Em vez disso, somente deve ser pesada amostra após amostra. Isto é feito por uma divisão na porção pesada e no termo de correção. 0 termo de correção também pode ser calculado por filtros consideravelmente mais curtos, já que a precisão da porção de correção não tem.que ser tão alta quanto a precisão da porção normal. No invento, pode ser feita qualquer escalação, já que os filtros para a porção de correção podem ser maiores, reduzindo ainda mais o aliasing, mas, em particular quando ainda existe pequeno aliasing, que comprimentos de filtros muito pequenos .15 possam ser usados para o cálculo das porções de correção, que no caso extremo podem até se degenerar até a pura multiplicação por um fator e a subseqüente adição, onde nesse caso o aliasing será evidentemente mais forte que no caso de um comprimento de filtro de, por exemplo, mais que 8 taps de filtros. Por outro lado, é garantido de acordo com a invenção pela subdivisão de uma contribuição normal por uma contribuição de correção que, quando existe um processamento de sub-banda benigna, isto é, quando subbandas vizinhas devem ser pesadas pelo mesmo fator de pesagem, não -será introduzida nenhuma interferência, apesar de serem somente usados filtros curtos. Nesse caso, a porção de correção pode simplesmente ser ajustada em zero de acordo com a invenção, que pode ser feita manualmente, e que, entretanto, é também feita automaticamente quando o termo de correção de uma pesagem é pesado pela diferença dos fatores de pesagem de duas sub-bandas vizinhas.

Se a diferença for igual a zero, os dois fatores de amplificação serão iguais, isto é, o termo de correção será ajustado em zero, independente de seu tamanho, independente de se o termo de 5 correção tivesse fornecido somente uma correção grosseira ou mesmo uma correção fina. Se o termo de correção tivesse sido calculado mais exatamente, para este caso de idênticos fatores de pesagem, precisaria ter sido zero por si próprio. Somente com uma correção grosseira, entretanto, também neste caso, o resultado seria um _10 termo de correção diferente de zero que, entretanto, não corrompe o resultado, já que a pesagem deve ser feita usando a diferença dos fatores de correção. Dependendo da implementação, o termo de correção não é composto somente por um sinal de sub-banda, mas por dois .15 sinais de sub-banda vizinhos e/ou por tantos sinais de sub-banda vizinhos que a sobreposição de bandas dentro de uma região significativa ocorre, isto é, na região do filtro em que o filtro tem atenuação, por exemplo, menor que 30 dB. Se mais de três filtros se sobrepuserem, serão considerados mais que filtros ao 20 calcular o termo de correção e, é claro, também os fatores de correção a ele associados.

Deve ser esclarecido que o conceito do invento não somente pode ser feito para bancos de filtros com um número -relativamente pequeno de canais, em que os sinais de sub-banda são sinais de passagem de banda. Em vez disso, o conceito do invento também pode ser aplicado a bancos de filtros dotados de um grande número de canais de bancos de filtros, como, por exemplo, bancos de filtros implementados por uma transformada. Essa transformada é, por exemplo, uma FFT, uma DCT, uma MDCT ou outra transformada maximamente decimada, em que é gerado um coeficiente espectral por canal de banco de filtros por bloco de amostras. Os coeficientes espectrais com o mesmo indice de coeficiente de uma sequência de blocos temporalmente sequenciais de coeficientes espectrais representam um sinal de passagem de banda que pode ser filtrado com o objetivo de determinar um termo de correção para obter um termo de correção.

As configurações preferidas da presente invenção serão subsequentemente detalhadas com referência aos desenhos apensos, onde:

A Fig. 1 é um diagrama de circuito de blocos de um dispositivo do invento para o processamento de um sinal real de sub-banda de acordo com uma configuração preferida da presente invenção; AFig. 2éuma ilustração detalhadado determinador de termo de correção da Fig. 1; AFig.3aéuma ilustração esquemáticado dispositivo do invento de acordo com uma configuração preferida da 20 presente invenção; A Fig. 3b é uma ilustração mais detalhada da parte do filtro da Fig. 3a; A Fig. 3c é uma ilustração esquemática do dispositivo do invento de acordo com uma configuração alternativa 25 da presente invenção; A Fig. 3d é uma ilustração mais detalhada do dispositivo mostrado esquematicamente na Fig. 3c; A Fig. 4 mostra um banco de filtros de análise/dispositivo de banco de filtros de síntese tendo um dispositivo de sub-banda para processamento; A Fig. 5 mostra uma análise de valor real/dispositivo de banco de filtros de síntese tendo um estágio 5 equalizador; A Fig. 6 mostra o cascateamento de um banco de filtros de síntese real com um banco de filtros de análise complexa e um banco de filtros de síntese complexa; A Fig. 7 é uma ilustração esquemática de 10 filtragem multibandas; A Fig. 8 é uma ilustração mais detalhada de operações de filtros para a filtragem multibandas da Fig. 7; A Fig. 9 é uma ilustração tabular dos filtros para sinais de sub-banda tendo índices pares e ímpares; A Fig. 10 mostra uma comparação exemplar de respostas de frequência de magnitude para filtros para a determinação de um termo de correção; A Fig. 11 mostra a filtragem de sub-banda de um impulso; A Fig. 12 mostra a filtragem de sub-banda de um sine tone 1% acima do limite de banda; A Fig. 13 mostra a filtragem de sub-banda de um sine tone 5% acima do limite de banda; A Fig. 14 mostra a filtragem de sub-banda de um 25 sine tone 10% acima do limite de banda; A Fig. 15 mostra a filtragem de sub-banda de um sine tone 20% acima do limite de banda; A Fig. 16 mostra a filtragem de sub-banda de um sine tone 30% acima do limite de banda; A Fig. 17 mostra a filtragem de sub-banda de um sine tone 40% acima do limite de banda; e A Fig. 18 é uma ilustração esquemática da redução 5 de aliasing para uma MDCT com um sine tone 10% acima do limite de banda. A Fig. 1 mostra um dispositivo do invento para o processamento de um sinal real de sub-banda x(k) de uma pluralidade de sinais reais de sub-banda que são uma ilustração de 10 um sinal real de tempo discreto x(n) gerado por um banco de filtros de análise (50 na Fig. 5). O dispositivo do invento inclui um pesador 10 para pesar o sinal de sub-banda xk com um fator de pesagem ck determinado para o sinal de sub-banda de maneira a obter um sinal de sub-banda pesado 11. O pesador é implementado, 15 de preferência, para realizar uma multiplicação. Em particular, amostras de sub-banda que são amostras de um sinal de passagem de banda ou coeficientes espectrais de um espectro de transformada são multiplicadas por um fator de correção. De maneira alternativa, em vez de multiplicação, também pode ser feita a 20 adição de valores logarítmicos, isto é, uma adição do logaritmo do valor de correção com o logaritmo da amostra de sub-banda xk.

