JPH06505138A - 高ダイナミックレンジ閉回路自動利得制御回路及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 高ダイナミツクレンジ閉回路自動利得制御回路発明の背景 発明の分野 本発明は自動利得制御回路に関する。もっと具体的にいうと、本発明は新規かつ 改良され特に高いダイナミックレンジにわたって線形利得制御を有する閉回路自 動利得制御回路に関する。

関連技術の説明 自動利得制御（ＡＧＣ）回路は信号を処理するのに適用される利得を制御するた めに受信器に広く使われている。アナログとディジタルの受信機のＡＧＣ回路は 異なる方法を用いて実施されている。ディジタル受信機ではディジタル方法が適 用されている一方で、アナログ受信機ではアナログ方法が一般に適用されている 。

例えばナローバンドＦＭセルラー電話に用いられるアナログ受信機では、受信さ れた信号電力は概して単に信号のクリッピングによって制限されるに過ぎない。

しかしながら、例えばアナログ信号処理方法はディジタルデータによって変調さ れた信号のクリッピングはデータの崩れという結果となるので、ディジタル受信 機では適用できない。

典型的にディジタル受信機では、信号電力のレベルが復調され、ディジタル化さ れ、そして測定される。その測定値は、設定値と発生したエラー値と典型的に比 較され、すべての値ははディジタル形式となる。そして、エラー値は信号強度が 希望の信号電力に一致するように調節するように増幅器の利得を制御するのに用 いられる。

しかしながら、ディジタルＡＧＣ方法は、実際にパワーを制御する際に含まれる エラー値の飽和により、制御において比較的遅い。したがって、ディジタル方法 は、信号強度が急速に変化する環境、特に高ダイナミツクレンジにおいて、正確 な力の制御を供給しない場合の不利を有する。

このため、本発明の目的は急速で高いダイナミックレンジ信号電力制御のための 新規かつ改良されたＡＧＣ回路を提供することにある。

さらに、本発明の別の目的は、受信信号の電力を一定に保つためにワイドバンド とナローバンドの両方の信号に対して利得制御の提供が可能なＡＧＣ回路を提供 することにある。

また、本発明のさらに別の目的は、発信器のパワーの制御にも用いることのでき る制御信号を提供が可能なＡＧＣ回路を提供することにある。

発明の概要 本発明は、受信されたＲＦ倍信号信号電力を測定し制御する低コストのアナログ 回路に利用する新規かつ改良された閉回路自動利得制御回路である。対象となる 信号がワイドバンド信号、例えばディジタル情報を含むＣＤＭＡ信号、またはナ ローバンド信号、例えばアナログ情報を含むＦＭ信号のどちらかである場合にお いて、本発明の回路は必要な利得制御の提供が可能である。

高ダイナミツクレンジ能力を有する閉回路自動利得制御（ＡＧＣ）回路である本 発明が開示された。ＡＧＣ回路は信号電力が変動しやすい入力信号の受信のため の増幅手段から構成されている。増幅手段もまた制御信号を受信し、制御信号の 線形関数としてのｄＢによる利得レベルにおける入力信号の増幅及び対応する出 力信号の供給のための制御信号に敏感に対応する。測定手段は入力信号の対数信 号電力を測定しｄＢにおける入力信号電力の変動に反応する対応する線形測定信 号を供給する増幅手段に接続されている。積分手段は測定信号と出力信号の希望 信号電力に対応する基準信号との受信を含む。前記積分手段は測定信号と基準信 号の間の差を時間積分し、積分の結果に応答する制御信号を発生する。

図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、利点は、参照番号に対応した図面に沿って、以下に明らか にされる詳細な説明によってより明白になるだろう。

図１は本発明の閉ループ自動利得制御回路の要素の模範的な適用例におけるブロ ックダイア図を示しており、図２Ａと図２Ｂは図１の閉ループ自動利得制御回路 の模範的な実施例を図式的に示したものである。

本発明の説明 例えば、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）の自動車セルラー電話に用いられた ディジタル受信器では、受信信号の適切な処理のために受信信号のパワーを制限 することが必要である。セルラー環境ではディジタル受信器は信号電力において 急速、かつ広い変動を経験した信号を受信するだろう。受信信号に含まれるディ ジタルデータを正確に処理するために信号電力は制限されるべきである。したが って、ディジタル受信器のためのこのような環境における受信された信号電力を 制限可能な閉回路自動利得制御回路は開示された。

