JP4563453B2 - 送信機および受信機 - Google Patents

Description

本発明は、ＣＩ技術を用いた送信機および受信機に関するものである。

年々地上波デジタルＴＶ放送の普及が広がっており、２０１０年にはほぼ全国に広がると予想されている。

地上波デジタルＴＶ放送に用いる送信機および受信機には、約６００ＭＨｚ〜約１ＧＨｚ〜約２ＧＨｚの周波数（携帯電話の周波数またはそれ以下の周波数）の電波を送受信するアンテナが用いられている。このアンテナから発信された電波は、ビルや山などに反射するため、電波がある瞬間だけ遅れる、マルチパス、という現象が生じる。このマルチパスは、フェージング、という悪い影響を生じさせる。フェージングが高速で起こると、周波数の波形が乱れてしまい、アンテナの機能が損なわれてしまう。

フェージングを防止するために、現在の地上波デジタルＴＶ放送に用いる送信機および受信機では、例えば６ｍｂｐｓの信号をシリアルからパラレルに変換する、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency division Multiplexing）、という形式が用いられている。これは１個のキャリアを例えば６０００個に分割して、キャリア毎に変調をかけるという形式である。そのため、フェージングが起こっても、フェージングが起こったところ以外は、波形の乱れはなく、大部分のキャリアは悪影響を受けない、というメリットがある。

しかしながら、ＯＦＤＭには、複数のキャリアが存在するため、図２０に示すように、これらのキャリアの電力ピークが同期したところでは、非常に大きな電力ピークが発生する、ＰＡＰＲ、という現象が生じる。それゆえ、このように電力ピークが同期した箇所では、周波数の最大許容量を超えてしまう。

このＰＡＰＲを防止するために、送信機および受信機に用いる技術として、ＣＩ（Carrier Interferometry）−ＯＦＤＭ（単に、ＣＩと称することもある）、という技術が知られている（非特許文献１，２参照）。ＣＩは、分割した各キャリアの電力ピークの位相をずらすことによって、最大ピークを抑える技術である。このＣＩを用いれば、図２１に示すように、振幅の範囲を１／３〜１／４に抑えることができる。なお、図２１において縦軸は電圧を示しており、横軸は時間を示している。

次に、ＣＩ−ＯＦＤＭの具体的な実現方法について簡単に説明する。図２２は、従来のＣＩを用いた送信機を示している。この図に示すように、ＣＩは、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部；Serial/Parallel部）１５０、変調部１５１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１５２、ガードインターバル入力部（ＧＩ入力部）１５３、およびアンテナ１５４を備えており、データがこの順に流れるように設けられている。

シリアル−パラレル変換部１５０は、外部から入力されたデータを複数のキャリアに分配する役割を有している。なお、ここでは、４つのキャリアに分配されている。変調部１５１は、４×４のマトリクス状に配置されたＣＩ（ＣＩ_１、ＣＩ_２、ＣＩ_３、ＣＩ_４…）部と、これらＣＩの後段の各行に設けられたＳＵＭ部とを有している。そして、各ＣＩにはコードが割り当てられており、各キャリアに変調をかける役割を有しており、ＳＵＭは、ＣＩ_１、ＣＩ_２、ＣＩ_３、およびＣＩ_４にて変調されたキャリアを合計する。

より具体的には、シリアル−パラレル変換部１５０から出力されたビットナンバー１のキャリアは、ＣＩ_１にて変調されてＳＵＭに送られ待機する。また、シリアル−パラレル変換部１５０から出力されたビットナンバー２のキャリアは、ＣＩ_２にて変調されてＳＵＭに送られ待機する。また、シリアル−パラレル変換部１５０から出力されたビットナンバー３のキャリアは、ＣＩ_３にて変調されてＳＵＭに送られ待機する。そして、シリアル−パラレル変換部１５０から出力されたビットナンバー４のキャリアは、ＣＩ_４にて変調されてＳＵＭに送られ、待機していたキャリアと合計される。

その後、ＩＦＦＴ１５２にて高速逆フーリエ変換され、ＧＩ入力部１５３にてＧＩが入力され、アンテナ１５４を通して外部へ出力される。

また、ビットナンバーｋに変調をかけるＣＩｋのコードは、次の〔数１〕で表される。

数１における各要素は、コードを示している。ＣＩがＮ×Ｎの場合のコードを示すと、次の〔数２〕のようになる。

次に、ＣＩよりもさらに容量を上げたＰＯ−ＣＩが知られている。このＰＯ−ＣＩは、上記のＣＩのコード（第１のコード；〔数３〕）にさらにもう一つのコード（第２のコード；〔数４〕）を追加している。

この第２のコードは、図２３に示すように、第１のコードにおける隣り合うピーク電力とピーク電力との間に第２のコード電力のピークがくるようになっている。

このＰＯ−ＣＩは、ＣＩに比べてスループットを２倍にすることができ、さらに、ＣＩよりもＰＡＰＲをさらに低減することができる。

しかしながら、上記した送信機および受信機に用いるＣＩおよびＰＯ−ＣＩは、いずれもその計算が複雑であるため、その設計が容易ではなく、理論的には可能であるが、いまだ実用化には至っていない。そのため、ＣＩやＰＯ−ＣＩを用いた製品もない。
D.A.Wiegandt and C.R.Nassar, "High-performance OFDM via carrier interferometry," in Proc. IEEE Int. Conf. 3rd-Generation Wireless and Beyond, 3Gwireless'01, San Francisco, CA, 2001, pp.404-409 D.A.Wiegandt, C.R.Nassar, and Z.Wu, "Overcoming Peak-to-average power ratio issues in OFDM via carrier interferometry codes," in Proc. IEEE Vehicle Technology Conf., Atlantic City, NJ, 2001, pp.660-663

