JP7199499B2

JP7199499B2 - 電流制限によりラウドスピーカを制御するためのデバイス

Info

Publication number: JP7199499B2
Application number: JP2021204275A
Authority: JP
Inventors: エドゥアルド・マンデ; フレデリック・ルプートル; ピエール－エマニュエル・カルメル
Original assignee: デヴィアレ
Priority date: 2015-01-19
Filing date: 2021-12-16
Publication date: 2023-01-05
Anticipated expiration: 2036-01-19
Also published as: JP2018507608A; CA2974131A1; CN107431466B; FR3031854B1; EP3248285B1; BR112017015371A2; CA2974131C; US20170366899A1; JP2022036118A; CN107431466A; WO2016116435A1; KR20170140155A; BR112017015371B1; EP3248285A1; KR102484096B1; US10448155B2; FR3031854A1

Description

本発明は、ラウドスピーカ筐体内のラウドスピーカを制御するために制御デバイスであって、
- 再生されるべきオーディオ信号のための入力と、
- ラウドスピーカのための励磁信号を供給するための供給出力と、
- 各時刻に、オーディオ信号に応じて、ラウドスピーカのための励磁信号のための少なくとも1つの予測電流を計算するための計算手段と
を備える、制御デバイスに関する。

大抵の場合、ラウドスピーカには増幅器から電圧が供給される。ブロードキャストされるべき音声信号に基づいて、電圧増幅器は、再生されるべき音声信号に比例する電圧をラウドスピーカに対して印加する。

比例利得は、ユーザによって望まれるボリューム利得と、増幅器の電圧利得とによって与えられる。

増幅器によって伝えられる、ラウドスピーカを通って流れる電流は、ラウドスピーカのインピーダンスに依存する。この電流の瞬間的な振幅制限は、増幅器および/またはラウドスピーカを保護するために必要となり得る。この制限は、ラウドスピーカによってブロードキャストされる音声信号の可聴アーティファクトの導入なしで達成されなければならない。

先行技術において提案される方法は、大抵の場合、能動電子回路および/または受動電子回路の組み合わせに基づいている。受動回路は、調整可能ではなく、デバイスの微調整および制御を許容せず、動作の過程で変化しやすい。これらの能動回路および/または受動回路の動作上の原理は、大抵の場合、電流を低減するためにラウドスピーカと直列に抵抗素子を導入し、その結果、システムに付加的な損失を導入することから成る。このタイプの方法は、設備内の適当な場所に付加的な電子要素を設定することを必要とし、それにより、設備は、より高価で、より大きく、故障しやすくなる。

この方法は、ラウドスピーカに印加される電圧に基づいて、ラウドスピーカの電流を推定し、次いで、この電流と予め定義された閾値との比較によって、電流がこの閾値を越える場合には、ラウドスピーカに対して印加される電圧を低減するための、ラウドスピーカのモデルに基づく。この方法は、2つの問題によって阻害される。第一に、ラウドスピーカは、複雑で動的な電気機械システムであり、閾値の定義は、複雑な作業である。次に、一定の条件下では、ラウドスピーカに対して印加される電圧を低下させることは、瞬間電流を低減させるのではなく、増加させる効果を有するであろう。

ラウドスピーカに対して印加される電圧、またはラウドスピーカのメンブレン(ダイアフラム)の変位の制限のための制限デバイスは、文献において広く説明されてきた。文献は、直接的な振幅制限のための、コンプレッサ(減衰器)として知られているデバイス、または間接的な振幅制限のために、制限されるべき変数値によって制御される可変周波数フィルタを使用するデバイスを含む。

したがって、電流の制限は、電流センサ、または電圧に基づいて電流を推定するための電流推定手段のいずれかと、ラウドスピーカに対して印加される電圧を制限するための制限デバイスとを強いる。これらのデバイスは、比較的複雑であり、ラウドスピーカに対して印加される電圧を修正することによって、音声再生の品質に悪影響を及ぼす。

本発明の目的は、運用上実装することが簡単である、ラウドスピーカに対して印加される電流を制限する、ラウドスピーカのための満足できる制御の手段を提供することである。

この目的のために、本発明の目的は、上述されたタイプのラウドスピーカを制御するために制御デバイスであって、制御デバイスが、予測電流に対して、予測電流の関数である減衰利得を適用することによって、予測電流を、上限値より低い制限された電流値に制限することができる減衰器を備えることを特徴とする制御デバイスに関する。

