JPH0716147B2 - フィルタ係数演算装置 - Google Patents
フィルタ係数演算装置Info
- Publication number
- JPH0716147B2 JPH0716147B2 JP11304987A JP11304987A JPH0716147B2 JP H0716147 B2 JPH0716147 B2 JP H0716147B2 JP 11304987 A JP11304987 A JP 11304987A JP 11304987 A JP11304987 A JP 11304987A JP H0716147 B2 JPH0716147 B2 JP H0716147B2
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- Japan
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- filter coefficient
- frequency characteristic
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、任意の周波数特性を実現するトランスバーサ
ル・フィルタ（以下FIRフィルタという）を用いたイコ
ライザのフィルタ係数演算装置に関するものである。
ル・フィルタ（以下FIRフィルタという）を用いたイコ
ライザのフィルタ係数演算装置に関するものである。
従来の技術 第６図に、従来のフィルタ係数演算装置のブロック図を
示す。第６図において、１は任意の振幅周波数特性を標
本化周波数毎に入力する入力手段、２は入力された振幅
周波数特性|H（ω）｜を帯域分割しヒルベルト変換また
は直線位相の関係からそれぞれの伝達関数を求める演算
手段、３は演算手段２において求めた伝達関数から逆フ
ーリエ変換によりフィルタ係数を求める逆フーリエ変換
手段、４は求められたフィルタ係数を実際に与えられた
振幅周波数特性を実現するFIRフィルタ６に設定する設
定手段、７は演算方法により低域と高域の時間ずれを補
正する遅延器である。
示す。第６図において、１は任意の振幅周波数特性を標
本化周波数毎に入力する入力手段、２は入力された振幅
周波数特性|H（ω）｜を帯域分割しヒルベルト変換また
は直線位相の関係からそれぞれの伝達関数を求める演算
手段、３は演算手段２において求めた伝達関数から逆フ
ーリエ変換によりフィルタ係数を求める逆フーリエ変換
手段、４は求められたフィルタ係数を実際に与えられた
振幅周波数特性を実現するFIRフィルタ６に設定する設
定手段、７は演算方法により低域と高域の時間ずれを補
正する遅延器である。
希望する振幅周波数特性|H（ω）｜は、入力手段１によ
り標本化周波数ω＝２π/N×ｋ（ｋ＝０〜Ｎ−１、N:標
本化ポイント数）毎に入力される。次に、演算手段２に
おいてヒルベルト変換の関係から伝達関数Ｈ（ω）が求
められる。
り標本化周波数ω＝２π/N×ｋ（ｋ＝０〜Ｎ−１、N:標
本化ポイント数）毎に入力される。次に、演算手段２に
おいてヒルベルト変換の関係から伝達関数Ｈ（ω）が求
められる。
実現する希望周波数特性は、普通振幅周波数特性（パワ
ースペクトラム）によって示されるため、位相情報を含
まない。そこでパワースペクトラムから位相情報を求め
る方法としてヒルベルト変換、直線位相の関係を用いた
２つの方法が使用される。
ースペクトラム）によって示されるため、位相情報を含
まない。そこでパワースペクトラムから位相情報を求め
る方法としてヒルベルト変換、直線位相の関係を用いた
２つの方法が使用される。
ヒルベルト変換の関係を用い、振幅周波数特性から位相
項を求める方法は次のようである（参考文献1:ディジタ
ル信号処理（下）伊達玄 訳 コロナ社、参考文献2:デ
ィジタル信号処理の基礎、前田渡 オーム社）。
項を求める方法は次のようである（参考文献1:ディジタ
ル信号処理（下）伊達玄 訳 コロナ社、参考文献2:デ
ィジタル信号処理の基礎、前田渡 オーム社）。
ヒルベルト変換はもともと与えられた実関数または虚関
数から複素関数を求める方法である。
数から複素関数を求める方法である。
直線位相の関係を用い、振幅周波数特性から位相項を求
める方法は次のようである（参考文献3:ディジタル信号
