JPH05235601A - 広帯域振幅等化回路 - Google Patents
広帯域振幅等化回路Info
- Publication number
- JPH05235601A JPH05235601A JP3078392A JP3078392A JPH05235601A JP H05235601 A JPH05235601 A JP H05235601A JP 3078392 A JP3078392 A JP 3078392A JP 3078392 A JP3078392 A JP 3078392A JP H05235601 A JPH05235601 A JP H05235601A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band
- pass filter
- amplitude
- characteristic
- directional coupler
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
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- Waveguide Connection Structure (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 衛星無線装置の高周波段において使用される
帯域通過形フィルタによって生ずる振幅特性を補償する
ための広帯域振幅等化回路に関し、精度の良い送信レベ
ル制御を可能とするため、高周波段に設けられる帯域通
過形フィルタによって生ずる振幅特性を補償して平坦に
する広帯域振幅等化回路を提供することを目的とする。 【構成】 帯域通過形フィルタ１２に直列に接続された
主伝送路３２と、該主伝送路３２に結合する副伝送路３
４とを有し、該帯域通過形フィルタ１２の振幅特性を補
償するような振幅特性を有するようにした方向性結合器
（３６）を具備する。
帯域通過形フィルタによって生ずる振幅特性を補償する
ための広帯域振幅等化回路に関し、精度の良い送信レベ
ル制御を可能とするため、高周波段に設けられる帯域通
過形フィルタによって生ずる振幅特性を補償して平坦に
する広帯域振幅等化回路を提供することを目的とする。 【構成】 帯域通過形フィルタ１２に直列に接続された
主伝送路３２と、該主伝送路３２に結合する副伝送路３
４とを有し、該帯域通過形フィルタ１２の振幅特性を補
償するような振幅特性を有するようにした方向性結合器
（３６）を具備する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線装置、特に衛星無
線装置の高周波段において使用される帯域通過形フィル
タによって生ずる振幅特性を補償するための広帯域振幅
等化回路に関する。
線装置の高周波段において使用される帯域通過形フィル
タによって生ずる振幅特性を補償するための広帯域振幅
等化回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】衛星無線装置では高出力増幅器や、通信
衛星に搭載されるトランスポンダの性能を有効に利用す
る為に精度のよい送信出力のレベル制御が要求される。
地球局や衛星より発射された電波は、その伝搬路や降雨
等によりレベル変動が生じる。この為、所定の受信レベ
ル（Ｃ／Ｎ）を得るように地球局においてその送信レベ
ルを制御している。
衛星に搭載されるトランスポンダの性能を有効に利用す
る為に精度のよい送信出力のレベル制御が要求される。
地球局や衛星より発射された電波は、その伝搬路や降雨
等によりレベル変動が生じる。この為、所定の受信レベ
ル（Ｃ／Ｎ）を得るように地球局においてその送信レベ
ルを制御している。
【０００３】したがって、トランスポンダを有効利用し
て効率の良い通信を行なうためには、精度の良い受信レ
ベルの検出と、それによる精度の良い送信レベルの制御
が要求される。図７は衛星無線用の受信機の一般的な構
成を表わす図である。アンテナ１０で受信された信号の
うち、割り当てられた帯域内の信号のみが帯域通過形フ
ィルタ１２を通過し、低雑音増幅器１４で増幅され、ミ
キサ１６で中間周波数に変換され、帯域通過形フィルタ
１８、等化器２０を経て復調器等へ供給される。帯域通
過形フィルタ１８の帯域幅は前記の割り当てられた帯域
をさらに細分して定められる１つのチャンネルの帯域幅
に設定されており、電圧制御発振器２２の発振周波数を
変えることにより、受信チャンネルが切り換えられるよ
うになっている。等化器２０はチャンネルの帯域幅内で
振幅等化して歪等を除去するために設けられている。
て効率の良い通信を行なうためには、精度の良い受信レ
ベルの検出と、それによる精度の良い送信レベルの制御
が要求される。図７は衛星無線用の受信機の一般的な構
成を表わす図である。アンテナ１０で受信された信号の
うち、割り当てられた帯域内の信号のみが帯域通過形フ
ィルタ１２を通過し、低雑音増幅器１４で増幅され、ミ
キサ１６で中間周波数に変換され、帯域通過形フィルタ
１８、等化器２０を経て復調器等へ供給される。帯域通
過形フィルタ１８の帯域幅は前記の割り当てられた帯域