図１は本発明の閉ループ自動利得制御回路の要素の模範的なアプリケーションに おけるブロック図を示している。図１では、閉回路自動利得制御回路がＣＤＭＡ 自動車セルラー電話１０において実施されている。電話１０はもっばらＣＤＭＡ 互換器又はデュアルモードすなわちＣＤＭＡと通常のＦＭの互換器であることを 図っている。本発明の閉回路自動利得制御回路はワイドバンドＣＤＭＡ信号とナ ローバンドＦＭ信号との両方のパワー制限の供給が可能である。ワイドバンドと ナローバンド両方の信号を操作するこのような回路の互換性は受信器のコストと 部品と電力の節約を提供する。

電話１０は自動車電話１０による受信と処理のために意図された基地局から発信 されたＣＤＭＡまたはＦＭの通信信号を含む発信されたＲＦ倍信号受信するため のアンテナ１２を含んでいる。アンテナ１２は受信された信号と電話１０の受信 部へ受信された信号を供給する送受切換器１４とを接続する。送受切換器１４も また基地局への発信のためのアンテナ１２の接続のための電話１０の発信部から のＣＤＭＡ又はＦＭの通信信号を受信する。

受信された信号は送受切換器１４からＲＦ倍信号より低い周波数領域に変換され 、対応するＩＦ倍信号して供給されるダウンコンバータ１６に出力される。ダウ ンコンバータ１６からのＩＦ倍信号自動利得制御されたＩＦ増幅器１８に供給さ れる。増幅器１８にも供給されたＡＧＣ信号によって決められた利得レベルに増 幅される。増幅器１８はＡＧＣ信号に応答して高ダイナミツクレンジにわたるｄ Ｂにおける利得の線形制御、例えば８０ｄＢを越えるような線形制御を提供する 。増幅器１８は１９９０年１０月１５日に同時係属中のＮｏ、０７１５９８．８ ４５の「線形利得制御増幅器」という名称で本発明の譲受人に譲渡された米国特 許出願の設計であることが好ましい。

利得が制御されたＩＦ倍信号増幅器１８から第２の周波数ダウンコンバータ、ダ ウンコンバータ２０に出力され、そしてＩＦ倍信号より低い周波数領域に変換さ れ、対応するユーザのベースバンド信号にとして供給される。図１の本実施例に おいて、ＣＤＭＡモードの操作によるベースバンド信号はコード化され、さらな る復調と相関のために出力されるディジタルデータＩのとＱのサンプルである。

デュアルモードの受信器において、ダウンコンバータ２０もまた周波数をオーデ ィオ信号出力を供給するようにＦＭ信号を周波数逓減変換し、復調する。

ダウンコンバータ２０もまた電話１０によって受信された信号の強度を測定可能 で、対応する受信信号強度表示（Ｒ８Ｓｌ）信号を発生する。Ｒ８５Ｉ信号はＲ ５５Ｉ基準信号とともに積分器２２に与えられる。Ｒ３５Ｉ基準信号は制御器（ 不図示）によって発生され、増幅器１８から出力されたＩＦ倍信号ための希望信 号強度レベルに応答する。積分器２２は利得制御のための増幅器１８に入力され るＡＧＣ信号を発生する。

ダウンコンバータ２０は、ディジタル受信器において典型的に用いられる利得制 御方法とは異なり、キャリア信号が印加されたディジタル信号のためのアナログ 利得制御方法の使用が可能である。特に、ダウンコンバータ２０は受信信号にお いてＲＦパワーのアナログ測定を行ない、応答するＲ８５Ｉ信号を与える。Ｒ３ ５Ｉ信号は測定された対数パワーに関して線形に変化する信号である。このアナ ログパワー測定はディジタル信号処理のために出力された信号を一定パワーレベ ルに維持するように受信ワイドバンド信号のパワーの制御を与えるのに用いられ ている。同様に受信された信号がナローバンド信号のときも、パワーは一定に維 持される。

