JPH06501357A - 直交周波数分割多重化信号の受信 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 直交周波数分割多重化信号の受信 本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号の受信の分野に関する。特に 、本発明は受信されたＯＦＤＭ信号の復調およびＯＦＤＭ受信機における同期に 関する。

直交周波数分割多重化はその良好な干渉特性のためにＵＨＦ帯域での使用につい て研究されているデータ送信方法である。

以下の論議において、ＯＦＤＭ信号を発生するために逆デイスクリートフーリエ 変換が使用される。

一般に、伝送に適した周波数に達するように搬送波を発生されたＯＦＤＭ信号で 変調することが必要である。周波数ドメインにおいて実行された処理を適合する ことによって、搬送波のＯＦＤＭ信号の変調を簡単にすることが可能になる。

これは本出願人の別出願のＰ　ＣＴ／Ｇ　Ｂ　９１／１１１０５１３明細書に記 載されている。

搬送波を変調した受信されたＯＦＤＭ信号からデータを回復するために、個々の ＯＦＤ〜１搬送波からデータを復調する前に変調された搬送波からＯＦＤＭ信号 を復調することが必要である。本発明の実施例はこれらのタイプの復調の一方ま たは両方を処理する。

データ伝送のさらに通常の方法について、ＯＦＤＭ信号に関して有効なデータが 回復されることができる前に送信機に対して受信機を同期することが必要である 。これを達成する通常の方法は特別なフレーム信号を使用することによるが、し かしながらこれは有効なビット速度でオーバーヘッドを表し、信号の干渉特性と 妥協させる。

Ｄ、　ＨａｒｒｎｅｒおよびＢ、　Ｈｉｌｌａｍ両氏による文献（’Ｄｉｇｉｔ ａｌ　Ｉｍｐｌｅｍｅ＋ｕａｌｉｏｎ　ｏｆ　Ｈｉｇｈ　５ｐｅｅｄ　ＨＦＭｏ ｄｅｍｓ”　）において、各受信された復調されたＯＦＤＭ搬送波を積分するこ とによって受信されたＯＦＤＭ信号中信号口ックスタート位置に受信機を同期す ることが提案され、１ブロツク中に整数回のサイクルが発生しなければならない ため、整数に対してゼロでない値はブロック不整列を示すこともまた記載されて いる。

本発明の実施例は任意または全てのブロック同期、サンプルクロック同期を処理 し、また適切な局部発振器同期の場合には復調されたサンプル値の分布を見るこ とによって特別なフレーム信号を使用することを必要とせずに処理する。

図１に示されているように、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号はレベルか 連続的ではなくディスクリートに変化し、したがってそれぞれ変調された搬送波 のスペクトルが５ｉｎｘ／ｘ曲線を描く信号によってそれぞれ変調される非常に 多数の搬送波から構成される。変調している信号のシンボル速度および搬送波周 波数はそれぞれ変調された搬送波のピークがその健全ての変調された搬送波に対 するゼロに対応した周波数で発生するものである。搬送波間隔はそれぞれ変調し ている信号のシンボル速度の逆数に等しい（変調している信号の全てが同じシン ボル速度であると仮定する）。

ＯＦＤＭ信号の全体的なスペクトルは、非常に多数の搬送波がＯＦＤＭ信号に含 まれた場合の長方形に非常に近い。

所定の時間期間Ｔ中、ＯＦＤＭ信号はＮ個のサンプルのブロックによって表され てもよい。ｋ番目のサンプル値は以下イスクリートに変化する信号の期間Ｔ中の 各位を表す。

上記の式から、ＯＦＤＭ信号は１組のデータサンプルＸ（ｎ）の逆デイスクリー トフーリエ変換に対応することが理解される。したがって、データの流れはＮ個 のサンプルＸ（ｎ）のブロックにデータ流を分割し、逆デイスクリートフーリエ 変換にデータサンプルの各プロ・ツクをさらすことによってＯＦＤＭ信号に変換 されてもよい。

時間にわたって特定のサンプル位置に現れるデータサンプルの連続Ｘ　（ｎ）は 周波数ｆ　で搬送波を変調するディスクリートに変化する信号を構成する。

本発明によると、サンプルＸ　（ｎ）が取る値の制限された組だけを有している ことが好ましく、値の組は搬送波ｆｎに与えられる１組の位相状態および振幅を 表す。本発明の特に好ましい実施例において、サンプルＸ　（ｎ）が制限される 値の組は値＋１＋ｊ、＋１−ｊ、　−１＋ｊおよび−１−ｊを含む。この値の組 は、同じ振幅で変調された搬送波ｆ。に対して４つの許容可能な等しく間隔を隔 てられた位相状態に対応する。したがって、これらの実施例における各搬送波ｆ ［ｌの変調は直角位相シフトキー（Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ）になる。ＱＰＳＫは簡単化 および良好な特性により有利である。別の利点はデータを差動的にコード化する ことによって得られる（これは搬送波基準に対する必要性をなくす）。このよう にして生成されたＯＦＤＭ信号はまた通常の信号よりかなり良好な非位相等化チ ャンネルを許容する。

送信されるべきデータの流れに含まれるデータサンプルは必ずしも４つの可能な 値の１つを取ることに制限される必要はないため、４つの許容可能なサンプル値 ±１±ｊに入力データをヒート化するために間接的なプロセスを使用することが 必要である。これを行う１つの方法は２進ビツト流に入力データを最初に変換し 、その後４つの許容可能な値の１つにビット流の各２ビツト部分をコード化する ことである。したがって、各ＯＦＤＭ搬送波が上記のようにＱＰＳＫ変調された ＯＦＤＭ信号にデジタルデータ流を変換したとき、データ流はブロックの２Ｎビ ツト長に分割され、その後２ビットの各グループが４つの値±１±ｊの１つにコ ード化される。その後、１ブロツクに対する複素数値の結果的なアレイはＯＦＤ Ｍ信号を生成するように逆デイスクリートフーリエ変換にさらされる。

ＯＦＤＭ信号における搬送波のＱＰＳＫ変調の結果はデータの２ビツトだけが逆 ディスクリートフーリエ変換当り各搬送波に“変調される”。フーリエ変換の数 を増加せずに、このビット速度は変調された搬送波の許容された位相状態および ／または許容された振幅の数を増加することによって増加されることができる。

