JP2000236363A - フレーム同期信号検出装置及びそれを用いたキャリア再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】この発明は、キャリア周波数にオフセットが生
じていても、フレーム同期信号を正確に検出することが
できるフレーム同期信号検出装置を提供することを目的
としている。 【解決手段】位相変調が施された入力信号を復調してな
る復調信号Ｉ１，Ｑ１のシンボル間差分を、それぞれが
相互に異なるスレッショルドで多値化する複数の多値化
手段３１ａ〜３１ｅと、この多値化された各信号と予め
設定されたフレーム同期信号のシンボル間差を示す信号
ΔＵＷとの相関をそれぞれカウントする複数の相関手段
３１ｆ〜３１ｈと、この各カウント値のうちのいずれか
が予め設定された基準値αを実質的に超えたことを検出
する検出手段３１ｉ〜３１ｌとを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばＢＳ（Br
oadcasting Satellite）デジタル放送受信機等に使用し
て好適するフレーム同期信号検出装置及びそれを用いた
キャリア再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、ＢＳデジタル放送波信号
は、位相変調が施されている。このフレーム構成は、図
１１に示すように、フレーム単位で、一定周期かつ規定
のビット数でＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）
変調されたフレーム同期信号と、８ＰＳＫ、ＱＰＳＫ
（Quadrature Phase Shift Keying）及びＢＰＳＫのい
ずれかの方式で変調された主信号とからなる。

【０００３】そして、ＢＳデジタル放送受信機では、受
信信号からフレーム同期信号を検出して、全体の同期を
確立するようにしている。ＢＳデジタル放送受信機がフ
レーム同期信号を復調する際には、図１２（ａ）に示す
ように、ＢＰＳＫ変調波のシンボル間差分を検出（遅延
検波）し、既知である同期信号との比較を行なった上で
同期判定をしている。

【０００４】例えば、正規のフレーム同期信号が「１０
１１１００１０１０……」であったとすると、そのシン
ボル間差分は「１１００１０１１１１……」なる固定パ
ターンとなる。このため、受信機では、受信信号を遅延
検波した信号が、この固定パターンに一致したときに、
フレーム同期信号とみなすようにしており、その２値化
の際のスレッショルドは、図１２（ｂ）のＱ′軸にな
る。

【０００５】また、ＢＳデジタル放送では、伝送に直交
変調を採用しているため、受信機側で、復調用のキャリ
アを迅速に再生することが重要となる。特に、システム
の初期状態においては、主信号が、８ＰＳＫ、ＱＰＳＫ
及びＢＰＳＫのいずれの変調方式で送られているか不明
であるため、主信号を用いて正確な復調用キャリアを再
生することはできない。このため、復調用キャリアの再
生を行なう場合にも、必ず定められた位置に一定の変調
方式で変調されたフレーム同期信号の存在するＢＰＳＫ
シンボル期間を使用することになる。

【０００６】ところで、本来、ＢＰＳＫ変調されたシン
ボルは、図１３（ａ）に〇印で示すように、Ｉ軸上の０
°及び１８０°のいずれかに位置している。しかしなが
ら、図１３（ｂ）に示すように、キャリア周波数がオフ
セットした周波数離調時で、さらには受信Ｃ／Ｎ（Carr
ier to Noise ratio）が非常に低い場合には、ＢＰＳＫ
変調されたシンボルの位置は、０（または１８０）°、
０（または１８０）°±α、０（または１８０）°±２
α、……というように時間的に変化をしてしまい、その
オフセット量とノイズ量とによっては、図１３（ｃ）に
斜線で示すように、遅延検波した信号がＱ′軸のスレッ
ショルドを超えてしまい、正しくフレーム同期信号を復
調することができなくなるという問題が生じている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、ＢＳデ
ジタル放送受信機等に用いるために従来より考えられて
いるフレーム同期信号検出装置では、キャリア周波数が
オフセットすると、そのオフセット量とノイズ量とによ
っては、フレーム同期信号を正確に検出することができ
なくなるという問題を有している。

