FI112740B - Menetelmä ja laite automaattisen vahvistuksen ohjaukseen ja DC-offsetin poistamiseen kvadratuurivastaanottimessa - Google Patents

Description

112740 MENETELMÄ JA LAITE AUTOMAATTISEN VAHVISTUKSEN OHJAUKSEEN JA DC-OFFSETIN POISTAMISEEN KVADRATUURIVASTAANOTTAESSA.

Esillä oleva keksintö liittyy yleisesti RF-5 vastaanottimiin, jotka käyttävät kvadratuuridemodulaa-tiota. Erityisesti esillä oleva keksintö liittyy uuteen menetelmään ja laitteeseen automaattisen vahvistuksen ohjauksen, taajuuden ulkopuolella olevan signaalin hylkäämisen ja D.C. offsetin poistamisen ai-10 kaansaamiseksi.

Analogisissa vastaanottimissa, kuten sellaisissa, joita käytetään FM-solutietoliikennejärjes-telmissä, käytetään FM-demodulaattoreita kyseisen aaltomuodon vaiheeseen koodatun informaation purkamisek-15 si. Usein olemassa oleviin FM-demodulaattoreihin kuuluu analoginen taajuusdiskriminaattori, jota edeltää analoginen rajoitin, joka pakottaa tulosignaalin tietylle tasolle. Näin maksimi signaali-kohinasuhde ylläpidetään tulona analogiselle taajuusdiskriminaattoril-20 le koko FM-tulosignaalin dynaamisella alueella. Kuitenkin sellainen analogisen signaalin prosessointitek- nilkka yleensä sisältää kalliin signaalin suodatuksen : ja se toteutetaan usein käyttämällä suurta määrää : · erillisiä komponentteja. Edelleen on osoitettu, että • 25 parannettu suorituskyky voidaan saavuttaa käyttämällä lineaarista digitaalista aaltomuodon demodulointia ' ' analogisen sijaan. Valitettavasti perinteisiä demodu laat iomenetelmiä ei aina ole saatavissa digitaalisiin vastaanottimiin, koska vastaanotetun signaalin leikka-: ·’ 30 us johtaisi siitä saadun datan korruptoitumiseen.

Digitaalinen vastaanotin digitaalisesti modu-loidun informaation vastaanottamiseksi käsittää yleen-sä muuttuvavahvistuksisen vahvistimen, jonka vahvistusta ohjataan ohjaussignaalilla. Vastaanotetun sig-* 35 naalin vahvistuksen säätöä ohjaussignaalin avulla kut- sutaan automaattiseksi vahvistuksen säädöksi (Automatic Gain Control, AGC). Tyypillisesti digitaalisissa 2 112740 vastaanottimissa AGC-prosessiin kuuluu muuttuvavahvis-tuksisen vahvistimen lähtösignaalin tehon mittaus. Mitattua arvoa verrataan haluttuun signaalin tehon arvon ja muodostetaan ohjaussignaali muuttuvavahvistuksista 5 vahvistinta varten. Virhearvoa käytetään vahvistuksen ohjaukseen signaalin voimakkuuden säätämiseksi vastaamaan haluttua signaalin tehoa. Digitaalisen demodulaa-tion tehostamiseksi optimaalisella signaali-kohina-suhteella, automaattista vahvistuksen ohjausta käyte-10 tään kantataajuuskaistan aaltomuotojen pitämiseksi lä hellä kantataajuuskaistan analogi-digitaali-muuntimien täyden dynamiikan aluetta. Yleensä tähän vaaditaan kuitenkin se, että automaattinen vahvistuksen ohjaus koskee vastaanotetun signaalin tehon täyttä dynaamista 15 aluetta.

Soluympäristössä digitaalinen vastaanotin voi vastaanottaa signaalin, joka kokee nopeita ja suuria muutoksia signaalin tehossa. Digitaalisissa vastaanottimissa, kuten sellaisissa, joita käytetään koodijako-20 monipääsy(CDMA)- ja aikajakomonipääsy(TDMA)-matkaviestimissä, on tarpeen ohjata demoduloidun signaalin te-·. hoa signaalin asianmukaiseksi käsittelemiseksi. Kui

tenkin digitaalisissa vastaanottimissa, jotta ne olisivat yhteensopivia sekä CDMA:n tai TDMA:n että perin-1 * 25 teisen FM: n kanssa eli kaksoismoodi digitaalinen/FM

’· ‘ vastaanotin, on tarpeen aikaansaada teho-ohjaus laaja- : kaistaisille CDMA (tai TDMA) signaaleille ja ka- V : peakaistaisille FM-signaaleille. Ohjausprosessia moni mutkaistetaan erottamalla vastaanotettujen FM-30 signaalien ja CDMA-signaalien tehoon liittyvät dynaa- . miset alueet. Siten vastaanotettujen FM-signaalien voimakkuus voi vaihdella dynaamisella alueella, joka :· on suurempi kuin 100 dB, kun taas CDMA-järjestelmä ’·· tyypillisesti johtaa rajoittuneempaan dynaamiseen alu- 35 eeseen eli noin 80 dB: iin.

: Erillisen AGC-piirin tarve kutakin moodia varten lisää laitteiston monimutkaisuutta ja hintaa 3 Ί12740 sellaisissa vastaanottimissa. Näin ollen on tarvetta aikaansaada AGC-piiri, joka pystyy toimimaan kapeakaistaisilla laajadynaamisilla FM-signaaleilla samoin kuin laajakaistaisilla pienemmän dynaamisuuden 5 omaavilla CDMA-signaaleilla.

Lisäksi on toivottavaa aikaansaada digitaalinen AGC kustannuksiltaan halvoissa vastaanottimissa, jotka käyttävät analogi-digitaali-muuntimia (A/D), joiden dynaaminen alue on rajoitettu. Jälleen, koska 10 FM-signaalit solukkojärjestelmässä voivat vaihdella enemmän kuin 100 dB ja suhteellisen halvat 8-bittiset A/D:t rajoittavat dynaamista aluetta 48 dB:iin, kustannuksiltaan edullisen AGC-toteutuksen on kyettävä ohjaamaan AD-muuntimia edeltävän vastaanotinosan vah-15 vistusta niin, että ohjataan signaalin dynaamista aluetta A/D-muuntimessa. Vaihtoehtona on käyttää kalliita A/D-muuntimia, joilla on suurempi dynaaminen alue, ja lisätä siten vastaanottimen hintaa tai lisätä radion analogisen osan AGC:n aluetta, mikä on erittäin vaike-20 aa ja kallista. Sen vuoksi esillä olevan keksinnön kohteena on tuoda esiin uusi ja kehittynyt AGC-piiri, joka käsittää yllä mainitut halutut ominaisuudet ja joka, kuten alla kuvataan, lisäksi tuo esiin eräitä muita etuja suhteessa perinteisiin AGC-menetelmiin.

• 25 Standardin mukaisissa FM-solumatkaviestimissä AGC-funktio suoritetaan piirillä, jota kutsutaan ra-ί joittimeksi. Kun rajoitinta käytetään, kaistan ulko puolisen signaalin esto voidaan tehdä ainoastaan käyttämällä välitaajuus(IF)suodattimia. Vaikka pakollinen ; 30 signaalin estokapasiteetti voidaan saavuttaa keraami- ", silla IF-suodattimilla, ne ovat yleensä melko suuria ja kalliita. Pienemmät ja halvemmat IF-suodattimet eivät yleensä kykene toteuttamaan haluttua signaalies-toa, eikä niitä sen vuoksi yleensä käytetä FM-35 solumatkaviestimien vastaanottimissa.

Kuten on tunnettua, viimeaikaiset kehitysaskeleet integroiduissa piireissä (IC) on mahdollistanut 112740 4 aktiivisten kantataajuuskaistasuodattimien toteuttamisen, jotka ovat melko pieniä ja halpoja IF-suodattimiin verrattuna. Siitä seuraa, että saattaisi olla toivottavaa käyttää aktiivisia kantataajuuskais-5 tasuodattimia merkittävän kaistan ulkopuolisen signaalin vaimennukseen, mikä mahdollistaa pienempien ja halvempien IF-suodattimien käyttämisen signaalin vaadittavan lisäeston aikaansaamiseksi. Aktiivisessa suo-dattimessa, mitä suurempi vahvistus - sitä suurempi 10 esto on mahdollista. Mutta suuremmalla vahvistuksella järjestelmä on herkempi ei-toivotulle DC-offsetille. Sellaisten DC-offsetien vaimennus on toivottavaa signaalin saatavilla olevan dynaamisen alueen kasvattamiseksi, offsetin aiheuttaman häiriön minimoimiseksi 15 kantataajuuskaistalla demoduloidussa signaalissa ja offsetin aiheuttamien virheiden minimoimiseksi kanta-taajuuskaistan signaalivoimakkuuden estimaatissa.