例えば、８ＰＳＫまたは１６ＱＡＭのような個々のＯＦ　Ｄ　Ｍ搬送波を変調す る別の方法が使用されることができる。しかしながら、許容される位相状態の数 か大きくなると、それたけさらにＯＦＤＭ信号は雑音およびチャンネル歪みに対 して高感度になる。またデータの単一プロ・ツクを表すＯＦＤＭ信号部分を生成 した場合、異なる搬送波は振幅の異なる寸法を有し、その後ＯＦＤＭ信号部分が 長方形でない全体的なスペクトル有することができる。

ＯＦＤＭは通常の変調技術に対していくつかの重要な利点を有している。特に： （１）多通路干渉からの包括的な免疫性：これはシンボル時間が典型的なエコー 間の時間に比較して長いために生じる。

（２）効率的なスペクトル使用：長方形ＯＦ　Ｄ　Ｍスペクトルはチャンネルを ほぼ充填する。これは理論上の最大データ速度、例えばＱＰＳＫに対して２ビツ ト／秒／　Ｈｚに近似させることができる。通常のデジタル変調方法は、適切な フィルタを構成する時の実際的な困難な問題のために広い帯域幅を必要とする。

（３）良好な干渉特性：干渉信号のスペクトル中のパワーの分布を考慮してＯＦ 　Ｄ　Ｍスペクトルを修正することか可能である。対応したＰ　ＣＴ　／　Ｇ　 Ｂ　９１１００５１３明細書に記載されているように、ＰＡＬテレビジョン信号 の場合、／マワーのほとんどが映像および音響搬送波の周辺に集中される。既存 のチャンネルに近いＴＶに対してＯＦＤＭ信号を使用した場合、これらの映像お よび音響搬送波周波数に近いゼロにＯＦＤＭ搬送波を設定することは結果的に長 方形の孔を持つスペクトルを生成し、ＰＡＬ共チケチヤンネル干渉って発生させ られたビットエラー速度を大幅に改良させる。チャンネルエツジに近い搬送波を 使用しないことによって隣接したチャンネル干渉を減少することも可能である。

１つの観点において、本発明は４つの可能な位相値の１つを取るサンプル値を介 してＯＦＤＭ搬送波を変調したデータを復調する方法および装置を提供し、復調 がサンプル値を回復するためにディスクリートフーリエ変換または逆デイスクリ ートフーリエ変換と、複素数乗算と、および第１および第２のデータビットのそ れぞれに結果的な信号の実数および虚数部分の符号の復号化を使用する。

ＯＦＤＭ搬送波が４つの位相（それらが振幅においても制限されるか否かにかか わらず）の１つを取ることに制限されるサンプル値によって変調されるＯＦＤＭ 信号からのデータを復調した場合、複素数ベクトル表示で復調されたサンプル値 は互いからほぼ９０’および基準組の軸から４５°間隔を隔てられた４つの一連 の点として現れる。理論的にはサンプル値の実数成分に対する虚数成分の比が位 相角度の正接の逆数を与えるという事実を利用することによって位相角度情報を 回復することが可能であるが、これはサンプル復調プロセスが検索表を参照する ことによって複素数分割の特性を含むことを意味する。複素数分割はデジタル信 号処理装置において実行し難く、大量の処理電力を必要とする。

基準軸上に現れた点の複素数共役によってその搬送波に対して回復されたサンプ ル値を乗算することにより１つのＯＦＤＭ搬送波に関連したデータの復調中に必 要とされる処理の量を減少することが可能であり、結果的な信号が位置する象限 はデコードされたデータの２ビツト（データの別のビットがサンプル値の振幅の 検討から得られることが可能が否が）を決定する。

別の観点において、本発明は受信されたＯＦＤＭ信号に受信機を同期する方法お よび装置を提供する。

ＯＦＤＭ信号の連続した部分がＯＦＤＭ搬送波を変調するデータの各連続したブ ロックを表した場合、信号中のブロック境界線に受信機を同期する有効な方法は 、各ＯＦＤＭ搬送波に関して受信機で回復されるサンプル値の分布を評価し、後 続的な回復されたサンプル値をさらに正確に限定されたグループに位置させるよ うに受信機パラメータを変化することを含む。この変化は“ブロックスタート” 信号のタイミングにおける変化の形態を取るか、或はサンプル比でランするクロ ックの周波数における変化を含む。

好ましい実施例において、ブロック同期がサンプルクロック周波数を操縦するこ とによって達成された場合、分離したサンプルクロック同期ステップを有する必 要はない。

分離したサンプルクロック同期が要求または所望された場合、これは時間による サンプルの位相の変化率が１つのＯＦＤＭ搬送波周波数から別のものにどのよう に変化するかを評価する（各ＯＦＤＭ搬送波を変調するデータビットの値に起因 するこれらの位相変化を検討から除去する）ことによって得られてもよい。

各ＯＦＤＭ搬送波に対して受信されたサンプル値の“拡がり“を評価することに 対して選択された方法は、送信機で使用された対応した周波数と比較して受信機 において使用された種々の局部発振器の周波数間の差から生じている任意の周波 数エラーから独立していることが好ましい。本発明の好ましい実施例において、 これは放射方向だけのサンプル位置の変化を見るサンプルの拡がりを評価するこ とによって達成される。さらに、処理の減少は受信された信号の全搬送波に対し てではなく、ＯＦＤＭ搬送波のサブセットに関してのみサンプルの拡がりを評価 することによって達成される。

サンプルの“拡がり”を評価する技術はブロック同期を改良するために受信機パ ラメータが変化されなければならない方向の指示を与えることがさらに好ましい 。これを達成する有効な方法はブロックスタート位置が最初に受信機設定と比較 されたときにサンプルの“拡散”を評価し、ブロックスタート位置が後に受信機 設定と比較されたときのサンプルの“拡がり“を評価し、“最初の“値から“後 の”値を減算することである。結果的な測定値は受信機設定が本当のブロックス タート位置からどの程度離れているかを示し、また受信機設定がブロックスター ト位置からずれた方向を示す。

