JP2695777B2 - 多重伝送信号再生装置 - Google Patents
多重伝送信号再生装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、多重伝送システムに係り、特に映像信号に
ディジタル符号化した音声などを多重して伝送するに有
効な伝送信号を受信する多重伝送信号再生装置に関す
る。 〔従来の技術〕 ディジタル符号化されたPCM音声と映像信号を多重す
る方法については、昭和58年６月発行財団法人電波技術
協会編の衛星放送受信技術調査会報告書第１部「衛生放
送受信機」などで報告されているが、現行NTSCの映像信
号に5.7272MHzの副搬送波を用いてPCM音声を多重してい
るため、現行応の地上テレビジョン放送の帯域を満足せ
ず、地上テレビジョン放送に用いることは困難である。 一方、現行地上テレビジョン放送への多重伝送の可能
性を昭和58年１月に日本放送出版協会より発行された日
本放送協会編の放送技術双書２「放送方式」の205頁に
記載されているが、高品質音声２チャネルを伝送するた
めの約1Mビット／秒の伝送容量を確保できる方式につい
ては記載されていなかった。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術は、現行地上テレビジョン放送に高品質
の音声信号を多重伝送する方式が無かった。 本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多
重伝送する場合、それらの信号を安定に受信再生するた
めの再生装置を提供することにあり、特に現行地上テレ
ビジョン放送に高品質なディジタル符号化した音声信号
などの信号を多重伝送する伝送方式を安定に受信再生す
るに有効な多重伝送信号再生装置を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、搬送波を振波幅変調する信号以外の多重
信号で前記搬送波と直交位相関係を有した搬送波を変調
した後、前記振幅変調した搬送波と合成して多重伝送さ
れた多重信号を復調する受信機において、搬送波再生回
路と同期検波回路により直交位相関係で多重伝送された
多重伝送信号を検波した後の信号を３値復調回路、また
はディジタル復号回路を用いることにより達成される。
また前記振幅変調した搬送波の検波に搬送波再生型検波
（擬似同期検波ともいう）を用いているものは搬送波再
生回路を構成する搬送波周波数選択回路の選択帯域を搬
送波付近のスペクトルの抑圧された帯域以内に狭くし、
PLL同期検波を用いているものは搬送波再生回路を構成
するPLLの応答周波数帯域を搬送波付近のスペクトルの
抑圧された帯域以内に狭帯域にすることにより達成され
る。 〔作 用〕 同期検波回路と搬送波再生回路により多重された信号
を検波し、その後２つのコンパレータを用いた３値復調
回路またはディジタル復号回路によって多重された信号
を再生することができ、多重伝送する信号の搬送波近傍
のスペクトルが抑圧された帯域内となるように搬送波再
生回路の応答帯域が狭くされているので、多重された伝
送された信号を安定に再生できる。また、搬送波再生型
検波の場合は搬送波周波数の選択帯域を狭くすることに
より、PLL同期検波の場合はPLLの応答周波数帯域を狭く
することによって、振幅変調された搬送波と直交位相関
係の搬送波で多重伝送された直交多重信号からの振幅変
調した搬送波への妨害が軽減されるので、直交変調信号
によって引き起こされた位相変動による振幅変調した搬
送波の位相変動を低減できる。 〔実施例〕 以下、本発明の受信機の一実施例として現状の地上放
送テレビジョンにディジタル符号化した音声信号を多重
伝送した場合の例を第１図に示す。101はアンテナ、102
は高周波増幅回路、103は周波数変換回路、104は受信機
用の再生IFフィルタ、105は中間周波増幅回路、106は映
像信号検波回路、107は映像信号増幅回路、108は色差信
号復調回路、109は原色信号復調回路、110はブラウン
管、111は音声中間周波増幅回路、112は音声FM検波回
路、113は音声信号出力端子、114は帯域通過フィルタ、
115は同期検波回路、116は搬送波再生回路、117は３値
識別回路、118は２値変換回路、119は符号識別回路、12
0はクロック再生回路、121はディジタル信号処理回路、
122はディジタル・アナログ変換回路（以下DACと略
す）、123はディジタル符号化して伝送された音声信号
の出力端子である。 アンテナ101より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路102で増幅し、周波数変換回路103で復調用の中
間周波に周波数変換し、受信機用の再生IFフィルタ104
を介し、中間周波増幅回路105で増幅する。選局は周波
数変換回路103の局部発振周波数を変えることで行われ
る。中間周波増幅回路105で増幅された信号から映像信
号帯域については映像信号検波回路106で検波し、映像
信号増幅回路107の出力の輝度信号と色差信号復調回路1
08の出力の色差信号とから原色信号復調回路109でR,G,B
の三原色を得、ブラウン管110に映し出す。 一方、音声信号帯域については、音声中間周波数増幅
回路111で増幅し、音声FM検波回路112で検波復調して音
声信号出力端子113に音声信号を得る。以上は従来のテ
レビジョン受信機と同一である。 以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調す
るために、周波数変換回路103の出力を帯域通過フィル
タ114により多重伝送されたディジタル符号化した音声
信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路115におい
て、搬送波再生回路116で再生された搬送波に同期した
信号を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分で変
調された信号を検波復調する。その復調波形を３値識別
回路117で＋1,0,−１の３つの状態に識別する。この３
値ディジタル信号を２値変換回路118で＋1,0の２値ディ
ジタル信号に変換する。３値識別回路117と２値変換回
路118の詳しい説明はあとで行う。２値変換回路118にお
いて２値に変換されたディジタル信号は符号識別回路11
9とクロック再生回路120を用いて誤り率の少ない点（い
わゆるアイパターンの最大開口部）でディジタル符号に
する。ディジタル符号はディジタル信号処理回路121で
伝送途中で生じた誤りを誤検出訂正符号を用いて検出訂
正する。誤り検出訂正された後のディジタル信号をDAC1
22でアナログ信号に変換して音声信号に戻し、ディジタ
ル符号化した音声信号の出力端子123に得る。本実施例
によれば、搬送波再生回路116の搬送波周波数選択帯域
またはPLLの応答周波数帯域は直交多重信号のスペクト
ルが抑圧されている帯域内なので安定に直交多重信号を
受信できる効果がある。 上記受信機の一実施例で受信される信号を発生する送
信機の例を第２図に示す。201は音声信号入力端子、202
はFM変調器、203は音声信号搬送波発生器、204は映像信
号入力端子、205はマトリックス回路、206は輝度信号処
理回路、207は色差信号処理回路、208は加算回路、209
は映像変調器、210は映像信号搬送波発生器、211はディ
ジタル符号化して伝送する音声信号の入力端子、212は
アナログ・ディジタル変換器（以下ADCと略す）、213は
ディジタル信号処理回路、214は３値変換回路、215は低
域通過フィルタ、216は90度移相器、217はディジタル符
号化した音声信号用の変調器、218は加算器、219は残留
側波帯振幅変調用の送信VSBフィルタ、220は加算器、22
1はアンテナ、222はイコライザである。 音声信号入力端子201からの音声信号で音声信号搬送
波発生器203からの音声用搬送波をFM変調器202において
FM変調する。映像入力端子204に入力されたRGBの三原色
信号をマトリックス205で輝度信号と色差信号とに分け
おのおの輝度信号処理回路206と色差信号処理回路207で
処理した後、加算器208で加算する。加算後の信号で映
像信号搬送波発生器210からの搬送波を映像変調器209を
用いて変調し送信VSBフィルタ219でテレビジョン放送帯
域に帯域制限して加算器220で音声信号と加算してアン
テナ221より送信する。 以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送
と同一である。以上の信号に高品質な音声を伝送するた
めに以下を追加する。 多重する音声信号を入力端子211に加え、音声信号をA
DC212でディジタル信号に変換し、ディジタル信号処理
回路213で伝送中に生じる誤りを検出訂正するための符
号を追加したり、インタリーブ処理をほどこす。処理後
のディジタル符号は３値変換回路214で＋1,0の２値ディ
ジタル信号から＋1,0,−１の３値ディジタル信号に変換
し、３値ディジタル信号のペクトル帯域に適した低域通
過フィルタ215を介して不要な高域成分を削除する。こ
のディジタル符号化した音声で、移相器216を介して90
度移相された映像信号搬送波をディジタル符号化した音
声信号用の変調器217で変調し、受信機の再生IFフィル
タ104の特性による直交性への影響を防ぐため再生IFフ
ィルタの逆特性を有したイコライザ222を通し、加算器2
18を用いて映像信号で変調された搬送波と加算する。そ
の結果、映像用の搬送波は、映像信号とディジタル符号
化した音声信号と直交関係で変調されることとなる。 変調されるスペクトルを第３図に示し、映像搬送波の
映像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態
のベクトル図を第４図に示す。 第３図の301は映像信号のVSBフィルタ後のスペクト
ル、302はFM変調された音声信号のスペクトル、303はデ
ィジタル符号化した音声信号のスペクトルを示す。304
については後で説明する。ここで、映像信号スペクトル
301とディジタル符号化した音声信号のスペクトル302と
は直交で多重するため第３図では２段に分けて示し、デ
ィジタル符号化した音声信号のスペクトルは、イコライ
ザ222の影響を考慮していない。 第３図において、映像搬送波に対して−0.75MHz以下
のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とするVS
Bフィルタによって減衰されている。4.2MHzまでは映像
信号が4.5MHz近傍には音声搬送波がFM変調されたスペク
トラムが存在している。映像搬送波に対して±0.75MHz
については両側波帯が送信されるため、一般の振幅変調
（DSB）と考えて良い。その両側波帯を有している搬送
波に直交して±0.75MHz以内の信号をディジタル符号の
１と０に相当させて振幅Ａと−Ａとで搬送波抑圧振幅変
調すると、映像信号搬送波のベクトルは映像信号を１と
した場合 cos ω ct ± A sin ω ct （１） となる。ここでω cは搬送波の角周波数である。このよ
うすを第４図に示す。 （１）式を展開すると である。 ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した
音声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がcos
ω ctで同期検波しているものについてはＡの値にかか
わらずcos ω ctの係数のみ（すなわち映像信号のみ）
が再生され妨害とはならない。また映像信号検波回路が
包絡線検波をしているものについてはＡの値を１より下
げることで妨害を軽減できる。例えばＡを0.1とする
と、 となり、１に比べて0.005の信号（約−40dB）が影響す
るが、映像信号の信号の信号レベル対雑音の比（以下SN
比と呼ぶ）は40dB以上あれば実用上問題ないと考える。
さらに、Ａを0.1より下げればさらに映像信号への影響
は少なくなる。 一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨
害は、第１図に示すように同期検波回路115で搬送波に
直交した成分のみを復調することで排除できる。SN比に
ついて考えると、映像信号のSN比が40dBが実用レベルと
すると、帯域幅がディジタル符号化した音声信号の伝送
帯域幅1MHzに比べ約４倍であるため、ディジタル符号化
した音声信号のSN比は46dBとなるが、変調レベルＡを0.
