JPS6051017A - アナログ信号の解析及び検索方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は信号の解析及び検索に係る。本発明は、標本化
により【測定された信号の時間的変化の正確な決定が必
要な場合に有用である。本発明の特に重要なしかし非限
定的な用途としては、沖波、標本化及びアナロｌｆ／デ
ジタル変換処理並びに複数信号が与えられる場合の多重
化処理を実行する中央測定装置と、数値データ（連続時
点ｔ１での信号値の表）又は図形データの記憶検索用端
末装置を備えたコンピュータとを含むシステムがある。

高い解析精度が必要な場合、現在では、連続する２つの
標本化時点間での信号の変動が小さくなるように極めて
高い標本化レートが採用されている。このとき中間点は
、−次補間又は低次の多項関数によって十分な精度で決
定されるであろう。

図形データ検索の場合、この最終的補間は、多くの場合
は直線部分によってサンプルを互いに接合する検索装置
自体によって行なわれ、また高性能装置の場合にはサン
プルが円の部分又はシヌンイドの部分によって互いに接
合される。この方法の欠点は、極めて多量のデータを収
集する必要があることである。帯域Ｂを有する信号の場
合（信号の帯域は信号エネルギの９９％が当該周波数よ
り低い範囲に含まれているような周波数として定義され
る入−次補間で１０　よりすぐれた精度を得るためには
標本化周波数が２０１より大きくなければならない。こ
の種の補間の検討によって、２次より高次の多項補間を
使用した場合であっても信号の良好な再生を得るには標
本化周波数と信号の帯域との間の比を大きくすることが
必要であり、実際にはこの比を５より大きくしなければ
ならないことが判明した。

高速通過信号の場合の如く通過帯域Ｂが高くなると、シ
ステムの標本化レートとデジタル伝送レートとを極めて
高くする必要があり、遅れを伴なって検索を行なう場合
には前記レートに対して記憶容量を大きくする必要があ
る。結局、システムの総コストが極めて高くなる。

また（シャノン定理より）、標本化周波数Ｆｅがシャノ
ン周波数２Ｂより大であるならば、帯域Ｂの狭いスペク
トルをもつ信号の２つの連続サンプル間のいかなる点を
も算出し得ることが知られている。残念乍ら、抽出サン
プルの関数たる信号ｘ　（ｔ）の解析式は極めて徐々に
しか収束せず計算が膨大になるので、実用化が難しく実
時間動作は事実上できない。しかし乍らこの式を使用す
ると少くとも理論上では標本化レートを上記の場合より
遥かに遅くすることができ、信号の帯域の２倍に極めて
近付けることができる。

更に別のシステムも提案されている。これらのシステム
は例えば成る種のデジタルオシロスコープに使用される
。これらシステムでは信号の帯域に比較して適度な標本
化レートが使用される。しかし乍らこれらシステムは、
シヌソイト９形信号の再生又はいずれにしても周期的信
号の再生しかできない。

本発明の目的は、これ才で知られたものよりも実施要件
に適しており、特にシャノン周波数よりも少しだけ大き
い標本化レートを採用することができ（実際に通過帯域
の２．５乃至５倍）、シかも有効に記録された２つのサ
ンプル間で必要数の点を正確に再生することができ、こ
れらの動作のために比較的簡単な手段のみを使用する信
号の解析及び検索用の装置及び方法を提供することであ
る。

正確な解析を行なうための標本化レートを従来に比較し
て低減したため、抽出、伝送及び記憶されるべきデータ
を減少させることができ、これに対応する解析精度の低
下は生じない。また、信号の性質に関して仮定する必要
もない。この結果、システムのコストを下げることがで
きる。このコスト低下は、より低いレートで動作し得る
データ取得素子とデータをコンピュータと可能な記憶手
段とに伝送する手段との双方に於いて得られる。