いくつかの特定の実施形態によれば、制御デバイスは、以下の特徴的な機能のうちの1つまたは複数を含む。
- 減衰器は、制限された電流の値が上限値より低い場合に1に近づく、0から1までの減衰利得を適用することができる。
- 減衰利得は、以下の関係を満たす。
│i_ref(t)│＞i_max(t)の場合、g_att(t)=i_max(t)/│i_ref(t)│
│i_ref(t)│≦i_max(t)の場合、g_att(t)=g_att(t-T_s)+k×(1-g_att(t-T_s))
ただし、g_att(t-T_s)は、先行する計算ステップにおける減衰利得の値であり、T_sは、2つの連続する計算を分離する時間であり、
kは、]0,1[に含まれる定数であり、
i_max(t)は、電流の上限値であり、
i_ref(t)は、電流の予測値である。
- 前記デバイスは、印加されるべき電流に基づいて、印加されるべき電圧を計算するための計算手段を含み、印加されるべき電圧は、制限された電流の値に依存する。
- 前記デバイスは、予測電流を計算するための計算手段の上流に、周波数に応じてモジュールから生じる入力信号の振幅に対する所望の信号の振幅の比を定義するフィルタ関数を適用することができる所望のモデルを含み、この所望のモデルは、予測電流のフィルタリングに基づいて、関数を修正することができる。
- フィルタ関数は、カットオフ周波数より低い周波数について、振幅の比が、周波数が0に近づく場合に0に収束する関数となるようなものであり、所望のモデルは、予測電流に応じてカットオフ周波数を修正することができる。
- 所望のモデルは、所定の周波数の近くの所望の周波数帯域における電流を減少させることができる、所定の周波数を中心としたフィルタを含む。
- 所望のモデルは、予測電流に応じてフィルタの利得を修正することができる。

本発明は、あくまでも例として提供され、図面を参照して行われる、以下に続く説明を読むことで、より良く理解されるであろう。

音声再生設備の概略図である。設備についての音声再生の所望のモデルを示す曲線である。ラウドスピーカを制御するための制御ユニットの概略図である。構造的適応ユニットの詳細な概略図である。動的な基準変数の計算のための計算ユニットの詳細な概略図である。ベントを備えたラウドスピーカ筐体内のラウドスピーカの制御を達成する目的で、ラウドスピーカの機械的なモデル化を表す回路の図である。ラウドスピーカの制御を達成する目的で、ラウドスピーカの電気的なモデル化を表す回路の図である。ラウドスピーカのコイル内を流れる電流を制限するための制限アルゴリズムのフローチャートである。ラウドスピーカの抵抗器の開ループ推定ユニットの第1の実施形態の概略図である。ラウドスピーカの熱的モデルの回路の図である。図9の図と同一の、ラウドスピーカの抵抗器の閉ループ推定ユニットの実施形態の変形例の図である。図6の図と同一の、パッシブラジエータを備えたラウドスピーカ筐体についての別の実施形態の図である。

図1に示される音声再生設備10は、本来知られているように、オーディオ信号を生成するための信号生成モジュール12、例えば、筐体のラウドスピーカ14に電圧増幅器16を通じて接続されたデジタルディスクドライブなどを含む。オーディオ源12と増幅器16との間には、ラウドスピーカ筐体の挙動の所望のモデルに対応する所望のモデル20と、制御デバイス22とを連続して直列に含む、制御ユニット18が配置されている。この所望のモデルは、線形または非線形のどちらかである。

1つの特定の実施形態によれば、ラウドスピーカの磁気回路の温度、またはラウドスピーカのコイルにおいて循環する電流強度などの、物理的変数を測定するための測定ループ23が、ラウドスピーカ14と制御デバイス22との間に提供される。

所望のモデル20は、設備において使用されるラウドスピーカおよびそのモデル化から独立している。

所望のモデル20は、図2に示されるように、モジュール12から生じる入力信号の振幅S_audioに対する、S_{audio_ref}と表される所望の信号の振幅の比の周波数の関数として表現される関数である。

有利には、カットオフ周波数f_minより低い周波数について、この比は、過度に低い周波数の再生を制限し、したがって、製造業者によって推奨される範囲外のラウドスピーカのメンブレン(ダイアフラム)の変位を回避するために、周波数が0に近づく場合に0に収束する関数である。

これは、信号の周波数が無限大に近づく場合において、比が周波数f_maxを超えて0に近づくとき、高周波について同様に当てはまる。

所望のモデルは、特に図8に関して後述されるように、最小のf_minカットオフ周波数を、リンク23Bを通じて制御デバイス22によって提供される予測電流強度i_refに応じて、継続的に、すなわち、制御デバイスの各計算ステップにおいて、修正することができる。