1とすると伝送SN比は26dB程度となる。また、ディジタ
ル信号のSN比とビットエラーレートとの関係を一般的な
二値信号で考えてもSN比が17.4dBでビットエラーレート
が１×10-4である。映像信号のSN比が40dBの場合にはデ
ィジタル符号化した音声信号の伝送SN比は26dBであり、
ディジタル信号の伝送として実用上充分な値である。 次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル303
及び３値変換回路214について考える。ディジタル符号
化した音声信号のスペクトル303は第３図に示すように
搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとする。
これは、変調器217で変調する前のベースバンドディジ
タル信号の低域成分を抑圧することで表現でき、３値変
換回路214は２値のディジタル信号を３値に変換するこ
とで、伝送容量を減らすことなく低域成分を抑圧するこ
とができる。 第５図は上で述べた機能を有する３値変換回路214の
一例である。501は２値ディジタルデータ入力、502は遅
延回路,503,504はインバータ、505,506はAND回路、507
はインバータ、508は加算器、509は３値ディジタルデー
タ出力である。第５図の動作を第６図のタイミングチャ
ートを用いて説明する。第６図（ａ）は２値ディジタル
データを波形、（ｂ）は遅延回路502出力、（ｃ）はAND
回路505出力、（ｄ）はインバータ507出力、（ｅ）は３
値ディジタルデータ波形（加算器508出力）である。
（ａ）図に示す２値ディジタルデータは遅延回路502に
より時間τだけ遅延を受け（ｂ）図に示すタイミング波
形となる。ここで時間τは１データ長Ｔと同じか短い時
間とする。アンド回路505で２値ディジタルデータ
（ａ）と遅延回路出力（ｂ）のインバートのアンドをと
り２値ディジタルデータ（ａ）の立ち上がりエッジを
（ｃ）図のように検出する。同様にアンド回路506で２
値ディジタルデータのインバートと遅延回路出力（ｂ）
のアンドをとり２値ディジタルデータ（ａ）の立ち下が
りエッジを検出し、これをインバータ507で反転して
（ｄ）図の波形を得る。加算器508で（ｃ）図の波形と
（ｄ）図の波形を加算すると（ｅ）図に示す３値ディジ
タルデータとなる。（ａ）図と（ｅ）図を見比べると、
３値ディジタルデータは２値ディジタルデータの立ち上
がりエッジでHigh（＋１）、立ち下がりエッジでLow
（−１）のパルスをパルス幅τで発生し、その他ではHi
ghとLowの中間電位（０）となっていることがわかる。
このように２値ディジタルデータを３値ディジタルデー
タに変換することによりベースバンドディジタル信号の
低域成分を抑圧することができ、これから不要高周波成
分をLPF215で除去して、ディジタル符号化した音声信号
用の変調器217で変調することにより搬送波周波数付近
のスペクトルを抑圧したディジタル符号化した音声信号
のスペクトル303が得られる。 次に第５図の回路構成で搬送波近傍の周波数成分を低
減した場合の効果について説明する。第３図304は、搬
送波再生型検波の場合は搬送波再生回路を構成する搬送
波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域を、あるいは
PLL同期検波の場合は搬送波再生回路を構成するPLLの周
波数応答帯域を表す。帯域304内に搬送波周波数成分以
外の信号が含まれている場合、それらは搬送波再生の妨
害となり、映像検波特性を劣化させる原因となる。ディ
ジタル符号化した音声信号のスペクトル303はこの妨害
成分となるため、応答帯域304の帯域内のスペクトルが
より多く抑圧されることが望ましい。このように、ディ
ジタル符号化した音声信号のスペクトル303の搬送波周
波数部分のスペクトルを抑圧した帯域内に搬送波周波数
選択帯域またはPLLの周波数応答帯域を選ぶことにより
直交多重したディジタル符号化した音声信号からの妨害
が軽減できる効果がある。 第７図は第１図の３値識別回路117及び２値変換回路1
18の一実施例を示す。117は３値識別回路、118は２値変
換回路であり、701は３値ディジタルデータ入力端子、7
02は直流カット用のコンデンサ、703は直流動作点をOV
（GND）にするための抵抗、704はアンプ、705,706はコ
ンパレータ、707,708は基準電圧源、709はRS−フリップ
フロップ、710は２値ディジタルデータ出力端子であ
る。第８図は第７図の動作説明図である。第８図（ａ）
は帯域制限を受けた３値ディジタルデータ（アンプ704
出力）、（ｂ）はコンパレータ705出力、（ｃ）はコン
パレータ706出力、（ｄ）は２値ディジタルデータ（RS
−フリップフロップ709出力）である。入力端子701より
入力された３値ディジタルデータはコンデンサ702で直
流カットされる。３値ディジタルデータは低域成分を含
んでいないため抵抗703により動作点がOVとなり、アン
プ704で増幅され第８図（ａ）の波形を得る。アンプ704
の出力はコンパレータ705、706にそりそれぞれ基準電圧
源707,708で発生する電圧V1,V2と第７図に示す極性で比
較される。基準電圧源707で発生する電圧V1及び基準電
圧源708で発生する電圧V2は第８図（ａ）に示すように
それぞれ符号誤り率が最少となるように電圧値に調整し
ておく。コンパレータ705,706の出力はそれぞれ第８図
（ｂ），（ｃ）のようになり、コンパレータ705は３値
ディジタルデータの＋１を、コンパレータ706は３値デ
ィジタルデータの−１を識別する。識別された信号は２
値変換回路118に送られる。今、３値ディジタルデータ
が第５図に示すように変調されているとすると、２値変
換回路118はRS−フリップフロップで構成される。すな
わち、３値ディジタルデータの＋１は２値ディジタルデ
ータの立ち上りを、３値ディジタルデータの−１は２値
ディジタルデータの立ち下りを意味するため、立ち上り
情報であるコンパレータ705出力をRS−フリップフロッ
プのセット端子Ｓに、立ち下り情報であるコンパレータ
706出力をRS−フリップフロップのリセット端子Ｒに入
力することにより、RS−フリップフロップの出力端子か
ら第８図（ｄ）に示す２値ディジタルデータを復調する
ことができる。 第９図は３値識別回路117,2値変換回路118及び符号識
別回路119の機能をもった回路例である。第１図，第７
図と同一符号のものは同一機能を示し、901はサンプル
・ホールド回路（以下S/H回路と略す）、902はクロック
信号である。第９図の説明を第10図を用いて行う。第10
図（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロック信
号、（ｃ）はS/H回路901出力、（ｄ）はコンパレータ70
5出力、（ｅ）はコンパレータ706出力、（ｆ）は２値デ
ィジタルデータ（RS−フリップフロップ118出力）であ
る。S/H回路901は第10図（ｂ）に示すようなクロック信
号902の立ち上りエッジでサンプルし、次のサンプルま
でその値をホールドする。クロック再生回路120で再生
されたクロック信号902は１データ長Ｔを１周期とした
信号であり、クロックの立ち上りは符号誤り率の少ない
点（いわゆるアイパターンの最大開口部）に位置する。
S/H回路901出力は第10図（ｃ）に示すものであり、入力
端子701で入力した３値ディジタルデータをクロック信
号902に同期した３値のディジタル符号に識別する。以
下３値ディジタル符号はコンパレータ705,706に入力さ
れ第７図で説明した動作と同様に３値ディジタル符号を
＋1,0,−１に識別し２値ディジタル符号（第10図
（ｆ））に変換する。第９図の回路を用いることによ
り、第10図1001に示すようなノイズが生じた場合におい
てもそのノイズの位置がS/H回路901のサンプル点からは
ずれていれば全く復調した２値ディジタル符号に影響を
およぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効果があ
る。 第11図は３値識別回路117,2値変換回路118及び符号識
別回路119の機能をもった他の回路例である。第９図と
同一符号のものは同一機能を示し、1101はS/H回路、110
2はウインド・コンパレータ、1103,1104は加算器、1105
は中間レベル検出信号である。 第11図の基本動作は第９図と同様であるため、第９図
と異なる動作をする部分を第12図を用いて説明する。 第12図において（ａ）は３値ディジタルデータ、
（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はS/H回路901出力、
（ｄ）はウインド・コンパレータ出力（中間レベル検出
信号1105）である。今、アンテナ101で受けた信号が空
間伝送路や他の原因によりひずみを受けており、そのた
め入力端子701に入力される３値ディジタルデータが第1
2図（ａ）に示すように中間レベルに対してHighレベル
のパルスの方がLowレベルのパルスよりも高くなった場
合を考える。この時、３値ディジタルデータはDC成分を
含んだ信号となりコンデンサ702でDCカットし抵抗703で
動作点を決めた場合、第12図（ａ）に示すような中間レ
ベルがOVとならない信号となる。この信号をS/H回路901
を用いて第12図（ｂ）のクロック信号902の立ち上りエ
ッジでサンプルし次のサンプル点までその値をホールド
すると第12図（ｃ）に示す波形となり、中間レベルで△
Ｖのオフセットを持つ信号となる。第12図（ｃ）の信号
はコンパレータ705,706の入力となるとともに、ウイン
ド・コンパレータ1102,S/H回路1101の入力となる。ウイ
ンドコンパレータ1102は第12図（ｃ）の信号から中間レ
ベル部分を検出しその期間だけHighレベルを第12図
（ｄ）のように出力する。なお、中間レベル検出信号11
05はコンパレータ705,706出力からもつくることが可能
である。S/H回路1101はこのウインド・コンパレータ110
2の出力を受けウインド・コンパレータ1102の出力がHig
hの期間でサンプルしLowの期間はホールドとする。 このように動作することでS/H回路1101は３値ディジ
タルデータの中間レベルのオフセット△Ｖを抽出するこ
とができる。ここで基準電圧源707の出力V1、基準電圧
源708の出力V2はOV（GND）を基準として設定されている
ため３値ディジタルデータの中間レベルに△Ｖのオフセ
ットがあるとそれだけ誤差となる。したがってその誤差
成分である△Ｖを加算器1103,1104を用いてそれぞれ基
準電圧源707出力V1,基準電圧源V7082と加算すれば最適
な基準電圧をコンパレータ705,706に与えることができ
る。以上述べたように第11図の回路構成によれば３値デ
ィジタルデータの中間レベルに対するHigh,Lowのパルス
高のアンバランスの影響を打ち消すことができ、最適な
基準電圧を用いて３値ディジタル信号の３値識別を行う
ことができる。なお、第11図の誤差電圧打ち消し回路は
第７図の３値識別回路に用いることもできる。 本発明の他の実施例を第13図に示す。第１図と同一符
号のものは同一機能を表し、第１図と異なる点はクロッ
ク再生回路120の入力を２値変換回路118により得ている
点である。この構成によるとクロック再生回路120をデ
ィジタル回路で構成できる効果がある。 第14図は本発明の他の実施例である。第１図と同一符
号は同一機能を表し、1401はディジタル復調回路であ
る。第１図と異なる点について説明する。同期検波回路
115により検波復調された信号は符号識別回路119とクロ
ック再生回路120に入力され、符号識別回路119とクロッ
ク再生回路120を用いて誤り率の少ない点（いわゆるア
イパターンの最大開口部）でディジタル符号にする。こ
のディジタル符号は低域成分を抑圧するようなディジタ
ル変調を受けておりディジタル復調回路1401を用いてこ
れを復調し変調前のディジタル符号を得、ディジタル信
号処理回路121で伝送途中で生じた誤りを誤り検出訂正
符号を用いて検出訂正しDAC122でアナログ信号に変換し
