JP2901605B2 - 信号再生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重伝送システムに係り、特に映像信号に
ディジタル符号化した音声などを多重して伝送するに有
効な伝送信号を受信する信号再生装置に関する。 〔従来の技術〕 ディジタル符号化されたPCM音声と映像信号を多重す
る方法については、昭和58年６月発行財団法人電波技術
協会編の衛星放送受信技術調査会報告書第１部「衛星放
送受信機」などで報告されているが、現行NTSC方式の映
像信号に5.7272MHzの副搬送波を用いてPCM音声を多重し
ているため、現行の地上テレビジョン放送の帯域を満足
せず、地上テレビジョン放送に用いることは困難であ
る。 一方、現行地上テレビジョン放送への多重伝送の可能
性を昭和58年１月に日本放送出版協会より発行された日
本放送協会編の放送技術双書２「放送方式」の205頁に
記載されているが、高品質音声２チャネルを伝送するた
めの約1Mビット／秒の伝送容量を確保できる方式につい
ては記載されていなかった。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術においては、現行地上テレビジョン放送
に高品質の音声信号を多重伝送する方式が無かった。 本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多
重伝送する場合、それらの信号を安定に受信再生するた
めの再生装置を提供することにあり、特に現行地上テレ
ビジョン放送に高品質なディジタル符号化した音声信号
などの信号を多重伝送する伝送方式を安定に受信再生す
るに有効な信号再生装置を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、搬送波を振幅変調する信号以外の多重信
号で前記搬送波と直交位相関係を有した搬送波を変調し
た後、前記振幅変調した搬送波と合成して多重伝送され
た多重信号を復調する受信機において、搬送波再生回路
と同期検波回路により直交位相関係で多重伝送された多
重伝送信号を検波した後の信号を３値復調回路を用いる
ことにより達成される。また前記振幅変調した搬送波の
検波に搬送波再生型検波（疑似同期検波ともいう）を用
いているものは搬送波再生回路を構成する搬送波周波数
選択回路の選択帯域を搬送波付近のスペクトルの抑圧さ
れた帯域以内に狭くし、PLL同期検波を用いているもの
は搬送波再生回路を構成するPLLの応答周波数帯域を搬
送波付近のスペクトルの抑圧された帯域以内に狭帯域に
することにより達成される。 さらに、ある期間ごとに複数個くり返して伝送される
多重信号をくり返しに相当する時間遅延させる遅延回路
を複数回設けるとともにそれらの複数の遅延回路の出力
を加算，減算などする演算回路を設けることにより、達
成される。 〔作用〕 同期検波回路と搬送波再生回路により多重された信号
を検波し、その後２つのコンパレータを用いた３値復調
回路またはディジタル復号回路によって多重された信号
を再生することができ、多重伝送する信号の搬送波近傍
のスペクトルが抑圧された帯域内となるように搬送波再
生回路の応答帯域が狭くされているので、多重されて伝
送された信号を安定に再生できる。また、搬送波再生型
検波の場合は搬送波周波数の選択帯域を狭くすることに
より、PLL同期検波の場合はPLLの応答周波数帯域を狭く
することによって、振幅変調された搬送波と直交位相関
係の搬送波で多重伝送された直交多重信号からの振幅変
調した搬送波への妨害が軽減されるので、直交変調信号
によって引き起こされた位相変動による振幅変調した搬
送波の位相変動を低減できる。 遅延回路により遅延した信号を演算回路で加算など演
算するので、遅延によって同一信号が加算され２回のく
り返しの場合信号振幅は２倍に増大し、白色雑音はラン
ダム性があるため しか増大しないため受信再生した信号の信号対雑音比が
改善できる。また、ある一定期間ごとに逆相で同一信号
を伝送する場合には一定期間の遅延の後、演算回路では
減算を行うので、一定期間の間隔で生じる妨害を相殺し
て除去することもできる。 特に、映像信号搬送波に映像信号と直交関係を持たせ
て信号を多重伝送する場合には、２水平走査期間など複
数の偶数の水平走査期間において同一多重信号を隣接し
た水平走査期間で逆位相で伝送した場合には、１水平走
査期間遅延分だけ時間差のある多重信号が同一で逆相で
あるので、遅延回路では１水平走査期間の倍数時間遅延
させ、演算回路では隣接水平走査期間間で伝送された信
号を減算する。その結果、多重信号は２の倍数倍の振幅
を得、映像信号からの漏れあるいはゴーストなどの妨害
については映像信号の水平走査期間ごとの相関性（テレ
ビジョン画面上では縦方向の相関性）により相殺する。 〔実施例〕 以下、本発明による受信機の一実施例として現状の地
上放送テレビジョンにディジタル符号化した音声信号を
多重伝送した場合の例を第１図に示す。101はアンテ
ナ、102は高周波増幅回路、103は周波数変換回路、104
は受信機用の再生IFフィルタ、105は中間周波増幅回
路、106は映像信号検波回路、107は映像信号増幅回路、
108は色差信号復調回路、109は原色信号復調回路、110
はブラウン管、111は音声中間周波増幅回路、112は音声
FM検波回路、113は音声信号出力端子、114は帯域通過フ
ィルタ、115は同期検波回路、116は搬送波再生回路、11
7は遅延回路、118は減算器、119は３値識別回路、120は
符号識別回路、121はクロック再生回路、122はスイッ
チ、123は時間軸伸長回路、124はタイミング再生回路、
125は２値変換回路、126はディジタル信号処理回路、12
7はディジタル・アナログ変換回路（以下DACと略す）、
128はディジタル符号化して伝送された音声信号の出力
端子である。 アンテナ101より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路102で増幅し、周波数変換回路103で復調用の中
間周波に周波数変換し、受信機用の再生IFフィルタ104
を介し、中間周波増幅回路105で増幅する。選局は周波
数変換回路103の局部発振周波数を変えることで行われ
る。中間周波増幅回路105で増幅された信号から映像信
号帯域については映像信号検波回路106で検波し、映像
信号増幅回路107の出力の輝度信号と色差信号復調回路1
08の出力の色差信号とから原色信号復調回路109でR,G,B
の三原色を得、ブラウン管110に映し出す。 一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回
路111で増幅し、音声FM検波回路112で検波復調して音声
信号出力端子113に音声信号を得る。以上は従来のテレ
ビジョン受信機と同一である。 以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調す
るために、周波数変換回路103の出力を帯域通過フィル
タ114により多重伝送されたディジタル符号化した音声
信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路115におい
て、搬送波再生回路116で再生された搬送波に同期した
信号を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分で変
調された信号を検波復調する。 その復調波形と遅延器117を経て１水平期間遅延した
復調波形を減算器118で減算する。減算することで、伝
送されたデータは２倍となり白色雑音は に増すだけである。さらに映像ゴーストなど水平期間ご
とに相関の多い映像からの妨害は相殺して除去できる。
減算器118で得られた信号を３値識別回路119で＋1,0,−
１の３つの状態に識別する。この３値ディジタル信号を
符号識別回路120とクロック再生回路121を用いて誤り率
の少ない点（いわゆるアイパターンの最大開口部）でデ
ィジタル符号にする。ディジタル符号化された信号のう
ち必要なデータのみスイッチ122とタイミング再生回路1
24で選択して取り出し、時間軸伸長回路123で元のデー
タ伝送レートに戻す。その後、３値ディジタル信号を２
値変換回路125で＋1,0の２値ディジタル信号に変換し、
ディジタル信号処理回路126で伝送途中で生じた誤りを
誤り検出訂正符号を用いて検出訂正する。誤り検出訂正
された後のディジタル信号をDAC127でアナログ信号に変
換して音声信号に戻してディジタル符号化した音声信号
の出力端子128に得る。 なお、映像信号からの妨害除去は次のような過程で行
なわれる。ある水平走査期間のあるタイミングでＸなる
データを送るとすると、１水平期間遅延して次の水平走
査期間のあるタイミングと同一タイミングで同一データ
Ｘの反転したのデータを送られる。受信機の遅延器11
7と減算器118により、１水平走査期間前に受けたＸと次
の水平走査期間で受けたが同一タイミングで減算され
るので Ｘ−（）＝2X となり、２倍の信号が得られる。この伝送途中に映像信
号からＧの妨害を受けるとすると、映像信号が水平走査
期間ごとに相関が多い画像（縦じまなどの画像）では、
ＸのタイミングでものタイミングでもＧの妨害を受け
ることとなる。減算器118により、 （Ｘ＋Ｇ）−（＋Ｇ）＝2X となり、映像からの妨害が相殺される。ただし、映像信
号の水平走査期間ごとの相関が少ない場合、相殺効果が
少なくなる。 以上説明した本実施例によれば、搬送波再生回路116
の搬送波周波数選択帯域またはPLLの応答周波数帯域は
直交多重信号のスペクトルが抑圧されている帯域内なの
で安定に直交多重信号を受信できる効果がある。さら
に、映像からの妨害を低減できる効果がある。 上記受信機の一実施例で受信できる信号を発生する送
信機の例を第２図に示す。201は音声信号入力端子、202
はFM変調器、203は音声信号搬送波発生器、204は映像信
号入力端子、205はマトリックス回路、206は輝度信号処
理回路、207は色差信号処理回路、208は加算回路、209
は映像変調器、210は映像信号搬送波発生器、211はディ
ジタル符号化して伝送する音声信号の入力端子、212は
アナログ・ディジタル変換器、（以下ADCと略す）、213
はディジタル信号処理回路、214は３値変換回路、215は
処理回路、216は低減通過フィルタ、217は移相器、218
はディジタル符号化した音声信号用の変調器、219はイ
コライザ、220は加算器、221は残留側波帯振幅変調用の