処理（上）伊達玄 訳 コロナ社、上記参考文献２）。
める方法は次のようである（参考文献3:ディジタル信号
処理（上）伊達玄 訳 コロナ社、上記参考文献２）。
位相情報を求める方法としては、直線位相を前提とした
変換手法が用いられ、これより希望周波数特性を実現す
るFIR係数が求められる。
変換手法が用いられ、これより希望周波数特性を実現す
るFIR係数が求められる。
参考文献２によれば、直線位相変換を離散的系で論じた
とき、その変換式は（１）式、（２）式で示される。
とき、その変換式は（１）式、（２）式で示される。
Hi（ｋ）＝Hr（ｋ）×tan｛−（Ｎ−１）/N×πｋ｝ …
…（２） 但し、Hr（ｋ）、Hi（ｋ）は求まった実関数、虚関数で
あり、Ａ（ｋ）は振幅周波数特性である。
…（２） 但し、Hr（ｋ）、Hi（ｋ）は求まった実関数、虚関数で
あり、Ａ（ｋ）は振幅周波数特性である。
上記のようにして求められた伝達関数は、逆フーリエ変
換手段３により逆フーリエ変換されインパルス応答とな
り、設定手段４によりFIRフィルタ６に設定される。
換手段３により逆フーリエ変換されインパルス応答とな
り、設定手段４によりFIRフィルタ６に設定される。
第７図a,bには、ヒルベルト変換を用いて求めたインパ
ルス応答の低域、及び高域の特性を、第８図a,bには、
直線位相を用いて求めたインパルス応答の低域、及び高
域の特性を示す。
ルス応答の低域、及び高域の特性を、第８図a,bには、
直線位相を用いて求めたインパルス応答の低域、及び高
域の特性を示す。
ヒルベルト変換により求められたインパルス応答は、標
本化ポイント数をＮとするとほぼ０を起点としたインパ
ルス応答が求まる。直線位相により求められたインパル
ス応答は、標本化ポイント数をＮとするとN/2を起点と
し、両側に対称な形でインパルス応答が求まる。
本化ポイント数をＮとするとほぼ０を起点としたインパ
ルス応答が求まる。直線位相により求められたインパル
ス応答は、標本化ポイント数をＮとするとN/2を起点と
し、両側に対称な形でインパルス応答が求まる。
低域と高域に帯域分割を行ない、それぞれのインパルス
応答を演算する場合サンプリング周波数：fsとすると、
低域はfs/Mにサンプリング周波数を落として動作させる
為、低域と高域の間では１ポイント当りＭ×1/fs（秒）
だけの時間差が生じる。そこで、低域と高域の時間差を
合わせるために、直線位相では、（１）式で求められる
遅延時間分 だけ高域を遅らせなければならない。
応答を演算する場合サンプリング周波数：fsとすると、
低域はfs/Mにサンプリング周波数を落として動作させる
為、低域と高域の間では１ポイント当りＭ×1/fs（秒）
だけの時間差が生じる。そこで、低域と高域の時間差を
合わせるために、直線位相では、（１）式で求められる
遅延時間分 だけ高域を遅らせなければならない。
また、ヒルベルト変換は、低域と高域の差はほとんど生
じないため、直線位相に比べ極端に少ない遅延時間の設
定を行なえばよい。
じないため、直線位相に比べ極端に少ない遅延時間の設
定を行なえばよい。
遅延器７には演算方法（直線位相かヒルベルト変換）に
よってどちらかの遅延時間を設定する。
よってどちらかの遅延時間を設定する。
以上のようにして入力された振幅周波数を実現すること
ができる。
ができる。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら同じ構成の機器で直線位相の関係からもと
めた伝達特性とヒルベルト変換の関係から求めた最小位
相推移の伝達特性を実現しようとすると、遅延器の遅延
時間が固定されており、それぞれの演算方法により求め
られたインパルス応答に対応し高域と低域を加算する時
に必要な遅延時間が設定できず低域と高域の音がずれて
しまうという欠点があった。
めた伝達特性とヒルベルト変換の関係から求めた最小位
相推移の伝達特性を実現しようとすると、遅延器の遅延
時間が固定されており、それぞれの演算方法により求め
られたインパルス応答に対応し高域と低域を加算する時
に必要な遅延時間が設定できず低域と高域の音がずれて
しまうという欠点があった。
本発明は、上記問題点に鑑み、遅延時間が演算方法に従
い任意に設定できるため、ヒルベルト変換、直線位相両