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＣＩおよびＰＯ−ＣＩを用いた送信機および受信機を簡単な構成にて実現することにある。

本発明の送信機は、上記課題を解決するために、シリアルデータである元データを複数のサブキャリアに対応させるパラレルデータに変換するシリアル−パラレル変換手段と、このパラレルデータを周波数領域を示すデータから時間領域を示すデータに変換する第１の高速逆フーリエ変換手段とを有する送信機において、上記シリアル−パラレル変換手段と上記第１の高速逆フーリエ変換手段との間に、時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成る離散逆フーリエ変換を示す式から生成された行列の要素を用いて上記複数のサブキャリアを変調する第１の変調手段を備えている。

また、本発明の送信機では、上記時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて離散逆フーリエ変換を示す成る式は、

であることが好ましい。

ここで、〔数５〕におけるＳ_ｋは周波数領域信号を示し、ｅ^{ｊ（２π／Ｎ・ｋ・ｎ}）は周波数コンポーネントを示している。そして、Ｓ（ｎ）は時間領域信号を示している。すなわち、〔数５〕は、周波数領域から時間領域に変換するものである。

また、本発明の送信機では、上記の行列は、

であることが好ましい。

上記した通り、ＣＩを送信機に設けることは理論的には可能だが、その計算の複雑さから実際には不可能であった。そのため、従来ＣＩを設けた送信機は存在しなかった。

これに対して、本発明者らは、鋭意検討の結果、〔数５〕を変形した〔数６〕が、従来複雑で求めることが困難であったＣＩの式に酷似していることを見出した。〔数５〕は数学において一般的によく知られたＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）の式であるため、既存のソフトウエアを用いて用意に実現することができる。すなわち、従来のＣＩの演算では計算回数が非常に多く実用化が困難であったが、ＩＤＦＴを適用することで計算回数を大幅に軽減できる。

従って、従来不可能であったＣＩを設けた送信機を容易に提供することができる、という効果を奏する。

また、本発明の送信機では、上記の行列は、２つの行列から成る。これらの各行列の要素を用いて上記複数のサブキャリアを変調する上記第１の変調手段は、第２の変調手段と第３の変調手段とから構成されており、この第３の変調手段の後段にはセパレーターが設けられていることが好ましい。

また、本発明の送信機では、上記２つの行列はそれぞれ、

である一方、上記セパレーターを示す演算式は、

であることが好ましい。上記構成によれば、変調手段を２つ備えたＰＯ−ＣＩを備えた送信機も容易に実現することができる。

また、本発明の受信機は、元データを時間領域を示すデータから周波数領域を示すデータに変換する第１の高速フーリエ変換手段と、この第１の高速フーリエ変換手段から出力された複数のサブキャリアに対応させるパラレルデータをシリアルデータに変換するパラレル−シリアル変換手段と、を有する受信機において、上記第１の高速フーリエ変換手段と上記パラレル−シリアル変換手段との間に、時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成る離散フーリエ変換を示す式から生成された行列の要素を用いて上記複数のサブキャリアを変調する第４の変調手段を備えていることを特徴としている。

また、本発明の受信機では、上記時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成る離散フーリエ変換を示す式は、

であることが好ましい。

また、本発明の受信機では、上記行列は、

であることが好ましい。

上記した通り、ＣＩを受信機に設けることは理論的には可能だが、その計算の複雑さから実際には不可能であった。そのため、従来ＣＩを設けた受信機は無かった。

これに対して、本発明者らは、鋭意検討の結果、〔数９〕を変形した〔数１０〕が、従来複雑で求めることが困難であったＣＩの式に酷似していることを見出した。〔数９〕は数学において一般的によく知られたＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）の式であるため、既存のソフトウエアを用いて用意に実現することができる。

従って、従来不可能であったＣＩを設けた受信機を容易に提供することができる、という効果を奏する。

また、本発明の受信機では、上記第４の変調手段は、時間領域を示すデータを周波数領域を示すデータに変換する第２の高速フーリエ変換手段であり、
また、本発明の受信機では、上記の行列は、２つの行列から成り、これらの各行列の要素を用いて上記サブキャリアを変調する上記第４の変調手段は、第５の変調手段と第６の変調手段とから構成されており、この第６の変調手段の前段にはセパレーターが設けられていることが好ましい。

また、本発明の受信機では、上記２つの行列は、

である一方、上記セパレーターを示す演算式は、

であることが好ましい。上記構成によれば、変調手段を２つ備えたＰＯ−ＣＩを用いた受信機も容易に実現することができる。

本発明の実施形態を示すものであり、送信機の概略構成を示すブロック図である。 〔表１〕を図示した説明図である。 Ｎ＝２の場合の送信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴの概略構成を示す図である。 Ｎ＝２の場合の受信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴの概略構成を示す図である。 Ｎ＝４の場合の送信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴの概略構成を示す図である。 Ｎ＝４の場合の受信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴの概略構成を示す図である。 Ｎ＝８の場合の送信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴの概略構成を示す図である。 Ｎ＝８の場合の受信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴの概略構成を示す図である。 本発明の実施形態を示すものであり、受信機の概略構成を示すブロック図である。 図９に示す受信機において、ＣＩを簡単に設計することができていることを示す図である。 本発明の実施形態を示すものであり、ＰＯ−ＣＩを用いた送信機の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、ＰＯ−ＣＩを用いた受信機の概略構成を示すブロック図である。 図１２に示す受信機において、ＰＯ−ＣＩを従来よりも簡単に設計することができていることを示す図である。 比較例としての従来のＭＭＳＥの構成を示す説明図である。 本実施の形態のＭＭＳＥの構成を示す図である。 比較例としての従来のＰＯ−ＣＩのＭＭＳＥの構成を示す説明図である。 本実施の形態のＰＯ−ＣＩのＭＭＳＥの構成を示す図である。 ＣＯＳＴ−２０７フェージングモデルにおけるＢＵ（Bad Urban）の電力遅延プロファイルを示す図である。 本発明の実施の形態のＣＩ−ＦＥＴの効果を示すグラフである。 本発明の実施の形態のＣＩ−ＦＦＴの効果を示すグラフである。 本発明の実施の形態のＰＯ−ＣＩ−ＦＥＴの効果を示すグラフである。 従来のＯＦＤＭにおいてＰＡＰＲが起こっている様子を示す図である。 ＣＩ−ＯＦＤＭを用いた場合の効果を示す図である。 従来のＣＩ−ＯＦＤＭを用いた送信機を示す図である。 ＰＯ−ＣＩ−ＯＦＤＭを用いた場合の波形図である。

