JPH0197084A - 多重伝送方式およびその信号発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は多重伝送システムに係り、特に現行テレビジョ
ン信号に他の情報を多重伝送する多重伝送方式七その信
号発生装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、テレビジョン信号の他の情報を多重する方法は特
開昭ａｑ−ａ４７２８号に記載されているように、映像
搬送波と直交位相関係を持つ搬送波を他の情報で変調し
映像信号で変調された映像搬送波と合成しで伝送する直
交変調方式が始られていた０ また、この直交変調方式の現行テレビジョン受信機に対
する多重信号による妨害を低減する方式として、テレビ
ジョン受信機のナイキスｉ−シイルタの逆特性を送信側
の多重信号に加えることについては、社団法人電子通信
学会発行電子通信学会技術研究報告、　Ｖｏｌ・８６ｔ
ｋＬ２４６　の第６５頁から第７２頁１９８６年１１月
２７日　記載の通信方式Ｃ３８６−８２「映１１１！搬
送波の直父変−にょる誦椙細画像の伝送において論じら
れている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、＠変変調方式の現行テレビジョン受信
機の検波方式が包絡線悦波の場合の多重信号による妨害
あるいは搬送波弗生壜の疑似同期検波の場合の多重信号
の低い周波数成分による妨害、特に現行テレビジョン受
信機の色副搬送波へ与える妨害について配燻がされて３
らず、多重信号による現行テレビジョン受信機の再生画
像の色相変化妨害の問題があった。

本発明の目的は、現行テレビジョン放送のｖ！、像搬送
波に直交変調方式で多ムイ６号を多重する際に、現行テ
レビジョン受信機への妨害８さらに少なくした多重伝送
方式３よびその信号を生成するに有効な信号発生ｋ（Ｉ
ｔそ提供するこ七にある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、多重信号による映像搬送波の直交変調をＦ
Ｍ、またはＰＥ符号のように隣接データが逆相となるよ
うに変調して伝送することにより達成される。

〔作用〕

受信機の振幅変調の検波方式が搬送改再生屋検波（疑似
則期検波ともいう）の場合、搬送波再生回路を構成する
搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域内に直交
多重信号などの妨害があるため再生搬送波が位相ジッタ
を持ち、その結果、検波出力の位相変動を引き起こし画
像の色相変化など画像妨害を与える。多Ｘ信号はＦＭ、
またはＰＥ符号のように隣接データが逆相となるように
変調されることで低域成分が抑圧され、さらに映像搬送
波と直交した搬送波で変調されると、搬送波周波数近傍
のスペクトル成分が抑圧された変調信号となる。したが
って、搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域力
）ら妨Ｖ信号を減少させることができは又多重信号によ
って引き起こされた位相変動にともなう色相変化を低減
できる０ ＰＬＬ同期棟波方式の振幅変調検波の場合も同様で、Ｐ
ＬＬの周波数応答特性の帯域内の匝交多霊による妨害を
減少させることができるので、直交多重信号によって引
き起こされた位相変動にともなう色相変化を低減できる
。

また、ｒｓ級データが逆相となるように変調して伝送す
るので、直交成分に信号を多重することで生じる映像信
号搬送波の位相変動によって引き起こされるテレビジ目
ン受信機の画面上の色相変化を低減できる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例８−面を用いて説明する。

＠１図は本発明の一芙施例におけるテレビジョン信号伝
送装置のブロック図である。多重伝送する信号としてデ
ィジタル符号化した音声信号を例に説明する。

１０１は音声信号入力端子、１０２はＦ　Ｍ変−器。

１０５は音声信号搬送波発生器、１０４は映像信号入力
端子、１０５はマトリックス回路、１０６は輝度信号処
理回路、１０７は色差信号処理回路、１０８は加算回路
、１０９は映像変調器、１１０は映像信号搬送波発生器
、１１１はディジタル符号化して伝送する音声信号の入
力端子、１１２はアナログ・ディジタル変換器（以下Ａ
　Ｄ　ＣＬ！、略す）、１１５はディジタを信号処理回
路、１１４は符号化回路、１１５は低域通過フィルタ、
１１６は移相器、１１７はディジタル符号化した音声信
号用の変調器、１１８は加算器。

１１９は残留側波帯振幅変調用の送信ＶｉＳＢフィルタ
、１２０は加算器、１２１はアンテナ、１２２はイコラ
イザである。

音声信号入力端子１０１からの音声信、号で音声信号搬
送波発生器１０５からの音声用搬送波をＦＭ変調器１０
２においてＦＭ変調する。映像入力端子１０４に入力さ
れたＲ　Ｇ　Ｂの三原色信号をマトリックス回路１０５
で輝度信号と色差信号とに分は詔のおの輝度信号処理回
路１０６と色差信号処理回路１０７で処理した後、加算
器１０８で加算する。加算後の信号で映像信号搬送波発
生器１１０からの搬送波を映倫変調器１０９ＪＰ：用い
て変調し、送信Ｖ８Ｂフィルタ１１９でテレビジョン放
送帝域に帯域制限して加算器１２０で音声信号と７ＪＯ
算してアンテナ１２１より送信する。

以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送と
同一である。以上の信号に高品質な音声を伝送するため
に以下を追加する。

多重する背戸信号を入力端子１１１に加え、音声信号を
Ａｉ）Ｃ１１２でディジタル１５号に変換し、ディジタ
ル信号処ｓｊｌＩｇｌ路１１３で伝送中に庄じる一〇を
検出訂正するための符号を追加したり、インタリープ処
理をほどこす。処理後のディジタル符号は符号化回路１
１４でＦＭやＰＥなどのディジタル変ＩＩＩＩを施し、
低域通過フィルタ１１５−！Ｅ−介して不要な高域成分
を削除する。このディジタル符号化した音声で、移相器
１・１６８介して９０［移相された映像信号搬送波をデ
ィジタル符号化した背戸信号用の変調器１１７で変調し
、受ｇ！機のＩＦナイキストフィルタの特性による直交
性への影響を防ぐためＩＦナイキストフィルタの逆特性
を有したイコライザ１２２を通し、加算器１１８を用い
て映像信号で変調された搬送波と加算する。その結果、
映像用の搬送波は、映像信号とディジタル符号化した音
声信号と直交関係で変調されることとなる。