送信VSBフィルタ、222は加算器、223はアンテナであ
る。 音声信号入力端子201からの音声信号で音声信号搬送
波発生器203からの音声用搬送波をFM変調器202において
FM変調する。映像入力端子204に入力されたRGBの三原色
信号をマトリックス205で輝度信号と色差信号とに分け
おのおの輝度信号処理回路206と色差信号処理回路207で
処理した後、加算器208で加算する。加算後の信号で映
像信号搬送波発生器210からの搬送波を映像変調器209を
用いて変調し、送信VSBフィルタ221でテレビジョン放送
帯域に帯域制限して加算器222で音声信号と加算してア
ンテナ223より送信する。 以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送
と同一である。以上の信号に高品質な音声を伝送するた
めに以下を追加する。 多重する音声信号を入力端子211に加え、音声信号をA
DC212でディジタル信号に変換し、ディジタル信号処理
回路213で伝送中に生じる誤りを検出訂正するための符
号を追加したり、インタリーブ処理をほどこす。処理後
のディジタル符号は３値変換回路214で＋1,0の２値ディ
ジタル信号から＋1,0,−１の３値ディジタル信号に変換
し、さらに処理回路215で１水平走査期間ごとに複数回
くり返し、隣接した水平走査期間ではデータを反転して
逆相で伝送できるような処理を行う。詳細な説明は後で
行う。その後、処理回路215の出力の伝送レートに適し
た低減通過フィルタ216を介して不要な高域成分を削除
する。このディジタル符号化した音声で、移相器217を
介して90度移相された映像信号搬送波をディジタル符号
化した音声信号用の変調器218で変調し、受信機の再生I
Fフィルタ104の特性による直交性への影響を防ぐため再
生IFフィルタの逆特性を有したイコライザ219を通し、
加算器220を用いて映像信号で変調された搬送波と加算
する。その結果、映像用の搬送波は、映像信号とディジ
タル符号化した音声信号と直交関係で変調されることと
なる。 変調されるスペクトルを第３図に示し、映像搬送波の
映像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態
のベクトル図を第４図に示す。 第３図の301は映像信号のVSBフィルタ後のスペクト
ル、302はFM変調された音声信号のスペクトル、303はデ
ィジタル符号化した音声信号のスペクトルを示す。304
については後で説明する。ここで、映像信号スペクトル
301とディジタル符号化した音声信号のスペクトル302と
は直交で多重するため第３図では２段に分けて示し、デ
ィジタル符号化した音声信号のスペクトルは、イコライ
ザ219の影響を考慮していない。 第３図において、映像搬送波に対して−0.75MHz以下
のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とするVS
Bフィルタによって減衰されている。4.2MHzまでは映像
信号が4.5MHz近傍には音声搬送波がFM変調されたスペク
トラムが存在している。映像搬送波に対して±0.75MHz
については両側波帯が送信されるため、一般の振幅変調
（DSB）と考えて良い。その両側波帯を有している搬送
波に直交して±0.75MHz以内の信号をディジタル符号の
１と０に相当させて振幅Ａと−Ａとで変調すると、搬送
波のベクトルは映像信号を１とした場合 cos ω ｃ・ｔ±A sin ω ｃ・ｔ （１） となる。ここでωｃは搬送波の角周波数である。このよ
うすを第４図に示す。 上記（１）式を展開すると である。 ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した
音声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がcos
ωｃ・ｔで同期検波しているものについてはＡの値に
かかわらずcos ωｃ・ｔの係数のみ（すなわち映像信
号のみ）が再生され妨害とはならない。また映像信号検
波回路が包絡線検波をしているものについてはＡの値を
１より下げることで妨害を軽減できる。例えばＡを0.1
とすると、 となり、１に比べて0.005の信号（約−40dB）が影響す
るが、映像信号のSN比は40dB以上あれば実用上問題ない
と考える。 一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨
害は、第１図に示すように同期検波回路115で搬送波に
直交した成分のみを復調することで排除できる。信号レ
ベル対雑音の比（以下SN比と呼ぶ）について考えると、
映像信号のSN比が40dBが実用レベルとすると、帯域幅が
ディジタル符号化した音声信号の伝送帯域幅1MHzに比べ
約４倍であるため、ディジタル符号化した音声信号のSN
比は46dBとなるが、変調レベルＡを0.1とすると伝送SN
比は26dB程度となる。また、ディジタル信号のSN比とビ
ットエラーレートとの関係を一般的な二値信号で考えて
もSN比が17.4dBで10^-4である。映像信号のSN比が40dBの
場合にはディジタル符号化した音声信号の伝送SN比は26
dBであり、ディジタル信号の伝送として実用上充分な値
である。 次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル303
及び３値変換回路214について考えるディジタル符号化
した音声信号のスペクトル303は第３図に示すように搬
送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとする。こ
れは、変調器218で変調する前のベースバンドディジタ
ル信号の低域成分を抑圧することで実現でき、３値変換
回路214は２値のディジタル信号を３値に変換すること
で、伝送容量を減らすことなく低減成分を抑圧すること
ができる。 第５図は上で述べた機能を有する３値変換回路214の
具体例である。501は２値ディジタルデータ入力、502,5
03,504はインバータ、505,506はAND回路、507はインバ
ータ、508は加算器、509は３値ディジタルデータ出力、
510はクロック入力端子、511,512はＤ−フリップフロッ
プである。第５図の動作を第６図のタイミングチャート
を用いて説明する。第６図において、（ａ）は２値ディ
ジタルデータ波形，（ｂ）はクロック信号，（ｃ）はＤ
−フリップフロップ511の出力，（ｄ）はＤ−フリップ
フロップ512出力，（ｅ）はAND回路505出力，（ｆ）は
インバータ507出力，（ｇ）は３値ディジタルデータ波
形（加算器508出力）である。（ａ）図に示す２値ディ
ジタルデータはＤ−フリップフロップ511によりまず１
データ長Ｔの半分であるT/2だけ遅延し（第６図（ｃ）
参照）、次にＤ−フリップフロップ512によりさらに１
データ長の半分であるT/2だけ遅延し、その結果Ｄ−フ
リップフロップ512の出力は２値ディジタルデータ入力5
01の２値ディジタルデータよりも１データ長であるＴだ
け遅延した信号となる（第６図（ｄ）参照）。アンド回
路505で２値ディジタルデータ（ａ）とＤ−フリップフ
ロップ512出力（ｄ）のインバートのアンドをとり２値
ディジタルデータ（ａ）の立ち上がりエッジを（ｅ）図
のように検出する。同様にアンド回路506で２値ディジ
タルデータのインバートとＤ−フリップフロップ512出
力（ｄ）のアンドをとり２値ディジタルデータ（ａ）の
立ち下がりエッジを検出し、これをインバータ507で反
転して（ｆ）図の波形を得る。加算器508で（ｅ）図の
波形と（ｆ）図の波形を加算すると（ｇ）図に示す３値
ディジタルデータとなる。（ａ）図と（ｇ）図を見比べ
ると、３値ディジタルデータは２値ディジタルデータの
立ち上がりエッジでHigh（＋１）、立ち下がりエッジで
Low（−１）のパルスをパルス幅１データ長Ｔで発生
し、その他ではHighとLowの中間電位（０）となってい
ることがわかる。このように２値ディジタルデータを３
値ディジタルデータに変換することによりベースバンド
ディジタル信号の低減成分を抑圧することができ、これ
から不要高周波成分をLPF216で除去して、ディジタル符
号化した音声信号用の変調器218で変調することにより
搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したディジタル符
号化した音声信号のスペクトル303が得られる。 次に第５図の回路構成で搬送波近傍の周波数成分を低
減した場合の効果について説明する。第３図304は、搬
送波再生型検波の場合は搬送波再生回路を構成する搬送
波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域を、あるいは
PLL同期検波の場合は搬送波再生回路を構成するPLLの周
波数応答帯域を表す。帯域304内に搬送波周波数成分以
外の信号が含まれている場合、それらは搬送波再生の妨
害となり、映像検波特性を劣化させる原因となる。ディ
ジタル符号化した音声信号のスペクトル303はこの妨害
成分となるため、応答帯域304の帯域内のスペクトルが
より多く抑圧されることが望ましい。このように、ディ
ジタル符号化した音声信号のスペクトル303の搬送波周
波数部分のスペクトルを抑圧した帯域内に搬送波周波数
選択帯域またはPLLの周波数応答帯域を、選びことによ
り直交多重したディジタル符号化した音声信号からの妨
害が軽減できる効果がある。 次に、第２図の処理回路215の一具体例を第７図に示
す。また、第８図に第７図の動作説明および本発明の伝
送データ列の例を示す。701は入力端子、702は時間軸圧
縮回路、703はタイミング発生回路、704はインバータ、
705は遅延回路、706は切替スイッチ、707は出力端子、8
01は入力端子701のデータ列、802は時間軸圧縮回路702
の出力データ列、803はインバータ704と遅延回路705を
経た遅延回路705の出力データ列、804は本発明にかかる
伝送データ列の一例、805はタイミング波形である。 ここで入力端子701に入力される信号は３値信号であ
り、第７図に示すブロック図は、３値信号を処理できる
素子で構成された３値のディジタル回路（今後、これを
トライステート・ディジタル回路と呼ぶ）を表してい
る。例えば、３値信号を＋1,0,−１で表すとインバータ
704の動作は＋１を−１に、−１を＋１に、０を０に変
換するものとする。また、第８図，第９図に示すデータ