ＯＦＤＭ受信機で局部発振器同期を達成する好ましい技術は、各ＯＦＤＭ搬送波 に対する時間によるサンプル値の位相の変化の速度を評価し、この位相変化を減 少または除去するために受信機パラメータを変化することである。受信機局部発 振器が対応した送信機局部発振器と不整列にされた場合、全てのサンプルに対し て１つのブロックから次のものまでのサンプル位置に位相ドリフトが存在してい る。適切なＯＦＤＭ搬送波を変調したサンプル信号が１つのブロックから次のも のまで変化した場合、１つのブロックから次のものまでの位相変化も存在してい るが、しかしながら受信機はこの全体的な変化を検出し、サンプル位相から９０ ″の適切な倍数を推測することができる。

位相の変化の速度の評価は処理を低くおよび、または簡単に維持して実行される べきことが好ましい。特に、正接の逆数のような関数を避け、複素数分割ステッ プの数を最小にする連続したブロック間の位相の変化を評価することが有効であ る。

したがって、本発明のある好ましい実施例によると、１つのＯＦＤＭ搬送波を変 調する復調されたサンプル値における］つのブロックから次のものへの位相の変 化は前のサンプルの複素数共役によって１つのサンプル値を乗算することによっ て評価される。結果の虚数部分は２つのサンプル値の間の位相差に対応する。こ の測定値は信号レベルに依存しているが、大きい正確さが所望された場合には位 相差の計算値は信号レベルによって除算される。

１つのＯＦＤＭＲ送波に対するブロック間の位相差を評価するこの方法は分離し たサンプルクロック同期がサンプルクロック同期中に実行された場合にも使用さ れる。

局部発振器同期のためにブロック間の位相差を評価した場合、理想的に全てのＯ ＦＤＭ搬送波に共通した位相差が評価される。しかしながら、それは実際にはＯ ＦＤＭ搬送波のサブセットたけと作用するのに十分である。同様に、同期を維持 するために必要とされる処理の量を減少するために（一度ロツクが達成されると ）、２つのブロック間の位相差はいくつかのブロックが離れたサンプルの位相を 比較し、サンプルを分離したブロックの数によって位相差を除算することによっ て発見される。

本発明の観点によって提供される同期技術は、さらにディスクリートなフーリエ 変換または逆デイスクリートフーリエ変換によって受信されたＯＦＤＭ信号から 既に抽出されたサンプル値を処理することを含むことが認められており、このさ らに別の処理は複素数乗算ステップを含んでいることが好ましい。

本発明の観点によって提供される特徴および利点は例示によって与えられ、添付 図面によって示された以下の実施例の説明から明らかになるであろう。

図１は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のパワースペクトルを示し； 図２はＯＦＤＭ搬送波の微分直角位相シフト牛−（ＤＱＰＳＫ）変調を生成する ために使用されるデータコード化を示し； 図２ａは微分コード化を示すために複素数ベクトル表示を示し； 図２ｂはＯＦＤＭ搬送波のＤＱＰＳＫ変調に対する信号を生成する微分コード化 装置の一例を示し；図３は搬送波に変調されたＯＦＤＭ信号を発生する２つの方 法を示し； 図４は搬送波を変調する送信されたＯＦＤＭ信号を受信する本発明の第１の実施 例による受信機の素子をブロック図形態で示し； 図５は、単一のＯＦＤＭ搬送波を変調した信号ＱＰＳＫに対して受信機で発見さ れた連続値が送信機で使用された“許容された”値とどのように異なるかを示し 、また受信されたデータがどのように復調されることができるかを示すグラフを 示し； 図６は、適切な同期の欠如が受信されたサンプル値にどの様に影響を与えるかを 示すグラフを示し；図７は単一のＯＦＤＭ搬送波周波数に対する基準軸に関する 受信されたサンプル値の位相の典型的な分布を示し；図８はＯＦＤＭ受信機に対 するブロック同期素子の好ましい実施例をブロック図の形態で示し； 図９は異なる位相ロックループ設定に対する図８の位相感知検出器の特性のグラ フを示し； 図１０はＯＦＤＭ受信機に対する局部発振器同期素子の好ましい実施例をブロッ ク図の形態で示す。

本発明の詳細な実施例を論じる前に、ＯＦＤＭ信号がどのように発生されるかを 検討することが有効である。

変調 上記に示されているように、ＯＦＤＭ信号は時間ドメインで複素数サンプルのア レイを生成するように周波数ドメインで複素数サンプルのアレイについて動作す る逆ディスクリート（好ましくは迅速な）フーリエ変換を使用して発生されるこ とが可能である。本発明の好ましい実施例は周波数ドメインサンプルの実数部分 が値＋１または−１を、また虚数部分が＋ｊまたは−ｊを取るように制限される ＯＦＤＭ信号で動作する。実数および虚数部分の４つの可能な組合せは４つのＱ ＰＳＫの位相状態に対応する。

データが微分的にコード化された（好ましいように）場合、それはコード化され た２つのデータビットを限定する連続した位相状態間の転移である。図２ａに示 されているように、４つの可能な転移は０’　、　＋９０’　、　＋１８０　’ および＋２７０゜の各回転であるようにベクトル表示で検討されてもよく、これ らの各転移は１対の２進デジツトを表す（例えば図２ａの表に示されているよう に）。

１つの特有のＯＦＤＭ搬送波を変調するために使用された複素数の連続した値を 発生するために使用されることができる回路の一例は図２ｂに示されている。

時間ドメインへの変換後、信号は送信用の周波数にシフトアップされなければな らない。これに対する２つの可能な方法は図３に示されている。

第１の方法は同位相および直角局部発振器信号を供給された２つの変調器を使用 する。１つの変調器は時間ドメイン信号の実数部分を処理し、他方のものは虚数 部分を処理する。

変調器出力は合計され、適切なフィルタ処理後に信号が送信されることができる 。

この第１の方法は有効であるが、第２の方法が利点を提供するため本発明者はそ れを発展させた。

第２の方法は、虚数部分を持たない時間ドメイン信号を生成することに依存して いる。これを達成するために、周波数ドメイン信号の実数部分はその中心に関し て偶数対称的でなければならず、一方虚数部分は奇数対称的でなければならない 。これは実数および虚数アレイにおける有効な空間の半分だけにデータを書込み 、適切な符号変化と共に各アレイの別の半分中にデータを複写することによって 達成される。最初に、各ＦＦＴは第１の方法の半分の数のデータビットを処理す る。しかしながら、実際に小さい効率損失だけで２組のデータを一度に変換する ために各ＦＦＴを使用することができる。この実数信号は搬送波に関して対称的 な２組のサイドバンドを持つ信号を生成する単一の変調器に供給されることがで きる。それらは付加的な情報を含んでいないため、１組のサイドバンドはフィル タした除去され、１ビット当り第１の方法と同じ帯域幅を占存する信号を放出す ることができる。