その詳細な構造が図3に示される制御デバイス22は、増幅器16の入力において配置される。このデバイスは、所望のモデル20から出力されるときに定義される、再生されるべきオーディオ信号S_{audio_ref}を、入力として受け取ることができ、増幅器16へ増幅のために提供される、ラウドスピーカを励磁させるための励磁信号を形成する信号U_refを、出力として提供することができる。この信号U_refは、ラウドスピーカ14の非線形性を考慮に入れるように適合される。

制御デバイス22は、同じ時刻に定義される他の変数の微分係数の値または積分の値に応じて、様々な異なる変数を計算するための計算手段を含む。

計算の目的のために、時刻nにおいて知られていない変数の値は、時刻n-1についての対応する値と等しくなるように決められる。時刻n-1についての値は、好適には、時刻n-1において知られている、より高次の微分係数を使用することによって、それらの値の一次または二次の予測値によって修正される。

本発明によれば、制御デバイス22は、動作中に、微分平坦性の原理を部分的に使用する制御を設定し、これは、十分に滑らかな基準軌道に基づいて、微分的に平坦なシステムのための基準制御信号を定義することを可能にする。

図3に示されるように、制御モジュール22は、所望のモデル20から生じる、再生されるべきオーディオ信号S_{audio_ref}を、入力として受け取る。増幅器16の波高電圧と、ユーザによって制御される0から1までの減衰変数とに依存する、ユニット変換利得を適用するためのユニット24は、基準オーディオ信号S_{audio_ref}から信号γ₀への流れ、再生されるべき物理的変数の画像を確保する。信号γ₀は、例えば、ラウドスピーカに隣接する空気の加速度、またはラウドスピーカ14によって置換されるべき空気の速度ですらある。以下のセクションにおいて、信号γ₀は、ラウドスピーカ筐体によって作動中に設定される空気の加速度であると仮定される。

増幅ユニット24の出力において、制御デバイスは、ラウドスピーカが使用される筐体の構造に基づいて、再生されるべき信号を構造的に適応させるための構造的適応ユニット25を含む。このユニットは、ラウドスピーカを含むラウドスピーカ筐体によって作動中に設定される空気の動きについての対応する変数、ここでは信号γ₀、に基づいて、ラウドスピーカのメンブレンのための、各時刻における所望の基準変数A_refを提供することができる。

したがって、検討中のこの例では、再生されるべき空気の加速度γ₀に基づいて計算される基準変数A_refは、ラウドスピーカの動作が空気に対して加速度γ₀を課すことを確保するために、ラウドスピーカのメンブレンのために再生されるべき加速度である。

構造的適応ユニット25の詳細は、図4に示される。入力γ₀は、端子付き積分ユニット27に接続され、この積分ユニット27の出力自体は、別の端子付き積分ユニット28に接続される。

したがって、ユニット27および28の出力においては、それぞれ加速度γ₀の第1の積分v₀および第2の積分x₀が得られる。

端子付き積分ユニットは、一次のローパスフィルタから形成され、カットオフ周波数F_OBFによって特徴付けられる。

端子付き積分ユニットの使用は、制御ユニット22において使用される変数が有用な帯域幅のみにおいて、すなわち、カットオフ周波数F_OBFより高い周波数について、互いの微分係数または積分となることを可能にする。これは、検討中の変数の低周波偏差を制御することを可能にする。

通常の動作では、カットオフ周波数F_OBFは、有用な帯域幅の低周波数の信号に影響を及ぼさない手法で選ばれる。

カットオフ周波数F_OBFは、所望のモデル20の周波数f_minの10分の1未満となるように決められる。

ラウドスピーカがベントによって開口されるボックス内に搭載される、ベント付きラウドスピーカ筐体の場合には、ユニット25が、以下の関係を用いて、メンブレンについての所望の基準加速度A_refを生成する。

ここで、
R_m2:ラウドスピーカ筐体の音響漏れ係数、
M_m2:ベント中の空気塊へのインダクタンス、
K_m2:ラウドスピーカ筐体内の空気の剛性、
x₀:メンブレンおよびベントによって置換された全空気の位置、

:メンブレンおよびベントによって置換された全空気の速度、

:置換された全空気の加速度である。

この場合、メンブレンについての望ましい基準加速度A_refは、ラウドスピーカ筐体の構造的な動的変数x_o、v_oについて修正され、または調整され、これらの後者は、ラウドスピーカのメンブレンに関連する動的変数とは異なる。