このために、より詳細には本発明は、シャノン周波数よ
り少しだけ高いレート、典型的には信号の帯域Ｂの２．
５乃至５倍のレートで信号を標本化し補間するステップ
を含むデジタル信号の解析及び検索方法を提供する。本
発明方法の特徴は、レ−トＦ　ｏで標本化された信号を
低域Ｆ波して信号帯域Ｂを単離し次に複数ステップで補
間すること、及び、各補間ステップでは、得られたサン
プル間にゼロを挿入し得られた新しいサンプル群に低域
デジタル泥波を行なうことによってサンプルの増倍を行
なうことである。

有利な方法としては、各ステップで連続する２つのサン
プル間に１つのゼロを導入し、得られた信号を次に沖波
する。従って、初期サンプルの各対の間に２　個の点が
再構成され得る。この方法では、１つの動作で補間を実
行することが望まれる場合よりもはるかζこ大きい相対
遷移帯域を有する一連の低域フィルタが使用される。更
に、これらのフィルタは少数のサンプルで動作する。従
ってこれらのフィルタは構造が簡単であり、所要演算ボ
リュームも完全に許容範囲の大きさである。

本発明の実施には、狭い帯域をもつデジタル入力信号が
必要である。実際には有用信号に常にノイズが伴なうの
で、通過帯域Ｂより高い周波数を除去するか又は少くと
もパックグランドノイズが許容範囲になるように前記周
波数を十分に減衰させるために、入力信号をν波するこ
とが必要である。低域デジタルＦ波に於いては、極めて
線形の位相レスポンスが与えられること、及び、標本化
周波数がシャノン周波数に近付く程通過帯域と遮断帯域
との間の遷移が急峻になることが要求される。

実際には、多数の極を有するフィルタの使用が必要であ
り、はツセル（Ｂｅ５ｓｅｌ　）フィルタ又はバターワ
ース（Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ）フィルタが使用される
であろう。しかし、通過帯域に於いて完全にフラットな
振幅レスポンスを得ることは現実にはできない。この欠
陥は第１補間ステップ中に使用デジタルフィルタの係数
を適切に選択することによって補正されるであろう。

本発明は更に、前記方法を実施するための解析装置を提
供する。

本発明は、添付図面に示す非限定的特定具体例に関する
以下の記載より更に十分に理解されるであろう。

説明を簡単にすべく非限定的具体例として本発明を第１
図に示されている如き測定装置に使用する場合を想定す
る。この装置はｘ（ｔ）の如き入力信号をデジタル又は
アナログの形で再生するためのものであり、信号の帯域
Ｂの外側のノイズを除去するか又は少なくとも大幅に減
衰させるべく低域フィルタを各入力姑に備えている。こ
の低域アナログフィルタ１０はアンチバックグラウンド
ノイズフィルタの役割を果たし、本発明では後述の特定
の特性ｉこ合致しなければならない。この装置は数個の
入力信号を受容すべき場合はディスニープリングサンプ
ラ１４を励起するマルチプレクサ１２を有し得る。ディ
スニープリングサンプラ１４は全ての入力に関して通常
は同一であるレートをもって一連のサンプルを送出し、
これらサンプルはアナログ／デジタル変換器１６でデジ
タル化された後トランスミッタ１８に送られる。構成部
分１０乃至１８からなるアセンブリは中央測定ユニット
を構成し得、該ユニットの結果はメモリ２０に記憶され
るか又はレシーノ？２２へ直接送出される。最初のケー
スでは遅れをもって動かすことも可能であるが、いずれ
の方法を選択してもレシーノＳ２２はレートＦｅで得た
サンプルから先行周波数の倍数たる周波数をもち元のサ
ンプル以外に補間によって得られたサンプルをも含むサ
ンプルを再生すべく、補間によりデータを膨張させなが
らコンピュータ２４への供給を行う。サンプルは全て編
集デフ２イス２６に送られる。このデバイスはデジタル
（記憶ユニット、数値表を供給するプリンタ等）か、又
はアナログで一次補間もしくは多項式補間を更に行うも
のであってよい（プロッティング表、オシロスコープ等
）。