て音声信号を出力端子123より得る。 上記受信機の一実施例で受信できる信号を発生する送
信機の例を第15図に示す。第２図と同一符号は同一機能
を示し、1501はディジタル変調回路である。第２図と異
なる点について説明する。ディジタル信号処理回路213
により伝送中に生じる誤りを検出訂正するための符号の
追加やインタリーブ処理をほどこしたディジタル符号は
ディジタル変調回路1501によって低域成分を抑圧するよ
うなディジタル変調方式、例えばFM変調方式やZM変調方
式を用いてディジタル変調を行う。なおFM変調方式やZM
変調方式については例えば1978.12.11号日経エレクトロ
ニクスP126〜P164「ディジタル磁気記録の変復調方式」
に述べられているためここでは説明を省略する。ディジ
タル変調回路1501出力はLPF215で不要高周波成分を除去
し、ディジタル符号化した音声信号用の変調器217で変
調することにより搬送波周波数部分のスペクトルを抑圧
したディジタル符号化した音声信号のスペクトル第３図
303が得られる。以下第２図と同様の動作である。 第14図の実施例の場合良好なSN比で受信再生できる効
果がある。 第16図は本発明の他の実施例であり、第１図，第14図
と同一符号は同一機能を示し、1601は多値復調回路であ
る。本実施例で受信できる信号を発生する送信機の例を
第17図に示す。第２図，第15図と同一符号は同一機能を
示し、1701は多値変調回路である。ディジタル変調回路
1501は第15図と同様の動作であるが、ディジタル変調を
行うことにより低域成分を抑圧させることができる反
面、伝送容量を一定とすると伝送帯域が広がってしま
う。そこで多値変調回路1701により多値方式やデュオバ
イナリー符号などの符号間干渉を積極的に利用するパー
シャルレスポンス方式を用いて伝送帯域の圧縮などを行
い、伝送容量を回復することができる。多値変調回路17
01の出力はLPF215に入力され、以下は第15図と同様の動
作である。第16図の受信回路は第17図からの送信信号を
受け、同期検波回路115により検波復調された信号は、
多値復調回路1601に入力し、ディジタル変調されたディ
ジタルデータを復調する。以下は第14図の動作と同様で
ある。なお、パーシャルレスポンス方式については、昭
和56年９月発行オーム社版「現代ディジタル通信方式」
のP137〜P142などに示されているので詳細は省略する。
第14図の実施例によれば伝送容量を減らすことなく低域
成分を抑圧できる効果がある。 本発明の他の実施例を第18図に示す。第１図と同一符
号のものは同一機能を示し、1801は映像信号AGC回路、1
802はディジタル音声系AGC回路である。アンテナ101で
入力される電波に強弱があると、それに応じて３値識別
回路117の入力も変動し、その結果３値識別回路117を構
成するコンパレータ705,706の基準電圧源707,708の発生
電圧V1,V2の値が最適な基準電圧ではなくなる問題が第
１図の実施例では考えられる。第18図は第１図の受信機
のディジタル音声系にAGC回路を設け、上記対策を行っ
たものである。また映像往診号AGC回路1801は従来のテ
レビジョン受信機に用いられており、ここでは説明の都
合上図に加えたものである。映像信号AGC回路1801は検
波された映像信号を利用して入力電波の強弱を判断し、
それに応じて高周波増幅回路102や中間周波増幅回路105
の利得を制御する。映像信号の電波の強弱と映像信号と
直交関係に変調されたディジタル符号化した音声信号の
強弱は比例しているため、映像信号AGC回路1801のAGC制
御電圧を用いてディジタル音声系のAGCもかけることが
できる。AGC回路1802は、映像信号AGC回路1801のAGC制
御信号を受け、３値識別回路117の入力レベルを一定と
するように利得を制御する。本実施例によれば簡単な回
路構成で検波後のディジタルデータにAGCをかけること
ができ、またAGC回路1802の動作帯域をベースバンド帯
域とすることができる効果がある。 本発明の他の実施例を第19図に示す。第18図と同一符
号のものは同一機能を示し、1901はディジタル音声系AG
C回路である。第19図も第１図の受信機のディジタル音
声系にAGC回路を設けたものであり、映像信号AGC回路18
01のAGC制御電圧を用いる点は第18図と同様であるがAGC
回路の挿入位置をBPF114と同期検波回路115の間とする
点が第18図の例と異なる。第19図の実施例によると簡単
な回路構成でディジタル音声系のAGCをかけることがで
き、また同期検波回路115の入力レベルが一定となるよ
うにAGC回路1901は制御されるため、その一定レベルを
同期検波回路115の最適動作レベルとすれば、同期検波
回路115は常に最良の状態で動作することができる効果
がある。なお、BPF114の前にAGC回路を設けたり、高周
波増幅回路102の利得可変のみで従来テレビジョン受信
回路、ディジタル音声回路の両方ともAGCをかけること
も考えられる。 本発明の他の実施例を第20図に示す。本実施例もディ
ジタル音声系のAGC回路に関する。第18図と同一符号の
ものは同一機能を示し、2001はエンベロープ検出回路で
ある。第20図はAGC回路1802のAGC制御信号をエンベロー
プ検出回路2001を用いて生成する。エンベロープ検出回
路2001の動作を第21図及び第22図を用いて説明する。第
21図のエンベロープ検出回路は３値識別回路の１部を利
用して構成している。第９図と同一符号は同一機能を表
し、2101はS/H回路、2102はAGC制御信号、2103はAGC制
御信号出力端子である。第21図の３値識別回路としての
動作は第９図と同様であり、エンベロープ検出動作につ
いて第22図を用いながら説明する。第22図において
（ａ）は入力端子701より入力される３値ディジタルデ
ータ、（ｂ）はクロック信号902、（ｃ）はS/H回路901
出力、（ｄ）はコンパレータ705出力、（ｅ）はS/H回路
2101出力でありAGC制御信号2102である。今、３値ディ
ジタルデータは第22図（ａ）のように正，負のパルス高
が第20図アンテナ101に入力する電波の強弱に応じて変
化しているとすると、クロック信号902によりサンプル
・ホールドされた３値ディジタルデータも第22図（ｃ）
のようにパルス高が変化する。コンパレータ705により
抽出されたパルスHighの区間は第22図（ｄ）のようにな
り、この信号のHighの期間にS/H回路2101はサンプル動
作Lowの期間にホールド動作をする。これによりS/H回路
2101は３値ディジタルデータのHighレベルのエンベロー
プを第22図（ｅ）に示すように検出することができこの
信号をAGC制御信号に用いることができる。これと同様
にコンパレータ706の出力をS/H回路2101の制御信号に用
いれば３値ディジタルデータのLowレベルのエンベロー
プを検出でき、また、コンパレータ705,706出力のORを
とったものをS/H回路2101の入力とし、S/H回路2101の出
力を全波整流すれば、３値ディジタルデータのHighレベ
ルとLowレベルの両方をAGC制御信号に用いることができ
る。 第20図の実施例によれば、ディジタル音声系の出力を
みながらAGCをかけるため、ディジタル音声系にとって
最適な状態で動作することができ、かつAGC回路1802の
動作帯域はベースバンドディジタルデータの帯域にでき
る効果がある。 本発明の他の実施例を第23図に示す。第19図，第20図
と同一符号のものは同一機能を示す。本実施例もディジ
タル音声系のAGC回路に関し、エンベロープ検出回路200
1を用いる点は第20図と同様であるが、AGC回路の挿入位
置をBPF114と同期検波回路115の間とする点が第20図の
例と異なる。第23図の実施例によると、ディジタル音声
系の出力をみながらAGCをかけるため、ディジタル音声
系にとって最適な状態で動作することができ、また同期
検波回路115の入力レベルが一定となるようにAGC回路19
01は制御されるため、第19図と同様に同期検波回路115
は常に最良の状態で動作できる効果がある。 以上、第18図，第19図，第20図，第23図のAGC回路の
例は第１図の実施例に対して説明したが、第13図，第14
図，第16図の実施例に対しても用いることが可能であ
る。またAGC制御信号を用いて３値識別回路117を構成す
るコンパレータ705,706の基準電圧を制御して、入力レ
ベルの強弱に応じてスライスレベルを最適にすることも
できる。第24図はその実施例であり、第７図と同一符号
は同一機能を示す。2401はデータスライスレベル信号入
力端子であり、AGC制御信号と同様である。2402,2403は
基準電圧制御回路であり、データスライスレベル信号24
01を受けコンパレータ705,706の基準電圧が最適となる
ように調整する。第24図の例によれば、最適なスライス
レベルで３値識別ができる効果がある。 本発明の他の実施例を第25図に示す。 2501はフィルタ、2502は周波数変換回路であり、第１
図と同一符号のものは同一機能を示す。第１図と異なる
点は、ディジタル符号化して多重伝送された音声信号を
復調する周波数を映像信号復調用の周波数より下げるた
めに、フィルタ2501および周波数変換回路2502を設けた
ことである。 本実施例によれば、周波数変換回路103の出力の中間
周波数（日本の地上放送テレビジョンでは58.75MHzが一
般的に多く用いられる）で映像信号の復調を行ない、周
波数変換回路2502の出力のさらに周波数の低い中間周波
（例えば5MHz程度）でディジタル符号化して伝送された
音声信号の復調を行なうので、同期検波回路115に用い
る搬送波再生回路116で再生された搬送波の回路遅延時
間などによる位相誤差が周波数が低くなることにより軽
減され、安定にディジタル符号化して伝送された音声信
号を復調することのできる効果がある。 本発明のさらに他の実施例を第26図に示す。受信信号
は第１図の場合と同一であり、第１図および第25図と同
一符号のものは同一機能を示す。2601は混合回路、2602
は電圧制御形の局部発振器、2603は基準信号発生器、26
04は低域通過フィルタ、第25図の周波数変換回路2502を
混合回路2601と電圧制御形の局部発振器2602で構成す
る。 第25図と異なる点は、第25図では搬送波再生回路116
で映像信号とディジタル符号化した音声信号とが直交関
係で変調伝送された信号から中間周波数に変換された中
間周波信号に含まれる搬送波成分からディジタル符号化
した音声信号で変調された搬送波と位相の一致した搬送
波信号を再生して同期検出回路115で検波しているのに
比べ、第26図ではディジタル符号化した音声信号による
変調と映像信号による変調とが直交関係にあり、ディジ
タル符号化した音声信号による変調の直流成分が少ない
ことを利用して、基準信号発生器2603と搬送波を含む中
間周波信号との位相差を同期検波回路115と低域通過フ
ィルタ2604で検出し、電圧制御形の局部発振器2602に帰
還することで、中間周波数の搬送波を基準信号発生器の
出力と同期させて同期検出回路115の出力を検波出力と
していることにある。 本実施例によれば、基準信号発生器2503の周波数に復
調用の中間周波数が一致する負帰還ループであるため、
周波数変換回路103などの周波数ドリフトによるBPF114
の周波数ずれや復調周波数ドリフトが少なく、第25図に
示す実施例よりさらに安定に復調できる効果がある。 第25図，第26図の例は第１図の実施例に対して説明し
たが第13図，第14図，第16図の実施例に対しても用いる
ことが可能である。 第27図は３値識別回路117、２値変換回路118,符号識
別回路119の機能をもった他の回路例である。第１図，
第７図と同一符号のものは同一機能を示し、2701,2702
はラッチである。第27図の説明を第28図を用いて行う。
第28図において、（ａ）は３値ディジタルデータ、
（ｂ）はコンパレータ705出力、（ｃ）はコンパレータ7
06出力、（ｄ）はクロック信号、（ｅ）はラッチ2701出
力、（ｆ）はラッチ2702出力、（ｇ）は２値ディジタル
