JP2002158724A - 復調装置、放送システム及び放送受信装置 - Google Patents
復調装置、放送システム及び放送受信装置Info
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- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率の
よい復調制御を行う。 【解決手段】 デジタル信号生成手段２１は、変調され
た入力信号から位相軸に対応したデジタル信号を生成す
る。周波数補正値出力手段２２は、周波数補正値を出力
する。周波数補正手段２３は、周波数補正値にもとづい
て、デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補
正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、周波数
補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング
再生を行う。Ｃ／Ｎ検出手段２５は、シンボルからＣ／
Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６は、Ｃ／
Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値
とする。キャリア再生手段２７は、最適周波数補正値に
より周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数
ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う。同期検出
手段２８は、シンボルのエラー訂正を行い、ユニークワ
ードを検出する。
よい復調制御を行う。 【解決手段】 デジタル信号生成手段２１は、変調され
た入力信号から位相軸に対応したデジタル信号を生成す
る。周波数補正値出力手段２２は、周波数補正値を出力
する。周波数補正手段２３は、周波数補正値にもとづい
て、デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補
正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、周波数
補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング
再生を行う。Ｃ／Ｎ検出手段２５は、シンボルからＣ／
Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６は、Ｃ／
Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値
とする。キャリア再生手段２７は、最適周波数補正値に
より周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数
ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う。同期検出
手段２８は、シンボルのエラー訂正を行い、ユニークワ
ードを検出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は復調装置、放送シス
テム及び放送受信装置に関し、特に変調信号の復調を行
う復調装置、デジタル衛星放送の通信を行う放送システ
ム及びデジタル衛星放送で、変調された信号を復調する
放送受信装置に関する。
テム及び放送受信装置に関し、特に変調信号の復調を行
う復調装置、デジタル衛星放送の通信を行う放送システ
ム及びデジタル衛星放送で、変調された信号を復調する
放送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル変復調技術の１つにＰＳＫ（Ph
aseShift Keying）がある。ＰＳＫはキャリア（搬送
波）のパラメータとして位相を変化させる変調方式であ
り、衛星通信等の分野で広く使用されている。
aseShift Keying）がある。ＰＳＫはキャリア（搬送
波）のパラメータとして位相を変化させる変調方式であ
り、衛星通信等の分野で広く使用されている。
【０００３】図２１は従来のＰＳＫ復調機の概略構成を
示す図である。ＰＳＫ復調機４００は、ローカルオシレ
ータ４０１、乗算器４０２ａ、４０２ｂ、再生部４０
３、周波数補正値出力部４０４、π／２移相器４０５か
ら構成される。
示す図である。ＰＳＫ復調機４００は、ローカルオシレ
ータ４０１、乗算器４０２ａ、４０２ｂ、再生部４０
３、周波数補正値出力部４０４、π／２移相器４０５か
ら構成される。
【０００４】ローカルオシレータ４０１は、送信側で変
調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を
発振する。π／２移相器４０５は、ローカルオシレータ
４０１からの発振信号をπ／２移相する。乗算器４０２
ａは、入力信号とローカルオシレータ４０１からの発振
信号との積をとる。乗算器４０２ｂは、入力信号とπ／
２移相器４０５の出力との積をとる。
調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を
発振する。π／２移相器４０５は、ローカルオシレータ
４０１からの発振信号をπ／２移相する。乗算器４０２
ａは、入力信号とローカルオシレータ４０１からの発振
信号との積をとる。乗算器４０２ｂは、入力信号とπ／
２移相器４０５の出力との積をとる。
【０００５】再生部４０３は、乗算器４０２ａ、４０２
ｂの出力信号の低周波成分を通過させ、Ａ／Ｄ変換を施
して、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。そし
て、周波数補正値出力部４０４から出力される周波数補
正値Δｆにもとづいて周波数補正を行う。その後、タイ
ミング再生、キャリア再生を行い、ユニークワード（同
期語）を検出する（ＳＹＮＣが“Ｈ”の時に同期検
出）。ユニークワードが検出されることで、正常な復調
制御が行われたことになる。
ｂの出力信号の低周波成分を通過させ、Ａ／Ｄ変換を施
して、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。そし
て、周波数補正値出力部４０４から出力される周波数補
正値Δｆにもとづいて周波数補正を行う。その後、タイ
ミング再生、キャリア再生を行い、ユニークワード（同
期語）を検出する（ＳＹＮＣが“Ｈ”の時に同期検
出）。ユニークワードが検出されることで、正常な復調
制御が行われたことになる。
【０００６】ここで、ＰＳＫ復調機４００は、送信側と
独立したローカルオシレータ４０１を用いているため、
周波数及び位相を完全に一致させることは不可能であ
る。したがって、従来では、ユニークワードが検出され
るまで、周波数補正値出力部４０４からは段階的に周波
数補正値が出力され、再生部４０３では、受信する周波
数補正値毎に、周波数補正、タイミング再生、キャリア
再生を行う。このようなフィードバック制御を施すこと
で、入力信号の復調を行っていた。
独立したローカルオシレータ４０１を用いているため、
周波数及び位相を完全に一致させることは不可能であ
る。したがって、従来では、ユニークワードが検出され
るまで、周波数補正値出力部４０４からは段階的に周波
数補正値が出力され、再生部４０３では、受信する周波
数補正値毎に、周波数補正、タイミング再生、キャリア
再生を行う。このようなフィードバック制御を施すこと
で、入力信号の復調を行っていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
従来のＰＳＫ復調機４００では、入力信号の変調周波数
と、ローカルオシレータ４０１が発振する周波数との差
が大きい場合、復調するまでに非常に時間がかかり、品
質の低下を引き起こすといった問題があった。
従来のＰＳＫ復調機４００では、入力信号の変調周波数
と、ローカルオシレータ４０１が発振する周波数との差
が大きい場合、復調するまでに非常に時間がかかり、品
質の低下を引き起こすといった問題があった。
【０００８】ＰＳＫ復調機４００の再生部４０３では、
最初、周波数補正値をゼロとして、タイミング再生を行
う回路がロックするのに必要な時間ＴTMAX〔ｓ〕待った
後、キャリア再生を開始する。さらに、キャリア再生を
行う回路がロックするのに必要な時間ＴCMAX〔ｓ〕待っ
た後、ユニークワードの検出を開始する。そして、ユニ
ークワードの検出を行う回路がロックすれば（ロックに
必要な時間ＴFMAX〔ｓ〕）、ユニークワードが検出され
たことになり、ＳＹＮＣが“Ｈ”となる。
最初、周波数補正値をゼロとして、タイミング再生を行
う回路がロックするのに必要な時間ＴTMAX〔ｓ〕待った
後、キャリア再生を開始する。さらに、キャリア再生を
行う回路がロックするのに必要な時間ＴCMAX〔ｓ〕待っ
た後、ユニークワードの検出を開始する。そして、ユニ
ークワードの検出を行う回路がロックすれば（ロックに
必要な時間ＴFMAX〔ｓ〕）、ユニークワードが検出され
たことになり、ＳＹＮＣが“Ｈ”となる。
【０００９】ＳＹＮＣが“Ｌ”である場合には、周波数
補正値出力部４０４は、周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕の値
を更新して、上記と同様な動作を繰り返す。周波数補正
値の更新は通常、０→ΔＡ→−ΔＡ→２ΔＡ→−２ΔＡ
→３ΔＡ→−３ΔＡ→…というようにシンボルレートに
もとづいてあらかじめ設定されている値を順に更新して
いく。
補正値出力部４０４は、周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕の値
を更新して、上記と同様な動作を繰り返す。周波数補正
値の更新は通常、０→ΔＡ→−ΔＡ→２ΔＡ→−２ΔＡ
→３ΔＡ→−３ΔＡ→…というようにシンボルレートに
もとづいてあらかじめ設定されている値を順に更新して
いく。
【００１０】したがって、周波数補正値を更新する周期
は、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXとなるため、入力信号とロ
ーカルオシレータ４０１の発振周波数との誤差が大きい
と、同期が検出されるまで、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXの
時間を何度も繰り返すことになり、非常に時間がかかっ
てしまう。
は、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXとなるため、入力信号とロ
ーカルオシレータ４０１の発振周波数との誤差が大きい
と、同期が検出されるまで、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXの
時間を何度も繰り返すことになり、非常に時間がかかっ
てしまう。