この第２の方法は、少し複雑であるが２つの利点を有する。

第１に、直角に信号を正確に復調する必要がないため受信機中の復調器を簡単に する。第２に、第１の方法の実数および虚数信号ではなく、ＯＦ　Ｄ　Ｍ信号の 簡単なベースバンド形態が存在している。

復調 図４は本発明の第１の実施例によるＯ　Ｆ　Ｄ　Ｍ受信機の簡単なブロック図を 示す。以下の論議において、入来した信号はＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号で あり、テレビジョン信号にコード化するＵＨＦ帯域に変調されると仮定される。

また簡単であるために、示された実施例は本発明の観点による復調処理、ブロッ ク同期および中間周波数同期を全て含み、一方実際に３つのプロセスは全て１つ だけ使用されるか、或はこれら３つのプロセスのある組合せがその代わりとして 受信機において分離クロック同期ステップにより使用されることができる。

受信された信号は、この詳細な実施例では３９ＭＨｚとして与えられた中間周波 数ＩＦで受信されたＯＦＤＭ信号を出力するＵＨＦ同調器によって分離される。

中間周波数信号はミキサ１において混合されてベースバンドに低下され、フィル タ２においてフィルタ処理され、アナログデジタル変換器３およびデジタル処理 装置４によってデジタルワードに変換される。

一時的に同期は必要ない、すなわち受信機局部発振器６およびデジタルサンプル クロック７は常に送信機に正しくロックされ、受信機は各データブロック中のス タートサンプルの位置を知っていると仮定すると、デジタル処理の第１の部分は 各ブロックのディスクリートフーリエ変換（Ｄ　Ｆ　Ｔ）が取られることである 。ＤＦＴからの出力は受信されたＯＦＤＭ搬送波の振幅および位相をそれぞれ表 す１組の複素数（ＱＰＳＫ変調が使用された場合、２つのデータビットをコード 化する）である。

送信機回路および送信チャンネルが無雑音であり、位相または振幅の歪みを導か ない場合、受信機中のＤＦＴから出力された複素数の組は送信機で使用された値 Ｘ　（ｎ）に対応する。しかしながら、実際に各受信されたＯＦＤＭ搬送波の振 幅および位相の両者は変化され易く、したがって受信機のＤＦＴから出力された 複素数出力は送信機で使用された値Ｘ（ｎ）に対応しない。

雑音および歪みの影響は、１対の軸（実数および虚数）に対して単一のＯＦＤＭ 搬送波周波数に対して連続的に受信されるサンプル値を描くことによって表され る。図５ｂは搬送波がＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号に対して描かれたこのよ うな図を示す。

“理想的な”送信／受信システムにおいて、各受信されたサンプルは互いに９０ °間隔を隔てられ、および軸に対して４５０で４つの位置の１つに存在している （図５ａに示されたように）。しかしながら、実際には受信されたサンプルは４ つの点のグループに位置しく雑音およびチャンネル歪みのために）、これらのグ ループは一般に軸に対して４５°で位置し、図５ｂに見られるようにある角度だ けオフセットされる（チャンネルにおける位相変化のために）。４つのグループ の受信されたサンプルはＯＦＤＭ搬送波が適切に復調されることができる前に、 位置が発見されなければならない１組の想定上の基準軸に対して４５″であると 考えられる。

想定上の基準軸の方位を発見するために、受信機におけるデジタルプロセッサ４ は４つのグループの１つに所定の搬送波周波数に対して受信されたサンプルを割 当て、その後多数の受信されたサンプルを平均することによってグループの中心 を発見する。基準軸はグループ間の角度を２分割する原点を通る１対のラインに よって形成される。

基準軸の位置を知ることによって、受信されたサンプルはそれらが位置している 基準軸の象限を決定することによってビット対にデコード化されることができる 。事実、基準軸の４つの可能な方位があり、正しいものが知られていないため曖 昧さが存在している。しかしながら、実際にこれはデータが微分的にコード化さ れた場合問題ではなく、それはカウントする象限間の転移の方向に過ぎない。

その代わりとして、微分コード化が使用されず、送信された信号中のオーバーヘ ッドが許容される実施例において、既知の位相の基準信号は信号における予め定 められた位置またはタイミングで送信される。

復調に関連したほとんどの計算は角度と関連することが認められている。第１に 、これらの計算は大量の処理時間を費す除算および正接の逆数の使用を必要とす る。しかしながら、ＯＦＤＭ搬送波を変調する信号が搬送波に対して４つの異な る位相状態を取ることだけ許されたＯＦＤＭシステムにおいて、全ての計算は比 較的簡単な動作（すなわち、複素数乗算、加算および共役）を使用して実行され ることができる。

デジタル処理ユニット４において生じる復調計算を簡単化する適切な技術は、以 下１つのＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ搬送波に関連して論じられる。アルゴリズ ムは搬送波を変調したサンプルを復調し、また基準軸の位置に対して新しい評価 値を計算する。

最初にＤＦＴが受信された信号で実行されると仮定し、受信されたＯＦＤＭ搬送 波の１つをｘ十ｊｙで表す。ａ＋ｊｂを基準実数軸上の点とする。図５Ｃに一例 が示されている。

搬送波を復調するために、基準軸上の点の共役によってそれを乗算、すなわち （ｘ−１−ｊｙ）（ａ−ｊｂ） を計算する。

これは図５０においてステップ１として示され、本当の軸と基準軸とによって形 成されたものに等しい角度だけ受信された点を回転する。４つの象限のどれに解 答が位置しているかはデコードされたデータの２つのビットを決定する。換言す ると、この解答の実数および虚数部分の符号は直接１対のビットに変換し、２つ の相補計算が使用されている都合良いコード化は以下の通りである： 実数部分　虚数部分　データ ー＋１０ ＋０１ （＠性的にコード化されたデータに対して、それは図２ａに示されているように 復調されるべき所望のデータを限定するこのデータの連続した値開の転移である 。）ＯＦＤＭＩＩＩ送波がＱＰＳＫ変調またはＤＱＰＳＫ変調される場合におい て、上記のプロセスは所望のデータを生成する。

