JPH0220138A - 直交多重伝送方式及びその送信装置に用いる信号発生装置と受信装置に用いる信号発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、多重伝送システムに係り、特に映像信号にデ
ィジタル符号化した音声などを多重して伝送する多重伝
送方式とその送信側に用いる信号発生装置及び、その受
信側に用いる信号再生装置に関する。

［従来の技術］ 従来、テレビジョン信号に他の情報を多重する方法は特
開昭４９−８４７２８号公報に記載されているように、
映像搬送波と直交位相関係を持つ搬送波を他の情報で変
調し映像信号で変調された映像搬送波と合成して伝送す
る直交変調方式が知られていた。

また、この直交変調方式の現行テレビジョン受信機に対
する多重信号による妨害を低減する方式として、テレビ
ジョン受信機のナイキストフィルタの逆特性を送信側の
多重信号に加えることについては、社団法人電子通信学
会発行電子通信学会技術研究報告、Ｖｏ　ｌ、８’６＆
２４６の第６５頁から第７２頁１９８６年１１月２７日
記載の通信方式Ｃ５８６−８２ｒ映像搬送波の直交変調
による高精細画像の伝送」において論じられている。

［発明が解決しようとする課題］ ト記従来技術は、直交変調方式の現行テレビジ五ン受信
機の検波方式が包絡線検波の場合の多重信号による妨害
あるいは搬送波再生型の疑似同期検波の場合の多重信号
の低い周波数成分による妨害、特に現行テレビジョン受
信機の色副搬送・波へ与える妨害について配慮がされて
おらず、多重信号による′現行テレビジョン受信機の再
生画像の色相変化妨害の問題があった。

本発明の目的は、現行テレビジ自ン放送の映像搬送波に
直交変調方式で多重信号を多重する際に、現行テレビジ
ョン受信機への妨害をさらに少なくした多重伝送方式と
その信号を生成するに有効な信号発生装置および、その
信号を安定に受信再生するに有効な信号再生装置を提供
することにある６、［課題を解決するための手段］ 上記目的達成のため、映像信号とは別の、ディジタル符
号化した多重信号を、ＦＭまたはＰＥ変調により多重信
号の低域成分を抑圧するようスペクトル抑圧処理、また
は多重信号を、映像信号の水平走査期間単位で繰り返し
、かつ隣接した水平走査期間の同一タイミングで逆相関
係に反転する相関処理を行った多重信号で、上記映像搬
送波と直交位相の関係にした直交搬送波を振幅変調し、
上記残留側波帯振幅変調波と合成して伝送する多重伝送
方式とし、またその信号発生装置として、映像信号を伝
送する搬送波の発生回路から直交位相の搬送波を得る移
相器と、上記映像信号とけ別の、ディジタル符号化した
多重信号の映像搬送波近傍のスペクトルを低減させるＦ
ＭまたはＰＥ変調回路、もしくは多重信号を映像信号の
水平走査期間単位で繰り返し、かつ隣接した水平走査期
間の同一タイミングで逆相関係に反転する相関処理を行
う処理回路と、この出力で上記位相器の出力を振幅変調
する変調回路と、上記多重信号の復調のタイミングを生
成する制御信号を発生する制御信号発生装置と、上記多
重信号に上記制御信号を時分割多重するスイッチと、時
分割多重のタイミングを生成するタイミング発生回路と
、この変調回路の出力と上記残留側波帯振幅変調波とを
合成する合成回路とを設けることとした。

車に上記目的は、搬送波を振幅変調する信号以外の多重
信号で前記搬送波と直交位相関係を有した搬送波を変調
した後、前記振幅変調した搬送波と合成して多重伝送さ
れた多重信号を復調する受信機において、搬送波再生回
路と同期検波回路により直交位相関係で多重伝送された
多重伝送信号を検波することとした。また前記振幅変調
した搬送波の検波に搬送波再生型検波（疑似同期検波と
もいう）を用いているものは搬送波再生回路を構成する
搬送波周波数選択回路の選択帯域を搬送波付近のスペク
トルの抑圧された帯域以内に狭くし、ＰＬＬ同期検波を
用いているものは搬送波再生回路を構成するＰＬＬの応
答周波数帯域を搬送波付近のスペクトルの抑圧された帯
域以内に狭帯域にすることとした。

さらに、ある期間ごとに複数回くり返して伝送される多
重信号をくり返しに相当する時間遅延させる遅延回路を
複数個設けるとともにそれらの複数の遅延回路の出力を
加算、減算などする演算回路を設けることとした。

さらに、多重信号から、時分割多重されている制御信号
を検出する制御信号識別回路を設け、その制御信号によ
り制御されるタイミング再生回路および切替制御回路を
設けることとした。

また上記目的は、搬送波を振幅変調する信号以外の多重
信号で前記搬送波と直交位相関係を有した搬送波を変調
した後、前記振幅変調した搬送波と合成して多重伝送さ
れた多重信号を復調する受信機（信号再生装置）におい
て、搬送波再生回路と同期検波回路により直交位相関係
で多重伝送された多重伝送信号を検波することとした。

また前記振幅変調した搬送波の検波に搬送波再生型検波
（疑似同期検波ともいう）を用いているものは搬送波再
生回路を構成する搬送波周波数選択回路の選択帯域を搬
送波付近のスペクトルの抑圧された帯域以内に狭くし、
ＰＬＬ同期検波を用いているものは搬送波再生回路を構
成するＰＬＬの応答周波数帯域を搬送波付近のスペクト
ルの抑圧された帯域以内に狭帯域にすることとした。

さらに、ある期間ごとに複数回くり返して伝送される多
重信号をくり返しに相当する時間遅延させる遅延回路を
複数個設けるとともにそれらの複数の遅延回路の出力を
加算、減算などする演算回路を設けることとした。

さらに、多重信号の復調時の符号誤り率を検出する誤り
車検出回路を設け、その検出信号により制御されるタイ
ミング再生回路および切替制御回路を設けることとした
。

［作用］ 残留側波振幅変調する映像信号搬送波において両側波帯
を有し、一般的な振幅変調されている帯域（ＤＳＢ）内
に限定して、搬送波を映像信号と音声信号とを直交関係
を持たせて変調することは、再生した映像信号への音声
信号の影響を少なくさせる。ここで音声信号の変調度を
映像信号より低くすることにより、包絡線検波で再生さ
れた映像信号へも音声信号の影響を少なくさせる作用が
ある。また音声信号は同期検波して再生されるため。

直交して変調された映像信号を復調せず、映像信号から
音声への妨害の影響は低減される。

さらに、受信機（信号再生装置）の振幅変調の検波方式
が搬送波再生型検波（Ｉｌｌ似同期検波ともいう）の場
合、搬送波再生回路を構成する搬送波周波数選択回路の
搬送波周波数選択帯域内に直交多重信号などの妨害があ
るため再生搬送波が位相ジッタを持ち、その結果検波出
力の位相変動を引き起こし画像の色相変化など画像妨害
を与える。

ＦＭまたはＰＥ変調回路は直交多重信号の搬送波周波数
近傍のスペクトル成分を抑圧するので搬送波周波数選択
回路の搬送波周波数選択帯域から妨害信号を減少させ、
直交多重信号によって引き起こされた位相変動にともな
う色相変化を低減させる。

ＰＬＬ同期検波方式のｍ幅変調検波の場合も同様で、Ｐ
ＬＬの周波数応答特性の帯域内の直交多重による妨害を
減少させることとなり、直交多重信号によって引き起こ
された位相変動にともなう色相変化を低減させる。

また、多重信号を、映像信号の水平走査期間単位で縁り
返し、隣接した水平走査期間において同一多重信号を逆
相関係で伝送することは、直交成分に信号を多重するこ
とで生じる映像信号搬送波の位相変動によって引き起こ
される包絡線検波方式のテレビジＪン受信機の画面上の
色相変化を低減させる。