次に、限界周波数Ｆｍにより規定された帯域Ｂをもつ信
号のレー）Ｆａのサンプル（従って周期Ｆ・の周期的ス
ペクトルをもつ）に使用されるデジタルシ波補間法の原
理を説明する。この方法では有限ノミルスレスポンスを
もつ非回帰形デジタルフィルタ又は「ＲＩ　ＦＪフィル
タのみを使用するが、これらのフィルタは直線位相レス
ポンスを示すように製造することが容易であり且つ非回
帰特性に起因して安定性があるという利点を有する。

この種のフィルタはパルスレスポンスを構成する係数Ｉ
Ｌｉの数がＮ個であることを特徴とする。

式中１は０乃至Ｎ−１である。従って該フィルタの振幅
伝達関数）Ｉ（ｆ）は次の如く表わされる。

１＝０ 式中’ｒｅは標本化期間である。

これら係数が対称係数であればｕ（ｆ）はより簡単に Ｈ（ｆ　）＝Ｇ（ｆ　）　＠ＸＩ）　（−ｊ（２πＦｔ
＋ａ）］と表わし得る。

この式では、Ｇ（ｆ）が実開数τ及びａが２つの定数で
あり、τは７標本化期間の倍数たる整数に等しい該フィ
ルタの伝搬時間を表わす。原則としてフィルタは係数の
数Ｎが奇数のものを選択する。その結果対称が正となり
且つ伝搬時間が標本化期間の倍数たる整数となるからで
ある。

このようなフィルタを用いる補間の目的は、周波数Ｆｅ
での標本化による周期的になされたスはクトル（第２ａ
図参照）から元の信号か又は少なくとも周波数ｐｌ＝ｉ
ｃｒ＠（Ｋは正の整数）のサンプルを復元することにあ
る。そのためには、新しいサンプルセットが第２ｂ図に
示されているしスボンスＩＨ（ｆ）Ｉの低域沖波にかけ
られる前に記録された各サンプル対の間にに一１個のゼ
ロを導入することにより、標本化された信号を周波数Ｆ
１で架空的に再標本化する。レートＦ６で既に標本化し
た信号をレートＦｉで標本化すると周波数Ｆｉのスペク
トルが更に周期的になされその結果増倍因数（Ｋ−１）
が基本帯域スペクトルに導入される。従ってこの周波数
Ｆ１での標本化と低域炉液との後に得られるスペクトル
は久方信号ｘ（ｔ）の基本帯域スはクトルには還元され
ない。

このスペクトルはＦｉの倍数の周期的成分を含む（第２
ｃ図参照）。しかし乍らこれら高周波成分は信号を図形
表示する間に行われるアナログ泥波処理により容易に除
去される。単一ステップで補間操作（ゼロの導入及び低
域炉液）を行う簡単な方法も考えられ得る。その場合は
実際に得られたＮ個の一次サンプルを含むサンプルセッ
トＥｐ　”　（ｘ（ｔ）　＋　Ｘ（”Ｔ６）　＃”（”
　２Ｔｓ）”・”（ｔ”ｉＴｅ　）　”３Ｃ（ｔ　＋（
Ｎ−ｉ　）　Ｔｏ　）　）から中間セット を通り、この中間セットを低域フィルタ幅Ｂと同一の伝
達関数のデジタル沖波にかける。この場合該セットＥＩ
　はＦｅで標本化された信号のＦＪでの標本化として解
釈される。