【００１１】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率の
よい復調制御を行う復調装置を提供することを目的とす
る。また、本発明の他の目的は、受信側での復調にかか
る時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通信を行う放
送システムを提供することである。
のであり、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率の
よい復調制御を行う復調装置を提供することを目的とす
る。また、本発明の他の目的は、受信側での復調にかか
る時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通信を行う放
送システムを提供することである。
【００１２】さらに、本発明の他の目的は、復調にかか
る時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行
う放送受信装置を提供することである。
る時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行
う放送受信装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明では上記課題を解
決するために、図１に示すような、変調信号の復調を行
う復調装置２０において、変調された入力信号の同期検
波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応した
デジタル信号を生成するデジタル信号生成手段２１と、
シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を
出力する周波数補正値出力手段２２と、周波数補正値に
もとづいて、デジタル信号に周波数オフセットを与えて
周波数補正信号を生成する周波数補正手段２３と、周波
数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミン
グ再生を行うタイミング再生手段２４と、タイミング再
生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出
するＣ／Ｎ検出手段２５と、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の
周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正
値決定手段２６と、最適周波数補正値により周波数補正
及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に
補正してキャリア再生を行うキャリア再生手段２７と、
キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニー
クワードを検出する同期検出手段２８と、を有すること
を特徴とする復調装置２０が提供される。
決するために、図１に示すような、変調信号の復調を行
う復調装置２０において、変調された入力信号の同期検
波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応した
デジタル信号を生成するデジタル信号生成手段２１と、
シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を
出力する周波数補正値出力手段２２と、周波数補正値に
もとづいて、デジタル信号に周波数オフセットを与えて
周波数補正信号を生成する周波数補正手段２３と、周波
数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミン
グ再生を行うタイミング再生手段２４と、タイミング再
生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出
するＣ／Ｎ検出手段２５と、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の
周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正
値決定手段２６と、最適周波数補正値により周波数補正
及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に
補正してキャリア再生を行うキャリア再生手段２７と、
キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニー
クワードを検出する同期検出手段２８と、を有すること
を特徴とする復調装置２０が提供される。
【００１４】ここで、デジタル信号生成手段２１は、変
調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換
をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。周
波数補正値出力手段２２は、シンボルレートにもとづい
て設定された周波数補正値を出力する。周波数補正手段
２３は、周波数補正値にもとづいて、デジタル信号に周
波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タ
イミング再生手段２４は、周波数補正信号のシンボルタ
イミングを抽出して、タイミング再生を行う。Ｃ／Ｎ検
出手段２５は、タイミング再生手段２４によって得られ
たシンボルからＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決
定手段２６は、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値
を最適周波数補正値とする。キャリア再生手段２７は、
最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生
された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再
生を行う。同期検出手段２８は、キャリア再生後のシン
ボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する。
調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換
をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。周
波数補正値出力手段２２は、シンボルレートにもとづい
て設定された周波数補正値を出力する。周波数補正手段
２３は、周波数補正値にもとづいて、デジタル信号に周
波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タ
イミング再生手段２４は、周波数補正信号のシンボルタ
イミングを抽出して、タイミング再生を行う。Ｃ／Ｎ検
出手段２５は、タイミング再生手段２４によって得られ
たシンボルからＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決
定手段２６は、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値
を最適周波数補正値とする。キャリア再生手段２７は、
最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生
された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再
生を行う。同期検出手段２８は、キャリア再生後のシン
ボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の復調装置の原理図
である。復調装置２０は、変調信号の復調を行う。な
お、ｎ相ＰＳＫ変調された信号の復調を行うものとして
以降説明する。
を参照して説明する。図１は本発明の復調装置の原理図
である。復調装置２０は、変調信号の復調を行う。な
お、ｎ相ＰＳＫ変調された信号の復調を行うものとして
以降説明する。
【００１６】デジタル信号生成手段２１は、ローカルオ
シレータ２１０ａ、π／２移相器２１０ｂ、乗算器２１
１ａ、２１１ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１２
ａ、２１２ｂ、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２
１３ａ、２１３ｂから構成される。
シレータ２１０ａ、π／２移相器２１０ｂ、乗算器２１
１ａ、２１１ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１２
ａ、２１２ｂ、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２
１３ａ、２１３ｂから構成される。
【００１７】ローカルオシレータ２１０ａは、送信側で
変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波
を発振する。π／２移相器２１０ｂは、ローカルオシレ
ータ２１０ａからの発振信号をπ／２移相する。乗算器
２１１ａは、入力信号とローカルオシレータ２１０ａか
らの発振信号との積をとる。乗算器２１１ｂは、入力信
号とπ／２移相器２１０ｂの出力との積をとる。
変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波
を発振する。π／２移相器２１０ｂは、ローカルオシレ
ータ２１０ａからの発振信号をπ／２移相する。乗算器
２１１ａは、入力信号とローカルオシレータ２１０ａか
らの発振信号との積をとる。乗算器２１１ｂは、入力信
号とπ／２移相器２１０ｂの出力との積をとる。
【００１８】ＬＰＦ２１２ａ、２１２ｂは、乗算器２１
１ａ、２１１ｂの出力信号の低周波成分を通過させる。
Ａ／Ｄ変換器２１３ａ、２１３ｂは、ＬＰＦ２１２ａ、
２１２ｂのそれぞれの出力にＡ／Ｄ変換を施して、Ｉ
軸、Ｑ軸の位相軸に対応したデジタル信号を生成する。
このように、デジタル信号生成手段２１は、ｎ相ＰＳＫ
変調信号を準同期直交検波して、デジタル化したＩ軸チ
ャネル及びＱ軸チャネルの信号を出力する。
１ａ、２１１ｂの出力信号の低周波成分を通過させる。
Ａ／Ｄ変換器２１３ａ、２１３ｂは、ＬＰＦ２１２ａ、
２１２ｂのそれぞれの出力にＡ／Ｄ変換を施して、Ｉ
軸、Ｑ軸の位相軸に対応したデジタル信号を生成する。
このように、デジタル信号生成手段２１は、ｎ相ＰＳＫ
変調信号を準同期直交検波して、デジタル化したＩ軸チ
ャネル及びＱ軸チャネルの信号を出力する。
【００１９】周波数補正値出力手段２２は、シンボルレ
ートにもとづいて設定された周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕
（０→ΔＡ1→−ΔＡ1→２ΔＡ1→−２ΔＡ1→３ΔＡ1
→−３ΔＡ1→…）を出力するシーケンサである。ΔＡ
１は、後述のキャリア再生手段２７の引き込み動作（周
波数ずれの状態から、制御されて周波数ずれがない状態
に移行する動作）範囲より小さい値である。また、シン
ボルとは、“０”、“１”の情報を表す信号波形のこと
をいい、その情報の持続時間をＴとすれば、１／Ｔがシ
ンボルレートである。
ートにもとづいて設定された周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕
（０→ΔＡ1→−ΔＡ1→２ΔＡ1→−２ΔＡ1→３ΔＡ1
→−３ΔＡ1→…）を出力するシーケンサである。ΔＡ
１は、後述のキャリア再生手段２７の引き込み動作（周
波数ずれの状態から、制御されて周波数ずれがない状態
に移行する動作）範囲より小さい値である。また、シン
ボルとは、“０”、“１”の情報を表す信号波形のこと
をいい、その情報の持続時間をＴとすれば、１／Ｔがシ
ンボルレートである。
【００２０】周波数補正手段２３は、周波数補正値Δｆ
にもとづいて、Ｉ、Ｑチャネルのデジタル信号に周波数
オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タイミ
ング再生手段２４は、周波数補正信号から情報を取り出
すためのシンボルタイミングを、シンボルレートにもと
づいて抽出してタイミング再生を行う。
にもとづいて、Ｉ、Ｑチャネルのデジタル信号に周波数
オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タイミ
ング再生手段２４は、周波数補正信号から情報を取り出
すためのシンボルタイミングを、シンボルレートにもと
づいて抽出してタイミング再生を行う。
【００２１】Ｃ／Ｎ（Carrier/Noise）検出手段２５
は、タイミング再生手段２４によって得られたシンボル
からＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６
は、Ｃ／Ｎの値をモニタしながらスイープして、Ｃ／Ｎ
の最大値に対応する周波数補正値を最適周波数補正値Δ
ｆMAXとする。
は、タイミング再生手段２４によって得られたシンボル
からＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６
は、Ｃ／Ｎの値をモニタしながらスイープして、Ｃ／Ｎ
の最大値に対応する周波数補正値を最適周波数補正値Δ
ｆMAXとする。
【００２２】キャリア再生手段２７は、最適周波数補正
値ΔｆMAXにより周波数補正及びタイミング再生された
信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行
う。すなわち、周波数補正手段２３では、最適周波数補
正値ΔｆMAXによりデジタル信号生成手段２１からの出
力を周波数補正して周波数補正信号を生成する。タイミ
ング再生手段２４は、その周波数補正信号をタイミング
再生する。この段階でタイミング再生手段２４からの出
力は、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にあるた
め、キャリア再生手段２７は、引き込み処理を行ってシ
ンボル信号の周波数ずれを最終的に補正する。
値ΔｆMAXにより周波数補正及びタイミング再生された
信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行
う。すなわち、周波数補正手段２３では、最適周波数補
正値ΔｆMAXによりデジタル信号生成手段２１からの出
力を周波数補正して周波数補正信号を生成する。タイミ
ング再生手段２４は、その周波数補正信号をタイミング
再生する。この段階でタイミング再生手段２４からの出
力は、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にあるた
め、キャリア再生手段２７は、引き込み処理を行ってシ
ンボル信号の周波数ずれを最終的に補正する。
【００２３】同期検出手段２８は、キャリア再生後のシ
ンボルのエラー訂正を行い、フレーム内部のユニークワ
ードを検出する。図２、図３は復調装置２０の動作を示
すフローチャートである（復調装置２０を第１の実施の
形態とする）。 〔Ｓ１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆを引き
込み範囲の下限値−ＡMA Xに設定する。
ンボルのエラー訂正を行い、フレーム内部のユニークワ
ードを検出する。図２、図３は復調装置２０の動作を示
すフローチャートである（復調装置２０を第１の実施の
形態とする）。 〔Ｓ１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆを引き
込み範囲の下限値−ＡMA Xに設定する。
【００２４】〔Ｓ２〕タイミング再生手段２４のロック
時間を確保するためのタイマの初期化を行う。 〔Ｓ３〕タイミング再生を行う。
時間を確保するためのタイマの初期化を行う。 〔Ｓ３〕タイミング再生を行う。
【００２５】〔Ｓ４〕タイミング再生がロックするため
に必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過してい
ればステップＳ６へ行き、経過してなければステップＳ
５へ行く。 〔Ｓ５〕タイマのカウントアップを行う。
に必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過してい
ればステップＳ６へ行き、経過してなければステップＳ
５へ行く。 〔Ｓ５〕タイマのカウントアップを行う。
【００２６】〔Ｓ６〕Ｃ／Ｎ検出手段２５がＣ／Ｎを検
出するための時間を確保するためのタイマの初期化を行
う。 〔Ｓ７〕Ｃ／Ｎ検出を行う。
出するための時間を確保するためのタイマの初期化を行
う。 〔Ｓ７〕Ｃ／Ｎ検出を行う。
【００２７】〔Ｓ８〕Ｃ／Ｎ検出手段２５がＣ／Ｎを検
出するために必要な時間が経過したかどうかを判断し、
経過していればステップＳ１０へ行き、経過してなけれ
ばステップＳ９へ行く。 〔Ｓ９〕タイマのカウントアップを行う。
出するために必要な時間が経過したかどうかを判断し、
経過していればステップＳ１０へ行き、経過してなけれ
ばステップＳ９へ行く。 〔Ｓ９〕タイマのカウントアップを行う。
【００２８】〔Ｓ１０〕現在のＣ／Ｎモニタの値を読み
取り、これまでに読んだＣ／Ｎモニタ値の中で最大の値
であればΔｆMAXを現在のΔｆ（周波数補正手段２３の
周波数補正量）に更新し、これまでに読んだＣ／Ｎモニ
タ値の中で最大の値でなければΔｆMAXの更新は行なわ
ない。 〔Ｓ１１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆが引
き込み範囲の上限値ＡMA Xに達したかどうかを判断し、
達していればステップＳ１３へ行き、達していなければ
ステップＳ１２へ行く。
取り、これまでに読んだＣ／Ｎモニタ値の中で最大の値
であればΔｆMAXを現在のΔｆ（周波数補正手段２３の
周波数補正量）に更新し、これまでに読んだＣ／Ｎモニ
タ値の中で最大の値でなければΔｆMAXの更新は行なわ
ない。 〔Ｓ１１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆが引
き込み範囲の上限値ＡMA Xに達したかどうかを判断し、
達していればステップＳ１３へ行き、達していなければ
ステップＳ１２へ行く。
【００２９】〔Ｓ１２〕周波数補正手段２３の周波数補
正量Δｆの値を大きくする。 〔Ｓ１３〕周波数補正手段２３は、周波数補正値Δｆを
ΔｆMAXに更新する。 〔Ｓ１４〕タイミング再生手段２４のロック時間を確保
するためのタイマの初期化を行う。
正量Δｆの値を大きくする。 〔Ｓ１３〕周波数補正手段２３は、周波数補正値Δｆを
ΔｆMAXに更新する。 〔Ｓ１４〕タイミング再生手段２４のロック時間を確保
するためのタイマの初期化を行う。
【００３０】〔Ｓ１５〕タイミング再生を行う。 〔Ｓ１６〕タイミング再生がロックするために必要な時
間が経過したかどうかを判断し、経過していればステッ
プＳ１８へ行き、経過してなければステップＳ１７へ行
く。
間が経過したかどうかを判断し、経過していればステッ
プＳ１８へ行き、経過してなければステップＳ１７へ行
く。
【００３１】〔Ｓ１７〕タイマのカウントアップを行
う。 〔Ｓ１８〕キャリア再生手段２７のロック時間を確保す
るためのタイマの初期化を行う。 〔Ｓ１９〕キャリア再生を行う。
う。 〔Ｓ１８〕キャリア再生手段２７のロック時間を確保す
るためのタイマの初期化を行う。 〔Ｓ１９〕キャリア再生を行う。
【００３２】〔Ｓ２０〕キャリア再生がロックするため
に必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過してい
ればステップＳ２２へ行き、経過してなければステップ
Ｓ２１へ行く。
に必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過してい
ればステップＳ２２へ行き、経過してなければステップ
Ｓ２１へ行く。
【００３３】〔Ｓ２１〕タイマのカウントアップを行
う。 〔Ｓ２２〕フレーム検出のロック時間を確保するための
タイマの初期化を行う。 〔Ｓ２３〕フレーム検出を行う。
う。 〔Ｓ２２〕フレーム検出のロック時間を確保するための
タイマの初期化を行う。 〔Ｓ２３〕フレーム検出を行う。
【００３４】〔Ｓ２４〕フレーム検出がロックするため
に必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過してい
れば終了し、経過してなければステップＳ２５へ行く。 〔Ｓ２５〕タイマのカウントアップを行う。
に必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過してい
れば終了し、経過してなければステップＳ２５へ行く。 〔Ｓ２５〕タイマのカウントアップを行う。
【００３５】次にキャリア再生手段２７の構成について
説明する。図４はキャリア再生手段２７の構成を示す図
である。複素乗算器２７ａは、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成
器２７ｅの出力により、シンボルをθ〔ｒａｄ〕回転さ
せる。位相比較器２７ｂは、複素乗算器２７ａの出力の
位相差を計算する。
説明する。図４はキャリア再生手段２７の構成を示す図
である。複素乗算器２７ａは、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成
器２７ｅの出力により、シンボルをθ〔ｒａｄ〕回転さ
せる。位相比較器２７ｂは、複素乗算器２７ａの出力の
位相差を計算する。
【００３６】ループフィルタ２７ｃは、位相比較器２７
ｂの出力を平滑化する。数値制御発振器２７ｄは、ルー
プフィルタ２７ｃの出力値に応じて発振する。ｓｉｎ