変調されるスペクトルを第２図に示し、映像搬送波の映
像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態の
ベクトル図を第３図に示す。

Ｍ２図の２０１は映像信号のＶＳＢフィルタ後のスペク
トル、２０２はＦＭ変調された音声信号のスペクトル、
２０３はディジタル符号化した音声信号のスペクトルを
示す。２０４については後で説明する。ここで、映像信
号スペクトル２０１とディジタル符号化した音声信号の
スペクトル２０２とは直交で多重するため第２図では２
段に分けて示し、またディジタル符号化した音声信号の
スペクトルでは、イコライザ１２２の影響を考慮してい
ない。

第２図において、映像搬送波に対して−０，７５Ｍ　Ｈ
ｚ以下のスペクトルについては残留側波帯振幅変調とす
るＶＳＢフィルタによって減衰されている。４．２ＭＨ
２までは映像信号が４．５Ｍｕｚ　　近傍には音声搬送
波がＦＭ変調されたスペクトルが存在している。映像搬
送波に対して±ｏ、７５ＭＨｚについては両側波帯が送
信されるため、一般の振幅変調（ＤＳＢ）と考えて良い
。その両側波帯を有している搬送波に直交して±ｏ、７
５ＭＨｚ以内の信号をディジタル符号の１と０に相当さ
せて振幅Ａと−Ａとで変調する七、搬送波のベクトルは
映像信号を１とした場合 ｅｏ！ＩωｅｔｆＡｓｉｎωｃ　ｔ　　　　　　　　　
　（１）となる。ここでωＣは搬送波の角周波数である
。

このようすを第３図に示す。

（り式を展開すると である。

ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した音
声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がｅ０４
ωａｔ　　で同期検波しているものについてはＡの値に
かかわらずｃｏ３ωａｔ　　の係数のみ（すなわち映像
信号のみ）が再生され妨害とはならない。また映像信号
検波回路が包路線検波をしているものについてはＡの値
を１より下げることで妨害を軽減できる。例えばＡを０
．１とすると、Ｖ〒４１ｉ中、００５となり、１に比べ
て０．００５の信号（約−４０ｄＢ）が影響するが、映
像信号のＳＮ比は４０ｄＢ以上あれば実用上問題ないと
考える。

一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨害
は、同期検波回路で搬送波に直交した成分のみを復調す
ることで排除できる。信号レベル対雑音の比（以下ＳＮ
比客呼ぶ）について考えると、映像信号のＳＮ比が４０
ｄＢが実用レベルとすると、帯域幅がディジタル符号化
した音声信号の伝送帯域幅ＩＭ１１ｚに比べ約４倍であ
るため、ディジタル符号化した音声信号のＳＮ比は４６
ｄＢとなるが、変調レベルＡ％０．１とすると伝送Ｓ′
Ｎ比は２６ｄＢ程度となる。また、ディジタル信号のＳ
Ｎ比とピットエラーレートとの関係を一般的な二値信号
で考えてもＳＮ比が１７．４　ｄＢで１０−４である。

映像信号のＳＮ・比が４０ｄＢの場合にはディジタル符
号化した音声信号の伝送ＳＮ比は２６ｄＢであり、ディ
ジタル信号の伝送として実用上充分な値である。

次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル２０３
及び符号化回路１１４について考える。ディジタル符号
化した音声信号のスペクトル２０３′は第２図に示すよ
うに搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとす
る。これは、変調器１１７で変調スる前のベースバンド
ディジタル信号の低域成分を抑圧することで実現でき、
符号化回路２１４でＦＭやＰＥなどの直流成分をもたな
いようなディジタル変調を施すことで実現できる。

ただし、ＦＭ、ＰＥ変ｇｌｌを施すことで伝送容量は半
分になる。

ここで、搬送波近傍の周波数成分を低減した場合の効果
について説明する。

第２図２０４は、搬送波再生型検波の場合は搬送波再生
回路を構成する搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選
択帯域を、あるいはＰＬＬ同期検波の場合は搬送波再生
回路を構成するＰＬＬの周波数応答帯域を表す。帯域２
０４内に搬送波周波数成分以外の信号が含まれている場
合、それらは搬送波再生の妨害となり、映像検波特性を
劣化させる原因となる。ディジタル符号化した音声信号
のスペクトル２０３はこの妨害成分となるため、応答帯
域２０４の帯域内のスペクトル成分がより多く抑圧され
ることが望ましい。

このように、ディジタル符号化した音声信号のスペクト
ル２０５の搬送波周波数近傍のスペクトルを抑圧した帯
域内に搬送波周波数選択帯域またはＰＬＬ周波数応答帯
域を選ぶことにより直交多重したディジタル符号化した
音声信号からの妨害が軽減できる効果がある。