データ（RS−フリップフロップ709出力）である。コン
パレータ705,706の出力が得られるまでの動作は第７図
と同様である。コンパレータ705,706出力はラッチ2701,
2702によりクロック再生回路120で再生されたクロック
信号を用いて第28図の（ｄ）のタイミングでラッチさ
れ、クロック信号に同期したディジタル信号となる。以
下ラッチ2701,2702の出力をRS−フリップフロップ709に
第27図のように入力し、第７図と同様の動作でディジタ
ル信号に識別された２値ディジタル符号を復調する。第
27図によれば、簡単な回路構成であり、かつ３値ディジ
タルデータに第28図（ａ）の2801,2802などの不要なノ
イズが混入した場合でもそれがクロック信号の立ち上り
の場所になければ復調した２値ディジタル符号に全く影
響をおよぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効果が
ある。 第29図は３値識別回路117、２値変換回路118の他の回
路例である。第１図，第７図と同一符号のものは同一機
能を示し、2901,2902はゲート、2903はゲート制御回路
である。第30図は第29図の説明のためのタイミング図で
あり、（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパ
レータ705出力、（ｃ）はコンパレータ706出力、（ｄ）
はゲート制御信号、（ｅ）はゲート2901出力、（ｆ）は
ゲート2902出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ（RS−
フリップフロップ709出力）である。コンパレータ705,7
06の出力が得られるまでの動作は第７図と同様である。
コンパレータ705,706出力はゲート2901,2902にそれぞれ
入力されゲートをかけられる。ゲート信号は、クロック
再生回路120より得られるクロックを用いてゲート制御
回路2903でつくられ、第30図（ｄ）に示すようにコンパ
レータ705,706出力の正常なデータの立ち上りをとらえ
るものとする。これによりコンパレータ705,706出力は
それぞれゲート2901,2902により第30図（ｅ），（ｆ）
のようにゲートをかけられ、RS−フリップフロップ709
に送られる。以下は第７図と同様の動作で２値ディジタ
ルデータを復調する。第29図の例によれば、３値ディジ
タルデータに第30図（ａ）の3001,3002などの不要なノ
イズが混入した場合でもそれがゲート信号のゲートONの
間になければ復調した２値ディジタル符号に全く影響を
およぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効果があ
る。なお、ゲート制御回路2903において、ゲート信号の
ゲートパルス間隔のちがうものを複数個設けておき、こ
れを符号誤り率などを監視することでどのパルス間隔を
選らぶかを判別して符号誤り率を最良の状態にすること
もできる。またゲートパルスタイミングを符号誤り率な
どを監視することで変化させていき符号誤り率を最良の
状態にすることもできる。 第31図は３値識別回路117,2値交換回路118の他の回路
例である。第１図，第７図と同一符号のものは同一機能
を示し、3101,3102はメモリ回路、3103はメモリ制御回
路、3104はディジタル信号処理回路である。第31図の例
も第29図と同様に３値ディジタルデータに不要なノイズ
が混入した場合のノイズ除去機能を有する例である。ク
ロック再生回路120によりデータ伝送周期のｎ倍のクロ
ック信号を再生し、これを用いてメモリ制御回路3103は
それぞれコンパレータ705,706出力を１クロック毎に分
割してディジタルデータとしメモリ回路3101,3102に記
憶する。その後、ディジタル信号処理回路3104で正規な
データサンプルポイントに近い、３値ディジタルデータ
のHighの部分を示すセットパルス、またはLowの部分を
示すリセットパルスを選択し、３値ディジタルデータに
混入した不要ノイズを除去する。その後、RS−フリップ
フロップ709で２値ディジタルデータに変換する。第31
図の実施例によれば、種々のディジタル処理をほどこ
し、３値ディジタルデータに混入した不要ノイズを除去
できる効果がある。なお、符号誤り率などを参考にし
て、前記正規なデータサンプルポイントを調整して符号
誤り率が最良となる最適なサンプルポイントを選ぶこと
もできる。また、コンパレータ705,706出力をメモリ制
御回路3103、ディジタル信号処理回路3104に入力し、セ
ットパルスがリセットパルスがくる前に複数個表れたと
きに、また、リセットパルスがセットパルスがくる前に
複数個表れたときに正規なデータサンプルポイントを選
びこともできる。 〔発明の効果〕 本発明によれば振幅変調された搬送波と直交位相関係
の搬送波を搬送波近傍のスペクトルを低減して変調多重
された信号と、前記振幅変調された搬送波を合成伝送さ
れた多重伝送信号から多重信号中の搬送波に同期した信
号で同期検波し、３値識別回路やディジタル復調回路な
どで復調できるので前記振幅変調とは別の前記振幅変調
する信号以外の信号を再生できる効果がある。さらに搬
送波再生回路の応答帯域を、直交多重信号のスペクトル
の搬送波近傍の抑圧された帯域内にできるので安定に搬
送波を再生でき、直交多重された信号を安定に復調でき
る効果がある。
ディジタル符号化した音声などを多重して伝送するに有
効な伝送信号を受信する多重伝送信号再生装置に関す
る。 〔従来の技術〕 ディジタル符号化されたPCM音声と映像信号を多重す
る方法については、昭和58年６月発行財団法人電波技術
協会編の衛星放送受信技術調査会報告書第１部「衛生放
送受信機」などで報告されているが、現行NTSCの映像信
号に5.7272MHzの副搬送波を用いてPCM音声を多重してい
るため、現行応の地上テレビジョン放送の帯域を満足せ
ず、地上テレビジョン放送に用いることは困難である。 一方、現行地上テレビジョン放送への多重伝送の可能
性を昭和58年１月に日本放送出版協会より発行された日
本放送協会編の放送技術双書２「放送方式」の205頁に
記載されているが、高品質音声２チャネルを伝送するた
めの約1Mビット／秒の伝送容量を確保できる方式につい
ては記載されていなかった。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術は、現行地上テレビジョン放送に高品質
の音声信号を多重伝送する方式が無かった。 本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多
重伝送する場合、それらの信号を安定に受信再生するた
めの再生装置を提供することにあり、特に現行地上テレ
ビジョン放送に高品質なディジタル符号化した音声信号
などの信号を多重伝送する伝送方式を安定に受信再生す
るに有効な多重伝送信号再生装置を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、搬送波を振波幅変調する信号以外の多重
信号で前記搬送波と直交位相関係を有した搬送波を変調
した後、前記振幅変調した搬送波と合成して多重伝送さ
れた多重信号を復調する受信機において、搬送波再生回
路と同期検波回路により直交位相関係で多重伝送された
多重伝送信号を検波した後の信号を３値復調回路、また
はディジタル復号回路を用いることにより達成される。
また前記振幅変調した搬送波の検波に搬送波再生型検波
（擬似同期検波ともいう）を用いているものは搬送波再
生回路を構成する搬送波周波数選択回路の選択帯域を搬
送波付近のスペクトルの抑圧された帯域以内に狭くし、
PLL同期検波を用いているものは搬送波再生回路を構成
するPLLの応答周波数帯域を搬送波付近のスペクトルの
抑圧された帯域以内に狭帯域にすることにより達成され
る。 〔作 用〕 同期検波回路と搬送波再生回路により多重された信号
を検波し、その後２つのコンパレータを用いた３値復調
回路またはディジタル復号回路によって多重された信号
を再生することができ、多重伝送する信号の搬送波近傍
のスペクトルが抑圧された帯域内となるように搬送波再
生回路の応答帯域が狭くされているので、多重された伝
送された信号を安定に再生できる。また、搬送波再生型
検波の場合は搬送波周波数の選択帯域を狭くすることに
より、PLL同期検波の場合はPLLの応答周波数帯域を狭く
することによって、振幅変調された搬送波と直交位相関
係の搬送波で多重伝送された直交多重信号からの振幅変
調した搬送波への妨害が軽減されるので、直交変調信号
によって引き起こされた位相変動による振幅変調した搬
送波の位相変動を低減できる。 〔実施例〕 以下、本発明の受信機の一実施例として現状の地上放
送テレビジョンにディジタル符号化した音声信号を多重
伝送した場合の例を第１図に示す。101はアンテナ、102
は高周波増幅回路、103は周波数変換回路、104は受信機
用の再生IFフィルタ、105は中間周波増幅回路、106は映
像信号検波回路、107は映像信号増幅回路、108は色差信
号復調回路、109は原色信号復調回路、110はブラウン
管、111は音声中間周波増幅回路、112は音声FM検波回
路、113は音声信号出力端子、114は帯域通過フィルタ、
115は同期検波回路、116は搬送波再生回路、117は３値
識別回路、118は２値変換回路、119は符号識別回路、12
0はクロック再生回路、121はディジタル信号処理回路、
122はディジタル・アナログ変換回路（以下DACと略
す）、123はディジタル符号化して伝送された音声信号
の出力端子である。 アンテナ101より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路102で増幅し、周波数変換回路103で復調用の中
間周波に周波数変換し、受信機用の再生IFフィルタ104
を介し、中間周波増幅回路105で増幅する。選局は周波
数変換回路103の局部発振周波数を変えることで行われ
る。中間周波増幅回路105で増幅された信号から映像信
号帯域については映像信号検波回路106で検波し、映像
信号増幅回路107の出力の輝度信号と色差信号復調回路1
08の出力の色差信号とから原色信号復調回路109でR,G,B
の三原色を得、ブラウン管110に映し出す。 一方、音声信号帯域については、音声中間周波数増幅
回路111で増幅し、音声FM検波回路112で検波復調して音
声信号出力端子113に音声信号を得る。以上は従来のテ
レビジョン受信機と同一である。 以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調す
るために、周波数変換回路103の出力を帯域通過フィル
タ114により多重伝送されたディジタル符号化した音声
信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路115におい
て、搬送波再生回路116で再生された搬送波に同期した
信号を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分で変
調された信号を検波復調する。その復調波形を３値識別
回路117で＋1,0,−１の３つの状態に識別する。この３
値ディジタル信号を２値変換回路118で＋1,0の２値ディ
ジタル信号に変換する。３値識別回路117と２値変換回
路118の詳しい説明はあとで行う。２値変換回路118にお
いて２値に変換されたディジタル信号は符号識別回路11
9とクロック再生回路120を用いて誤り率の少ない点（い
わゆるアイパターンの最大開口部）でディジタル符号に
する。ディジタル符号はディジタル信号処理回路121で
伝送途中で生じた誤りを誤検出訂正符号を用いて検出訂
正する。誤り検出訂正された後のディジタル信号をDAC1
22でアナログ信号に変換して音声信号に戻し、ディジタ
ル符号化した音声信号の出力端子123に得る。本実施例
によれば、搬送波再生回路116の搬送波周波数選択帯域
またはPLLの応答周波数帯域は直交多重信号のスペクト
ルが抑圧されている帯域内なので安定に直交多重信号を
受信できる効果がある。 上記受信機の一実施例で受信される信号を発生する送