符号の説明

１ シリアル−パラレル変換部（シリアル−パラレル変換手段）
２ 第１のＩＦＦＴ部（第１の変調手段；第２の高速逆フーリエ変換手段）
３ 第２のＩＦＦＴ部（第１の高速逆フーリエ変換手段）
７１ 第１のＦＦＴ部（第１の高速フーリエ変換手段）
７２ 第２のＦＦＴ部（第４の変調手段）
７３ パラレル−シリアル変換部（パラレル−シリアル変換手段）
７８ シリアル−パラレル変換部（シリアル−パラレル変換手段）
７９ 第３のＩＦＦＴ部（第２の変調手段）
８０ 第４のＩＦＦＴ部（第３の変調手段）
８１ セパレーター
８４ 第５のＩＦＦＴ部（第１の高速逆フーリエ変換手段）
８９ 第３のＦＦＴ部（第１の高速フーリエ変換手段）
９０ セパレーター
９１ 第４のＦＦＴ部（第５の変調手段）
９２ 第５のＦＦＴ部（第６の変調手段）
９３ パラレル−シリアル変換部（パラレル−シリアル変換手段）

本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。

本実施の形態の地上波デジタルＴＶ用送信機（送信機）は、図１に示すように、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部；Serial/Parallel部；シリアル−パラレル変換手段）１、第１のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；「ＣＩ（Carrier Interferometry）−ＩＦＦＴ」ともいう）部（第１の変調手段；第２の高速逆フーリエ変換手段）２、第２のＩＦＦＴ部（第１の高速逆フーリエ変換手段）３、ガードインターバル入力部（ＧＩ（Guard Interval）入力部）４、およびアンテナ５を備えており、データがこの順に流れるようになっている。なお、「ＣＩ−ＩＦＦＴ」という名称は、本発明者らが便宜的に命名した名称である。

また、ここでは、送信機を地上波デジタルＴＶ用としたが、送信機の用途は地上波デジタルＴＶに限定されず、携帯端末やＰＣ（Personal Computer）カードなどに用いることもでき、この点については、後述する受信機（図９参照）についても同様である。

Ｓ／Ｐ部１は、外部から入力されたデータを、ＱＰＳＫ変調またはＱＡＭ変調して、シリアルからパラレルに変換する（つまり、外部から入力されたデータ（元データ）をＮ個のサブキャリアに分配する）。第１のＩＦＦＴ部２は、ＣＩコード（要素）を生成し、このＣＩコードをサブキャリア上に拡散することによってサブキャリアを変調して、Ｎ／２個のサブキャリア毎に分けてデータを出力する。

第２のＩＦＦＴ部３は、周波数領域信号から時間領域信号へ変換する。この第２のＩＦＦＴ部３には第１のＩＦＦＴ部２からの信号とは別に、オーバーサンプリングのために、（Ｌ−１）Ｎ個のゼロパディング〔０００００〕が、上記のＮ／２個ずつに分けられたサブキャリアの間に入力されている。なお、Ｌは、オーバーサンプリング因子である。

次に、本発明の最重要部分について説明する。

ここで説明する本発明の最重要部分とは、上記の第１のＩＦＦＴ部２である。この第１のＩＦＦＴ部２は、後述するようにＣＩと同等の機能を奏する。なお、従来の送信機には、第１のＩＦＦＴ部２は設けられておらず、第１のＩＦＦＴ部２が設けられている箇所に、ＣＩを設けることが理想であったが、既に述べた通り、計算の複雑さから実際にＣＩを設けることは不可能であった。

ところで、数学において、一般に、次の〔数１３〕に示す、離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ；Inverse Discrete Fourier Transform）、という数式が知られている。この離散逆フーリエ変換は、周波数領域を示すデータを時間領域を示すデータに変換するために利用される。

なお、〔数１３〕においてｓ（ｎ）は時間領域信号を示しており、Ｓｋは周波数領域信号を示しており、ｋはキャリアナンバー（ビットナンバー）を示している。この〔数１３〕は、次に示す〔数１４〕のように、ビットナンバーｋが１，２，３，…（Ｎ−１）の集合のマトリクス（行列）にて示すことができる。

ここで特に注目すべきは、この〔数１４〕は、上記の〔背景技術〕の欄で説明した、〔数２〕と係数（√ｎ）を除けば同じ式である、ということである。従って、第１のＩＦＦＴ部２は、時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成る式（〔数１３〕）から生成された行列（〔数１４〕）の要素を用いて、複数のサブキャリアを変調することができる。

このようにＣＩにおいて用いる〔数２〕と、ＩＤＦＴ（〔数１３〕）から導かれた〔数１４〕とがほぼ同じであることは、本発明者らが鋭意検討の結果、初めて見出したものである。その結果、次のような効果を奏する。

「ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）」は、上記の通り、ＰＡＰＲ（Peak-to-average power ratio）という問題が生じる。ここでＰＡＰＲとは、ピークが重なったときに、許容される最大の周波数を超えてしまうことをいう。このようなＰＡＰＲを防止するため、「ＯＦＤＭ」に、「ＣＩ」を用いることが望ましかった。しかしながら、この「ＣＩ」を用いた「ＯＦＤＭ」は、複雑な計算を有する（多量の演算回路とメモリが必要となる）ため、コンピュータにおいて理論上は可能であるが、未だ実現されておらず、製品化されたものもなかった。