方の演算結果をFIRフィルタに設定でき、またヒルベル
ト変換を用いて伝達関数を求める場合は標本ポイント数
を直線位相の場合に比べ２倍にすることにより、同一の
機器構成で直線位相の伝達関数に比べ２倍の分解能で希
望する振幅周波数特性を実現できるフィルタ係数演算装
置を提供するものである。
い任意に設定できるため、ヒルベルト変換、直線位相両
方の演算結果をFIRフィルタに設定でき、またヒルベル
ト変換を用いて伝達関数を求める場合は標本ポイント数
を直線位相の場合に比べ２倍にすることにより、同一の
機器構成で直線位相の伝達関数に比べ２倍の分解能で希
望する振幅周波数特性を実現できるフィルタ係数演算装
置を提供するものである。
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するため、本発明は、振幅周波数特性
を入力する入力手段と、前記入力された振幅周波数特性
を高域と低域に分割する帯域分割手段と、前記分割され
たそれぞれの帯域において振幅周波数特性から直線位相
またはヒルベルト変換の関係を用いて位相情報を求め伝
達関数を算出する演算手段と、前記演算手段によって求
まった伝達関数を逆フーリエ変換してそれぞれの帯域の
インパルス応答を求める逆フーリエ変換手段と、前記逆
フーリエ変換手段により求まったそれぞれのインパルス
応答の実数部をフィルタ係数として複数のトランスバー
サルフィルタに設定する設定手段と、前記演算手段によ
る演算により生じる低域と高域の時間ずれを補正するた
めの複数の遅延器に各々遅延時間を設定する遅延時間設
定手段を具備して構成される。
を入力する入力手段と、前記入力された振幅周波数特性
を高域と低域に分割する帯域分割手段と、前記分割され
たそれぞれの帯域において振幅周波数特性から直線位相
またはヒルベルト変換の関係を用いて位相情報を求め伝
達関数を算出する演算手段と、前記演算手段によって求
まった伝達関数を逆フーリエ変換してそれぞれの帯域の
インパルス応答を求める逆フーリエ変換手段と、前記逆
フーリエ変換手段により求まったそれぞれのインパルス
応答の実数部をフィルタ係数として複数のトランスバー
サルフィルタに設定する設定手段と、前記演算手段によ
る演算により生じる低域と高域の時間ずれを補正するた
めの複数の遅延器に各々遅延時間を設定する遅延時間設
定手段を具備して構成される。
作用 本発明は、入力手段によりヒルベルト変換または直線位
相の演算方法に応じた標本化周波数（ヒルベルト変換は
直線位相の２倍）毎に希望する振幅周波数特性が入力さ
れ、演算手段において入力された振幅周波数特性からヒ
ルベルト変換の関係および直線位相の関係を用い逆フー
リエ変換手段によりインパルス応答が計算され、設定手
段により求まったインパルス応答の実数部がフィルタ係
数として外部のFIRフィルタに設定され、前記演算条件
に従い遅延時間設定手段により遅延器の遅延時間設定が
可能になる。
相の演算方法に応じた標本化周波数（ヒルベルト変換は
直線位相の２倍）毎に希望する振幅周波数特性が入力さ
れ、演算手段において入力された振幅周波数特性からヒ
ルベルト変換の関係および直線位相の関係を用い逆フー
リエ変換手段によりインパルス応答が計算され、設定手
段により求まったインパルス応答の実数部がフィルタ係
数として外部のFIRフィルタに設定され、前記演算条件
に従い遅延時間設定手段により遅延器の遅延時間設定が
可能になる。
実施例 以下、本発明の第１の実施例について、図面を参照しな
がら説明する。第１図は、本発明の第１の実施例におけ
るフィルタ係数演算装置のブロック図を示すものであ
る。
がら説明する。第１図は、本発明の第１の実施例におけ
るフィルタ係数演算装置のブロック図を示すものであ
る。
第１図において、１は任意の振幅周波数特性を標本化周
波数毎に入力する入力手段、25は入力された振幅周波数
特性を帯域分割する帯域分割手段、２は入力された振幅
周波数特性にしたがい、帯域毎の伝達関数を求める演算
手段、３は演算手段で求められた伝達関数を逆フーリエ
変換してインパルス応答を求める逆フーリエ変換手段、
４は前記インパルス応答の実数部をフィルタ係数として
設定する設定手段、６は実際に入力された振幅周波数特
性を実現するFIRフィルタ、５は演算手段により生ずる