また、我々は直交多重が現行多重テレビジョン放送の映
像色副搬送波の位相への妨害に気がついたので説明する
。

直交多重する低い周波数の別の映像信号をＡｃｏｓａＬ
多重される映像搬送波をｅ０８ωａｔ、両側波帯を有す
るテレビジョン信号の低い［波数ＯＪ映像信号をＢｃｏ
ｓｂｔ、映像信号の色副搬送波をＳ　ｃｏｓ　ｓ　ｔと
すると、加算器１１８の出力ｃ　（ｔ）は、Ｃ（ｔ）＝
（１＋Ｂｃｏｓｂｔ＋５ｃｏｓｓｔ）ｃｏｓωａｔ＋　
Ａｃｏｉｓ’ａｔ　　ｓｉｎωｃ　ｔ　　　　　　　　
　　　（３）と示される。ここで、ａｔおよびｂｔを低
い周波数成分として説明しているのは、イコライザ１２
２およびテレビジョン受信機のナイキストフィルタによ
る上下側帯波間のレベル差による計算の煩雑さを略すた
めである。Ｃ（ｔ）’２送信ＶＳＢフィルタを通すこと
で８　（ｔ）の下側帯波であるｃｏｗ（ａ−ωｃ）ｔの
成分を除いた送信信号Ｃｔ（ｔ）は、ＣＴ（ｔ）＝（１
＋Ｂｃｏｓｂｔ＋−Ｈｃｏｓｅ　ｔ）　ｃｏｓωａｔ＋
　（Ａｃｏｓ　ａ　ｔ　−”　ｃｏｓ　ｓ　ｔ　）　ｓ
ｉｎωａｔ　　（４）で表わされる。この信号を受ける
テレビジョン受信機のナイキストフィルタ出力ＣＲ（ｔ
）は映像搬送波と近い側箒波はともに−され、搬送波は
中間局波数にωｉｔに変換される。

＋（Ａｃｏｓ　ａ　ｔ−”ｃｏｇ　ｓ　ｔ　）　５ｉｎ
ａ＋　ｉ　ｔ＝Ｔ　、／Ｔ（１＋Ｂｃｏｓｂｔ＋５ｃｏ
ａｓｔ）２＋（Ａｅｏｓａｔ−８ｃｏｓａｔ）２　）ｃ
ｏｓ　（ωｉｔ−〇）（５） で示される。

ただし、 である。このＣｎ（ｔ）より包絡線検波出力Ｒｎ（ｔ）
はｆ Ｒｎ　（ｔ）　＝２　　　（１”　Ｓす＋Ｂ２ｃｏａ２
ｂ　ｔ　＋　２　Ｂ　ｅｏｓ　ｂ　ｔ＋２ＢＳｃｏｓｂ
ｔ　１ｃｏｓｓｔ＋２Ｓｃｏｓａｔ−２ＡＳｃｏｓａｔ
　　ｊ　ａｉｎｓｔ＋Ａ”ｃｏａ２ａｔ　　）（７）と
なり平方根を近似展線すると ＋ＢＳｃｏｓｂｔ・ｃｏａｓｔ＋５ｃｏｓｓｔとなる。

ここでＲｎ（ｔ）から色副搬送波に関係する３ｔの項を
抽出すると受信された色副搬送波Ｒａ（ｔ）は、 −Ａｃｏｓａｔ　５ｉｎｓｔ） ０ｃｏａ（ｓ　ｔ＋φ）（９） ただし となる。

（１０）式より多重信号の極性と受ける妨害の移相が対
応しており、極性により妨害の移相が逆となることがわ
かる。

以上説明したこと、および視覚上の効果を利用する方法
として隣接するデータの極性をなるべく逆位相にして伝
送することが考えられる。すなわち、隣接するデータ間
の位相変動方向を逆方向とすれば、同一信号で隣接する
データ間での画面の色相変化が逆となり人間の視覚の色
度感度の周波数特性（目の積分効果）などにより、色相
変化を感じ難くできる。この方法８実現するには、第１
図における符号化回路１１４に８いてＦＭまたはＰＥ変
調を施すことで実現できる。

第４図に符号化回路１１４で行われるＦＭ、およびＰＨ
のディジタル変調例を示す６　Ｆ　Ｍ（Ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は、ビット１１“を反転あ
りに対応させ、ビット１０“を反転なしに対応させるが
、さらにビットとビットの境界でも反転させる。ＰＥ（
Ｐｈａｓｅ　Ｅｎｃｏｄｉｎｇ）はビット１１“を一つ
の方向の反転に対応させ、ビット１０“を反対方向の反
転に対応させる。したがって、必要に応じてビットとビ
ットの境界でも反転させる。ＦＭ、ＰＥの特徴は１ビツ
トに１回以上の反転があることから、セルフクロックが
容易なこと、ＤＣ成分を含まないことなどである。また
、ＰＥは第４図に示すようにａｏ　、　ａ　１　＊　Ｊ
！２　””のデータ列が、ａｏ、　ａｏｔ　ａｌｅ　ａ
ｌ。

＆雪ｅ＆２・・・というように隣接データが逆極性で並
ぶデータ列となる。

以上、第１図の実施例によればＦ　１１７１やＰＥなど
の符号を用い、隣接データ間ごとに逆相で多重するので
既存のテレビジョン受信機の色相への妨害を低減できる
効果があり、またテレビジョン受信機の搬送波再生回路
の搬送波周波数選択帯域またはＰＬＬの応答周波数帯域
は直交多重信号のスペクトルが抑圧されている帯域内な
ので安定に直交多重信号を受信できる効果がある。

上記テレビジョン信号伝送装置から送信された信号を受
信する受信機の例を第５図に示す。５０１はアンテナ、
５０２は高周波増幅回路、５０３は周波数変換回路、５
０４は受信機用の再生ＩＦフィルタ（ＩＦナイキストフ
ィルタ）、５０５は中間周波増幅回路、５０６は映像信
号検波回路、５０７は映像信号増幅回路、５０８は色差
信号復調回路、５０９は原色信号復調回路、５１０はブ
ラウン管、５１１は音声中間周波増幅回路、５１２はｆ
Ｐｌ！ＩＦＭ検波回路。

５１３は音声信号出力端子、５１４は帯域通過フィルタ
、５１５は同期検波回路、５１６は搬送波再生回路。

５１７は減算器、５１８は遅延回路、５１９は符号識別
回路、５２０はクロック再生画路℃あり、５１７から５
２０で復号回路５２４を賛成する。５２１はディジタル
信号処理囲路、５２２はディジタル・アナログ変換回路
（以下ＤＡＣと略す）、５２５はディジタル符号化して
伝送された音声信号の出力端子である。