O dispositivo do invento de processamento ainda inclui um determinador de termo de correção para o cálculo de um termo de correção, o determinador de termo de correção sendo 25 implementado para calcular o termo de correção usando pelo menos outro sinal de sub-banda Xi e usando outro fator de pesagem cx que é provido para o outro sinal de sub-banda, o outro fator de pesagem diferindo do fator de pesagem ck. Esta diferenciação dos dois fatores de pesagem é a causa de aliasing em uma aplicação real de banco de filtros, mesmo quando filtros de análise e sintese tiverem uma perfeita característica reconstrutiva. 0 termo de correção na saida do meio 12 é enviado a um combinador 13 como 5 sendo o sinal de sub-banda pesado, o combinador sendo implementado para combinar o sinal de sub-banda pesado com o termo de correção para a obtenção de um sinal de sub-banda corrigido yk. 0 combinador 13 é preferivelmente implementado para fazer uma combinação amostra por amostra.Assim, existe uma 10 "amostra do termo de correção" para cada amostra do sinal de subbanda pesado xk de maneira que possa ser feita uma correção 1:1. De maneira alternativa, entretanto, para implementações menos complicadas como para o cálculo, pode ser feita uma correção de maneira que, por exemplo, um único termo de correção seja 15 calculada para um determinado número de amostras de sub-banda pesadas, que é então adicionado de maneira suavizada ou não suavizada a cada amostra do grupo de amostras associado à amostra do termo de correção. Dependendo da implementação, o termo de correção também pode ser calculado como um fator e não como um 20 termo aditivo. O combinador faria, neste caso, uma multiplicação de um termo de correção por um sinal de sub-banda pesado para obter um sinal de sub-banda corrigido yk.

Deve ser esclarecido que o aliasing ocorre quando dois sinais de sub-banda tiverem sido gerados por filtros com 25 características de passe sobrepostas. Em implementações especiais de banco de filtros, existem essas características sobrepostas de filtros compreendendo uma região de sobreposição que é significativa para sinais de sub-banda vizinhos.

De preferência, o determinador de termo de correção é assim implementado como ilustrado na Fig. 2.0 determinadordetermode correção incluiumaprimeiraporçãodo determinadordetermodecorreção 12a euma segundaporçãodo determinadordetermodecorreção 12b.A primeiraporçãodo determinadordetermodecorreção consideraa sobreposiçãodo sinal de sub-banda atual do indice k e o próximo maior sinal de sub-banda do indice k+1. Além disso, a porção do determinador de termo de correção 12a, independente do sinal de sub-banda xk+1, 10 também recebe o fator de pesagem ck+1 do maior sinal de sub-banda.

De preferência, o determinador de termo de correção também recebe a diferença de ck+i e ck, que na Fig. 2 está ilustrada por qk.

A segunda porção do determinador de termo de correção 12b considera a sobreposição do sinal de sub-banda xk 15 pelo sinal de sub-banda xk-i inferior a 1 com relação a seu indice.

A porção do determinador de termo de correção 12b assim, independente do sinal de sub-banda xk_lz também recebe o fator de pesagem ck_x desta sub-banda e, de preferência, a diferença do fator de pesagem ck-i e do fator de pesagem ck, que na Fig. 2 é 2 0indicada por ck.

No lado de saida, a primeira porção do determinador de termo de correção 12a fornece um primeiro termo de correção qk x uk e a segunda porção do determinador de termo de correção 12b fornece um segundo termo de correção pk x Lk, onde 25 esses dois termos de correção são adicionados para então ser combinados com o sinal de sub-banda pesado ck x xk, como será descrito com referência às Figs. 3a e 3b.

Uma implementação preferida mostrada em maiores detalhes nas Figs. 8 e 3a será subsequentemente detalhada.

A conexão em série de um banco de filtros de sintese de valor real e de um banco de filtros de análise de valor complexo é aproximada na filtragem de multibandas. Aqui, uma parte 5 imaginária de cada amostra de sub-banda real é formada pela sobreposição de três sinais de saida de filtro. Os três filtros respectivos são aplicados na sub-banda respectiva e nas duas bandas vizinhas.

De maneira correspondente, a conversão do 10 complexo para o real (c2r) aproxima a conexão em série de um banco de filtros de sintese de valor complexo e um banco de filtros de análise de valor real. Aqui, a parte real é formada como um valor médio da amostra de sub-banda real original e a sobreposição de três sinais de saida de filtro. Os três filtros respectivos são 15 aplicados às partes imaginárias na respectiva sub-banda e nas duas bandas vizinhas.

A conexão em série de r2c e c2r deve reconstruir o sinal original de sub-banda tão precisamente quanto o possivel, para evitar as interferências audiveis no sinal de saida.Assim, 20 os filtros correspondentes devem ter comprimentos relativamente grandes.

A abordagem aqui apresentada se baseia na idéia da subdivisão da conexão em série de "r2c", do "controle de ganhos" e de "c2r" nas porções de sinal que se formam ao serem 25 usados iguais fatores de amplificação e porções do sinal que se formam devido às diferenças entre fatores de amplificação de subbandas vizinhas. ao sinal original de sub-banda, pode ser omitida a operação correspondente.