Standardin mukaisissa digitaalisissa tietoliikennejärjestelmissä, kuten neliöllisessä vaihe-20 eromoduloinnissa (QSPK), jota käytetään standardin mukaisissa CDMA-tietoliikennejärjestelmissä (ja joissain TDMA-järjestelmissä) tai binäärisessä vaihe-eromodu-.* loinnissa (BSPK) , informaatio aaltomuodosta palaute- taan signaalin alasmuuntamisella kantataajuuskaista- • 25 taajuudelle noin DC:n tasolle. Tässä tilanteessa DC- ' offsetit voidaan helposti poistaa, koska QPSK:ssa ja • BPSKrssa kantosignaali yleensä kuitenkin vaimennetaan ·' lähettimellä. Täten kantataajuuskaistalle ei voida käyttää DC-askellusta.

30 Kuitenkin vakioamplitudimodulaatioissa, kuten FM- ja jatkuvavaiheisessa modulaatiossa (joita käytetään FM-solukkomatkaviestinjärjestelmissä kuten AMPS) ’ ja Gaussin minimivaihemoduloinnissa (GMSK) (käytetään joissain TDMA-järjestelmissä) , kantosignaali täytyy j'.‘. 35 säilyttää vastaanotetun signaalin demoduloimiseksi.

; Aktiivisten kantataajuuskaistan IC- suodattimien käyttö johtaa tarpeeseen käyttää joitain 112740 mekanismeja ei-toivottujen DC-offsetien vaimentamiseksi. Perinteisen digitaalisten solukkomatkaviestimien vastaanottimien IF-prosessointiketju käsittää tyypillisesti paikallisen oskillaattorin (L.O.), jonka taa-5 juus on valittu siten, että kantosignaalin taajuus alasmuunnetaan DC:hen ja käytetään yksinkertaista DC-askellussuodatinta ei-toivottujen DC-offsetien vaimentamiseen. Jos FM-, FSK- tai GMSK-signaali käsitellään sellaisella IF-prosessointiketjulla, niin DC-offsetin 10 vaimennus ei ainoastaan poista ei-toivottuja DC-komponentteja vaan myös kriittistä vaihe- ja amplitudit ietoa kantosignaalin taajuudella. Täten FM-solukkomatkaviestinjärjestelmissä on merkittävää amplitudi- ja valhetietoa kantotaajuudella ja tehokkuu-15 teen vaikuttaa kielteisesti, jos sellaista tietoa tuhotaan.

Kuitenkin on kaksi kapeaa taajuuskaistaa kantotaajuuden Fc ja Fc + Fj välillä ja Fc ja Fc - Fx välillä (missä Fj on alin oletettu taajuus demoduloidussa 20 spektrissä, tyypillisesti Fr = 300 Hz FM-solulle), jot ka voidaan vaimentaa ilman kielteistä vaikutusta. Vaikka minimi äänitietoa kuljetetaan keskinäismodulaa-; tioissa lähellä kantotaajuutta, sellaiset modulaatiot ovat epätavallisia ja suhteellisen lyhytkestoisia.

’ 25 Näin ollen vain pienitaajuisen keskinäismodulaation vaimennus kantataajuuskaistan alasmuunnon jälkeen ei : j tavallisesti johda hyväksyttävän ääni-informaation me- ; ; ; netykseen. Vastaavasti FSK- ja GMSK-järjestelmissä, vain vähän signaalitehoa on jäljellä alle FT = (merkki-30 nopeus)/100, jolloin jälleen taajuuskaista Fc ja Fc + F: ,···, välillä voidaan vaimentaa ilman digitaalisen datan heikentymistä.

Sen vuoksi esillä olevan keksinnön kohteena ;ti>: on tuoda esiin neliöllinen vastaanotin, jossa voidaan V, 35 käyttää suurivahvistuksista/erittäin valikoivaa aktii- . \ vista kantataajuuskaistan suodatinta aiheuttamatta kantotaajuuden informaation menetetystä.

6 112740

Esillä oleva keksintö on uusi automaattisen vahvistuksen ohjausmenetelmä ja laite vastaanotetun signaalin tehon ohjaamiseksi laajalla dynaamisella alueella. Edullisessa toteutuksessa automaattisen vah-5 vistuksen ohjauslaitetta voidaan säätää halutun ohja-usvasteen aikaansaamiseksi vastaanotetun signaalin eri häipymisominaisuuksilla. Sovelluksissa, joissa mielenkiinnon kohteena oleva signaali on vaimennettu kanto-muodossa oleva digitaalinen signaali, kuten BPSK tai 10 QPSK (CDMA digitaalisolukossa) tai vakio verhomaisessa jatkuvavaiheisessa muodossa, kuten GMSK, FSK tai FM (käytetään AMPS solukkovaihejärjestelmässä), esillä olevan keksinnön mukainen laite pystyy aikaansaamaan tarpeellisen vahvistuksen ohjauksen, kaistan ulkopuo-15 lisen signaalin vaimennuksen ja alasmuunnoksen kanta-taajuuskaistalle ilman DC-offsetia.

Esillä olevan keksinnön mukaan esitetään automaattinen vahvistuksen ohjauslaite (AGC) kaksoismoo-divastaanottimeen. AGC-laitteeseen kuuluu säädettävä-20 vahvistuksinen vahvistin, johon kuuluu tuloportti tu-losignaalin vastaanottamiseksi, ohjausportti vahvis-. tuksen ohjaussignaalien vastaanottamiseksi ja lähtö- portti lähtösignaalin antamiseksi. Alasmuunnin, joka on kytketty lähtöporttiin, toimii lähtösignaalin taa-'5 25 juuden muuntamiseksi alas kantataajuskaistataajuudelle ,· kantataajuuskaistasignaalin muodostamiseksi. Edulli- : sessa sovellutuksessa alasmuunnin toimii vastaanotetun signaalin kantotaajuuden sovittamiseksi kantataajuus-kaistan taajuussiirtymälle ennalta määrätyllä margi-30 naalilla DC:stä. DC:n läpiviennin aiennussilmukka, jo- i ka on järjestetty vastaanottamaan kantataajuuskaistan signaali alasmuuntimen muodostamien DC läpivientisig-naalien alentamiseksi, muodostaa siten kompensoidun ; kantataajuuskaistasignaalin.

35 Lisäksi AGC-laitteeseen kuuluu välineet vas taanotetun tehosignaalin generoimiseksi perustuen lähtösignaalin tehoon. Saturoituva integraattori vertaa 112740 7 vastaanotettua tehosignaalia referenssisignaaliin ja muodostaa virhesignaalin integroimalla tai pidättymällä integroinnista perustuen referenssin arvoihin, vastaanotettuun tehosignaaliin ja vahvistuksen ohjaussig-5 naaleihin.

Esillä olevan keksinnön muodot, tarkoitukset ja edut tulevat selvemmiksi seuraavasta yksityiskohtaisesta kuvauksesta viitaten oheisiin piirustuksiin, joissa viitenumerot ovat yhtenevät kauttaaltaan ja 10 joissa kuva 1 esittää lohkokaaviomuodossa esillä olevan keksinnön mukaisen AGC-laitteen esimerkkisovel-lutusta; kuva 2 esittää AGC-vahvistimen vahvistusta 15 vahvistuksen ohjausjännitteen funktiona; kuva 3 esittää esillä olevan keksinnön mukaisen AGC-laitteen esimerkkisovellutusta, johon kuuluu analogisessa muodossa toteutettu ohjaussilmukka; kuvat 4A ja 4B esittävät jännite- ja tehon-20 siirto-ominaisuuksia, vastaavasti, liittyen keksinnön mukaiseen vahvistuksen ohjauslaitteeseen liitetyn ra-j oittimen esimerkkitoteutukseen; kuva 5 esittää integroinnin ohjauspiirin kytkimen hallintaan käytetyn päättelylogiikan esimerkki-25 toteutusta; kuvat 6A - 6C ovat ajoituskaavioita, jotka esittävät keksinnön mukaisen AGC-laitteen toimintaa; kuva 7 esittää keksinnön mukaisen AGC-laitteen edullisen sovellutuksen, johon kuuluu ohjaus-30 silmukan digitaalinen toteutus; kuva 8 esittää digitaalisen saturoituvan kerääjän esimerkkitoteutusta, joka kuuluu kuvan 7 integ-raattoriin; ", kuva 9 esittää vaihtoehtoisen edullisen so- 35 vellutuksen keksinnön mukaisesta AGC-silmukasta, johon kuuluu DC läpiviennin vaimennussilmukka; ja ; kuva 10 esittää analogisen DC läpiviennin 112740 8 silmukan lohkokaavioesityksen.

Digitaalisessa vastaanottimessa, kuten sellaisessa, jota käytetään koodijakomonipääsy(CDMA)matkaviestimessä on tarpeen asettaa käsitellyn signaalin 5 teho vakiotasolle. Solukkoympäristössä digitaalinen vastaanotin voi vastaanottaa signaalin, joka kokee nopeita ja suuria muutoksia signaalin tehossa. Digitaalisissa vastaanottimissa on tarpeen ohjata demoduloidun signaalin tehoa signaalin asianmukaiseksi kä-10 sittelemiseksi vastaanottimessa. Digitaalisessa kak-soismoodivastaanottimessa eli digitaalisessa vastaanottimessa, joka pystyy käsittelemään CDMA- (tai TDMA) ja standardi FM-signaaleja, vastaanotetun signaalin dynaaminen alue vaihtelee valitun toimintatilan funk-15 tiona. Näin ollen esitetään automaattinen vahvistuksen ohjauslaite digitaalisia vastaanottamia varten, joka laite pystyy, kussakin toimintatilassa, kompensoimaan vaihtelut vastaanotetun signaalin tehossa.