また、制御信号を多重信号に時分割多重して伝送するこ
とにより、制御信号の期間では他の期間に比べてＴＶ画
面上の画像妨害が目立つが、タイミング発生回路で制御
信号多重期間を映像信号の垂直同期信号とタイミングを
合わせてやることにより、制御信号による画像妨害期間
を垂直帰線期間内として、ＴＶ画面上に妨害が現われな
いようにする。

車に同期検波回路と搬送波再生回路により多重された信
号を検波し、その後コンパレータを用いたディジタル復
号回路によって多重された信号を再生することができ、
多重信号がＦＭまたはＰＥ変調を受けている場合は、多
重伝送する信号の搬送波近傍のスペクトルが抑圧された
帯域内となるように搬送波再生回路の応答帯域が狭くさ
れているので、多重されて伝送された信号を安定に再生
できる。また、搬送波再生型検波の場合は搬送波周波数
の選択帯域を狭くすることにより、ＰＬＬ同期検波の場
合はＰＬＬの応答周波数帯域を狭くすることによって、
振幅変調された搬送波と直交位相関係の搬送波で多重伝
送された直交多重信号からの振幅変調した搬送波への妨
害が軽減されるので、直交変調信号によって引き起こさ
れた位相変動による振幅変調した搬送波の位相変動を低
減できる。

遅延回路により遅延した信号を演算回路で加算など演算
するので、遅延によって同一信号が加算され２回のくり
返しの場合信号振幅は２倍に増大し、白色雑音はランダ
ム性があるためｆ７倍しか増大しないため受信再生した
信号の信号対雑音比が改善できる。また、ある一定期間
ごとに逆相で同一信号を伝送する場合には一定期間の遅
延の後、演算回路では減算を行うので、一定期間の間隔
で生じる妨害を相殺して除去することもできる。

特に、映像信号搬送波に映像信号と直交関係を持たせて
信号を多重伝送する場合には、２水平走査期間など複数
の偶数の水平走査期間において同一多重信号を隣接した
水平走査期間で逆位相で伝送した場合には、１水平走査
期間遅延分だけ時間差のある多重信号が同一で逆相であ
るので、遅延回路では１水平走査期間の倍数時間遅延さ
せ、演算回路では隣接水平走査期間で伝送された信号を
減算する。その結果、多重信号は２の倍数倍の振幅を得
、映像信号からの漏れあるいはゴーストなどの妨害につ
いては映像信号の水平走査期間ごとの相関性（テレビジ
ョン画面上では縦方向の相関性）により相殺する。

また、時分割多重された制御信号を検出して、多重信号
の復調タイミングの生成を行なうことにより、安定な多
重信号の復調を行なう。

また、復調された多重信号の符号誤り率を検出して、多
重信号の復調タイミングの生成を行なうことにより、安
定な多重信号の復調を行なう。

［実施例コ 以下、本発明による受信＠（信号再生装置）の一実施例
として現状の地上放送テレビジョンにディジタル符号化
した音声信号を多重伝送した場合の例を第１図に示す。

１０１はアンテナ、１０２は高周波増幅回路、１０３は
周波数変換回路、１０４は受信機用の再生ＩＦフィルタ
、１０５は中間周波増幅回路、１０６は映像信号検波回
路、１０７は映像信号増幅回路、１０８は色差信号復調
回路、１０９は原色信号復調回路、１１０はブラウン管
、１１１は音声中間周波増幅回路、１１２は音声ＦＭ検
波回路、１１３は音声信号出力端子、１１４は帯域通過
フィルタ、１１５は同期検波回路、１１６は搬送波再生
回路、１１７は遅延回路、１１８は減算器、１２０は符
号識別回路、１２１はクロック再生回路、１２２はスイ
ッチ、１２３は時間軸伸長回路、１２４はタイミング再
生回路、１２６はディジタル信号処理回路、１２７はデ
ィジタル・アナログ変換回路（以下ＤＡＣと略す）、１
２８はディジタル符号化して伝送された音声信号の出力
端子、８０００は制御信号識別回路、６０００は切替制
御回路である。

アンテナ１０１より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路１０２で増幅し、周波数変換回路１０３で復調
用の中間周波に周波数変換し、受信機用の再生ＩＦフィ
ルタ１０４を介し、中間周波増幅回路１０５で増幅する
。選局は周波数変換回路１０３の局部発振周波数を変え
ることで行オ）れる。中間周波増幅回路１０５で増幅さ
れた信号から映像信号帯域については映像信号検波回路
１０６で検波し、映像信号増幅回路１０７の出力の輝度
信号と色差信号復調回路１０８の出力の色差信号とから
ｍ（色信号復調回路１０９でＲ，Ｇ、Ｂの三原色を得、
ブラウン管１１０に映し出す。

一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回路
１１１で増幅し、音声ＦＭ検波回路１１２で検波復調し
て音声信号出力端子１１３に音声信号を得る０以上は従
来のテレビジョン受信機と同一である。

以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調する
ために１周波数変換回路１０３の出力を帯域通過フィル
タ１１４により多重伝送されたディジタル符号化した音
声信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路１１５にお
いて、搬送波再生回路１１６で再生された搬送波に同期
した信号を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分
で変調された信号を検波復調する。

その復調波形と遅延器１１７を経て一定期間遅延した復
調波形を減算器１１８で減算する。減算することで、伝
送されたデータは２倍となり白色雑音はＶＴ倍に増すだ
けである。さらに映像ゴーストなど一定期間ごとに相関
の多い映像からの妨害は相殺して除去できる。減算器１
１８で得られた信号を符号識別回路１２０とクロック再
生回路１２１を用いて誤り率の少ない点（いわゆるアイ
パターンの最大開口部）でディジタル符号にする。

ディジタル符号化された信号のうち必要なデータのみス
イッチ１２２と切替制御回路６０００により選択して取
り出し１時間軸伸長回路１２３で元のデータ伝送レート
に戻す。

その後、ディジタル信号処理回路１２６で伝送途中で生
じた誤りを誤り検出訂正符号を用いて検出訂正する。誤
り検出訂正された後のディジタル信号をＤＡＣ１２７で
アナログ信号に変換して音声信号に戻してディジタル符
号化した音声信号の出力端子１２８に得る。また、タイ
ミング再生回路１２４は制御信号識別回路８０００によ
り得られるタイミング情報により正しいタイミングでス
イッチ１２２の切替と時間軸伸長が行なわれるよう切替
制御回路６０００と時間軸伸長回路１２３を制御する。

なお、映像信号からの妨害除去は次のような過程で行な
われる。あるタイミングでＸなるデータを送るとすると
、一定期間遅延して次のタイミングで同一データＸの反
転したてのデータを送られる。受信機の遅延器１１７と
減算器１１８により、期間前に受けたＸとＸが同一タイ
ミングで減算されるので Ｘ−（Ｘ）＝２Ｘ となり、２倍の信号が得られる。この伝送途中に映像信
号からＧの妨害を受けるとすると、映像信号が一定期間
ごとに相関が多い画像（しま模様などの画像）では、Ｘ
のタイミングでもＸのタイミングでもＧの妨害を受ける
こととなる。減算器１１８により、 （Ｘ＋Ｇ）−（Ｘ＋Ｇ）＝２Ｘ となり、映像からの妨害が相殺される。ただし。

映像信号の一定期間ごとの相関が少ない場合、相殺効果
が少なくなる。

以上説明した本実施例によれば、映像からの妨害を低減
できる効果がある。

上記受イａ機（信号再生袋Ｗ）の一実施例で受信できる
信号を発生する送信機（信号発生装＠）の例を第２図に
示す。２０１は音声信号入力端子、２０２はＦＭ変調器
、２０３は音声信号搬送波発生器、２０４は映像信号入
力端子、２０５はマトリックス回路、２０６は輝度信号
処理回路、２０７け色差信号処理回路、２０８は加算回
路、２０９は映像変調器、２１０は映像信号搬送波発生
器、２１１はディジタル符号化して伝送する音声信号の
入力端子、２１２はアナ“ログ・ディジタル変換器、（
以下ＡＤＣと略す）、２１３はディジタル信号処理回路
、２１５は処理回路、２１６は低域通過フィルタ、２１
７は移相器、２１８はディジタル符号化した音声信号用
の変調器、２１９はイコライザ、２２０は加算器、２２
１は残留側波帯振幅変調用の送信ＶＳＢフィルタ、２２
２は加算器、２２３はアンテナ、４１０１はタイミング
発生回路、４１０２は同期信号発生回路、４１０３はス
イッチである。