As porções dos sinais correspondentes são dependentes das diferenças dos respectivos fatores de amplificação 5 servindo somente para a redução dos componentes de aliasing, como ocorreria na conversão usual r2c e c2r. Como os respectivos filtros não influenciam na reconstrução de sinais de sub-banda inalterados, podem compreender comprimentos consideravelmente menores.

Subsequentemente, será descrito o procedimento em maiores detalhes.

A parte imaginária da sub-banda k é calculada a partir das amostras de sub-banda de valor real das sub-bandas k, k-1 e k+1 para formar:

As diferenças entre H e H' são necessárias devido ao espelhamento das sub-bandas com indices impares.

Se cada sub-banda for multiplicada individualmente por um fator de amplificação ck, o resultado do 20 sinal reconstruído na sub-banda k, considerando um outro fator de normalização de 0,5, será:

Se ck-i for substituido por ck + pk, com pk = ck-i - ck, e se ck+1 for substituido por ck + qk, com qk = ck+1 - ck, o 25 resultado será:

sub-banda que e reconstruído ao usar os mesmos fatores de amplificação em todas as sub-bandas, igualando assim o sinal original de sub-banda, exceto pelo fator ck, e/ou semelhante a este. Entretanto, o segundo termo representa a influência de diferentes fatores de amplificação e pode ser considerado como um termo de correção da sub-banda k do processamento complexo comparado ao processamento real. É calculado como a seguir:

As seguintes conexões resultam das características do banco de filtros polifásico e do espelhamento das sub-bandas com índices ímpares:

Uma substituição tem o seguinte resultado:

Como a reconstrução não é mais dependente dos filtros usados com fatores de amplificação constantes nas subbandas, estes podem ser substituídos por mais curtos, onde o respectivo filtro do produto também pode ser aproximado, de maneira que dois termos de correção possam ser calculados em vez da parte imaginária:

O sinal desejado de sub-banda, incluindo a compensação de aliasing, e obtido por uma sobreposição pesada do original sinal de sub-banda com os dois sinais de correção:

Entretanto, em realizações práticas, deve ser mantido em mente que um retardo de compensação do retardo nos respectivos caminhos de sinal incluindo a filtragem, deve ser introduzido nos caminhos de sinal sem filtragem.

Para a verificação do desempenho geral, as seguintes cenas mostram os sinais de saida após a análise do banco de filtros, da atenuação de uma sub-banda em 20 dB e da subsequente sintese do banco de filtros para os diferentes sinais de entrada.

A abordagem descrita também pode ser combinada com a MDCT em vez do banco de filtros usado na EBCC.

Para tanto, foram gerados os adequados coeficientes de filtros para os filtros com comprimento de 5.Isto corresponde aos filtros não cortados que resultam ao aplicar sequencialmente as transformadas e/ou re-transformadas correspondentes.Comparado à tecnologia "r2c-c2r", entretanto, o novo método tem a vantagem de não gerar erros de aproximação enquanto o espectro MDCT permanecer inalterado. Com "r2c-c2r", entretanto, resultariam erros já que somente as duas bandas respectivas vizinhas são consideradas na aproximação.

Os espectros resultantes dos sinais para um sine tone que está 10% acima do limite de banda mostram que os componentes de aliasing são também reduzidos com muita eficiência em conexão com MDCT. Aqui também, a banda vizinha foi atenuada em 10 dB.

Assim, as funções equalizadoras e/ou métodos de supressão de eco podem ser diretamente integrados em um decodificador de áudio, como, por exemplo, MPEG-AAC, pela MDCT inversa antes da re-transformação.

A Fig. 8 mostra uma ilustração esquemática das operações de filtro de real para complexo (r2c) e de complexo para real (c2r). A componente imaginária Ik da banda xk é gerada por um sinal de sub-banda xk_! filtrado pelo filtro H'u e pelo sinal de sub-banda da sub-banda xk+1 gerada pelo filtro H'j. Além disso, uma componente do sinal de sub-banda xk filtrada pelo filtro Hm contribui para a componente imaginária Ik. Como a porção do sinal de sub-banda xk-x sobreposta pelo filtro k tem uma característica passa-baixas, o filtro H'u é um filtro passa-baixas. Por analogia, a porção do sinal superior de sub-banda xk+i sobreposta pelo filtro para xk é um sinal passa-altas, de maneira que H' i é um filtro passa-altas. Como já explicado, H e H' são diferenciados para a consideração do espelhamento das sub-bandas com indices impares. Esta inflexão de H e H' está ilustrada na Fig. 9 para as partes imaginárias das sub-bandas Ik+2 a Ik_2. Além disso, o indice "m" significa "mid" e se refere à contribuição do sinal central de sub-banda. Também, o indice "1" significa "low" e considera a contribuição da sub-banda inferior mostrada na Fig. 8 com relação à sub-banda corrente, isto é, a sub-banda tendo um indice menor em 1. Por analogia, "u" significa "up" e se refere à contribuição da sub-banda ilustrada na parte superior da Fig. 8 da sub-banda corrente, isto é, das sub-bandas com indices maiores em 1. Os filtros de sintese G que correspondem aos filtros de análise individuais H são ilustrados na Fig. 8. Gj tem a característica passa-altas, considerando que Gu tem uma característica passa-baixas. Assim, como descrito anteriormente, o produto de Gu- e Hu é o mesmo que o produto de H∑ e Hu ou o produto de Gv e Hj é o mesmo que o produto de Hu e Hi e quase igual a 0, já 5 que aqui um respectivo filtro passa-altas é multiplicado por um filtro passa-baixas e a resposta resultante de frequência de um filtro passa-altas e um filtro passa-baixas tendo similares frequências de corte equaliza 0 e/ou se aproxima de 0. Mesmo para os casos em que as frequências de corte não sejam idênticas, mas 10 separadas,a respostaresultantede frequênciaé igual a0. Sea frequênciadecortedofiltropassa-baixasformenorquea frequência de corte do filtro passa-altas, a resposta resultante de frequênciatambémseráiguala 0. Somentenocaso emquea frequênciadecortedofiltropassa-baixasformaiorquea frequência de corte dofiltropassa-altas, a aproximação dada acima não seria verdadeira. Entretanto, essa situação não ocorre emtípicosbancos defiltrospolifase e/ou, caso ocorresse, somente resultaria em pequenas interferências que resultariam em umtermo decorreção decertamaneira impreciso. Devido ao fato queo termode correçãoé, depreferência pesado pela diferença dos dois fatores de pesagem envolvidos, este erro também diminuiria com uma diferença decrescente.