列も３値信号である。 入力端子701に加えられたデータ列801をタイミング発
生回路703のタイミングによって時間軸圧縮回路702でデ
ータを時間軸圧縮してデータ列802に示す間欠データと
する。この間欠データをインバータ704および遅延回路7
05で、データを反転し、遅延時間τだけ、すなわち第８
図の例では５データ分遅延させるとデータ列803に示す
ようになる。このデータ列803とデータ列802とを切替ス
イッチ706で加えるとデータ列804に示すようになる。こ
のデータ列804はデータ列802のデータの無い期間に反転
させた同一データを遅延させて入れたこととなる。 第９図に本発明の伝送パターン例を示す。遅延時間τ
を映像の水平走査期間と同一とし、タイミング波形805
をテレビジョン受像機の水平同期信号と同期しているも
のとしテレビジョン画面に合せてデータの伝送タイミン
グを模擬的に書いたものである。第９図において横が水
平走査方向を縦に垂直走査方向を示す。第１の水平走査
期間でa₁からa₅までの時系列データが、第２の水平走査
期間で▲▼から▲▼までのデータとなり第１お
よび第２の水平走査期間でたがいに逆相の同一データと
なる。 また、ここで現行テレビジョン放送の映像色副搬送波
について考える。第10図に映像搬送波上の色副搬送波の
ベクトル図を示す。（ａ）は映像搬送波の直交成分に多
重の無い場合、（ｂ）は直交成分への多重がある場合を
示す。ω_sは色副搬送波での位相回転を示し、ω_sと
ω_s′は隣接水平走査期間による色副搬送波の位相がπ
ずれていることを示している。ｌ〜ｓは色副搬送波のベ
クトルの変化過程を示し、ｌ〜ｓとｌ′〜ｓ′は色副搬
送波の位相がπずれていることを示している。さらにＡ
と−Ａは直交成分への多重信号を示し、ある時点で隣接
水平走査期間でＡと−Ａとなる場合を示す。現行テレビ
ジョン放送において色副搬送波の周波数と水平走査周波
数の関係から、色副搬送波は隣接水平走査期間ではl,m,
n,o…,sとｌ′,m′,n′,o′…,s′とで示すように位相
がπずれている。第10図（ｂ）に示すように直交成分へ
の多重を行うと、第４図でも示したように映像搬送波の
位相変動を引き起し、テレビジョン映像信号検波方式が
包絡線検波の場合、Ａの多重の場合ｓとｌの間に色副搬
送波の最大振幅が表われ直交成分の無い場合の最大振幅
位相ｌとの間位相差φを生じる。色副搬送波の位相変動
は再生映像画面の色相変化として表われる。この位相変
動は映像信号検波方式が同期検波方式では図中のcos
ωｃ・ｔ方向成分のみを検波するのでＡの多重があって
も色副搬送波の最大振幅位相はｌであり、位相変動は生
じない。包絡線検波の場合多重信号の符号に応じてπ/2
とπ／−２（第10図ではＡと−Ａで示す）に直交成分が
多重されると色副搬送波の最大振幅の位相方向（位相の
進みと遅れ）が決まり、Ａおよび−Ａの絶対値により位
相変動量が決まる。隣接する水平走査期間で多重信号の
位相をＡと−Ａにすると第10図の（ｂ）に示すようにω
_sとω_s′の位相変動方向が逆方向となり位相変動量が同
一となるので、同一信号で隣接する水平走査期間での画
面の色相変化が逆となり人間の視覚の色度感度の周波数
特性（目の積分効果）などにより、色相変化を感じ難く
できる。すなわち、第９図におけるa₁〜a₅と▲▼〜
▲▼，b₁〜b₅と▲▼〜▲▼などのように同
一データの逆相を入れた水平走査期間との間は多重信号
がＡと−Ａのように逆相となっているので、色相変化を
感じ難い。ただし▲▼〜▲▼，b₁〜b₅のように
同一データの逆相となっていない水平走査期間は色相変
化を感じ易い。 さらに、テレビジョン受像機において水平走査期間の
相関（いわゆるライン相関）の「くし形フィルタ」を輝
度信号と色信号との分離に採用した受像機では色副搬送
波の位相変動が回路的に相殺できる。 第11図（ａ）に一般的な輝度信号色信号分離の色信号
取り出しのくし形フィルタの構成図を示し、（ｂ）に動
作説明用の波形図を示す。1101は入力端子、1102は遅延
回路、1103は減算器、1104は出力端子、1105〜1108は色
副搬送波の波形である。1105は多重のない場合、1106は
第10図（ｂ）の右側、1107は第10図（ｂ）の左側、1108
は1107の反転である。多重のない場合の色副搬送波は第
10図（ａ）に対応させて時間ｌが振幅最大波形1105で示
した。ここでＡの多重信号が加わるとｓとｌとの間に最
大振幅が表われ、波形1106になる。また次の隣接水平走
査期間で−Ａの多重信号が加わりω_s′の色副搬送波は
ｐ′とｑ′との間に最大振幅位相が表われ、波形1107と
なる。遅延回路1102を経て一水平走査期間遅延した波形
1106と波形1107が減算器1103に加えられる。波形1107の
反転を波形1108で示すが、波形1106から波形1107を減算
することは波形1106に波形1108を加算することとなり、
さらに振幅を1/2すると波形1105となる。この波形1105
が出力端子1104から得られる。このくし形フィルタによ
り得られた色副搬送波は、たとえ映像信号検波方式が包
絡線検波で多重信号が加わったとしても位相変動を受け
ないことを示す。なお、この場合も、第９図に示すa₁〜
a₅と▲▼〜▲▼のように隣接水平走査期間で上
と下のデータが逆相となっている水平走査期間を処理し
た場合のみ位相変動を受けないので、１水平走査期間ご
とに位相変動を受けない水平走査期間が現われる。 以上示したように第１図に加えて第７〜９図に示す本
発明の一実施例によれば、１水平走査期間ごとに逆相の
多重信号を多重するので多重信号による映像の色相変化
におよぼす妨害を低減できる効果がある。 なお、第７図において入力データを連続データとした
ので時間軸圧縮回路702を用いたが、入力データが間欠
的な不連続データの場合には不要な場合もある。 次に第２図の処理回路215の他の具体例を第12図に示
す。また、第13図は本発明の伝送データ列例など動作説
明用の図であり、第14図は本発明にかかる伝送データの
模擬パターン例である。1201は入力端子、1202はインバ
ータ、1203は遅延回路、1204はタイミング発生回路、12
05は切替スイッチ、1206は出力端子、1301,1306はタイ
ミング発生回路1204内でのタイミング波形、1302は入力
データ列、1303は遅延回路1203の出力データ列、1304は
タイミング発生回路1204出力タイミング波形、1305は本
発明にかかる伝送データ列の一例である。 ここで入力端子1201に入力される信号は３値信号であ
り、第12図に示すブロック図は第７図と同様にトライス
テート・ディジタル回路である。第13図，第14図に示す
データ例も３値信号である。 入力端子1201に加えられたデータ列1302をインバータ
1202を介し、遅延回路1203で時間τ遅延させることでデ
ータ列1303を得る。なお、タイミング波形1301は時間τ
ごとに反転する。タイミング波形1304はデータ列内のデ
ータの期間に反転し、図中で上側の時に切替スイッチ12
05を（イ）側に接し下側の時に（ロ）側に接する。この
タイミング波形1304で制御された切替スイッチ1205によ
り、データ列1305が出力端子1206に得られる。 タイミング波形1306を水平同期信号として、テレビジ
ョン画面に合せて、データ列1305を模擬的に示した図が
第14図である。横に水平走査方向を縦に垂直走査方向を
示す。第14図に丸印の枠で示したように、隣接した水平
走査期間において、１データごとに上下が反転データと
なっている。この隣接した水平走査期間でデータを反転
させることは、映像搬送波の直交成分への多重信号が逆
相関係となることを示し、多重信号による映像の色相変
化への妨害を低減できる効果は第10図，第11図での説明
と同様である。 以上、第１図に加えて第12〜14図に示した実施例によ
れば、隣接する水平走査期間での多重信号が逆相である
ので、映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果
がある。また、すべての水平走査期間において、１デー
タごとに隣接走査期間と逆相関係を持ち色相変化の相殺
が第14図の丸枠が示すように網目状となるので色相変化
におよぼす妨害が細かくなり、視覚の色度の感度周波数
の低さにより第７〜９図の場合よりさらに映像の色相変
化におよぼす妨害を低減できる効果がある。 上記実施例では、伝送データ列として１水平走査期間
に７データの例で奇数データの場合を示したが、偶数デ
ータの場合６データを例にとり第15〜17図に示す。第15
図は第２図の処理回路215のさらに他の具体例を示す。
第16図は伝送データ列例など動作説明用の図であり、第
17図は本発明にかかる伝送データの模擬パターン例であ
る。1204はタイミング発生回路、1501はタイミング入力
端子、1502はタイミング発生器、1601,1604,1607はタイ
ミング発生回路1204内でのタイミング波形、1602は入力
端子1201の入力データ列、1603は遅延回路1203の出力デ
ータ列、1605はタイミング発生回路1204出力のタイミン
グ波形、1606は本発明にかかる伝送データ列の一具体
例、1503はイクスクルーシブオア（以下EORと略す）で
ある。その他第12図と同一符号は同一機能を示す。 ここで第16図，第17図に示すデータ列は３値信号であ
る。 第12図との差はタイミング発生回路1204内にEOR1503
を設け、タイミング波形1601と1604によりタイミング発
生回路1204の出力にタイミング波形1605を得て、切替ス
イッチ1205を制御することにある。EOR1503は、水平走
査期間ごとに切替スイッチ1205の制御タイミングを反転
させるもので、伝送データ列1606が得られ、第17図に模
擬的に示す伝送データのテレビジョン画面上でのパター
ンとなる。 上記実施例でも、第12〜14図と同様に、多重信号によ
る映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果があ
る。 第18図は第１図の３値識別回路119、符号識別回路120
の一具体例を示す。第１図と同一符号は同一機能を示
し、1801は３値ディジタルデータ入力端子、1802は直流
カット用のコンデンサ、1803は直流動作点をOV（GND）
にするための抵抗、1804はアンプ、1805,1806はコンパ
レータ、1807,1808は基準電圧源,1809,1810はラッチ、1
811は加算回路、1812は３値符号出力端子である。第19