しかしながら、ＯＦＤＭ搬送波を変調するサンプル値が異なる振幅を有すること が可能であり、一方４つの許容された位相の１つを取るだけである場合、発見さ れるべき付加的なデータビットが依然として存在している（サンプル値が取るの は許容された振幅のどれかを評価することによって）。

次の段階は基準軸に対して新しい評価値を決定することである。入力サンプルｘ ＋ｊｙはそれが位置しているのは古い基準軸の象限がどれかに応じて４５．１３ ５　、２２５または３１５゜原点を中心にして時計回りに回転される（図５０の ステップ２）。これは以下の表から選択された乗算によって便利に実行されるこ とができる。復調されたデータがｘ＋ｊｙと乗算された場合、データとｘ＋ｊｙ の関係は次の通りである。

この動作の結果は現在の入力サンプルだけに基づいた基準軸位置の粗評価値と考 えられることができる。もっと良好な評価値は以下のように計算されることがで きる：新しい評価値−ａ（粗評価値） ＋　（１−ａ）　（月評価値） ここで、ａは１より小さく、例えば０．１である。

各ＯＦＤＭ搬送波に対する上記に示された復調プロセスは少量の複素数乗算およ び加算だけを含む。

同期 原理的に、特別な同期信号に依存せずに送信機と受信機との間の完全な同期を可 能にするのに十分な情報がＯＦＤＭ信号内に含まれている。これは図４に破線で 示されたような最小の２つのフィードバック路により達成されることができる。

実際に、含まれる３つの分離した同期タスクが存在している： （１）ブロック同期； （２）クロック同期； （３）局部発振器同期。

これらの同期タスクは、以下の表１に示されたパラメータを有するＯＦＤＭシス テムに関連して論じられる。

表１１−０ＦＤ受信機に対する例示的なパラメータ時間ドメイン 時間ドメインサンプルクロック　１６ＭＨｚ時間ドメインサンプル／ブロック　 １０００時間／ブロック　６４μｓ データ率／搬送波　１５６２５ビット／秒全体的なデータ率　１３．５Ｍビット ／秒周波数ドメイン ＦＦＴ寸法　１０２４複素数点 使用された搬送波の数　８６４（注１）ゼロに設定された搬送波の数　１６０ 変調スキム　微分ＱＰＳＫ データビット／ＦＦＴ（注１）　８６４データビツト／搬送波　２ チャンネル幅　８Ｍｈ　ｚ アクチブ信号幅　７．４６８７５　Ｍ　ｈ　ｚ（注１）周波数ドメインデータブ ロックは、時間ドメイン信号が虚数部分を持たないことを保証するように適切な 対称性により構成されている。これは各データシンボルがＦＦＴブロック内で２ つの搬送波を変調することを必要とする。多対の搬送波の１つは送信機における アナログフィルタ処理によって除去される。

（注２）多数のＯＦＤＭ搬送波は国際特許出願ＰＣＴ／ＧＢ９１１００５１３明 細書に記載されているような干渉を避けるためにゼロに設定される。

本発明の好ましい実施例において異なるタイプの同期がどのようにして得られ、 受信機で維持されるかを以下詳細に論じる前に、必要とされる３つの主なタイプ の同期を考慮することが有効である。

（１）ブロック同期 時間ドメインブロックは１０２４個のサンプルがらなり、ギャップなしに送信さ れる。データを最適にデコード化するために、受信機はブロック境界の位置を発 見することが可能でなければならない。

それがこれをどのように実行するかを理解するために、最初に完全に整列された ブロックの場合（すなわち、受信機が雑音のないチャンネルを通じて受信された （送信機における逆ＤＦＴ）に支配されたデータのブロックの境界を受信された 信号において正しく認識する）を考える。この場合、受信されたサンプルは図５ ａに示されたように４つの位置の１つに存在している。しかしながら、ブロック が少し不整列である場合、ブロック間に干渉が存在しており、雑音に非常に類似 した効果を与える。連続して受信されたサンプルは、図５ｂに示されているよう に４つの元の位置の周囲に分配される。

したがって、サンプル値かこれらのグループにおいてどのように分散されるかを 考えることによって受信機のブロック不整列の測定値を得ることができる。

（２）クロック同期 これは受信機および送信機サンプルクロックをロックすることを言う。１ブロッ ク当りのサンプル数は固定されているため、クロック同期およびブロック同期は 直接関連している。

厳密には、全てにクロック同期を維持する必要はない。パケットシステムのよう な非同期システムにおいて、ブロック同期だけを維持するためにサンプルを時々 落とすか、或は子分のものを挿入することが許容できる。必要なりロック周波数 を発生するために使用され易い結晶発振器の固有の安定性はこの必要性か頻繁に 発生しないようにすることである。

クロック同期が要求された場合、１つの可能性は受信機サンプルクロックの周波 数を操縦することによって受信機に対してブロック同期を維持することである。

したがって、受信機および送信機クロックは自動的に周波数ロックされる。ブロ ックおよびサンプルクロック同期に対するこの組合せられた方法は現在好ましい 方法である。

別の方法は、受信された搬送波の位相を検査することである。サンプルクロック 中の任意の周波数エラーは、複素数ベクトルにおいて表示が基準軸を回転させる ことになる搬送波周波数を１つのブロックから次のものに変化させ、回転の速度 は搬送波周波数と共に直線的に増加する。これは回転の速度が搬送波周波数に対 して描かれた（図６ａを参照）場合に、結果的な直線の傾斜が受信機クロック発 振器の周波数を制御するために使用されることができることを意味する。第２の オーダーの位相ロックループを形成するために、この信号は最初に２変種分され なければならない。

結晶発振器により容易に得られることができる周波数安定性に対して回転の速度 は大きくないことに留意されたい。例えば１ブロック当り１０２４個の搬送波お よびＩＯ２における１部の周波数エラーにより、高周波搬送波は１ブロック当り １，８送信のために、ＯＦＤＭ信号は例えばＵＨＦに変調される。

この例における全体的なＯＦＤＭ信号は抑制された搬送波の単一のサイドバンド であると考えられるため（表１および注１を参照）、受信機はＯＦＤＭ信号だけ から搬送波を回復する問題に直面する。