A Fig. 3 mostra uma ilustração esquemática dos filtros preferidos obtidos acima que são implementados pelo 25 determinador de termo de correção 12 do invento. Torna-se óbvio a partir da Fig. 3a que todo o dispositivo inclui uma parte de filtro 30 e uma parte de pesagem 31. O pesador 10 da Fig. 1 simbolizado na parte de pesagem 31 da Fig. 3a por ck está na parte de pesagem 31. 0 combinador 13 da Fig. 1 corresponde ao somador 13 na Fig. 3a. 0 determinador de termo de correção 12 inclui as atuações do filtro com os quatro filtros Hlm, Hu, Huu e Hum. Além disso, o determinador de termo de correção também inclui a pesagem 5 dos termos de correção não pesados Lk e Uk pela diferença dos respectivos dois fatores de pesagem envolvidos, isto é, por qk e pk, respectivamente, como indicado na parte de pesagem 31. Uma implementação mais detalhada da parte do filtro da Fig. 3a está ilustrada na Fig. 3b. 0 sinal de sub-banda xk-i é enviado ao filtro passa-baixas Hlm 32.Além disso, o sinal de sub-banda xk é enviado ao filtro passa-baixas Hu 33. Além disso, o sinal de sub-banda xk é enviado ao filtro passa-altas Huu 34 e além disso o próximo sinal de sub-banda xk+i é enviado ao filtro H^ 35 que também pode ser implementado como um filtro passa-altas. Os sinais de saida dos filtros 32 e 33 são combinados em um somador 34 e representam um primeiro termo de correção não pesado lk. Além disso, os sinais de saida dos filtros 34 e 35 são somados em um somador 35 e representam um segundo termo de correção não pesado uk. Além disso, o retardo dos filtros que ocorre quando os filtros são implementados como filtros digitais, isto é, filtros FIR ou UR, é considerado para o sinal de sub-banda xk que é pesado pelo fator de pesagem ck provido para este sinal de sub-banda. Esta consideração de retardo dos filtros 33 a 35 ocorre em um estágio de retardo 38, podendo ocorrer antes ou depois da pesagem. Para 25 que esta implementação obtenha a qualidade máxima, prefere-se que todos os comprimentos de filtros 32, 33, 34, 35 sejam idênticos e para que o retardo 38 seja ajustado ao comprimento de filtro dos filtros 32 a 35. Se, por exemplo, os filtros 32 a 35 tiverem individualmente um comprimento de filtro de 11, o retardo 38 deve prover uma magnitude de retardo de cinco amostras de sinal de sub- banda .

Enquanto as Figs. 3a e 3b ilustram a situação em que os filtros 32, 33, 34, 35 são representados como filtros de produto, isto é, como filtros para o cálculo dos termos lk, uk que então devem ser somente pesados, as Figs. 3c e 3d mostram uma configuração de uma implementação da presente invenção em que o termo de correção não é calculado pelos 4 filtros de produto mas, tudo levado em conta, por 6 filtros individuais 320, 330, 340, 350, 381, 382.

Como ilustrado em particular na Fig. 3c, o sinal Lk é calculado pela filtragem Xk-i pelo filtro Hm e pela soma do sinal filtrado Xk tendo sido filtrado por Hk. Outra vez, foi introduzido o fator de normalização de 0,5. Este fator de normalização, entretanto, pode ser omitido, como no caso da primeira configuração, ou ser ajustado em valor diferente, incluindo 1. Além disso, a outra componente Uk é calculada pela filtragem de Xk por Hu, onde Xk+1-Hm é subtraido de Xk-Hu. Em contraste com as equações mostradas na Fig. 3a, onde os produtos já foram considerados nos filtros, os sinais na Fig. 3c são filtrados individualmente. Os resultados Lk e Uk serão, como mostrado na Fig. 3a, pesados por pk e qh, respectivamente. Além desta pesagem, é feita a filtragem por e Hu.

Em contraste com a Fig. 3a, existe uma primeira parte de filtro e, além disso a segunda parte de que pode ser integrada e/ou combinada com a parte de pesagem. Os fatores de pesagem podem assim já ser considerados nos coeficientes de filtro ou podem ser aplicados separadamente antes ou depois da filtragem pelo filtro digital Hi e/ou Hu. Assim, os retardos z“d consideram o retardo provocado pela filtragem na primeira parte de filtro das duas componentes Xk_x e/ou Xk+1 e, além disso, consideram os retardos na segunda parte de filtro provocados pela filtragem de Lk e/ou Uk que são filtrados pelos filtros Hi e/ou Hu.

Assim, dependendo do banco de filtros implementado, podem ser usadas quaisquer características de filtro para os filtros Hn, Hlz Hu, sendo preferido usar um filtro passa- baixas para Hx, usar um filtro passa-altas para Hu e/ou também sendo preferível usar um filtro de passagem de bandas para Hm. O filtro Hi tem uma forma similar da Fig. 10, já que Hn 100 na Fig. 10 é igual ao quadrado do filtro Hx. O filtro Hu implementado como um filtro passa-altas resulta do espelhamento da parte esquerda da Fig. 10 em um eixo vertical em π/2, isto é, no centro da Fig. 10. O filtro Hlm que não está mais na Fig. 3c já que é um filtro do produto de um filtro de passagem de bandas e um filtro passa- baixas, poderia ser espelhado na linha em π/2 para obter o filtro Hum 35 na Fig. 3b, apesar de este filtro do produto sob forma montada não mais estar na Fig. 3c, mas sendo primeiro calculado implicitamente antes, combinando então as componentes por meio do combinador 13.