θ，ｃｏｓθ生成器２７ｅは、数値制御発振器２７ｄの
値に応じて、ｓｉｎθ及びｃｏｓθの値を生成する。
ｂの出力を平滑化する。数値制御発振器２７ｄは、ルー
プフィルタ２７ｃの出力値に応じて発振する。ｓｉｎ
θ，ｃｏｓθ生成器２７ｅは、数値制御発振器２７ｄの
値に応じて、ｓｉｎθ及びｃｏｓθの値を生成する。
【００３７】次にキャリアの周波数ずれ（以下、キャリ
アずれと呼ぶ）と、シンボルの分布関係について説明す
る。図５〜図８はキャリアずれに依存しているタイミン
グ再生手段２４の出力のコンスタレーションを示す図で
ある。なお、図中、色が濃いほど、シンボル点の存在数
が高いことを示している。
アずれと呼ぶ）と、シンボルの分布関係について説明す
る。図５〜図８はキャリアずれに依存しているタイミン
グ再生手段２４の出力のコンスタレーションを示す図で
ある。なお、図中、色が濃いほど、シンボル点の存在数
が高いことを示している。
【００３８】キャリアずれが非常に小さい場合は、ほと
んどのシンボル点が円上に乗るが（図５）、キャリアず
れが大きくなるにつれてシンボル点の円上からのばらつ
きが大きくなり（図６）、さらに、キャリアずれがシン
ボル周波数の１／４を超えたあたりから、シンボル点が
円上に乗らなくなる（図７）。そして、さらにずれが大
きくなって、キャリアずれがシンボル周波数の１／２を
超えると、準同期直交検波の出力のベースバンド成分が
無くなるために、シンボル点が原点付近に集中する（図
８）。
んどのシンボル点が円上に乗るが（図５）、キャリアず
れが大きくなるにつれてシンボル点の円上からのばらつ
きが大きくなり（図６）、さらに、キャリアずれがシン
ボル周波数の１／４を超えたあたりから、シンボル点が
円上に乗らなくなる（図７）。そして、さらにずれが大
きくなって、キャリアずれがシンボル周波数の１／２を
超えると、準同期直交検波の出力のベースバンド成分が
無くなるために、シンボル点が原点付近に集中する（図
８）。
【００３９】図９はコンスタレーション上でのキャリア
ずれとＣ／Ｎの関係を示す図である。図のコンスタレー
ション上で、半径ｒの円がシンボル周波数の基準振幅と
する。そして、タイミング再生手段２４から、シンボル
振幅が半径ｒａのシンボルが出力されたとする。
ずれとＣ／Ｎの関係を示す図である。図のコンスタレー
ション上で、半径ｒの円がシンボル周波数の基準振幅と
する。そして、タイミング再生手段２４から、シンボル
振幅が半径ｒａのシンボルが出力されたとする。
【００４０】この場合、基準振幅とシンボル振幅の差分
の絶対値ｄ（＝｜ｒ−ｒａ｜）がノイズによって生じた
振幅のずれ量である。そして、基準振幅とシンボル振幅
との差分の絶対値を、一定のシンボル数分算出して累積
した累積値を求めれば、その累積値はキャリアとノイズ
の比率を表すＣ／Ｎに対応する。
の絶対値ｄ（＝｜ｒ−ｒａ｜）がノイズによって生じた
振幅のずれ量である。そして、基準振幅とシンボル振幅
との差分の絶対値を、一定のシンボル数分算出して累積
した累積値を求めれば、その累積値はキャリアとノイズ
の比率を表すＣ／Ｎに対応する。
【００４１】具体的には、累積値が大きければ、ノイズ
の影響を強く受けてキャリアずれが大きくＣ／Ｎの値は
小さくなる。また、累積値が小さければ、ノイズの影響
が少なくキャリアずれが小さいのでＣ／Ｎの値は大きく
なる。
の影響を強く受けてキャリアずれが大きくＣ／Ｎの値は
小さくなる。また、累積値が小さければ、ノイズの影響
が少なくキャリアずれが小さいのでＣ／Ｎの値は大きく
なる。
【００４２】図１０はＣ／Ｎ検出手段２５の構成例を示
す図である。振幅演算器２５ａは、タイミング再生手段
２４から出力されるＩ、Ｑの信号から、シンボル振幅
（Ｉ2＋Ｑ2）0.5を計算する。差分算出器２５ｂは、基
準振幅とシンボル振幅との差分値を求める。絶対値演算
器２５ｃは、差分値の絶対値を求める。
す図である。振幅演算器２５ａは、タイミング再生手段
２４から出力されるＩ、Ｑの信号から、シンボル振幅
（Ｉ2＋Ｑ2）0.5を計算する。差分算出器２５ｂは、基
準振幅とシンボル振幅との差分値を求める。絶対値演算
器２５ｃは、差分値の絶対値を求める。
【００４３】カウンタ２５ｄは、１シンボル周期ごとに
１ずつカウントして、カウント値が例えば、５００００
を超えたときに０に戻るカウンタである。比較器２５ｅ
は、カウント値が５００００であるか調べ、５００００
であれば“Ｈ”（更新パルス）を出力し、そうでなけれ
ば“Ｌ”（リセットパルス）を出力する。
１ずつカウントして、カウント値が例えば、５００００
を超えたときに０に戻るカウンタである。比較器２５ｅ
は、カウント値が５００００であるか調べ、５００００
であれば“Ｈ”（更新パルス）を出力し、そうでなけれ
ば“Ｌ”（リセットパルス）を出力する。
【００４４】ラッチ２５ｆは、入力信号を１シンボル分
遅延させ、累積加算器２５ｇへのリセットをかける。累
積加算器２５ｇは、入力の値を逐次加算していき、リセ
ットパルスが入力されたときに値がゼロとなる。
遅延させ、累積加算器２５ｇへのリセットをかける。累
積加算器２５ｇは、入力の値を逐次加算していき、リセ
ットパルスが入力されたときに値がゼロとなる。
【００４５】ラッチ２５ｈは、更新パルスが“Ｈ”とな
ったときの値を保持する。ビット反転器２５ｉは，入力
のビットを反転してＣ／Ｎ情報を出力する。上記の回路
構成では、基準振幅とシンボル振幅との絶対値が５００
００シンボル分累積され、５００００シンボルごとに値
が更新される。また、図４〜図８で上述したように、キ
ャリアずれが大きいほど振幅方向のばらつきが大きくな
るので、累積加算器２５ｇの値は大きくなる。逆にキャ
リアずれが小さいほど振幅方向のばらつきが小さくなる
ので、累積加算器２５ｇの値は小さくなる。
ったときの値を保持する。ビット反転器２５ｉは，入力
のビットを反転してＣ／Ｎ情報を出力する。上記の回路
構成では、基準振幅とシンボル振幅との絶対値が５００
００シンボル分累積され、５００００シンボルごとに値
が更新される。また、図４〜図８で上述したように、キ
ャリアずれが大きいほど振幅方向のばらつきが大きくな
るので、累積加算器２５ｇの値は大きくなる。逆にキャ
リアずれが小さいほど振幅方向のばらつきが小さくなる
ので、累積加算器２５ｇの値は小さくなる。
【００４６】したがって、累積加算器２５ｇの出力段に
ビット反転器２５ｉを設けて、キャリアずれが大きけれ
ば、ビット反転器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが小さく
なるようにし、キャリアずれが小さければ、ビット反転
器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが大きくなるようにして
いる。
ビット反転器２５ｉを設けて、キャリアずれが大きけれ
ば、ビット反転器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが小さく
なるようにし、キャリアずれが小さければ、ビット反転
器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが大きくなるようにして
いる。
【００４７】図１１はキャリアずれとＣ／Ｎ検出回路の
出力との関係のシミュレーション結果を示す図である。
図１０の回路に、シンボル周波数＝１ＭＨｚのＱＰＳＫ
変調信号をタイミング再生した際の信号を入力したシミ
ュレーション結果を示している。縦軸にＣ／Ｎモニタ値
〔ｄＢ〕、横軸にキャリアずれ〔ＭＨｚ〕をとる。
出力との関係のシミュレーション結果を示す図である。
図１０の回路に、シンボル周波数＝１ＭＨｚのＱＰＳＫ
変調信号をタイミング再生した際の信号を入力したシミ
ュレーション結果を示している。縦軸にＣ／Ｎモニタ値
〔ｄＢ〕、横軸にキャリアずれ〔ＭＨｚ〕をとる。
【００４８】図から、キャリアずれがゼロのところで
は、Ｃ／Ｎが最も高い値を示すことがわかる。また、低
Ｃ／Ｎにおいて出力の凸部の幅がシンボル周波数の１／
２程度あることがわかる。したがって、このＣ／Ｎモニ
タを用いてキャリアずれを検出する際には、シンボル周
波数の１／２以下の幅で周波数スキップを行う必要があ
る。
は、Ｃ／Ｎが最も高い値を示すことがわかる。また、低
Ｃ／Ｎにおいて出力の凸部の幅がシンボル周波数の１／
２程度あることがわかる。したがって、このＣ／Ｎモニ
タを用いてキャリアずれを検出する際には、シンボル周
波数の１／２以下の幅で周波数スキップを行う必要があ
る。
【００４９】次に第１の実施の形態の動作イメージにつ
いて説明する。図１２は第１の実施の形態の動作イメー
ジを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数
ｆ０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき
周波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
いて説明する。図１２は第１の実施の形態の動作イメー
ジを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数
ｆ０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき
周波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
【００５０】第１の実施の形態では、周波数補正値Δｆ
（Ｈよりも小さい値）を順に更新していく。この場合、
図のような状態では、ポイントＰａが最もＣ／Ｎ値が高
い値となり、ポイントＰａの周波数ｆｐａが最適周波数
補正値となる。
（Ｈよりも小さい値）を順に更新していく。この場合、
図のような状態では、ポイントＰａが最もＣ／Ｎ値が高
い値となり、ポイントＰａの周波数ｆｐａが最適周波数
補正値となる。
【００５１】また、最適周波数補正値ｆｐａと周波数ｆ
０とのずれΔｈａは、キャリア再生手段２７の引き込み
範囲Ｈ内にある。このため、キャリア再生手段２７が引
き込むことができ、周波数ずれの最終補正を行ってキャ
リア再生を行う。
０とのずれΔｈａは、キャリア再生手段２７の引き込み
範囲Ｈ内にある。このため、キャリア再生手段２７が引
き込むことができ、周波数ずれの最終補正を行ってキャ
リア再生を行う。
【００５２】ここで、従来の技術では、周波数補正値Δ
ｆの更新にかかる時間が長かった。すなわち、周波数補
正値を１回更新するのに、タイミング再生→キャリア再
生→同期検出の処理を経て、同期が検出されていないこ
とを認識した後に、周波数補正値の更新を行っていた。
ｆの更新にかかる時間が長かった。すなわち、周波数補
正値を１回更新するのに、タイミング再生→キャリア再
生→同期検出の処理を経て、同期が検出されていないこ
とを認識した後に、周波数補正値の更新を行っていた。
【００５３】したがって、周波数補正値を１回更新する
のに、タイミング再生ロック時間とキャリア再生ロック
時間とユニークワード検出時間との合計時間（ＴTMAX＋