積分器２２はＲ３５Ｉ基準信号とともにダウンコンバータ２０からＲ３５Ｉ信号 を受信する。正確なパワー制御の供給のためにはＲ５５Ｉ信号（測定されたパワ ーレベルの表示する）とＲ３５Ｉ基準信号（希望パワーレベルを表示する）との 間のエラーの除去が必要である。積分器２２はエラーをゼロにするＡＧＣループ においてこの機能を与えるために用いられている。例えば、もし信号の利得がよ り高いときは、Ｒ３５Ｉ信号はＲ３５Ｉ基準信号と比較して高くなる。また、積 分器２２への２つの入力信号が一致するまで積分器出力信号は増加し続け、その 結果増幅器１８の利得が減少する。

Ｒ３５Ｉ測定は受信信号の処理における様々な点において作られることができる ことが理解されるだろう。ＩＦ周波数について、ダウンコンバータ２０によって 作られた測定を示した図１にかかわらず、測定はダウンコンバータ１６又はＲＦ 又はＩＦ周波数のどちらかの信号処理における任意の点において可能である。

ワイドバンド信号電力制御におけるアナログ方法の使用はデュアルモード電話で 要求されたハードウェアにおける減少を与える。前述したように、ワイドバンド とナローバンドのデュアルモード電話においては、ＣＤＭＡ信号とＦＭ信号のた めに信号電力が与えられなくてはならない。ワイドバンドとナローバンドの両方 の信号のためのアナログパワー制御の使用において、同パワー制御回路は両方の モードの操作に用いられることができる。

アナログパワー制御方法は信号電力の変動に対して一般的なディジタルパワー制 御方法より敏速な応答ができる。ディジタルデータを保持するワイドバンド信号 の信号電力の制御のアナログパワー制御方法の使用において、信号電力は一般的 なディジタルパワー制御方法の使用よりもより敏速な速度で制御できる。本発明 のＡＧＣループの模範的な実施例は１００ｄＢの範囲を越える迅速な制御を達成 するようにダイナミックエラーを制限しない。

さらにこの実施例では、線形制御素子と測定回路（電圧とｄＢｍとに関して線形 ）が用いられ、ループ帯域幅は信号電力から独立している。ループ帯域幅はルー プ内の各素子の利得が信号変動の広い領域において一定であるために一定に保た れる。

電話１０の発信部に関しても、発信電力は制御されている。

ＡＧＣ信号は発信電力の瞬時の制御の供給にも用いられている。ＡＧＣ信号は制 御器からの様々な他の制御信号にとともに発信部に与えられている。発信電力の 制御も行なうＡＧＣ信号の活用において、発信器利得が発信器利得が受信器受信 器利得を追跡するように受信器利得に関して調節される。

電話１０から基地局へのＣＤＭＡ通信信号の伝達において、ユーザベースバンド 信号、典型的には単一モード電話においてコード化されたディジタルデータ！と Ｑのサンプル信号電話１０の発信部に供給される。デュアルモード電話において は、ユーザベースバンド信号としてＩとＱのサンプル信号又はＦＭ信号が与えら れる。■とＱのサンプル信号又はＦＭ信号はアップコンバータ２６に入力され、 これらのベースバンド信号がより高い周波数範囲に周波数において変換され、■ Ｆ倍信号して与えられる。そして、ＩＦ倍信号ロジック２４を通して供給された ＡＧＣ信号によって決定されたレベルにおいて増幅するＩＦ増幅器２８へ供給さ れる。

増幅されたＩＦ倍信号これらがより高い周波数範囲に周波数において変換され、 ＲＦ倍信号して与えられるアップコンバータ３０に与えられる。アップコンバー タ３０もまた増幅器を含み、ＲＦ倍信号出力の利得の制御のためのロジック２４ からの信号を受ける。そして、ＲＦ倍信号伝達のためのアンテナ１２に信号を接 続する送受切換器１４へ与えられる。

−電話１０の発信部のさらなる詳細は＊＊＊に同時係属中の出願のｐＪＯ，＊＊ ＊＊＊のｒＣＤＭＡセルラー電話の発信器電力制御」という名称で本発明の譲受 人に譲渡された米国特許出願に開示されている。

受信器利得を制御する同じＡＧＣ信号のＩＦ増幅器２８へ適用電話操作に対して の利点を与えることを指摘したい。発信器によるＡＧＣ信号の利用は受信器利得 を追跡する発信器利得を許容する。例えば、受信された信号が信号強度において 増加するにつれて、電話から基地局までの通信を維持するのに必要な伝達信号電 力は少なくなる。したがって、受信器ＡＧＣ回路が受信信号の利得を減少させる に伴い、送信利得は対応して減少する。