これに対して、本発明者らは、ＩＤＦＴ（〔数１３〕）を変形した〔数１４〕が、ＣＩとほぼ等しいことを見出した。繰り返しになるが、〔数１４〕は、数学において一般的な〔数１３〕を変形したものであるため、既存のソフトウェアを用いて容易に作成することができる。従って、従来は実現不可能であったＣＩを複雑な計算をしないで、実現することができる。

さらに、本発明者らは、鋭意検討の結果、ＩＤＦＴよりももっと簡単なＩＦＦＴ（Invers Fast Fourier Transform）を用いてもＣＩを実現することができることを見出した。なお、図１は、このＣＩとしてＩＦＦＴを用いた送信機を示している。

上記の〔数１３〕は、以下の〔数１５〕のように書き換えることができる。なお、説明の便宜上、符号を変えると共に、１／√Ｎを省略している。

そして、この〔数１５〕をキャリアナンバーｋが、偶数のものと奇数のものとに分けることにより、〔数１６〕のように表すことができる。

さらに〔数１６〕を整理すると、次の〔数１７〕のようになる。

この〔数１７〕を次の〔数１８〕のように置き換えることができる。

ここで、〔数１５〕より、Ｗ_８ ^１＝ｅ^{ｊ（２π／８）}＝ｅ^ｊ４５°＝（１＋ｊ）／√２＝ａとすると、ａ^２、ａ^３、ａ^４、ａ^５、ａ^６、ａ^７、ａ^８はそれぞれ、
ａ^２＝ｊ
ａ^３＝ｊａ＝−ａ^＊
ａ^４＝−１
ａ^５＝−ａ
ａ^６＝−ｊ
ａ^７＝−ｊａ＝ａ^＊
ａ^８＝１
となる。
それゆえ、
Ｗ_８ ^４＝−Ｗ_８ ^０
Ｗ_８ ^５＝−Ｗ_８ ^１
Ｗ_８ ^６＝−Ｗ_８ ^２
Ｗ_８ ^７＝−Ｗ_８ ^３
となり、次の〔表１〕が成立する。この〔表１〕から、Ｗ_８ ^０〜Ｗ_８ ^７まで計算が必要であるＩＤＦＴ（ＤＦＴ）に比して、単に、Ｗ_８ ^０〜Ｗ_８ ^３まで計算すれば足りるＩＦＦＴ（ＦＦＴ）の方が計算を単純化することができることができる。また、この〔表１〕からＤＦＴ＝ＣＩとなっていることが分かる。

一方で、ＩＤＦＴを用いた送信機でも、従来の送信機に比べて格段にＣＩの実現を簡単にすることができるため、第１のＩＦＦＴ部２の代わりに、ＩＤＦＴを用いてもよい。また、後述する受信機（図９参照）についても同様に、ＩＦＦＴまたはＦＦＴを用いて説明するが、同様にＩＤＦＴまたはＤＦＴに置き換えてもよい。

上記の〔表１〕を図示すると、図２のようになる。なお、同図における細線は「×１」を施すことを示しており、太線は「×Ｗ_８ ^ｎ」を施すことを示している。また、図２に示すように、偶数入力のＦ[０]、Ｆ[２]、Ｆ[４]、Ｆ[６]と、奇数入力のＦ[１]、Ｆ[３]、Ｆ[５]、Ｆ[７]は、別々のＤＦＴ８・９に入力される。なお、奇数側のＤＦＴ９から出力される信号（ｈ[０]、ｈ[１]、ｈ[２]、ｈ[３]）にはＷ_８ ^ｎが掛けられている。

また、偶数入力側のＤＦＴ８から出力される信号（ｇ[０]、ｇ[１]、ｇ[２]、ｇ[３]）と、奇数入力側のＤＦＴ９から出力される信号が足されてｆ[０]、ｆ[１]、ｆ[２]、ｆ[３]となる。また、偶数入力側のＤＦＴ８から出力される信号から奇数入力側のＤＦＴ９から出力される信号が引き算されてｆ[４]、ｆ[５]、ｆ[６]、ｆ[７]となる。

次に、送信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴ（第１のＩＦＦＴ部２に相当；図１参照）の内部構成およびＣＩ−ＩＦＦＴの内部のデータの流れについて、図３を用いて説明する。同図では、Ｎ＝２の場合（つまり、サブキャリアの数Ｎが２の場合）について説明する。また、同図において、細線は「×１」を施すことを示している一方、太線矢印は「×Ｗ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）」を施すことを示している。

このＣＩ−ＩＦＦＴは、同図に示すように、和演算器２０と、差演算器２１とを備えている。ＣＩ−ＩＦＦＴに入力されるサブキャリアをｄ[０]・ｄ[１]とする。和演算器２０は、ＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[０]の入力部と対向して設けられている一方、差演算器２１は、ＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[１]の入力部と対向して設けられている。

なお、サブキャリアｄ[０]・ｄ[１]における、[]内の数字は、ビットナンバー（インデックス）を示している（以下、同様である）。サブキャリアｄ[０]と、サブキャリアｄ[１]にＷ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）を掛けた値とが和演算器２０にて足し算されてｆ[０]が生成される。一方、サブキャリアｄ[０]にＷ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）を掛けた値からサブキャリアｄ[１]が差演算器２１にて引き算されてｆ[１]が生成される。そして、これらのｆ[０]、ｆ[１]がＣＩ−ＩＦＦＴから別々に出力される。この場合、ＣＩ−ＩＦＦＴの計算は、１回ずつの掛け算、足し算、および引き算にて行なうことができる。つまり、従来のＣＩ−ＯＦＤＭに比して格段に簡単な計算にてＣＩを実現することができる。