信機の例を第２図に示す。201は音声信号入力端子、202
はFM変調器、203は音声信号搬送波発生器、204は映像信
号入力端子、205はマトリックス回路、206は輝度信号処
理回路、207は色差信号処理回路、208は加算回路、209
は映像変調器、210は映像信号搬送波発生器、211はディ
ジタル符号化して伝送する音声信号の入力端子、212は
アナログ・ディジタル変換器（以下ADCと略す）、213は
ディジタル信号処理回路、214は３値変換回路、215は低
域通過フィルタ、216は90度移相器、217はディジタル符
号化した音声信号用の変調器、218は加算器、219は残留
側波帯振幅変調用の送信VSBフィルタ、220は加算器、22
1はアンテナ、222はイコライザである。 音声信号入力端子201からの音声信号で音声信号搬送
波発生器203からの音声用搬送波をFM変調器202において
FM変調する。映像入力端子204に入力されたRGBの三原色
信号をマトリックス205で輝度信号と色差信号とに分け
おのおの輝度信号処理回路206と色差信号処理回路207で
処理した後、加算器208で加算する。加算後の信号で映
像信号搬送波発生器210からの搬送波を映像変調器209を
用いて変調し送信VSBフィルタ219でテレビジョン放送帯
域に帯域制限して加算器220で音声信号と加算してアン
テナ221より送信する。 以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送
と同一である。以上の信号に高品質な音声を伝送するた
めに以下を追加する。 多重する音声信号を入力端子211に加え、音声信号をA
DC212でディジタル信号に変換し、ディジタル信号処理
回路213で伝送中に生じる誤りを検出訂正するための符
号を追加したり、インタリーブ処理をほどこす。処理後
のディジタル符号は３値変換回路214で＋1,0の２値ディ
ジタル信号から＋1,0,−１の３値ディジタル信号に変換
し、３値ディジタル信号のペクトル帯域に適した低域通
過フィルタ215を介して不要な高域成分を削除する。こ
のディジタル符号化した音声で、移相器216を介して90
度移相された映像信号搬送波をディジタル符号化した音
声信号用の変調器217で変調し、受信機の再生IFフィル
タ104の特性による直交性への影響を防ぐため再生IFフ
ィルタの逆特性を有したイコライザ222を通し、加算器2
18を用いて映像信号で変調された搬送波と加算する。そ
の結果、映像用の搬送波は、映像信号とディジタル符号
化した音声信号と直交関係で変調されることとなる。 変調されるスペクトルを第３図に示し、映像搬送波の
映像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態
のベクトル図を第４図に示す。 第３図の301は映像信号のVSBフィルタ後のスペクト
ル、302はFM変調された音声信号のスペクトル、303はデ
ィジタル符号化した音声信号のスペクトルを示す。304
については後で説明する。ここで、映像信号スペクトル
301とディジタル符号化した音声信号のスペクトル302と
は直交で多重するため第３図では２段に分けて示し、デ
ィジタル符号化した音声信号のスペクトルは、イコライ
ザ222の影響を考慮していない。 第３図において、映像搬送波に対して−0.75MHz以下
のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とするVS
Bフィルタによって減衰されている。4.2MHzまでは映像
信号が4.5MHz近傍には音声搬送波がFM変調されたスペク
トラムが存在している。映像搬送波に対して±0.75MHz
については両側波帯が送信されるため、一般の振幅変調
（DSB）と考えて良い。その両側波帯を有している搬送
波に直交して±0.75MHz以内の信号をディジタル符号の
１と０に相当させて振幅Ａと−Ａとで搬送波抑圧振幅変
調すると、映像信号搬送波のベクトルは映像信号を１と
した場合 cos ω ct ± A sin ω ct （１） となる。ここでω cは搬送波の角周波数である。このよ
うすを第４図に示す。 （１）式を展開すると である。 ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した
音声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がcos
ω ctで同期検波しているものについてはＡの値にかか
わらずcos ω ctの係数のみ（すなわち映像信号のみ）
が再生され妨害とはならない。また映像信号検波回路が
包絡線検波をしているものについてはＡの値を１より下
げることで妨害を軽減できる。例えばＡを0.1とする
と、 となり、１に比べて0.005の信号（約−40dB）が影響す
るが、映像信号の信号の信号レベル対雑音の比（以下SN
比と呼ぶ）は40dB以上あれば実用上問題ないと考える。
さらに、Ａを0.1より下げればさらに映像信号への影響
は少なくなる。 一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨
害は、第１図に示すように同期検波回路115で搬送波に
直交した成分のみを復調することで排除できる。SN比に
ついて考えると、映像信号のSN比が40dBが実用レベルと
すると、帯域幅がディジタル符号化した音声信号の伝送
帯域幅1MHzに比べ約４倍であるため、ディジタル符号化
した音声信号のSN比は46dBとなるが、変調レベルＡを0.
1とすると伝送SN比は26dB程度となる。また、ディジタ
ル信号のSN比とビットエラーレートとの関係を一般的な
二値信号で考えてもSN比が17.4dBでビットエラーレート
が１×10-4である。映像信号のSN比が40dBの場合にはデ
ィジタル符号化した音声信号の伝送SN比は26dBであり、
ディジタル信号の伝送として実用上充分な値である。 次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル303
及び３値変換回路214について考える。ディジタル符号
化した音声信号のスペクトル303は第３図に示すように
搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとする。
これは、変調器217で変調する前のベースバンドディジ
タル信号の低域成分を抑圧することで表現でき、３値変
換回路214は２値のディジタル信号を３値に変換するこ
とで、伝送容量を減らすことなく低域成分を抑圧するこ
とができる。 第５図は上で述べた機能を有する３値変換回路214の
一例である。501は２値ディジタルデータ入力、502は遅
延回路,503,504はインバータ、505,506はAND回路、507
はインバータ、508は加算器、509は３値ディジタルデー
タ出力である。第５図の動作を第６図のタイミングチャ
ートを用いて説明する。第６図（ａ）は２値ディジタル
データを波形、（ｂ）は遅延回路502出力、（ｃ）はAND
回路505出力、（ｄ）はインバータ507出力、（ｅ）は３
値ディジタルデータ波形（加算器508出力）である。
（ａ）図に示す２値ディジタルデータは遅延回路502に
より時間τだけ遅延を受け（ｂ）図に示すタイミング波
形となる。ここで時間τは１データ長Ｔと同じか短い時
間とする。アンド回路505で２値ディジタルデータ
（ａ）と遅延回路出力（ｂ）のインバートのアンドをと
り２値ディジタルデータ（ａ）の立ち上がりエッジを
（ｃ）図のように検出する。同様にアンド回路506で２
値ディジタルデータのインバートと遅延回路出力（ｂ）
のアンドをとり２値ディジタルデータ（ａ）の立ち下が
りエッジを検出し、これをインバータ507で反転して
（ｄ）図の波形を得る。加算器508で（ｃ）図の波形と
（ｄ）図の波形を加算すると（ｅ）図に示す３値ディジ
タルデータとなる。（ａ）図と（ｅ）図を見比べると、
３値ディジタルデータは２値ディジタルデータの立ち上
がりエッジでHigh（＋１）、立ち下がりエッジでLow
（−１）のパルスをパルス幅τで発生し、その他ではHi
ghとLowの中間電位（０）となっていることがわかる。
このように２値ディジタルデータを３値ディジタルデー
タに変換することによりベースバンドディジタル信号の
低域成分を抑圧することができ、これから不要高周波成
分をLPF215で除去して、ディジタル符号化した音声信号
用の変調器217で変調することにより搬送波周波数付近
のスペクトルを抑圧したディジタル符号化した音声信号
のスペクトル303が得られる。 次に第５図の回路構成で搬送波近傍の周波数成分を低
減した場合の効果について説明する。第３図304は、搬
送波再生型検波の場合は搬送波再生回路を構成する搬送
波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域を、あるいは
PLL同期検波の場合は搬送波再生回路を構成するPLLの周
波数応答帯域を表す。帯域304内に搬送波周波数成分以
外の信号が含まれている場合、それらは搬送波再生の妨
害となり、映像検波特性を劣化させる原因となる。ディ
ジタル符号化した音声信号のスペクトル303はこの妨害
成分となるため、応答帯域304の帯域内のスペクトルが
より多く抑圧されることが望ましい。このように、ディ
ジタル符号化した音声信号のスペクトル303の搬送波周
波数部分のスペクトルを抑圧した帯域内に搬送波周波数
選択帯域またはPLLの周波数応答帯域を選ぶことにより
直交多重したディジタル符号化した音声信号からの妨害
が軽減できる効果がある。 第７図は第１図の３値識別回路117及び２値変換回路1
18の一実施例を示す。117は３値識別回路、118は２値変
換回路であり、701は３値ディジタルデータ入力端子、7
02は直流カット用のコンデンサ、703は直流動作点をOV
（GND）にするための抵抗、704はアンプ、705,706はコ
ンパレータ、707,708は基準電圧源、709はRS−フリップ
フロップ、710は２値ディジタルデータ出力端子であ
る。第８図は第７図の動作説明図である。第８図（ａ）
は帯域制限を受けた３値ディジタルデータ（アンプ704
出力）、（ｂ）はコンパレータ705出力、（ｃ）はコン
パレータ706出力、（ｄ）は２値ディジタルデータ（RS
−フリップフロップ709出力）である。入力端子701より
入力された３値ディジタルデータはコンデンサ702で直
流カットされる。３値ディジタルデータは低域成分を含
んでいないため抵抗703により動作点がOVとなり、アン
プ704で増幅され第８図（ａ）の波形を得る。アンプ704
の出力はコンパレータ705、706にそりそれぞれ基準電圧
源707,708で発生する電圧V1,V2と第７図に示す極性で比
較される。基準電圧源707で発生する電圧V1及び基準電
圧源708で発生する電圧V2は第８図（ａ）に示すように
それぞれ符号誤り率が最少となるように電圧値に調整し
ておく。コンパレータ705,706の出力はそれぞれ第８図
（ｂ），（ｃ）のようになり、コンパレータ705は３値
ディジタルデータの＋１を、コンパレータ706は３値デ
ィジタルデータの−１を識別する。識別された信号は２
値変換回路118に送られる。今、３値ディジタルデータ
が第５図に示すように変調されているとすると、２値変
換回路118はRS−フリップフロップで構成される。すな
わち、３値ディジタルデータの＋１は２値ディジタルデ
ータの立ち上りを、３値ディジタルデータの−１は２値
ディジタルデータの立ち下りを意味するため、立ち上り
情報であるコンパレータ705出力をRS−フリップフロッ
プのセット端子Ｓに、立ち下り情報であるコンパレータ
706出力をRS−フリップフロップのリセット端子Ｒに入
力することにより、RS−フリップフロップの出力端子か
ら第８図（ｄ）に示す２値ディジタルデータを復調する
ことができる。 第９図は３値識別回路117,2値変換回路118及び符号識
別回路119の機能をもった回路例である。第１図，第７
図と同一符号のものは同一機能を示し、901はサンプル
・ホールド回路（以下S/H回路と略す）、902はクロック
信号である。第９図の説明を第10図を用いて行う。第10