図は第18図の動作説明図である。 第19図において、（ａ）は３値ディジタルデータ、
（ｂ）はコンパレータ1805出力、（ｃ）はコンパレータ
1806出力、（ｄ）はクロック信号、（ｅ）はラッチ1809
出力、（ｆ）はラッチ1810出力、（ｇ）は３値符号（加
算回路1811出力）である。入力端子1801より入力された
３値ディジタルデータはコンデンサ1802で直流カットさ
れる。３値ディジタルデータは低域成分を含んでいない
ため抵抗1803により動作点がOVとなり、アンプ1804で増
幅され第19図（ａ）の波形を得る。アンプ1804の出力は
コンパレータ1805,1806によりそれぞれ基準電圧源1807,
1808で発生する電圧V₁，V₂と第18図に示す極性で比較さ
れる。基準電圧源1807で発生する電圧V₁及び基準電圧源
1808で発生する電圧V₂は第19図（ａ）に示すようにそれ
ぞれ符号誤り率が最小となるよう電圧値に調整してお
く。コンパレータ1805,1806の出力はそれぞれ第19図
（ｂ），（ｃ）のようになり、コンパレータ1805は３値
ディジタルデータの＋１を、コンパレータ1806は３値デ
ィジタルデータの−１を識別し、コンパレータ1805,180
6出力はラッチ1809,1810によりクロック再生回路121で
再生されたクロック信号を用いて第19図の（ｄ）のタイ
ミングでラッチされ、クロック信号に同期したディジタ
ル信号となり、それぞれ、第19図（ｅ），（ｇ）の出力
を得る。ただし、ラッチ1810の出力は逆相となってい
る。この２つのラッチ出力を加算回路1811で加算すれ
ば、３値信号が符号化されて得られる。 第18図によれば、簡単な回路構成であり、かつ３値デ
ィジタルデータに第19図（ａ）の1901,1902などの不要
なノイズが混入した場合でもそれがクロック信号の立ち
上りの場所になければ復調した２値ディジタル符号に全
く影響をおよぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効
果がある。 第20図は３値識別回路119及び符号識別回路120の機能
を持った他の回路例である。第１図，第18図と同一符号
のものは同一機能を示し、2001はサンプル・ホールド回
路（以下S/H回路と略す）、2002はクロック信号、2003
はインバータである。第20図の説明を第21図の動作説明
図を用いて行う。 第21図（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロ
ック信号、（ｃ）はS/H回路2001出力、（ｄ）はコンパ
レータ1805出力、（ｅ）はコンパレータ1806出力、
（ｆ）はインバータ2003出力、（ｇ）は３値符号であり
加算回路1811の出力である。S/H回路2001は第21図
（ｂ）に示すようなクロック信号2002の立ち上りエッジ
でサンプルし、次のサンプルまでその値をホールドす
る。クロック再生回路121で再生されたクロック信号200
2は１データ長Ｔを１周期とした信号であり、クロック
の立ち上りは符号誤り率の少ない点（いわゆるアンパタ
ーンの最大開口部）に位置する。S/H回路2001出力は第2
1図（ｃ）に示すものであり入力端子1801で入力した３
値ディジタルデータをクロック信号2002に同期した３値
のディジタル符号に識別する。以下３値ディジタル符号
はコンパレータ1805,1806に入力され第18図で説明した
動作と同様に３値ディジタル符号を＋1,0,−１に識別
し、コンパレータ1806の出力をインバータ2003を用いて
反転して、その出力とコンパレータ1805の出力を加算回
路1811で加算して第21図（ｇ）に示す３値符号を出力端
子1812に得る。第20図の回路を用いることにより第21図
2101に示すようなノイズが生じた場合においてもそのノ
イズの位置がS/H回路2001のサンプル点からはずれてい
れば全く復調した２値ディジタル符号に影響をおよぼさ
ず、符号誤り率特性を劣化させない効果がある。 第22図は３値識別回路119,及び符号識別回路120の機
能をもった他の回路例である。第20図と同一符号のもの
は同一機能を示し、2201はS/H回路、2202はウインド・
コンパレータ、2203,2204は加算器、2205は中間レベル
検出信号である。 第22図の基本動作は第20図と同様であるため、第20図
と異なる動作をする部分を第23図を用いて説明する。 第23図において（ａ）は３値ディジタルデータ、
（ｂ）クロック信号、（ｃ）はS/H回路2001出力、
（ｄ）はウインド・コンパレータ出力（中間レベル検出
信号2205）である。今、アンテナ101で受けた信号が空
間伝送路や他の原因によりひずみを受けており、そのた
め入力端子1801に入力される３値ディジタルデータが第
23図（ａ）に示すように中間レベルに対してHighレベル
のパルスの方がLowレベルのパルスよりも高くなった場
合を考える。この時、３値ディジタルデータはDC成分を
含んだ信号となりコンデンサ1802でDCカットし抵抗1803
で動作点を決めた場合、第23図（ａ）に示すような中間
レベルがOVとならない信号となる。この信号をS/H回路2
001を用いて第23図（ｂ）のクロック信号2002の立ち上
りエッジでサンプルし次のサンプル点までその値をホー
ルドすると第23図（ｃ）に示す波形となり、中間レベル
でΔＶのオフセットを持つ信号となる。第23図（ｃ）の
信号はコンパレータ1805,1806の入力となるとともに、
ウインド・コンパレータ2202,S/H回路2201の入力とな
る。ウインドコンパレータ2202は第23図（ｃ）の信号か
ら中間レベル部分を検出しその期間だけHighレベルを第
23図（ｄ）のように出力する。なお、中間レベル検出信
号2205はコンパレータ1805,1806出力からもつくること
が可能である。S/H回路2201はこのウインド・コンパレ
ータ2202の出力を受けウインド・コンパレータ2202の出
力がHighの期間でサンプルしLowの期間はホールドとす
る。 このように動作することでS/H回路2201は３値ディジ
タルデータの中間レベルのオフセットΔＶを抽出するこ
とができる。ここで基準電圧源1807の出力V₁、基準電圧
源1808の出力V₂はOV（GND）を基準として設定されてい
るため３値ディジタルデータの中間レベルにΔＶのオフ
セットがあるとそれだけ誤差となる。したがってその誤
差成分であるΔＶを加算器2203,2204を用いてそれぞれ
基準電圧源1807出力V₁，基準電圧源1808出力V₂と加算す
れば最適な基準電圧をコンパレータ1805,1806に与える
ことができる。以上述べたように第22図の回路構成によ
れば３値ディジタルデータの中間レベルに対するHigh,L
owのパルス高のアンバラスの影響を打ち消すことがで
き、最適な基準電圧を用いて３値ディジタル信号の３値
識別を行うことができる。なお、第22図の誤差電圧打ち
消し回路は第18図の３値識別回路に用いることもでき
る。なお、第18図のラッチ1810の出力極性を正相出力か
らとりたければ、コンパレータ1806の比較極性を逆にす
ればよく、また同様にすれば第20図，第22図のインバー
タ2003を省略することもできる。 次に、第１図に示す遅延回路117、減算器118、スイッ
チ122、時間軸伸長回路123、タイミング再生回路124の
詳細な動作について説明する。 第24図に伝送データ列804を受信する場合の復調動作
を示す。2401は水平走査期間の同期用のタイミング波
形、2402は伝送されて受信したデータ列、2403は遅延回
路117の出力のデータ列、2404は減算器118の出力のデー
タ列、2405はタイミング波形2401から得たタイミング波
形、2406はスイッチ122の出力のデータ列、2407は時間
軸伸長回路123の出力データ列である。受信したデータ
列2402が遅延回路117によりデータ列2403になる。デー
タ列2403からデータ列2402を減算器118で減算し、３値
識別回路119、符号識別回路120、クロック再生回路121
によりデータ列2404を得る。タイミング波形2405の上側
でスイッチ122を接するように制御することでデータ列2
406を得る。なお、データ列2406とデータ列2407では２a
₁をa₁のように２倍を省略している。データ列2406を時
間軸伸長回路123によりデータ列2407になり、第８図に
示す送信側の元のデータ列801になる。 なお、データ列2402〜2404,2406,2406は３値であり、
スイッチ122、時間軸伸長回路等はトライステート・デ
ィジタル回路で構成される（データ列2404の不要データ
部分は５値となる）。 第25図に伝送データ列第13図の1305を受信する場合の
復調動作を示す。2501は水平走査期間の同期用のタイミ
ング波形、2502は伝送されて受信したデータ列、2503は
遅延回路117の出力のデータ列、2504は減算器118の出力
のデータ列、2505はタイミング波形、2506はスイッチ12
2の出力データ列、2507は時間軸伸長回路123の出力のデ
ータ列である。受信したデータ列2502が遅延回路117に
よりデータ列2503になる。データ列2503からデータ列25
02を減算器118で減算すると、データ列2504が得られ
る。タイミング波形2505の上側でスイッチ119を接続す
ればデータ列2506を得る。データ列2506を時間軸伸長回
路123によりデータ列2507になり、第13図に示す送信側
の元のデータ列1302に戻る。なお、データ列2506とデー
タ列2507では2f₁など２倍の表示を省略した。 第26図に伝送データ列第16図の1906を受信する場合の
復調動作を示す。2601は水平走査期間の同期用のタイミ
ング波形、2602は伝送されて受信したデータ列、2603は
遅延回路117の出力のデータ列、2604は減算器118の出力
のデータ列、2605はタイミング波形、2606は水平走査期
間ごとに反転するタイミング波形、2607はタイミング波
形2605とタイミング波形2606から得られたタイミング波
形、2608はスイッチ122の値を保持したデータ列、2609
はタイミング波形、2610は時間軸伸長回路123の出力デ
ータ列である。受信したデータ列2602が遅延回路117に
よりデータ列2603になる。データ列2603からデータ列26
02を減算器118により減算すると、データ列2604が得ら
れる。タイミング波形2605とタイミング波形2606を排他
的論理和を取り（第15図のEOR1503と同一動作）得られ
たタイミング波形2607の上側でスイッチ122を導通さ