【０００８】そこで、この発明は上記事情を考慮してな
されたもので、キャリア周波数にオフセットが生じてい
ても、フレーム同期信号を正確に検出することができる
極めて良好なフレーム同期信号検出装置を提供すること
を目的とする。

【０００９】また、この発明は、キャリア周波数にオフ
セットが生じていても、フレーム同期信号を正確に検出
して復調用キャリアを迅速に得ることができ、受信機に
おける同期引き込みを高速化し得る極めて良好なキャリ
ア再生装置を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明に係るフレーム
同期信号検出装置及び方法は、位相変調が施された入力
信号を復調し、該復調信号からフレーム同期信号を検出
するものを対象としている。

【００１１】そして、復調信号のシンボル間差分を相互
に異なる複数のスレッショルドでそれぞれ多値化し、こ
の多値化された各信号と予め設定されたフレーム同期信
号のシンボル間差を示す信号との相関をそれぞれカウン
トし、この各カウント値と予め設定された基準値とを比
較して各カウント値のうちのいずれかが基準値を実質的
に超えたことを検出するようにしたものである。

【００１２】上記のような構成及び方法によれば、復調
信号のシンボル間差分を相互に異なる複数のスレッショ
ルドでそれぞれ多値化し、この多値化された各信号と予
め設定されたフレーム同期信号のシンボル間差を示す信
号との相関をそれぞれカウントし、この各カウント値の
うちのいずれかが予め設定された基準値を実質的に超え
たフレーム同期信号を検出するようにしたので、キャリ
ア周波数にオフセットが生じていても、フレーム同期信
号を正確に検出することができる。

【００１３】また、この発明に係るキャリア再生装置
は、位相変調が施された入力信号を、相互に直交する位
相を有するキャリアで復調し、該復調信号からフレーム
同期信号を検出するもので、キャリアの入力信号に対す
る位相誤差を検出し、その検出結果に基づいてキャリア
の位相を制御するものを対象としている。

【００１４】そして、復調信号のシンボル間差分をそれ
ぞれが相互に異なるスレッショルドで多値化する複数の
多値化手段と、この複数の多値化手段で多値化された各
信号と予め設定されたフレーム同期信号のシンボル間差
を示す信号との相関をそれぞれカウントする複数の相関
手段と、この複数の相関手段の中でカウント値が最大値
になったものに対応して設定された所定のオフセットデ
ータを、キャリアの入力信号に対する位相誤差検出結果
に付加する制御手段とを備えるようにしたものである。

【００１５】上記のような構成によれば、フレーム同期
信号を検出する際に、どの相関手段の出力カウント値が
最大になったかによって、対応するオフセットデータ
を、キャリアの入力信号に対する位相誤差検出結果に付
加するようにしたので、キャリア周波数にオフセットが
生じていても、フレーム同期信号を正確に検出して復調
用キャリアを迅速に得ることができ、受信機における同
期引き込みを高速化することができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照して詳細に説明する。図１は、この実
施の形態で説明するＢＳデジタル放送受信機の構成を示
している。すなわち、入力端子１１に供給されたＢＳデ
ジタル放送波信号は、同期検波回路１２，１３にそれぞ
れ入力される。

【００１７】このうち、同期検波回路１２には、局部発
振器１４から出力される局部発振信号が、そのまま復調
用キャリアとして供給されている。また、同期検波回路
１３には、局部発振器１４から出力された局部発振信号
を、９０°移相器１５で９０°移送した信号が、復調用
キャリアとして供給されている。

【００１８】これら同期検波回路１２，１３の各検波出
力は、それぞれ、ＬＰＦ（Low PassFilter）１６，１７
を介して同期検波信号Ｉ，Ｑとなり、Ａ／Ｄ（Analogue
／Digital）変換器１８，１９でデジタルデータに変換
された後、複素乗算器２０に供給される。

【００１９】この複素乗算器２０には、後述する分解器
２１から出力される相互に９０°位相差を有する２つの
発振信号が、キャリア誤差修正用の復調キャリアとして
供給されている。このため、複素乗算器２０からは、デ
ジタル化された同期検波信号Ｉ，Ｑが、正確に位相復調
されて出力されている。