ＴCM AX＋ＴFMAX）がかかるために、引き込み範囲内まで
周波数を補正するのに非常に時間がかかっていた。
のに、タイミング再生ロック時間とキャリア再生ロック
時間とユニークワード検出時間との合計時間（ＴTMAX＋
ＴCM AX＋ＴFMAX）がかかるために、引き込み範囲内まで
周波数を補正するのに非常に時間がかかっていた。
【００５４】一方、本発明の第１の実施の形態では、ま
ず、Ｃ／Ｎ検出を行ってＣ／Ｎの最大値を見つけること
で、キャリア再生手段２７が引き込める周波数ｆｐａを
検出している。したがって、周波数補正値を１回更新す
るのにかかる時間は、タイミング再生ロック時間とＣ／
Ｎ検出時間だけである。このため、従来と周波数補正値
の更新回数は同じだが、更新時間が短いために（スキッ
プ周期が短い）、従来と比べて短時間で復調することが
可能になる。
ず、Ｃ／Ｎ検出を行ってＣ／Ｎの最大値を見つけること
で、キャリア再生手段２７が引き込める周波数ｆｐａを
検出している。したがって、周波数補正値を１回更新す
るのにかかる時間は、タイミング再生ロック時間とＣ／
Ｎ検出時間だけである。このため、従来と周波数補正値
の更新回数は同じだが、更新時間が短いために（スキッ
プ周期が短い）、従来と比べて短時間で復調することが
可能になる。
【００５５】以上説明したように、本発明では、各々の
周波数補正値Δｆによって周波数補正されてタイミング
再生されたシンボル周波数に対してＣ／Ｎを検出し、検
出したＣ／ＮをスイープしてＣ／Ｎが最大となる値を検
出する。そして、Ｃ／Ｎが最大となった時の周波数補正
値を最適周波数補正値ΔｆMAXとすれば、その最適周波
数補正値ΔｆMAXで周波数補正されてタイミング再生さ
れたシンボル周波数は、最もキャリアずれの少ない信号
と判断できる。また、その信号にわずかに残るキャリア
ずれは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にある
ため、キャリア再生手段２７が補正できる。
周波数補正値Δｆによって周波数補正されてタイミング
再生されたシンボル周波数に対してＣ／Ｎを検出し、検
出したＣ／ＮをスイープしてＣ／Ｎが最大となる値を検
出する。そして、Ｃ／Ｎが最大となった時の周波数補正
値を最適周波数補正値ΔｆMAXとすれば、その最適周波
数補正値ΔｆMAXで周波数補正されてタイミング再生さ
れたシンボル周波数は、最もキャリアずれの少ない信号
と判断できる。また、その信号にわずかに残るキャリア
ずれは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にある
ため、キャリア再生手段２７が補正できる。
【００５６】なお、上記の説明では、Ｃ／Ｎの値をモニ
タしながらスイープして、Ｃ／Ｎの最大値に対応する周
波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値
決定手段２６を、１つの構成要素として図１に示した
が、周波数補正値出力手段２２またはＣ／Ｎ検出手段２
５の少なくとも一方に、最適周波数補正値決定手段２６
の機能を含む構成にしてもよい。
タしながらスイープして、Ｃ／Ｎの最大値に対応する周
波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値
決定手段２６を、１つの構成要素として図１に示した
が、周波数補正値出力手段２２またはＣ／Ｎ検出手段２
５の少なくとも一方に、最適周波数補正値決定手段２６
の機能を含む構成にしてもよい。
【００５７】次に第２の実施の形態の復調装置について
説明する。図１３は第２の実施の形態の構成を示す図で
ある。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素
の説明は省略する。
説明する。図１３は第２の実施の形態の構成を示す図で
ある。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素
の説明は省略する。
【００５８】第２の実施の形態である復調装置２０ａに
対し、周波数補正値出力手段２２−１の周波数スキップ
量は、第１の実施の形態で出力していた周波数補正値の
周波数スキップ量よりも値が大きい。すなわち、第１の
実施の形態で用いたキャリア再生手段２７の引き込み範
囲以上の周波数スキップ量で周波数補正値の値が変化す
る。
対し、周波数補正値出力手段２２−１の周波数スキップ
量は、第１の実施の形態で出力していた周波数補正値の
周波数スキップ量よりも値が大きい。すなわち、第１の
実施の形態で用いたキャリア再生手段２７の引き込み範
囲以上の周波数スキップ量で周波数補正値の値が変化す
る。
【００５９】ずれ検出手段２９ａは、引き込み範囲以上
の周波数スキップにより決定した最適周波数補正値によ
り、周波数補正及びタイミング再生された信号から周波
数ずれを検出する。
の周波数スキップにより決定した最適周波数補正値によ
り、周波数補正及びタイミング再生された信号から周波
数ずれを検出する。
【００６０】キャリア再生手段２７−１は、ずれ検出手
段２９ａで検出されたずれ量を受信して、引き込み範囲
を広くして、キャリアの周波数ずれ補正を行ってキャリ
ア再生を行う。
段２９ａで検出されたずれ量を受信して、引き込み範囲
を広くして、キャリアの周波数ずれ補正を行ってキャリ
ア再生を行う。
【００６１】図１４は第２の実施の形態のキャリア再生
手段２７−１の構成を示す図である。図４と同じ構成要
素には同符号を付けて構成要素に対する説明は省略す
る。選択部２７ｆは、ずれ検出手段２９ａがずれ量を検
出している区間は、ゼロを選択して、出力ゼロをループ
フィルタ２７ｃへ送信し、この間のフィードバック制御
を無効にさせる（キャリア再生手段２７−１の動作を止
める）。また、ずれ検出手段２９ａがずれ量の検出を終
了した場合は、位相比較器２７ｂからの出力を選択して
通常のフィードバック制御を有効にする。
手段２７−１の構成を示す図である。図４と同じ構成要
素には同符号を付けて構成要素に対する説明は省略す
る。選択部２７ｆは、ずれ検出手段２９ａがずれ量を検
出している区間は、ゼロを選択して、出力ゼロをループ
フィルタ２７ｃへ送信し、この間のフィードバック制御
を無効にさせる（キャリア再生手段２７−１の動作を止
める）。また、ずれ検出手段２９ａがずれ量の検出を終
了した場合は、位相比較器２７ｂからの出力を選択して
通常のフィードバック制御を有効にする。
【００６２】加算器２７ｇは、ずれ検出手段２９ａから
出力されたずれ量とループフィルタ２７ｃの値とを加算
して加算値（第１の実施の形態よりも広くなった引き込
み範囲を示す）を数値制御発振器２７ｄへ送信する。
出力されたずれ量とループフィルタ２７ｃの値とを加算
して加算値（第１の実施の形態よりも広くなった引き込
み範囲を示す）を数値制御発振器２７ｄへ送信する。
【００６３】次に動作について説明する。図１５は第２
の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周
波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２
７−１が最終的に合わせるべき周波数とし、最初の引き
込み範囲を図のＨとする。
の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周
波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２
７−１が最終的に合わせるべき周波数とし、最初の引き
込み範囲を図のＨとする。
【００６４】第２の実施の形態では周波数補正値Δｆ
（Ｈよりも大きい値）を順に更新していく。この場合、
図のような状態では、ポイントＰｂが最もＣ／Ｎ値が高
い値となり、ポイントＰｂの周波数ｆｐｂが最適周波数
補正値となる。
（Ｈよりも大きい値）を順に更新していく。この場合、
図のような状態では、ポイントＰｂが最もＣ／Ｎ値が高
い値となり、ポイントＰｂの周波数ｆｐｂが最適周波数
補正値となる。
【００６５】ずれ検出手段２９ａは、最適周波数補正値
と引き込み範囲Ｈの最小値Ｈminとの間のずれ量Δｈｂ
を検出して、このずれ量Δｈｂをキャリア再生手段２７
−１に与える。このため、キャリア再生手段２７−１の
引き込み範囲はＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と広くなる。した
がって、キャリア再生手段２７−１は、引き込み範囲
（Ｈ＋Δｈｂ）で引き込み動作を行って、周波数ずれを
最終的に補正して周波数ｆ０に合わせる。
と引き込み範囲Ｈの最小値Ｈminとの間のずれ量Δｈｂ
を検出して、このずれ量Δｈｂをキャリア再生手段２７
−１に与える。このため、キャリア再生手段２７−１の
引き込み範囲はＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と広くなる。した
がって、キャリア再生手段２７−１は、引き込み範囲
（Ｈ＋Δｈｂ）で引き込み動作を行って、周波数ずれを
最終的に補正して周波数ｆ０に合わせる。
【００６６】以上説明したように、第２の実施の形態で
は、第１の実施の形態の時のキャリア再生手段２７（引
き込み範囲Ｈ）の引き込み範囲より大きい値の周波数補
正値で周波数補正を行い、決定した最適周波数補正値と
引き込み範囲Ｈの最小値Ｈmi nとのずれ量Δｈｂを検出
する。そして、引き込み範囲をＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と
広くして、引き込み範囲（Ｈ＋Δｈｂ）のキャリア再生
手段２７−１で引き込み動作を行ってキャリア再生を行
う構成とした。
は、第１の実施の形態の時のキャリア再生手段２７（引
き込み範囲Ｈ）の引き込み範囲より大きい値の周波数補
正値で周波数補正を行い、決定した最適周波数補正値と
引き込み範囲Ｈの最小値Ｈmi nとのずれ量Δｈｂを検出
する。そして、引き込み範囲をＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と
広くして、引き込み範囲（Ｈ＋Δｈｂ）のキャリア再生
手段２７−１で引き込み動作を行ってキャリア再生を行
う構成とした。
【００６７】このように、第２の実施の形態では、第１
の実施の形態と比べて周波数補正値を大きな値で更新し
ていくために、更新回数が減り、より短時間に復調を行
うことが可能になる。
の実施の形態と比べて周波数補正値を大きな値で更新し
ていくために、更新回数が減り、より短時間に復調を行
うことが可能になる。
【００６８】次に第３の実施の形態の復調装置について
説明する。図１６は第３の実施の形態の構成を示す図で
ある。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素
に対する説明は省略する。
説明する。図１６は第３の実施の形態の構成を示す図で
ある。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素