このようにしてＫＸＮ個の二次サンプルからなるサンプ
ルセットＥ。

ｇＢ（ｘ（ｔ）ｓｘ（ｔ”　）＋ｘ（ｔ＋２？）・”ｘ
（ｔ＋ＩＴａ）。

ｘ（ｔ＋ＩＴｏ　＋Ｔ）、　−ｘ（ｔ＋（Ｎ−１）　Ｔ
＠　）　’）に到達する。

しかし乍らこのようなフィルタの構造の分析によれば、
この種のフィルタではＢ乃至Ｆ−Ｂ（Ｆは補間後の所望
レート）の周波数をもつ全ての成分が除去されなければ
ならない。従って該フィルタの伝達関数ＩＨ（ｆ）Ｉは
第３ａ図に示されている標本化に関し第３ｂ図に示され
ている関数でなければならない。相互遷移帯域（通過帯
域と遮断帯域との間のゾーン）は極めて低くなければな
らない。換言すれば該フィルタはスペクトルベンディン
グを回避すべき場合は大きな遮断しゅん度を有していな
ければならない。しかるに、このようなフィルタは製造
が難しく且つ多くの係数を必要とする。

この問題は補間を幾つかの連続ステップに分けて行うこ
とで解決される。この場合各ステップではサンプル数の
増倍が行われ、その結果マルチレートろ波と称し得る操
作が実施されることになる。

また、この場合に使用される低域フィルタは単一フィル
タの場合より遥かに大きい相互遷移帯域を有し得、且つ
遥かに少ないサンプルで動作し得る。

第４図には、各ステップで２つの連続サンプル間にゼロ
を１つ導入してその結果得られる信号をＦ波し１この操
作を繰返して最終的にｍステップ後に標本化周波数Ｆ Ｆ＝Ｓ　、Ｆｏ を得るという簡単な方法が示されて・いる。

第４ａ図、第４ｂ図及び第４ｃ図は順位ｌのステップに
該当し、その標本化周波数はＦｉｅ　で示される。

前述の如く、バックダラント°ノイズを除去するための
アンチベンディングアナログフィルタは完壁な特性を明
らかに有し得る。即ちこのフィルタは振幅レスポンスが
通過帯域では完全にフラットでカットオフ帯域ではゼロ
であり、ゼロ周波数インタノ２ル全体に亘って遷移が行
われ、且つ位相が完全な直線で純粋な遅れに等しい。計
算によれば、標本化周波数Ｆ１が帯域Ｂの３倍に等しい
場合に（ンディングノイズを１％未満の値に制限するた
めには、４０ｄＢ／オクターブより大きい遮断周波波数
と４０ｄＢより大きい遮断帯域減衰とが必要である（信
号中ノイズの和が解析帯域内外で一定であることを前提
とする）。また、通過帯域のひずみによるエラーを１％
に制限するためには、この通過帯域が通常のように３ｄ
Ｂではなく０．０８６ｄＢの減衰変分に相当しなければ
ならない。これに対応する通過帯域縮分は極めて大きい
。

遷移ゾーン内で３６　ｄ　Ｂ／オクターブの減衰を生じ
させる６極バターワースフイルタの場合、０．０８６ｄ
Ｂ通過帯域は３ｄＢ通過帯域の０．６倍ニ該当する。チ
ェビシェフフィルタ、ベッセルフィルタ及びルジャンド
ルフィルタの対応比は夫々０．９，０．１及び０．２で
ある。

更に、該フィルタは実質的に直線状の位相レスポンスを
有していなければならず、そのためには通常ベッセルフ
ィルタ又はバターワースフィルタが使用される。前述の
通過帯域縮小には補正の必要が伴う。この補正は最初の
デジタル補間ろ波の間に行うと有利であり、この場合フ
ィルタ係数は通過ゾーンでの入力フィルタの伝達関数と
逆の伝達関数が得られるよう計算される。ここで留意す
べきこととして、この操作はフィルタをより複雑にする
ものではなく、アナログ入力フィルタの特性に関する正
確な知識と１度だけ行えばよい補足的計算とを前提にす
るに過ぎない。

勿論、ノイズが通過帯域内外における均一的分布という
前述の想定に合致せずに遮断周波数から離れて位置する
場合は、遮断帯域に緩い傾斜をもつフィルタを使用し得
る。このようにすればアナログフィルタの振幅伝達関数
の補正という問題が実質的に軽減するか又は解消されさ
えする。