次に、後述する受信機（図９参照）に用いられるＣＩ−ＦＦＴ内部の構成および動作について、図４を用いて説明する。なお、ここでもＮ＝２の場合について説明する。また、同図において、細線は「×１」を施すことを示している一方、太線矢印は「×Ｗ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{−ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）」を施すことを示している。ＣＩ−ＦＦＴも同図に示すように、和演算器２０と差演算器２１とを備えている。ＣＩ−ＦＦＴに入力されるサブキャリアをｄ[０]・ｄ[１]とする。和演算器２０はＣＩ−ＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[０]の入力部と対向して設けられている一方、差演算器２１はＣＩ−ＦＦＴにおけるサブキャリア[１]の入力部と対向して設けられている。

サブキャリアｄ[０]と、サブキャリアｄ[１]にＷ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）を掛けた値とが和演算器２０にて足し算されてｆ[０]が生成される。一方、サブキャリアｄ[０]にＷ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）を掛けた値からサブキャリアｄ[１]が差演算器２１にて引き算されｆ[１]が生成される。そして、これらｆ[０]・ｆ[１]がＣＩ−ＦＦＴから別々に出力される。この場合も送信機におけるＣＩ−ＩＦＦＴと同様に従来に比して格段に簡単な計算にてＣＩを実現することができる。

次に、送信機に設けられるＣＩ−ＩＦＦＴのＮ＝４の場合（サブキャリアの数が４の場合）について図５を用いて説明する。、同図において、細線は「×１」を施すことを示している一方、太線矢印は「×Ｗ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）」を施すことを示している。この場合のＣＩ−ＩＦＦＴには、同図に示すように、ビット反転器２２、第１の演算器群２３、第２の演算器群３３が前段から後段に向かってこの順に配されている。

ＣＩ−ＩＦＦＴに入力されるサブキャリアをｄ[０]、ｄ[１]、ｄ[２]、ｄ[３]とする。ビット反転器２２は、ＣＩ−ＩＦＦＴに入力されるサブキャリアのルート（データの流れ）を次の〔表２〕の規則に従って変更する（反転する）役割を有している。

この〔表２〕および図５に示すように、サブキャリアｄ[１]とサブキャリアｄ[２]とのルートが互いに逆になる。第１の演算器群２３には、ＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[０]の入力部側からＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[３]の入力部側に向かって、和演算器２４→差演算器２５→和演算器２６→差演算器２７がこの順に設けられている。また、第２の演算器群３３には、ＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[０]の入力部側からＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[３]の入力部側に向かって、和演算器２８→和演算器２９→差演算器３０→差演算器３１がこの順に設けられている。

次に、データの流れについて説明する。なお、以下の説明では、説明の便宜上、Ｗ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）を回転因子と呼ぶ。

ビット反転器２２から出力されたサブキャリアｄ[０]および回転因子が掛け算されたサブキャリアｄ[２]は、和演算器２４に入力され、互いに足し算される。また、ビット反転器２２から出力されたサブキャリアｄ[０]および回転因子が掛け算されたサブキャリアｄ[２]は、差演算器２５に入力され、互いに引き算される（ｄ[０]−ｄ[２]）。

ビット反転器２２から出力されたサブキャリアｄ[１]および回転因子が掛け算されたサブキャリアｄ[３]は、和演算器２６に入力され、互いに足し算される。また、ビット反転器２２から出力されたサブキャリアｄ[１]および回転因子が掛け算されたサブキャリアｄ[３]は差演算器２７に入力され、互いに引き算される（ｄ[１]−ｄ[３]）。

次に、和演算器２４からの出力と、和演算器２６からの出力に回転因子が掛け算された出力とが和演算器２８に入力され、互いに足し算されて、ｆ[０]が生成される。また、差演算器２５からの出力と、差演算器２７からの出力に回転因子が掛け算された出力とが和演算器２９に入力され、互いに足し算されて、ｆ[１]が生成される。また、和演算器２４からの出力と、和演算器２６からの出力に回転因子が掛け算された出力とが差演算器３０に入力され、互いに引き算（和演算器２４からの出力−和演算器２６からの出力）されて、ｆ[２]が生成される。

また、差演算器２５からの出力と、差演算器２７からの出力に回転因子が掛け算された出力とが差演算器３１に入力され、互いに引き算（差演算器２５からの出力−差演算器２７からの出力）されて、ｆ[３]が生成される。

この場合、ＣＩ−ＩＦＦＴの計算は、４回ずつの掛け算、足し算、および引き算にて行なうことができる。従って、従来のＣＩ−ＯＦＤＭにおける計算よりも格段に簡単な計算にてＣＩを実現することができる。

Ｎ＝４の場合についてのＣＩ−ＦＦＴ内部の内部構成およびデータの流れは、図６に示されている。なお、このＣＩ−ＦＦＴの内部構成およびデータの流れは、上記のＣＩ−ＩＦＦＴ内部の動作と回転因子の値が異なる、つまり、回転因子がＷ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{−ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）に代わるだけであるので、その説明を省略する。

次に、送信機に用いられる、ＣＩ−ＩＦＦＴのＮ＝８の場合（サブキャリアの数が８の場合）について図７を用いて説明する。この場合のＣＩ−ＩＦＦＴには、同図に示すように、ビット反転器４０、第１の演算器群４１、第２の演算器群４２、第３の演算器群４３が前段から後段に向かってこの順に配されている。同図において、細線は「×１」を施すことを示している一方、太線矢印は「×Ｗ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）」を施すことを示している。

ＣＩ−ＩＦＦＴに入力されるサブキャリアをｄ[０]〜ｄ[７]とする。ビット反転器４０は、ＣＩ−ＩＦＦＴに入力されるサブキャリアのルートを次の〔表３〕の規則に従って変更する（反転する）役割を有している。