【００２０】この複素乗算器２０から出力された同期検
波信号Ｉ，Ｑは、それぞれ、ロールオフ特性を有する伝
送マッチングフィルタ２２，２３に供給されて波形整形
された後、出力端子２４，２５を介して取り出されると
ともに、同期検波信号Ｉ１，Ｑ１として位相角算出回路
２６に供給されている。

【００２１】この位相角算出回路２６は、伝送マッチン
グフィルタ２２，２３から出力される同期検波信号Ｉ
１，Ｑ１が、それぞれcosθ及びsinθなる電力成分を有
していることを利用して、逆正接関数つまりtan^-1の演
算を行なって位相角θを得ている。

【００２２】すなわち、入力端子１１に供給されたＢＳ
デジタル放送波信号の位相角をθとし、局部発振器１４
から出力される局部発振信号の位相が、入力信号の絶対
位相に一致していれば、位相角算出回路２６からは、入
力信号と同じ位相角θ′を得ることができる。

【００２３】しかしながら、受信機の初期状態において
は、局部発振器１４から出力される局部発振信号の位相
は、入力信号の絶対位相に一致していないので、位相角
算出回路２６から出力された位相角θ′をキャリア誤差
検出回路２７に供給することにより、局部発振信号の位
相と入力信号の絶対位相との誤差に対応する誤差信号を
生成する。

【００２４】そして、この誤差信号を、ループフィルタ
２８、加算器２９及びデジタル発振器３０を介して前記
分解器２１に供給し、局部発振信号の位相と入力信号の
絶対位相とが一致するように、つまり、位相角算出回路
２６から出力される位相角θ′が入力信号の位相角θに
一致するように、デジタル発振器３０の発振周波数が制
御される。

【００２５】ここで、上記位相角算出回路２６から出力
される位相角θ′は、ＵＷ（UniqueWord）検出器３１に
供給される。このＵＷ検出器３１は、フレーム同期信号
の位置を検出する機能を有するもので、図２にその詳細
を示している。すなわち、位相角算出回路２６から出力
された位相角θ′は、減算器３１ａにより、Ｄ（Dela
y）タイプのフリップフロップ３１ｂにて１クロック分
遅延された位相角θ″との差分Φの算出に供される。

【００２６】そして、この差分Φは、３種類の２値化回
路３１ｃ，３１ｄ，３１ｅにそれぞれ供給されて「０」
と「１」との判定が行なわれ、遅延検波が行なわれる。
この場合、２値化回路３１ｃは、先に図１３（ａ）で示
したように、正規のシンボル位置に対して±９０°のＱ
軸をスレッショルドとして入力信号を遅延検波し、２値
化回路３１ｄ，３１ｅは、それぞれ、図３（ａ），
（ｂ）に示すように、図１３（ａ）で示したＱ軸に対し
て、正側及び負側に一定のオフセット角を与えたＱ″軸
をスレッショルドとして入力信号を遅延検波する。

【００２７】これら２値化回路３１ｃ，３１ｄ，３１ｅ
の各出力は、それぞれ、相関器３１ｆ，３１ｇ，３１ｈ
に供給される。これらの相関器３１ｆ，３１ｇ，３１ｈ
は、それぞれ、２値化回路３１ｃ，３１ｄ，３１ｅの出
力と、ΔＵＷ（既知のフレーム同期信号と、そのフレー
ム同期信号を１クロック遅延した信号との排他的論理和
演算を行なった出力）とをパターン比較し、一致した回
数をカウントした数値Ａ１，Ａ２，Ａ３を出力してい
る。

【００２８】このため、例えば、受信したＢＳデジタル
放送波信号のキャリア周波数に正の周波数離調成分が存
在し、かつ受信Ｃ／Ｎが低いときには、図３（ａ）に示
すスレッショルドを有する２値化回路３１ｄの出力がノ
イズマージンに最も余裕があるので、相関器３１ｇの出
力数値Ａ２が最大となる。

【００２９】逆に、受信したＢＳデジタル放送波信号の
キャリア周波数に負の周波数離調成分が存在し、かつ受
信Ｃ／Ｎが低いときには、図３（ｂ）に示すスレッショ
ルドを有する２値化回路３１ｅの出力がノイズマージン
に最も余裕があるので、相関器３１ｈの出力数値Ａ３が
最大となる。