一方、図２Ａと図２Ｂはさらに詳細な電話１０の受信部において実施された図１ の閉ループ自動利得制御回路の模範的な実施例が図示されている。特に図２Ａと 図２Ｂは閉ループの主要な要素としての増幅器１８、ダウンコンバータ２０、積 分器２２が図示されている。

図２Ａにおいて、積分器２２は演算増幅器（以下、オペアンプと称する）１００ とから構成され、オペアンプ１００が積分器として機能するように形成されたフ ィードバックネットワークを有する。特にオペアンプ１００は反転した入力にお いて抵抗１０２を通してＲ３５Ｉ基準信号を受信する。Ｒ３５Ｉ出力信号（後述 する）は、反転されない人力抵抗１０４を通してアースに接続される一方で、オ ペアンプ１００の反転されない入力に入力される。オペアンプ１００の出力はコ ンデンサ１０４を通してオペアンプの反転入力に接続されている。積分器２２は Ｒ８５Ｉ基準信号とＲ３５Ｉ出力信号との間の積分値、すなわち振幅と継続時間 との積に比例する出力電圧を生成する。Ｒ３５Ｉ出力信号の希望信号強度の表示 であるＲ３５Ｉ基準信号は測定された信号強度の表示である。オペアンプからの 出力信号は、ＩＦ増幅器１８への入力として接続された補償されないＡＧＣ信号 である。

１Ｆ増幅器１８は補償回路１１０、増幅回路１３０、フィルタ１６０と増幅回路 １７０とから構成されている。補償回路１１０はＡＧＣ信号を受信し、それに応 答して補償信号、増幅回路１３０と１７０のダイナミックレンジにおける利得制 御における非線形性を補償するＡＧＣスケールド（ｓｃａｌｅｄ）信号、を発生 する。補償信号は補償回路１１０から増幅回路１３０と１７０に出力される。

増幅回路１３０はＡＧＣスケールド信号によって決められた利得レベルにおける 入力ＩＦ倍信号受け、増幅する。そして、増幅されたＩＦ倍信号、バンドパスで ろ波されるフィルタ１６０へ出力され、そして増幅回路１７０へ出力される。

増幅回路１７０は、補償信号によって決められた利得レベルにおいて増幅され、 ろ波されたＩＦ倍信号受ける。そして、増幅されたＩＦ倍信号さらに処理される ために増幅回路１７０から出力される。

補償回路１１０は、抵抗１１４に人力するＡＧＣ信号を受けるように接続された 反転入力を有するオペアンプ１１２から構成されている。反転入力も直列に接続 された可変抵抗１２０と並列に接続されたダイオード１１８からなる非線形フィ ードバック回路を通してオペアンプ１１２の出力に接続されている。オペアンプ １１２の非反転入力は、電源電圧−ＶＣＣから抵抗１２４を介して与えられ基準 又はバイアス電圧ダイオード１２２によって与えられる。抵抗１１４．１１６と １２４は、例えば１０にΩ等の同一抵抗値の典型的なものである一方、可変抵抗 器１２０は例えば５０にΩのより大きい抵抗値が可能または与えられる。

ＡＧＣスケールド信号電圧がオペアンプ１１２の非反転入力においてバイアス電 圧表示を下回る場合、補償回路１１０の操作において、抵抗１１０と可変抵抗１ ２０の並列接続は入力抵抗１１４とともに（（Ｒ１１６とＲ１２０とは並列に接 続され、これらはＲ１１４に直列に接続されている）オペアンプ１１２の操作の ための第１傾斜利得カーブを設定する。

ＡＧＣスケールド信号電圧がバイアス電圧を上回るとき（Ｒ１２０とＲ１１４と は直列に接続されている）、オペアンプ１１２の操作のための第２の異なる傾斜 利得カーブを設定する。さらにダイオード１１８と１２４とは、温度変化がダイ オード１１８へ影響を与え、フィードバックが同様にダイオード１２４とバイア ス電圧へ影響を与えるように同じ型である。替わりに、ダイオード１２４は、サ ーミスタのような温度検知要素に置き換えてもよい。オペアンプ１１２の非反転 入力におけるバイアス電圧表示は多くの異なるレベルと技術上よく知られた多く の異なる方法によって確立されることが理解されるだろう。