図（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロック信
号、（ｃ）はS/H回路901出力、（ｄ）はコンパレータ70
5出力、（ｅ）はコンパレータ706出力、（ｆ）は２値デ
ィジタルデータ（RS−フリップフロップ118出力）であ
る。S/H回路901は第10図（ｂ）に示すようなクロック信
号902の立ち上りエッジでサンプルし、次のサンプルま
でその値をホールドする。クロック再生回路120で再生
されたクロック信号902は１データ長Ｔを１周期とした
信号であり、クロックの立ち上りは符号誤り率の少ない
点（いわゆるアイパターンの最大開口部）に位置する。
S/H回路901出力は第10図（ｃ）に示すものであり、入力
端子701で入力した３値ディジタルデータをクロック信
号902に同期した３値のディジタル符号に識別する。以
下３値ディジタル符号はコンパレータ705,706に入力さ
れ第７図で説明した動作と同様に３値ディジタル符号を
＋1,0,−１に識別し２値ディジタル符号（第10図
（ｆ））に変換する。第９図の回路を用いることによ
り、第10図1001に示すようなノイズが生じた場合におい
てもそのノイズの位置がS/H回路901のサンプル点からは
ずれていれば全く復調した２値ディジタル符号に影響を
およぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効果があ
る。 第11図は３値識別回路117,2値変換回路118及び符号識
別回路119の機能をもった他の回路例である。第９図と
同一符号のものは同一機能を示し、1101はS/H回路、110
2はウインド・コンパレータ、1103,1104は加算器、1105
は中間レベル検出信号である。 第11図の基本動作は第９図と同様であるため、第９図
と異なる動作をする部分を第12図を用いて説明する。 第12図において（ａ）は３値ディジタルデータ、
（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はS/H回路901出力、
（ｄ）はウインド・コンパレータ出力（中間レベル検出
信号1105）である。今、アンテナ101で受けた信号が空
間伝送路や他の原因によりひずみを受けており、そのた
め入力端子701に入力される３値ディジタルデータが第1
2図（ａ）に示すように中間レベルに対してHighレベル
のパルスの方がLowレベルのパルスよりも高くなった場
合を考える。この時、３値ディジタルデータはDC成分を
含んだ信号となりコンデンサ702でDCカットし抵抗703で
動作点を決めた場合、第12図（ａ）に示すような中間レ
ベルがOVとならない信号となる。この信号をS/H回路901
を用いて第12図（ｂ）のクロック信号902の立ち上りエ
ッジでサンプルし次のサンプル点までその値をホールド
すると第12図（ｃ）に示す波形となり、中間レベルで△
Ｖのオフセットを持つ信号となる。第12図（ｃ）の信号
はコンパレータ705,706の入力となるとともに、ウイン
ド・コンパレータ1102,S/H回路1101の入力となる。ウイ
ンドコンパレータ1102は第12図（ｃ）の信号から中間レ
ベル部分を検出しその期間だけHighレベルを第12図
（ｄ）のように出力する。なお、中間レベル検出信号11
05はコンパレータ705,706出力からもつくることが可能
である。S/H回路1101はこのウインド・コンパレータ110
2の出力を受けウインド・コンパレータ1102の出力がHig
hの期間でサンプルしLowの期間はホールドとする。 このように動作することでS/H回路1101は３値ディジ
タルデータの中間レベルのオフセット△Ｖを抽出するこ
とができる。ここで基準電圧源707の出力V1、基準電圧
源708の出力V2はOV（GND）を基準として設定されている
ため３値ディジタルデータの中間レベルに△Ｖのオフセ
ットがあるとそれだけ誤差となる。したがってその誤差
成分である△Ｖを加算器1103,1104を用いてそれぞれ基
準電圧源707出力V1,基準電圧源V7082と加算すれば最適
な基準電圧をコンパレータ705,706に与えることができ
る。以上述べたように第11図の回路構成によれば３値デ
ィジタルデータの中間レベルに対するHigh,Lowのパルス
高のアンバランスの影響を打ち消すことができ、最適な
基準電圧を用いて３値ディジタル信号の３値識別を行う
ことができる。なお、第11図の誤差電圧打ち消し回路は
第７図の３値識別回路に用いることもできる。 本発明の他の実施例を第13図に示す。第１図と同一符
号のものは同一機能を表し、第１図と異なる点はクロッ
ク再生回路120の入力を２値変換回路118により得ている
点である。この構成によるとクロック再生回路120をデ
ィジタル回路で構成できる効果がある。 第14図は本発明の他の実施例である。第１図と同一符
号は同一機能を表し、1401はディジタル復調回路であ
る。第１図と異なる点について説明する。同期検波回路
115により検波復調された信号は符号識別回路119とクロ
ック再生回路120に入力され、符号識別回路119とクロッ
ク再生回路120を用いて誤り率の少ない点（いわゆるア
イパターンの最大開口部）でディジタル符号にする。こ
のディジタル符号は低域成分を抑圧するようなディジタ
ル変調を受けておりディジタル復調回路1401を用いてこ
れを復調し変調前のディジタル符号を得、ディジタル信
号処理回路121で伝送途中で生じた誤りを誤り検出訂正
符号を用いて検出訂正しDAC122でアナログ信号に変換し
て音声信号を出力端子123より得る。 上記受信機の一実施例で受信できる信号を発生する送
信機の例を第15図に示す。第２図と同一符号は同一機能
を示し、1501はディジタル変調回路である。第２図と異
なる点について説明する。ディジタル信号処理回路213
により伝送中に生じる誤りを検出訂正するための符号の
追加やインタリーブ処理をほどこしたディジタル符号は
ディジタル変調回路1501によって低域成分を抑圧するよ
うなディジタル変調方式、例えばFM変調方式やZM変調方
式を用いてディジタル変調を行う。なおFM変調方式やZM
変調方式については例えば1978.12.11号日経エレクトロ
ニクスP126〜P164「ディジタル磁気記録の変復調方式」
に述べられているためここでは説明を省略する。ディジ
タル変調回路1501出力はLPF215で不要高周波成分を除去
し、ディジタル符号化した音声信号用の変調器217で変
調することにより搬送波周波数部分のスペクトルを抑圧
したディジタル符号化した音声信号のスペクトル第３図
303が得られる。以下第２図と同様の動作である。 第14図の実施例の場合良好なSN比で受信再生できる効
果がある。 第16図は本発明の他の実施例であり、第１図，第14図
と同一符号は同一機能を示し、1601は多値復調回路であ
る。本実施例で受信できる信号を発生する送信機の例を
第17図に示す。第２図，第15図と同一符号は同一機能を
示し、1701は多値変調回路である。ディジタル変調回路
1501は第15図と同様の動作であるが、ディジタル変調を
行うことにより低域成分を抑圧させることができる反
面、伝送容量を一定とすると伝送帯域が広がってしま
う。そこで多値変調回路1701により多値方式やデュオバ
イナリー符号などの符号間干渉を積極的に利用するパー
シャルレスポンス方式を用いて伝送帯域の圧縮などを行
い、伝送容量を回復することができる。多値変調回路17
01の出力はLPF215に入力され、以下は第15図と同様の動
作である。第16図の受信回路は第17図からの送信信号を
受け、同期検波回路115により検波復調された信号は、
多値復調回路1601に入力し、ディジタル変調されたディ
ジタルデータを復調する。以下は第14図の動作と同様で
ある。なお、パーシャルレスポンス方式については、昭
和56年９月発行オーム社版「現代ディジタル通信方式」
のP137〜P142などに示されているので詳細は省略する。
第14図の実施例によれば伝送容量を減らすことなく低域
成分を抑圧できる効果がある。 本発明の他の実施例を第18図に示す。第１図と同一符
号のものは同一機能を示し、1801は映像信号AGC回路、1
802はディジタル音声系AGC回路である。アンテナ101で
入力される電波に強弱があると、それに応じて３値識別
回路117の入力も変動し、その結果３値識別回路117を構
成するコンパレータ705,706の基準電圧源707,708の発生
電圧V1,V2の値が最適な基準電圧ではなくなる問題が第
１図の実施例では考えられる。第18図は第１図の受信機
のディジタル音声系にAGC回路を設け、上記対策を行っ
たものである。また映像往診号AGC回路1801は従来のテ
レビジョン受信機に用いられており、ここでは説明の都
合上図に加えたものである。映像信号AGC回路1801は検
波された映像信号を利用して入力電波の強弱を判断し、
それに応じて高周波増幅回路102や中間周波増幅回路105
の利得を制御する。映像信号の電波の強弱と映像信号と
直交関係に変調されたディジタル符号化した音声信号の
強弱は比例しているため、映像信号AGC回路1801のAGC制
御電圧を用いてディジタル音声系のAGCもかけることが
できる。AGC回路1802は、映像信号AGC回路1801のAGC制
御信号を受け、３値識別回路117の入力レベルを一定と
するように利得を制御する。本実施例によれば簡単な回
路構成で検波後のディジタルデータにAGCをかけること
ができ、またAGC回路1802の動作帯域をベースバンド帯
域とすることができる効果がある。 本発明の他の実施例を第19図に示す。第18図と同一符
号のものは同一機能を示し、1901はディジタル音声系AG
C回路である。第19図も第１図の受信機のディジタル音
声系にAGC回路を設けたものであり、映像信号AGC回路18
01のAGC制御電圧を用いる点は第18図と同様であるがAGC
回路の挿入位置をBPF114と同期検波回路115の間とする
点が第18図の例と異なる。第19図の実施例によると簡単
な回路構成でディジタル音声系のAGCをかけることがで
き、また同期検波回路115の入力レベルが一定となるよ
うにAGC回路1901は制御されるため、その一定レベルを
同期検波回路115の最適動作レベルとすれば、同期検波
回路115は常に最良の状態で動作することができる効果
がある。なお、BPF114の前にAGC回路を設けたり、高周
波増幅回路102の利得可変のみで従来テレビジョン受信
回路、ディジタル音声回路の両方ともAGCをかけること
も考えられる。 本発明の他の実施例を第20図に示す。本実施例もディ
ジタル音声系のAGC回路に関する。第18図と同一符号の
ものは同一機能を示し、2001はエンベロープ検出回路で
ある。第20図はAGC回路1802のAGC制御信号をエンベロー
プ検出回路2001を用いて生成する。エンベロープ検出回
路2001の動作を第21図及び第22図を用いて説明する。第
21図のエンベロープ検出回路は３値識別回路の１部を利
用して構成している。第９図と同一符号は同一機能を表
し、2101はS/H回路、2102はAGC制御信号、2103はAGC制
御信号出力端子である。第21図の３値識別回路としての
動作は第９図と同様であり、エンベロープ検出動作につ
いて第22図を用いながら説明する。第22図において
（ａ）は入力端子701より入力される３値ディジタルデ
ータ、（ｂ）はクロック信号902、（ｃ）はS/H回路901
出力、（ｄ）はコンパレータ705出力、（ｅ）はS/H回路
2101出力でありAGC制御信号2102である。今、３値ディ
ジタルデータは第22図（ａ）のように正，負のパルス高
が第20図アンテナ101に入力する電波の強弱に応じて変
化しているとすると、クロック信号902によりサンプル
・ホールドされた３値ディジタルデータも第22図（ｃ）
のようにパルス高が変化する。コンパレータ705により
抽出されたパルスHighの区間は第22図（ｄ）のようにな
り、この信号のHighの期間にS/H回路2101はサンプル動
作Lowの期間にホールド動作をする。これによりS/H回路
2101は３値ディジタルデータのHighレベルのエンベロー