【００３０】そして、これら相関器３１ｆ，３１ｇ，３
１ｈの各出力は、それぞれ、比較器３１ｉ，３１ｊ，３
１ｋに供給されて、予め設定された基準値αと大小比較
される。これら比較器３１ｉ，３１ｊ，３１ｋは、それ
ぞれ、入力された数値Ａ１，Ａ２，Ａ３が基準値αを超
えたとき、Ｈ（High）レベルの信号を出力する。

【００３１】これら比較器３１ｉ，３１ｊ，３１ｋの各
出力は、オア回路３１ｌに供給される。すなわち、オア
回路３１ｌの出力がＨレベルになることにより、フレー
ム同期信号が検出されたことになる。

【００３２】次に、上記ＵＷ検出器３１の出力は、ＡＦ
Ｃ（Automatic Frequency Control）オフセット算出回
路３２に供給される。このＡＦＣオフセット検出回路３
２は、図４に示すように、ＵＷ検出器３１の相関器３１
ｆ，３１ｇ，３１ｈの出力数値Ａ１，Ａ２，Ａ３を、多
数決判定器３２ａの３つの入力端Ａ，Ｂ，Ｃに入力して
いる。

【００３３】この多数決判定器３２ａは、入力された数
値Ａ１，Ａ２，Ａ３の中から最大の値を選択し、その選
択された値が供給されている入力端Ａ，Ｂ，Ｃを示す信
号を２ビットＹ０，Ｙ１にコード化して、オフセット決
定器３２ｂに出力している。このオフセット決定器３２
ｂは、入力されたコードに応じたＡＦＣのオフセットデ
ータを、前記加算器２９に出力している。

【００３４】上記した実施の形態によれば、まず、正規
のシンボル位置に対して±９０°のＱ軸をスレッショル
ドとする２値化回路３１ｃの外に、そのＱ軸に対して正
側及び負側に一定のオフセットを与えたＱ″軸をスレッ
ショルドとする２値化回路３１ｄ，３１ｅを設け、各２
値化回路３１ｃ，３１ｄ，３１ｅの出力と規定のΔＵＷ
とのパターンの一致回数が基準値αを超えたときフレー
ム同期信号を検出するようにしたので、キャリア周波数
にオフセットが生じていても、フレーム同期信号を正確
に検出することができるようになる。

【００３５】また、上記のようにフレーム同期信号を検
出する際に、どの２値化回路３１ｃ，３１ｄ，３１ｅの
出力が、ΔＵＷとのパターンの一致回数が基準値αを超
えたかによって、デジタル発振器３０の発振周波数を制
御する信号に、対応するＡＦＣのオフセットを与えるよ
うにしたので、キャリア周波数にオフセットが生じてい
ても、復調用キャリアを迅速に得ることができ、受信機
におけるキャリア再生を高速化することができる。

【００３６】次に、図５は、この発明の他の実施の形態
を示している。図５において、図１と同一部分には同一
符号を付して示し、その説明は省略している。すなわ
ち、伝送マッチングフィルタ２２，２３から出力された
同期検波信号Ｉ１，Ｑ１は、Ｃ／Ｎ検出器３３に供給さ
れている。

【００３７】このＣ／Ｎ検出器３３は、受信Ｃ／Ｎの状
態が所定の基準値以下であるときＬ（Low）レベル、基
準値を超えているときＨレベルのオフセット選択信号を
出力するもので、その動作の概念を、図６を参照して説
明する。図６は、受信された直交変調波の非同期状態の
コンスタレーションを示している。

【００３８】すなわち、一定のＣ／Ｎの元では、非同期
状態においても、受信キャリア電力Ｒとノイズ電力ｒと
の比例関係が一定であることは明らかであるから、受信
Ｃ／Ｎを換算するには、 （Ｃ／Ｎ）＝（ｒ／Ｒ） を計算してやれば良いことがわかる。さらに、その計算
結果に対して、適当なスレッショルドＫを設定し、 （ｒ／Ｒ）＜Ｋ なる関係が成立した、つまり、設定Ｃ／Ｎよりも高Ｃ／
Ｎ状態であると判定された場合、Ｃ／Ｎ検出器３３は、
Ｈレベルのオフセット選択信号を出力する。