音声信号入力端子２０１からの音声信号で音声信号搬送
波発生器２０３からの音声用搬送波をＦＭ変調器２０２
においてＦＭ変調する。映像人力端子２０４に入力され
たＲ　Ｇ　Ｂの三原色信号をマトリックス２０５で輝度
信号と色差信号とに分けおのおの輝度信号処理回路２０
６と色差信号処理回路２０７で処理した後、加算器２０
８で加算する。加算後の信号で映像信号搬送波発生器２
１０からの搬送波を映像変調器２０９を用いて変調し、
送信ＶＳＢフィルタ２２１でテレビジョン放送帯域に帯
域制限して加算器２２２で音声信号と加算してアンテナ
２２３より送信する。

以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送と
同一である６以上の信号に高品質な音声を伝送するため
に以下を追加する。

多重する音声信号を入力端子２１１に加え、音声信号を
ＡＤＣ２１２でディジタル信号に変換し、ディジタル信
号処理回路２１３で伝送中に生じる誤りを検出訂正する
ための符号を追加したり、インタリーブ処理をほどこす
。処理後のディジタル符号は処理回路２１５で１水平走
査期間ごとに複数回くり返し、隣接した水平走査期間で
はデータを反転して逆相で伝送できるような処理あるい
は、ＦＭまたはＰＥ変調処理を行なう。詳細な説明は後
で行なう。ディジタル信号処理回路２１３および処理回
路２１５の出力と制御信号発生回路４１０２の出力を制
御回路４１０１のタイミングで切替スイッチ４１０３を
切替えて、制御信号とディジタル信号処理回路からのデ
ータと時分割多重する。なお、制御信号などの期間だけ
（切替スイッチ４１０３が制御信号発生口Ｈｔ４１０２
側に接している期間だけ）データの伝送ができないので
その時間だけディジタル信号処理回路２１３あるいは処
理回路２１５の出力を停止する。また、その停止期間の
データを不連続としないためにディジタル信号処理回路
２１３あるいは処理回路２１５において事前にデータの
時間軸圧縮を行い、制御信号などのために時間にすき間
をあけた間欠データとする。その後、スイッチ４１０３
の出力の伝送レートに適した低域通過フィルタ２１６を
介して不要な高域成分を削除する。このディジタル符号
化した音声で、移相器２１７を介して９０度移相された
映像信号搬送波をディジタル符号化した音声信号用の変
調器２１８で変調し、受信機の再生ＩＦフィルタ１０４
の特性による直交性への影響を防ぐため再生ＩＦフィル
タの逆特性を有したイコライザ２１９を通し、加算器２
２０を用いて映像信号で変調された搬送波と加算する。

その結果、映像用の搬送波は、映像信号とディジタル符
号化した音声信号と直交関係で変調されることとなる。

変調されるスペクトルを第：３図に示し、映像搬送波の
映像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態
のベクトル図を第４図に示す。

第３図の３０１は映像信号のＶＳＢフィルタ後のスペク
トル、３０２はＦＭ変調された音声信号のスペクトル、
３０３はディジタル符号化した音声信号のスペクトル、
３０４はディジタル符号化した音声信号にＦＭまたはＰ
Ｅ変調を行なったスペクトルを示す。３０５については
後で説明する。

ここで、映像信号スペクトル３０１とディジタル符号化
した音声信号のスペクトル３０２とは直交で多重するた
め第３図では２段に分けて示し、ディジタル符号化した
音声信号のスペクトルは、イコライザ２１９の影響を考
慮していない。

第３図において、映像搬送波に対して−０，７５ＭＨｚ
以下のスペクトルについては残留側波帯振幅変調とする
ＶＳＢフィルタによって減衰されている。４．２Ｍ１（
ｚまでは映像信号が４゜５　Ｍ　Ｈｚ近傍には音声搬送
波がＦＭ変調されたスペクトルが存在している。映像搬
送波に対して±０．７５Ｍ１１ｚについては両側波帯が
送信されるため、−殻の振幅変調（ＤＳＢ）と考えて良
い。その両側波帯を有している搬送波に直交して±０．
７５Ｍ）ｌｚ以内の信号をディジタル符号の１と０に相
当させて振＠Ａと−Ａとで変調すると、搬送波のベクト
ルは映像４Ｒ号を１とした場合 ｃｏｓ　ωｃ　１ｔ±　Ａ　ｓｉｎ　ωｃ　Ｉｔ　　　
　　（１）となる。ここでωＣは搬送波の角周波数であ
る。

このようすを第４図に示す。

上記（１）式を展開すると である。

ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した音
声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がｃｏｓ
　ωｃ−ｔで同期検波しているものについてはＡの値に
かかわらずＣＯＳ　ωｃ−ｔの係数のみ（すなわち映像
信号のみ）が再生され妨害とはならない、また映像信号
検波回路が包絡線検波をしているものについてはＡの値
を１より下げることで妨害を軽減できる。例えばＡを０
．１とすると、　ｆｒ「Ｐｌｌ、ｏｏ　５とな’）１に
比べて０゜００５の信号（約−４０ｄＢ）が影響するが
、映像信号のＳＮ比は４０ｄＢ以上あれば実用上問題な
いと考える。

一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨害
は、第１図に示すように同期検波回路１１５で搬送波に
直交した成分のみを復調することで排除できる。信号レ
ベル対雑音の比（以下ＳＮ比と呼ぶ）について考えると
、映像信号のＳＮ比が４０ｄ１１が実用レベルとすると
、帯域幅がディジタル符号化した音声信号の伝送帯域幅
ＩＭＨｚに比べ約４倍であるため、ディジタル符号化し
た音声信号のＳＮ比は４６ｄＢとなるが、変調レベルＡ
を０．１とすると伝送ＳＮ比は２６ｄＢ程度となる。

また、ディジタル信号のＳＮ比とピットエラーレートと
の関係を一般的な二値信号で考えてもＳＮ比が１７．４
ｄＢで１０″−４である。映像信号のＳＮ比が４０ｄＢ
の場合にはディジタル符号化した音声信号の伝送ＳＮ比
は２６ｄＢであり、ディジタル信号の伝送として実用上
充分な値である。

次に、第２図の処理回路２１５の一具体例を第５図に示
す、また、第６図に第５図の動作説明および本発明の伝
送データ列の例を示す。７０１は入力端子、７０２は時
間軸圧縮回路、７ｏ３はタイミング発生回路、７０４は
インバータ、７０５は遅延回路、７０６は切替スイッチ
、７ｏ７は出力端子、８０１は入力端子７０１のデータ
列、８０２は時間軸圧縮回路７０２の出力データ列、８
０３はインバータ７０４と遅延回路７０５を経た遅延回
路７０５の出力データ列、８０４は本発明にかかる伝送
データ列の一例、８０５はタイミング波形である。

入力端子７０１に加えられたデータ列８０１をタイミン
グ発生回路７０３のタイミングによって時間軸圧縮回路
７０２でデータを時間軸圧縮してデータ列８０２に示す
間欠データとする。この間欠データをインバータ７０４
および遅延回路７０５でデータを反転し、遅延時間τだ
け、すなわち第６図の例では５デ一タ分遅延させるとデ
ータ列８０３に示すようになる。このデータ列８０３と
データ列８０２とを切替スイッチ７０６で加えるとデー
タ列８０４に示すようになる。このデータ列８０４はデ
ータ列８０２のデータの無い期間に反転させた同一デー
タを遅延させて入れたこととなる。

第７図に本発明の伝送パターン例を示す。遅延時間τを
映像の水平走査期間と同一とし、タイミング波形８０５
をテレビジョン受像機の水平同期信号と同期しているも
のとしテレビジョン画面に合せてデータの伝送タイミン
グを模擬的に書いたものである。第７図において横が水
平走査方向を縦に垂直走査方向を示す。第１の水平走査
期間でａ、からａ６までの時系列データが、第２の水平
走査期間で肩かられ−までのデータとなり第１および第
２の水平走査期間でたがいに逆相の同一データとなる。