この〔表３〕および図７に示すように、サブキャリアｄ[２]とサブキャリアｄ[４]とのルートが互いに逆になっていると共に、サブキャリアｄ[３]とサブキャリアｄ[６]とのルートが互いに逆になっている。

第１の演算器群４１には、ＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[０]の入力部側からＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[７]の入力部側に向かって、和演算器４４→差演算器４５→和演算器４６→差演算器４７→和演算器４８→差演算器４９→和演算器５０→差演算器５１がこの順に設けられている。また、第２の演算器群４２には、ＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[０]の入力側からサブキャリアｄ[７]の入力部側に向かって、和演算器５２→和演算器５３→差演算器５４→差演算器５５→和演算器５６→和演算器５７→差演算器５８→差演算器５９がこの順に設けられている。また、第３の演算器群４３には、ＣＩ−ＩＦＦＴにおけるサブキャリアｄ[０]の入力側からサブキャリアｄ[７]の入力部側に向かって、和演算器６０→和演算器６１→和演算器６２→和演算器６３→差演算器６４→差演算器６５→差演算器６６→差演算器６７がこの順に設けられている。

次に、データの流れについて説明する。なお、説明の便宜上、Ｗ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）を回転因子と呼ぶ。

また、このＮ＝８の場合の送信機に用いられるＣＩ−ＩＦＦＴは、Ｎ＝４の場合のＣＩ−ＩＦＦＴを２つ設けて、さらに、それらの後段に第３の演算器群４３を設けた構成になっている。そして、２つのＣＩ−ＩＦＦＴの出力のうちの一方に回転因子を掛け算して、第３の演算器群４３へ出力するようになっている。この場合、ＣＩ−ＩＦＦＴの計算は、１２回ずつの掛け算、足し算、および引き算にて行なうことができる。そのため、従来のＣＩ−ＯＦＤＭに比して格段に簡単な計算にてＣＩを実現することができる。

Ｎ＝８の場合についての受信機に用いられるＣＩ−ＦＦＴ内部の内部構成およびデータの流れは、図８に示されている。なお、このＣＩ−ＦＦＴの内部構成およびデータの流れは、上記のＣＩ−ＩＦＦＴ内部の動作と回転因子の値が異なる、つまり、回転因子がＷ_Ｎ ^ｎ（＝ｅ^{−ｊ（２π／Ｎ）ｎ}）に代わるだけであるので、その説明を省略する。

なお、ここまでの説明では、地上波デジタルＴＶ用の送信機（図１参照）について主に説明したが、受信機についても同様にＣＩを容易に実現することができる。図９は、地上波デジタルＴＶ用の受信機を示すブロック図である。

この受信機は、アンテナ６９、ガードリムーバル部（ＧＩ除去部）７０、第１のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部（第１の高速フーリエ変換手段）７１、第２のＦＦＴ部（第４の変調手段）７２、およびパラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部；Parallel/Serial；パラレルシリアル変換手段）７３を備えている。

アンテナ６９は、外部からデータ（元データ）を受信する役割を有している。ＧＩ除去部７０は、アンテナ６９から得たデータのＧＩを除去する。第１のＦＦＴ部７１は、ＧＩ除去部７０から得たデータに対して高速フーリエ変換を施し、時間領域を示すデータから周波数領域を示すデータに変換する。そして、この第１のＦＦＴ部７１からの出力は２つの部分（Ｎ／２個ずつのサブキャリア）に分割され、これらの２つの部分の間の信号は、無視される。なお、Ｌはオーバーサンプリング因子を示している。

第２のＦＦＴ部７２は、ＣＩコード（要素）を生成し、このＣＩコードをサブキャリア上に拡散することによってサブキャリアを変調して、データを出力する。そして、Ｐ／Ｓ部７３にてＱＰＳＫ変調またはＱＡＭ変調がかけられ。パラレルからシリアルに変換される。

これらの構成のうち、最重要部分は、第２のＦＦＴ部７２である。この第２のＦＦＴ部７２は、上記の第１のＩＦＦＴ部２と同様にＣＩと同等の機能を奏する。従って、複雑な計算をしないで、受信機においてもＣＩを実現することができる。

また、受信機の場合には、上記の〔数１３〕の代わりに、次のＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を表す〔数１９〕から導かれる次のマトリクス〔数２０〕を用いて、ＣＩを容易に求めることができる。

また、図１０は、図９に示す受信機において、ＣＩを簡単に設計することができていることを示すテーブルである。なお、ここでは受信機における例を示しているが、図１に示す送信機においても同様の結果を得ることができる。同図に示す通り、本発明のＣＩ−ＦＦＴは、従来のＣＩ−ＯＦＤＭに比して、掛け算（乗算）、足し算、引き算の回数（計算回数）、および、メモリ量を大幅に減らすことができる。

従来の〔数２〕で示したようなＣＩのコードを用いて計算する場合、乗算の数は（Ｎ−１）×（Ｎ−１）、加算の数は（Ｎ−１）×Ｎ、メモリはＮ×Ｎである。一方、本実施形態の場合、全ての回転因子を計算するわけではなく、乗算の数はＮ／２・ｌｏｇ_２（Ｎ）、加算と減算はＮＬｏｇ_２（Ｎ）、メモリはＮとなる。すなわち、図１０に示されるように、本実施形態によれば、乗算の８５．８％、加算の７１．６％、メモリサイズの９３．８％以上を削減することができる。特にＮが８１９２を超えると、加算、乗算およびメモリサイズを９９．９％以上削減することができる。

次に、ＣＩコードの代わりに、ＰＯ（Pseudo Orthogonal）−ＣＩコードを用いた送信機について説明する。すなわち、上記の送信機はＣＩに限らず、ＰＯ−ＣＩを用いた送信機であってもよい。