通過帯域のアナログフィルタの位相レスポンスに非直線
性があるとやはりエラーが生じる。該フィルタの位相レ
スポンスは実際には信号アナライザの帯域Ｂで１０未満
になる程直線的でなければならない。しかし乍らこの位
相レスポンスの非直線性は、ノ２ツクグラウンドノイズ
を除去するアナログフィルタのすぐ下流に配置された適
切なパス又はフィルタを用いれば一度で補正することが
できる。

実際にこれらの制限は通常アナログフィルタとして、３
ｄＢにおけるしゃ断周波数がＢに等しいばツセルフィル
タか、または３ｄＢにおけるしゃ断周波数が３Ｂに等し
いバターワースフィルタかの使用をうながす。

選択されたフィルタのオーダーは信号内に存在する雑音
の特性によって決定される。このオーダーはまた次茨に
示すように、位相分散に対しても影響する。

以下余白 上表によれば、バターワースフィルタの通過帯域は事実
上Ｂより大でなければならない。

要約すれば、線形位相応答をもつフィルタ、実際にはオ
ーダー５以上のベッセルフィルタを使用しなければなら
ないが、そのしゃ断しゅん度はオクターブ当りせいぜい
１４ｄＢであって、そのため４０ｄＢ／オクタ一ゾ以上
のしゅん度を得るためには複数個のフィルタを縦つなぎ
に結合してかなもの振幅修正をおこなう必要があるとい
う欠点があり、あるいはアナログフィルタの位相分散を
補償する位相応答を生じるべく計算された係数をもつ、
通常はディジタルの全域フィルりの付加を前提とする非
線形位相応答フィルタを使用しなければならない。

補間は、この目的で備えられた装置もしくはこの目的で
プログラム化された一般用途のコンピュータによってお
こなうことができる。しかしいずれにせよ使用される流
れ図Ｐは、記録されたＮ個のサンプルの表Ｅ（Ｎ）から
、Ｎ個の元のサンプルと同じタイムインターバルに相応
する２　・Ｎ個のサンプル（ｋは正の整数）で形成した
ファイルＦを提供するため第５図に示す種類のものであ
る。

先行のアンチベンディングＦ波修正が必要か否かに従っ
て２つの場合が生じる。修正を必要としないか所望しな
い場合は、第６図に示す種類の、係数２のにステップで
の補間の場合に相当する流れ図のサブプログラムβ１が
適用される。Ｆ波作業は下記の係数ばクトルをもつＲＩ
Ｆフイルりにより提供される。

第１補間については　Ｈ５ 第２〃Ｈ３ 第３　ｓ　Ｈ２（以下同様） 係数Ｒクトルはサブプログラムの作成に先立って表示さ
れる。これらの係数ベクトルは、１９７５年にＥｎｇｌ
ｅｗｏｏｄ　Ｃ１１ｆｆａ’　Ｐｒｅｎｔｌ。

ＨｇＩ２社の刊行した″　ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄａｐｐ
Ｈｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｄｌｇｉｔａｌ、ｓｉｇｎａｌ
ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　”に　Ｌ、Ｒ，Ｒａｂｉｎｅｒ
および　Ｂ、Ｇｏｌｄ　が紹介し、半帯域フィルタの係
数計算用に修正した最適化プログラムを用いて計算する
ことができる。たとえば満足すべき結果は次のステップ
、つまり 一第１ステップでは２１の係数（そのうち１０の係数は
ゼロ、５の係数は対称係数である）をもつフィルタ、 一第２ステップでは１３の係数をもつフィルタ（そのう
ち６はゼロ、３は対称）、 −後続の各ステップでは９の係数をもつフィルタ（その
うち４はゼロ、２は対称）を用いることによって得られ
る。