Kuva 1 esittää lohkokaaviomuodossa esillä 20 olevan keksinnön automaattisen vahvistuksen ohjauslaitteen esimerkkitoteutuksen. Kuvassa 1 automaattinen vahvistuksen ohjauslaite on toteutettu CDMA-matkaviestimen 10 lähetin-vastaanottimessa. Puhelin 10 voi olla kaksoismoodinen eli CDMA (tai TDMA) ja perin-25 teinen FM yhteensopiva. Esillä olevan keksinnön mukainen automaattinen vahvistuksen ohjauslaite pystyy aikaansaamaan molempien laajakaistaisten CDMA- (tai TDMA) ja kapeakaistaisten FM-signaalien tehonohjauk-sen. Sellaisen piirin yhteensopivuus sekä laaja- että 30 kapeakaistasignaaleilla toimimiseksi aikaansaa kustannus-, komponentti- ja tehosäästöjä vastaanottimessa.

' ‘ Puhelimeen 10 kuuluu antenni 12 RF-signaalien ; vastaanottamiseksi, sisältäen CDMA- tai FM-signaalit, jotka lähetetään tukiasemalta. Antenni 12 kytkee vas-35 taanotetut signaalit duplekseriin 14, joka antaa vas-• taanotetut signaalit puhelimen 10 vastaanotto-osaan.

·; Lisäksi duplekseri 14 vastaanottaa CDMA- tai FM- 112740 9 tietoliikennesignaalit puhelimen 10 lähetysosalta kytkettäväksi antenniin 12 ja lähetettäväksi tukiasemaan.

Vastaanotetut signaalit ovat lähtönä duplek-serilta 14 alasmuuntimeen 16, missä RF-signaalit muun-5 netaan alemmalle taajuudelle ja annetaan vastaavina välitaajuus(IF)signaaleina. IF-signaalit alasmuunti-melta 16 annetaan IF-vahvistimeen 18, jonka vahvistusta ohjataan automaattisesti. IF-signaalit vahvistetaan vahvistuksella, joka määritetään AGC-signaalilla (VÄGC) , 10 joka myös annetaan vahvistimeen 18. Vahvistin 18 pys tyy antamaan vahvistuksen lineaarisen ohjauksen laajalla dynaamisella alueella, kuten yli 80 dB, VAGC:n perusteella. Vahvistin voi olla esimerkiksi patenttijulkaisussa US 5,099,204 "Lineaarinen vahvistuksen ohja-15 usvahvistin", jossa hakija on sama kuin tässä hakemuksessa, kuvatun kaltainen.

Yllä viitatussa patenttijulkaisussa US 5,099,204 käytetään kompensointipiiriä lineaarisen ohjauksen halutun dynaamisen alueen saavuttamiseksi. 20 Tietyissä toteutuksissa sellainen ohjaus voidaan ai kaansaada vahvistuspiirillä kompensointipiirin avun puuttuessa. Sellaisten toteutusten joukkoon kuuluu esimerkiksi ne, joissa useita vahvistusasteita on järjestetty kaskadiin. Vastaavasti suurijännitteisellä 25 teholähteellä voidaan eliminoida kompensointipiirin ; tarve.

Vahvistusohjatut IF-signaalit ovat lähtönä vahvistimelta 18 toiselle alasmuuntimelle 20, missä IF-signaalit muunnetaan alemmalle taajuudelle ja anne-30 taan vastaavina tulovaihe- ja neliövaihekantataajuus- kaistasignaaleina IBB ja QBB. Kuvan 1 sovellutuksessa kantataajuuskaistasignaalit CDMA-moodin toiminnassa : ovat koodatun digitaalisen datan I- ja Q-näytteet, , . jotka ovat lähtönä edelleen vaihedemodulaatiolle ja 35 korrelointiin. Kaksoismoodivastaanottimessa alasmuun- nin 20 muuntaa myös FM-signaalien taajuuden alas kan-. : tataajuuskaistan tulovaihe- ja neliövaihekantataajuus- 112740 10 kaistasignaalien aikaansaamiseksi, jotka edelleen vaihe/ taa juusdemoduloidaan audiolähtösignaaliin.

Tunnistin 25 mittaa alasmuuntimen 20 läh-tösignaalien voimakkuuden ja generoi vastaavan vas-5 taanotetun signaalin voimakkuuden tunnistesignaalin (RSSI). Ohjaimelta (ei esitetty) saatu RSSI-signaali yhdessä AGC-referenssisignaalin (AGC_REF) kanssa annetaan saturoituvalle integrointiverkolle 22. AGC_REF-signaali vastaa kantataajuuskaistasignaalien haluttua 10 voimakkuustasoa. Lisäksi ohjain antaa AGC:n alaraja (AGC_LOW) ja AGC:n yläraja(AGC_HIGH) referenssisig-naalit saturoituvalle integraattorille 22. AGCHIGH ja AGC_L0W vastaavat vahvistuksen ohjaussignaalin (VAGC) , joka on annettu vahvistimen 18 ohjausporttiin saturoi-15 tuvalla integraattorilla 22, voimakkuuden raja-arvoja.

Kuva 2 esittää havainnollisesti vahvistimen 18 vahvistusta vahvistuksen ohjausjännitteen funktiona. Viitaten kuvaan 2, vahvistimen 18 vahvistus kääntyy epälineaarisesti kohden vakioarvoja jännitteillä, 20 jotka ovat suurempia kuin AGC_HIGH ja pienempiä kuin AGC_L0W. Yleensä on toivottavaa pitää arvo VÄGC lineaarisella alueella jännitteiden AGC_HIGH ja AGC_L0W välissä ohjaussilmukan aikavakion pitämiseksi hyväksyttävällä alueella. Aikavakion poikkeaminen hyväksyttä-25 vältä alueelta saattaisi johtaa merkittäviin silmukan ohjausvirheisiin. Keksinnön mukaan vahvistin 18 pidetään lineaarisella toiminta-alueella integraattorilla 22 sellaisista ohjaussilmukan ohjausvirheistä aiheutuvien suorituskyvyn heikkenemisen ehkäisemiseksi.

30 Kuten alla kuvataan, saturoituva integraatto- ri 22 integroi eroa RSSI ja AGC_REF signaalien välillä, kun VAGC on AGC_HIGH:n ja AGC_LOW:n välissä. Kun tu-; loon aiheutetaan jännite, joka aikaansaa VAGC:n ylittä mään AGC_HIGH:n tai alittamaan AGC_LOW:n, integraatto-35 ri 22 lopettaa integroinnin ja ohjausjännite VAGC pidetään vakiona, joko AGC_HIGH:ssa tai AGC_LOW:ssa, pa-·.*: rantaen siten ohjaussilmukan vastetta, kuten yllä ku- 112740 11 vattiin.

Viitaten jälleen kuvaan 1, saturoituva integ-raattori 22 vastaanottaa RSSI signaalin tunnistimelta 25 yhdessä AGC_REF signaalin kanssa ohjaimelta. Tar-5 kemman tehonohjauksen antamiseksi on yleensä tarpeen minimoida RSSI ja AGC_REF signaalien välinen ero. Saturoituvaa integraattoria 22 käytetään tämän funktion toteuttamiseen AGC-silmukassa pakottamalla ero nollaan. Esimerkiksi jos signaalin vahvistus on liian 10 suuri, RSSI-signaali on myös suuri verrattuna signaalin AGC_REF. Kunnes nämä signaalit ovat suuruudeltaan yhtäsuuria, integraattorin lähtösignaali VAGC vähentää vahvistimen 18 vahvistusta.

On ymmärrettävä, että RSSI:n mittaus voidaan 15 tehdä useissa vaiheissa vastaanotetun signaalin käsittelyssä. Vaikka kuva 1 esittää, että mittaus suoritetaan taajuuden alasmuunnoksen alasmuuntimellä 20 jälkeen, mittaus voidaan tehdä missä tahansa vaiheessa signaalin IF-vahvistinta 18 seuraavassa käsittelyket-20 jussa. RSSI:n mittaus tehdään edullisesti signaalin suodattamisen jälkeen, jolla vähennetään mitattua väärän häiriötehon mittausta. Käytettäessä analogisia te-honohjausmenetelmiä sekä laaja- että kapeakaistasig-naaleille, samaa tehonohjauspiiriä voidaan käyttää mo-25 lemmille toimintamoodeille.

Suhteessa kuvan 1 kannettavan puhelimen lähe-tinosaan 30, lähetystehoa ohjataan myös. Jälleen käytetään VAGC signaalia hetkellisen ohjauksen saamiseksi lähetystehon ohjaukseen CDMA-moodissa. VAGC signaali an-30 netaan lähetysosaan yhdessä muiden ohjaussignaalien kanssa ohjaimelta (ei esitetty).