をさらに細分して定められる１つのチャンネルの帯域幅
に設定されており、電圧制御発振器２２の発振周波数を
変えることにより、受信チャンネルが切り換えられるよ
うになっている。等化器２０はチャンネルの帯域幅内で
振幅等化して歪等を除去するために設けられている。
【０００４】前述の送信レベル制御のための受信レベル
の検出は、レベル検出器２４により等化器２０の出力に
おいて検出される。
の検出は、レベル検出器２４により等化器２０の出力に
おいて検出される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】帯域通過形フィルタ１
２は、使用帯域外の電波による混信をなくすために設け
られている（同様なフィルタは、送信側においても、不
要波の輻射を抑圧するために設けられている。）が、一
般に、図８（ａ）に示すように通過帯域内で完全に平坦
ではない特性を持っている。したがって、図８（ｂ）に
示すように、通過帯域内に複数個設定されたチャンネル
のうち、中心周波数ｆ0 付近のチャンネル２６と周波数
ｆ＋△ｆ付近のチャンネル２８とでは図のＬD に示すよ
うなレベル差を生じることとなる。換言すれば、受信レ
ベルが仮に変わらなくても、受信するチャンネルによっ
てはレベル検出器２４で検出されるレベルが異なること
となり、そのため受信チャンネルによって送信レベルが
過剰となることがあり、精度の良い送信レベル制御が出
来ていないこととなる。
２は、使用帯域外の電波による混信をなくすために設け
られている（同様なフィルタは、送信側においても、不
要波の輻射を抑圧するために設けられている。）が、一
般に、図８（ａ）に示すように通過帯域内で完全に平坦
ではない特性を持っている。したがって、図８（ｂ）に
示すように、通過帯域内に複数個設定されたチャンネル
のうち、中心周波数ｆ0 付近のチャンネル２６と周波数
ｆ＋△ｆ付近のチャンネル２８とでは図のＬD に示すよ
うなレベル差を生じることとなる。換言すれば、受信レ
ベルが仮に変わらなくても、受信するチャンネルによっ
てはレベル検出器２４で検出されるレベルが異なること
となり、そのため受信チャンネルによって送信レベルが
過剰となることがあり、精度の良い送信レベル制御が出
来ていないこととなる。
【０００６】したがって本発明の目的は、帯域通過形フ
ィルタによって生ずる振幅特性を補償して平坦にする広
帯域振幅等化回路を提供することにある。
ィルタによって生ずる振幅特性を補償して平坦にする広
帯域振幅等化回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の基本構成
図である。図において、本発明の広帯域振幅等化回路
は、帯域通過形フィルタで生ずる振幅特性を補償して平
坦にする広帯域振幅等化回路であって、該帯域通過形フ
ィルタ１２に直列に接続された主伝送路３２と、該主伝
送路３２に結合する副伝送路３４とを有し、該帯域通過
形フィルタ１２の振幅特性を補償するような振幅特性を
有するようにした方向性結合器３６を具備することを特
徴とするものである。
図である。図において、本発明の広帯域振幅等化回路
は、帯域通過形フィルタで生ずる振幅特性を補償して平
坦にする広帯域振幅等化回路であって、該帯域通過形フ
ィルタ１２に直列に接続された主伝送路３２と、該主伝
送路３２に結合する副伝送路３４とを有し、該帯域通過
形フィルタ１２の振幅特性を補償するような振幅特性を
有するようにした方向性結合器３６を具備することを特
徴とするものである。
【０００８】
【作用】方向性結合器３６は設計周波数において結合量
が最大であり、それからずれると漸減する特性を有して
いる。換言すれば主伝送路３２を通過する信号の振幅特
性は設計周波数を中心に凹形の特性となり、帯域通過形
フィルタ１２と逆の特性となる。したがって、この方向
性結合器３６を帯域通過形フィルタ１２に直列に接続す
れば、全体の振幅特性を平坦にすることができる。これ
により、チャンネルによる受信レベルの変化がなくな
り、精度の良い送信レベル制御が可能となる。
が最大であり、それからずれると漸減する特性を有して
いる。換言すれば主伝送路３２を通過する信号の振幅特
性は設計周波数を中心に凹形の特性となり、帯域通過形
フィルタ１２と逆の特性となる。したがって、この方向
性結合器３６を帯域通過形フィルタ１２に直列に接続す
れば、全体の振幅特性を平坦にすることができる。これ
により、チャンネルによる受信レベルの変化がなくな
り、精度の良い送信レベル制御が可能となる。
【０００９】
【実施例】図２は本発明の一実施例を含む衛星無線用の
受信機の構成を表わすブロック図である。図７と同一の
構成要素については同一の参照番号を付してその説明を
省略する。図２の受信機には、帯域通過形フィルタ１２
の振幅特性を補償して平坦にするため、低雑音増幅器１
４の後段にλ／４波長結合形方向性結合器３６が設けら
れている。なお、方向性結合器３６はミキサ１６の前で
あればいずれの位置に設けても良いが、低雑音増幅器の
入力信号のレベルを維持するため、低雑音増幅器１４の
後段に設けることが望ましい。
受信機の構成を表わすブロック図である。図７と同一の
構成要素については同一の参照番号を付してその説明を