せ、スイッチ122のしゃ断期間は導通期間の値を保持さ
せるとデータ列2608が得られる。これはタイミング波形
2607の上側でラッチされるディジタル回路で構成可能で
ある。このデータ列2608をタイミング波形2609の立ち下
がりエッジでラッチすることで時間軸伸長回路123の出
力にデータ列2610を得る。このデータ列2610は第15図に
示す送信側の元のデータ列1602と一致する。なお、デー
タ列2608とデータ列2610では2f₁など２倍の表示は省略
した。 以上の説明で分るように、同一多重信号を逆相で２度
伝送する形態を取ることで妨害を低減できるが反面多重
信号の伝送帯域を一定とすると伝送容量が1/2に減るた
め、さらに４値以上の多値方式や、デュオバイナリー符
号などの符号間干渉を積極的に利用して伝送帯域の圧縮
などを行うパーシャルレスポンス方式などによって改復
することも可能である。なお、パーシャルレスポンス方
式については、昭和56年９月発行オーム社版現代ディジ
タル通信方式の137頁〜142頁などに示されているので詳
細は省略する。 また、第9,14,17図において、テレビジョン映像信号
の画面に対応させて多重信号の変調方向を模擬的に示し
た。これらの場合、多重信号が、水平走査期間に一定の
数が入る同期した信号で説明したが、多重信号の伝送速
度と水平走査期間が同期しないような場合には多重信号
の水平走査期間と映像信号の水平走査期間とがほぼ一致
していれば同様の映像信号への妨害低減の効果が得られ
る。また水平走査期間の最後のデータ時間を任意とした
り、ある一対の水平走査期間のデータ数を増減したりす
ることで吸収することもできる。 第１図の２値変換回路125について説明する。２値変
換回路125は、例えばトライステート・ディジタル回路
を用いて３値信号の＋１の場合にセット、−１の場合に
リセット、０の場合は前の状態を保持する動作の回路を
構成すれば、第５図の回路で３値変換された元の２値信
号（例えば第６図（ｇ）の信号から第６図（ａ）の信
号）を得ることができる。また、ディジタル信号処理回
路126、DAC127をトライステート・ディジタル回路で構
成すれば２値変換回路125は必要なくなる。同様に第２
図において、ADC212、ディジタル信号処理回路213をト
ライステート・ディジタル回路で構成すれば３値変換回
路214は必要なくなる。 次に、３値信号を復調する場合にはトライステート・
ディジタル回路を用いずに通常の２値ディジタル回路に
より復調する回路構成を、第27図を用いて説明する。第
27図は３値識別回路119、符号識別回路120、スイッチ12
2、時間軸伸長回路123を２値ディジタル回路で構成した
場合のブロック図である。第１図と同一符号は同一機能
を示し、119Aは正パルス識別回路、119Bは負パルス識別
回路、120Aは正パルス検出信号符号識別回路、120Bは負
パルス検出信号符号識別回路、122Aは正パルス検出信号
用のスイッチ、122Bは負パルス検出信号用のスイッチ、
123Aは正パルス検出信号用の時間軸伸長回路、123Bは負
パルス検出信号用の時間軸伸長回路、2701は３値ディジ
タル信号入力端子、2702は２値ディジタル信号出力端子
である。第27図は正パルス側の処理と負パルス側の処理
の２系統の同一回路を持ち、符号にＡのつくものは正パ
ルス側の処理を、Ｂのつくものは負パルス側の処理を行
う。３値ディジタル信号入力端子2701より減算器118の
出力を入力し、その信号から３値ディジタル信号の＋１
の部分を正パルス識別回路119Aで、−１の部分を負パル
ス識別回路119Bで識別し、それぞれ識別信号を出力す
る。以下、それぞれの識別信号を符号識別回路120A,120
Bで符号化し、さらに第24図から第26図で説明した動作
と同等の処理をスイッチ122A,122B時間軸伸長回路123A,
123Bを用いてそれぞれ正側、負側で行った後、時間軸伸
長回路123A出力の正パルス検出信号と時間軸伸長回路12
3B出力の負パルス検出信号を２値変換回路125に入力し
２値ディジタル信号を出力端子2702より得る。第５図の
３値化された信号を２値にもどすには、２値データの立
ち上りエッジを＋１に立ち下りエッジを−１に対応させ
たので、２値変換回路125にRS−フリップフロップを用
い、セット入力に時間軸伸長回路123A出力の正パルス検
出信号を、リセット入力に時間軸伸長回路123B出力の負
パルス検出信号を入力すればよい。第27図の場合、通常
の２値ディジタル回路を用いて構成できる特徴がある。 第27図の構成の回路例を第28図に示す。第28図は第18
図の回路を利用して構成したものであり、第18図と同一
符号は同一機能を示す。2801はRS−フリップフロップ、
2802は２値ディジタル信号出力端子である。第28図は伝
送データ列第13図の1305を受信する場合の回路例であ
る。 第28図の説明を第29図を用いて行う。第29図におい
て、（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパレ
ータ1805出力、（ｃ）はコンパレータ1806出力、（ｄ）
はクロック信号、（ｅ）はラッチ1809出力、（ｆ）はラ
ッチ1810出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ（RS−フ
リップフロップ2801出力）である。コンパレータ1805,1
806の出力が得られるまでの動作は第18図と同様であ
る。コンパレータ1805,1806の出力はラッチ1809,1810に
よりクロック再生回路121で再生されたクロック信号を
用いて第29図の（ｄ）のタイミングでラッチされ、クロ
ック信号に同期したディジタル信号となる。ここでクロ
ック再生回路121で再生されたクロック信号第29図
（ｄ）は第19図のクロック信号（ｄ）の２倍の周期とな
っており、１つとばしに位置している必要なデータだけ
を抽出する（データ列第25図の2504参照）。つまりラッ
チ1809,1810は、符号識別回路120、スイッチ122、時間
軸伸長回路123のそれぞれA,Bの機能を有しており、ラッ
チ1809の出力は第29図（ｅ）、ラッチ1810の出力は第29
図（ｆ）というようにそれぞれ必要な部分の３値ディジ
タル信号の正パルス、負パルスを検出したようになって
いる。ここで今、３値ディジタルデータが第29図（ａ）
に示すように変調されているとすると、２値変換回路12
5はRS−フリップフロップで構成される。すなわち、３
値ディジタルデータの＋１は２値ディジタルデータの立
ち上りを、３値ディジタルデータの−１は２値ディジタ
ルデータの立ち下りを意味するため、立ち上り情報であ
るラッチ1809出力をRS−フリップフロップ2801のセット
端子Ｓに、立ち下り情報であるラッチ1810出力をRS−フ
リップフロップ2801のリセット端子Ｒに入力することに
より、RS−フリップフロップ2801の出力端子から第29図
（ｇ）に示す２値ディジタルデータを復調することがで
きる。 第28図によれば、簡単な回路構成で、トライステート
・ディジタル回路を用いることなく３値ディジタル信号
を受信できる効果がある。 第30図も第27図の構成の回路例であり、第20図の回路
を利用して構成したものである。第20図，第28図と同一
符号は同一機能を示す。第30図も伝送データ列第13図の
1305を受信する場合の回路例である。第31図は第30図の
動作説明図であり第31図（ａ）は３値ディジタルデー
タ、（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はS/H回路2001出
力、（ｄ）はコンパレータ1805出力、（ｅ）はコンパレ
ータ1806出力、（ｆ）は２値ディジタルデータ（RS−フ
リップフロップ2801出力）である。第30図において第20
図と異なる動作は、S/H用のクロック信号第31図（ｂ）
の周期が２倍になったことであり、この理由は第28図で
説明したことと同様である。以下も第28図と同様の動作
で２値ディジタル信号を出力端子2802に得ることができ
る。第30図によれば簡単な回路構成で、トライステート
・ディジタル回路を用いることなく３値ディジタル信号
を受信できる効果がある。同様に第22図の回路を利用す
ることも可能である。 第32図も第27図の構成の回路例であり、伝送データ列
第13図の1305を受信する場合の回路例である。 第18図，第28図と同一符号のものは同一機能を示し、
3201,3202はゲート、3203はゲート制御回路である。第3
3図は第32図の説明のためのタイミング図であり、
（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパレータ
1805出力、（ｃ）はコンパレータ1806出力、（ｄ）はゲ
ート制御信号、（ｅ）はゲート3201出力、（ｆ）はゲー
ト3202出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ（RS−フリ
ップフロップ2801出力）である。コンパレータ1805,180
6の出力が得られるまでの動作は第18図と同様である。
コンパレータ1805,1806出力はゲート3201,3202にそれぞ
れ入力されゲートをかけられる。ゲート信号は、クロッ
ク再生回路121より得られるクロックを用いてゲート制
御回路3203でつくられ、第33図（ｄ）に示すようにコン
パレータ1805,1806の正常なデータの立ち上りのうち、
１つとばしに位置している必要なデータ（データ列第25
図の2504参照）のみをとらえるものとする。つまり伝送
されている１データ長の２倍の周期でゲートされる。こ
れによりコンパレータ1805,1806出力はそれぞれゲート3
201,3202により第33図（ｅ），（ｆ）のようにゲートを
かけられ、RS−フリップフロップ2801に送られ、２値デ
ィジタルデータを復調する。なお、出力端子2802から得
られる２値ディジタルデータはさらに符号識別してから
次段のディジタル信号処理回路126に入力した方がよ
い。第32図の例によれば、３値ディジタルデータに第33
図（ａ）の3301,3302などの不要なノイズが混入した場
合でもそれがゲート信号のゲートONの間になければ復調
した２値ディジタル符号に全く影響をおよぼさず、符号
誤り率特性を劣化させない効果がある。なお、ゲート制
御回路3203において、ゲート信号のゲートパルス間隔の
ちがうものを複数個設けておき、これを符号誤り率など
を監視することでどのパルス間隔を選らぶかを判別して