この基準変数A_refは、すべての時刻において、dA_ref/dtと表される基準変数の時間導関数の値と、それぞれV_refおよびX_refと表される、この基準変数の時間に関する第1の積分の値および第2の積分の値を提供することができる、基準変数を計算するための計算ユニット26において導入される。

動的な基準変数はすべて、以下のセクションでは、G_refと表される。

図5には、計算ユニット26の詳細が示されている。入力A_refは、一方では、微分ユニット30に接続され、他方では、端子付き積分ユニット32に接続され、この端子付き積分ユニット32の出力自体は、別の端子付き積分ユニット34に接続される。

したがって、ユニット30、32および34からの出力として、それぞれ加速度の微分係数dA_ref/dt、加速度の第1の積分V_refおよび第2の積分X_refが得られる。

端子付き積分ユニットは、一次のローパスフィルタによって形成され、カットオフ周波数F_OBFによって特徴付けられる。

制御デバイス22は、記憶装置において、テーブルおよび/または電気機械パラメータの多項式のセット36、ならびに、テーブルおよび/または電気パラメータの多項式のセット38を含む。

これらのテーブル36および38は、入力として受け取られる動的な基準変数G_refに応じて、それぞれ電気機械パラメータP_mecaおよび電気パラメータP_elecを定義することができる。これらのパラメータP_mecaおよびP_elecは、図6に示されるような、ラウドスピーカの機械的なモデル化からそれぞれ得られ、ここで、ラウドスピーカは、ベント付きラウドスピーカ筐体において、図7に示されるようなラウドスピーカの電気的なモデル化から実装されると仮定される。

電気機械パラメータP_mecaは、ラウドスピーカの磁気回路によって生成された、BIとして表される、コイルによってキャプチャされる磁束と、K_mt(x,_D)として表される、ラウドスピーカの剛性と、R_mtとして表される、ラウドスピーカの機械的な粘性摩擦と、M_mtとして表される、ラウドスピーカ組立体全体の移動可能な質量と、K_m2として表される、ラウドスピーカ筐体内の空気の剛性と、R_m2として表される、ラウドスピーカ筐体の音響漏れと、M_m2として表される、ベント中の空気の質量とを含む。

図6に示されたベント付きラウドスピーカ筐体において配置されたラウドスピーカの機械音響部のモデル化は、単一の閉ループ回路において、ラウドスピーカのコイル内を流れる電流iによって生成されるモータ力に対応する電圧発生器40 BI(x_D,i).iを含む。磁束BI(x_D,i)は、メンブレンの位置x_Dと、コイル内を流れる電流強度iとに依存する。

このモデルは、メンブレンの移動可能な全体質量M_mtに対応するコイル44と直列な抵抗器42に対応するメンブレンの機械的な粘性摩擦R_mtを考慮に入れ、メンブレンの剛性は、1/K_mt(x,_D)に等しいキャパシタンスC_mt(x_D)のコンデンサ46に対応する。したがって、剛性は、メンブレンの位置x_Dに依存する。

ベントを考慮に入れるために、以下のパラメータR_m2、C_m2およびM_m2が使用される。
R_m2:ラウドスピーカ筐体の音響漏れ係数、
M_m2:ベント中の空気塊と均等なインダクタンス、

:ラウドスピーカ筐体内の空気のコンプライアンス。

図6に示されるモデル化では、それらは、並列して搭載される抵抗器47、コイル48、およびコンデンサ49にそれぞれ対応する。

このモデルでは、磁気回路の磁気抵抗から生じる力は無視される。

使用される変数は、

:ラウドスピーカのメンブレンの速度、

:ラウドスピーカのメンブレンの加速度、
v_L:空気漏れの対気速度、
_pv:ベント(ポート)から出力されている空気の速度、

:置換された全空気の加速度である。

1メーターにおける全音響圧力は、

によって与えられる。ただし、S_D:ラウドスピーカの有効断面積であり、n_str=2:放射の立体角である。

図10に対応する機械音響方程式は、以下のとおりである。

以下の関係は、異なる変数を連結する。

ラウドスピーカの電気的な部分のモデルは、図7に示される。

電気パラメータP_elecは、コイルのインダクタンスL_eと、コイルの寄生インダクタンスL₂と、鉄損等価R₂とを含む。

図7に示されるラウドスピーカの電気的な部分のモデルは、閉ループ回路によって形成される。これは、ラウドスピーカのコイルの抵抗R_eを表す抵抗器52と直列に接続される、起電力u_eの発電機50を含む。この抵抗器52は、ラウドスピーカのコイルのインダクタンスを表す誘導子L_e(x_D,i)と直列に接続される。このインダクタンスは、コイル内を流れる電流強度iと、メンブレンの位置x_Dとに依存する。