Viitaten nyt kuvaan 3, esitetään keksinnön , mukaisen automaattisen vahvistuksen ohjauslaitteen esimerkkisovellutus, johon kuuluu osittain analoginen 35 saturoituvan integraattorin 22 toteutus. Kuvassa 3 sa turoituvaan integraattoriin kuuluu operaatiovahvistin : (op amp) integraattori 40, johon kuuluu kapasitiivinen 112740 12 takaisinkytkentä. Erityisesti integraattori vastaanottaa AGC_REF signaalin vastuksen 42 kautta ei-kääntävään tuloonsa, johon on myös kytketty kondensaattori 43. Kun kytkin 44 on kiinni integraattorin 5 ohjauslogiikan 46 ohjaustiedon mukaisesti, vastaanotetaan RSSI tunnistimen 48 lähdöstä RSSI-signaali integ-raattorilla 40 vastuksen 50 kautta. Kun kytkin 44 on auki kiinni integraattorin ohjauslogiikan 46 ohjaustiedon mukaisesti, kondensaattori 52 pitää integraatio torin lähdön (VAGC) vakiona joko AGC_HIGH:ssa tai AGC_LOW:ssa. Tämä estää vahvistimen 18 saturoitumisen kun IF-tulosignaalin voimakkuus poikkeaa ennalta määrätyltä dynaamiselta alueelta.

Viitaten jälleen kuvaan 3, esitetään kytkin-15 järjestelyn sovellutus käyttämällä RF kytkimiä 49 ja 55. RF kytkimet 49 ja 55 kytkevät CDMA IF kaistanpääs-tösuodattimen 51 IF-vahvistimeen CDMA moodin aikana kuten esitetään kytkimien asennolla kuvassa 3. FM moodissa RF kytkimien asema muuttuu FM IF kaistanpääs-20 tösuodattimen 53 ja rajoittimen 54 kytkemiseksi IF- vahvistimeen 18. FM IF kaistanpäästösuodatin 53 kanavan ulkopuolisten häiriöiden estämiseksi määrittää ra-; joittimen 54 läpi vahvistimeen 18 siirtyvien FM- . signaalien kaistanleveyden. Esimerkiksi, FM moodissa ; 25 CDMA IF suodatin 51 suunnitellaan estämään kanavan ul- | kopuoliset häiriöt ja se määrittää vahvistimeen 18 an nettavien CDMA-signaalien kaistanleveyden. Esimerkiksi CDMA moodissa, CDMA IF kaistanpäästösuodatin 51 voi antaa vastaanottimen kantataajuuskaistaosan alibitin 30 nopeuden mukaisen kaistanleveyden (esim 1.26 Mhz) ja ; antaa ennalta määrätyn estokaistanleveyden (esim 1.8

Mhz). Vaihtoehtoisessa sovellutuksessa rajoitin 54 voisi olla yleisellä reitillä ennen IF-vahvistinta 18.

;; Rajoitin 54 vaimentaa suuritehoisia RF- * 35 signaaleja, jotka periaatteessa vastaanotetaan FM moo-' : din aikana. FM-signaalit voivat ylittää CDMA moodin • aikana vastaanotettujen signaalien maksimitehon. Edul- 112740 13 lisessa sovellutuksessa rajoitin 54 rajoittaa vahvistimen 18 tulotehoa dynaamiselle alueelle, t.s. 80 dB, joka on ominainen CDMA toiminnalle. Rajoitin 54 sallii kuvan 3 automaattisen vahvistuksen ohjauksen (AGC) oh-5 jausalueen suunnittelun odotetun CDMA:n dynaamisen alueen perusteella eliminoiden siten tarpeen erikseen kalibroiduista AGC ohjaussilmukoista FM ja CDMA moodeille .

Kuvat 4A ja 4B havainnollisesti esittävät 10 jännite- ja tehonsiirto-ominaisuudet, vastaavasti, liittyen rajoittimen 54 esimerkkisovellutukseen. Viitaten kuviin 4A ja 4B, rajoitin 54 ei vaimenna signaaleja, jotka ovat alle ennalta määrätyn maksimijännit-teen Vm. Saturoitunut teho voidaan määrittää olevan PSAT 15 = Vm2/2RL, missä RL viittaa vahvistimen 18 sisäänmenoim- pedanssiin. PSAT:n ylittävillä tulotehoilla, rajoittimen antama lähtöteho pidetään vakiona noin PSAT leikkaamalla huippusignaalijännite jännitteeseen Vm. PSAT:n arvo valitaan suurimman oletetun CDMA tulotehon arvon perus-20 teella. Näin ollen esimerkiksi suuritehoisilla sinimuotoisilla IF-tulosignaaleilla (Pin > PSAT) rajoittimen aaltomuoto katkaistaan kiinteään amplitudiin, mutta sillä on sama kantataajuus eikä vaihetietoa menetetä.

. Alipäästösuodatin 56 alasmuuntimessa 20 on ; 25 suunniteltu siten, että sen estotaajuus on suurempi kuin vahvistimen 18 IF signaalilähdön taajuus joko CDMA tai FM moodissa. Kuten yllä huomattiin, alipääs-: tösuodatin 56 suunnitellaan vaimentamaan vahvistimen * 18 IF signaalilähdön harmoonisia ennen alasmuuntamista 30 kantataajuuskaistan tulovaiheen (I) ja neliöllisen : vaiheen (Q) komponentteihin. Rajoittimella leikatut ; ; suuritehoiset aaltomuodot luovat ei -toivottuja har- moonisia. IF-alipäästösuodatin 56 poistaa ei-toivotut ;;; harmooniset niin, että niitä ei muunneta kantataajuus-

I I

*·;·' 35 kaistalle yhdessä halutun IF signaalitiedon kanssa.

:v; Esimerkkisovellutuksessa suodattimen 56 tyyppi, aste ja päästökaistan reuna valitaan vaimentamaan kantataa- 14

11274G

juuskaistan säröosia, jotka nousevat IF harmoonisista vahvistimen 18 muodostamassa vahvistetussa IF-signaalissa.

Suodatettu IF-signaali annetaan sekoittajan 5 60 ensimmäiseen tuloon, kun taas sekoittajan 60 toinen tulo vastaanottaa paikallisesti generoidun referens-sisignaalin oskillaattorilta 64. Sekoittaja 60 sekoittaa suodatetun IF-signaalin referenssisignaaliin muodostaakseen I ja Q kantataajuuskaistakomponentit 10 (kvadratuuri) lähtöjohtimiin 70 ja 72, vastaavasti. Sekoittaja 60 suunnitellaan sovittamaan taajuus, jossa on offsetia IF keskitaajuudelta ennalta määrätyllä marginaalilla t.s. 3 - 300 Hz, kantataajuuskaistan DC-taajuudelle. Tällainen DC-offset-marginaali mahdollis-15 taa kuvan 3 automaattisen vahvistuksen ohjaussilmukan erottaa moduloimattoman FM-signaalin (t.s. jatkuva-aaltoinen (CW) signaali) tulon DC-offset-virheestä. Erityisesti sekoittaja 60 toimii edullisesti noin 100 lähtötaajuuden vastauksena tulon CW signaaliin keski-20 kaistan IF taajuudella. Tällä tavoin tulon DC-offset-virheet, jotka pyrkivät korruptoimaan RSSI tehomittauksia, poistetaan DC-kynnyssuodattimellä 66 vaimenta-. matta CW signaalitietoa.

, Viitaten jälleen kuvaan 3, lähtöjohtimet 70

. 25 ja 72 kytketään vastaavasti kantataajuuskaistan I ja Q

alipäästösuodatinverkkoihin 76 ja 78. Suodatinverkot 76 ja 78 toteutetaan kumpikin edullisesti siten, että :· ! aikaansaadaan alipäästösiirtofunktiot, joiden päästö-

’ kaistat ovat 13 kHz ja 630 kHz vastaavasti, FM ja CDMA

30 moodissa. Esimerkkisovellutuksessa suodattimet 76 ja : ’ : 78 sisältävät suodatinparin, joista toista käytetään CDMA ja toista FM moodissa. Yksittäiset suodattimet verkoissa 76 ja 78 kytketään kantataajuuskaistan I ja ;;; Q signaalireiteille, vastaavasti, valitun toimintamoo- 35 din mukaisesti. Edullisessa sovellutuksessa järjestel- män ohjaimeen kuuluu välineet suodatinverkkoihin kuu-luvien suodattimien kytkemiseksi valitun toimintamoo- 112740 15 din mukaisesti.

A/D-muuntimien 86 ja 88 suoritus- ja an-tialiasointifunktioiden lisäksi alipäästösuodattimet 76 ja 78 antavat kaistanpuolisen signaalin eston.

5 Edullisessa sovellutuksessa suodattimilla 76 ja 78 on suuri vahvistus ja suuri estokaistan vaimennus. Sen seurauksena IF kaistanpäästösuodattimiin 51 ja 53 voi kuulua pienempi estokaistan vaimennus ja ne voivat siksi olla halvempia.

10 Kantataajuuskaistasuodattimien 76 ja 78 ja DC-kynnyssuodattimen 66 suodatuksen jälkeen saadut I ja Q kantataajuuskaistasignaalit annetaan RSSI tunnistimelle 48. RSSI tunnistin 48 antaa RSSI lähtösignaa-lin, joka osoittaa mitattua signaalitehoa (dB) . RSSI 15 tunnistimen 48 lähdön RSSI signaalin ja AGC_REF signaalin välinen ero integroidaan saturoituvalla integ-raattorilla 22 ohjausjännitteen VAGC muodostamiseksi.