理論的に、十分に正確な受信機局部発振器により分離した同期ステップは必要な い。しかしながら、大きい周波数エラー（特にＯＦＤＭ搬送波間隔の特定の倍数 、この例では１５．６２５Ｋｈｚ）が誤ったロック状態を発生させる可能性が高 いという問題が生じる。これはかなり正確なＵＨＦ局部発振器周波数が要求され ることを意味する。ロック中、最大許容エラーは約２Ｋｈｚであり、８６０ＭＨ ｚで１００万当り２部より大きい部分の要求されたＵＨＦ搬送波周波数精度に対 応する。

これはおそらく家庭用の装置において妥当な費用で達成可能である。

搬送波同期にエラーが存在している場合、それぞれの場合に同じ寸法の各ＯＦＤ Ｍ搬送波中に小さい周波数エラーがある。したがって、小さい周波数エラーに対 して、ＱＰＳＫ搬送波全ての位相はブロックからブロックまで一定の量だけ変化 されると考えられる。

図６ｂは位相の変化に対する搬送波周波数の前のような図を示す。示された場合 において、ＵＨＦ搬送波（受信機局部発振器）および受信機サンプルクロックの 両者の周波数中にエラーが存在している。前のように、ラインの傾斜はサンプル クロック中のエラーの尺度であり、ラインの垂直受信はＵＨＦ搬送波周波数中の エラーを測定する。したがって、垂直受信値はＡＦＣ制御信号として使用される ことができる。図４の実施例において、このような制御信号はＵＨＦＪＭ部発振 器または中間周波数局部発振器のいずれかの周波数を修正するために使用される ことができる。実際に、ＵＨＦ局部発振器は広範囲の周波数に対して動作するよ うに構成されるため、中間周波数局部発振器の周波数を変化することは簡単であ る。

ロック獲得 上記の論議は主にロックを維持することに関する。３つの全てのタイプの同期が 制御される実施例において、ロック獲得のプロセスは３つの異なる種類のロック 間の相互作用のために解析が非常に困難である。最も簡単な方策はロックパラメ ータがランダムに変化することを可能にし、システムが最終的にロックを達成す るように期待することである。

サンプルクロック周波数を操縦することによってブロック同期が達成され、ブロ ック同期においてエラーの評価が受信機局部発振器中の周波数エラーから独立し ているこの好ましい実施例において、局部発振器ロックが獲得される前にブロッ クロックが獲得されることができる。これらの環境において、それがロックを得 るか、或はロックを獲得するかに応じて各同期システムが異なる動作パラメータ を有する場合、ブロック同期システムはその１０ツク保守”パラメータを適応さ せることができ、一方局部発振器同期システムは依然としてその“ロック獲得″ パラメータを使用している。

上記のように、ブロック不整列の程度はＯＦ　Ｄ　Ｍ搬送波から復調されたサン プル値が許容値の周囲にどのように分散されたかを評価することによって測定さ れる。

サンプル値の分散の程度を評価する１つの方法は、任意の個々の搬送波に対して 受信された点が軸に関して生成する角度の統計的グラフ（これは図７に示されて いるように４つのピークををする）を形成することである。ブロック整列がさら に悪化すると、これらのピークの幅は増加する。したがって、受信機はピークの 幅を最小にするようにブロック位置を調節することによって（ＤＦＴ回路に供給 された受信信号の部分の位置を調節することによって）同期を維持するように適 合されることができる。

サンプルの分散または“拡がり”を評価する別の方法は、放射方向だけにおける １つのブロックから次のものまでのサンプル位置の変化を考慮することである。

この方法は受信されたＯＦＤＭ搬送波（サンプルクロック周波数エラーまたは局 部発振器周波数エラーから生じたようなもの）中の任意の周波数エラーから独立 する利点がある。

放射方向のサンプル変化を評価する有効な方法は、いくつかのブロックにわたっ てサンプル放射位置を平均化するのではなく、１つのブロックから次のものへの サンプルの放射方向位置における変化を測定するものである。１つのブロックか ら次のものまでのサンプルの放射方向位置の変化（多数のＯＦＤＭ搬送波にわた る）に類似した測定値を評価することによってサンプル値の拡がりを評価するこ とが好ましい。別の典型的な変形、標準的な変位の測定は処理の複雑さを実質的 に増加させる平方根の計算を含む。

雑音の影響を減少し、干渉音調によって影響を与えられる重要な１つの特定のＯ ＦＤＭ搬送波の可能性を避けるために、分散されたサンプルの計算にいくつかの ＯＦＤＭ搬送波周波数を含んでいることが好ましい。しかしながら、境界内に要 求された処理を維持するために全ての搬送波を含んでいないことも好ましい。１ ブロック当り４３２個のサンプル点だけが効果的に存在している（表１に対する 記載を参照）表１に与えられた例を使用すると、拡がったサンプルの合理的な測 定が１２８個のサンプル点がブロックごとにどのように変化するかを観察するこ とによって得られる。計算時に少数のＯＦＤＭＷ送波を使用することが許容可能 であると考えられる。この例において、潜在的な困難な問題はスペクトルエツジ およびスペクトル中に形成された孔から離れたＯＦＤＭ搬送波を計算時の使用の ために選択することによって回避される。

分散されたサンプルの好ましい測定は以下の式（１）におけるように数学的に表 されてもよい； ＤＭ搬送波の実数であり、Ｉｍ　は虚数部分である。

１ｍ 計算は除算ステップを含むが、しかしこれは１ブロック当たり１つの除算に過ぎ ず、信号処理をむやみに複雑化しない。

また、除算は分散された信号の測定が種々のＯＦＤＭ搬送波の相対的な振幅によ って影響されないことを保証する。

分散された信号の計算は、新しいブロックが受信機で受信されるごとに実行され る必要はない。ブロック同期は１つのブロックに対して分散された信号を評価し 、いくつかのブロックをスキップすることによって得られ、維持されてもよい。

表１の例により、１秒当り１５．０００個のブロックが受信機に達する。実験状 況において、ブロック同期は１秒当り２５０個のブロックを使用して達成される 。すなわち分散された信号の１つの評価は６０個の受信されたブロックごとに実 行された。