【００３９】一方、前記位相角算出回路２６から出力さ
れる位相角θ′は、もう１つのＵＷ検出器３４に供給さ
れる。このＵＷ検出器３４は、図７に示すように、位相
角算出回路２６から出力された位相角θ′から、減算器
３４ａにより、Ｄタイプのフリップフロップ３４ｂにて
１クロック分遅延された位相角θ″との差分Φを算出し
ている。

【００４０】そして、この差分Φは、複数種類の２値化
回路３４ｃ１，３４ｃ２，３４ｃ３，３４ｃ４，３４ｃ
５，……にそれぞれ供給されて遅延検波され、「０」と
「１」との判定が行なわれる。この場合、２値化回路３
４１は、図８（ａ）に点線で示すように、正規のシンボ
ル位置に対して±９０°以内の判定角度βに設定された
スレッショルドで入力信号を遅延検波する。

【００４１】また、２値化回路３４ｃ２は、図８（ｂ）
に点線で示すように、上記βに対して、正側に一定のオ
フセット角θを与えた判定角度±β＋θをスレッショル
ドとして入力信号を遅延検波する。さらに、２値化回路
３４ｃ３は、図８（ｃ）に点線で示すように、上記βに
対して、負側に一定のオフセット角θを与えた判定角度
±β−θをスレッショルドとして入力信号を遅延検波す
る。

【００４２】一方、２値化回路３４ｃ４は、図８（ｄ）
に点線で示すように、上記βに対して、正側に一定のオ
フセット角、この例では２θを与えた判定角度±β＋２
θをスレッショルドとして入力信号を遅延検波する。ま
た、２値化回路３４ｃ５は、図８（ｅ）に点線で示すよ
うに、上記βに対して、負側に一定のオフセット角、こ
の例では２θを与えた判定角度±β−２θをスレッショ
ルドとして入力信号を遅延検波する。なお、このオフセ
ット角及びスレッショルドに用いた２θは、必ずしもθ
の２倍である必要はなく、θと異なる所定の値であれば
良い。

【００４３】これら２値化回路３４ｃ１，３４ｃ２，３
４ｃ３，３４ｃ４，３４ｃ５，……の各出力は、それぞ
れ、相関器３４ｄ１，３４ｄ２，３４ｄ３，３４ｄ４，
３４ｄ５，……に供給される。これら相関器３４ｄ１，
３４ｄ２，３４ｄ３，３４ｄ４，３４ｄ５，……は、そ
れぞれ、２値化回路３４ｃ１，３４ｃ２，３４ｃ３，３
４ｃ４，３４ｃ５，……の出力と、前記したΔＵＷとを
パターン比較し、一致した回数をカウントした数値Ａ
１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，……を出力している。

【００４４】このため、例えば、受信したＢＳデジタル
放送波信号のキャリア周波数に正の周波数離調成分が多
く存在するほど、数値Ａ２，Ａ４，……が順次最大とな
る。逆に、受信したＢＳデジタル放送波信号のキャリア
周波数に負の周波数離調成分が多く存在するほど、数値
Ａ３，Ａ５，……が順次最大となる。

【００４５】そして、これら相関器３４ｄ１，３４ｄ
２，３４ｄ３，３４ｄ４，３４ｄ５，……の各出力は、
それぞれ、比較器３４ｅ１，３４ｅ２，３４ｅ３，３４
ｅ４，３４ｅ５，……に供給されて、予め設定された基
準値αと大小比較される。これら比較器３４ｅ１，３４
ｅ２，３４ｅ３，３４ｅ４，３４ｅ５，……は、それぞ
れ、入力された数値Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，…
…が基準値αを超えたとき、Ｈレベルの信号を出力す
る。

【００４６】これら比較器３４ｅ１，３４ｅ２，３４ｅ
３，３４ｅ４，３４ｅ５，……の各出力は、オア回路３
４ｆに供給される。すなわち、オア回路３４ｆの出力が
Ｈレベルになることにより、フレーム同期信号が検出さ
れたことになる。