Viitaten jälleen kuvaan 3, kantataajuuskaistasuodatt imen 76 ja 78 I ja Q lähdöt annetaan myös I 20 ja Q analogi-digitaali-muuntimiin 86 ja 88, vastaavasti. A/D-muuntimet 86 ja 88 kvantisoivat kantataajuus-kaistan I ja Q signaalit digitaalista demodulaatiota varten valitussa toimintamoodissa eli joko CDMA tai FM moodissa. Edullisessa sovellutuksessa A/D-muuntimien 25 86 ja 88 dynaaminen alue valitaan riittäväksi signaa- • leille, jotka ylittävät IF-vahvistimen 18 AGC laitteen ohjausalueen. Kuten yllä huomattiin yhteydessä kuviin : 2 ja 3, päättelylogiikka 46 saturoituvassa integraat- : torissa 22 pakottaa ohj aus jännitteen VÄGC alueelle 30 AGC_L0W < VAGC < AGC_HIGH. Tämä ehkäisee vahvistimen 18 ; saturoitumisen epälineaarisella toiminta-alueella.

Näin ollen A/D-muuntimet 86 ja 88 suunnitellaan kvantisoimaan tulosignaalit, ilman ylimääräistä ’ säröä, riippumatta siitä onko integraattori 40 satu- 35 roitunut. Edullisessa sovellutuksessa kumpikin A/D- muunnin 86 ja 88 antaa dynaamisen alueen 6-8 bittiä.

, : Tämä dynamiikka riittää ehkäisemään signaali-kohina- 112740 16 suhteen huojuntaa A/D-muuntimien 86 ja 88 tuloissa verrattuna A/D-muuntimien 86 ja 88 digitaalisen lähdön signaali-kohina-suhteeseen millä tahansa RF tulotasolla. Esimerkiksi kun VRGC saavuttaa AGC_LOW-.n, rajoitin 5 54 rajoittaa IF-signaalin amplitudia. Tällä tavalla signaalitaso A/D-muuntimien 86 ja 88 tulossa voi ylittää AGC_REF:in osoittaman tason ainoastaan kiinteällä määrällä. Siksi A/D-muuntimet 86 ja 88 jatkavat kanta-taajuuskaistan signaalien tarkkaa kvantisointia lisä-10 tyllä tasolla.

Näin A/D-muunt imien 86 ja 88 dynamiikka on riittävä ehkäisemään signaali-kohina-suhteen heikkenemistä alhaisilla RF-signaalin tuloilla. Esimerkiksi kun VAGC saavuttaa AGC_HIGH:n ja kytkin 44 avautuu, jos 15 tulon RF-signaali jatkaa pienenemistään, kantataajuus-kaistan signaalitaso A/D-muuntimien 86 ja 88 tuloissa putoaa alle AGC_REF:in osoittaman tason. Signaalitulo-jen heikentynyt taso A/D-muuntimien 86 ja 88 tuloissa johtaa laitteen käyttöön alle täyden kapasiteetin eli 20 A/D-muuntimien 86 ja 88 kaikkia lähtöbittejä ei käytetä. Suuremmilla RF tulosignaaleilla A/D-muuntimien 86 ja 88 koko dynaamista aluetta käytetään muunnosprosessin aikana. Täten keksinnön mukainen AGC laite kytkee rajoitetun alueen AGC ohjaussilmukan käyttöön demodu-25 loitaessa signaaleja suuremmalla dynaamisella alueella kuin IF-vahvistimen 18 dynaaminen alue.

Kuva 5 esittää päättelylogiikan 46 esimerkki-toteutuksen, joka ohjaa kytkimen 44 asentoa. Kuten esitetään kuvassa 5, AGC_HIGH ja VAGC signaalit tuodaan 30 loogiselle vertaili j alle 104. Kun VAGC ylittää AGC_HIGH:n, vertailijan 104 lähtö on loogisella tasolla yksi (1). Komparaattorin 104 lähtö on looginen AND kiikun 110 lähdön kanssa, joka on loogisella tasolla 1 johtuen kytkimen 44 suljetusta asennosta. Kiikun 110 35 lähtö viivästetään viive-elementillä 114 kytkimen 44 ; ylimääräisen asennon vaihtelun ehkäisemiseksi. AND- portti 108 ja viive-elementti 114 toimivat estääkseen 112740 17 kytkimen 44 avautumisen ennen kiinteän ajan kulumista sulkeutumisesta. AND-portin 108 lähdön siirtyminen alhaalta ylös resetoi kiikun 110 lähdön loogiselle tasolle 0 ja tuottaa loogisen tason 0 AND-portin 130 5 lähtöön ja avaa kytkimen 44. Kun kytkin 44 on avattu, RSSI signaalia ja AGC_REF signaalia ei enää pakoteta silmukalla yhtäsuuriksi. Kun AGC__HIGH on ylittynyt ja silmukka on avoin, RSSI signaali indikoi pienemmän jännitteen kuin AGC_REF ja loogisen vertailijan 102 10 lähtö tulee loogiselle tasolle 0. Kun RSSI ylittää AGC_REF signaalin tason, loogisen vertailijan 102 lähtö siirtyy loogiselle ylätasolle ja myös AND portin 106 lähtö loogiselle ylätasolle asettaen siten kiikun 110 lähdön loogiselle tasolle 1 ja sulkien kytkimen 15 44. Viive-elementti 112 ja AND-portti 106 toimivat vastaavasti kuin viive 114 ja AND-portti 108, ja ehkäisevät kytkimen 44 sulkeutumisen kunnes se on ollut avoin ennalta määrätyn ajan.

Loogisten operaatioiden analoginen sekvenssi 20 suoritetaan kun RF-tulosignaalin taso ylittää AGC alueen. Kun VASC menee alle AGC_LOW:n tason, komparaattorin 118 lähtö tulee loogiselle tasolle 1. Komparaattorin ·, lähtö alistetaan loogiselle AND toiminnolle kiikun 124 lähdön, joka on loogisella tasolla 1 kun kytkin 44 on 25 suljettu, kanssa. AND-portin 122 lähtö siirtyy alhaal- • ta ylös resetoiden kiikun 124 lähdön loogiselle tasol le 0 . Tämä aiheuttaa loogisen tason 0 ilmestymisen ; AND-portin 140 lähtöön, mikä johtaa kytkimen 44 avau- ' : tumiseen. Kun kytkin 44 on avattu, RSSI signaalia ei 30 enää pakoteta silmukalla yhtäsuureksi AGC_REF signaa-

. Iin kanssa. Kun silmukka tällä tavalla avataan, RSSI

signaali on suurempi kuin AGC_REF signaalin ja loogisen komparaattorin 116 lähtö on loogisella tasolla 0.

' ’>’ Kun RSSI signaali tulee pienemmäksi kuin AGC_REF, kom- 35 paraattorin 116 ja AND-portin 120 lähdöt siirtyvät . ylös. Siirtymä asettaa kiikun 124 lähdön loogiselle ,', ; tasolle 1 ja sulkee kytkimen 44. Viive-elementit 126 » t 112740 18 ja 128 ja AND-portit 120 ja 122 toimivat vastaavasti kuin viive 114 ja AND-portti 108, ja ehkäisevät kytkimen 44 tilan nopeaa vaihtumista avoimen ja suljetun tilan välillä.

5 ÄND-portin 130 loogista lähtöä voidaan pitää integroinnin käynnistyssignaalina ja sitä käytetään kytkimen ohjauslinjalla 124, joka on kytketty kytkimeen 44. Edullisessa sovellutuksessa kytkin 44 suljetaan vastauksena loogisen 1 käyttöön ja avataan kun 10 loogista 0 käytetään siihen. Integraattorin päättely-logiikka 46 ohjaa, kun RSSI ja AGC_REF signaalien eroa integroidaan op amp integraattorilla 40. Tällä tavalla integraattorin päättelylogiikka 46 ja integraattori 40 toimivat VAGC:n antamiseksi. Kuvan 3 AGC laitteen toi-15 minta voidaan kuvata yksityiskohtaisemmin viitaten kuvien 6A - 6C ajoituskaavioihin. Erityisesti kuvat 6A ja 6B, vastaavasti, esittävät tehon aikavaihtelua esimerkin RF-signaalissa ja kytkimen 44 vastaavaa tilaa (avoin tai suljettu) saturoituvassa integraattorissa 20 22. Kuva 6C esittää vahvistuksen ohjausjännitteen (VÄGC) vastaavaa arvoa, joka generoidaan op amp integraattorilla vastauksena kuvan 6A RF-tulosignaaliin.