低域と高域の時間ずれを補正する遅延器７に遅延時間を
設定する遅延時間設定手段である。また第２図は入力手
段のフローチャートを示す。
波数毎に入力する入力手段、25は入力された振幅周波数
特性を帯域分割する帯域分割手段、２は入力された振幅
周波数特性にしたがい、帯域毎の伝達関数を求める演算
手段、３は演算手段で求められた伝達関数を逆フーリエ
変換してインパルス応答を求める逆フーリエ変換手段、
４は前記インパルス応答の実数部をフィルタ係数として
設定する設定手段、６は実際に入力された振幅周波数特
性を実現するFIRフィルタ、５は演算手段により生ずる
低域と高域の時間ずれを補正する遅延器７に遅延時間を
設定する遅延時間設定手段である。また第２図は入力手
段のフローチャートを示す。
以下、本実施例の動作について、図面に従って説明す
る。
る。
入力手段１においてフィルタ係数の演算方法の選択がさ
れ（ステップ８）、ヒルベルト変換の場合は直線位相の
場合の２倍の標本化ポイントを選択し（ステップ９）、
振幅周波数特性を入力する（ステップ11）。
れ（ステップ８）、ヒルベルト変換の場合は直線位相の
場合の２倍の標本化ポイントを選択し（ステップ９）、
振幅周波数特性を入力する（ステップ11）。
次に希望の振幅周波数特性|H（ω）｜が標本化周波数毎
に設定され、帯域分割手段25では、低域と高域に帯域分
割され（ステップ12）、演算手段２で各帯域毎に伝達関
数を計算する。ヒルベルト変換を用いた場合、演算手段
２では以下の計算が行われる。
に設定され、帯域分割手段25では、低域と高域に帯域分
割され（ステップ12）、演算手段２で各帯域毎に伝達関
数を計算する。ヒルベルト変換を用いた場合、演算手段
２では以下の計算が行われる。
標本化ポイント数をＮとすると、周期Ｎの周期関数ｈ
（ｎ）（以下、数列は時間的に離散なものを表している
ものとする）は、周期関数である偶関数he(n)と奇関数h
o(n)の和で表される。
（ｎ）（以下、数列は時間的に離散なものを表している
ものとする）は、周期関数である偶関数he(n)と奇関数h
o(n)の和で表される。
ｈ（ｎ）＝he(n)+ho(n) ……（２） （ｎ＝０〜Ｎ−１） また、周期因果律を次式のように定義すると ｈ（ｎ）＝０ −N/2＜ｎ＜０ ……（３） ｈ（ｎ）＝he(n)・u(n) ……（４） ｕ（ｎ）＝１ ｎ＝０ N/2 ２ ｎ＝１〜N/2−１ ０ ｎ＝N/2＋１〜Ｎ−１ として、he(n)でｈ（ｎ）を求めることができる。
ここでｈ（ｎ）はｎ＝N/2＋1,N−１の間で０となってい
る。よってヒルベルト変換ではｎ＝１〜Ｎの間で演算を
行ないｎ＝Ｎ＋１〜2N−１の間は０とみなすことによ
り、分解能を直線位相の場合の２倍にすることが可能と
なる。
る。よってヒルベルト変換ではｎ＝１〜Ｎの間で演算を
行ないｎ＝Ｎ＋１〜2N−１の間は０とみなすことによ
り、分解能を直線位相の場合の２倍にすることが可能と
なる。
次に、演算手段２ではそれぞれの帯域毎にヒルベルト変
換の関係に従って伝達関数を求める。
換の関係に従って伝達関数を求める。
直線位相の場合は従来例で示した参考文献の方法で伝達
関数が求まる。
関数が求まる。
求められた伝達関数は逆フーリエ変換されインパルス応
答となりFIRフィルタ６に設定される。演算によって生
じた低域と高域の時間ずれのほせいを行う遅延器７には
遅延時間設定手段５によるヒルベルト変換を用いた場合
の遅延時間または直線位相の関係を用いて計算した場合
の遅延時間が設定される。例えば第３図には本実施例に
おける、遅延時間設定手段５のブロック図を示す。14は
直線位相の場合のメモリ−17の読み出しアドレスを設定
するディップスイッチ、15はヒルベルト変換の場合のデ
ィップスイッチ、16は前記２つのディップスイッチを選
択する切り替えスイッチである。
答となりFIRフィルタ６に設定される。演算によって生
じた低域と高域の時間ずれのほせいを行う遅延器７には
遅延時間設定手段５によるヒルベルト変換を用いた場合
の遅延時間または直線位相の関係を用いて計算した場合
の遅延時間が設定される。例えば第３図には本実施例に
おける、遅延時間設定手段５のブロック図を示す。14は
直線位相の場合のメモリ−17の読み出しアドレスを設定