アンテナ５０１より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路５０２で増幅し、周波数変換回路５０３で復調
用の中間周波に周波数変換し、受信機用の再生ＩＦフィ
ルタ５０４を介し、中間周波増幅回路５０５で増幅する
。選局は周波数変換回路５０３の局部発掘周波数を変え
るこさで行われる。中間周波増幅回路５０５で増幅され
た信号から映像信号帯域については映像信号検波回路５
０６で検波し、映像信号増幅回路５０７の出力の輝度信
号と色差信号復調回路５０８の出力の色差信号とから原
色信号復調回路５０９でＲ，Ｇ、Ｂの三原色を得、ブラ
ウン管５１０に映し出す。

一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回路
５１１で増幅し、音声Ｆ’Ｍ検波回路５１２で検波復調
して音声信号出力端子５１３に音声信号を得る０以上は
従来のテレビジョン受信機と同一である。

以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調する
ために、周波数変換回路５０５の出力から帯域通過フィ
ルタ５１４により多重伝送されたディジタル符号化した
音声信号帯域を選択して増幅味同期検波回路５１５にお
いて搬送波再生回路５１６で再生された搬送波に同期し
た信号を用いて搬送波の振幅変Ｉｍ成分に直交した成分
て変調された信号を検波復調する。その復調波形と、遅
延器５１８を経てデータ最小反転期間長遅延した復調波
形を減算器５１８で減算する。減算することで、伝送さ
れたデータは２倍となり白色雑音はＶ／２倍に増すだけ
である。さらに低周波成分で隣接の相関の多い映像から
の妨害は相殺して除去できる。減ｒ４器５１７で得られ
た信号を符号識別回路５１９とクロック再生回路５２０
−１用いて誤り率の少ない点（いわゆるアイパターンの
最大開口部）でディジタル符号にする。ディジタル符号
はディジタル信号処理囲路５２１で伝送途中で生じた誤
りを誤り検出訂正符号を用いて検出訂正する。−り検出
訂正された　　。

後のディジタル信号％ＤＡＣ５２２でアナログ信号に変
換して音声信号に戻し、ディジタル符号化した音声信号
の出力端子５２３に得る。

第６図は第１図の符号化回路１１４でＦＭ変ｖ４された
信号を受信する場合第５回復号回路５２４の実施例であ
る。第５図と同一符号は同一機能を示し６０１は同期検
波回路出力、６０２はウィンドコンパレータ、６０３は
ラッチ、６０４はディジタルデータ出力である。第６図
の動作を第７図を用いて説明する。第７図は第６図のタ
イミングチャートを表し第６図にその部所を示した。ま
た７１０　、７１１はウィンドコンパレータ６０２のコ
ンパレータレベルである。送信前のデータ７０８はＦＭ
ＵＭを受けＦＭ信号７０１となりこれが同期検波出力６
０１より得られる。信号７０１は遅延回路５１８で遅延
を受は信号７０２となり減算器５１７で信号７０１より
減算される。この動作は信号７０２を反転して（信号７
０５）。

信号７０１に加算することに等しい０減算器５１７の出
力は信号７０４に示すように５値信号となるが、これを
ウィンドコンパレータ６０２テコンパレータレペル７１
０．　７１１の間の電圧、すなわち中点電位を検出し信
号７０５を得る。信号７０５８クロック再生回路５２０
で再生したクロック７０６ヲ用いてランチ６０３でラッ
チし、ひげのない出力信号７０７を得る。出力信号７０
７８デイジタルデータで表したものが７０９であるが、
送信前のデータ７０８に等しいことがわかる。第６図の
復号回路は、信号７０４の中点電位が送信前のデータ７
０８の１０“に対応していることを利用したものである
。なお、第７図では簡単のために信号７０１から７０４
　ｉ−矩形波で示したが実際は帯域制限を受けており高
調波成分のない信号となっている。本受信機例によれば
、復調波形と遅延器５１８８経てデータ最小反転期間で
あ、る１データ長（送信前のデータからみると半データ
長）遅延した復調波形を減算器５１７で減算しているの
で、低周波成分で隣接の相関の多い映像からの妨害は相
殺して除去でき、映像からの妨害を低減できる効果があ
る。

第８図は、第１図の符号化回路１１４でＰＥ変調された
信号を受信する場合の第５１復号回路５２４の実施例で
ある。第５図、第６図と同一符号は同一機能を示し、８
０１はコンパレータ、　８０２ハラ７　　’チである。

第８図の動作を第９図を用いて説明する。第９図は第８
図のタイミングチャートラ表シ、第８因にその部所を示
した。また９１０はコンパレータ８０１のコンパレータ
レベルである。送信前のデータ９０８はＰＥ変ｖ４を受
けＰＥ信号９０１となりこれが同期検波出力６０１より
得られる。信号９０１は遅延回路５１８で遅延を受は信
号９０２となり、減算器５１７で信号９０１より減算さ
れる。この動作は信号９０２を反転して（信号９０５　
）　、信号９０１に加算することに等しい。減算器５１
７の出力は信号９０４に示すように３値信号となるが、
これをコンパレータ８０１テコンパレータレベル９１０
．ｉナワち中点電位で識別し信号９０５を得る。信号９
０５をクロック再生回路５２０で再生したクロック９０
６を用いて第９図のように１つおきにデータをラッチ８
０２で抽出し出力信号９０７を得る。出力信号９０７を
ディジタルデータで表したものが９０９であるが、送信
前のデータ９０８に等しいことがわかる。第８図の復号
回路は、信号９０４のデータが１つおきに送信前のデー
タ９０８に等しいことを利用したものである。なお、第
９図では簡単のために信号９０１から９０４を矩形波で
示したが実際は帯域制限を受けており高調波成分のない
信号となっている◇本受信機例によれば、第６図と同様
に映像からの妨害を低減できる効果があり、さらに減算
により伝送されたデータは２倍々なるが白色雑音はＪ〕
倍に増すだけなのでＳＮ比のよい復調が可能となる効果
がある。