渦電流の結果として生じた影響として、磁気損失とインダクタンスにおける変化とを考慮に入れるために、並列回路RLは、コイル54の出力において直列に搭載される。メンブレンx_Dの位置と、コイル内を流れる電流強度iとに依存する値R₂(x_D,i)を有する抵抗56は、鉄損等価を表す。同様に、メンブレンの位置x_Dと、回路内を流れる電流強度iとにやはり依存するインダクタンスL₂(x_D,i)を有するコイル58は、ラウドスピーカの寄生インダクタンスを表す。

モデル中には、磁石によって生成される磁場において作動中のコイルの逆起電力を表す電圧BI(x_D,i).vを生成する電圧発生器60と、その位置におけるインダクタンスの動的な変化の影響を表す

である、g(x_D,i)の電圧を生成する第2の発電機62も、直列に搭載される。

一般的に、このモデルにおいては、コイルによってキャプチャされるフローBI、剛性K_mt、およびコイルのインダクタンスL_eは、メンブレンの位置x_Dに依存し、インダクタンスL_eおよびフローBIも、コイル内を流れる電流iに依存することが、留意されるべきである。

好適には、コイルのインダクタンスL_e、インダクタンスL₂および期間gは、メンブレンの変位x_Dへの依存に加えて、電流強度iに依存する。

図6および図7を参照して解説されたモデルに基づいて、以下の方程式が定義される。

制御モジュール22は、付加的に、基準電流i_refと、その微分係数di_ref/dtとを計算するための計算ユニット70も含む。このユニットは、動的な基準変数G_refと、機械的パラメータP_mecaと、変数x₀およびv₀とを入力として受け取る。基準電流I_refおよびその微分係数dI_ref/dtのこの計算は、2つの方程式を満たす。
G_I(X_ref,i_ref)i_ref=R_mtV_ref+M_mtA_ref+K_mt(x_ref)x_ref+K_m2x₀

ここで、

である。

したがって、電流i_refおよびその微分係数di_ref/dtは、必要な場合には、G₁(x,i)の複雑さに基づいて、厳密な分析的計算または数値解法によって入力されたベクトルの値に基づく代数計算を用いて得られる。

したがって、電流の微分係数di_ref/dtは、好適には、代数計算によって、または、そうでなければ数学的な微分によって得られる。

過度に大きい電流の循環による、ラウドスピーカ14の劣化を防止するために、制御ユニット18は、一方では、接続23Bを通じて送信される、制御デバイス22によって予測された電流i_ref(t)に応じて、所望のモデル20の関数を修正するための修正手段を含み、他方では、ユニット71から出力されている電流のi_ref(t)を、最大制限値i_max(t)より低い値(i_ref)_applied(t)に維持するために適合される電流i_refを圧縮するための電流圧縮ユニット71を含む。

所望のモデルの関数を修正するための修正手段、および圧縮ユニット71は、運用上は、組み合わせて実装され、または、これらのうちの1つだけが実質的に実装される。

圧縮ユニット71は、減衰利得g_att(t)の適用によって減衰器を形成する。圧縮ユニット71は、図3に示されるように、電流を計算するための計算ユニット70の出力において提供される。

電流i_ref(t)の制限、および、したがって電流(i_ref)_applied(t)の計算のために、図8に提示されたアルゴリズムが、制御ユニット18によって実質的に実行される。

ステップ72の期間中に、基準電流計算ユニット70によって予測された電流i_ref(t)は、所望のモデル20および圧縮ユニット71へ提供される。この電流は、前述されたように時刻に依存する。これは、計算ユニット70の各計算ステップについて提供される。

ステップ73において、電流i_ref(t)は、ラウドスピーカによって最大許容電流i_max(t)の分数(fraction)g.i_max(t)と比較される。係数gは、ユニット18を設計する時に確立される、0から1までの間に含まれる値である。

基準電流i_ref(t)が、g.i_max(t)より高い場合、所望のモデル20は、特に、図2に示された所望のモデルの最小カットオフ周波数f_minを次第に増加させることによって、修正される。所望のモデルは、カットオフ周波数における変化を聞き取れなくするのに適当な比較的に低速で、ステップ74の期間中に次第に修正される。