また、ここで現行テレビジョン放送の映像色副搬送波に
ついて考える。第８図に映像搬送波上の色副搬送波のベ
クトル図を示す。（ａ）は映像搬送波の直交成分に多重
の無い場合、（ｂ）は直交成分への多重がある場合を示
す。ω、は色副搬送波での位相回転を示し、ω、とω、
′は隣接水平走査期間による色副搬送波の位相がπずれ
ていることを示している。Ｑ　”　ｓは色副搬送波のベ
クトルの変化過程を示し、Ｑ　＝　ｓとＱ′〜Ｓ′は色
副搬送波の位相がπずれていることを示している。さら
にＡと−Ａは直交成分への多重信号を示し、ある時点で
隣接水平走査期間でＡと−Ａとなる場合を示す。現行テ
レビジョン放送において色副搬送波の周波数と水平走査
周波数の関係から、色副搬送波は隣接水平走査期間では
Ｑ、ｍ、ｎ、ｏ・・・ＳとＱ’　、ｍ’　、ｎ’　、ｏ
’　”’、ｓ’　とで示すように位相がπずれている。

第８図（ｂ）に示すように直交成分への多重を行うと、
第４図でも示したように映像搬送波の位相変動を引き起
し、テレビジョン映像信号検波方式が包絡線検波の場合
、Ａの多重の場合ＳとＱの間に色副搬送波の最大振幅が
表われ直交成分の無い場合の最大振幅位相Ｑとの間位相
差φを生じる。色副搬送波の位相変動は再生映像画面の
色相変化として表われる。この位相変動は映像信号検波
方式が同期検波方式では図中のｃｏｓωｃ　−を方向成
分のみを検波するのでＡの多重があっても色副搬送波の
最大振幅位相はＱであり１位相変動は生じない、包絡線
検波の場合多重信号の符号に応じてπ／２と−π／２（
第８図ではＡと−Ａで示す）に直交成分が多重されると
色副搬送波の最大振幅の位相方向（位相の進みと遅れ）
が決まり、Ａおよび−Ａの絶対値により位相変動量が決
まる。ＩＩＪｔ接する水平走査期間で多重信号の位相を
Ａと−Ａにすると第８図の（ｂ）に示すようにω、とω
、′の位相変動方向が逆方向となり位相変動量が同一と
なるので、同一信号で隣接する水平走査期間での画面の
色相変化が逆となり人間の視覚の色度感度の周波数特性
（目の積分効果）などにより、色相変化を感じ難くでき
る。

すなわち、第７図におけるａ工〜ａ、とａ　ｉ　”　ａ
　５　Ｔｂ１〜ｂｓとｂ１〜ｂ５などのように同一デー
タの逆相を入れた水平走査期間との間は多重信号がＡと
−Ａのように逆相となっているので、色相変化を感じ難
い。ただし「〜”５＋　ｂよ〜ｂ５のように同一データ
の逆相となっていない水平走査期間は色相変化を感じ易
い。

さらに、テレビジョン受像機において水平走査期間の相
関（いわゆるライン相関）の「＜シ形フィルタ」を輝度
信号と色信号との分離に採用した受像機では色副搬送波
の位相変動が回路的に相殺できる。

第９図（ａ）に一般的な輝度信号色信号分離の色信号取
り出しのくし形フィルタの構成図を示し、（ｂ）に動作
説明用の波形図を示す。１１０１は入力端子、１１０２
は遅延回路、１１０３は減算器、１１０４は出力端子、
１１０５〜１１０８は色副搬送波の波形である。１１０
５は多重のない場合、１１０６は第８図（ｂ）の右側、
１１０７は第８図（ｂ）の左側、１１０８は１１０７の
反転である。多重のない場合の色副搬送波は第８図（、
）に対応させて時間Ｑが振幅最大波形１１０５で示した
。ここでＡの多重信号が加わるとＳとｐとの間に最大振
幅が表われ、波形１１０６になる。また次の隣接水平走
査期間で−Ａの多重信号が加わりω、′の色副搬送波は
Ｐ′とｑ′との間に最大振幅位相が表われ、波形１１０
７となる。

遅延回路１１０２を経て一水平走査期間遅延した波形１
１ｏ６と波形１１０７が減算器１１０３に加えられる。

波形１１０７の反転を波形１１０８で示すが、波形１１
０６から波形１１０７を減算することは波形１１０６に
波形１１０８を加算することとなり、さらに振幅を１／
２すると波形１１０５となる８この波形１１０５が出力
端子１１０４から得られる。このくし形フィルタにより
得られた色副搬送波は、たとえ映像信号検波方式が包絡
線検波で多重信号が加わったとしても位相変動を受けな
いことを示す。なお、この場合も、第７図に示す８１〜
ａｓと石〜Ｌ−のように隣接水平走査期間で上と下のデ
ータが逆相となっている水平走査期間を処理した場合の
み位相変動を受けないので、１水平走査期間ごとに位相
変動を受けない水平走査期間が現われる。

以上示したように第２図に加えて第５〜７図に示す本発
明の一実施例によれば、１水平走査期間ごとに逆相の多
重信号を多重するので多重信号による映像の色相変化に
およぼす妨害を低減できる効果がある。

なお、第５図において入力データを連続データとしたの
で時間軸圧縮回路７０２を用いたが、入力データが間欠
的な不連続データの場合には不要な場合もある。

また、第６〜８図の実施例では、出力データ列に時分割
多重される制御信号は、出力データ列８０４と水平同期
タイミング波形８０５の関係が変わらないように水平走
査期間の倍数の期間とする必要がある。さらに、制御信
号が多重されている期間はＴＶ画面に妨害が発生するた
め、タイミング発生回路４１０１で制御信号多重期間を
映像信号の水垂帰線期間内とするようにして、妨害が′
ｒ■画面とに現われないようにする。

次に第２図の処理回路２１５の他の具体例を第１０図に
示す、また、第１１図は本発明の伝送データ列例など動
作説明用の図であり、第１２図は本発明にかかる伝送デ
ータの模擬パターン例である。１２０１は入力端子、１
２０２はインバータ、１２０３は遅延回路、１２０４は
タイミング発生回路、１２０５は切替スイッチ、１２０
６は出力端子、１３０１．１３０６はタイミング発生回
路１２０４内でのタイミング波形、１３０２は入力デー
タ列、１３０３は遅延回路１２ｏ３の出力データ列、１
３０４はタイミング発生回路１２ｏ４出力タイミング波
形、１３０５は本発明にががる伝送データ列の一例であ
る。

入力端子１２０１に加えられたデータ列１３０２をイン
バータ１２ｏ２を介し、遅延回路１２０３で時間τ遅延
させることでデータ列１３ｏ３を得る。なお、タイミン
グ波形１３ｏ１は時間τごとに反転する。タイミング波
形１３ｏ４はデータ列内のデータの期間に反転し、図中
で上側の時に切替スイッチ１２０５を（イ）側に接し下
側の時に（ロ）側に接する。このタイミング波形１３０
４で制御された切替スイッチ１２ｏ５により、データ列
１３０５が出力端子１２０６に得られる。

タイミング波形１３０６を水平同期信号として、テレビ
ジョン画面に合せて、データ列１３ｏ５を模擬的に示し
た図が第１２図である。横に水平走査方向を縦に垂直走
査方向を示す。第１２図に丸印の枠で示したように、隣
接した水平走査期間において、１データごとに上下が反
転データとなっている。この隣接した水平走査期間でデ
ータを反転させることは、映像搬送波の直交成分への多
重信号が逆相関係となることを示し４多重信号による映
像の色相変化への妨害を低減できる効果は第８図、第９
図での説明と同様である。