Kuten osoitetaan kuvilla 6A ja 6C, ensimmäisen integrointiajan (t0 < t < tj RF tulosignaalin teho 25 mahtuu AGC silmukan alueelle ja siten AGC_LOW < VAGC < l AGC_HIGH (kuva 6C) . Ajan hetkellä t = t3, integraatto- ; : rin päättelylogiikka 46 määrittää, että VAGC on saavut- : tanut AGC_L0W:n ja avaa siten kytkimen 44. Kytkin 44 ,pysyy avoinna aikavälin t1 < t < t2, jonka ajan integ-30 raattoria 40 estetään integroimasta RSSI:n ja . AGC_REF:n välistä eroa. Tämän ajan A/D-muuntimien 86 ja 88 tuloja rajoitetaan rajoittimella 54. Ajan het-; ‘ kellä t = t2, RF-tulosignaalin teho on taas alle ohja- : ; : ussilmukan alueen ylärajan, mikä johtaa kytkimen 44 : ' ; 35 sulkemiseen integraattorin päättelylogiikalla 46 ja VAGC:n AGC_L0W:n ylitykseen. Kytkin 44 pysyy kiinni toisen integrointiaj an (t2 < t < t3) kunnes ohj ausj ännite 112740 19 VAGC saavuttaa AGC_HIGH:n, jolloin kytkin 44 jälleen avataan integraattorin päättelylogiikalla 46. Tämän ajan A/D-muuntimien 86 ja 88 tulot vaihtelevat RF-tulosignaalitasojen mukaisesti. Vastaavalla tavalla 5 kytkin 44 suljetaan integraattorin päättelylogiikalla ajanhetkillä t4, ts ja t, kolmannen, neljännen ja viidennen integrointiajan alustamiseksi.

Viitaten nyt kuvaan 7, esitetään esillä olevan keksinnön mukaisen AGC silmukan edullinen sovellu-10 tus, johon on sisällytetty saturoituvan integraattorin digitaalinen toteutus. Kuvan 7 sovellutuksessa käytetään digitaalista kaistanpäästösuodatinta 150 analogisen kynnyssuodattimen 66 sijaan A/D-muuntimien 86 ja 88 muodostamien kantataajuuskaistan I ja Q näytteiden 15 DC-offsetin poistamiseksi. Suodattimen 150 estotaajuus valitaan olennaisesti alle sekoittimen 60 taajuus-offsetin. DC-offsetin poistaminen voidaan vaihtoehtoisesti suorittaa: (i) erikseen määrittämällä kantataajuuskais-20 tan I ja Q signaalinäytteiden keskiarvot, ja (ii) vähentämällä saatu D.C. komponentti kustakin I ja Q komponentista ennen lisäkäsittelyä.

Digitaaliseen RSSI tunnistimeen 154 kuuluu ‘‘ tyypillisesti tarkastustaulukko, joka sisältää loga- 25 ritmipotenssien arvot indeksoituna kantataajuuskaistan I ja Q näytteiden voimakkuuksien funktiona. Digitaali-nen RSSI tunnistin 154 arvioi logaritmipotenssin eli 10 LOG (I2 + Q2) määrittämällä LOG (MAX{ABS (I) , ABS (Q) } ) /. arvon ja korjaustermin arvon. Operaatio MAX{ABS(I), 30 ABS(Q)} tuottaa arvon, joka vastaa suurimman I/Q näy-teparin suurimman komponentin arvoa. Tietyssä toteutuksessa tämä lähtöarvo toimii indeksinä logaritmipotenssin tarkastustaulukossa. Tarkastustaulukosta saatu : arvo lisätään korjaustermiin vastaten likipitäen eroa f"; 35 välillä LOG (I2 + Q2) ja LOG (MAX{ ABS (I) , ABS (Q) } ) .

Vastaanotettu tehoestimaatti eli RSSI signaa-li, joka muodostetaan RSSI tunnistimella 154 aliste- 20 112740 taan digitaaliselle vähentäjälle 158 yhdessä AGCREF signaalin kanssa. Saatava virhesignaali skaalataan halutun silmukan aikavakion td mukaisesti digitaalisella skaalauskertojalla 162. Silmukan aikavakio td valitaan 5 RF-tulosignaalin oletettujen häipymisominaisuuksien mukaisesti. Suhteellisen lyhyet aikavakiot (nopeampi silmukkavaste) valitaan yleensä jyrkkää häipymistä kokevien signaalien jäljittämisen kytkemiseksi hidastettaessa silmukkavastetta tasolle, joka ei aiheuta yli-10 määräistä ylitystä tai soimista silmukassa oleville viiveille, jotka syntyvät silmukan suodattimissa ja muissa elementeissä.

Edullisessa sovellutuksessa skaalauskertoja 162 voidaan ohjelmoida kertomaan vähentäjän 158 vir-15 hesignaali ensimmäisellä silmukan aikavakiolla vastauksena hajoaviin RSSI signaaleihin ja kertomaan toisella silmukan aikavakiolla kun RSSI signaalin arvo kasvaa. Tämä mahdollistaa 1isäjoustavuuden räätälöitäessä AGC silmukan vastetta toimintaympäristön häipy-20 misominaisuuksien perusteella ja minimoi silmukan ylitystä .

Viitaten jälleen kuvaan 7, skaalattu virhesignaali, joka generoidaan skaalauskertojalla 162, annetaan saturoituvaan kerääjään 166. Saturoituva ke-25 rääjä kerää skaalatun virhesignaalin arvojen keräämi- j seksi kootuksi virhesignaaliksi kunnes koottu vir- hesignaali saavuttaa joko AGC_L0W:n tai AGC_HIGH:n. Kootun virhesignaalin arvo pidetään sitten joko arvos-, sa AGC_LOW tai AGC_HIGH kunnes skaalattu virhesignaali 30 on saavutettu, joka koottuun virhesignaalin yhdistämi sen jälkeen johtaa koottuun virhesignaalin AGC_L0W:n ; ja AGC_HIGH:n määrittämällä alueella.

Kuva 8 esittää esimerkinomaisen saturoituvan : kerääjän aikadiskreetin toteutuksen. Kuten esitetään 35 kuvalla 8, skaalattu virhesignaali annetaan digitaali sen lisääjän 170 ensimmäiseen tuloon. Skaalattu virhesignaali lisätään digitaalisessa lisääjässä 170 112740 21 koottuun virhesignaaliin, joka muodostettiin aikaisemmassa vaiheessa saturoituvalla kerääjällä 166, missä koottu virhesignaali talletettiin rekisteriin 174. AGC_LOW:n ja AGC_HIGH:n arvot, jotka saadaan järjes-5 telmäohjaimelta (ei esitetty) talletetaan toiseen rekisteriin 178. Minimi- ja maksimisignaalileikkaimet 182 ja 184, jotka on kytketty toiseen rekisteriin, rajoittavat ensimmäisen rekisterin 174 antaman digitaalisen arvon AGC_LOW:n ja AGC_HIGH:n määrittämälle alu-10 eelle.

Ylipäästösuodattimen 150 digitaalinen toteutus, RSSI tunnistin 154 ja saturoituva integraattori 22, jotka esitetään kuvissa 7 ja 8, tarjoavat useita etuja suhteessa vastaaviin analogisiin toteutuksiin. 15 Esimerkiksi käytetyt digitaaliset komponentit eivät ole alisteisia lämpötilasiirtymille ja mahdollistavat integrointiaikavakion säätämisen oletetun signaalin häipymisominaisuuksien mukaan silmukkasignaalin keräämisen edistämiseksi. Lisäksi suodatin ja integraattori 20 toteutettuna digitaalisessa muodossa vievät merkittä västi vähemmän tilaa kuin vastaavan järjestelyn diskreetit resistiiviset ja kapasitiiviset komponentit.

Lisäksi otetaan huomioon, että digitaalisen RSSI tunnistimen ja digitaalisen saturoituvan integ-25 raattorin käyttö johtaa parempaan tarkkuuteen. Erityi- ; sesti silloin kun VAGC vaaditaan pidettäväksi joko ar- : vossa AGC_HIGH tai AGC_LOW, kapasitiivinen purkaus ja ; vastaavat analogisiin komponentteihin liittyvät ongel- , mat johtavat yleensä VAGC:n arvon "tippumiseen" halutul- 30 ta tasolta ajan kuluessa. Kuvissa 7 ja 8 esitetyn di gitaalisen integraattorin toteutus ei koe analogisille toteutuksille ominaisia signaalin "tippumisia".

Viitaten jälleen kuviin 7 ja 8, saturoivan kerääjän 166 rekisteriin 174 talletettu ohjaussignaali : 35 annetaan digitaali-analogi-muuntimeen (DAC) 190. Edul lisessa sovellutuksessa DAC:n 190 resoluutio on riittävä analogisen lähdön antamiseksi alle 1 dB askelein.

112740 22

Vaihtoehtoisesti 0.1 logiikkatasojen pulssileveysmodu-loitu (PWM) tai pulssitiheysmoduloitu (PDM) lähtöpuls-sisekvenssi tuotetaan vastauksena ohjaussignaaleihin. PDM signalointi esitetään patenttijulkaisussa U.S.

5 08/011,618 ("Monibittisestä yksibittiseksi digitaali nen signaalimuunnin", hakijana sama kuin tässä hakemuksessa) . Lähtöpulssisekvenssin keskimääräinen arvo vastaa haluttua analogista lähtöjännitettä.

DACin 190 antama analoginen lähtö viedään 10 alipäästösuodattimen 194 läpi ennen kuin se annetaan IF-vahvistimen 18 vahvistuksen ohjausporttiin. Ali-päästösuodatin suunnitellaan vaimentamaan DACin tuottamat hajasignaalit.

