JPH0564168A - 直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置 - Google Patents
直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置Info
- Publication number
- JPH0564168A JPH0564168A JP22384391A JP22384391A JPH0564168A JP H0564168 A JPH0564168 A JP H0564168A JP 22384391 A JP22384391 A JP 22384391A JP 22384391 A JP22384391 A JP 22384391A JP H0564168 A JPH0564168 A JP H0564168A
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- JP
- Japan
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- signal
- video
- quadrature
- carrier
- orthogonal
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】映像信号と符号化信号の分離と、付加信号の再
生を理想的に行うようにする。 【構成】送信側では映像信号で搬送波を変調し、デュオ
バイナリ符号で直交搬送波を変調して、その映像変調波
と直交変調波を合成して直交多重テレビジョン信号を伝
送し、受信側では直交多重テレビジョン信号からデュオ
バイナリ符号を同期検波で復調するシステムにおいて、
映像信号の水平同期パルスの前半の期間ではデュオバイ
ナリ符号化回路108 の入力に対し、ゼロ挿入回路107
によりデータ“0”を挿入することにより直交変調波を
抑圧し、受信側ではその抑圧期間の情報を搬送波再生回
路113 で映像搬送波再生用の位相同期引き込み情報とし
て用い、抑圧期間に復調されたデュオバイナリ符号の情
報を復調デュオバイナリ符号の直流オフセット除去用の
情報として直流オフセット除去回路119 で用いる。
生を理想的に行うようにする。 【構成】送信側では映像信号で搬送波を変調し、デュオ
バイナリ符号で直交搬送波を変調して、その映像変調波
と直交変調波を合成して直交多重テレビジョン信号を伝
送し、受信側では直交多重テレビジョン信号からデュオ
バイナリ符号を同期検波で復調するシステムにおいて、
映像信号の水平同期パルスの前半の期間ではデュオバイ
ナリ符号化回路108 の入力に対し、ゼロ挿入回路107
によりデータ“0”を挿入することにより直交変調波を
抑圧し、受信側ではその抑圧期間の情報を搬送波再生回
路113 で映像搬送波再生用の位相同期引き込み情報とし
て用い、抑圧期間に復調されたデュオバイナリ符号の情
報を復調デュオバイナリ符号の直流オフセット除去用の
情報として直流オフセット除去回路119 で用いる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、現行テレビジョン信
号に付加信号を含む直交変調波を多重して伝送し、また
その多重信号を受信する直交多重信号処理方式及び伝送
・受信装置に関する。
号に付加信号を含む直交変調波を多重して伝送し、また
その多重信号を受信する直交多重信号処理方式及び伝送
・受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、テレビジョンシステムにおいて画
質及び音質を向上させるための研究が行われている。そ
の一つに現行テレビジョン放送の映像搬送波に質向上の
ための映像付加情報またはデジタル音声情報を含む直交
変調波を多重させる直交多重方式が提案されている。
質及び音質を向上させるための研究が行われている。そ
の一つに現行テレビジョン放送の映像搬送波に質向上の
ための映像付加情報またはデジタル音声情報を含む直交
変調波を多重させる直交多重方式が提案されている。
【0003】直交多重方式は、参考文献として[影山
他、“直交変調を用いたワイドテレビにおける妨害低
減”、TV技報VOL.13,NO.41,pp49〜
54、BCS´89−9(Sep.1989)]及び
[野田他、“映像搬送波の直交多重変調による映像色相
ジッタの解析”、[TV誌VOL.43,NO.3,p
p.261〜267,1989]に示されている。
他、“直交変調を用いたワイドテレビにおける妨害低
減”、TV技報VOL.13,NO.41,pp49〜
54、BCS´89−9(Sep.1989)]及び
[野田他、“映像搬送波の直交多重変調による映像色相
ジッタの解析”、[TV誌VOL.43,NO.3,p
p.261〜267,1989]に示されている。
【0004】映像搬送波と直交変調波との完全な直交変
調が実現されれば、映像信号と付加信号とは受信側の同
期検波により、完全に分離されて復調される。また受信
側のナイキストフィルタにより直交多重信号は、一部映
像信号と同相の成分を生じることになるが、これをキャ
ンセルするために送信側で逆ナイキスト特性を有する等
化回路が用いられる。この等化により上記直交変調の直
交性が保たれると同時に、理想的な同期検波が行われて
いない既存受信機に与えるクロストーク妨害も低減され
る。図5(A)は、直交多重伝送及び受信システムのブ
ロックを示している。
調が実現されれば、映像信号と付加信号とは受信側の同
期検波により、完全に分離されて復調される。また受信
側のナイキストフィルタにより直交多重信号は、一部映
像信号と同相の成分を生じることになるが、これをキャ
ンセルするために送信側で逆ナイキスト特性を有する等
化回路が用いられる。この等化により上記直交変調の直
交性が保たれると同時に、理想的な同期検波が行われて
いない既存受信機に与えるクロストーク妨害も低減され
る。図5(A)は、直交多重伝送及び受信システムのブ
ロックを示している。
【0005】入力端子1に導入された映像信号は、振幅