第１０図に第１図の符号化回路１１４の他の実施例を示
す。また第１１図に第１０図の動作説明および本発明の
伝送データ列の例を示す。１００１は入力端子。

１ａ０２はＰＲ変調回路、　１００３は時間軸圧縮回路
。

１００４はインバータ、　１００５は遅延回路、１００
６は切替スイッチ、１００７はタイミング発生回路、　
１００８は出力端子であり、１１０１は入力端子１００
１のデータ列。

１１０２はＰＥ変調回路１００２ノ出力データ列、１１
０５は時間軸圧縮回路１００３の出力データ列、　１１
０４はインバータ１００４と遅延回路１００５’Ｅ−経
た遅延回路１００５の出力データ列、１１［１５は本発
明の伝送データ列の一実施例、１１０６はタイミング波
形である。

入力端子１００１に加えられたデータ列１１０１ＪこＰ
Ｂ変調回路１００２でＰＥ変調を施しデータ列１１ｏ２
を得る。データ列１１０２は第４図で説明したように隣
接データで逆極性になっている。データ列１１０２％タ
イミング発生回路１００７のタイミングによって時間軸
圧縮回路１００３でデータを時間軸圧縮してデータ列１
１０３に示す間欠データとする。この間欠データをイン
バータ１００４および遅延回路１００５で、データを反
転し、遅延時間Ｔだけ、すなわち第１１図の例ではデー
タ列１１０３において６デ一タ分遅延させるとデータ列
１１０４＃こ示すようになる。このデータ列１１０４と
データ列１１０５とを切替スイッチ１００６で加えると
データ列１１０５に示すようになる。このデータ列１１
０５はデータ列１１０３のデータの無い期間に反転させ
た同一データを遅延させて入れたこととなる。

第１２図にデータ列１１０５を得るための符号化回路１
１４の他の実施例を示す。第１０図と同一符号は同一機
能を示す０第１２図はｐＥＲｇｉａを後で行う方法であ
り、動作説明をＮ１５図に示す。１３０１は入力端子１
００１のデータ列、　１５０２は時間軸圧縮回路１００
３の出力データ列、１５０５はインバータ１００４と遅
延回路１００５を経た遅延回路１００５の出力データ列
、１５０４は切替スイッチ１００６の出力データ列、　
１ｓｏｓはＰＥ変調回路１００２の出力データ列であり
、データ列１１０５と同一である。１５Ｄ６はタイミン
グ波形である。

入力端子１ＱＯＮこ加えられたデータ列１３０１（−タ
イミング発生回路１００７のタイミングによって時間軸
圧縮回路１００３でデータを時間軸圧縮してデータ列１
３０２に示す間欠データとする。この間欠データモイン
バータ１００４および遅延回路１００５で、データを反
転し、遅延時間τだけ、すなわち第１５図の例ではデー
タ列１３０２において３デ一タ分遅延させるとデータ列
１３０５に示すようになる。このデータ列１３０３とデ
ータ列１３０２とを切替スイッチ１００６で加えるとデ
ータ列１６０４に示すようになる。このデータ列１５０
４はデータ列１３０２のデータの無い期間に反転させた
同一データを遅延させて入れたこととなる。

このデータ列１３０４にＰＥ変調回路１０ｏ２でＰＥ変
調を施しデータ列１３０５を得る。

第１４図に第１０図１Ｍ１１図および第１２図、第１３
図の伝送パターン例を示す。遅延時間τを映像の水平走
査期間と同−七し、タイミング波形１１０６および１３
０６をテレビジョン受像機の水平同期信号と同期してい
るものとしテレビジョン画面に合せて、データの伝送タ
イミングを模擬的に書いたものである。第１４図におい
て横が水平走査方向を、縦が垂直走査方向を示す。第１
４図よりわかるように゛、隣接データが逆極性になって
いるだけでなく第１の水平走査期間でＪＬｌから５まで
の時系列データが、第２の水平走査期間でｉからＮ３ま
でのデータとなり第１ゼよびＮ２の水平走査期間でたが
いに逆相の同一データとなっているため、より一層色相
変ｉヒを感じ難くできる効果がある。ただし、この場合
、伝送容量は４分の１になる。

次にＮ１図の符号化回路１１４の他の実施例を第１５図
に示す。また第１６図は本発明の伝送データ列例など動
作説明用の図であり第１７図は本発明の伝送データの模
擬パターン例である。第１０図と同一符号は同一機能で
あるｏ　１６０１は入力端子１００１のデータ列、　１
６０２はインバータ１００４と遅延回路１００５を経た
遅延回路１００５の出力データ列、　１６０３はタイミ
ング発生回路１００７出力のタイミング波形、　１６０
４は切替スイッチ１００６の出力データ列、　１６０５
はＰＥ変調回路１００２の出力データ列、　１６０６は
タイミング波形である。データ列１６０５は本発明の伝
送データ列の一実施例である。

入力端子１００１に加えられたデータ列１６０１をイン
バータ１００４’Ｅ−介し、遅延回路１０ｏ５で時間τ
遅延させることでデータ列１６０２％得る。タイミング
波形１６０３はデータ列内のデータの期間に反転し、Ｇ
中で上側の時に切替スイッチ１００６を（イ）側に接し
下側の時に（ロ）側に接する。このタイミング波形１６
ｏ３で制御された切替スイッチ１００６により、データ
列１６０４が得られる。このデータ列１６ｏ４にＰＥ変
調回路１００２でＰＥ変調を施す七データ列１６ｏ５が
出力端子１００Ｂより得られる。

タイミング波形１６０６を水平同期信号として、テレビ
ジョン画面に合せて、データ列１６ｏ５を模擬的に示し
た図が第１７図である。横に水平走査方向を縦に垂直走
査方向を示す。第１７図に太線の枠で示したように、隣
接データが逆極性になっているだけでなく＃接した水平
走査期間において、１データごとに上下が反、転データ
となっている。この隣接した水平走査期間でデータを反
転させることは、映像搬送波の直交成分への多重信号が
逆相関係となることを示し、多重信号による映像の色相
変化への妨害を低減できる効果がある。