に対する説明は省略する。
【００６９】周波数補正値出力手段２２−２は、最適周
波数補正量が決定するまでは、キャリア再生手段２７の
引き込み範囲以上の幅で周波数補正値を更新する。そし
て、最適周波数補正値が決定した後は、同期検出信号
（ＳＹＮＣ信号）にもとづいて、引き込み範囲より小さ
い幅で周波数補正値を更新する。
波数補正量が決定するまでは、キャリア再生手段２７の
引き込み範囲以上の幅で周波数補正値を更新する。そし
て、最適周波数補正値が決定した後は、同期検出信号
（ＳＹＮＣ信号）にもとづいて、引き込み範囲より小さ
い幅で周波数補正値を更新する。
【００７０】図１７は第３の実施の形態の動作イメージ
を示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ
０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき周
波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
を示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ
０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき周
波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
【００７１】第３の実施の形態では、最初に、引き込み
範囲Ｈよりも大きい値の周波数補正値Δｆ大を順に更新
していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰ
ｃが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰｃの周波
数ｆｐｃが最適周波数補正値となる。
範囲Ｈよりも大きい値の周波数補正値Δｆ大を順に更新
していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰ
ｃが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰｃの周波
数ｆｐｃが最適周波数補正値となる。
【００７２】ところが、まだこの段階では最適周波数補
正値ｆｐｃは、引き込み範囲Ｈ内には入っていないた
め、キャリア再生手段２７は引き込めない。したがっ
て、本発明の第３の実施の形態では、最適周波数補正値
ｆｐｃを決定した後は、さらにポイントＰｃから引き込
み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値Δｆ小値で順に更新
していく。
正値ｆｐｃは、引き込み範囲Ｈ内には入っていないた
め、キャリア再生手段２７は引き込めない。したがっ
て、本発明の第３の実施の形態では、最適周波数補正値
ｆｐｃを決定した後は、さらにポイントＰｃから引き込
み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値Δｆ小値で順に更新
していく。
【００７３】そして、周波数補正値Δｆ小で更新してい
って、最初に引き込み範囲Ｈ内に入った周波数ｆ１を求
める。周波数ｆ１と周波数ｆ０とのずれΔｈｃは、キャ
リア再生手段２７の引き込み範囲Ｈ内にある。このた
め、キャリア再生手段２７が引き込むことができ、周波
数ずれの最終補正を行ってキャリア再生を行う。
って、最初に引き込み範囲Ｈ内に入った周波数ｆ１を求
める。周波数ｆ１と周波数ｆ０とのずれΔｈｃは、キャ
リア再生手段２７の引き込み範囲Ｈ内にある。このた
め、キャリア再生手段２７が引き込むことができ、周波
数ずれの最終補正を行ってキャリア再生を行う。
【００７４】なお、動作制御としては、Ｃ／Ｎの最大値
を検出して最適周波数補正値を見つけるまでは、第２の
実施の形態と同様である。そして、周波数補正値出力手
段２２−２が同期検出手段２８からのＳＹＮＣ信号の状
態を監視して、ＳＹＮＣ信号が“Ｌ”であれば、最適周
波数補正値でもまだ同期がとれていないと判断して、引
き込み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値を、ＳＹＮＣ信
号が“Ｈ”となるまで更新する。
を検出して最適周波数補正値を見つけるまでは、第２の
実施の形態と同様である。そして、周波数補正値出力手
段２２−２が同期検出手段２８からのＳＹＮＣ信号の状
態を監視して、ＳＹＮＣ信号が“Ｌ”であれば、最適周
波数補正値でもまだ同期がとれていないと判断して、引
き込み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値を、ＳＹＮＣ信
号が“Ｈ”となるまで更新する。
【００７５】以上説明したように、第３の実施の形態で
は、第２の実施の形態と同様に、引き込み範囲Ｈより大
きい周波数補正値で周波数補正して、最適周波数補正値
を決定する。そして、最適周波数補正値でも引き込めな
い場合には、同期検出手段２８のＳＹＮＣ信号の状態に
もとづいて、引き込み範囲よりも小さい周波数補正値を
更新してキャリア再生を行う構成とした。このように、
段階的に周波数補正値の値を小さくしていって更新して
いくために、従来と比べてより短時間に復調を行うこと
が可能になる。
は、第２の実施の形態と同様に、引き込み範囲Ｈより大
きい周波数補正値で周波数補正して、最適周波数補正値
を決定する。そして、最適周波数補正値でも引き込めな
い場合には、同期検出手段２８のＳＹＮＣ信号の状態に
もとづいて、引き込み範囲よりも小さい周波数補正値を
更新してキャリア再生を行う構成とした。このように、
段階的に周波数補正値の値を小さくしていって更新して
いくために、従来と比べてより短時間に復調を行うこと
が可能になる。
【００７６】次にＣ／Ｎ検出の切替え制御について説明
する。上記では、キャリアずれに依存しているシンボル
からＣ／Ｎを検出することで、キャリア再生に対する効
率のよい引き込み制御について説明してきた。
する。上記では、キャリアずれに依存しているシンボル
からＣ／Ｎを検出することで、キャリア再生に対する効
率のよい引き込み制御について説明してきた。
【００７７】一方、本発明の復調装置は、衛星放送受信
機などに適用される。衛星放送受信機では、電波を受信
するアンテナの向きをＣ／Ｎの大小で調整したりする
（例えば、テレビ画面のモニタ値を見ながら、ユーザが
アンテナの向きを調整する）。このような場合に必要な
Ｃ／Ｎは、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎである。し
たがって、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎ
と、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を
行うことが必要である。
機などに適用される。衛星放送受信機では、電波を受信
するアンテナの向きをＣ／Ｎの大小で調整したりする
（例えば、テレビ画面のモニタ値を見ながら、ユーザが
アンテナの向きを調整する）。このような場合に必要な
Ｃ／Ｎは、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎである。し
たがって、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎ
と、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を
行うことが必要である。
【００７８】図１８はＣ／Ｎ検出の切替え制御を示す構
成例である。なお、Ｃ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロック
のみを示し、図１と同じ構成要素には同符号を付けて構
成要素の説明は省略する。
成例である。なお、Ｃ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロック
のみを示し、図１と同じ構成要素には同符号を付けて構
成要素の説明は省略する。
【００７９】セレクタ２ａは、キャリア再生前にはタイ
ミング再生手段２４からの出力信号を選択し、キャリア
再生後にはキャリア再生手段２７の出力信号を選択し
て、選択した信号をＣ／Ｎ検出手段２５へ送信する。な
お、入力切替えはセレクト信号にもとづいて行う。
ミング再生手段２４からの出力信号を選択し、キャリア
再生後にはキャリア再生手段２７の出力信号を選択し
て、選択した信号をＣ／Ｎ検出手段２５へ送信する。な
お、入力切替えはセレクト信号にもとづいて行う。
【００８０】図１９はＣ／Ｎ検出の切替え制御を示す構
成例である。図はＣ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロック及
びキャリア再生手段２７−２の内部構成を示している。
図１、図４と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素
の説明は省略する。
成例である。図はＣ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロック及
びキャリア再生手段２７−２の内部構成を示している。
図１、図４と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素
の説明は省略する。
【００８１】Ｃ／Ｎ検出手段２５は、キャリア再生手段
２７−２の第１の出力に接続しており、同期検出手段２
８にはキャリア再生手段２７−２の第２の出力が接続し
ている。また、キャリア再生手段２７−２の内部には、
あらたにセレクタ２ｂが設置されている。セレクタ２ｂ
は、キャリア再生前には複素乗算器２７ａの入力信号を
選択してＣ／Ｎ検出手段２５に出力し、キャリア再生後
には複素乗算器２７ａの出力信号を選択してＣ／Ｎ検出
手段２５に出力する。なお、入力切替えはセレクト信号
にもとづいて行う。
２７−２の第１の出力に接続しており、同期検出手段２
８にはキャリア再生手段２７−２の第２の出力が接続し
ている。また、キャリア再生手段２７−２の内部には、
あらたにセレクタ２ｂが設置されている。セレクタ２ｂ
は、キャリア再生前には複素乗算器２７ａの入力信号を
選択してＣ／Ｎ検出手段２５に出力し、キャリア再生後
には複素乗算器２７ａの出力信号を選択してＣ／Ｎ検出
手段２５に出力する。なお、入力切替えはセレクト信号
にもとづいて行う。
【００８２】以上説明した図１８、図１９の構成によ
り、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎと、キ
ャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を効率よ
く行うことが可能になる。
り、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎと、キ
ャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を効率よ
く行うことが可能になる。
【００８３】次に本発明の復調装置を適用した放送シス
テム及び放送受信装置について説明する。図２０は放送
システムの概略構成を示す図である。放送システム１
は、放送送信装置１００、テレビ受像機５が接続する放
送受信装置２００、衛星３とから構成される。
テム及び放送受信装置について説明する。図２０は放送
システムの概略構成を示す図である。放送システム１
は、放送送信装置１００、テレビ受像機５が接続する放
送受信装置２００、衛星３とから構成される。
【００８４】放送送信装置１００に対し、変調手段１０
１は、送信すべき信号を変調して変調信号を生成する。
アップコンバータ１０２は、変調信号を無線信号に変換
する。送信手段１０３は、無線信号をアンテナ１００ａ
を通じて衛星３へ向けて送信する。
１は、送信すべき信号を変調して変調信号を生成する。
アップコンバータ１０２は、変調信号を無線信号に変換
する。送信手段１０３は、無線信号をアンテナ１００ａ
を通じて衛星３へ向けて送信する。
【００８５】放送受信装置２００に対し、受信手段２０
１は、衛星３から地上へ向けて送信された信号をアンテ
ナ２００ａを通じて受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplif
ier）で増幅する。ダウンコンバータ２０２は、増幅さ
れた受信信号の周波数変換（中間周波数帯への変換）を
行い、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で帯域制限して、
復調すべき信号を生成する。
１は、衛星３から地上へ向けて送信された信号をアンテ
ナ２００ａを通じて受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplif
ier）で増幅する。ダウンコンバータ２０２は、増幅さ
れた受信信号の周波数変換（中間周波数帯への変換）を
行い、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で帯域制限して、
復調すべき信号を生成する。
【００８６】復調装置２０３（上述した第１〜第３の実
施の形態の構成を有する）は、ダウンコンバータ２０２
から出力される、送信側で変調された信号の復調制御を
行う。その後は、デコーダ部（図示せず）でＭＰＥＧの
動画像再生処理等を行って、再生データを生成し、テレ
ビ受像機５へ送信する。また、テレビ受像機５は、再生
された信号を表示する。
施の形態の構成を有する）は、ダウンコンバータ２０２
から出力される、送信側で変調された信号の復調制御を
行う。その後は、デコーダ部（図示せず）でＭＰＥＧの
動画像再生処理等を行って、再生データを生成し、テレ
ビ受像機５へ送信する。また、テレビ受像機５は、再生
された信号を表示する。
【００８７】以上説明したように、本発明によれば、シ
ンボル周波数を超える大きなキャリア周波数ずれが存在
する場合でも迅速に復調を行うことが可能になる。ま
た、復調後のＣ／Ｎの出力が、キャリア周波数ずれの量
に依存しないように制御することが可能になる。
ンボル周波数を超える大きなキャリア周波数ずれが存在
する場合でも迅速に復調を行うことが可能になる。ま
た、復調後のＣ／Ｎの出力が、キャリア周波数ずれの量
に依存しないように制御することが可能になる。
【００８８】なお、上記の説明では、復調装置の適用例
として、衛星通信の受信装置に適用したが、衛星通信以
外の無線受信装置に幅広く適用することが可能である。
として、衛星通信の受信装置に適用したが、衛星通信以
外の無線受信装置に幅広く適用することが可能である。
【００８９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の復調装置
は、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出し
て、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波
数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正
及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に
補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、
復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい復調制
御を行うことが可能になる。
は、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出し
て、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波
数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正
及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に
補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、
復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい復調制
御を行うことが可能になる。
【００９０】また、本発明の放送システムは、放送受信
側で、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出し
て、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波
数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正
及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に
補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、
復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通
信を行うことが可能になる。
側で、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出し
て、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波
数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正
及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に
補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、
復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通
信を行うことが可能になる。
【００９１】さらに、本発明の放送受信装置は、タイミ
ング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが
最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値と
し、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミ
ング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキ
ャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかか
る時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行
うことが可能になる。
ング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが
最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値と
し、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミ
ング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキ
ャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかか
る時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行
うことが可能になる。
【図１】本発明の復調装置の原理図である。
【図２】復調装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】復調装置の動作を示すフローチャートである。
【図４】キャリア再生手段の構成を示す図である。
【図５】キャリアずれに依存しているタイミング再生手
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図６】キャリアずれに依存しているタイミング再生手
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図７】キャリアずれに依存しているタイミング再生手
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図８】キャリアずれに依存しているタイミング再生手
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図９】コンスタレーション上でのキャリアずれとＣ／
Ｎの関係を示す図である。
Ｎの関係を示す図である。
【図１０】Ｃ／Ｎ検出手段の構成例を示す図である。
【図１１】キャリアずれとＣ／Ｎ検出回路の出力との関
係のシミュレーション結果を示す図である。
係のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】第１の実施の形態の動作イメージを示す図で
ある。
ある。
【図１３】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図１４】第２の実施の形態のキャリア再生手段の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図１５】第２の実施の形態の動作イメージを示す図で
ある。
ある。
【図１６】第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図１７】第３の実施の形態の動作イメージを示す図で
ある。
ある。