省略する。図２の受信機には、帯域通過形フィルタ１２
の振幅特性を補償して平坦にするため、低雑音増幅器１
４の後段にλ／４波長結合形方向性結合器３６が設けら
れている。なお、方向性結合器３６はミキサ１６の前で
あればいずれの位置に設けても良いが、低雑音増幅器の
入力信号のレベルを維持するため、低雑音増幅器１４の
後段に設けることが望ましい。
【００１０】図３はこのλ／４波長結合形方向性結合器
３６の概略を表わす平面図である。図３において、幅ｗ
の主伝送路３２がマイクロストリップ線路で形成されて
おり、長さｌの部分がそれと結合するように平行に形成
された幅ｗの副伝送路３４が同様にマイクロストリップ
線路で形成されている。長さｌは、帯域通過形フィルタ
１２の中心周波数ｆ0 の信号の波長をλo 、ストリップ
ライン上での波長をλ g とするとき、ｌ＝λg ／４であ
る。この方向性結合器３６の結合量はマイクロストリッ
プ線路３２，３４の幅ｗとそれらの間隙の幅ｓを調節す
ることにより調節することができ、シミュレーションに
より予め予測することが可能である。副伝送路３４の一
端は終端抵抗Ｚ0 で無反射終端されており、他端からは
結合出力を取り出すことができる。この結合出力は受信
レベルのモニタ等に利用することができるが、それが不
要な場合は他端と同様に終端抵抗Ｚ0 で終端しても良
い。
３６の概略を表わす平面図である。図３において、幅ｗ
の主伝送路３２がマイクロストリップ線路で形成されて
おり、長さｌの部分がそれと結合するように平行に形成
された幅ｗの副伝送路３４が同様にマイクロストリップ
線路で形成されている。長さｌは、帯域通過形フィルタ
１２の中心周波数ｆ0 の信号の波長をλo 、ストリップ
ライン上での波長をλ g とするとき、ｌ＝λg ／４であ
る。この方向性結合器３６の結合量はマイクロストリッ
プ線路３２，３４の幅ｗとそれらの間隙の幅ｓを調節す
ることにより調節することができ、シミュレーションに
より予め予測することが可能である。副伝送路３４の一
端は終端抵抗Ｚ0 で無反射終端されており、他端からは
結合出力を取り出すことができる。この結合出力は受信
レベルのモニタ等に利用することができるが、それが不
要な場合は他端と同様に終端抵抗Ｚ0 で終端しても良
い。
【００１１】図４は図３の方向性結合器の−間およ
び−間の結合量の伝送特性を表わす図である。図４
のように結合量は中心周波数ｆ0 において最大となり、
ｆ0から離調するに従い結合量は小さくなる。図５は図
２に示された方向性結合器３６の作用を説明するための
図である。図５（ａ）は図８に示された帯域通過形フィ
ルタ１２の特性を表わしており、ｆ0付近のチャンネル
とｆ±△ｆ付近のチャンネルとではレベル差ＬD を生ず
ることが示されている。図５（ｂ）に示すように方向性
結合器３６の−間（図３）の結合量の伝送特性をｆ
0 とｆ0 ±△ｆとでＬD のレベル差を生じるように調整
すると、帯域通過形フィルタ１２と方向性結合器３６と
を合成した伝送特性は図５（ｃ）に示すように通過帯域
内で平坦な特性となる。
び−間の結合量の伝送特性を表わす図である。図４
のように結合量は中心周波数ｆ0 において最大となり、
ｆ0から離調するに従い結合量は小さくなる。図５は図
２に示された方向性結合器３６の作用を説明するための
図である。図５（ａ）は図８に示された帯域通過形フィ
ルタ１２の特性を表わしており、ｆ0付近のチャンネル
とｆ±△ｆ付近のチャンネルとではレベル差ＬD を生ず
ることが示されている。図５（ｂ）に示すように方向性
結合器３６の−間（図３）の結合量の伝送特性をｆ
0 とｆ0 ±△ｆとでＬD のレベル差を生じるように調整
すると、帯域通過形フィルタ１２と方向性結合器３６と
を合成した伝送特性は図５（ｃ）に示すように通過帯域
内で平坦な特性となる。
【００１２】なお、方向性結合器は、上記に説明したマ
イクロストリップ線路によるもの以外に、導波管で形成
された主伝送路と副伝送路とを結合穴で結合させた周知
の導波管形の方向性結合器を使用することも勿論可能で
ある。図６は本発明の第２の実施例を表わす図であり、
ＯＤＵ（ＯｕｔＤｏｏｒ Ｕｎｉｔ；室外装置）４０の
ミキサ４２において周波数ｆ1 がｆ2 へブロックコンバ
ージョンされた後ＩＤＵ（ＩｎＤｏｏｒ Ｕｎｉｔ；室
内装置）４４へ導かれる方式の受信機に適用した例を表
わす。
イクロストリップ線路によるもの以外に、導波管で形成
された主伝送路と副伝送路とを結合穴で結合させた周知
の導波管形の方向性結合器を使用することも勿論可能で
ある。図６は本発明の第２の実施例を表わす図であり、
ＯＤＵ（ＯｕｔＤｏｏｒ Ｕｎｉｔ；室外装置）４０の
ミキサ４２において周波数ｆ1 がｆ2 へブロックコンバ
ージョンされた後ＩＤＵ（ＩｎＤｏｏｒ Ｕｎｉｔ；室
内装置）４４へ導かれる方式の受信機に適用した例を表
わす。
【００１３】ブロックコンバージョンされるので、ＯＤ
Ｕ ４０の帯域通過形フィルタ４８とＩＤＵ４４の帯域
通過形フィルタ１２の通過帯域はともに±△ｆである。
この場合、広域等化のための方向性結合器は、帯域通過
形フィルタ４８の特性補償用の５０と帯域通過形フィル
タ１２の特性補償用の３６とで２つ設けても良いが、両