するディップスイッチ、15はヒルベルト変換の場合のデ
ィップスイッチ、16は前記２つのディップスイッチを選
択する切り替えスイッチである。
切り替え信号により切り替えスイッチ16を演算方法によ
り切り替えメモリ17のアドレスを選択することにより遅
延時間を変化することが可能である。
り切り替えメモリ17のアドレスを選択することにより遅
延時間を変化することが可能である。
以上の方法により、同一の機器構成でヒルベルト変換と
直線位相の関係を用いた両方の演算方法が実現でき、か
つヒルベルト変換の関係を用いた場合は直線位相の関係
を用いた場合の２倍の分解能で目標とした振幅周波数特
性が実現できる。
直線位相の関係を用いた両方の演算方法が実現でき、か
つヒルベルト変換の関係を用いた場合は直線位相の関係
を用いた場合の２倍の分解能で目標とした振幅周波数特
性が実現できる。
第４図は本発明の第２の実施例におけるフィルタ係数演
算装置の入力手段１のフローチャートを示す。なお機器
構成は本発明の第１の実施例と同様である。
算装置の入力手段１のフローチャートを示す。なお機器
構成は本発明の第１の実施例と同様である。
まず、演算方法を選択し、振幅周波数特性を入力する
（ステップ21）。次にステップ22により選択された演算
方法に従い、入力した振幅周波数特性をヒルベルト変換
を用いて演算する場合は直線位相の場合の２倍の標本化
ポイントになるよう補間する（ステップ23）。ヒルベル
ト変換でない場合は直線位相で補間され、帯域分割され
て演算される（ステップ24）。第５図は補間方法の図を
示す。なお、補間の方法としては、直線補間，高次補間
等あるが、どの方法を用いてもよい。
（ステップ21）。次にステップ22により選択された演算
方法に従い、入力した振幅周波数特性をヒルベルト変換
を用いて演算する場合は直線位相の場合の２倍の標本化
ポイントになるよう補間する（ステップ23）。ヒルベル
ト変換でない場合は直線位相で補間され、帯域分割され
て演算される（ステップ24）。第５図は補間方法の図を
示す。なお、補間の方法としては、直線補間，高次補間
等あるが、どの方法を用いてもよい。
以下は本発明の第１の実施例と同様の方法でフィルタ係
数をFIRフィルタに設定し、遅延時間も遅延器７に設定
する。
数をFIRフィルタに設定し、遅延時間も遅延器７に設定
する。
以上の方法により、同一の機器構成でヒルベルト変換と
直線位相の関係を用いた両方の演算方法が実現でき、か
つヒルベルト変換の関係を用いた場合は直線位相の関係
を用いた場合の２倍の分解能で振幅周波数特性が実現で
きる。
直線位相の関係を用いた両方の演算方法が実現でき、か
つヒルベルト変換の関係を用いた場合は直線位相の関係
を用いた場合の２倍の分解能で振幅周波数特性が実現で
きる。
なお第1,第２の実施例で振幅周波数特性の帯域分割を２
分割としたが、何分割でも同様の効果が得られる。
分割としたが、何分割でも同様の効果が得られる。
また、本実施例の遅延時間設定手段５は、遅延時間が演
算方法により自動的に可変出来る構成であればよい。
算方法により自動的に可変出来る構成であればよい。
発明の効果 本発明は、振幅周波数特性を入力する入力手段と、前記
入力された振幅周波数特性を高域と低域に分割する帯域
分割手段と、前記分割されたそれぞれの帯域において振
幅周波数特性から直線位相またはヒルベルト変換の関係
を用いて位相情報を求め伝達関数を算出する演算手段
と、前記演算手段によって求まった伝達関数を逆フーリ
エ変換してそれぞれの帯域のインパルス応答を求める逆
フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段により求
まったそれぞれのインパルス応答の実数部をフィルタ係
数として複数のトランスバーサルフィルタに設定する設
定手段と、前記演算手段による演算により生じる低域と
高域の時間ずれを補正するための複数の遅延器に各々遅
延時間を設定する遅延時間設定手段を具備することによ
り、同一の機器構成でヒルベルト変換と直線位相により
求められたインパルス応答をより細かい分解能でFIRフ
ィルタに設定し、希望する振幅周波数特性を正確に実現
することができるフィルタ係数を算出する演算装置を提
供することができる。
入力された振幅周波数特性を高域と低域に分割する帯域