Considerando que na Fig. 3b o determinador de termo de correção 12 da Fig. 3a é implementado pela parte do filtro 30 e a pesagem das componentes Lk, Uk pelos fatores de pesagem pk e qk, a determinação do termo de correção de acordo com as Figs. 3c e 3d ocorre em um tipo de estágio de filtro duplo, onde é calculado o primeiro dos sinais Lk, Uk na saida dos somadores 360 e/ou 370, não usando os filtros de produto, mas usando os filtros individuais, onde é feita então na segunda parte de filtro a pesagem por pk e/ou qk com a subsequente filtragem individual.

A pesagem do sinal de sub-banda Xk pelo pesador 10, entretanto, ocorre na Fig. 3d como na Fig. 3a.

Na configuração mostrada nas Fig. 3c e Fig. 3d ou colocada geralmente, dois filtros não são unidos para a formação de um filtro do produto. Em vez disso, são implementados como filtros individuais. Mesmo que não haja união no filtro do produto, ainda existe - independente da implementação - a vantagem de menores comprimentos de filtros. Assim, é reduzido o retardo comparado ao recálculo direto de real para complexo e/ou de complexo para real. O tracejado acima dos filtros nos blocos 320, 330, 340, 350, 381, 382 significa que os filtros, como indicados esquematicamente na Fig. 10 para os filtros de produto, são reduzidos em seus comprimentos de filtros comparados ao filtro de sub-banda de um banco de filtros normal. É preferível usar comprimentos de filtros que sejam menores que um comprimento de filtro de um filtro de sub-banda para gerar os sinais de sub-banda xk-i, xk e/ou xk+1. Além disso, é preferível para os comprimentos de filtros dos filtros hu, hm, hk após a aproximação, isto é, após o encurtamento, que sejam, como no outro caso, no máximo 50% do comprimento de um filtro que tenha sido usado para gerar um sinal de sub-banda aplicando vários desses filtros em um banco de filtros de sub-banda.

De preferência, são preferidos os comprimentos de filtros de < 21, em que o retardo desses filtros é < 10. A implementação mostrada na Fig. 3d provê, em comparação com a implementação mostrada nas Figs. 3a e b, vantagens com fatores de atenuação rapidamente variáveis com o tempo. Com relação à forma do tempo, a implementação mostrada na Fig. 3d é mais similar à 5 implementação real/complexa-complexa/real, considerando que na realização do filtro do produto, não ocorrem mais filtragens após a aplicação dos fatores de amplificação.

Independente de ser escolhida uma realização com filtros individuais encurtados ou um resumo com filtros de 10 produto, são implementados, de acordo com a invenção, bancos de filtros reais com aliasing rapidamente reduzido. Em configurações especialmente preferidas, os comprimentos de filtros na Fig. 3d são ainda mais reduzidos quando comparados com os comprimentos de filtros na Fig. 3b já que todo o cálculo na Fig. 3d tem um retardo 15 similar ao de todo o cálculo na Fig. 3b. Uma implementação similar à Fig. 3b seria então na Fig. 3d para os filtros da primeira parte de filtro a ter um comprimento de filtro de 7 coeficientes, que corresponderia a uma magnitude de retardo de 3 amostras de um sinal de sub-banda. Nesse caso, o segundo retardo 383 e/ou os 20 filtros subsequentes 381, 382, por exemplo, teriam um comprimento de filtro de 4 para implementar um retardo de 2. É aqui ressaltado que filtros de certa forma maiores ou de certa forma menores e/ou uma implementação na Fig. 3d também trariam vantagens quando o retardo geral fosse de certa forma maior que o retardo do filtro 25 do produto da Fig. 3b.

A Fig. 4 mostra o uso do dispositivo de pesagem descrito nas Figs. 1 a 3d em uma banda de filtro de análise e/ou banco de filtros de sintese. Torna-se óbvio a partir da Fig. 4 que para cada canal de filtro 0 a N-l, é necessário um dispositivo como o mostrado na Fig. 1. De preferência, entretanto, cada dispositivo de processamento tem, quando como implementado na Fig. 3b, os mesmos quatro filtros 32 a 35, de maneira que somente os 5 mesmos quatro filtros devem ser calculados e/ou otimizados independentemente do número de sinais de sub-banda e/ou canais de filtros de um banco de filtros de análise/sintese. 0 cálculo real dos filtros pode ser feito seja por cálculo direto a partir dos filtros protótipos de 10 análise/sintese ou por uma otimização numérica, que ocorre tipicamente em computador.Nessa otimização numérica de filtros 32 a 35, é predeterminado um comprimento de filtro, de maneira que possa ser obtido um conjunto de filtros de diferentes comprimentos de filtros. Como em particular ilustrado na Fig. 10, é obtida uma 15 marcante característica passa-baixas para o filtro com a função de transferência de filtros 100, isto é, Hllz ou para o filtro com a função de transferência de filtros 101, isto é, Hlm. Entretanto, pode ser visto que esses filtros com uma atenuação muito marcante na região de bloqueio podem ser aproximados por filtros 20 consideravelmente mais curtos, isto é, pelos filtros 102 ou 103.

Os filtros 102 e 103 têm um comprimento de filtro de somente 11 e assim se aproximam dos filtros 100 e 101. Entretanto, pode ser visto que na região das baixas frequências, os desvios são muito baixos e somente aumentam nas maiores frequências. Entretanto, por 2 5outro lado, é garantida uma atenuação de bloco maior que 40 dB pelos filtros 102 e 103, de maneira que esses filtros muito curtos já provoquem uma boa supressão de aliasing.