符号誤り率を最良の状態にすることもできる。またゲー
トパルスタイミングを符号誤り率などを監視することで
変化させていき符号誤り率を最良の状態にすることもで
きる。 なお、第28図，第30図，第32図は第16図の1606を受信
することもできる。すなわち、第28図，第30図のクロッ
ク信号の立ち上り、及び第32図のゲート信号のHighの部
分を第26図の2604の必要なデータのところ（2f₁，2f₂，
2f₃，2g₁，2g₂，2f₃，2h₁のところ）のみに発生させ、
ラッチ,S/H,ゲート等の処理を行った後、RS−フリップ
フロップ2801のセット，リセットの両入力かまたは出力
を、伝送されている１データ長の２倍の周期をもったク
ロック信号を用いて最適ポイントでラッチすれば、第26
図の2610のように受信することができる。 第34図は第27図の構成の他の回路例である。第18図と
同一符号のものは同一機能を示し、3401,3402はメモリ
回路,3403はメモリ制御回路、3404はディジタル信号処
理回路である。第34図の例も第32図等と同様に３値ディ
ジタルデータに不要なノイズが混入した場合のノイズ除
去機能を有する例である。クロック再生回路121よりデ
ータ伝送周期のｎ倍のクロック信号を再生し、これを用
いてメモリ制御回路3403はそれぞれコンパレータ1805,1
806出力を１クロック毎に分割してディジタルデータと
しメモリ回路3401,3402に記憶する。その後、ディジタ
ル信号処理回路3404で正規なデータサンプルポイントに
近い、３値ディジタルデータのHighの部分を示すセット
パルス、またはLowの部分を示すリセットパルスを選択
し、３値ディジタルデータに混入した不要ノイズを除去
する。その後、RS−フリップフロップ2801で２値ディジ
タルデータに変換する。第34図の例によれば、種々のデ
ィジタル処理をほどこし、３値ディジタルデータに混入
した不要ノイズを除去できる効果がある。なお、符号誤
り率などを参考にして、前記正規なデータサンプルポイ
ントを調整して符号誤り率が最良となる最適なサンプル
ポイントを選ぶこともできる。また、コンパレータ180
5,1806出力をメモリ制御回路3403、ディジタル信号処理
回路3404に入力し、セットパルスがリセットパルスがく
る前に複数個表れたときに、また、リセットパルスがセ
ットパルスがくる前に複数個表れたときに正規なデータ
サンプルポイントを選ぶこともできる。第34図の回路に
よれば、伝送データ列第８図の804,第13図の1305,第16
図の1606のいずれも受信できる。 本発明の他の実施例を第35図に示す。 2501はフィルタ、2502は周波数変換回路であり、第１
図と同一符号のものは同一機能を示す。第１図と異なる
点は、ディジタル符号化して多重伝送された音声信号を
復調する周波数を映像信号復調用の周波数より下げるた
めに、フィルタ2501および周波数変換回路2502を設けた
ことである。 本実施例によれば、周波数変換回路103の出力の中間
周波数（日本の地上放送テレビジョンでは58.75MHzが一
般的に多く用いられる）で映像信号の復調を行ない、周
波数変換回路2502の出力のさらに周波数の低い中間周波
（例えば5MHz程度）でディジタル符号化して伝送された
音声信号の復調を行なうので、同期検波回路115に用い
る搬送波再生回路116で再生された搬送波の回路遅延時
間などによる位相誤差が周波数が低くなることにより軽
減され、安定にディジタル符号化して伝送された音声信
号を復調することのできる効果がある。 本発明のさらに他の実施例を第36図に示す。第１図お
よび第35図と同一符号のものは同一機能を示す。3502は
周波数変換回路、3601は混合回路、3602は電圧制御形の
局部発振器、3603は基準信号発生器、3604は低減通過フ
ィルタ、第35図の周波数変換回路2502を混合回路3601と
電圧制御形の局部発振器3602で構成する。 第35図と異なる点は、第35図では搬送波再生回路116
で再生され搬送波の映像信号と直交されて変調されディ
ジタル符号化して伝送された音声信号に同期して同期検
波回路115で検波しているのに比べ、第36図ではディジ
タル符号化した音声信号による変調と映像信号による変
調とが直交関係にあることを利用して、基準信号発生器
3603と搬送波を含む中間周波信号との位相差を同期検波
回路115と低域通過フィルタ3604で検出し、電圧制御形
の局部発振器3602に帰還することで、中間周波数の搬送
波を基準信号発生器の出力と同期させて同期検波回路11
5の出力を検波出力としていることにある。 本実施例によれば、基準信号発生器3603の周波数に復
調用の中間周波数が一致する負帰還ループであるため、
周波数変換回路103などの周波数ドリフトなどによる帯
域通過フィルタ114の周波数ずれや復調周波数ドリフト
が少なく、第35図に示す実施例よりさらに安定に復調で
きる効果がある。 本発明のさらに他の実施例を第37図に示す。第36図と
同一符号のものは同一機能を示す。3701はサンプル・ホ
ールド回路である。第36図と異なる点はサンプル・ホー
ルド回路3701を搬送波再生回路のループに入ることにあ
り、タイミング再生回路124により、サンプル・ホール
ド回路3701を制御する。 本実施例によれば、同期検波回路115の出力のうち映
像信号の水平同期パルス期間など映像信号の振幅が大と
なる期間をホールド状態とすることで系を安定にする効
果がある。 本発明の別の実施例を第38図に示す。第36図と同一符
号のものは同一機能を示す。3801は同期信号検出回路、
3802は遅延回路である。第36図と異なる点は同期信号検
出回路3801により映像信号の垂直同期および水平同期な
どの同期信号を検出し、タイミング再生回路124へ送る
ことによりスイッチ122、時間軸伸長回路123の制御タイ
ミング波形の生成を容易にする。遅延回路3802は映像検
波回路106までと符号識別回路120までの遅延時間差を吸
収するためにある。 本実施例によれば、タイミング再生回路124の構成を
容易にする効果がある。 本発明のさらに別の実施例を第39図に示す。第38図と
同一符号のものは同一機能を示す。3901は同期検波回
路、3902は移相器である。第38図と異なる点は帯域通過
フィルタ114の出力を同期検波回路3901を用いて、基準
信号発生器3603の出力信号を移相器3902でπ/2移相した
信号で同期検波した映像信号を用いることである。その
結果、入力した信号の同期信号検出回路3801までの時間
と同期検波回路115までの時間とがほぼ一致し、遅延回
路3802の時間を少なくできる。 本実施例によれば、遅延回路3802の時間を少なくでき
るので、さらに安定な受信が可能となる効果が増す。 本発明のさらに別の実施例を第40図に示す。第36図と
同一符号のものは同一機能を示す。4001は制御信号再生
回路である。第36図と異なる点は受信された制御信号を
符号識別回路120の出力から再生し、その制御信号に応
じてタイミング再生回路124を介してスイッチ122および
時間軸伸長回路123を制御するものである。 本実施例によれば、制御信号によりタイミング発生を
行うので、さらに安定な受信再生を可能とできる効果が
ある。 制御信号を付加して伝送する送信機の実施例を第41図
に示す。制御信号としてデータ数を増減した数、その水
平走査期間を示す信号、水平走査期間の先頭多重信号が
上あるいは下のどちらの隣接走査期間の多重信号と逆相
同一信号かを示す信号あるいは垂直走査期間との関係位
置を示す信号などが考えられる。4101はタイミング発生
用制御回路、4102は制御信号発生回路、4103は切替スイ
ッチであり第２図と同一符号は同一機能を示す。ディジ
タル信号処理回路213および処理回路215の出力と制御信
号発生回路4102の出力を制御回路4101のタイミングで切
替スイッチ4103を切替えて、制御信号とディジタル信号
処理回路からのデータと時分割多重する。なお、制御信
号などの期間だけ（切替スイッチ4103が制御信号発生回
路4102側に接している期間だけ）データの伝送できない
のでその時間だけディジタル信号処理回路213あるいは
処理回路215の出力を停止する。また、その停止期間の
データを不連続としないためにディジタル信号処理回路
213あるいは処理回路215において事前にデータの時間軸
圧縮を行い、制御信号などのために時間にすき間をあけ
た間欠データとする。その結果の多重信号の例を第42図
に示す。4201は垂直同期信号、4202は水平同期信号、42
03は多重信号、4204は多重信号の時間的拡大信号であ
る。この例ではテレビジョン水平同期信号に合せて示し
ている。水平同期信号4202の垂直同期期間の後の等化パ
ルス期間の次の１水平走査期間にＣで示す同期信号16ビ
ット、制御信号32ビット、データ数情報48ビットをさら
に次の水平走査期間に逆相で（で示す）付加した例で
ある。この制御信号期間を２垂直期間に２回とすれば、
現行の我が国のテレビジョンの場合では525本の水平走
査期間のうち１水平走査期間を制御信号期間とするので
処理回路215の出力は525/523倍の比でデータを時間軸圧
縮すれば良い。 本実施例によれば、水平走査期間の隣接水平走査期間
との多重信号の極性、水平走査期間番号、水平走査期間
の多重信号の伝送容量の増減、その増減した水平走査期
間番号などの制御信号などを用いてできるので、受信機
の信号処理を容易にかつ安定に動作できる効果がある。 本発明のさらに別の実施例を第43図に示す。第36図と
同一符号のものは同一機能を示す。4301は補間制御回路
である。第36図と異なっている点は補間制御回路にあ
り、第１図で説明したように隣接した水平走査期間の相
関の多い映像では減算器118で減算することで映像から
の妨害を十分に低減できるが、相関の少ない映像（地平
線などある隣接水平走査期間との画像に差の多い映像）
では十分に低減できなく、その水平走査期間のデータが
誤りやすくなる。そこで受信機において伝送による誤り
を多く受け始めたら、ディジタル信号処理回路126では
誤り訂正から補間動作に入るが、さらに補間制御回路43
01により誤りの多い水平走査期間のデータは誤り補間に
用いず別の水平走査期間のデータから補間を行う。 本実施例では補間動作を誤りの少ない別の水平走査期
間のデータから行うので補間が効果的にでき、安定な受
信再生が得られる効果がある。 なお、送信側のディジタル信号処理回路213のインタ
ーリーブ処理が次のようになっていればさらに効果が多