以上、第１図に加えて１１ｇ１５〜１７図に示した実施
例によれば、第１０〜１４図で説明した効果と同様に隣
接データが逆極性になっているだけでなく、隣接する水
平走査期間での多重信号が逆相であるので、映像の色相
変化におよぼす妨害を低減できる効果がある。ソた、す
べての水平走査期間において、１データごとに隣接走査
期間と逆相関係を持ち色相変化の相殺が゛第１７図の大
枠が示すように網目状となるので色相変化におよぼす妨
害が細かくなり、視覚の色直の感度周波数の低さにより
第１０〜１４図の場合よりさらに映像の色相変化におよ
ぼす妨害を低減できる効果がある。

上記実施例では、伝送データ列として１水平走立期間に
大枠で囲ったブロックが５ブロツクの例で奇数ブロック
の場合を示したが、偶数ブロックの場合４データを例に
とり第１８〜２０図に示す０第１８図は第１図の符号化
回路１１４のさらに他の実施例を示す。第１９図は伝送
データ列例など動作説明用の図であり、第２０図は本発
明の伝送データの模擬パターン例である。１００７はタ
イミング発生回路。

１８０１はタイミング入力端子、１８０２はタイミング
発生器、１８０３はイクスクルーシプオア（以下ＥＯＲ
゛　と略す）である。その他８ｇ１０図と同一符号は同
一機能を示す。

また、１９０１は入力胞子１００１の入力データ列。

１９０２は遅延回路１００５の出力データ列、　１９０
３は、タイミング発生器１８０２出力のタイミング波形
、　１９０４はタイミング入力端子１８０１より入力さ
れるタイミング波形、　１９０５はタイミング発生回路
１００７出力のタイミング波形、　１９０６は切替スイ
ッチ１００６の出力データ列、　１９０７はＰＥ変調回
路１ｏ０２の出力データ列、　１９０８はタイミング波
形である。データ列１９０７は本発明の伝送データ列の
一実施例である。

第１５図との差はタイミング発生回路１００７内にイク
スクルーシプオア１８０３を設け、タイミング波形１９
０３と１９０４によりタイミング発生回路１００７の出
力　・にタイミング波形１９０５を得て、切替スイッチ
１００６を制御することにある。Ｆ　ＯＲ１ａ０５は、
水平走査期間ごとに切替スイッチ１００６の制御タイミ
ングを反転させるもので、伝送データ列１９０６が得ら
れ、このデータ列１９０６にＰＥ変調回路１００２でＰ
Ｅ変調を施すとデータ列１９０７が出力端子１００８よ
り得られる。そしてタイミング波形１９０８を水平向期
傷号として、・テレビジョン画面に合わせて、データ列
１９０７を模擬的Ｉこ示すと第２０図の伝送データのテ
レビジョン画面上のパターンとなる０ 上記笑施例でも、第１５〜１７図と同様に、多重信号に
よる映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果が
ある。

第２１図に第１２〜１４図、第１５〜１７因、第１８〜
２０図の伝送データを復調できる受信機の例を示す。’
ｌ１５図と同一符号は同一機能を示し、２１０１は減算
器。

２１０２は遅延回路、２１０５はスイッチ、　２１０４
は時間軸伸長回路、　２１０５はタイミング再生回路で
ある。また、第２２図は第１２〜１４図の、第２３図は
第１５〜１７図の、＠２４図は第１８〜２０図の伝送デ
ータ列を復調する場合の動作説明のためのタイミング・
チャート図である。

第１２〜１４図の伝送データを復調する場合の動作説明
を渠２２図を用いて行う。２２０１は伝送されて受信し
たデータ列、　２２０２は遅延回路５１８の出力のデー
タ列、　２２０５は減算器５１７の出力のデータ列。

２２０４は遅延回路２１０２の出力のデータ列、　２２
０５は減算器２１０１の出力のデータ列、　２２０６は
符号識別回路５１９に入力され゛るクロック再生回路５
２０の出力波形、　２２０７は符号識別回路５１９の出
力のデータ列。

２２０８はスイッチ２１０３に入力されるタイミング再
生回路２１０５の出力タイミング波形、　２２０９はス
イッチ２１０３の出力のデータ列、２２１０は時間軸伸
長回路２１０４の出力データ列である。

データ列２２０１は遅延回路５１Ｂにより１データ長τ
意だけ遅延されデータ列２２０２となり、減算器５１７
でデータ列２２０１と２２０２％減算してデータ列２２
０５ＪＥ：得る。次にデータ列２２０３を遅延回路２１
０２により水平走査期間であるＴ１だけ遅延しデータ列
２２０４を得、減算器２１０１でデータ列２２０５と２
２０４９減算しデータ列２２０５を得る。ここで第２２
図中の２８１　＊　４５１１などの係数はａｌに対する
振幅の倍率を示している。また、データ列２２０５、さ
らにデータ列２２ｒＪ７１こおいてデータ情報を持たな
い意味のないデータに対してはバラ印を示した。データ
列２２０５は符号識別回路５１９に入力され、タイミン
グ波形２２０６の立ち上りでラッチしてデータ列２２０
７を得る。データ列２２０７はスイッチ２１０３でタイ
ミング波形２２０８の）（ｉ　ｇｈの部分の間だけ伝送
されてデータ列２２０９となり、時間軸伸長回路２１０
４により時間軸伸長されて出力データ２２１０が得られ
る。

第１５〜１７図の伝送データを復調する場合の動作説明
ヲ第２３図を用いて行う。２３０１は伝送されて受信し
たデータ列、　２５０２は遅延回路５１８の出力のデー
タ列、　２３０５は減算器５１７の出力のデータ列。