A Fig. 11 mostra uma resposta do banco de filtros para um impulso em uma posição 8 no periodo da amostra de subbanda. Um banco de filtros real proporciona a forma indicada em 110.Um banco de filtros complexo provê a forma indicada em 112.Um banco de filtros real incluindo a correção de acordo com a 5 presente invenção, provê a forma indicada em 111. Pode ser visto que o banco de filtros real, incluindo a correção, tem quase a mesma forma do banco de filtros complexo, entretanto, pode ser implementado de forma consideravelmente mais barata. Só diretamente no limite de banda entre k-1 e k o banco de filtros 10 real, incluindo a correção, pode exibir uma forma ondulada, que pode ser atribuida ao fato de somente serem usados comprimentos de filtros de 11, como ilustrados na Fig. 10, em vez de filtros completos, como ilustrados na Fig. 10. É aparente que o desvio entre o banco de filtros real, incluindo correção, e o banco de 15 filtros complexo que é resistente a aliasing, não é significativo apesar de filtros curtos 32 a 35 da Fig. 3b já serem usados. O desvio entre as formas 111 e 112 torna-se maior com menores comprimentos de filtros, entretanto, para uma variação de retardo otimizado, podem ser usados comprimentos de filtros menores que 5, 20 onde o desvio entre as curvas 111 e 112 ainda é razoável.

Subsequentemente, uma resposta de banco de filtros é considerada quando um sine tone 1% acima do limite de banda é mostrado na Fig. 12. O sinal de entrada 121 representa o sine tone. Um banco de filtros real produziria aliasing, como 25 ilustrado pela curva 122. O aliasing se torna perceptível pelo "pico secundário" 125, considerando que este pico secundário é causado pelo fato que bandas vizinhas k-1 e k tenham sido pesadas por diferentes fatores de pesagem. Novamente, é aparente que um banco de filtros complexo não tem tal pico secundário, isto é, não gera esse aliasing, e que o banco de filtros complexo é aproximado idealmente por um banco de filtros real incluindo correção, em que o desvio do banco de filtros real com relação ao banco de filtros complexo está somente na região 126. O banco de filtros real provê uma maior atenuação que o banco de filtros complexo, que pode ser atribuida ao fato que os comprimentos de filtros dos filtros 32 a 35 tenham sido encurtados para 11.

É ressaltado que no exemplo da Fig. 12, e nos exemplos das Figs. 13, 14, 15, 16, 17, houve sempre uma atenuação de sub-banda em 20 dB comparada à outra sub-banda.

A Fig. 13 mostra um caso similar à Fig. 12, entretanto, com sine tone em 5% acima do limite de banda. Novamente, um banco de filtros real geraria o pico secundário 125.Este pico secundário, entretanto, é quase completamente atenuado pelo banco de filtros real, incluindo a correção 124.Somente um desvio muito pequeno em 127 é ainda visto.Ao reduzir o comprimento de filtro dos filtros 32 a 35, esse pico 127 continuaria aumentando.Mesmo com filtros degenerados, isto é, filtros que somente realizam a pesagem por um fator de pesagem, o pico 127 ainda seria menor que o pico secundário 125. Pesando da forma do invento, os valores filtrados pela diferença dos dois fatores de pesagem, entretanto, pelo menos para o caso de fatores de pesagem idênticos ou quase idênticos, quase nenhuma interferência seria introduzida, apesar da filtragem bastante rudimentar dos filtros degenerados.

As Fig. 14, Fig. 15, Fig. 16 e Fig. 17 mostram cenários similares, onde o sine tone, entretanto, está em uma distância sempre maior do limite de banda. Todas as representações mostram claramente a componente de aliasing que seria gerada por um banco de filtros real caso a correção do invento não tivesse sido feita. Além disso, todas as representações mostram desvios ainda menores em 127 entre o banco de filtros real incluindo a correção de acordo com a presente invenção e um banco de filtros complexo resistente a aliasing 123.

A Fig. 18 mostra um cenário similar ao das Figs. 12 a 17, entretanto, para uma transformada sob a forma da MDCT. Novamente, pode ser reconhecida a clara componente de aliasing 125, ocorrendo na frequência de 127,88. Por meio da correção do invento, isto é, pela filtragem dos correspondentes coeficientes MDCT de sucessivos picos MDCT pelos filtros 32 a 35, a componente de aliasing é reduzida, exceto pelo pequeno desvio em 127 na Fig. 18. Se os comprimentos de filtros de 11 forem usados para os filtros 32 a 35, todo o conjunto somente será ajustado após cerca de 10 espectros MDCT. Assim, na implementação das Figs. 3a e 3b, um retardo de 5 blocos MDCT é necessário até que sejam gerados valores sensiveis de saida.

Dependendo das circunstâncias, o método do invento pode ser implementado seja em hardware como em software. A implementação pode ser em meio de armazenagem digital, em particular em disco ou em CD com sinais de controle que possam ser lidos eletronicamente, e que possam cooperar com um sistema de computador programável, de maneira que o método correspondente seja realizado. Em geral, a invenção é também assim um produto de programa de computador com um código de programas armazenado em um veiculo de leitura por máquina para a realização do método do invento quando o produto de programa de computador opera em um computador. Colocada de maneira diferente, a invenção pode assim também ser feita como um programa de computador com um código de programas para a realização do método quando o programa de 5 computador opera em um computador.

Claims

1.Processador de áudio caracterizado por ser para processar um sinal de áudio, em que o sinal de áudio compreende uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, em que a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais é uma representação de um sinal de áudio de tempo discreto real x(n), e em que a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais é gerada e emitida por um banco de filtro de análise (50) que compreende: um ponderador (10) configurado para ponderar um sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) por um fator de ponderação determinado para o sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50) para obter um sinal de sub-banda de áudio ponderado real; um determinador de termo de correção configurado para calcular um termo de correção real, em que o determinador de termo de correção é implementado para calcular o termo de correção real com o uso de pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) e com o uso de um outro fator de ponderação fornecido para o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50), em que o outro fator de ponderação difere do fator de ponderação; e um combinador configurado para combinar o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real para obter um sinal de sub-banda de áudio real corrigido como um sinal de áudio processado, em que pelo menos um dentre o ponderador (10) , o determinador de termo de correção e o combinador são incorporados em hardware.