以上、第２図に加えて第１０〜１２図に示した実施例に
よれば、隣接する水平走査期間での多重信号が逆相であ
るので、映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効
果がある。また、すべての水平走査期間において、１デ
ータごとに隣接走査期間と逆相関係を持ち色相変化の相
殺が第１２図の光枠が示すように網目状となるので色相
変化におよぼす妨害が細か（なり、視覚の色度の感度周
波数の低さにより第５〜７図の場合よりさらに映像の色
相変化におよぼす妨害を低減できる効果がある８なお、
第６図の説明同様、出力データ列１３０５と時分割多重
する制御信号は１期間を水平走査期間の倍数とし、第２
図のタイミング発生回路４１０１でタイミングを垂直同
期信号に合わせて、制御信号による画像妨害をＴＶ画面
上に現わさないようにする。

上記実施例では、伝送データ列として１水平走査期間に
７データの例で奇数データの場合を示したが、偶数デー
タの場合６データを例にとり第１３〜１５図に示す。第
１３図は第２図の処理回路２１５のさらに他の具体例を
示す。第１４図は伝送データ列例など動作説明用の図で
あり、第１５図は本発明にかかる伝送データの模擬バタ
ー・ン例である。１．２０４はタイミング発生回路７１
５０１はタイミング入力端子、１５０２はタイミング発
生器、１６０１，１６０４，１６０７はタイミング発生
回路１２０４内でのタイミング波形、１６０２は入力端
子１２０１の入力データ列、１６０３は遅延回路１２０
３の出力データ列、１６０５はタイミング発生回路１２
０４出力のタイミング波形、１６０６は本発明にかかる
伝送データ列の一具体例、１５０３はイクスクルーシブ
オア（以下ＦＯＲと略す）である。その他第１０図と同
一符号は同一機能を示す。

第１０図との差はタイミング発生回路１２０４内にＥＯ
Ｒ１５０３を設け、タイミング波形１６０１と１６０４
によりタイミング発生回路１２０４の出力にタイミング
波形１６０５を得て、切替スイッチ１２０５を制御する
ことにある。ＦＯＲ１５０３は、水平走査期間ごとに切
替スイッチ１２０５の制御タイミングを反転させるもの
で、伝送データ列１６０６が得られ、第１５図に模擬的
に示す伝送データのテレビジョン画面上でのパターンと
なる。

上記実施例でも、第１０〜１２図と同様に、多重信号に
よる映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果が
ある。

また、第６図の説明と同様に、出力データ列１６０６と
時分割多重する制御信号は１期間を水平走査期間の倍数
とし、第２図のタイミング発生回路４１ｏ１でタイミン
グを垂直同期信号に合わせて、制御信号による画像妨害
をＴＶ画面上に現わさないようにする。

次に第２図の処理回路２１５の他の具体例としてＦＭま
たはＰＥ変調回路を考える。第８図に説明したこと、お
よび視覚上の効果を利用する方法として隣接するデータ
の極性をなるべく逆位相にして伝送することが考えられ
る。すなわち、隣接するデータ間の位相変動方向を逆方
向とすれば、同−信゛号で隣接するデータ間での画面の
色相変化が逆となり人間の視覚の色度感度の周波数特性
（目の積分効果）などにより１色相変化を感じ難くでき
る。

第１６図に符号化回路１１５で行われるＦＭ、およびＰ
Ｅのディジタル変調例を示す。ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は、ビット“１”を反転あ
りに対応させ、ビットＪ＃　０７１を反転なしに対応さ
せるが、さらにビットとビットの境界でも反転させる。

　Ｐ　Ｅ　（Ｐｈａ！Ｊｅ　Ｅｎｃｏｄｉｎｇ）はビッ
ト１１１　ＩＩを一つの方向の反転に対応させ、ビット
“ＯＩＩを反対方向の反転に対応させる。したがって、
必要に応じてビットとビットの境界でも反転させる。Ｆ
Ｍ、ＰＥの特徴は１ビツトに１回以上の反転があること
から、セルフクロックが容易なこと、ＤＣ成分を含まな
いことなどである。また、ＰＥは第１６図に示すように
ｎ、、ａ工ｌ　ａ、・・・のデータ列が、ａｏ、□、ａ
工ｌ　ａ、、８２１石−・・・というように隣接データ
が逆極性で並ぶデータ列となる。

このようにディジタルデータにＦＭまたはＰＥ変調を行
うことによりベースバンドディジタル信号の低域成分を
抑圧することができ、これから不要高周波成分をＬＰＦ
２１６で除去して、ディジタル符号化した音声信号用の
変調器２１８で変調することにより搬送波周波数付近の
スペクトルを抑圧したディジタル符号化した音声信号の
スペクトル３０４が得られる。

次に搬送波近傍の周波数成分を低減した場合の効果につ
いて説明する。第３図；３０５は、搬送波再生型検波の
場合は搬送波再生回路を構成する搬送波周波数選択回路
の搬送波周波数選択帯域を。

あるいはＰ　Ｉ、　Ｌ同期検波の場合は搬送波再生回路
を構成するＩ−’　Ｌ　Ｌ、の周波数応答帯域を表す。

帯域；３０５内に搬送波周波数成分以外の信号が含まれ
工いる場合、それらは搬送波再生の妨害となり、映像検
波特性を劣化させる原因となる。ディジタル符号化した
音声信号のスペクトル：３０３はこの妨害成分となるた
め、応答帯域３０４の帯域内のスペクトルがより多く抑
圧されることが望ましい。

このように、ディジタル符号化した音声信号のスペクト
ル３０３の搬送波周波数部分のスペクトルを抑圧した帯
域内に搬送波周波数選択帯域またはＰＬＬの周波数応答
帯域を、選ぶことにより直交多重したディジタル符号化
した音声信号からの妨害が軽減できる効果があり、隣接
データ間ごとに逆相で多重するので既存のテレビジョン
受信機の色相への妨害を低減できる効果がある。

次に第１図し：示す遅延回′Ｊｆｒ１１’７．減ｉ’７
．１１１１８、スイッチ１２２、時間軸伸長率Ｉ４１２
３、切替制御回路６０００．タイミング再生回路１２４
の詳細な動作について説明する。

第１７図に伝送データ列８０４を受信する場合の復調動
作を示す。２４０１は水平走査期間の同期用のタイミン
グ波形、２４０２は伝送されて受信したデータ列、２４
０３は遅延回路１１７の出力のデータ列、２４０４は減
算器１１８の出力のデータ列、２４０５はタイミング波
形２４０　Ｂを分周して得たタイミング波形、２４０６
はスイッチ１２２の出力のデータ列、２４０７は時間軸
伸長回路１２；３の出力データ列、２４０８は、第１図
のクロック再生回路１２１から得られるタイミング波形
である。受信したデータ列２４０２が遅延回路１１７に
よりデータ列２４０３になる。データ列２４０３からデ
ータ列２４０２を減算器１１８−ｔ’ｗｔ算し、符号識
別回路１２０、クロック再生回路１２］によりデータ列
２４０４を得る。タイミング波形２４０５の北側でスイ
ッチ１２２を接するように切替制御回路６０００で制御
することでデータ列２４０６を得る。また、スイッチ制
御ＩＴＩタイミング波形２４０５はタイミング波形２４
０８を５分周し、制御信号識別回路８０００で検出され
る制Ｗ信号を基準にして位相を決定して得られる。Ｎ　
Ｔ　Ｓ　Ｃ方式では水平走査線は１フレームあたり５２
５本であるため、タイミング波形２４０５は、１フレー
ムごとに位相が反転する。

このため、Ｌ記制御信号で奇数・偶数フレームの判別が
可能なように第２図の制御（ａ号発生回路では、奇数・
偶数フレームの制御信号のパターンを変えて発生させて
いる。制御信号識別回路８０００で得られた制御信号を
第１図のタイミング再生回路１２４に入力し、奇数・偶
数フレームの判別などを行なって波形２４０５を発生す
る。なお、データ列２４０６とデータ列２４０７では２
ａ、をａｉのように２倍を省略している。データ列２４
０６を時間軸伸長回路１２３によりデータ列２４０７に
なり、第６図に示す送信側の元のデータ列８０１になる
。第１７図において、説明の都合上時間軸伸長回路１２
３は、ｆ−９列２４０６から２４０７へと時間軸方向２
倍の伸長を行なっているが、実際には、時分割多重され
た制御信号を除いた間欠データを時間軸伸長するため２
倍以上の時間軸伸長を行なっている。すなわち、制御信
号が１フレームあたり１水平走査期間時分割多重された
とすると、時間軸伸長率は、 となる。