分割手段と、前記分割されたそれぞれの帯域において振
幅周波数特性から直線位相またはヒルベルト変換の関係
を用いて位相情報を求め伝達関数を算出する演算手段
と、前記演算手段によって求まった伝達関数を逆フーリ
エ変換してそれぞれの帯域のインパルス応答を求める逆
フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段により求
まったそれぞれのインパルス応答の実数部をフィルタ係
数として複数のトランスバーサルフィルタに設定する設
定手段と、前記演算手段による演算により生じる低域と
高域の時間ずれを補正するための複数の遅延器に各々遅
延時間を設定する遅延時間設定手段を具備することによ
り、同一の機器構成でヒルベルト変換と直線位相により
求められたインパルス応答をより細かい分解能でFIRフ
ィルタに設定し、希望する振幅周波数特性を正確に実現
することができるフィルタ係数を算出する演算装置を提
供することができる。
第１図は本発明の第１の実施例におけるトランスバーサ
ル・フィルタ係数演算装置のブロック図、第２図は本発
明第１の実施例の入力手段のフローチャート、第３図は
本発明の第１の実施例の遅延時間設定手段のブロック
図、第４図は本発明の第２の実施例の入力手段のフロー
チャート、第５図は補間の方法を示す特性図、第６図は
従来例のトランスバーサル・フィルタ係数演算装置のブ
ロック図、第７図はヒルベルト変換で求めたインパルス
応答図、第８図は直線位相で求めたインパルス応答図で
ある。 １……入力手段、２……演算手段、３……逆フーリエ変
換手段、４……設定手段、５……遅延時間設定手段、６
……FIRフィルタ、７……遅延器、25……帯域分割手
段。
ル・フィルタ係数演算装置のブロック図、第２図は本発
明第１の実施例の入力手段のフローチャート、第３図は
本発明の第１の実施例の遅延時間設定手段のブロック
図、第４図は本発明の第２の実施例の入力手段のフロー
チャート、第５図は補間の方法を示す特性図、第６図は
従来例のトランスバーサル・フィルタ係数演算装置のブ
ロック図、第７図はヒルベルト変換で求めたインパルス
応答図、第８図は直線位相で求めたインパルス応答図で
ある。 １……入力手段、２……演算手段、３……逆フーリエ変
換手段、４……設定手段、５……遅延時間設定手段、６
……FIRフィルタ、７……遅延器、25……帯域分割手
段。
Claims (3)
- 【請求項１】振幅周波数特性を入力する入力手段と、前
記入力された振幅周波数特性を高域と低域に分割する帯
域分割手段と、前記分割されたそれぞれの帯域において
振幅周波数特性から直線位相またはヒルベルト変換の関
係を用いて位相情報を求め伝達関数を算出する演算手段
と、前記演算手段によって求まった伝達関数を逆フーリ
エ変換してそれぞれの帯域のインパルス応答を求める逆
フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段により求
まったそれぞれのインパルス応答の実数部をフィルタ係
数として複数のトランスバーサルフィルタに設定する設
定手段と、前記演算手段による演算により生じる低域と
高域の時間ずれを補正するための複数の遅延器に各々遅
延時間を設定する遅延時間設定手段を具備してなるフィ
ルタ係数演算装置。 - 【請求項２】演算手段は、入力手段により入力する振幅
周波数特性の標本化ポイント数をヒルベルト変換を用い
て伝達関数を求める場合は、位相が直線位相であるとし
て求めた伝達関数の場合に比べて２倍にしたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のフィルタ係数演算装
置。 - 【請求項３】演算手段は、入力手段により入力された振
幅周波数特性に補間処理を行って標本化ポイント数を２
倍にしたのち、ヒルベルト変換を用いて伝達関数を求め
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のフィル
タ係数演算装置。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11304987A JPH0716147B2 (ja) | 1987-05-08 | 1987-05-08 | フィルタ係数演算装置 |