2.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo determinador de termo de correção ser implementado para calcular uma diferença entre o fator de ponderação para o sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50) e o outro fator de ponderação para o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido por um banco de filtro de análise (50), e para gerar o termo de correção real na dependência da diferença.

3.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo determinador de termo de correção ser implementado para calcular o termo de correção real na dependência da sinal de sub-banda de áudio real, e na dependência do pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real e o outro fator de ponderação.

4.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo determinador de termo de correção ser implementado para uso como o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real, um sinal de sub-banda de áudio real específico da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50), em que o sinal de sub-banda de áudio real específico compreende um índice de faixa de frequência que difere de um índice de faixa de frequência do sinal de sub-banda de áudio real por “1”.

5.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo determinador de termo de correção ser implementado para determinar um termo de correção real adicional dependente de um terceiro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) e um terceiro fator de ponderação associado ao terceiro sinal de sub-banda de áudio real, em que o terceiro fator de ponderação difere do fator de ponderação.

6.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo combinador ser implementado para combinar o termo de correção real adicional e o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real.

7.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo determinador de termo decorreção serimplementado para uso como oterceirosinal desub-banda deáudio real da pluralidade desinais de sub banda de áudio reais, um sinal de sub-banda de áudio real específico gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50), em que o sinal de sub-banda de áudio real específico compreendeum índice de faixade frequência que difere de um índice de faixa de frequência do sinal de sub-banda de áudio real e de um índice defaixa de frequência do pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real.

8.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender ainda o banco de filtro de análise (50) configurado para filtrar o sinal de áudio de tempo discreto x(n) real e para emitir a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, em que o banco de filtro de análise (50) é implementado por uma transformada de um bloco de amostras do sinal de áudio de tempo discreto real x(n) para uma representação espectral do bloco de amostras do sinal de áudio de tempo discreto real x(n), em que cada sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais compreende amostras de sub-banda que compreende coeficientes espectrais do mesmo índice de frequência de uma sequência de representações espectrais sucessivas.

9.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender ainda o banco de filtro de análise (50) configurado para filtrar o sinal de áudio de tempo discreto real x(n) para emitir a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, em que o banco de filtro de análise (50) é um banco de filtro dizimado que compreende filtros definidos por uma modulação de um filtro de protótipo.

10.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado por cada sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50) ser um sinal que compreende diversas amostras, em que N/M amostras são geradas para cada sinal a partir de uma quantidade de N valores do sinal de tempo discreto, e em que M é um número de sinais de sub-banda de áudio reais da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50).

11.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo combinador ser implementado para realizar uma adição do sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real.

12.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por compreender ainda: um provedor para fornecer os fatores de ponderação diferentes associados ao sinal de sub-banda de áudio real e ao pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50), em que o provedor é implementado para determinar os fatores de ponderação diferentes devido a uma função de equalizador ou uma função de supressão de eco ou uma função de extensão de largura de banda ou uma função de codificação de múltiplos canais paramétrica para o sinal de áudio de tempo discreto real.

13.Método para processar um sinal de áudio, em que o sinal de áudio compreende uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, em que a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais é uma representação de um sinal de áudio de tempo discreto real, e a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais é gerada e emitida por um banco de filtro de análise (50), em que o método é caracterizado por compreender: ponderação, por um ponderador (10), de um sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) por um fator de ponderação determinado para o sinal de subbanda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50) para obter um sinal de sub-banda de áudio ponderado real; calcular, por um calculador, um termo de correção real com o uso de pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) e com o uso de um outro fator de ponderação fornecido por o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50), em que o outro fator de ponderação difere do fator de ponderação; e combinar, por um combinador, o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real para obter um sinal de sub-banda de áudio real corrigido como um sinal de áudio processado, em que pelo menos um dentre o ponderador (10), o determinador de termo de correção e o combinador são incorporados em hardware.

14.Processador de banco de filtro de análise (50) para processar um sinal de áudio de tempo discreto real, em que o processador de banco de filtro de análise (50) é caracterizado por compreender: um banco de filtro configurado para gerar e emitir uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais do sinal de tempo discreto; e um dispositivo configurado para processar a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro para obter uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais corrigidos, em que o dispositivo compreende, para cada sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50): um ponderador (10) configurado para ponderar o sinal de sub-banda de áudio real por um fator de ponderação (c1)determinado para o sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50) para obter um sinal de sub-banda de áudio ponderado real; um determinador de termo de correção configurado para calcular um termo de correção real, em que o determinador de termo de correção é implementado para calcular o termo de correção real com o uso de pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) e com o uso de um outro fator de ponderação fornecido para o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50), em que o outro fator de ponderação difere do fator de ponderação; e um combinador configurado para combinar o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real para obter um sinal de sub-banda de áudio real corrigido da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais corrigidos, em que pelo menos um dentre o banco de filtro, o dispositivo para processar, o ponderador (10), o determinador de termo de correção e o combinador são incorporados em hardware.

15.Processador de banco de filtro de síntese para gerar um sinal de áudio de tempo discreto real, em que o processador de banco de filtro de síntese é caracterizado por compreender: para cada sinal de sub-banda de áudio real de uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, um dispositivo para processar o sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais para obter sinais de sub-banda de áudio reais processados, em que o dispositivo compreende: um ponderador (10) configurado para ponderar o sinal de sub-banda de áudio real por um fator de ponderação (c1)determinado para o sinal de sub-banda de áudio real para obter um sinal de sub-banda de áudio ponderado real; um determinador de termo de correção configurado para calcular um termo de correção real, em que o determinador de termo de correção é implementado para calcular o termo de correção real com o uso de pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real de a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais e com o uso de um outro fator de ponderação fornecido para o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, em que o outro fator de ponderação difere do fator de ponderação; e um combinador configurado para combinar o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real para obter um sinal de sub-banda de áudio real corrigido, através dos quais sinais de sub-banda de áudio reais processados são obtidos; uma pluralidade de filtros de síntese configurados para filtrar os sinais de sub-banda de áudio reais processados para obter sinais de sub-banda de áudio filtrados por síntese; e um adicionador configurado para somar os sinais de subbanda de áudio filtrados por síntese para obter um sinal de tempo discreto de áudio, em que pelo menos um dentre o dispositivo para processamento, o ponderador (10) , o determinador de termo de correção, o combinador, um filtro de síntese da pluralidade de filtros de síntese e o adicionador são incorporados em hardware.