Viitaten nyt kuvaan 9, esitetään vaihtoehto!-15 nen edullinen AGC silmukan sovellutus, joka vaimentaa ei-toivotun DC-offsetin signaalikomponentit ilman kan-totaajuussignaalin informaation tuhoamista samalla. Kuvan 9 AGC silmukka on olennaisesti vastaava kuin kuvan 7 AGC silmukka ja siksi käytetään samaa numeroin-20 tia vastaavien piirielementtien esityksessä. Kuten mainittiin keksinnön taustoja esiteltäessä, digitaalisen moduloinnin, kuten QPSK tai BPSK, vastaanottimissa, on paikallisen oskillaattorin (L.O.) taajuudelle yleistä IF prosessointiketjussa sellainen valinta, et-25 tä vastaanotettu kantotaajuus muunnetaan alas (eli so- · vitetaan) DC:hen. Jälleen kuitenkin seuraava kantataa- - : juuskaistan käsittely, joka on suunniteltu ei-toivotun ; DC:n läpiviennin vaimentamiseksi ja suoritetaan se- ’C. koittimella 60 myös on taipuvainen tuhoamaan signaali- 30 tiedon, joka on keskitetty vastaanotetulle kantotaa- ·,·, juudelle, esiintyy modulaatiokaavioille kuten FM ja *,.! jatkuvavaiheinen FSK.

;· Esillä olevan keksinnön erään näkökannan mu- kaan IF oskillaattorin 64 L.O. taajuus valitaan niin, : 35 että vastaanotettu kantotaajuus sovitetaan kantataa- juuskaistan taajuus-offsetiin ennalta määrätyn margi-\ naalin etäisyydelle DC:stä. DC läpiviennin vaimennus- 112740 23 silmukka 200 (kuva 9) kytkee ei-toivotun DC läpiviennin poiston säilyttäen samalla signaalitiedon vastaanotetussa kantotaajuudessa. Edullisessa sovellutuksessa L.O. taajuus valitaan hieman siirtyneeksi (esim 100 5 Hz) kantotaajuudesta, joka normaalisti johtaa vastaanotetun spektrin alasmuuntamisen kantataajuuskaistalle. Siitä seuraa, että I ja Q kanavan signaaliteholähtö sekoittajalta 60 ennalta määrätyllä of fset-taajuudella (esim 100 Hz) vastaa vastaanotetun kantotaajuuden in-10 formaatiota. Alasmuunnettu spektri sisältäen kantosig-naalitiedon siirretään A/D-muuntimiin 86 ja 88 samalla kun ei-toivottu DC läpivienti sekoittajalta 60 vaimennetaan. Vaikka tämä prosessi johtaa tehon heikkenemiseen taajuudella, joka on ennalta määrätyllä offsetil-15 la vastaanotetusta kantosignaalista, monissa sovellutuksissa (esim äänisovellutuksissa) vaimennettu ali-taajuusteho kuljettaa minimaalisesti käytettävää sig-naalitietoa. Näin ollen DC vaimennussilmukka 200 edullisesti sallii ylimääräisen DC läpiviennin poiston tu-20 hoamatta vastaanotetulla kantotaajuudella olevaa tietoa .

Kuten esitetään kuvalla 9, DC läpiviennin vaimennussilmukka 200 sisältää I ja Q kanavan digitaa-' liset integraattorit 204 ja 206, joiden tuloportit on * 25 toiminnallisesti kytketty LPFrien 76 ja 78 lähtöihin • A/D-muuntimien 86 ja 88 kautta, vastaavasti. Kuvan 9 : sovellutuksessa integraattorit 204 ja 206 ovat vastaa- : vasti järjestetty integroimaan A/D-muuntimien 86 ja 88 , digitaalista lähtöä. Kunkin integroinnin tulos muunne- 30 taan analogisiksi signaaleiksi I ja Q kanavan digitaa- li-analogi-muuntimella (D/A) 208 ja 210, jotka nähdään vastaavasti asennettuna integraattorien 204 ja 206 se-; ' kä analogisten vähentäjien 212 ja 214 väliin. Digitaa- : : listen integraattorien 204 ja 206 vahvistusvakiot voi- : ; 35 daan valita niin, että integraattorit 204 ja 206 eivät reagoi signaalitehoihin taajuudella 100 Hz ja yli.

| Saadut DC poistosignaalit, jotka muodostetaan integ- 112740 24 raattoreilla 204 ja 206 ovat nimellisesti yhteneviä ei-toivottuihin DC virheisiin, jotka tuodaan signaali-reitille sekoittimella 60, LPFrillä 76 ja 78 ja A/D-muuntimilla 86 ja 88. Tällä tavalla varmistetaan, että 5 A/D-muuntimien 86 ja 88 avulla ja siten myös RSSI piirillä 154 tuotetut tehotasot osoittaa AGC piirillä 22 vastaanotettua tehotasoa. Täten DC läpiviennin alen-nussilmukka 200 ylläpitää vastaanotetun tehotason eheyden myös ei-toivotun DC läpiviennin eliminoinnin 10 aikana.

Viitaten nyt kuvaan 10, esitetään DC läpiviennin vaimennussilmukan 230 analoginen toteutus, (jolla voidaan korvata kuvan 9 silmukka 200) joka eliminoi ei-toivotun DC läpiviennin säilyttäen samalla 15 RSSI tunnistimen 154 antaman signaalitehon tason. IF oskillaattorin 64 L.O. taajuus valitaan jälleen siten, että kantotaajuus sovitetaan kantataajuuskaistataajuuteen ennalta määrätyllä marginaalioffsetillä DC:stä. DC läpiviennin vaimennussilmukka 230, vastaavalla ta-20 valla kuin yllä viitaten silmukkaan 200, kytkee ei-toivotun DC läpiviennin poiston säilyttäen samalla signaalitiedon vastaanotetussa kantotaajuudessa. Erityisesti integraattorien 234 ja 238 vahvistuksen sopivalla valinnalla, alasmuunnetun kantotaajuuden tieto, ; 25 joka on sovitettu offset-taajuudelle, siirretään A/D- ; muuntimiin 86 ja 88. Kuten yllä esitettiin, ei- toivottu DC läpivienti sekoittajalta 60 vaimennetaan . vähentäjillä 212 ja 214.

DC läpiviennin vaimennussilmukka 230 myös 30 varmistaa, että A/D-muuntimiin 86 ja 88 ja siten myös RSSI tunnistimeen 154 annettu kantataajuuskaistasig-naalin teho, osoittaa vastaanotetun signaalin tehoa ja että sitä ei ole vahingoitettu muilla DC signaaleilla.

Esimerkkisovellutuksessa voi olla tarpeen mo-. 35 difioida yllä kuvattua DC läpiviennin vaimennustek- niikkaa vastaanotettujen FM signaalien vastaanoton sovittamiseksi vastaamaan "moniäänisiä" analogisia sig- 112740 25 naaleja. Erityisemmin tietyissä sovelluksissa vastaanotettu FM signaali voi edustaa "moniääni" aaltomuotoa, joka koostuu joukosta pysyviä eli kiinteätaajuisia FM signaalikomponentteja, jossa kukin pysyvä komponentti 5 vastaa tietyn analogisen äänen voimakkuutta tai astetta. Tässä voidaan vaatia useiden FM signaalikomponent-tien vuorovaikutuksesta luotujen alitaajuisten kes-kinäismodulointiarvojen säilyttämistä. Näin ollen, jos staattinen taajuus-offset tuodaan L.O. oskillaattoril-10 la 64, on mahdollista, että tietyt keskinäismodulaa-tioarvot sovitetaan sekoittajalla 60 kantataajuuskais-tan DC:lie (esim samalle kantataajuuskaistataajuudel-le, jolla voi olla DC läpivienti). Tässä tilanteessa voi osoittautua vaikeaksi erottaa ei-toivottu DC läpi-15 vienti ja käyttökelpoinen signaalitieto, joka on sovitettu sekoittajalla 60 kantataajuuskaistan DCrlle. Koska DC läpiviennin vaimennussilmukat 200 ja 230 suunnitellaan yleensä poistamaan olennaisesti kaikki DC signaaliteho, joka on tuotettu sekoittajalla 60, on 20 mahdollista, että käyttökelpoista keskinäismodulaatio-tietoa eliminoidaan yhdessä ei-toivotun DC läpiviennin kanssa.

Viitaten jälleen kuvaan 9, esillä olevan keksinnön erään toisen näkökannan mukaan, tämä ongelma 25 osoitetaan järjestämällä L.O. offset-modulaattori, jo-; ka aikaansaa aikavaihtelua nimelliseen L.O. taajuuteen ; lisättävään DC-offsetiin. Termi "nimellinen" L.O. taa- : juus viittaa taajuuteen, jolla vastaanotettu keskikan- totaajuus sovitetaan kantataajuuskaistan DCrlle se-30 koittajalla 60. Koska tässä tapauksessa L.O. offset-taajuus, joka annetaan sekoittajaan 60, ei ole staattinen, mutta sen sijaan vaihtelee ennalta määrätyllä alueella, vastaanotetut pysyvät komponentit eivät tule jatkuvasti sovitetuiksi kantataajuuskaistan taajuuk-35 sille perustuen L.O. offsetin vaihteluihin. Täten käyttökelpoiset alitaajuiset keskinäismodulaatioarvot voidaan erottaa ei toivotusta DC läpiviennistä, koska 112740 26 DC läpivienti säilyy kantataajuuskaistan DC:llä huolimatta L.O. oskillaattorin signaaliin lisätyn taajuus-offsetin vaihteluista. Näin ollen offset-modulaattori 260 mahdollistaa DC läpiviennin vaimennussilmukan eli-5 minoida ei-toivotun DC läpiviennin säilyttäen samalla tietyn pysyvän signaalitiedon.