実際の受信機において、一時的なチャンネル変化（例えば平面通過オーバーヘッ ドによって発生させられた）が適合されなければならない場合、評価をもっと頻 繁に行うことが有効である。

拡げられた信号の計算された測定は、ＦＦＴまたはＩＦＦＴにさらされるように 受信された信号の一部分の選択を支配する受信機の動作パラメータを制御するた めに使用される。

これらの動作パラメータは異なる形態を取る。例えば、受信機デジタルプロセッ サはＦＦＴまたはＩＦＦＴの獲得を開始する“ブロックスタート”　トリガー信 号を受信または発生する。その代わりとして、デジタルプロセッサ設定は供給さ れるサンプルクロック周波数を変化することによって変化されるように適合され る。

サンプルの“拡がり”を評価する上記の技術は、受信機のパラメータがブロック 同期を改良するために変化されなければならない方向の指示を与えない。

図７中のピークの幅または式（１）から計算された値を使用すると、ブロックの 不整列の程度の測定はブロック不整列の方向に関する情報を提供せず、“ヒルク ライミングアルゴリズムが必要とされる。実際のシステムにおいて、これは結果 的に最適な位置に関して後方および前方に振動するブロック整列を生じさせる。

しかしながら、同期アルゴリズムの注意深い選択により、これはビットエラー速 度において無視できるような小さい増加を生じさせるに過ぎない。

しかしながら、不整列の程度および受信機パラメータがブロック同期を改良する ために変化されなければならない方向を示す測定を得ることが可能である。これ は、ブロックスタート位置が最初に受信機設定と比較されたときにサンプルの“ 拡がり”を評価し、次にブロックスタート位置が受信機設定と後で比較されたと きにサンプルの“拡散”を評価し、“最初の”値から“後の“値を減算すること によって行われる。

図８は、ＯＦＤＭ受信機のブロック同期部分の好ましい実施例の構造を示す。

この実施例は、ブロック不整列の程度および受信機パラメータが不整列を補正す るために変化されるべき方向を示す信号を与えるために拡がったサンプルの“最 初の“および“後の”評価の比較を使用する。ブロックスタート位置は、単一の 同期プロセスがブロックおよびサンプルクロック同期の両者を達成するために使 用されるようにサンプルクロック周波数を変化することによって操縦される。サ ンプルクロック周波数および位相の制御は第２のオーダーの位相ロックループ（ ＰＬＬ）を使用して実行される。

図８に示されるように、ブロック同期はソフトウェアおよびハードウェアの混合 によってこの実施例において実行される。

拡げられたサンプルの“最初”と“後”の評価間の異なる時間差に対する位相感 応検出器３０の特性（サンプル位置の数によって測定された異なる“ブロックオ フセット”）は図９に示されている。

ロックを獲得しようとした場合、元のブロック不整列が大きい場合でも、同期を 改良するために広いループ帯域幅（およびＤのような位相感応検出器の対応した 特性）を使用することが有効である。しかしながら、ロックが達成されたときに は、発生した比較的小さいブロック不整列を迅速に除去するために小さいループ 帯域幅（およびＡのような対応した位相感応検出器特性）を使用することが好ま しい。これは、ロックが達成されたと考えられた場合にスイッチ３４の位置を変 化することによって図９に示された詳細な例において可能にされる。それらの間 のスイッチによる２つの異なるループ設定が存在しなければならないことは重要 ではなく、ループ設定の変化は同期が改良されるときに徐々に行われることかで 上記のように、分離したクロック同期ステップを持たないことが好ましい。しか しながら、分離したクロック同期ステップを有することが所望されなければなら ない場合、周波数による搬送波位相のドリフトの率を評価する詳細な技術は局部 発振器同期に関して以下に示されているように実行されるべきである。これらの 技術の特性から結果的に生じた位相変化情報は、１ブロック当りどの程度の位相 変化が１つのＯＦＤＭ搬送波周波数から別のものに変化したかを発見するように 処理される。この変化情報はサンプルクロック周波数エラーの尺度であり、サン プルクロック周波数を制御するために使用されることができる。

詳細な局部発振器同期 上記に示されたように、中間周波数同期を行う好ましい技術はＯＦＤＭ搬送波（ 各ＯＦＤＭ搬送波を変調するデータビットの値に起因し得る位相変化を考慮に入 れない）全体に共通の連続したブロック間の位相の変化の評価を行うことを含む 。

複雑で長い処理ステップを避けるために、前のサンプル値の複素数共役により１ つのサンプル値を乗算することによってＯＦＤＭ搬送波を変調する連続したサン プル間の位相変化を評価することが有効である。結果の虚数部分は２つのサンプ ル値の間の位相差に対応する。

局部発振器同期のためにブロック間の位相差を評価した場合、ＯＦＤＭ搬送波搬 送波共通した位相差が理想的に雑音の影響を減少するように評価される。しかし ながら、実際にはＯＦＤＭ搬送波のサブセットだけと作用することで十分てある 。表１の例では、３１７個の搬送波に共通した位相差を評価することは満足でき ることが認められた。

上記の複素数乗算方法によって生成されたブロック中の搬送波に共通した位相差 に対する値は、部分的に信号レベルに依存している。ブロック不整列の好ましい 測定の場合のように、この依存性は１ブロック当り１つの除算ステップを導入す ることによって信号振幅で評価された測定値モ除算することによって除去される 。

ブロック中のＯＦＩ）Ｍ搬送波に共通した位相差の好ましい測定は以下の式（２ ）のように数学的に表されるニブロック同期素子の好ましい実施例の場合のよう に、局部発振器同期ロックを獲得したとき、およびそのロックを維持していると きに異なる動作パラメータを使用することが有効である。この場合、位相が比較 されるサンプルを分離するブロックの数を変化することが便利である。換言する と、口・ツクを獲得したとき、連続したブロックｍ−１およびｍ中のサンプル間 の位相差が評価され、一方一度ロツクが獲得されると、いくつかのブロックだけ 離れているサンプル間において位相差が計算され、この値はサンプルを分離する ブロックの数によって除算される。動作パラメータの変化は急峻なスイッチング である必要はなく、局部発振器同期の改良に応じた漸次的な変化であってよい。