| KR1019880003003A KR900008161B1 (ko) | 1987-03-23 | 1988-03-21 | 음질조정장치 |
| US07/171,713 US4888808A (en) | 1987-03-23 | 1988-03-22 | Digital equalizer apparatus enabling separate phase and amplitude characteristic modification |
| EP88302565A EP0288159B1 (en) | 1987-03-23 | 1988-03-23 | Digital equalizer apparatus enabling separate phase and amplitude characteristic modification |
| EP93106023A EP0556867B1 (en) | 1987-03-23 | 1988-03-23 | Digital equalizer apparatus enabling separate phase and amplitude characteristic modification |
| DE3856269T DE3856269T2 (de) | 1987-03-23 | 1988-03-23 | Digitales Entzerrungsgerät mit Möglichkeit zur getrennten Modifikation der Phasen- und Amplitudencharakteristik |
| DE3853739T DE3853739T2 (de) | 1987-03-23 | 1988-03-23 | Digitales Entzerrergerät für getrennte Phasen- und Amplitudenmodifikation. |
| CA000562188A CA1284187C (en) | 1987-03-23 | 1988-03-23 | Digital equalizer apparatus enabling separate phase and amplitude characteristic modification |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11304987A JPH0716147B2 (ja) | 1987-05-08 | 1987-05-08 | フィルタ係数演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63278409A JPS63278409A (ja) | 1988-11-16 |
| JPH0716147B2 true JPH0716147B2 (ja) | 1995-02-22 |
Family
ID=14602198
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11304987A Expired - Fee Related JPH0716147B2 (ja) | 1987-03-23 | 1987-05-08 | フィルタ係数演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0716147B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11112289A (ja) | 1997-09-26 | 1999-04-23 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | デジタルフィルタ、サーボ制御装置及びディスクドライブ装置 |
-
1987
- 1987-05-08 JP JP11304987A patent/JPH0716147B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63278409A (ja) | 1988-11-16 |
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