本実施例によれば復調波形と遅延器１１７を経て１水平
走査期間遅延した復調波形を減算器１１７で減算するの
で、水平走査期間ごとに相関の多い映像信号からの妨害
は相殺して除去でき、映像からの妨害を低減する効果が
ある。また時分割多重された制御信号を検出して、ディ
ジタル復調のタイミング再生を行なうため、より安定な
ディジタル復調ができる効果がある。

次に制御信号識別回路８０００の具体例を第１８図に示
す。８００１はデータ列入力端子、８００２はクロック
入力端子、８００３は遅延回路。

８００４は符号識別回路、８００５は制御検出回路であ
る。入力端子８００１より入力したデータを遅延回路８
００３で第１図の減算器１１８の遅延分だけ遅延させタ
イミングを合わせる。遅延回路の出力を符号識別回路１
２０で第１図のクロック再生回路１２１より得られたク
ロックをクロック入力端子８００２に人力して、誤り率
の少ない点（いわゆるアイパターンの最大開口部）でデ
ィジタル符号にする。ディジタル化された符号から制御
信号を制御検出回路８００５で検出する。

第１９図に伝送データ列第１１図の１３０５を受信する
場合の復調動作を示す、２５０１は水平走査期間の同期
用のタイミング波形、２５０８は第１図のクロック再生
回路１２１より得られるタイミング波形、２５０２は伝
送さ九で受信したデータ列、２５０３は遅延回路１１７
の出力のデータ列、２５０４は減算器１１８の出力のデ
ータ列、２５０５はタイミング波形２５０８を２分周し
て得られるタイミング波形、２５０６はスイッチ１２２
の出力データ列、２５０７は時間軸伸長回路１２３の出
力のデータ列である。受信したデータ列２５０２が遅延
回路１１７によりデータ列２５０３になる。データ列２
５０３からデータ列２５０２を減算器１１８で減算する
と、データ列２５０４が得られる。タイミング波形２５
０５の上側でスイッチ１１９を接続すればデータ列２５
０６を得る。データ列２５０６は時間軸伸長回路１２３
によりデータ列２５０７になり、第１１図に示す送信側
の元のデータ列１３０２に戻る。なお、スイッチ制御用
タイミング波形を得る過程の詳細な説明は、第１７図の
説明と同様であるので省略した。また、データ列２５０
６とデータ列２５０７では２ｆ工など２倍の表示を省略
した。さらに、第１９図において説明の都合上、時間軸
伸長回路１２３は、データ列２５０６から２５０７へと
時間軸方向に２倍の伸長を行なっているが、これも第１
７図の説明と同様に、実際には時分割多重された制御信
号を除いた間欠データを時間軸伸長するため２倍以上の
時間軸伸長を行なっている。

本実施例によれば、第１７図の実施例と同様に。

映像信号からの妨害を低減する効果とより安定なディジ
タル復調のできる効果がある。

第２０図に伝送データ列第１４図の１６０６を受信する
場合の復調動作を示す、２６０１は水平走査期間の同期
用のタイミング波形、２６１１は第１図のクロック再生
回路１２１より得られるタイミング波形、２６０２は伝
送されて受信したデータ列、２６０３は遅延回路１１７
の出力のデータ列、２６０４は減算器１１８の出力のデ
ータ列、２６０５はタイミング波形、２６０６は水平走
査期間ごとに反転するタイミング波形、２６０７はタイ
ミング波形２６０５とタイミング波形２６０６から得ら
れたタイミング波形、２６０　Ｂ、はスイッチ１２２の
値を保持したデータ列、２６０９はタイミング波形、２
６１０は時間軸伸長回路１２３の出力データ列である。

受信したデータ列２６０２が遅延回路１１７によりデー
タ列２６０３になる。データ列２６０３からデータ列２
６０２を減算器１１８により減算すると、データ列２６
０４が得られる。タイミング波形２６０５とタイミング
波形２６０６を排他的論理和を取り（第１３図のＥＯＲ
１５０３と同一動作）得られたタイミング波形２６０７
の上側でスイッチ１２２を導通させ、スイッチ１２２の
しゃ新期間は導通期間の値を保持させるとデータ列２６
０８が得られる。

これはタイミング波形２６０７の上側でラッチされるデ
ィジタル回路で構成可能である。このデータ列２６０８
をタイミング波形２６０９の立ち下がりエツジでラッチ
することで時間軸伸長回路１２３の出力にデータ列２６
１０を得る。このデータ列２６１０は第１４図に示す送
信側の元のデータ列１６０２と一致する。なお、スイッ
チ制御用タイミング波形２６０５．２６０６を得る過程
は第１７図と同様であるので省略する。また、データ列
２６０８とデータ列２６１０では２ｆ、など２倍の表示
は省略した。さらに、第２０図において説明の都合上、
時間軸伸長回路１２３は、データ列２６０８から２６０
８．２６１０へと時間軸方向に２倍の伸長を行なってい
るが、これも第１７図の説明と同様に、実際には時分割
多重された制御信号を除いた間欠データを時間軸伸長す
るため２倍以上の時間軸伸長を行なっている。

本実施例によれば第１７図の実施例と同様に映像信号か
らの妨害を低減する効果とより安定なディジタル復調が
行なえる効果がある。

第２１図は、第２図の処理回路２１５でＦＭ変調された
信号を受信する場合の第１図符号識別回路１２０の具体
例である。第１図と同一符号は同一機能を示し、２００
１は同期検波回路出力、２００２はウィンドコンパレー
タ、２００３はラッチ、２００４はディジタルデータ出
力である。第２１図の動作を第２２図を用いて説明する
。第２２図は第２１図のタイミングチャートを表し、第
２０図にその部所を示した。また２１１．０．２１１１
はウィンドコンパレータ２００２のコンパレータレベル
である。送信前のデータ２１００はＦＭ変調を受けＦＭ
信号２１０１となりこれが同期検波出力２００１より得
られる。信号２１０１は遅延回路１１７で遅延を受は信
号２１０２となり、減算器１１８で信号２１０１より減
算される。この動作は信号２１０２を反転して（信号２
１０３）信号２１０１に加算することに等しい。減算器
１１８の出力は信号２１０４に示すように３確信号とな
るが、これをウィンドコンパレータ２００２でコンパレ
ータレベル２１１１．２１１２の間の電圧、すなわち中
点電位を検出し信号２１０５を得る。信号２１０５をク
ロック再生回路１２１で再生したクロック２１０６を用
いてラッチ２００３でラッチし、ひげのない出力信号２
１０７を得る。出力信号２１０７からスイッチ制御用タ
イミング波形２１０８で、波形２１０８がＨｉ　ｇ　ｈ
の期間のみ接続するよう制御された第１図のスイッチで
取り出した信号が２１０９である。信号２１０９を第１
図の時間軸伸長回路１２３で時間軸伸長して信号２１１
０を得る。信号２１１０は、送信前のデータ２１００に
等しいことがわかる。第２１図の符号識別回路は、信号
２１ｏ４の中点電位が送信前のデータ２１００のＩｔ　
０１１に対応していることを利用したものである６、な
お、第２２図では簡単のために信号２１０１から２１０
４を矩形波で示したが実際は帯域制限を受けており高調
波成分のない信号となっている。また、スイッチ制御用
タイミング波形２１０８を得る過程は第１７図の説明と
同様であるので省略する。また、スイッチ制御用タイミ
ング波形２１０８を直接ラッチ２００３のクロックとし
て入力すれば、出力波形として信号２１１０を得ること
ができる。したがって第１図のスイッチ１２２、時間軸
伸長回路１２３、切替制御回路６０００はその場合不要
である。また、説明の都合上、時間軸伸長回路１２３は
、データ列２１０９から２１１０へと時間軸方向に２倍
の伸長を行なっているが、これも第１７図の説明と同様
に、実際には時分割多重された制御信号を除いた間欠デ
ータを時間軸伸長するため、２倍以上の時間軸伸長を行
なっている。