い。第44図は第17図などテレビジョン画面に対応させて
模擬的に示した伝送パターン図であり、サンプリングし
た音声信号の左チャネルのサンプリングごとのデータを
L₀，L₁，L₂右チャネルをR₀，R₁，R₂で示す。▲▼，
▲▼，▲▼，▲▼，▲▼，▲▼は
L₀，L₁，L₂，R₀，R₁，R₂，の反転データを示し、隣接し
た水平走査期間で伝送する。本図ではL₁に対してL₂，L₀
の隣接サンプリング点でのデータを同一水平走査期間以
上に離したインターリーブしたことを示し、この点が特
徴である。 本実施例によれば、隣接サンプリング点でのデータが
インターリーブにより水平走査期間以上離れているの
で、隣接した水平走査期間の相関の少ない映像の場合の
水平走査期間のデータが誤りあるサンプリング点での信
号に誤りが生じても、隣接サンプリング点でのデータが
インターリーブにより誤りやすい同一水平走査期間に無
く他の水平走査期間に存在するので映像信号からの妨害
が相殺され誤りが生じ難いので誤りの生じたサンプリン
グ点での信号を隣接したサンプリング点から補間すれば
安定に多重信号を再生できる効果がある。 本発明の他の実施例を第45図に示す。第１図と同一符
号のものは同一機能を示し、4501は映像信号AGC回路、4
502はディジタル音声系AGC回路である。アンテナ101で
入力される電波に強弱があると、それに応じて３値識別
回路119の入力も変動し、その結果３値識別回路119を構
成するコンパレータ1805,1806の基準電圧源1807,1808の
発生電圧V₁，V₂の値が最適な基準電圧ではなくなる問題
が第１図の実施例では考えられる。第45図は第１図の受
信機のディジタル音声系にAGC回路を設け、上記対策を
行ったものである。また映像信号AGC回路4501は従来の
テレビジョン受信機に用いられており、ここでは説明の
都合上図に加えたものである。映像信号AGC回路4501は
検波された映像信号を利用して入力電波の強弱を判断
し、それに応じて高周波増幅回路102や中間周波増幅回
路105の利得を制御する。映像信号の電波の強弱と映像
信号と直交関係に変調されたディジタル符号化した音声
信号の強弱は比例しているため、映像信号AGC回路4501
のAGC制御電圧を用いてディジタル音声系のAGCもかける
ことができる。AGC回路4502は、映像信号AGC回路4501の
AGC制御信号を受け、３値識別回路119の入力レベルを一
定とするように利得を制御する。本実施例によれば簡単
な回路構成でAGCをかけることができ、またAGC回路4502
の動作帯域をベースバンド帯域とすることができる効果
がある。 本発明の他の実施例を第46図に示す。第45図と同一符
号のものは同一機能を示し、4601はディジタル音声系AG
C回路である。第46図も第１図の受信機のディジタル音
声系にAGC回路を設けたものであり、映像信号AGC回路45
01のAGC制御電圧を用いる点は第45図と同様であるがAGC
回路の挿入位置を同期検波回路115と減算器118,遅延回
路117の間とする点が第45図の例と異なる。第46図の実
施例によれば、簡単な回路構成で検波後のディジタルデ
ータにAGCをかけ、３値識別回路119だけでなく減算器11
8や遅延回路117の動作レベルも最適値に選ぶことがで
き、またAGC回路4601の動作帯域をベースバンド帯域と
することができる効果がある。 本発明の他の実施例を第47図に示す。第45図と同一符
号のものは同一機能を示し、4701はディジタル音声系AG
C回路である。第47図も第１図の受信機のディジタル音
声系にAGC回路を設けたものであり、映像信号AGC回路45
01のAGC制御電圧を用いる点は第45図，第46図と同様で
あるがAGC回路の挿入位置をBPF114と同期検波回路115の
間とする点が異なる。第47図の実施例によると簡単な回
路構成でディジタル音声系のAGCをかけることができ、
また同期検波回路115の入力レベルが一定となるようにA
GC回路4701は制御されるため、その一定レベルを同期検
波回路115の最適動作レベルとすれば、同期検波回路115
は常に最良の状態で動作することができる効果がある。
なお、BPF114の前にAGC回路を設けたり、高周波増幅回
路102の利得可能のみで従来テレビジョン受信回路、デ
ィジタル音声回路の両方ともAGCをかけることも考えら
れる。 本発明の他の実施例を第48図に示す。本実施例もディ
ジタル音声系のAGC回路に関する。第46図と同一符号の
ものは同一機能を示し、4801はエンベロープ検出回路で
ある。第48図はAGC回路4601のAGC制御信号をエンベロー
プ検出回路4801を用いて生成する。エンベロープ検出回
路4801の動作を第49図及び第50図を用いて説明する。49
01は減算器118に入力する前の３値ディジタル信号入力
端子、4902は直流カット用のコンデンサ、4903は直流動
作点をOV（GND）にするための抵抗、4904はクロック信
号、4905,4906はコンパレータ、4907,4908は基準電圧
源、4909,4910はS/H回路、4911はAGC制御信号、4912はA
GC制御信号出力端子であり、第１図と同一符号のものは
同一機能を示す。 第49図のエンベロープ検出動作を第50図の動作図を用
いて説明する。第50図において（ａ）は入力端子4901よ
り入力される３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロック
信号4904、（ｃ）はS/H回路4909出力、（ｄ）はコンパ
レータ4905出力、（ｅ）はS/H回路4910出力でありAGC制
御信号4911である。今、３値ディジタルデータは第49図
（ａ）のように正，負のパルス高が第48図アンテナ101
に入力する電波の強弱に応じて変化しているとすると、
クロック信号4904によりサンプル・ホールドされた３値
ディジタルデータも第50図（ｃ）のようにパルス高が変
化する。コンパレータ4905により抽出されたパルスHigh
の区間は第50図（ｄ）のようになり、この信号のHighの
期間にS/H回路4910はサンプル動作Lowの期間にホールド
動作をする。これによりS/H回路4910は３値ディジタル
データのHighレベルのエンベロープを第50図（ｅ）に示
すように検出することができこの信号をAGC制御信号に
用いることができる。これと同様にコンパレータ4906の
出力をS/H回路4910の制御信号に用いれば３値ディジタ
ルデータのLowレベルのエンベロープを検出でき、ま
た、コンパレータ4905,4906出力のORをとったものをS/H
回路4910の制御入力とし、S/H回路4909の出力を全波整
流すれば、３値ディジタルデータのHighレベルとLowレ
ベルの両方をAGC制御信号に用いることができる。 第49図の実施例によれば、ディジタル音声系の出力を
みながらAGCをかけるため、ディジタル音声系にとって
最適な状態で動作することができ、かつAGC回路4601の
動作帯域はベースバンドディジタルデータの帯域にでき
る効果があり、またAGC動作が閉ループでかかっている
ため安定かつ確実にAGCがかかる効果がある。 本発明の他の実施例を第51図に示す。第47図，第48図
と同一符号のものは同一機能を示す。本実施例もディジ
タル音声系のAGC回路に関し、エンベロープ検出回路480
1を用いる点は第48図と同様であるが、AGC回路の挿入位
置をBPF114と同期検波回路115の間とする点が第48図の
例と異なる。第51図の実施例によると、ディジタル音声
系の出力をみながらAGCをかけるため、ディジタル音声
系にとって最適な状態で動作することができ、また同期
検波回路115の入力レベルが一定となるようにAGC回路47
01は制御されるため、第48図と同様に同期検波回路115
は常に最良の状態で動作できる効果があり、また、AGC
動作が閉ループでかかっているため安定かつ確実にAGC
がかかる効果がある。 なお、AGC回路を減算器118と３値識別回路119の間に
おくこともできるがこの場合、AGC動作は閉ループとな
る。 本実施例の他の実施例を第52図に示す。本実施例もデ
ィジタル音声系のAGC回路に関する。第45図と同一符号
のものは同一機能を示し、5201はエンベロープ検出回路
である。第52図はAGC回路4502のAGC制御信号をエンベロ
ープ検出回路5201を用いて生成する。エンベロープ検出
回路5201の動作を第53図及び第54図を用いて説明する。
第53図のエンベロープ検出回路は第30図の３値識別回路
等の１部を利用して構成している。第30図と同一符号は
同一機能を表し、5301はS/H回路、5302はAGC制御信号、
5303はAGC制御信号出力端子である。第53図の３値識別
回路としての動作は第30図と同様である。第54図は第53
図の動作タイミング図であり、第54図において（ａ）は
入力端子1801より入力される３値ディジタルデータ、
（ｂ）はクロック信号2002、（ｃ）はS/H回路2001出
力、（ｄ）はコンパレータ1805出力、（ｅ）はS/H回路5
301出力でありAGC制御信号5302である。エンベロープ検
出動作は第49図，第50図と同様であり、また第53図にお
いてもコンパレータ1806の出力をS/H回路5301の制御信
号に用いれば３値ディジタルデータのLowレベルのエン
ベロープを検出でき、また、コンパレータ1805,1806出
力のORをとったものをS/H回路5301の制御入力とし、S/H
回路5301の出力を全波整流すれば、３値ディジタルデー
タのHighレベルとLowレベルの両方をAGC制御信号に用い
ることができる。 第52図の実施例によれば、３値識別回路等の回路を利
用してエンベロープ検出回路を構成しているため、簡単
な回路構成で実現でき、またディジタル音声系の出力を
みながらAGCをかけるため、ディジタル音声系にとって
最適な状態で動作することができ、かつAGC回路4502の
動作帯域はベースバンドディジタルデータの帯域にでき
る効果がある。 本発明の他の実施例を第55図に示す。第46図，第52図
と同一符号のものは同一機能を示す。本実施例もディジ
タル音声系のAGC回路に関し、エンベロープ検出回路520
1を用いる点は第52図と同様であるが、AGC回路の挿入位
置を同期検波回路115と減算器118、遅延回路117の間と
する点が第52図の例と異なる。第55図の実施例によれ
ば、比較的簡単な回路構成で検波後のディジタルデータ
にAGCをかけ、３値識別回路119だけでなく減算器118や