16.Método para processamento de análise um sinal de áudio de tempo discreto real caracterizado por compreender: gerar e emitir uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais do sinal de tempo discreto com o uso de um banco de filtro de análise (50); e processar, por um dispositivo para processamento, a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) para obter uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais corrigidos, em que o processamento compreende, para cada sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50): ponderação, por um ponderador (10) , um sinal de sub-banda de áudio real por um fator de ponderação determinado para o sinal de sub-banda de áudio real para obter um sinal de sub-banda de áudio ponderado real; calcular, por um determinador de termo de correção, um termo de correção real com o uso de pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) e com o uso de um outro fator de ponderação fornecido por o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50), em que o outro fator de ponderação difere do fator de ponderação; e combinar, por um combinador, o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real para obter um sinal de sub-banda de áudio real corrigido da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais corrigidos, em que pelo menos um dentre o banco de filtro de análise (50), o dispositivo para processamento, o ponderador (10), o determinador de termo de correção e o combinador são incorporados em hardware.

17.Método de processamento de síntese para gerar um sinal de áudio de tempo discreto real, em que método de processamento de síntese é caracterizado por compreender: para cada sinal de sub-banda de áudio real de uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, processar o sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais para obter sinais de sub-banda de áudio processados reais, em que o processamento compreende:ponderação, por um ponderador (10), do sinal de sub-banda de áudio real por um fator de ponderação real determinado para o sinal de sub-banda de áudio real para obter um sinal de sub-banda de áudio ponderado real; calcular, por um determinador de termo de correção, um termo de correção real com o uso de pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais e com o uso de um outro fator de ponderação fornecido para o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, em que o outro fator de ponderação difere do fator de ponderação; e combinar, por um combinador, o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real para obter um sinal de sub-banda de áudio real corrigido, através dos quais os sinais de sub-banda de áudio reais processados são obtidos; filtrar, por uma pluralidade de filtros de síntese, os sinais de sub-banda de áudio reais processados para obter sinais de sub-banda de áudio filtrados por síntese; e somar, por um adicionador, os sinais de sub-banda de áudio filtrados por síntese para obter um sinal de tempo discreto de áudio, em que pelo menos um dentre o dispositivo para processamento, o ponderador (10) , o determinador de termo de correção, o combinador, um filtro de síntese da pluralidade de filtros de síntese e o adicionador são incorporados em hardware.

18.Mídia de armazenamento não transitória tendo gravada instruções para execução em um computador caracterizada por compreender instruções que quando executadas realizam o método para processamento de um sinal de áudio de acordo com a reivindicação 13, sendo o método para processar um sinal de áudio, em que o sinal de áudio compreende uma pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, em que a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais é uma representação de um sinal de áudio de tempo discreto real, e a pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais é gerada e emitida por um banco de filtro de análise (50), em que o método compreende: ponderação de um sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) por um fator de ponderação determinado para o sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50) para obter um sinal de sub-banda de áudio ponderado real; calcular um termo de correção real com o uso de pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais gerados e emitidos pelo banco de filtro de análise (50) e com o uso de um outro fator de ponderação fornecido para o pelo menos um outro sinal de sub-banda de áudio real gerado e emitido pelo banco de filtro de análise (50), em que o outro fator de ponderação difere do fator de ponderação; e combinar o sinal de sub-banda de áudio ponderado real e o termo de correção real para obter um sinal de sub-banda de áudio real corrigido.

19.Mídia de armazenamento não transitória tendo gravada instruções para execução em um computador caracterizada por compreender o método para processamento de análise de um sinal de áudio de tempo discreto real de acordo com a reivindicação 16.

20.Mídia de armazenamento não transitória tendo gravada instruções para execução em um computador caracterizada por compreender o método para processamento de síntese para gerar um sinal de áudio de tempo discreto real de acordo com a reivindicação 17.

21.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo determinador de termo de correção ser configurado para calcular o termo de correção real de modo que o sinal de sub-banda de áudio real corrigido tenha uma sobreposição reduzida quando é combinado com o termo de correção real.

22.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo sinal de sub-banda de áudio real ter uma sequência de amostras, em que o ponderador (10) é configurado para ponderar cada amostra da sequência de amostras pelo fator de ponderação determinado para o sinal de sub-banda de áudio real para obter o sinal de sub-banda de áudio ponderado real, e em que o determinador de termo de correção é configurado por filtração com o uso de um filtro que tem mais de 8 derivações de filtro.

23.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo ponderador (10) ser configurado para ponderar um sinal de sub-banda de áudio real adicional próximo ao sinal de sub-banda de áudio real por um fator de ponderação adicional, em que o fator de ponderação adicional é diferente do fator de ponderação; em que o determinador de termo de correção é implementado para gerar o termo de correção real na dependência de uma diferençado fatordeponderaçãodo sinaldesub-banda de áudio real e dos fatores de ponderação adicionais para o sinal desub-bandadeáudio realadicional da pluralidade de sinais de sub-banda de áudio reais, e em que o fator de ponderação adicional é um fator de amplificação adicional fornecido e aplicado para todas as amostras do sinal de sub-banda adicional e em que o fator de ponderação é um fator de amplificação fornecido e aplicado para todas as amostras do sinal de sub-banda de áudio real.

24.Processador de áudio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por ser implementado em pelo menos um dentre um dispositivo eletrônico de consumidor, um dispositivo eletrônico de comunicações, um equalizador de áudio, um supressor de eco de áudio, um codificador de áudio, um decodificador de áudio e um pós-processador de áudio.