補償回路】１０によって発生した補償信号はオペアンプ１１２から増幅回路１３ ０と１７０とに出力される。増幅回路１３０は典型的にオペアンプ１１２の出力 へ抵抗１３４を介し、アースにコンデンサ１３６を介して接続された１つのゲー ト（Ｇ、）を有するデュアルゲートＦＥＴ増幅器１３２から構成されている。Ｆ ＥＴ増幅器１３２の他のゲート（Ｇ２）は可変容量コンデンサ１３８を介してＩ Ｆ信号入力を受け、抵抗１４０、可変容量コンデンサ１４２とインダクタ１４４ の並列連結を介してアースに接続されている。ＦＥＴ１３２のソース（Ｓ）も抵 抗１４６、コンデンサ１４８とに並列連結を介してアースに接続されている。Ｆ ＥＴ１３２のドレイン（Ｄ）は、可変容量コンデンサ１５４を介して接続されて いる一方で、抵抗１５０、インダクタ１５２の並列接続を介して電源電圧＋ｖＣ Ｃに接続されている。ＦＥＴ１３２のドレイン（Ｄ）は、好ましい実施では表面 音響波（ＳＡＷ）バンドパスフィルタであるフィルタ１６０の入力に接続されて いる。ＳＡＷフィルタ１６０は典型的に７０ＭＨｚの中央周波数を有し、１．２ ５ＭＨｚ帯域幅を有している。

オペアンプ１１２の出力により決められたゲー）　（Ｇ１）電圧はＦＥＴ１３２ の利得のレベルを制御する。入力ＩＦ倍信号ＳＡＷフィルタ１６０のトランスデ ユーサ（不図示）の入力を介して出力電圧表示と共にＦＥＴ１３２によって利得 レベルが決められて増幅される。抵抗１５０とインダクタ１５２の並列連結のそ れぞれの値は、ドレイン（Ｄ）にあられれたＦＥＴ１３２の出力インピーダンス とＳＡＷフィルタ１６０に見られるソースインピーダンスを供給する回路のイン ピーダンスとの接続のように選択される。

単純に調整した整合ネットワークでは完成したＳＡＷフィルタの合計挿入ロス（ ＩＬ）はおおよそ次のようにしめされここで、Ｇａは音響のアドミタンスの実部 であり、Ｇｓはソースと負荷のアドミタンスの実部である。完成されたフィルタ の３つのトランジットレスポンス（ＴＴＲ）は定義したものが示されるだろう。

式（１）及び（２）に示された関係を用いていることにより、主要な信号に対す る３０ｄＢのトリプルトランジットレスポンスいついて、１２ｄＢの挿入ロスを 計算することができる。

同様に増幅回路１７０は増幅回路１３０と同様に構成されている。増幅回路１７ ０はＦＥＴ１３２と同じであって１つのゲート（Ｇｌ）が抵抗１７４を介してオ ペアンプ１１２の出力に接続され、抵抗１７６を介してアースに接続されている デュアルゲー）ＦＥＴ増幅回路１７２から構成されている。

ＦＥＴ１７２の他のゲート（Ｇ２）はフィルタされ、増幅されたＩＦ倍信号受け るためのＳＡＷフィルタ１６０の出力に接続され、並列結合された抵抗１８０と 可変容量コンデンサ１８２とインダクタ１８４とを介してアースに接続されてい る。ＦＥＴ１７２のソース（Ｓ）も並列連結された抵抗１８６とコンデンサ１８ ８を介してアースに接続されている。ＦＥＴ１７２のドレイン（Ｄ）は、可変容 量コンデンサ１９４を介してアースに接続されている一方で、並列接続された抵 抗１９０とインダクタ１９２を介して電源電圧お＋ＶＣＣが接続されている。

オペアンプ１１２の出力により決められたゲー）　（Ｇ、）における電圧は再び ＦＥＴ１７２の利得のレベルを制御する。

ＳＡＷフィルタ１６０からのＩＦ信号出力は可変容量コンデンサ１９６の出力に おいてあられれた出力電圧と共にＦＥＴ１７２によって決められた利得レベルに よって増幅される。