【００４７】次に、再び、図５において、上記ＵＷ検出
器３４の出力は、ＡＦＣオフセット算出回路３５に供給
される。このＡＦＣオフセット検出回路３５は、図９に
示すように、ＵＷ検出器３４の相関器３４ｄ１，３４ｄ
２，３４ｄ３，３４ｄ４，３４ｄ５，……の出力数値Ａ
１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，……を、多数決判定器３
５ａの複数の入力端Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，……に入力し
ている。

【００４８】この多数決判定器３５ａは、入力された数
値Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，……の中から最大の
値を選択し、その選択された値が供給されている入力端
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，……を示す信号をｎビットＹ０，
Ｙ１，Ｙ２，……，Ｙｎ−１にコード化して、オフセッ
ト決定器３５ｂに出力している。このオフセット決定器
３５ｂは、入力されたコードに応じたＡＦＣのオフセッ
トデータを出力している。

【００４９】ここで、前記ＡＦＣオフセット算出回路３
２，３５から出力される各オフセットデータは、セレク
タ３６に供給されている。このセレクタ３６は、前記Ｃ
／Ｎ検出器３３から出力されるオフセット選択信号がＬ
レベルのとき、ＡＦＣオフセット算出回路３２から出力
されるオフセットデータを加算器２９に導くように切り
替えられる。また、オフセット選択信号がＨレベルのと
き、ＡＦＣオフセット算出回路３５から出力されるオフ
セットデータを加算器２９に導くように切り替えられ
る。

【００５０】上記した他の実施の形態によれば、まず、
それぞれ少しづつスレッショルドの異なる複数の２値化
回路３４ｃ１，３４ｃ２，３４ｃ３，３４ｃ４，３４ｃ
５，……を設けておき、各２値化回路３４ｃ１，３４ｃ
２，３４ｃ３，３４ｃ４，３４ｃ５，……の出力と規定
のΔＵＷとのパターンの一致回数が基準値αを超えたと
きフレーム同期信号を検出するようにしたので、キャリ
ア周波数にオフセットが生じていても、高精度でフレー
ム同期信号を検出することが可能になる。

【００５１】また、低Ｃ／Ｎ時、つまり、Ｃ／Ｎ検出器
３３から出力されるオフセット選択信号がＬレベルのと
きには、ＵＷ検出器３１及びＡＦＣオフセット算出回路
３２の出力を使用して広範囲の周波数離調に対応し、高
Ｃ／Ｎ時、つまり、Ｃ／Ｎ検出器３３から出力されるオ
フセット選択信号がＨレベルのときには、ＵＷ検出器３
４及びＡＦＣオフセット算出回路３５の出力を使用して
高速に周波数離調に対応することができるので、キャリ
ア周波数にオフセットが生じていても、フレーム同期信
号を正確に検出して復調用キャリアを迅速に得ることが
でき、受信機における同期引き込みを高速化することが
できる。

【００５２】なお、上記した各実施の形態では、位相角
算出回路２６から出力された位相角θ′と、その１クロ
ック分遅延された位相角θ″との差分Φを、２値化回路
３１ｃ，３１ｄ，３１ｅ及び３４ｃ１，３４ｃ２，３４
ｃ３，３４ｃ４，３４ｃ５，……でそれぞれ２値化する
ようにしたが、これは、２値化に限らず、ｎ（２以上の
整数）値化（多値化）するようにしても良いものであ
る。

【００５３】次に、図１０は、図１に示した実施の形態
の変形例を示している。すなわち、入力端子１１に供給
されたＢＳデジタル放送波信号を、Ａ／Ｄ変換器３７で
デジタルデータに変換した後、乗算器２０ａによりデジ
タル発振器３０の出力のcos成分を乗算して同期検波信
号Iを得るとともに、乗算器２０ｂによりデジタル発振
器３０の出力のsin成分を乗算して同期検波信号Ｑを得
る。このような入力信号処理を行なう場合にも、この発
明を適用することができる。また、この入力信号処理
は、図５に示した実施の形態にも適用することができ
る。