したがって、検討中の例において、最小周波数f_minは、制御ユニット22によって新しい値i_ref(t)を計算するためのすべての計算ステップにおいて、値Δfだけ増加される。

変形例として、所望のモデル20は、所定の周波数帯域の近くの所望の周波数帯域における電流を低減することができる、所定の周波数(一般に認められた英語の用語では、ピークノッチとして知られている)を中心としたフィルタを含む。

この場合には、フィルタの利得は、基準電流i_ref(t)に基づいて、所望の周波数帯域において調整される。ステップ74の期間中、フィルタの利得は、フィルタの利得における変化を聞き取れなくするような手法で、決定された割合で徐々に減少される。

本発明によれば、最小カットオフ周波数f_minのバリエーション、およびフィルタの利得のバリエーションは、運用上実装される実施形態に従って、同時に、または互いに独立して、効果的に実現される。

ステップ75の期間中に、基準電流i_ref(t)の値は、最大電流値i_max(t)と比較される。

i_ref(t)がi_max(t)より高い場合、減衰利得g_att(t)は、ステップ76において計算される。減衰利得g_att(t)は、公式
g_att(t)=i_max(t)/│i_ref(t)│
によって与えられる。

後続のステップ77の期間中、制限された基準電流値(i_ref)_applied(t)は、公式
(i_ref)_applied(t)=g_att(t)×i_ref(t)
によって、過去に計算された減衰利得g_att(t)と、基準電流i_ref(t)との積として計算される。

基準電流値(i_ref)_applied(t)は、続いて、基準出力電圧U_refを計算するために使用され、この基準出力電圧U_refは、増幅され、ラウドスピーカ14の端子に印加される。

ステップ77の終わりにおいて、制御デバイス22によって、後続のステップの期間中に予測された新しい基準電流i_ref(t)を用いて、ステップ72が再度行われる。

ステップ73の期間中に、基準電流i_ref(t)の値がgi_max(t)より低い場合において、ステップ78Aにおいて行われるテストの期間中に、現在のカットオフ周波数f_minが公称周波数f_nominalより高いとき、所望のモデルのカットオフ周波数を低減することを目的とするステップ78が実施される。ステップ78は、最小カットオフ周波数を増加させるステップ74とは反対に、基準電流が最大電流の分数gi_max(t)より低いままであり、かつ、カットオフ周波数f_minがその公称値f_nominalに達しない限り、カットオフ周波数が漸進的に徐々に降下することを確保するのに適当な増分Δfだけ、現在のカットオフ周波数f_minから減算する。

フィルタの利得がステップ74の期間中に修正される1つの実施形態において、フィルタの利得は、ステップ78の期間中に1ピッチだけ増加される。

ステップ78の終了において、または、ステップ78Aのテストが否定的である場合、パラメータkに依存する割合で利得の漸進的な上昇を許容するために、先行するステップの期間中に計算された過去の減衰利得g_att(t-T_s)に基づいて、新しい減衰利得g_att(t)が、ステップ79において計算される。利得g_att(t)は、下記の式に従って計算される。
g_att(t)=g_att(t-T_s)+k×(1-g_att(t-T_s))
ただし、g_att(t-T_s)は、先行する計算工程における減衰利得の値であり、T_sは、2つの連続する計算間の時間であり、
kは、]0,1[に含まれる定数であり、
i_max(t)は、電流の上限値であり、
i_ref(t)は、電流の予測値である。

この同じステップ79は、ステップ75のテストの終わりにおいて、基準電流i_ref(t)が電流i_max(t)より低い場合に、効果的に実施される。

新しい減衰利得g_att(t)の計算の後に、印加される基準電流i_ref(t)の新しい計算は、新しい減衰利得に基づいてステップ77において行われる。

基準電流i_ref(t)の予測的な計算が、所望のモデルの修正について、この基準電流を考慮に入れることを可能にし、および、ラウドスピーカ14において極端に高い電流が循環することを防止するために制限された、印加される制限基準電流(i_ref)_applied(t)についての値の計算について、この基準電流を考慮することが考えられる。

基準電流i_refに印加される圧縮のための圧縮ユニット71の存在は、電流センサの実装、および、付加的な抵抗器によってラウドスピーカ14の電圧を低減することができる要素の実装を回避する。