並列接続された抵抗１８０とインダクタ１８２のそれぞれの値は、ゲート（Ｇ２ ）にあられれたＦＥＴ１７２の入力インピーダンスとＳＡＷフィルタ１６０の出 力インピーダンスの固有負荷を与える回路のインピーダンスのように選択される 。

増幅器１７０から出力されたＩＦ倍信号ダウンコンバータ２０への入力として与 えられる。図２Ｂにおいて、ダウンコンバータ２０の部分がさらに詳細に示され ている。ＩＦ倍信号コンデンサ２０２．２０４．２０６と可変インダクタンスイ ンダクタ２０８から構成されるバランスされた入力ネットワークを介してミキサ ーＦＭ−ＩＦ信号システム２００に与えられる。好ましい実施例におけるシステ ム２０は、ミキサー／発振器、２つの制限のある中間周波数増幅器、直交ディテ クタと、ミューティング、対数受信信号強度インジケータ（Ｒ８ＳＩ）と電圧調 整器を結合した高能力の一体の低パワーＦＭ−ＩＦシステムである。このような 部品はＰａｒｔＮｏ、ＮＥ／ＳＡとしてＳｉｇｎｅｔｉｃ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉ ｏｎ　ｏｆ　５ｕｎｎｙｖａｌｅ　Ｃａ１ｉｆｏｒｎｉａで売られている。

入力１’　Ｆはミキサー２１０の２つの入力部にバランスされた入力ネットワー クを介して与えられる。第３の入力部はドライバ２１４を介して発振器２１２に よって供給されたより低い周波数ＩＦ基準信号を受ける。ミキサー２１０はフィ ルタ２１６へ出力されるより低い周波数ＩＦ倍信号供給する１Ｆ基準信号を伴う ＩＦ倍信号混合する。フィルタ２１６はＩＦ倍信号らバンド周波数を除去するバ ンドパスフィルタ、典型的にはクリスタルフィルタである。ろ波されたＩＦ倍信 号フィルタ２１６からＩＦ増幅器２１８の入力への出力である。

増幅器２１８は、適切なＩＦ減結合のために接続されたコンデンサ２２０と２２ ２から構成された減結合ネットワークを含んでいる。増幅器２１８はＩＦ倍信号 増幅し、抵抗２２４からフィルタ２２６を通った出力としての増幅されたＩＦ倍 信号供給する。フィルタ２２６はＩＦ倍信号らのバント周波数を除去するバンド パスフィルタ、典型的にはクリスタルフィルタである。ろ波されたＩＦ倍信号フ ィルタ２２６からＩＦ増幅器２２８の入力への出力である。

フィルタ２２６からのろ波されたＩＦ信号出力もまた、受信信号がＣＤＭＡ信号 のときにＩＦ倍信号含まれる符号化されたディジタルデータのＩとＱサンプルの 復調と相関のためのディジタル信号処理ハードウェア（不図示）への出力として 与えられる。フィルタからの信号出力はより低い周波数信号と共にミックスされ 、（図示しないダウンコンバータ２０の部品によって）ディジタル処理のための ユーザベースバンド信号を与えるためにろ波される。

増幅器２１８は９０ｄＢの範囲におけるＩＦ倍信号パワーを正確に測定する対数 受信信号強度インジケータ、Ｒ３５Ｉ２２８への増幅されたＩＦ倍信号出力を供 給する。Ｒ３５Ｉ２２８は」ｊ定された対数信号パワーの表示である線形信号の 出力、Ｒ３５Ｉ出力を与える。Ｒ３５Ｉ２２８の出力は、並列の抵抗２３０とコ ンデンサ２３２を介してアースに接続されている一方で積分器２２の抵抗１０２ と接続されている。

Ｒ５５Ｉ出力信号はＡＧＣ信号が上述のように発生する積分器２２の出力として 与えられる。

電話１０が、デュアルモード電話のＦＭモードの操作にあるときは、フィルタ２ ２６からの信号出力はディジタル信号ではなくＦＭ信号としてさらに処理される 。フィルタ２２６からの信号出力はＩＦ増幅器２３４の入力に接続されている。