帯域信号の標本化頻度が３回以上である時、次の係数に
ついて１０　以上の精度での補間が得られる。

以下余白 夫々のステップは第７図に示す流れ図のルーチンの適用
に対応する。第１の補間ステップ（位相２０）は係数ベ
クトルＨ５を使用する。テストに際して最初に表示され
たＫの値が１以上であれば、プログラムは続行する。第
１補間ステップ後に得られたサンプル表が元のサンプル
に代る（夫々の図の２２）。ルーチンγが再び適用され
（位相２４）プログラムは最初に予定された補間数が消
化されるまで続き、第３の補間からは夫々が同じ係数ベ
クトル■２でシーケンス２６に対応しておこなわれる。

逆に修正が必要な場合は修正の特性値が表示される（第
５図位相２８）。修正の性質は、標本化頻度、修正すべ
きアナログフィルタのしゃ断固波数、しゃ断範囲、およ
びフィルタの型式により識別される。これらのパラメー
タから第１補間ステップの係数を計算するが、これらの
係数はプログラムβ１の係ｉＨ５のベクトルに代って使
用される。この係数の計算はルーチンα（第５図位相１
３）を呼び出すことによっておこなわれる。このルーチ
ンはＭａｃ　Ｃ１ｅｌｌａｎ　、　Ｐａｒｌｃｓ　ａｎ
ｄ　Ｒａｂｉｎｅｒのプログラム（Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　Ｔ
ｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎＡｕｄｉｏ　ａｎｄ　Ｅ
ｌｅｃｔｒｏａｃｏｕｓｔｉｃｓ　、１９７３　）によ
って、本発明に特定の問題を適合させ、サブプログラム
β２の第１ステツプで計算された係数の即時転送が存在
するようにして完成される。サブプログラムβ２はプロ
グラムβ１と、ルーチンδ（第８図）が第１補間ステッ
プ中ルーチンγに代って使用されることを除いて同一で
ある。

ルーチンδは、任意のタイプの対称パルス応答をもつフ
ィルタの使用に対応し、ここでは係数の総数が２ＮＦ−
１に等しい。云いかえれば、前もってゼロ係数をもたな
い対称フィルタが問題とされる。

ルーチンγとδはきわめて似通っている。エツジ効果を
避けるため％　Ｅ（１）に関して最初の数点、Ｅ　Ｈｉ
こ関して最後の数点に対称点ＮＦ１　（またはＮＦ２）
が付加される。次にゼロが夫々の出発点（位相３４およ
び３６）の間に挿入される。ろ過されたサンプルを、所
定係数の対称値とゼロ値を用いて計算する（シーケンス
３８）。これらのルーチン内では、Ｎはろ過すべきサン
プルの数、ＮＦは適用すべき補間フィルタの全係数を回
復するため与えられる係数の最小値をあられす。つまり
Ｈ（ｉｌは、■−１・・・、Ｎについて、適用すべきフ
ィルタの係数をあられし、Ｅ　（Ｉｌはろ過されるべき
サンプルを示す。

また、ルーチンγの係数Ｈ（ＮＦ）のベクトルが係数（
４ＮＦ＋　ｔ　）をもつこと、但しこれらすべての係数
は、第１ステツプでの対称によって、２つに１つの係数
がゼロであり、中央係数値は常時０．５に等しいから、
ＮＦ基礎係数から再構成されることに留意すべきである
。

これらの係数なａｔであられせば、半帯域補間サブプロ
グラムは次式から得られる。

但しｅ、は、先行補間ステップで得られたサン！ ゾルまたは第１ステツプで記録されたサンプルをあられ
し、これらのステップ間にゼロ値が挿入される。この公
式は、ｅｊ−ｉが２度に１度はゼロであり、ａｉのいく
つかはゼロ、他は２つずつ対称であることから、明らか
に単純化された形をとる。