本実施例によれば復調波形と、遅延器１１７を経てデー
タ最小反転期間である１データ長（送信前のデータから
みると半データ長）遅延した復調波形を減算器１１７で
減算しているので、低周波成分で隣接の相関の多い映像
からの妨害は相殺して除去でき、映像からの妨害を低減
できる効果がある。また、制御信号を検出してディジタ
ル復調のタイミング再生を行なうので、より安定なディ
ジタル復調ができる効果がある。

第２３図は、第２図の処理回路２１５でＰＥ変調された
信号を受信する場合の第１図符号識別回路１２０の具体
例である。第１図、第２１図と同一符号は同一機能を示
し、２２０１はコンパレータ、２２０２はラッチである
。第２３図の動作を第２４図を用いて説明する。第２４
図は第２３図のタイミングチャー・トを表し第２３図に
その部所を示した。また２３１１はコンパ【ノータ２２
０１のコンパレータレベルである。送信前のデータ２３
００はＰＥ変調を受けＰＥ信号２３０１となりこれが同
期検波出力２００１より得られる。信号２３０１は遅延
回路１１７で遅延を受は信号２３０２となり、減算器１
１８で信号２３０１より減算される。この動作は信号２
３０２を反転して（信号２３０３）信号２３０１に加算
することに等し２い。減算器１１８の出力は信号２３０
４に示すように３短信号となるが、これをコンパレータ
２２０１でコンパレータレベル２３１１．すなわち、中
点上４ｔで識別し信号２３０５を得る。信号２３０５を
クロック再生回路１２０′ｃ再生したクロック２３０６
を用いてうツチ２２０２でラッチして４４号２　：１０
７を得る。信号２３０７より第２１図のようにスイッチ
制御４４号２３０８で制御された第１−図のスイッチ１
２２で１一つおきにデータを抽出し出力ｆｌｊ昏’２３
０９を得る、ｌ１ｊ−シ２３０９を時間軸伸長回路１２
３で時間軸伸妊して信号２３１Ｏを得る５倍号２３１０
は、送信前のデー・夕刊２３００に等１９．いことが分
かる。

第２３図の復調回路は、信号２３０４（ハデータが１つ
おきに送信前のデータ２３００に等しいことを利用した
ものである。なお、第２４図では簡単のため＆Ｊ信号２
３０１から２３０４を矩形波で示したが実際は帯域制限
を受けており高調波成分のない４３号となっている。ま
た、スイッチ制御用タイミング波形２３０８を得る過程
は第１７図のこ説明ど同様であるので省略ずろ、また、
スイッこチ制御用タイ′ミング波形９　：３０８を直接
ラッチ２２０２の／、７０ツクとじて人力すれば出力に
信号２３１０を得る二とができる。゛この場合５ｆｆ！
１図のスイ・−チ１２２．時間軸伸長回路１２３．切替
制御回路６　Ｃ）（１（’＞は不要゛１″あろ、また、
説明の都合１１、時間軸伸長回路１ｚ！３は１．データ
列２３０９から２３１０へと時間軸方向に２倍の伸長登
行な〕ているが、こｔも第１７図の説明と同様し。

実際１こは時分′ｌ￥ｌｌ今重〜才した制御信号を除い
？２間欠データを時間仰１伸長−４６カめ、２倍Ｊｕ、
　Ｉ−：Ｔｌ　１３間軸伸長を行な−）でいる。

本実施例家Ｓよれば、第２１図と同様番７映像からの妨
害を低減できる効果があり、さＣ，に減算により伝送さ
れたデー・夕は２倍となるが白色、雑音はｖ”−’Ｘ”
　’ｐＨｂ：増すたけなのでＳＮ比のより復調が可能ど
なる効果がある、ナた、制御信号を検出してディジタル
復調のタイミング再生を？−ｊ゛なうので、よ１１安゛
ζなディパツタル復調ができる効果がある。

凧１−の説明で分るように、同一多重信号を逆相で２度
伝送する形態を取ることで妨害を低減できろが反面輩重
信片の伝送帯域を一定とすると伝送容敏が１／２にこ夕
るため、さらに４値以トの多値１１人や、デュオバイナ
リ−符号などの符号量干渉メー５積極的：、、−利用１
．て伝送帯域の圧縮などを行うパーシャルレスポンス方
式などに上って改復することもｒｉ■能である。なお、
パ〜ジャル１ノスボンス方表についでは、昭和５６年９
月発行オーム社版現代ディジタル通信す式の１３７頁・
〜１４２頁などに示きれているので詳細は省略する、 マタ、１％７．１３．１５図に、むいて、テレビジョン
映像信号の画ｉｆｉに対応させ”τ多重、信奸の音調方
向を模擬的＃４″示した、これらの場合、多昨伊号が、
水車走査期間に一定の数が入る同期１ｆ−ＬＭ　：コで
説明１ｙ　ｔ＝が、多嘔イ４号の伝送速度と水甲才姿期
間が同期［、ないような場合１２．Ｔは＄小信号ｔ７’
＋水・１１４）査肋間と映像４：９．４０＞水平走査期
ｊ川どがほぼ−・敗し、ていれば同様の映像信号−へｆ
ノ゛妨害低減の妙里、・役得られる６、また水車走査期
間（ｊ）ｌｌ後の−γ−タ時［？（ｊを任、＠とじた１
１．あるー・対の水Ｌｌ”走査期間のデータ数を増減し
たりすることで吸収することもできる。

次に、本発明による受信機（信時再生”ＭμＮの他の実
施例と（、て第２５図を示す、８０１０は１浜り車検出
回路・′？′ちる。第１図と回　符号（Ｓ回−・機能紮
示す。

第１図との差屋は、ぞイジタルイ５号処理回路１２６で
の符号誤り率を誤り車検出回路１３０　ｉ　ｔ＋　−（
＾検出し、誤ｉＩ率がひも低くなるようドタイミ！／グ
再″ト回路１２４て・切替制御回路ｆ；　０００　、、
時（ｉｈ俤伸長回路１２３のｊｌｉ’ｉ御を行うことで
ある。。

本実施例によりば、誤り率を検７４’４　Ｌ／　ｆ誤０
＋（ハ低くなるようにディジタル復調のタイミング再生
を行なうので、より安定なディジタル復調ができる効果
がある。なお、第２５図の実施例によれば、制御信号を
用いないので、第２図に示（７た信号発生装置のタイミ
ング発生回路４．１０３．　、制御信号発生回路４１０
２、スイッチ４１０２を省略しても良い。

［発明の効果］ 本発明によれば、振幅変調された搬送波と直交位相関係
の搬送波を搬送波近傍のスペクトルを低減して変調多重
された信号と、前記振幅変調された搬送波を合成伝送さ
れた多重伝送信号から多重信号中の搬送波に同期した信
号で同期検波し、ディジタル復調回路などで復調できる
ので前記振幅変調とは別の前記振幅変調する信号以外の
（８号を再生できる効果がある。さらに搬送波再生回路
の応答帯域を、直交多重信号のスペクトルの搬送波近傍
の抑圧された帯域内にできるので振幅変調された搬送波
の検波回路が剋送波再生型検波の場合は搬送波周波数選
択回路の搬送波周波数選択帯域、ＰＬＬ同期検波回路の
場合はＰ　Ｌ　Ｌの周波数応答帯域に与える直交多重さ
れたディジタル符号化された音声信号などの４４号から
の妨害が減少し、直交多重信号によって引き起こされた
位相変動にともなう色相変化を低減できる効果がある。

また。

映像搬送波の映像信号と直交関係を持たせ、映像信号の
隣接した水平走査期間での同一の多重（４号を位相関係
を逆相として多重伝送できるので、テレビジョン受信機
の映像検波の方式が包Ｍ線検波方戊としても映像信号へ
の多重４１１号かｌ）の妨害を低減できる効果がある。