フィルタ２１６と２２６は、ＣＤＭＡモードの操作にあるときはバンド周波数を 取り除くためにワイドパスバンドフィルタである必要がある。しかしながら、付 加フィルタは、電話１０がＦＭモードの操作にあるときは要求されている。した がって、ＦＭ通信に割り当てられている電話１ｏのために認定されたＲＦチャン ネルに調整されたナローパスバンドのフィルタである付加フィルタ（不図示）が 加えられることが要求されている。付加フィルタは、ＦＭチャンネルの使用に対 応するフィルタ選択信号に対応するナローパスバンドフィルタのバンクから選択 されると予想されている。これらの付加フィルタは、フィルタ２１６と２２６の 付加フィルタリングを与える回路を入れるか、必要なフィルタリングを与えるフ ィルタのバンクからの適正に選択された付加フィルタを伴う回路のスイッチを切 るフィルタ２２６と２２６を有している。

増幅器２３４は固有ＩＦ減結合に接続されたコンデンサ２３６と２３８減結合ネ ットワークから構成されている。増幅器２３４はＩＦ倍信号増幅し、多重ディテ クタ２４０の出力としての増幅されたＩＦ倍信号与える。他の増幅器の出力はコ ンデンサ２４２．２４４．２４６とインダクタ２４８から構成されている調整さ れた多重ネットワークはＡＣ接続されている。多重ディテクタ２４０の出力は抵 抗２５０とコンデンサ２５２との並列接続を介して音声信号、すなわち弱音され ない音声に接続されている。

多重ディテクタ２４０はミュートスイッチ２５４の出力を与える。ミュートスイ ッチ２５４は音声出力を弱音するかしないかを制御する制御信号、すなわしミュ ートインを受ける入力を有している。ミュートスイッチ２５４の出力は抵抗２５ ６とコンデンサ２５８との並列接続を介して音声信号、すなわち弱音された音声 に接続されている。

アナログ回路はアナログ（ＦＭ）とディジタル（ＣＤＭＡ）の両方の処理におい て閉ループ自動利得制御回路の提供に使用されていることが図２Ａと図２Ｂから みられる。このような回路具現はデュアルモード信号処理環境においてアナログ とディジタル回路の両方を有する必要性を排除す゛る。したがって、ディジタル 信号の利得制御におけるアナログ方法の使用は従来の方法に比べより早い利得制 御を提供する。

本発明の回路は低コスト、様々な無線設計の自動利得制御回路における低電力の 具現を提供する。正確な信号強度の測定と典型的に８０ｄＢを越えるような比較 的広帯域の利得の線形制御を有しているので、この回路は利得制御がＣＤＭＡ電 話において厳密な要素であるようなＣＤＭＡセルラー環境に特に適切である。本 発明の利点は、利得制御のための多くの欠陥のある他の方法、特にセルラー電話 環境における経験によるものを乗り越える。

前述した好ましい実施例は、本発明を作り、使用するための技術において何人も 熟練可能にすることができる。これらの実施例の様々な改良は技術において熟練 させることがただちに明白になり、一般的な原則が創意に富んだ工夫の使用なし で他の実施例に適用できることが定義される。したがって、本発明は本実施例に 限定されることを意図しないが、ここで開示された原則と新規な機構と共に最も 広い範囲と一致される。

＜　？ Ｃ′　と　８　８　畦 ｄ　３　ヤ　３　十−−へ プ　ｌ、、、　ｌ　＋ 補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）平成５年５月３１日し―