補間ろ波に先立って、アナログフィルタの位相分散を補
正する位相応答を得るため数個の係数をもつディジタル
全域ろ波をおこなう場合は第１補間ステージ（ルーチン
δ）の係数を、低域アナログフィルタの振幅伝達関数と
同時に、全域フィルタの振幅歪みを補正するために用い
ることができる。

ディジタル修正全域ＲＩＦフィルタの係数は、単位利得
を与え、かつ直線　Ｄ（ｆ）−２πｆτに関して、修正
されるべきフィルタの位相ψ　（ｆ）の分散を補正する
位相ψ。（ｆ）を供給すべく選択される。従ってフィル
タの伝達関数Ｆ　、、　（ｆ）は、弐ＦＮ（ｆ）−ｅｘ
ｐ（ｊψｅｆ） であり、但しψｃ（ｆ）−Ｄ（ｆ）−ψ（ｆ）　である
。

従ってこれらの係数は、置ＥＣ０Ｍ　誌１９８１年に掲
載のＣｏｎｃｅｐｔｉｏｎ　ｅｔ　ｙ−ｅａｌｉｓａｔ
ｉｏｎｄ′ｕｎ　ｆｉｌｔｒｅ　”ｙｙｌ”？”ト題ｔ
６ｍ文中でり、Ａｎｏｕａｒ　の述べているような周知
の方法によって計算される。位相分散が１°を超えない
場合には、４９の係数をもつフィルタで充分である。