プを第22図（ｅ）に示すように検出することができこの
信号をAGC制御信号に用いることができる。これと同様
にコンパレータ706の出力をS/H回路2101の制御信号に用
いれば３値ディジタルデータのLowレベルのエンベロー
プを検出でき、また、コンパレータ705,706出力のORを
とったものをS/H回路2101の入力とし、S/H回路2101の出
力を全波整流すれば、３値ディジタルデータのHighレベ
ルとLowレベルの両方をAGC制御信号に用いることができ
る。 第20図の実施例によれば、ディジタル音声系の出力を
みながらAGCをかけるため、ディジタル音声系にとって
最適な状態で動作することができ、かつAGC回路1802の
動作帯域はベースバンドディジタルデータの帯域にでき
る効果がある。 本発明の他の実施例を第23図に示す。第19図，第20図
と同一符号のものは同一機能を示す。本実施例もディジ
タル音声系のAGC回路に関し、エンベロープ検出回路200
1を用いる点は第20図と同様であるが、AGC回路の挿入位
置をBPF114と同期検波回路115の間とする点が第20図の
例と異なる。第23図の実施例によると、ディジタル音声
系の出力をみながらAGCをかけるため、ディジタル音声
系にとって最適な状態で動作することができ、また同期
検波回路115の入力レベルが一定となるようにAGC回路19
01は制御されるため、第19図と同様に同期検波回路115
は常に最良の状態で動作できる効果がある。 以上、第18図，第19図，第20図，第23図のAGC回路の
例は第１図の実施例に対して説明したが、第13図，第14
図，第16図の実施例に対しても用いることが可能であ
る。またAGC制御信号を用いて３値識別回路117を構成す
るコンパレータ705,706の基準電圧を制御して、入力レ
ベルの強弱に応じてスライスレベルを最適にすることも
できる。第24図はその実施例であり、第７図と同一符号
は同一機能を示す。2401はデータスライスレベル信号入
力端子であり、AGC制御信号と同様である。2402,2403は
基準電圧制御回路であり、データスライスレベル信号24
01を受けコンパレータ705,706の基準電圧が最適となる
ように調整する。第24図の例によれば、最適なスライス
レベルで３値識別ができる効果がある。 本発明の他の実施例を第25図に示す。 2501はフィルタ、2502は周波数変換回路であり、第１
図と同一符号のものは同一機能を示す。第１図と異なる
点は、ディジタル符号化して多重伝送された音声信号を
復調する周波数を映像信号復調用の周波数より下げるた
めに、フィルタ2501および周波数変換回路2502を設けた
ことである。 本実施例によれば、周波数変換回路103の出力の中間
周波数（日本の地上放送テレビジョンでは58.75MHzが一
般的に多く用いられる）で映像信号の復調を行ない、周
波数変換回路2502の出力のさらに周波数の低い中間周波
（例えば5MHz程度）でディジタル符号化して伝送された
音声信号の復調を行なうので、同期検波回路115に用い
る搬送波再生回路116で再生された搬送波の回路遅延時
間などによる位相誤差が周波数が低くなることにより軽
減され、安定にディジタル符号化して伝送された音声信
号を復調することのできる効果がある。 本発明のさらに他の実施例を第26図に示す。受信信号
は第１図の場合と同一であり、第１図および第25図と同
一符号のものは同一機能を示す。2601は混合回路、2602
は電圧制御形の局部発振器、2603は基準信号発生器、26
04は低域通過フィルタ、第25図の周波数変換回路2502を
混合回路2601と電圧制御形の局部発振器2602で構成す
る。 第25図と異なる点は、第25図では搬送波再生回路116
で映像信号とディジタル符号化した音声信号とが直交関
係で変調伝送された信号から中間周波数に変換された中
間周波信号に含まれる搬送波成分からディジタル符号化
した音声信号で変調された搬送波と位相の一致した搬送
波信号を再生して同期検出回路115で検波しているのに
比べ、第26図ではディジタル符号化した音声信号による
変調と映像信号による変調とが直交関係にあり、ディジ
タル符号化した音声信号による変調の直流成分が少ない
ことを利用して、基準信号発生器2603と搬送波を含む中
間周波信号との位相差を同期検波回路115と低域通過フ
ィルタ2604で検出し、電圧制御形の局部発振器2602に帰
還することで、中間周波数の搬送波を基準信号発生器の
出力と同期させて同期検出回路115の出力を検波出力と
していることにある。 本実施例によれば、基準信号発生器2503の周波数に復
調用の中間周波数が一致する負帰還ループであるため、
周波数変換回路103などの周波数ドリフトによるBPF114
の周波数ずれや復調周波数ドリフトが少なく、第25図に
示す実施例よりさらに安定に復調できる効果がある。 第25図，第26図の例は第１図の実施例に対して説明し
たが第13図，第14図，第16図の実施例に対しても用いる
ことが可能である。 第27図は３値識別回路117、２値変換回路118,符号識
別回路119の機能をもった他の回路例である。第１図，
第７図と同一符号のものは同一機能を示し、2701,2702
はラッチである。第27図の説明を第28図を用いて行う。
第28図において、（ａ）は３値ディジタルデータ、
（ｂ）はコンパレータ705出力、（ｃ）はコンパレータ7
06出力、（ｄ）はクロック信号、（ｅ）はラッチ2701出
力、（ｆ）はラッチ2702出力、（ｇ）は２値ディジタル
データ（RS−フリップフロップ709出力）である。コン
パレータ705,706の出力が得られるまでの動作は第７図
と同様である。コンパレータ705,706出力はラッチ2701,
2702によりクロック再生回路120で再生されたクロック
信号を用いて第28図の（ｄ）のタイミングでラッチさ
れ、クロック信号に同期したディジタル信号となる。以
下ラッチ2701,2702の出力をRS−フリップフロップ709に
第27図のように入力し、第７図と同様の動作でディジタ
ル信号に識別された２値ディジタル符号を復調する。第
27図によれば、簡単な回路構成であり、かつ３値ディジ
タルデータに第28図（ａ）の2801,2802などの不要なノ
イズが混入した場合でもそれがクロック信号の立ち上り
の場所になければ復調した２値ディジタル符号に全く影
響をおよぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効果が
ある。 第29図は３値識別回路117、２値変換回路118の他の回
路例である。第１図，第７図と同一符号のものは同一機
能を示し、2901,2902はゲート、2903はゲート制御回路
である。第30図は第29図の説明のためのタイミング図で
あり、（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパ
レータ705出力、（ｃ）はコンパレータ706出力、（ｄ）
はゲート制御信号、（ｅ）はゲート2901出力、（ｆ）は
ゲート2902出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ（RS−
フリップフロップ709出力）である。コンパレータ705,7
06の出力が得られるまでの動作は第７図と同様である。
コンパレータ705,706出力はゲート2901,2902にそれぞれ
入力されゲートをかけられる。ゲート信号は、クロック
再生回路120より得られるクロックを用いてゲート制御
回路2903でつくられ、第30図（ｄ）に示すようにコンパ
レータ705,706出力の正常なデータの立ち上りをとらえ
るものとする。これによりコンパレータ705,706出力は
それぞれゲート2901,2902により第30図（ｅ），（ｆ）
のようにゲートをかけられ、RS−フリップフロップ709
に送られる。以下は第７図と同様の動作で２値ディジタ
ルデータを復調する。第29図の例によれば、３値ディジ
タルデータに第30図（ａ）の3001,3002などの不要なノ
イズが混入した場合でもそれがゲート信号のゲートONの
間になければ復調した２値ディジタル符号に全く影響を
およぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効果があ
る。なお、ゲート制御回路2903において、ゲート信号の
ゲートパルス間隔のちがうものを複数個設けておき、こ
れを符号誤り率などを監視することでどのパルス間隔を
選らぶかを判別して符号誤り率を最良の状態にすること
もできる。またゲートパルスタイミングを符号誤り率な
どを監視することで変化させていき符号誤り率を最良の
状態にすることもできる。 第31図は３値識別回路117,2値交換回路118の他の回路
例である。第１図，第７図と同一符号のものは同一機能
を示し、3101,3102はメモリ回路、3103はメモリ制御回
路、3104はディジタル信号処理回路である。第31図の例
も第29図と同様に３値ディジタルデータに不要なノイズ
が混入した場合のノイズ除去機能を有する例である。ク
ロック再生回路120によりデータ伝送周期のｎ倍のクロ
ック信号を再生し、これを用いてメモリ制御回路3103は
それぞれコンパレータ705,706出力を１クロック毎に分
割してディジタルデータとしメモリ回路3101,3102に記
憶する。その後、ディジタル信号処理回路3104で正規な
データサンプルポイントに近い、３値ディジタルデータ
のHighの部分を示すセットパルス、またはLowの部分を
示すリセットパルスを選択し、３値ディジタルデータに
混入した不要ノイズを除去する。その後、RS−フリップ
フロップ709で２値ディジタルデータに変換する。第31
図の実施例によれば、種々のディジタル処理をほどこ
し、３値ディジタルデータに混入した不要ノイズを除去
できる効果がある。なお、符号誤り率などを参考にし
て、前記正規なデータサンプルポイントを調整して符号
誤り率が最良となる最適なサンプルポイントを選ぶこと
もできる。また、コンパレータ705,706出力をメモリ制
御回路3103、ディジタル信号処理回路3104に入力し、セ
ットパルスがリセットパルスがくる前に複数個表れたと
きに、また、リセットパルスがセットパルスがくる前に
複数個表れたときに正規なデータサンプルポイントを選
びこともできる。 〔発明の効果〕 本発明によれば振幅変調された搬送波と直交位相関係
の搬送波を搬送波近傍のスペクトルを低減して変調多重
された信号と、前記振幅変調された搬送波を合成伝送さ
れた多重伝送信号から多重信号中の搬送波に同期した信
号で同期検波し、３値識別回路やディジタル復調回路な
どで復調できるので前記振幅変調とは別の前記振幅変調
する信号以外の信号を再生できる効果がある。さらに搬
送波再生回路の応答帯域を、直交多重信号のスペクトル
の搬送波近傍の抑圧された帯域内にできるので安定に搬
送波を再生でき、直交多重された信号を安定に復調でき
る効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例のテレビジョン受信機のブロ
ック図、第２図はテレビジョン信号発生装置のブロック
図、第３図は本発明の説明のためのスペクトル図、第４
図は本発明の説明のためのベクトル図、第５図は第２図
の主要部分のブロック図、第６図は第５図の説明のため
のタイミング図、第７図は本発明の主要部分の一実施例
図、第８図は第７図の説明のためのタイミング図、第９
図は本発明の主要部分の他のブロック図、第10図は第９
図の説明のためのタイミング図、第11図は、本発明の主
要部分の他の例のブロック図、第12図は第11図の説明の
ためのタイミング図、第13図は本発明の他の実施例のテ
レビジョン受信機のブロック図、第14図は本発明の他の
実施例のテレビジョン受信機のブロック図、第15図はテ
レビジョン信号発生装置の他の例のブロック図、第16図
は本発明の他の実施例のテレビジョン受信機のブロック
図、第17図はテレビジョン信号発生装置の他の例のブロ
ック図、第18図は本発明の他の実施例のテレビジョン受
信機のブロック図、第19図は本発明の他の実施例のテレ
ビジョン受信機のブロック図、第20図は本発明の他の実