また、制御デバイス22は、ラウドスピーカの抵抗R_eを推定するための推定ユニット80を含む。このユニット80は、動的な基準変数G_refと、基準電流の強度(i_ref)_appliedおよびその微分係数d(i_ref)_applied/dtと、予想される実施形態に依存して、T_{m_measured}と表される、ラウドスピーカの磁気回路上で測定された温度、または、I_{_measured}と表される、コイルを通じて測定された電流強度とを、入力として受け取る。

循環電流の測定を欠く場合には、推定ユニット80は、図9に示される形態である。推定ユニット80は、入力において、電力とパラメータとの計算のための計算モジュール82と、熱モデル84とを含む。

熱モデル84は、計算されたパラメータと、決定された電力と、測定された温度T_{m_measured}とに基づいて、抵抗R_eの計算を確保する。

図10は、熱モデルについて使用される一般的な図を与える。

このモデルでは、基準温度は、ラウドスピーカ筐体の内部空気の温度T_eである。

検討される温度は、
T_b[℃]:コイル巻線の温度、
T_m[℃]:磁気回路の温度、および、
T_e[℃]:一定であると仮定され、または理想的には測定される、ラウドスピーカ筐体の内部温度である。

検討される熱出力は、
P_Jb[W]:ジュール効果に起因してコイル巻線へ提供される熱出力である。

図9に示されるように、熱モデルは、以下のパラメータ、すなわち、
C_tbb[J/K]:コイル巻線の熱容量、
R_thbm[K/W]:コイル巻線と磁気回路との間の等価熱抵抗、および、
R_thba[K/W]:コイル巻線とラウドスピーカ筐体の内部温度との間の等価熱抵抗を含む。

等価熱抵抗は、伝導および対流による熱の放散を考慮に入れる。

コイル巻線内を流れる電流によって提供される熱出力P_Jbは、
P_Jb(t)=R_e(T_b)i²(t)
によって与えられる。ただし、R_e(T_b)は、温度T_bの電気抵抗の値であり、
R_e(T_b)=R_e(20℃)×(1+4.10^-3(T_b-20℃))
であり、ただし、R_e(20℃)は、20℃における電気抵抗の値である。

図9において与えられる熱モデルは、以下のとおりである。

その解は、各時刻における抵抗R_eの値を得ることを可能にする。

変形例として、図11に示されるように、コイルを流れる電流iが測定される場合、抵抗R_eの推定は、例えば、比例積分タイプの、閉ループ推定器によって行われる。これは、比例積分補正器を利用することによって、迅速な収束時間を得ることを可能にする。

最後に、制御デバイス22は、動的な基準変数G_refと、印加される基準電流(i_ref)_appliedおよびその微分係数d(i_ref)_applied/dtと、電気パラメータP_elecと、ユニット80によって計算された抵抗R_eとに基づいて、基準出力電圧U_refを計算するための計算ユニット90を含む。基準出力電圧を計算するためのこの計算ユニットは、以下の2つの方程式を効果的に使用する。

単純化が理由で、(i_ref)_appliedは、下記式においてi_refと表される。

増幅器16が、電流増幅器であり、上記で前述したような電圧増幅器ではない場合、制御デバイスのユニット38、80および90は除去され、増幅器を統制する基準出力電流強度i_refは、ユニット70の出力としてみなされる。

ラウドスピーカ筐体が、メンブレンによって形成されたパッシブラジエータを備える場合には、図6の機械的モデルが、図12に表された機械的モデルと置換され、図12において、図6の要素と同一の要素は、同じ参考符号を有する。このモジュールは、パッシブラジエータのメンブレンの質量に対応するコイルM_m2148と直列に、パッシブラジエータの機械損失R_m2と、パッシブラジエータのメンブレンの機械的な剛性K_m3とにそれぞれ対応する、抵抗器202と、

の値のコンデンサ204とを含む。メンブレンの基準加速度A_refは、

によって与えられる。ここで、x_0Rは、x₀のハイパスフィルタを通じたフィルタリングによって与えられ、

である。

したがって、構造的適応構造25は、γ₀に基づいてv₀とx₀とを取得し、次いで、付加的なパラメータR_m3およびK_m3をハイパスフィルタリングすることによってx₀からx_0Rを計算するための2つの端子付き積分器を直列に含み、付加的なパラメータR_m3およびK_m3は、それぞれ機械損失の抵抗、およびパッシブラジエータのメンブレンの機械的剛性定数である。