【００５４】なお、この発明は上記した各実施の形態に
限定されるものではなく、この外その要旨を逸脱しない
範囲で種々変形して実施することができる。

【００５５】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
キャリア周波数にオフセットが生じていても、フレーム
同期信号を正確に検出することができる極めて良好なフ
レーム同期信号検出装置を提供することができる。

【００５６】また、この発明によれば、キャリア周波数
にオフセットが生じていても、フレーム同期信号を正確
に検出して復調用キャリアを迅速に得ることができ、受
信機における同期引き込みを高速化し得る極めて良好な
キャリア再生装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態を示すブロック構成図。

【図２】同実施の形態におけるＵＷ検出器の詳細を示す
ブロック構成図。

【図３】同ＵＷ検出器に使用される各２値化回路のスレ
ッショルドを説明するために示す図。

【図４】同実施の形態におけるＡＦＣオフセット算出回
路の詳細を示すブロック構成図。

【図５】この発明の他の実施の形態を示すブロック構成
図。

【図６】同他の実施の形態におけるＣ／Ｎ検出器の動作
概念を説明するために示す図。

【図７】同他の実施の形態におけるＵＷ検出器の詳細を
示すブロック構成図。

【図８】同ＵＷ検出器に使用される各２値化回路のスレ
ッショルドを説明するために示す図。

【図９】同他の実施の形態におけるＡＦＣオフセット算
出回路の詳細を示すブロック構成図。

【図１０】図１に示した実施の形態の変形例を示すブロ
ック構成図。

【図１１】ＢＳデジタル放送信号におけるフレーム構成
を説明するために示す図。

【図１２】ＢＳデジタル放送受信機の遅延検波を説明す
るために示す図。

【図１３】従来より考えられているフレーム同期信号検
出手段の問題点を説明するために示す図。

【符号の説明】

２０…複素乗算器、２１…分解器、２６…位相角算出回
路、２７…キャリア誤差検出回路、２８…ループフィル
タ、２９…加算器、３０…デジタル発振器、３１…ＵＷ
検出器、３２…ＡＦＣオフセット算出回路、３３…Ｃ／
Ｎ検出器、３４…ＵＷ検出器、３５…ＡＦＣオフセット
算出回路、３６…セレクタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西川 正樹 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株 式会社東芝マルチメディア技術研究所内 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA07 FB01 FG02 FG04 FK16 5K047 AA02 AA13 CC08 EE02 HH01 HH15 MM13 MM31 MM56 MM60