者を総合した特性のものをいずれかの位置に１つだけ設
けても良い。
Ｕ ４０の帯域通過形フィルタ４８とＩＤＵ４４の帯域
通過形フィルタ１２の通過帯域はともに±△ｆである。
この場合、広域等化のための方向性結合器は、帯域通過
形フィルタ４８の特性補償用の５０と帯域通過形フィル
タ１２の特性補償用の３６とで２つ設けても良いが、両
者を総合した特性のものをいずれかの位置に１つだけ設
けても良い。
【００１４】
【発明の効果】以上述べてきたように本発明によれば、
広帯域の振幅の等化がマイクロ波またはミリ波帯におい
て可能となり、高精度の受信レベル検知およびそれによ
る高精度の送信レベル制御が可能となる。
広帯域の振幅の等化がマイクロ波またはミリ波帯におい
て可能となり、高精度の受信レベル検知およびそれによ
る高精度の送信レベル制御が可能となる。
【図１】本発明の基本構成を表わすブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施例を表わすブロック図であ
る。
る。
【図３】図２の方向性結合器３６の概略平面図である。
【図４】方向性結合器３６の結合特性を表わす図であ
る。
る。
【図５】方向性結合器３６の作用を説明するための図で
ある。
ある。
【図６】本発明の第２の実施例を表わす図である。
【図７】従来の衛星無線用受信機の構成を表わすブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】帯域通過形フィルタ１２の特性を表わす図であ
る。
る。
１２…帯域通過形フィルタ ３２…主伝送路 ３４…副伝送路 ３６…方向性結合器
Claims (2)
- 【請求項１】 帯域通過形フィルタで生ずる振幅特性を
補償して平坦にする広帯域振幅等化回路であって、 該帯域通過形フィルタ（１２）に直列に接続された主伝
送路（３２）と、該主伝送路（３２）に結合する副伝送
路（３４）とを有し、該帯域通過形フィルタ（１２）の
振幅特性を補償するような振幅特性を有するようにした
方向性結合器（３６）を具備することを特徴とする広帯
域振幅等化回路。 - 【請求項２】 前記帯域通過形フィルタは周波数変換器
の前方および後方に配置された通過周波数帯の異なる第
１および第２の帯域通過形フィルタを含み、前記方向性
結合器は該第１および第２の帯域通過形フィルタを総合
した振幅特性を補償するような振幅特性を有する請求項
１記載の広帯域振幅等化回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3078392A JPH05235601A (ja) | 1992-02-18 | 1992-02-18 | 広帯域振幅等化回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3078392A JPH05235601A (ja) | 1992-02-18 | 1992-02-18 | 広帯域振幅等化回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05235601A true JPH05235601A (ja) | 1993-09-10 |
Family
ID=12313275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3078392A Withdrawn JPH05235601A (ja) | 1992-02-18 | 1992-02-18 | 広帯域振幅等化回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05235601A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10200500A (ja) * | 1997-01-16 | 1998-07-31 | Fujitsu Ten Ltd | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
| JP2010166127A (ja) * | 2009-01-13 | 2010-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | イコライザ |
-
1992
- 1992-02-18 JP JP3078392A patent/JPH05235601A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10200500A (ja) * | 1997-01-16 | 1998-07-31 | Fujitsu Ten Ltd | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
| JP2010166127A (ja) * | 2009-01-13 | 2010-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | イコライザ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990518 |