施例のテレビジョン受信機のブロック図、第21図は第20
図の主要部分のブロック図、第22図は第21図の説明のた
めのタイミング図、第23図は本発明の他の実施例のテレ
ビジョン受信機のブロック図、第24図は本発明の主要部
分のブロック図、第25図は本発明の他の実施例のテレビ
ジョン受信機のブロック図、第26図は本発明の他の実施
例のテレビジョン受信機のブロック図、第27図は、本発
明の主要部分の他の例のブロック図、第28図は、第27図
の説明ためのタイミング図、第29図は、本発明の主要部
分の他の例のブロック図、第30図は、第29図の説明のた
めのタイミング図、第31図は、本発明の主要部分の他の
例のブロック図である。 117……３値識別回路、118……２値変換回路、705,706
……コンパレータ、707,708……基準電圧源、709……RS
−フリップフロップ、901……S/H回路、1101……S/H回
路、1102……ウインドコンパレータ、1401……ディジタ
ル復調回路、1601……多値復調回路、1802……AGC回
路、1901……AGC回路、2001……エンベロープ検出回
路、2101……S/H回路、2402,2403……基準電圧制御回
路、2701,2702……ラッチ、2901,2902……ゲート、2903
……ゲート制御回路、3101,3102……メモリ回路、3103
……メモリ制御回路、3104……ディジタル信号処理回
路。
ック図、第２図はテレビジョン信号発生装置のブロック
図、第３図は本発明の説明のためのスペクトル図、第４
図は本発明の説明のためのベクトル図、第５図は第２図
の主要部分のブロック図、第６図は第５図の説明のため
のタイミング図、第７図は本発明の主要部分の一実施例
図、第８図は第７図の説明のためのタイミング図、第９
図は本発明の主要部分の他のブロック図、第10図は第９
図の説明のためのタイミング図、第11図は、本発明の主
要部分の他の例のブロック図、第12図は第11図の説明の
ためのタイミング図、第13図は本発明の他の実施例のテ
レビジョン受信機のブロック図、第14図は本発明の他の
実施例のテレビジョン受信機のブロック図、第15図はテ
レビジョン信号発生装置の他の例のブロック図、第16図
は本発明の他の実施例のテレビジョン受信機のブロック
図、第17図はテレビジョン信号発生装置の他の例のブロ
ック図、第18図は本発明の他の実施例のテレビジョン受
信機のブロック図、第19図は本発明の他の実施例のテレ
ビジョン受信機のブロック図、第20図は本発明の他の実
施例のテレビジョン受信機のブロック図、第21図は第20
図の主要部分のブロック図、第22図は第21図の説明のた
めのタイミング図、第23図は本発明の他の実施例のテレ
ビジョン受信機のブロック図、第24図は本発明の主要部
分のブロック図、第25図は本発明の他の実施例のテレビ
ジョン受信機のブロック図、第26図は本発明の他の実施
例のテレビジョン受信機のブロック図、第27図は、本発
明の主要部分の他の例のブロック図、第28図は、第27図
の説明ためのタイミング図、第29図は、本発明の主要部
分の他の例のブロック図、第30図は、第29図の説明のた
めのタイミング図、第31図は、本発明の主要部分の他の
例のブロック図である。 117……３値識別回路、118……２値変換回路、705,706
……コンパレータ、707,708……基準電圧源、709……RS
−フリップフロップ、901……S/H回路、1101……S/H回
路、1102……ウインドコンパレータ、1401……ディジタ
ル復調回路、1601……多値復調回路、1802……AGC回
路、1901……AGC回路、2001……エンベロープ検出回
路、2101……S/H回路、2402,2403……基準電圧制御回
路、2701,2702……ラッチ、2901,2902……ゲート、2903
……ゲート制御回路、3101,3102……メモリ回路、3103
……メモリ制御回路、3104……ディジタル信号処理回
路。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．第１の搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調さ
れ、ディジタルデータの低域成分を抑圧するディジタル
符号化あるいはディジタル変調などの低域成分抑圧ディ
ジタル信号処理された多重信号で前記第１の搬送波と直
交位相の関係にある第２の搬送波が搬送波抑圧変調され
た多重被変調信号が、前記残留側波帯振幅変調を受けた
被変調波と合成されて伝送された多重伝送信号からディ
ジタルデータを受信再生する装置であって、前記多重伝
送信号から搬送波を再生する搬送波再生手段、前記多重
伝送信号を前記搬送波再生手段の出力で同期検波する同
期検波手段、前記同期検波手段の出力からディジタルデ
ータを再生するにあたってディジタル復号化あるいはデ
ィジタル復調などの低域成分再生ディジタル信号処理手
段を設けたことを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ２．特許請求の範囲第１項において、前記多重信号とし
て２値３値変換によってディジタルデータの低域成分が
抑圧される処理されて伝送された多重伝送信号からディ
ジタルデータを受信再生する装置であって、前記低域成
分再生ディジタル信号処理手段として、３値２値変換手
段を設けたことを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ３．特許請求の範囲第２項において、前記３値２値変換
手段として、コンパレータ、前記コンパレータの基準電
圧源、フリップフロップを設け、前記同期検波回路の出
力を前記基準電圧源と比較して３値の識別されたデータ
とし、前記フリップフロップで２値のディジタルデータ
に変換することを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ４．特許請求の範囲第１項において、前記多重信号とし
てディジタル変調によってディジタルデータの低域成分
が抑圧される処理されて伝送された多重伝送信号からデ
ィジタルデータを受信再生する装置であって、前記低域
成分再生ディジタル信号処理手段として、ディジタル復
調手段を設けたことを特徴とする多重伝送信号再生装
置。 ５．特許請求の範囲第１項において、前記多重信号とし
て符号間干渉を利用して伝送帯域を圧縮するパーシャル
レスポンス符号によってディジタルデータの低域成分が
抑圧される処理されて伝送された多重伝送信号からディ
ジタルデータを受信再生する装置であって、前記低域成
分再生ディジタル信号処理手段として、パーシャルレス
ポンス復合手段を設けたことを特徴とする多重伝送信号
再生装置。 ６．第１の搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調さ
れ、ディジタルデータの低域成分を抑圧するディジタル
符号化あるいはディジタル変調などの低域成分抑圧ディ
ジタル信号処理された多重信号で前記第１の搬送波と直
交位相の関係にある第２の搬送波が搬送波抑圧変調され
た多重被変調信号が、前記残留側波帯振幅変調を受けた
被変調波と合成されて伝送された多重伝送信号からディ
ジタルデータを受信再生する装置であって、前記多重伝
送信号から搬送波を再生する搬送波再生手段、前記多重
伝送信号を前記搬送波再生手段の出力で同期検波する同
期検波手段、前記同期検波手段の出力からディジタル符
号化されたディジタルデータを再生するにあたってディ
ジタル復号化あるいはディジタル復調などの低域成分再
生ディジタル信号処理手段、前記同期検波回路の前段あ
るいは後段の信号の振幅レベルを検出するレベル検出手
段、前記同期検波回路の前段あるいは後段の信号の利得
を制御する利得制御手段を設けたことを特徴とする多重
伝送応信号再生装置。 ７．特許請求の範囲第６項において、前記多重信号とし
て２値３値変換によってディジタルデータの低域成分が
抑圧される処理されて伝送された多重伝送信号からディ
ジタルデータを受信再生する装置であって、前記低域成
分再生ディジタル信号処理手段として、３値２値変換手
段を設けたことを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ８．特許請求の範囲第７項において、前記３値２値変換
手段として、コンパレータ、前記コンパレータの基準電
圧源、フリップフロップを設け、前記同期検波回路の出
力を前記基準電圧源と比較して３値の識別されたデータ
とし、前記フリップフロップで２値のディジタルデータ
に変換することを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ９．特許請求の範囲第６項において、前記多重信号とし
てディジタル変調によってディジタルデータの低域成分
が抑圧される処理されて伝送された多重伝送信号からデ
ィジタルデータを受信再生する装置であって、前記低域
成分再生ディジタル信号処理手段として、ディジタル復
調手段を設けたことを特徴とする多重伝送信号再生装
置。 １０．特許請求の範囲第６項において、前記多重信号と
して符号間干渉を利用して伝送帯域を圧縮するパーシャ
ルレスポンス符号によってディジタルデータの低域成分
が抑圧される処理されて伝送された多重伝送信号からデ
ィジタルデータを受信再生する装置であって、前記低域
成分再生ディジタル信号処理手段として、パーシャルレ
スポンス復合手段を設けたことを特徴とする多重伝送信
号再生装置。 １１．特許請求の範囲第６項において、前記多重信号と
して２値３値変換によってディジタルデータが低域成分
が抑圧される処理されて伝送された多重伝送信号からデ
ィジタルデータを受信再生する装置であって、前記低域
成分再生ディジタル信号処理手段として、コンパレー
タ、前記コンパレータの基準電圧源、フリップフロッ
プ、前記レベル検出手段の出力を入力として前記基準電
圧源の電圧を制御する制御手段を設け、前記同期検波回
路の出力を前記基準電圧源と比較して３値の識別された
データとし、前記フリップフロップで２値のディジタル
データに変換することを特徴とする多重伝送信号再生装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1836087A JP2695777B2 (ja) | 1987-01-30 | 1987-01-30 | 多重伝送信号再生装置 |
| US07/150,203 US4882725A (en) | 1987-01-30 | 1988-01-29 | Multiplex transmission method and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1836087A JP2695777B2 (ja) | 1987-01-30 | 1987-01-30 | 多重伝送信号再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0191583A JPH0191583A (ja) | 1989-04-11 |
| JP2695777B2 true JP2695777B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=11969526
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1836087A Expired - Lifetime JP2695777B2 (ja) | 1987-01-30 | 1987-01-30 | 多重伝送信号再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2695777B2 (ja) |
-
1987
- 1987-01-30 JP JP1836087A patent/JP2695777B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0191583A (ja) | 1989-04-11 |
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