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 位相変調が施された入力信号を復調し、
   該復調信号からフレーム同期信号を検出するフレーム同
   期信号検出装置において、 前記復調信号のシンボル間差分を、それぞれが相互に異
   なるスレッショルドで多値化する複数の多値化手段と、 この複数の多値化手段で多値化された各信号と、予め設
   定された前記フレーム同期信号のシンボル間差を示す信
   号との相関をそれぞれカウントする複数の相関手段と、 この複数の相関手段から得られた各カウント値と、予め
   設定された基準値とを比較し、前記各カウント値のうち
   のいずれかが前記基準値を実質的に超えたことを検出す
   る検出手段とを具備してなることを特徴とするフレーム
   同期信号検出装置。
2. 【請求項２】 前記複数の多値化手段は、前記フレーム
   同期信号がＢＰＳＫ変調されている場合、少なくともス
   レッショルド範囲として、正規のシンボル位置に対して
   ±９０°、±９０°＋（一定のオフセット角）、±９０
   °−（一定のオフセット角）の３種類を備えたものでな
   ることを特徴とする請求項１記載のフレーム同期信号検
   出装置。
3. 【請求項３】 位相変調が施された入力信号を復調し、
   該復調信号からフレーム同期信号を検出するフレーム同
   期信号検出方法において、 前記復調信号のシンボル間差分を、相互に異なる複数の
   スレッショルドでそれぞれ多値化する第１の工程と、 この第１の工程で多値化された各信号と、予め設定され
   た前記フレーム同期信号のシンボル間差を示す信号との
   相関をそれぞれカウントする第２の工程と、 この第２の工程で得られた各カウント値と予め設定され
   た基準値とを比較し、前記各カウント値のうちのいずれ
   かが前記基準値を実質的に超えたことを検出する第３の
   工程とを具備してなることを特徴とするフレーム同期信
   号検出方法。
4. 【請求項４】 位相変調が施された入力信号を、相互に
   直交する位相を有するキャリアで復調し、該復調信号か
   らフレーム同期信号を検出するもので、前記キャリアの
   前記入力信号に対する位相誤差を検出し、その検出結果
   に基づいて前記キャリアの位相を制御するキャリア再生
   装置において、 前記復調信号のシンボル間差分を、それぞれが相互に異
   なるスレッショルドで多値化する複数の多値化手段と、 この複数の多値化手段で多値化された各信号と、予め設
   定された前記フレーム同期信号のシンボル間差を示す信
   号との相関をそれぞれカウントする複数の相関手段と、 この複数の相関手段の中でカウント値が最大値になった
   ものに対応して設定された所定のオフセットデータを、
   前記キャリアの前記入力信号に対する位相誤差検出結果
   に付加する制御手段とを具備してなることを特徴とする
   キャリア再生装置。
5. 【請求項５】 前記複数の多値化手段は、前記フレーム
   同期信号がＢＰＳＫ変調されている場合、少なくともス
   レッショルド範囲として、正規のシンボル位置に対して
   ±９０°、±９０°＋（一定のオフセット角）、±９０
   °−（一定のオフセット角）の３種類を備えたものでな
   ることを特徴とする請求項４記載のキャリア再生装置。
6. 【請求項６】 位相変調が施された入力信号を、相互に
   直交する位相を有するキャリアで復調し、該復調信号か
   らフレーム同期信号を検出するもので、前記キャリアの
   前記入力信号に対する位相誤差を検出し、その検出結果
   に基づいて前記キャリアの位相を制御するキャリア再生
   装置において、 前記フレーム同期信号がＢＰＳＫ変調されている場合、
   前記復調信号のシンボル間差分を、少なくとも、正規の
   シンボル位置に対して±９０°、±９０°＋（一定のオ
   フセット角）、±９０°−（一定のオフセット角）の３
   種類のスレッショルドでそれぞれ多値化する複数の第１
   の多値化手段と、 この複数の第１の多値化手段で多値化された各信号と、
   予め設定された前記フレーム同期信号のシンボル間差を
   示す信号との相関をそれぞれカウントする複数の第１の
   相関手段と、 この複数の第１の相関手段の中でカウント値が最大値に
   なったものに対応して設定された所定の第１のオフセッ
   トデータを発生する第１のオフセット算出手段と、 前記フレーム同期信号がＢＰＳＫ変調されている場合、
   前記復調信号のシンボル間差分を、少なくとも、正規の
   シンボル位置に対して±９０°以内の角度±β、±β＋
   （オフセット角α１）、±β−（オフセット角α１）、
   ±β＋（オフセット角α２）、±β−（オフセット角α
   ２）の５種類のスレッショルドでそれぞれ多値化する複
   数の第２の多値化手段と、 この複数の第２の多値化手段で多値化された各信号と、
   予め設定された前記フレーム同期信号のシンボル間差を
   示す信号との相関をそれぞれカウントする複数の第２の
   相関手段と、 この複数の第２の相関手段の中でカウント値が最大値に
   なったものに対応して設定された所定の第２のオフセッ
   トデータを発生する第２のオフセット算出手段と、 前記入力信号のＣ／Ｎの状態に応じて、前記第１及び第
   ２のオフセット算出手段から得られる第１及び第２のオ
   フセットデータを選択的に、前記キャリアの前記入力信
   号に対する位相誤差検出結果に付加する制御手段とを具
   備してなることを特徴とするキャリア再生装置。
7. 【請求項７】 前記制御手段は、前記入力信号のキャリ
   ア電力とノイズ電力との比を、所定の基準値と比較した
   結果に基づいて、前記入力信号のＣ／Ｎを判定すること
   を特徴とする請求項６記載のキャリア再生装置。