また、多重信号に時分割多重する制御ｊＷ　’ｉ）　Ｉ
Ｊよる画像妨害を、制御信号の多重期間と映像信号の萌
直帰、線期間のタイミングを合わせているので′■Ｖ画
面」二に現われないようにする効果があろ３、本発明に
よれば、多重信号を減算処理によ−・て再生できるので
、映イ象信号からの妨害を低減できる効果がある。

また、多重信号に時分割多重した制御Ｊ、ｌ　Ｑ　？、
　検出して多重４４号の復調のタイミング再生を行なう
ので、より安定な多重信号の復調ができる効果がある。

本発明によれば、多重信号を減算処ＪＩＩｌじよって再
生できるので、映像信号からの妨害を低減できる効果が
ある。

また、復調多重信号の符号誤りＳ＄を検出して多重４４
号の復調タイミングを再生を行うため、より安定な多重
信号の復調ができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例としての信号再生装置のブロ
ック図、第２図は本発明の一実施例としての信号発生装
置のブロック図５第３図は本発明において用いる多用伝
送信号説明のためのスペクトル図、第４図は同じくベタ
１−ル図、第５図は信号発生装置の主要部のブロック図
、第６図は本発明における伝送信号の波形図、第７図は
本発明における伝送信号の画面パターンの模擬図、第８
図は本発明における伝送信号説明のためのベクトル図、
第９図（、）はくし形フィルタの構成図、第９図（ｂ）
は動作説明のための波形図、第１０図は信号発生装置の
主要部の他の例を示すブロック図、第１１図は本発明に
おける伝送信号の波形図。 第１２図は本発明における他の伝送信号の画商パターン
ト４、第１１３図は（Ｗ号発生装置のｔ−ヘ要部（うさ
らに他の例を示すブロック図、第１４図は本発明に、を
昌する伝送信号の波形図、第１Ｆｉ図は本発明における
さらに他の伝送信号の画面パターンの模り図、第１６図
は本発明におけるさらに他の伝送イ、１′Ｆ）波形図、
第１７図は本発明の実施例＞ニー　＊；ける丁要部の−
・動作説明図、第１８図は本発明の実施例にＪイける主
要部分のブロック図、第１９％は本発明の実施例にお番
ブる主要部の他の動作Ｉ悦四図、第２０図は本発明の実
施例における」−要部のさらＬＪ−他の動作説明図、第
２１図は本発明にｔｇける−［・塁部のブロック図、第
２２図は本発明の実施例における１、要部の動作説明図
、第２３図は本発明し才を目る−り要部の他しブロック
図、第２４図は本発明における一ｒ要部の他の動作説明
図、第２５図は本発明の他の実施例のプロ・Ｊり図であ
乙。 り”　５ｊ’　（、））説明 １１５・・・同期検波回路、１１７・・・遅延回路、１
１８・・・減算器、１２０・・・符号識別回路、１２２
・・・スイッチ、１２３・・・時間軸伸長回路、１２４
・・・タイミング発生回路。 ８０００・・・制御信号識別回路、 ２１５・・・処理回路、 ４１０１・・・タイミング発生回路、 ４１０２・・制御信号発生回路。 ８０１０・・・誤り車検出回路。 蔦 ５Ｌ２１ ヌ ′７０ 第 （Ｑ） ５Ａ７ＩＬＬＪＣｔ 蔦 ＜ｂ） ｏｂ １１［１コ 一→ｉ可闇 ヌ１０口 ／ 第１２０ 第１３０ １コｕ７！′ 第１５０ 第１６図 イボ　でテ　　；紀り埃　貝・」 第１８図 ｇｏｏ；ｉ 第２１区 第２２図 ２　／　ＯＣＩ ロニ］ロニｌ］］同］：同［°８ｍ：：ｔａ＝凶］］図
］］口［［「号 に　：　ん

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調して第１の
   信号を得ると共に、前記搬送波と直交した位相関係にあ
   る直交搬送波を、前記映像信号とは別の多重すべき信号
   で、該直交搬送波が少なくとも搬送波周波数近傍の多重
   すべき信号成分が抑圧されるスペクトル抑圧処理がなさ
   れた形で変調することにより第２の信号を得、更に前記
   多重すべき信号とは別の制御信号を、前記第２の信号に
   時分割多重して第３の信号を得、この第３の信号を前記
   第１の信号と合成して伝送することを特徴とする直交多
   重伝送方式。 ２、請求項１に記載の直交多重伝送方式において、前記
   スペクトル抑圧処理がなされた形での変調として、一定
   期間遅延した多重すべき信号と多重すべき信号とを波形
   演算処理した後の信号で前記直交搬送波を変調すること
   、が行われることを特徴とする直交多重伝送方式。 ３、請求項１に記載の直交多重伝送方式において、前記
   スペクトル抑圧処理がなされた形での変調として、ＦＭ
   符号を用いることを特徴とする直交多重伝送方式。 ４、請求項１に記載の直交多重伝送方式において、前記
   スペクトル抑圧処理がなされた形での変調として、ＰＥ
   符号を用いることを特徴とする直交多重伝送方式。 ５、請求項１に記載の直交多重伝送方式において、前記
   時分割多重処理の際、前記制御信号の多重期間が前記映
   像信号の垂直帰線期間内にくるように処理することを特
   徴とする直交多重伝送方式。 ６、請求項１に記載の直交多重伝送方式の送信側に用い
   る信号発生装置において、搬送波発生回路と、その出力
   である搬送波を映像信号で振幅変調して第１の信号とし
   て出力する振幅変調回路と、前記搬送波を入力されそれ
   と直交位相の関係にある直交搬送波を出力する移相回路
   と、多重すべき信号で前記直交搬送波を変調し搬送波周
   波数近傍の多重すべき信号の成分を抑圧して第２の信号
   として出力するスペクトル抑圧変調処理回路と、制御信
   号を発生する制御信号発生回路と、スペクトル抑圧変調
   処理された前記第２の信号に前記制御信号を時分割多重
   して第３の信号として出力するスイッチと、前記時分割
   多重のタイミングを発生するタイミング発生回路と、前
   記第１の信号と第３の信号を合成して出力する合成回路
   と、を具備して成ることを特徴とする信号発生装置。 ７、請求項１に記載の直交多重伝送方式の受信側に用い
   る信号再生装置において、前記第１の信号と第３の信号
   との合成信号を入力とし、前記搬送波を再生する搬送波
   再生回路と、前記合成信号を入力とし前記搬送波再生回
   路の出力で前記第２の信号を復調する第１の復調回路と
   、前記第１の復調回路の出力である第２の信号から前記
   多重すべき信号を復調する第２の復調回路と、復調され
   た該多重すべき信号から前記制御信号を識別する制御信
   号識別回路と、前記制御信号識別回路の出力から前記第
   ２の復調回路を制御するタイミング信号を発生するタイ
   ミング再生回路と、を具備して成ることを特徴とする信
   号再生装置。 ８、請求項７に記載の信号再生装置において、前記第２
   の復調回路が、前記第１の復調回路の出力を或る期間遅
   延させる複数の遅延回路と、前記複数の遅延回路の出力
   と前記第１の復調回路の出力との間で減算などの処理を
   行う演算回路と、前記演算回路の出力を処理して前記多
   重すべき信号を再生する処理回路と、から成ることを特
   徴とする信号再生装置。 ９、請求項８に記載の信号再生装置において、前記第１
   の復調回路が復調を行うべき多重変調信号をＦＭ変調信
   号として、前記処理回路をウインドコンパレータ、ラッ
   チ、ラッチのタイミングを制御するタイミング制御回路
   で構成したことを特徴とする信号再生装置。 １０、請求項８に記載の信号再生装置において、前記第
   １の復調回路が復調を行うべき多重変調信号をＰＥ変調
   信号として、前記処理回路をコンパレータ、ラッチ、ラ
   ッチのタイミングを制御するタイミング制御回路で構成
   したことを特徴とする信号再生装置。 １１、請求項８に記載の信号再生装置において、前記処
   理回路として、遮断回路、時間軸伸長回路を設けたこと
   を特徴とする信号再生装置。