遅延回路117の動作レベルも最適値に選ぶことができ、
またAGC回路4601の動作帯域をベースバンド帯域とする
ことができる効果がある。 本発明の他の実施例を第56図に示す。第47図，第52図
と同一符号のものは同一機能を示す。本実施例もディジ
タル音声系のAGC回路に関し、エンベロープ検出回路520
1を用いる点は第52図，第55図と同様であるが、AGC回路
の挿入位置をBPF114と同期検波回路115の間とする点が
異なる。第56図の実施例によると、ディジタル音声系の
出力をみながらAGCをかけるため、ディジタル音声系に
とって最適な状態で動作することができ、また同期検波
回路115の入力レベルが一定となるようにAGC回路4701は
制御されるため、同期検波回路115は常に最良の状態で
動作できる効果がある。 また第52図，第55図，第56図のAGC回路の例ではAGC動
作はすべて閉ループとなっているため、安定かつ確実に
AGCがかかる効果がある。 以上、第45図，第46図，第47図，第48図，第51図，第
52図，第55図，第56図のAGC回路の例は第１図の実施例
に対して説明したが、第35図から第40図，第43の実施例
に対しても用いることが可能である。またAGC制御信号
を用いて３値識別回路199を構成するコンパレータ1805,
1806の基準電圧を制御して、入力レベルの強弱に応じて
スライスレベルを最適にすることもできる。第57図はそ
の実施例であり、第18図と同一符号は同一機能を示す。
5701はデータスライスレベル信号入力端子であり、AGC
制御信号と同様である。5702,5703は基準電圧制御回路
であり、データスライスレベル信号5701を受けコンパレ
ータ1805,1806の基準電圧が最適となるように調整す
る。第57図の例によれば、最適なスライスレベルで３値
識別ができる効果がある。なお、第20図，第22図，第28
図，第30図，第32図，第34図においても本実施例は使用
可能である。 本発明の他の実施例を第58図に示す。第１図と同一符
号のものは同一機能を示す。第１図と異なる点はクロッ
ク再生回路121の入力を同期検波回路115の出力より得て
いるところである。今、減算器118で演算を行った出力
を考えると、不要データ部分の３値信号が５値信号とな
ってしまうことが考えられる。すなわち、３値信号を＋
1,0,−１で表すと、 となり＋2,＋1,0,−1,−２の５値信号が減算器118より
得られる。本実施例では、同期検波回路115出力の３値
信号を用いてクロック再生を行うためクロック再生回路
121の入力振幅の変動が少なく、安定したクロック再生
を行うことができる効果がある。なお、本実施例は、第
35図から第40図，第43図，第45図から第48図，第51図，
第52図，第55図，第56図においても使用することが可能
である。 〔発明の効果〕 本発明によれば、振幅変調された搬送波と直交位相関
係の搬送波を搬送波近傍のスペクトルを低減して変調多
重された信号と、前記振幅変調された搬送波を合成伝送
された多重伝送信号から多重信号中の搬送波に同期した
信号で同期検波し、３値識別回路やディジタル復調回路
などで復調できるので前記振幅変調とは別の前記振幅変
調する信号以外の信号を再生できる効果がある。さらに
搬送波再生回路の応答帯域を、直交多重信号のスペクト
ルの搬送波近傍の抑圧された帯域内にできるので安定に
搬送波を再生でき、直交多重された信号を安定に復調で
きる効果がある。さらに、本発明によれば、同一多重信
号を逆相で伝送された信号を減算して再生できるので、
映像ゴーストなど映像信号からの妨害を低減できる効果
がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は本発
明に関係した信号発生装置のブロック図、第３図は本発
明において用いる多重伝送信号説明のためのスペクトル
図、第４図は同じくベクトル図、第５図は第２図の主要
部分のブロック図、第６図は第５図の説明のためのタイ
ミング図、第７図は信号発生装置の主要部のブロック
図、第８図は本発明における伝送信号の波形図、第９図
は本発明における伝送信号の画面パターンの模擬図、第
10は本発明における伝送信号説明のためのベクトル図、
第11図（ａ）はくし形フィルタの構成図、第11図（ｂ）
は動作説明のための波形図、第12図は信号発生装置の主
要部の他の例を示すブロック図、第13図は本発明におけ
る伝送信号の波形図、第14図は本発明における他の伝送
信号の画面パターン図、第15図は信号発生装置の主要部
のさらに他の例を示すブロック図、第16図は本発明にお
ける伝送信号の波形図、第17図は本発明におけるさらに
他の伝送信号の画面パターンの模擬図、第18図は本発明
の実施例における主要部分のブロック図、第19図は第18
図の動作説明のためのタイミング図、第20図は本発明の
実施例における主要部分の他の例のブロック図、第21図
は第20図の動作説明のためのタイミング図、第22図は本
発明の実施例における主要部分の他の例のブロック図、
第23図は第22図の動作説明のためのタイミング図、第24
図は本発明の実施例における主要部の一動作説明図、第
25図は本発明の実施例における主要部の他の動作説明
図、第26図は本発明の実施例における主要部のさらに他
の動作説明図、第27図は本発明の実施例における他の主
要部のブロック図、第28図は本発明の実施例における他
の主要部の具体例のブロック図、第29図は第28図の動作
説明のためのタイミング図、第30図は本発明の実施例に
おける他の主要部の他の具体例のブロック図、第31図は
第30図の動作説明のためのタイミング図、第32図は本発
明の実施例における他の主要部の他の具体例のブロック
図、第33図は第32図の動作説明のためのタイミング図、
第34図は本発明の実施例における他の主要部の他の具体
例のブロック図、第35図は本発明の他の実施例のブロッ
ク図、第36図は本発明の別の実施例のブロック図、第37
図は本発明の更に他の実施例のブロック図、第38図は本
発明の更に別の実施例のブロック図、第39図は本発明の
なお更に他の実施例のブロック図、第40図は本発明のな
お更に別の実施例のブロック図、第41図は本発明に関連
する他の信号発生装置のブロック図、第42図は本発明に
おける別の伝送信号の波形図、第43図は本発明の他の実
施例のブロック図、第44図は本発明における別の伝送信
号の画面パターンの模擬図、第45図は本発明の他の実施
例のブロック図、第46図は本発明の他の実施例のブロッ
ク図、第47図は本発明の他の実施例のブロック図、第48
図は本発明の他の実施例のブロック図、第49図は第48図
の主要部の一具体例のブロック図、第50図は第49図の動
作説明のためのタイミング図、第51図は本発明の他の実
施例のブロック図、第52図は本発明の他の実施例のブロ
ック図、第53図は第52図の主要部の一具体例を示すブロ
ック図、第54図は第53図の動作説明のためのタイミング
図、第55図は本発明の他の実施例のブロック図、第56図
は本発明の他の実施例のブロック図、第57図は本発明の
他の実施例の主要部分のブロック図、第58図は本発明の
他の実施例のブロック図、である。 115…同期検波回路,117…遅延回路,118…減算器,119…
３値識別回路,120…符号識別回路,122…スイッチ,123…
時間軸伸長回路,124…タイミング再生回路,125…２値変
換回路。

フロントページの続き (72)発明者 野田 勉 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 堀田 宣孝 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日立ビデオエンジニアリング株式会社内

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．第１の搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調さ
   れ、前記残留側波帯振幅変調する映像信号以外の多重信
   号のデータが映像信号の水平走査期間のある一定期間毎
   に交互に極性が反転して複数回の繰り返しで情報化さ
   れ、さらに前記第１の搬送波と直交位相の関係にある第
   ２の搬送波が前記第１の搬送波周波数の近傍の多重信号
   スペクトルが低減された状態でかつ搬送波変調された多
   重被変調信号が、前記残留側波帯振幅変調を受けた被変
   調波と合成されて伝送された多重伝送信号から多重信号
   を受信再生する装置であって、前記多重伝送信号から前
   記多重信号を再生するための搬送波を再生する搬送波再
   生手段と、前記多重伝送信号を前記搬送波再生手段の出
   力で同期検波する同期検波手段と、前記同期検波手段の
   出力を前記ある一定期間に相当する期間遅延させる遅延
   手段と、前記遅延手段の出力信号と入力信号とを減算の
   演算処理を施す演算手段と、前記演算手段から前記多重
   信号スペクトルが低減された状態で伝送された前記残留
   側波帯振幅変調する映像信号以外の多重信号を復調する
   復調処理手段と、前記復調処理手段の出力信号を前記交
   互に極性が反転されているデータの同一データ間の演算
   結果が出力される期間通過させることで前記多重信号を
   得るスイッチ手段とを設けたことを特徴とする信号再生
   装置。 ２．特許請求の範囲第１項において、前記残留側波帯振
   幅変調する映像信号以外の多重信号がディジタル符号化
   された信号であることを特徴とする信号再生装置。 ３．特許請求の範囲第２項において、前記第１の搬送波
   周波数の近傍の多重信号スペクトルが低減された状態と
   すべく前記ディジタル符号化された信号を３値のディジ
   タルデータとしたことを特徴とする信号再生装置。 ４．特許請求の範囲第１項または第２項において、前記
   残留側波帯振幅変調する映像信号以外の多重信号がディ
   ジタル符号化された信号であり、前記復調処理手段とし
   て、低域成分抑圧ディジタル変調された前記多重信号を
   復調するディジタル復調手段を設けたことを特徴とする
   信号再生装置。 ５．特許請求の範囲第１項または第２項において、前記
   多重信号がディジタル符号化された信号であり、前記復
   調処理手段として、符号間干渉を利用して伝送帯域を圧
   縮するパーシャルレスポンス符号を用いた前記多重信号
   を復調するパーシャルレスポンス復調手段を設けたこと
   を特徴とする信号再生装置。