ＰＯ−ＣＩコードは、２つのＣＩコードセット（コードセット１を「ＣＩ_１」と称し、コードセット２を「ＣＩ_２」と称する）からなり、２つ目のＣＩコードセット（ＣＩ_２）は、ＣＩ_１をコピーしたＣＩコードセットである。これらのＣＩコードセットＣＩ_１・ＣＩ_２は、ともに直交している。Ｎサブキャリア上のｋ番目のデータシンボルのＰＯ−ＣＩコードは、それぞれ次の〔数２１〕のように示される。

ここで、ＣＩ_１については、ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１であり、ＣＩ_２については、ｋ＝Ｎ，Ｎ＋１，…，２Ｎ−１である。ＰＯ−ＣＩは拡散コード（変調コード）であるため、このコードをマトリクスにて示すと、以下の〔数２２〕のようになる。ここで、各サブキャリアの出力信号はコードセットＣＩ_１・ＣＩ_２を加算することによって得られ、列の数はデータの数を示している一方、行の数はサブキャリアの数を示している。

そして、ｎ番目のサブキャリアの出力信号は次の〔数２３〕のように表される。

この出力信号は、Ｎ周期という周期性を持っているので、次の〔数２４〕のように簡略化することができる。

この〔数２４〕に示すように、ＰＯ−ＣＩは、２つのＩＦＦＴとセパレート係数（ｅ^{ｊ（π／Ｎ・ｎ}））だけで表すことができる。

具体的なＰＯ−ＣＩを用いた送信機は、図１１に示すように、シリアル−パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部；シリアル−パラレル変換手段）７８、第３のＩＦＦＴ部（第２の変調手段）７９、第４のＩＦＦＴ部（第３の変調手段）８０、セパレーター８１、第１の演算器群８２、第２の演算器群８３、第５のＩＦＦＴ部（第１の高速逆フーリエ変換手段）８４、ガードインターバル入力部（ＧＩ入力部）８５、およびアンテナ８６を備えている。

ＰＯ−ＣＩを用いた送信機は、同図に示すように、図１に示す送信機とは異なり、ＣＩコード（要素）を２箇所で生成している。そのためデータが流れるルートは、（ｉ）Ｓ／Ｐ部７８→第３のＩＦＦＴ部７９→第１の演算器群８２・第２の演算器群８３→第５のＩＦＦＴ部８４→ＧＩ入力部８５→アンテナ８６というルートと、（ｉｉ）Ｓ／Ｐ部７８→第４のＩＦＦＴ部８０→セパレーター８１→第１の演算器群８２・第２の演算器群８３→第５のＩＦＦＴ部８４→ＧＩ入力部８５→アンテナ８６というルートの２つのルートを有している。なお、第３のＩＦＦＴ部７９およびセパレーター８１はそれぞれ２つの部分に分けて出力している。そして、一方を第１の演算器群８２へ入力し、他方を第２の演算器群８３へ入力するようになっている。

また、セパレーター８１を設けている。さらに、ＰＯ−ＣＩを用いた送信機は、２系統のデータのルートを有しているため、第３のＩＦＦＴ部７９からの出力と、セパレーター８１からの出力を足し算するために、和演算器が集合して成る第１の演算器群８２、および第２の演算器群８３を備えている。

ここで、この送信機の特徴部分は、第３のＩＦＦＴ部７９および第４のＩＦＦＴ部８０であり、これらのＩＦＦＴ部７９・８０を設けることによって、少なくとも図１に示す送信機と同等の効果を奏する。なお、これらのＩＦＦＴ部７９・８０を設けることによって奏する効果は既に述べたため、その説明を省略する。

ＰＯ−ＣＩはＣＩと比較して以下のような利点を有している。（ｉ）ＰＯ−ＣＩは、ＯＦＤＭのスループットを２倍に増やすことができ、特にＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調データにおいて実現される。（ｉｉ）ＰＯ−ＣＩは、ＣＩよりもＯＦＤＭのＰＡＰＲを低くすることができる。（ｉｉｉ）ＰＯ−ＣＩは２つのコードセットを持っているので、フェーディングチャネルにおいてよりよいＢＥＲパフォーマンスを得るために、よいインターリビングアーキテクチャを適用することができる。

また、ＰＯ−ＣＩを用いた受信機は、図１２に示すように、アンテナ８７、ＧＩ除去部８８、第３のＦＦＴ部（第１の高速フーリエ変換手段）８９、セパレーター９０、第４のＦＦＴ部（第５の変調手段）９１、第５のＦＦＴ部（第６の変調手段）９２、およびパラレル−シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部；Parallel/Serial部；パラレル−シリアル変換手段）９３を備えている。

ここで、この受信機の特徴部分は、第４のＦＦＴ部９１および第５のＦＦＴ部９２であり、これらのＦＦＴ部９１・９２を設けることによって、上記した図９に示す受信機以上の効果を奏する。その理由については、上記のＰＯ−ＣＩを用いた送信機（図１１参照）と同様であるため、その説明を省略する。

また、図１３は、図１２に示す受信機において、ＰＯ−ＣＩを従来よりも簡単に設計することができていることを示すテーブルである。なお、図１１に示す送信機についても同様の効果を奏する。

同図に示す通り、本発明のＣＩ−ＦＦＴは、従来のＣＩ−ＯＦＤＭに比して、掛け算（乗算）、足し算、引き算の回数、および、メモリ量を減らすことができる。

従来の〔数２〕で示したようなＣＩのコードを用いて計算する場合、乗算の数は２（Ｎ−１）×（Ｎ−１）、加算の数は２（Ｎ−１）×Ｎ＋Ｎ、メモリは２Ｎ×Ｎである。一方、本実施形態の場合、全ての回転因子を計算するわけではなく、乗算の数は２（Ｎ／２）・ｌｏｇ_２（Ｎ）＋Ｎ、加算と減算は２ＮＬｏｇ_２（Ｎ）＋Ｎ、メモリは２Ｎ＋Ｎとなる。すなわち、図１３に示されるように、本実施形態によれば、乗算の８４．４％、加算の６９．１％、メモリサイズの９０．６％以上を削減することができる。