【図１８】Ｃ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例であ
る。
る。
【図１９】Ｃ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例であ
る。
る。
【図２０】放送システムの概略構成を示す図である。
【図２１】従来のＰＳＫ復調機の概略構成を示す図であ
る。
る。
２０ 復調装置 ２１ デジタル信号生成手段 ２２ 周波数補正値出力手段 ２３ 周波数補正手段 ２４ タイミング再生手段 ２５ Ｃ／Ｎ検出手段 ２６ 最適周波数補正値決定手段 ２７ キャリア再生手段 ２８ 同期検出手段 ２１０ａ ローカルオシレータ ２１０ｂ π／２移相器 ２１１ａ、２１１ｂ 乗算器 ２１２ａ、２１２ｂ ＬＰＦ ２１３ａ、２１３ｂ Ａ／Ｄ変換器 Δｆ 周波数補正値 ΔｆMAX 最適周波数補正値
Claims (9)
- 【請求項１】 変調信号の復調を行う復調装置におい
て、 変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変
換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデ
ジタル信号生成手段と、 シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を
出力する周波数補正値出力手段と、 前記周波数補正値にもとづいて、前記デジタル信号に周
波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する周波
数補正手段と、 前記周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、
タイミング再生を行うタイミング再生手段と、 前記タイミング再生手段によって得られたシンボルから
Ｃ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出手段と、 前記Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波
数補正値とする最適周波数補正値決定手段と、 前記最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング
再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリ
ア再生を行うキャリア再生手段と、 キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニー
クワードを検出する同期検出手段と、 を有することを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 前記Ｃ／Ｎ検出手段は、キャリア引き込
み制御を行う場合には、前記周波数ずれに依存している
シンボルからＣ／Ｎを検出し、キャリア引き込み後は、
前記周波数ずれに依存しないシンボルからＣ／Ｎを検出
することを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 前記Ｃ／Ｎ検出手段は、シンボルの振幅
方向のばらつきをもとに前記Ｃ／Ｎを検出することを特
徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項４】 前記周波数補正値出力手段は、前記キャ
リア再生手段の引き込み範囲より小さい周波数に相当す
る値で周波数補正値を更新することを特徴とする請求項
１記載の復調装置。 - 【請求項５】 前記周波数補正値出力手段は、前記キャ
リア再生手段の引き込み範囲より大きい周波数に相当す
る値で周波数補正値を更新することを特徴とする請求項
１記載の復調装置。 - 【請求項６】 引き込み範囲以上の前記周波数補正値に
より決定した最適周波数補正値により周波数補正及びタ
イミング再生された信号と、前記キャリア再生手段の引
き込み範囲とのずれを検出する、ずれ検出手段をさらに
有することを特徴とする請求項５記載の復調装置。 - 【請求項７】 前記周波数補正値出力手段は、前記最適
周波数補正値が決定するまでは、前記キャリア再生手段
の引き込み範囲以上の周波数補正値を出力し、前記最適
周波数補正値が決定した後は、同期検出信号にもとづい
て、前記引き込み範囲より小さい周波数補正値を出力す
ることを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項８】 デジタル衛星放送の通信を行う放送シス
テムにおいて、 送信すべき信号を変調して変調信号を生成する変調手段
と、前記変調信号を無線信号に変換するアップコンバー
タと、前記無線信号をアンテナを通じて衛星へ向けて送
信する送信手段と、から構成される放送送信装置と、 前記衛星から地上へ向けて送信された信号を受信する受
信手段と、受信信号の周波数変換を行って、復調すべき
信号を生成するダウンコンバータと、前記ダウンコンバ
ータから出力される、送信側で変調された信号の同期検
波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応した
デジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、シン
ボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力
する周波数補正値出力手段と、前記周波数補正値にもと
づいて、前記デジタル信号に周波数オフセットを与えて
周波数補正信号を生成する周波数補正手段と、前記周波
数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミン
グ再生を行うタイミング再生手段と、前記タイミング再
生手段によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出する
Ｃ／Ｎ検出手段と、前記Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波
数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決
定手段と、前記最適周波数補正値により周波数補正及び
タイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正
してキャリア再生を行うキャリア再生手段と、キャリア
再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワード
を検出する同期検出手段と、から構成される放送受信装
置と、を有することを特徴とする放送システム。 - 【請求項９】 デジタル衛星放送で、変調された信号を
復調する放送受信装置において、 衛星から地上へ向けて送信された信号を受信する受信手
段と、 受信信号の周波数変換を行って、復調すべき信号を生成
するダウンコンバータと、 前記ダウンコンバータから出力される、送信側で変調さ
れた信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、
位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号
生成手段と、 シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を
出力する周波数補正値出力手段と、 前記周波数補正値にもとづいて、前記デジタル信号に周
波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する周波
数補正手段と、 前記周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、
タイミング再生を行うタイミング再生手段と、 前記タイミング再生手段によって得られたシンボルから
Ｃ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出手段と、 前記Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波
数補正値とする最適周波数補正値決定手段と、 前記最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング
再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリ
ア再生を行うキャリア再生手段と、 キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニー
クワードを検出する同期検出手段と、 を有することを特徴とする放送受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000355106A JP4484355B2 (ja) | 2000-11-22 | 2000-11-22 | 復調装置、放送システム及び放送受信装置 |
| US09/907,002 US6868131B2 (en) | 2000-11-22 | 2001-07-17 | Demodulation apparatus, broadcasting system and broadcast receiving apparatus |
| EP01306771.5A EP1209872B1 (en) | 2000-11-22 | 2001-08-08 | Frequency control in a PSK receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000355106A JP4484355B2 (ja) | 2000-11-22 | 2000-11-22 | 復調装置、放送システム及び放送受信装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002158724A true JP2002158724A (ja) | 2002-05-31 |
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ID=18827582
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000355106A Expired - Fee Related JP4484355B2 (ja) | 2000-11-22 | 2000-11-22 | 復調装置、放送システム及び放送受信装置 |
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|---|---|
| US (1) | US6868131B2 (ja) |
| EP (1) | EP1209872B1 (ja) |
| JP (1) | JP4484355B2 (ja) |
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