図１０は上記の好ましい特徴を使用した局部発振器同期素子の一例をブロック図 の形態で示す。

図１０の実施例は部分的にソフトウェアで構成され、部分的にハードウェアで構 成された周波数ロックループである。

一般 上記の説明は逆デイスクリートフーリエ変換により発生される所望のＯＦＤＭ信 号に関連してなされているが、ディスクリートフーリエ変換が同様に使用される ことができる（データサンプルを回復するために受信機で使用される逆ＤＦＴに より）か、或はコーグおよびデコーダの両者が適切なさらに別の処理により同じ 変換（ＤＦＴまたは逆ＤＦＴ）を使用することができることが理解されるであろ う。

虚数 例えば初期状態＝す１≠ノ 補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）啄 平成５年３月１５日

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. １．各搬送波が許容された位相および、または振幅状態に対応した任意の複数の 許容された値を取ることのできる信号によって変調され、信号値の組がデータサ ンプルのブロックを表す時間期間Ｔ中に複数の直交周波数分割多重化搬送波を変 調する複数の直交周波数分割多重化搬送波を含む信号を受信する装置において、 特定の時間期間Ｔ中に搬送波を変調する信号の値を表す１組の複素数サンプルを 生成するように直交周波数分割多重化搬送波を復調する手段と、 各直交周波数分割多重化搬送波に対して、その直交周波数分割多重化搬送波を変 調する許容された値が限定される基準のフレームを構成する基準軸の複素数平面 における位置を評価する手段と、 １組の許容値を生成するように基準によってその組の各複素数サンプルに対して 許容された変調値を対応した評価された基準軸に割当てる手段と、 回復されたデータ流に許容された値の組を変換する手段とを具備している装置。
2. ２．割当てる手段は対応した評価された基準軸の１つの上の点の各複素数共役と 複素数サンプルを乗算する手段と、積に最も近い許容された値をその複素数値に 割当てる手段とを含んでいる請求項１記載の受信装置。
3. ３．受信された直交周波数分割多重化搬送波は位相シフトキー（ＰＳＫ）によっ て変調され、割当て手段は乗算手段によって生成された積の実数および虚数部分 の符号を許容された値の各ビットにコード化することによって複素数サンプルに 許容された値を割当てるように構成されている請求項２記載の受信装置。
4. ４．基準軸評価手段は搬送波から回復された複素数サンプルに割当てられた許容 された値に応じて搬送波に対して基準軸の評価された位置を修正するように構成 されている請求項２または３記載の受信装置。
5. ５．１つ以上の搬送波のそれぞれに関して復調手段によって生成された複素数サ ンプルの拡がりを評価する手段と、受信装置のブロック同期を制御する手段とを さらに含み、ブロック同期手段は使用時に複素数サンプルの評価された拡がりを 減少するように復調手段が動作する特定の時間期間Ｔを変化するのに使用される ように構成されている請求項１乃至４のいずれか１項記載の受信装置。
6. ６．受信された直交周波数分割多重化搬送波が位相シフトキー（ＰＳＫ）によっ て変調される受信された信号に対して、拡がり評価手段は放射方向だけの複素数 サンプルの拡がりを評価するように構成されている請求項５記載の受信装置。
7. ７．拡がり評価手段段は式： ▲数式、化学式、表等があります▼ にしたがって拡がりを評価するように構成され、ここにおいてＲｅｎｍはｍ番目 の時間期間Ｔ中にｎ番目の直交周波数分割多重化搬送波に関して得られた複素数 値の実数部分であり、Ｉｍｎｍは虚数部分である請求項６記載の受信装置。
8. ８．拡がり評価手段は期間Ｔと最初に比較された時間期間中に復調された複素数 サンプルに関する拡がりを評価し、期間Ｔと後に比較される時間期間中に復調さ れた複素数サンプルに関する拡がりを評価し、最初の値から後の値を減算し、複 素数値の拡がりの指示として結果を出力するように構成されている請求項５，６ または７記載の受信装置。
9. ９．ブロック同期手段は復調手段が受信機サンプルクロック周波数を変化するこ とによって動作する期間Ｔを変化するように構成されている請求項５乃至８のい ずれか１項記載の受信装置。
10. １０．拡がり評価手段は、位相ロックループの位相感応検出器を形成し、ブロッ ク同期手段は位相ロックループの電圧制御発振器を制御する請求項５乃至９のい ずれか１項記載の受信装置。
11. １１．直交周波数分割多重化搬送波が搬送波に変調されて存在している受信され た信号用の受信装置において、さらに受信された信号を復調するための局部発振 器と、位相ドリフト評価手段が位相ドリフトを評価する前に複素数値を調節する ことによって各直交周波数分割多重化搬送波を変調する許容された値の変化に起 因する位相変化を無視するように構成されている、復調手段によって生成された 複素数値の異なる組の間の位相ドリフトを評価する手段と、評価された位相ドリ フトを減少するように局部発振器周波数を変化する局部発振器同期手段とを具備 している請求項１乃至１０のいずれか１項記載の受信装置。
12. １２．位相ドリフト評価手段は最初の時間期間中に対応した直交周波数分割多重 化搬送波に対して得られた各調節された複素数サンプルの複素数共役と各調節さ れた複素数サンプルを乗算する手段を具備している請求項１１記載の受信装置。
13. １３．位相ドリフト評価手段は式： ▲数式、化学式、表等があります▼ にしたがって位相ドリフトを評価するように構成され、ここにおいてＺｎｍはｍ 番目の時間期間中にｎ番目の直交周波数分割多重化搬送波に関して得られた調節 された複素数値である請求項１２記載の受信装置。
14. １４．位相ドリフト評価手段はいくつかの間隔であるように間隔を隔てられた時 間間隔中に復調手段によって生成された複素数の組の間で生じた位相変化を評価 するように構成されている請求項１１乃至１３のいずれか１項記載の受信装置。
15. １５．位相ドリフト評価手段は周波数ロックループの周波数感応検出器を形成す る請求項１１乃至１４のいずれか１項記載の受信装置。
16. １６．ブロック同期手段および局部発振器同期手段の特性はロックが獲得される か、ロックが維持されるかに応じて変化するように構成されている請求項５乃至 １５のいずれか１項記載の受信装置。
17. １７．ブロック同期手段は、局部発振器同期手段が依然としてロック獲得特性を 示していてもロック維持特性を示すことができるように構成されている請求項１ ６記載の受信装置。