このＰＯ−ＣＩを用いた受信機は、上記の〔数２２〕に示す行列の代わりに次の〔数２５〕を用いて、さらに、〔数２６〕に示すセパレーターを示す演算式によりＣＩを容易に求めることができる。

次に、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）の構成について説明する。マルチパスのフェージングによって、周波数ダイバーシティーベネフィットを最大にして直交性を復元するためには、受信機にてコンバイナが機能する必要がある。これに最適なのが、ＭＭＳＥである。ＭＭＳＥは、フェージングに強いという特性を有している。また、ＭＭＳＥは、マルチパスフェージングチャネルにおいてＭＬ（Maximum Likelihood）法に近い、パフォーマンスの準最適な方法である。

図１４（ａ）は、比較例としての従来のＭＭＳＥの構成を示している。この図に示すように、従来のＭＭＳＥは、ＦＦＴ部１００、重み付け乗算１０１・１０２・１０３・１０４を有しており、さらにこれらの重み付け乗算１０１・１０２・１０３・１０４からの出力をサメーションする、和演算部１０５・１０６を有している。

図１４（ｂ）は、本発明のＭＭＳＥの構成を示している。この図に示すように、本発明のＭＭＳＥは、第１のＦＦＴ部１０７、重み付け乗算１０８、および第２のＦＦＴ部１０９を有している。この図に示すように、本発明のＭＭＳＥは、第２のＦＦＴ部１０９を有しているそのため、単に、一つの重み付けを乗算するだけでよく、ＭＭＳＥの構成を簡単することができる。

図１５（ａ）は、比較例としての従来のＰＯ−ＣＩのＭＭＳＥの構成を示している。この図に示すように、従来のＰＯ−ＣＩのＭＭＳＥは、ＦＦＴ部１１０、重み付け乗算１１１・１１２・１１３・１１４、および和演算部１１５・１１６を有している。図１５（ｂ）は、本発明のＰＯ−ＣＩのＭＭＳＥの構成を示している。この図に示すように、本発明のＭＭＳＥは、第１のＦＦＴ部１１７、重み付け乗算１１８、セパレーター１１９、および第２のＦＦＴ部１２０、および第２のＦＦＴ部１２１を有している。本発明のＭＭＳＥは、第１のＦＦＴ部１１８を有している。そのため、単に一つの重み付けを乗算するだけでよく、ＰＯ−ＣＩのＭＭＳＥの構成を簡単することができる。

図１６は、ＣＯＳＴ−２０７フェージングモデルにおけるＢＵ（Bad Urban）の電力遅延プロファイルを示す図である。なお、図１７〜図１９は、本発明のＣＩ、およびＰＯ−ＣＩを用いた場合の効果を示しているグラフである。

本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

産業上の利用の可能性

本発明の送信機および受信機は、地上波デジタルＴＶ放送に特に好適に利用することができる。

Claims (6)

1. シリアルデータである元データを複数のサブキャリアに対応させるパラレルデータに変換するシリアル−パラレル変換手段と、このパラレルデータを周波数領域を示すデータから時間領域を示すデータに変換する第１の高速逆フーリエ変換手段とを有する送信機において、
   上記シリアル−パラレル変換手段と上記第１の高速逆フーリエ変換手段との間に、時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成るフーリエ変換を示す式から生成された行列の要素を用いて上記複数のサブキャリアを変調する第１の変調手段を備えており、
   上記の行列は、２つの行列から成り、これらの各行列の要素を用いて上記複数のサブキャリアを変調する上記第１の変調手段は、第２の変調手段と第３の変調手段とから構成されており、この第３の変調手段の後段にはセパレーターが設けられていることを特徴とする送信機。
2. 上記２つの行列はそれぞれ、
   

   

   である一方、上記セパレータを示す演算式は、
   

   

   であることを特徴とする請求項１に記載の送信機。
3. 上記時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成るフーリエ変換が高速逆フーリエ変換であり、上記第１の変調手段は、サブキャリアの数をＮとしたとき、２Ｎｌｏｇ_２（Ｎ）＋Ｎの数だけ加算および減算を行うことを特徴とする請求項１に記載の送信機。
4. 元データを時間領域を示すデータから周波数領域を示すデータに変換する第１の高速フーリエ変換手段と、この第１の高速フーリエ変換手段から出力された複数のサブキャリアに対応させるパラレルデータをシリアルデータに変換するパラレル−シリアル変換手段とを有する受信機において、
   上記第１の高速フーリエ変換手段と上記パラレル−シリアル変換手段との間に、時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成るフーリエ変換を示す式から生成された行列の要素を用いて上記複数のサブキャリアを変調する第４の変調手段を備えており、
   上記の行列は、２つの行列から成り、これらの各行列の要素を用いて上記サブキャリアを変調する上記第４の変調手段は、第５の変調手段と第６の変調手段とから構成されており、この第６の変調手段の前段にはセパレーターが設けられていることを特徴とする受信機。
5. 上記２つの行列は、
   

   

   である一方、上記セパレーターを示す演算式は、
   

   

   であることを特徴とする請求項４に記載の受信機。
6. 上記時間領域信号値と周波数領域信号値とを用いて成るフーリエ変換が高速フーリエ変換であり、上記第４の変調手段は、サブキャリアの数をＮとしたとき、２Ｎｌｏｇ_２（Ｎ）＋Ｎの数だけ加算および減算を行うことを特徴とする請求項４に記載の受信機。

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