10 音声再生設備
12 信号生成モジュール(オーディオ源)
14 ラウドスピーカ
16 増幅器
18 制御ユニット
20 所望のモデル
22 制御デバイス
23 測定ループ
23B リンク(接続)
24 増幅ユニット
25 構造的適応ユニット
26 計算ユニット
27 端子付き積分器
28 端子付き積分器
30 微分ユニット
32 端子付き積分ユニット
34 端子付き積分ユニット
36 テーブルおよび/または電気機械パラメータの多項式のセット
38 テーブルおよび/または電気パラメータの多項式のセット
40 電圧発生器
42 抵抗器
44 コイル
46 コンデンサ
47 抵抗器
48 コイル
49 コンデンサ
50 発電機
52 抵抗器
54 コイル
56 抵抗
58 コイル
60 電圧発生器
62 第2の発電機
70 基準電流およびその微分関数の計算ユニット
71 圧縮ユニット
80 R_eの推定ユニット
82 電力とパラメータとの計算モジュール
84 熱モデル
86 推定器
90 基準出力電圧の計算ユニット
202 抵抗器
204 コンデンサ

Claims

ラウドスピーカ筐体内のラウドスピーカ(14)を制御するための制御デバイスであって、
- 再生されるべきオーディオ信号(S_audio)のための入力と、
- 前記ラウドスピーカのための励磁信号を供給するための供給出力と、
- 各時刻(t)に、前記オーディオ信号(S_audio)に応じて、前記ラウドスピーカ(14)のための前記励磁信号のための少なくとも1つの予測電流(i_ref(t))を計算するための計算手段(26、36、38、70、71、80、90)と
を備える、制御デバイスにおいて、
前記制御デバイスは、前記予測電流(i_ref(t))に対して、前記予測電流(i_ref(t))の関数である減衰利得(g_att(t))を印加することによって、前記予測電流(i_ref(t))を、上限値(i_max(t))より低い制限された電流値((i_ref)_applied(t))に制限することができる減衰器(71)を備え、
前記制御デバイスは、前記予測電流(i_ref(t))を計算するための前記計算手段(26、36、38、70、71、80、90)の上流に、周波数に応じてモジュール(12)から生じる入力信号の振幅(S_audio)に対する所望の信号(S_{audio_ref})の振幅の比を定義するフィルタ関数を適用することができる所望のモデル(20)を含み、前記所望のモデル(20)は、前記予測電流(i_ref(t))のフィルタリングに基づいて、前記関数を修正することができることを特徴とする、制御デバイス。
前記減衰器(71)は、0から1までの減衰利得(g_att(t))を印加することができ、前記減衰利得は、前記制限された電流値が前記上限値(i_max(t))より低い場合に1に近づくことを特徴とする、請求項1に記載の制御デバイス。
前記減衰利得(g_att(t))は、以下の関係、すなわち、
│i_ref(t)│＞i_max(t)の場合、g_att(t)=i_max(t)/│i_ref(t)│
│i_ref(t)│≦i_max(t)の場合、g_att(t)=g_att(t-T_s)+k×(1-g_att(t-T_s))
を満たし、
ただし、g_att(t-T_s)は、先行する計算ステップにおける前記減衰利得の値であり、T_sは、2つの連続する計算を分離する時間であり、
kは、]0,1[に含まれる定数であり、
i_max(t)は、電流の上限値であり、
i_ref(t)は、電流の予測値であることを特徴とする、請求項2に記載の制御デバイス。
前記制御デバイスは、印加されるべき電流(i_ref(t))に基づいて、印加されるべき電圧(U_ref)を計算するための計算手段(80)を含み、前記印加されるべき電圧は、前記制限された電流値((i_ref)_applied(t))に基づくことを特徴とする、請求項1から3のいずれか一項に記載の制御デバイス。
前記フィルタ関数は、カットオフ周波数(f_min)より低い前記周波数について、前記振幅の前記比が、前記周波数が0に近づく場合に0に収束する関数となるようなものであり、前記所望のモデル(20)は、前記予測電流(i_ref(t))に応じて前記カットオフ周波数(f_min)を修正することができることを特徴とする、請求項1から4のいずれか一項に記載の制御デバイス。
前記所望のモデル(20)は、所定の周波数の近くの所望の周波数帯域における電流を減少させることができる、前記所定の周波数を中心としたフィルタを含むことを特徴とする、請求項1から5のいずれか一項に記載の制御デバイス。
前記所望のモデル(20)は、前記予測電流(i_ref(t))に応じて前記フィルタの利得を修正することができることを特徴とする、請求項6に記載の制御デバイス。