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. １．信号電力における変動に影響されやすい入力信号を受け、制御信号を受け、 前記制御信号によって決められた利得レベルにおいて前記入力信号を受け、対応 する出力信号を与える増幅手段と、 前記増幅された入力信号の対数信号電力の測定のための前記増幅器に接続され、 対応する線形測定信号を与える測定手段と、 前記測定信号を受け、前記出力信号の希望信号電力に対応する基準信号を受け、 前記測定信号と前記基準信号の間を時間積分し、前記積分の結果に対応する前記 制御信号を与える積分手段とを備えていることを特徴とする閉ループ自動利得制 御（ＡＧＣ）回路。
2. ２．前記増幅手段は、前記制御信号を受け、あらかじめ決められた補償指標に一 致する対応補償信号を発生する補償手段と、 入力信号と前記補償信号を受け、前記補償信号によって決められた入力利得レベ ルにおける前記入力信号を増幅し、対応入力増幅手段出力信号を与える入力増幅 手段と、前記入力増幅手段出力信号を受け、ろ波するフィルタ手段と、 ろ波された前記入力増幅手段出力信号と補償信号とを受け、前記補償寝具によっ て決められた出力利得レベルにおいて前記ろ波された入力増幅手段出力信号を増 幅し、対応する出力増幅手段出力信号を与える出力増幅手段とを備えたことを特 徴とする請求項１に記載の回路。
3. ３．前記測定手段は受信信号強度表示回路をからなることを特徴とする請求項１ に記載の回路。
4. ４．前記積分手段は、前記測定信号を受け非反転入力するもの及び前記基準信号 を受け反転入力するものと、出力と有するオペアンプと、 前記オペアンプの出力と前記反転入力との間に接続された容量性フィードバック ネットワークとからなることを特徴とする請求項１に記載の回路。
5. ５．信号入力と、利得制御入力と、出力と、入力信号を受けられる第１の増幅器 信号入力を有する第１の増幅器と、入力と、出力と、前記第１の増幅器の出力に 接続されたフィルタ入力とを有するフィルタと、 信号入力と、利得制御入力と、出力と、前記フィルタの出力に接続された第１の 増幅器信号入力とを有する第２の増幅器と、 前記第２の増幅器出力に接続された入力と、出力とを有する受信信号強度インジ ケータと、 １組の入力と、出力と、基準信号を受けられる前記積分器入力の１つと、前記受 信信号強度インジケータに接続された前記積分器入力の他の１つとを有する積分 器と、前記積分器出力に接続された入力と、前記第１と第２の増幅器利得制御入 力に接続された出力を有する補償回路とを備えていることを特徴とする閉ループ 自動利得制御（ＡＧＣ）回路。
6. ６．前記第１と第２の増幅器は前記第１と第２の増幅器利得制御入力における前 記補償回路によって与えられた補償された利得制御信号によって決められた可変 利得増幅器であることを特徴とする請求項５に記載の回路。
7. ７．前記補償回路は基準電圧を受けて非反転する入力と、前記積分器によって与 えられた非補償利得制御信号を受けて反転する入力と、出力とを有するオペアン プと、前記オペアンプ出力と前記積分器との間に接続された非線形フィードバッ クネットワークとを備えていることを特徴とする請求項５に記載の回路。
8. ８．前記積分器は前記受信信号強度インジケータによって与えられた測定信号を 受けて非反転する入力と、前記基準信号を受けて反転する入力と、出力とを有す るオペアンプと、前記オペアンプの出力と前記積分器の入力との間に接続された 容量性フィードバックネットワークとから構成されていることを特徴とする請求 項５に記載の回路。
9. ９．前記受信信号強度インジケータは前記第２の増幅器からの入力信号を受け、 前記入力信号の対数パワーを測定し、対応する対応する線形非補償利得制御信号 を与える測定手段を備えていることを特徴とする請求項５に記載の回路。
10. １０．前記受信信号強度インジケータは、前記入力信号の周波数をより低い周波 数にトランスレートする周波数変換手段と、 前記入力信号の希望しない周波数成分をろ波するフィルタ手段と、 あらかじめ設定した利得における前記入力信号を増幅するための増幅手段とを備 えていることを特徴とする請求項９に記載の回路。
11. １１．制御信号によって決められた利得において入力信号を増幅し、前記増幅さ れた入力信号に体操する出力信号を与え、前記出力信号の対数信号電力を測定し 、測定された前記出力信号の信号電力に対応する測定信号を与え、前記測定信号 と基準信号との間を時間積分し、そして、前記測定信号と基準信号の差の積分の 結果に対応する制御信号を与えるステップであることを特徴とする高ダイナミッ クレンジの閉ループ自動利得制御を与える方法。
12. １２．補償ステップはあらかじめ決められた補償指標に前記制御信号を一致させ ることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. １３．前記入力信号の増幅するの前記ステップは、前記入力信号を受け、前記補 償された制御信号によって決められた第１の利得レベルにおいて増幅し、入力信 号を増幅した前記第１の利得レベルに対応した第１の増幅信号に与え、前記第１ の増幅された信号をフィルタし、そして、前記補償制御信号によって前記出力信 号を発生するように決められた第２の利得レベルにおいて前記ろ波された増幅信 号を増幅するステップを含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. １４．前記ろ波するステップは前記第１の増幅された信号をバンドパスろ波する ことを含むことを特徴とする請求項１３に記載の方法。