本発明方法は、異なる時点で標本化される入力信号チャ
ネルの相互リセット用としても使用することができる。

第１図の、複数個の入力チャネルが同一のディスニーブ
リングサンプラ１４を駆動する同一のマルチプレクサ１
２に適合されるシステムの場合がこれである。この場合
、夫々のチャネル内で、すべてのチャネルに共通の入力
信号値をもつべく充分高いオーダーにの補間なおこなえ
ばよい。信号をこのように展開することによって、チャ
ネル毎にディスニーシリングサンプラを使用しないです
み、実質的な経費の節減がもたらされる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の適用が可能な測定装置の構成を示す
全体ブロック線図、第２Ａ図、第２Ｂ図、第２Ｃ図は夫
々、周波数Ｆｅにおける標本化後に得た周期化スペクト
ル　Ｉｘｅ（ｆ＋ｌ　と、周波数Ｆｅの整数倍数Ｋにお
ける信号の架空の標本化後に使用された低減フィルタの
振幅応答ＩＨ（ｆ）Ｉと、ｐｔにおける標本化とろ波（
Ｆｉ＝−ＫＦｅ）後に得たスペクトルとをあられしてデ
ィジタル補間フィルタの作動原理を示すダイヤグラＡ、
第３Ａ図、第３Ｂ図、第３Ｃ図は第２図と同様の、単一
補間ステップの場合に遷移帯域についてめられるしゅん
度をあられすダイヤグラム、ｉＪＡ図、第４Ｂ図、第４
Ｃ図はさらに第２図と同槌で、２個の連続サンプル間に
単一ゼロを押入する補間ステップに対応するダイヤグラ
ム、第５図、第６図、第７図、第８図はプログラム流れ
図である。 １０・・・・・・低域アナログフィルタ、１２・・・・
・・マルチプレクサ、１４・・・・・・ディスニーブリ
ングサンプラ、１．６・・・・・・アナログデジタルコ
ンバーク、１８・・・・・・トランスミッタ、２０・・
・・・・メモリ、２２・・・・・・レシーバ、２４・・
・・・・コンピュータ、２６・・・・・・編集デバイス
。 出願人工しフドルテｉつつう７２θづＵつイスアンオ方
り代理人弁電士川　口　義　雄 代理人弁電士川　村　、　冗 手続打■正書 特許庁長官　志賀　学　殿 １、事件の表示　１１１１和５９年特許願第１４０４４
３号２、発明の名称　アナログ信号の解析及び検索方法
及び装置３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 名　称　エレクトリシテ・ドウ・フランス（セルヴイス
・ナシオナル） ４、代　理　人　東京都新宿区新宿１丁目１番１４号　
山田ゼル７、補正の対象　願書中、出願人の代表者の欄
、図面及び委任状・法人格証明書　−Ｊｅｔ　θや８、
補正の内容 （１）願書中、出願人の代表者を別紙の通り補充する。 ■正式図面を別紙の通り補充する。 （内容に変更なし） ■委任状・法人格証明書及び同訳文を別紙の通り補充覆
る。 尚、同日付にて本願に関づる１ｏ先権主張証明ｊ１差出
書を提出致しました。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）帯域Ｂをもつアナログ信号を解析及び検索するた
   めに、シャノン周波数よりやや大きいレー）（Ｆｅ）で
   信号を標本化する段階と、複数ステップで補間する段階
   とを含んでおり、補間ステップの各々が、得られるサン
   プルの各対のサンプル間に１つのゼロを挿入し得られた
   新しいサンプル群にデジタル低域Ｆ波を行なって信号帯
   域Ｂを単離するアナログ信号の解析及び検索方法。
2. （２）　前記レートが帯域Ｂの２．５乃至５倍である特
   許請求の範囲第１項に記載の方法。
3. （３）低域沖波が位相に関して完全には線形でないアナ
   ログフィルタによって行なわれ、前記フィルタの結果が
   、前記信号の帯域内でアナログフィルタの位相分散を補
   償するような伝達関数をもつデジタル全帯域通過Ｆ波に
   よって補償される特許請求の範囲第１項に記載の方法。
4. （４）第１補間ステップは、帯域を単離するアナログ低
   域ＰＭの伝達関数の振幅分散を補償するように構成され
   ている特許請求の範囲第１項に記載の方法。
5. （５）アナログ低域Ｆ波が、信号帯域全体に亘り１°以
   内の線形の位相レスポンスを有するフィルタによって行
   なわれる特許請求の範囲第１項に記載の方法。
6. （６）第１ステツプ以後各ステツプ毎に減少する多数の
   係数を有するデジタル低域Ｆ波が使用される特許請求の
   範囲第１項に記載の方法。
7. （７）少くとも第１ステツプ以外のステップで使用され
   るフィルタは複数の係数を有しており、前記係数の少く
   ともいくつかは０．５に等しい中央値をもつゼロに等し
   い値であり残りの係数は対称である特許請求の範囲第６
   項に記載の方法。
8. （８）第１ステツプ中は標本化周波数が信号の帯域幅の
   ３倍より大であり、第１ステツプでは２１個の係数をも
   つフィルタが使用され、第２ステツプでは１３個の係数
   をもつフィルタが使用され、以後のステップでは９個の
   係数をもつフィルタが使用される特許請求の範囲第７項
   に記載の方法。
9. （９）信号の標本化及び補間によってアナログ信号の解
   析及び検索を行なうために、検索すべき信号当り１つの
   アナログ入力フィルタとアナログデジタルコンバータと
   補間デバイスとを含む装置であり、前記アナログ入力フ
   ィルタは対応する信号の帯域Ｂを単離するように構成さ
   れていること、及び、装置が連続する複数ステップの補
   間を実行し、各補間ステップでは、得られる連続サンプ
   ルの各対の２つのサンプル間に１つのゼロを挿入し得ら
   れた新しいサンプル群にデジタル低域Ｅ波を行なってサ
   ンプルを増倍することを特徴とするアナログ信号の解析
   及び検索装置。 ａｌ　種々のチャネルに到着する複数の入力信号の解析
   及び検索を行なうために、１つのディスエーブルサンシ
   ラを励起するマルチプレクサとアナログデジタルコンノ
   ミ−夕とを順次に含む装置であり、補間デバイスが、全
   チャネルに於いて同時に各チャネルに対応する信号の値
   を供給すべく十分に高次の補間を実行すべく構成された
   特許請求の範囲第９項に記載の装置。