２３０４は遅延回路２１０２の出力のデータ列、２３０
５は減算ｔ’３２１０１の出力のデータ列、２１６は符
号識別回路５１９に入力されるクロック再生回路５２０
の出力タイミング波形、　２３０７は符号識別回路５１
９の出力の、　データ列である。

減算器２１０１出力であるデータ列２３０５が得られる
までの動作は第２２図の場合と同様である。２ｅ１゜４
ｅ１などの係数はｅｌに対する振幅の倍率を示し、また
データ情報を持たない意味のないデータに対してはバラ
印を示した。データ列２３０５は符号識別し路５１９に
入力され、タイミング波形２３０６の立ち上りでラッチ
してデータ列２３０７を得る。この場合、符号識別回路
５１９は広い意味で、スイッチ２１０５　。

時間軸伸長回路２１０４の機能も有しており、データ列
２５０７はディジタル信号処理回路５２１に入力される
０ 第１８〜２０図の伝送データを復調する場合の動作説明
を第２４図を用いて行う。２４０１は伝送されて受信し
たデータ列、　２４０２は遅延回路５１８の出力のデー
タ列、　２４０５は減算器５１７の出力のデータ列。

２４０４は遅延回路２１０２の出力のデータ列、　２４
０５は減算器２１０１の出力のデータ列、　２４０６は
符号識別回路５１９に入力されるクロック再生回路５２
０の出力波形、　２４０７は符号識別回路５１９の出力
のデータ列。

２４０８は水平走査期間ご七に反転するタイミング波形
、　２４０９はタイミング波形、　２４１０はタイミン
グ波形２４０８とタイミング波形２４０９から得られる
スイッチ２１０３に入力されるタイミング再生回路２１
ｏ５の出力タイミング波形、　２４１１はスイッチ２１
０３の出力の値を保持したデータ列、　２４１２は時間
軸伸長回路２１０４に入力されるタイミング再生回路２
１０５の出力タイミング波形、　２４１５は時間軸伸長
回路２１ｏ４の出力データ列である。

減算器２１０１出力であるデータ列２４ｏ５が得られる
までの動作は第２２図の　場合と同様であり、２ｅｌ。

ｄｅｌなどの係数はｅｌに対する振幅の倍率を示し、ま
たデータ情報を持たない意味のないデータに対してはバ
ラ印を示した。データ列２４０５は符号識別回路５１９
ｉこ入力され、タイミング波形２４０６の立ち上りでラ
ッチしてデータ列２４０７を得る。データ列２４０７は
、スイッチ２１０５に入力され、タイミング波形２４０
８とタイミング波形２４０９を排他的論理和を取り得ら
れたタイミング波形２４１０の上側でスイッチ２１０３
を導通させ、スイッチ２１０３のしゃ所期間は導通期間
の値を保持させるとデータ列２４１１が得られる。これ
はタイミング波形２４１０の上側でラッチされるディジ
タル回路で構成可能である。このデータ列２４１１をタ
イミング波形２４１２の立ち上がりエツジでラッチする
ことで時間軸伸長回路２１０４の出力にデータ列２４１
３を得る。

以上のように第２１〜２４図の受信機の例によれば２回
の減算処理を行うことでデータは４倍になるのに対して
白色雑音は２倍に増すだけであり、ＳＮ比の良い復！４
を行うことができる効果がある。

さらに、低周波成分で隣接の相関の多い映像からの妨害
を相殺して除去できるのみならず、映像ゴーストなど水
平期間ごとに相関の多い映像からの妨害も相殺して除去
できる効果がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、映像搬送波の映像信号と直交関係を持
たせ、隣接したデータの位相関係を逆相として多重伝送
できるので、テレビジョン受信機の映像検波の方式が包
絡線検波方式としても映像信号への多重信号からの妨害
を低減できる効果がある。

また、本発明によれば、振幅変調された搬送波と直交の
関係に変調するディジタル符号化された音声信号などの
信号のスペクトルから映像信号の搬送波周波数近傍のス
ペクトルを抑圧することができるので振幅変調された搬
送波の横波回路が搬送波再生型検波の場合は搬送波周波
数選択回路の搬送波周波数選択帯域、ＰＬＬ同期検波回
路の場合はＰＬＬの周波数応答帯域に与える直交多重さ
れたディジタル符号化された音声信号などの信号からの
妨害が減少し、直交多重信号によって引き起こされた位
相変動にともなう色相変化を低減できる効果がある。゛ さらに、搬送波近傍のスペクトルを低減することはＴＶ
音声信号の音声帯域をも低減できるのでインターキャリ
ア方式のＴＶ音声復調回路ｌこ与える妨害も低減できる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のテレビジョン信号発生装置
のブロック図、第２図は本発明の説明のためのスペクト
ル図、Ｍ３図は本発明の説明のためのベクトル図、第４
図は本発明の主要部分の説明図、第５図はテレビジョン
受信器のブロック図、第６図は第５図の主要部分のブロ
ック図、第７図は第６図の説明のためのタイミング図、
第８図は第５図の主要部分の他のブロック図、第９図は
第８図の説明のためのタイミング図、１Ｋ１０図は本発
明の主要部分のブロック図、第１１図は第１０図の説明
のためのタイミング図、＠１２図は本発明の主要部分の
他のプロン〉図、第１３図は第１２図の説明のためのタ
イミング図、第１４図は本発明における伝送信号の画面
パターンの模擬図、第１５図は本発明の主要部分の他の
ブロック図、゛第１６図は第１５図の説明のためのタイ
ミング図、第１７図は本発明における他の伝送信号の画
面パターンの模擬図、第１８図は本発明の主要部分の他
のブロック図、第１９図は第１８図の説明のためのタイ
ミング図、第２０図は本発明における他の伝送信号の画
面パターンの模擬図、第２１図は他のテレビジョン受信
機のブロック図、第２２図は第２１図の動作説明のため
のタイミング図、第２３図は第２１図の他の動作説明の
ためのタイミング図、第２４図は第２１図の他の動作説
明のためのタイミング図である０ １１４・・・符号化回路　　１００２・・・ＰＥ変調回
路１００３・・・時間軸圧縮回路 １００４・・・インバータ　　１００５・・・遅延回路
１００６・・・切替スイッチ １００７・・・タイミング発生回路 、−１τ′−゛・ 代理人　弁理士　小　川　勝　男。 １２　コ スべり）−１シ回 １３　図 へり）−１し図 ＳＩｈｗ沈 Ｊ！１４　　図 符号変換則 ス　し　口 、第７０ Ｆ−ｔ’ｌ　ｆ１号回謁のタスミ、フーナ、−ト図ワＯ
Ｑ　　　　　　／　　　／　　　０　　０　　　／　　
　／　　　０　　０　　０　　　／　　　０ぶ　Ｂ　口 １９　図 ＰＥ２１％　０　！４（７１’？Ａ　Ｌン’）”＋’ｒ
−ト　１１ｑｏｑ／１０，０／１０００ノＯ 憲　１０　　図 身号化■を谷１１牛の詳左田ヤＪブ１１−．フ刀＋ｏｏ
７ 鷺　１２　　口 符号イヒ■路１俸の４乞の詩鈎ｔｉプＤ７ワ図゛鬼　１
４−図 イデミｚＥイち号５　の；４ｈ　）’５ターンσし響匙
巾駈Ｅ膠８！Ｅ５１５　　回 第　１７　図 イ云、迭、イ色色の４４象ＩＶ９−ンの４乞のオ臭キ眺
口ｌ　ＩＳ　　回 ｏｏ７