Nimelliseen L.O. taajuuteen lisättyä moduloitua taajuus-offsetia voidaan luonnehtia termeillä kes-ki-offset-taajuus, minimi- ja maksimi-offset-taajuus 10 ja offset-modulointitaajuus (ts. nopeus, jolla offset vaihtelee minimi- ja maksimi-offset-taajuuksien välillä) . Esimerkiksi tietyssä sovellutuksessa keskiöt f set-taajuus valitaan 100 Hz:ksi, minimi- ja maksimi-offsetit valitaan vastaavasti 50 Hz:ksi ja 150 15 Hz:ksi ja offset-modulointi-taajuus asetetaan 10

Hz:ksi.

Jos kuvattua sovellutusta käytetään FM- FSK-tai GMSK-vastaanottimen muodostamiseen, niin A/D-muuntimien 86 ja 88 lähtö syötetään FM-demodu-20 laattoriin (ei esitetty). L.O. offset-modulaattorin 260 antama modulointisignaali (10 HZ edullisessa sovellutuksessa) voidaan helposti poistaa FM demoduloin-nin jälkeen digitaalisella ylipäästösuodattimella, jonka päästätaajuus on suurempi kuin L.O. offset-; 25 modulaattorien 260 maksimi offset-taajuus, vaikutta matta audion laatuun.

Edellä oleva edullisten sovellutusten kuvaus annetaan, jotta ammattimies voisi käyttää tai valmistaa esillä olevan keksinnön mukaista laitetta. Näiden so-30 vellutusten eri modifikaatiot ovat ammattimiehille il meisiä ja tässä kuvatut yleiset periaatteet ovat sovel-lettavissa muihin sovellutuksiin keksimättä mitään uutta. Näin ollen esillä olevaa keksintöä ei rajata tässä esitettyihin sovellutuksiin vaan tässä esitettyjen pe-!' 35 riaatteiden ja uusien hahmojen käsittämään suojapiirin.

Claims (10)

112740 27

1. Automaattinen vahvistuksen ohjauslaite, johon kuuluu säädettävä vahvistin (18), johon kuuluu tuloportti tulosignaalin vastaanottamiseksi, ohjaus- 5 portti vahvistuksen ohjaussignaalien vastaanottamiseksi ja lähtöportti lähtösignaalin antamiseksi, johon laitteeseen kuuluu: alasmuunnin (20), joka on kytketty lähtöporttiin, lähtösignaalin taajuuden muuntamiseksi alas kantataa-10 juudelle kantataajuussignaalin muodostamiseksi, joka alasmuunnin toimii lähtösignaalin kantotaajuuden sovittamiseksi kantataajuuden taajuussiirtymälle ennalta määrätyllä marginaalilla DC:stä; välineet (154) vastaanotetun tehosignaalin gene-15 roimiseksi perustuen kompensoidun kantataajuussignaalin tehoon; tunnettu siitä, että laitteeseen edelleen kuuluu: DC läpiviennin alennussilmukka (150,200), joka on 20 järjestetty vastaanottamaan kantataajuuskaistan signaali alasmuuntimen muodostamien DC läpivientisignaa-lien alentamiseksi ja kompensoidun kantataajuussignaalin antamiseksi; ja ' saturoituva integraattori (22) vastaanotetun te- > 25 hosignaalin vertaamiseksi referenssisignaaliin ja vir- : hesignaalin muodostamiseksi vertailun tuloksena, johon saturoituvaan integraattoriin (22) kuuluu välineet vahvistuksen ohjaussignaalin antamiseksi valinnaisesti integroiden virhesignaalin perustuen virhe- ja vahvis-30 tuksen ohjaussignaalin arvoihin.

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen vahvistuksen ohjauslaite, tunnettu siitä, että DC läpi- : viennin aiennussilmukkaan (200) kuuluu vähentäjä (212, 214), johon kuuluu ensimmäinen tu-35 lo kantataajuussignaalin vastaanottamiseksi ja lähtö-portti, joka on toiminnallisesti kytketty alipääs-: tösuodattimen (76, 78) tuloon; ja 112740 28 integraattori (204, 206), johon kuuluu integraat- torin tuloportti, joka on toiminnallisesti kytketty alipäästösuodattimen (76, 78) lähtöporttiin ja integ- raattorin lähtöportti, joka on toiminnallisesti kyt-5 ketty vähentäjän (212, 214) toiseen tuloon.

3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen vahvistuksen ohjauslaite, tunnettu siitä, että DC läpiviennin alennussilmukkaan kuuluu analogi-digitaali-muunnin (86, 88) , joka on kyt- 10 ketty alipäästösuodattimen (76, 78) lähtöön; ja digitaali-analogi-muunnin (208, 210), joka on asetettu integraattorin (204, 206) lähtöportin ja vähen täjän (212, 214) toisen tulon väliin.

4. Patenttivaatimuksen 2 mukainen vahvistuk-15 sen ohjauslaite, tunnettu siitä, että DC läpiviennin alennussilmukkaan (150,200) kuuluu ylipääs-tösuodin (150), joka on asetettu alipäästösuodattimen (76, 78) lähtöportin ja integraattorin (204, 206) tu- loportin väliin.

5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen vahvistuk sen ohjauslaite, tunnettu siitä, että integraat-torivälineisiin (22) kuuluu ensimmäiset välineet (103, : 110, 114, 108, 130, 102, 112, 106) virhesignaalin va- • linnaiseksi kytkemiseksi integroitavaksi vain kun vah- : 25 vistuksen ohjaussignaalin voimakkuus on alle ennalta määrätyn kynnyksen ja toiset välineet (118, 124, 128, 122, 130, 116, 120, 126) virhesignaalin valinnaiseksi kytkemiseksi integroitavaksi vain kun vahvistuksen ohjaussignaalin voimakkuus ylittää toisen ennalta määrä-30 tyn kynnyksen.

6. Patenttivaatimuksen 1 mukainen vahvistuk-sen ohjauslaite, tunnettu siitä, että alasmuunti-\ meen (20) kuuluu: sekoittaja (60), johon kuuluu ensimmäinen tulo-35 portti lähtösignaalin vastaanottamiseksi; ja '.· paikallinen oskillaattori (64), joka on kytketty : ; sekoittajan (60) toiseen tuloon ja jonka taajuus väli- 112740 29 taan niin, että lähtösignaalin keskitaajuus sovitetaan kantataajuussiirtymään ennalta määrätyllä marginaalilla kantataajuuskaistan DC taajuuteen.

7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vahvistuk-5 sen ohjauslaite, tunnettu siitä, että alasmuunti- meen (20) kuuluu offset-modulaattoripiiri (260) paikallisen oskillaattorin (64) taajuuden vaihtamiseksi ennalta määrätyn marginaalin, jolla lähtösignaalin keskitaajuus sovitetaan suhteessa kantataajuuskaistan

10 DC-taajuuteen, vaihtamiseksi.

8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen vahvistuksen ohjauslaite, tunnettu siitä, että alasmuunti-meen (20) kuuluu sekoittaja (60), joka on kytketty säädettävän vahvistimen (18) lähtöporttiin ja joka 15 alasmuuntaa lähtösignaalin kantataajuuskaistan I ja Q signaalikomponenteille.

9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen vahvistuksen ohjauslaite, tunnettu siitä, että DC läpiviennin alennussilmukkaan (200) kuuluu ensimmäinen ja 20 toinen alipäästösuodatin (76, 78) I ja Q komponenteil le, vastaavasti.

10. Menetelmä vahvistuksen automaattiseksi ohjaamiseksi käyttämällä säädettävää vahvistinta, jo- \ hon kuuluu tuloportti, joka vastaanottaa tulosignaa- ; 25 Iin, ohjausportti, joka vastaanottaa ohjaussignaalin ja lähtöportti lähtösignaalin antamiseksi, jossa menetelmässä: alasmuunnetaan lähtösignaalin taajuus kantataajuuskaistan taajuudelle kantataajuuskaistasignaalin 30 muodostamiseksi, jossa lähtösignaalin kantajataajuus sovitetaan kantataajuussiirtymään ennalta määrätyllä : marginaalilla DC:stä; generoidaan vastaanotettu tehosignaali perustuen ! kompensoidun kantataajuuskaistan signaalin tehoon; 35 tunnettu siitä, että : alennetaan DC läpivientisignaaleja oheistaen kan tataajuuskaistan signaalit niin, että aikaansaadaan 112740 30 kompensoitu kantataajuuskaistan signaali; ja integroidaan valinnaisesti ero vastaanotetun te-hosignaalin ja referenssisignaalin välillä perustuen virhe- ja vahvistuksen ohjaussignaalien arvoon. 112740 31