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調して伝送す
   る伝送方式において、前記映像信号以外の多重信号に前
   記多重信号の低域成分を減少させるような低域除去処理
   と、前記多重信号に相関処理を行つた多重処理信号で前
   記搬送波と直交位相の搬送波を変調して得られる直交多
   重変調信号を、前記残留側波帯振幅変調波と合成して伝
   送することを特徴とする多重伝送方式。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記低域除去処理
   と前記相関処理としてＦＭ符号を用いることを特徴とす
   る多重伝送方式。 ３、特許請求の範囲第１項において、前記低域除去処理
   と前記相関処理としてＰＥ符号を用いることを特徴とす
   る多重伝送方式。 ４、特許請求の範囲第１項において、前記低域除去処理
   と前記相関処理として、前記多重信号をある期間ごとに
   １回または複数回くり返して得られる多重相関信号にＰ
   Ｅ変調を施すことを特徴とする多重伝送方式。 ５、特許請求の範囲第４項において、前記多重信号での
   １回または複数回のくり返しに際してくり返しごとに前
   記多重信号の極性を逆相とすることを特徴とする多重伝
   送方式。 ６、特許請求の範囲第４項又は第５項において、前記多
   重信号でのくり返しの時間間隔を映像信号の水平走査時
   間としたことを特徴とする多重伝送方式。 ７、特許請求の範囲第４項又は第５項又は第６項におい
   て、前記多重信号を時間軸圧縮し、時間軸圧縮された信
   号を複数回くり返して伝送したことを特徴とする多重伝
   送方式。 ８、多重伝送信号の発生装置であつて、搬送波を映像信
   号で残留側波帯振幅変調する振幅変調回路を有する信号
   発生装置において、前記映像信号を伝送する搬送波の発
   生回路から直交位相の搬送波を得る移相器、前記多重信
   号の低域成分を減少させるような低域除去処理を行う低
   域除去回路、前記多重信号に相関処理を行う相関処理回
   路、前記低域除去回路と前記相関処理回路により処理さ
   れた信号で前記移相器の出力を変調する変調回路、前記
   変調回路の出力と前記振幅変調回路の出力とを合成する
   合成回路を設けたことを特徴とする信号発生装置。 ９、特許請求の範囲第８項において、前記低域除去回路
   かつ前記相関処理回路として前記多重信号をＦＭ符号化
   するＦＭ変調回路を用いることを特徴とする信号発生装
   置。 １０、特許請求の範囲第８項において、前記低域除去回
   路かつ前記相関処理回路として前記多重信号をＰＥ符号
   化するＰＥ変調回路を用いることを特徴とする信号発生
   装置。 １１、特許請求の範囲第８項において、前記低域除去回
   路と前記相関処理回路を、前記多重信号をＰＥ符号化す
   るＰＥ変調回路、前記ＰＥ変調回路出力をある期間ごと
   に１回または複数回くり返すための前記多重信号をある
   時間遅延させる１つまたは複数の遅延回路、前記遅延回
   路の出力の極性を決める処理回路、前記１つまたは複数
   の遅延回路の出力を選択する切替回路で構成することを
   特徴とする信号発生装置。 １２、特許請求の範囲第８項において、前記低域除去回
   路と前記相関処理回路を、前記多重信号をある期間ごと
   に１回または複数回くり返すための前記多重信号をある
   時間遅延させる１つまたは複数の遅延回路、前記遅延回
   路の出力の極性を決める処理回路、前記１つまたは複数
   の遅延回路の出力を選択する切替回路、前記切替回路の
   出力をＰＥ符号化するＰＥ変調回路で構成することを特
   徴とする信号発生装置。 １３、特許請求の範囲第１１項又は第１２項において、
   前記遅延回路の出力の極性を決める処理回路を反転回路
   で構成し、前記遅延処理回路出力を反転出力としたこと
   を特徴とする信号発生装置。 １４、特許請求の範囲第１１項、第１２項又は第１３項
   において、前記遅延回路の遅延時間を映像信号の水平走
   査時間、あるいは水平走査時間の倍数としたことを特徴
   とする信号発生装置。 １５、特許請求の範囲第１１項、第１２項、第１３項又
   は第１４項において、前記多重信号を時間軸圧縮する時
   間軸圧縮回路を設けたことを特徴とする信号発生装置。