変調器2に入力されて規定変調度で映像搬送波を振幅変
調する。振幅変調波は、残留側波振幅変調波とされるた
めにVSBフィルタ3を介して加算器7に入力される。
一方、入力端子4に導入された付加信号は、搬送波抑圧
振幅変調器5に入力されて、映像搬送波の位相を90度
移相した直交搬送波を搬送波抑圧振幅変調する。この搬
送波抑圧振幅変調波は、受信側のナイキストフィルタと
逆の伝達特性を有する等化回路、つまり逆ナイキストフ
ィルタ6でスペクトル整形されて加算器7に入力され
る。加算器7では、残留側波振幅変調波(映像変調波)
と搬送波抑圧振幅変調波(直交変調波)とを規定の比で
合成して、直交多重テレビジョン信号として出力端子1
4に出力する。
変調器2に入力されて規定変調度で映像搬送波を振幅変
調する。振幅変調波は、残留側波振幅変調波とされるた
めにVSBフィルタ3を介して加算器7に入力される。
一方、入力端子4に導入された付加信号は、搬送波抑圧
振幅変調器5に入力されて、映像搬送波の位相を90度
移相した直交搬送波を搬送波抑圧振幅変調する。この搬
送波抑圧振幅変調波は、受信側のナイキストフィルタと
逆の伝達特性を有する等化回路、つまり逆ナイキストフ
ィルタ6でスペクトル整形されて加算器7に入力され
る。加算器7では、残留側波振幅変調波(映像変調波)
と搬送波抑圧振幅変調波(直交変調波)とを規定の比で
合成して、直交多重テレビジョン信号として出力端子1
4に出力する。
【0006】受信側においては、端子15に導入された
直交多重テレビジョン信号は、ナイキストフィルタ8と
帯域通過フィルタ11に分配される。ナイキストフィル
タ8は、既存の受信機で用いられるものと同様であり、
映像キャリア周波数に対して対称のスロープを有するフ
ィルタである。ナイキストフィルタ8の出力では、直交
変調波は映像変調波に対して直交関係にあるため、同期
検波を行うことにより映像変調波に含まれる映像信号の
みを付加信号のクロストークなしで復調することができ
る。ナイキストフィルタ8の出力は、同期検波器9に入
力され同期検波され、これにより出力端子10には復調
された映像信号が得られる。また帯域通過フィルタ11
は、直交多重テレビジョン信号から両側波が揃っている
周波数成分のみを抽出するフィルタであり、帯域通過フ
ィルタ11の出力は、逆ナイキスト等化された搬送波抑
圧振幅変調波(付加信号側)と、残留側波振幅変調波
(映像信号側)から抽出された両側波振幅変調波であ
る。故に、映像復調側と同様に同期検波器12において
同期検波(ただし映像復調側の復調キャリアとは直交す
るキャリアで行う)を行えば、出力端子13には映像信
号のクロストークなしで付加信号のみを復調して得るこ
とができる。
直交多重テレビジョン信号は、ナイキストフィルタ8と
帯域通過フィルタ11に分配される。ナイキストフィル
タ8は、既存の受信機で用いられるものと同様であり、
映像キャリア周波数に対して対称のスロープを有するフ
ィルタである。ナイキストフィルタ8の出力では、直交
変調波は映像変調波に対して直交関係にあるため、同期
検波を行うことにより映像変調波に含まれる映像信号の
みを付加信号のクロストークなしで復調することができ
る。ナイキストフィルタ8の出力は、同期検波器9に入
力され同期検波され、これにより出力端子10には復調
された映像信号が得られる。また帯域通過フィルタ11
は、直交多重テレビジョン信号から両側波が揃っている
周波数成分のみを抽出するフィルタであり、帯域通過フ
ィルタ11の出力は、逆ナイキスト等化された搬送波抑
圧振幅変調波(付加信号側)と、残留側波振幅変調波
(映像信号側)から抽出された両側波振幅変調波であ
る。故に、映像復調側と同様に同期検波器12において
同期検波(ただし映像復調側の復調キャリアとは直交す
るキャリアで行う)を行えば、出力端子13には映像信
号のクロストークなしで付加信号のみを復調して得るこ
とができる。
【0007】図5(B)は、映像変調波(残留側波振幅
変調波)と、直交変調波(搬送波抑圧振幅変調波)の波
形を示している。直交変調波の振幅は、映像変調波のそ
れに対して十分小さく減衰されている。これは直交多重
伝送方式の両立性を考慮して同期検波を用いていない既
存受信機で受信しても映像信号に付加信号のクロストー
クが生じにくいようにするためである。
変調波)と、直交変調波(搬送波抑圧振幅変調波)の波
形を示している。直交変調波の振幅は、映像変調波のそ
れに対して十分小さく減衰されている。これは直交多重
伝送方式の両立性を考慮して同期検波を用いていない既
存受信機で受信しても映像信号に付加信号のクロストー
クが生じにくいようにするためである。
【0008】図6は、付加信号として多重されるデュオ
バイナリ符号についての説明図である。同図(A)はデ
ュオバイナリ(パーシャルレスポンスIVと呼ばれる)符
号化回路であり、同図(B)はその入出力データ例を示
している。
バイナリ符号についての説明図である。同図(A)はデ
ュオバイナリ(パーシャルレスポンスIVと呼ばれる)符
号化回路であり、同図(B)はその入出力データ例を示
している。
【0009】mod2の加算器51に入力した入力デー
タuは、2クロックディレイ回路52からの出力と加算
され信号vとなる。この信号vは、2クロックディレイ
回路53と通常の加算器54に入力され、加算器54で
は信号wを得る。加算器51と2クロックディレイ回路
52とはプリエンコーダと呼ばれる差分回路である。ま
た2クロックディレイ回路53と加算器54はエンコー
ダ部を構成している。
タuは、2クロックディレイ回路52からの出力と加算
され信号vとなる。この信号vは、2クロックディレイ
回路53と通常の加算器54に入力され、加算器54で
は信号wを得る。加算器51と2クロックディレイ回路
52とはプリエンコーダと呼ばれる差分回路である。ま
た2クロックディレイ回路53と加算器54はエンコー
ダ部を構成している。
【0010】信号wは、3値の信号であり、図5(A)
の入力端子4に入力され映像信号に多重されて伝送され
る。受信側では、直交軸による同期検波により図5
(A)の出力端子13に信号wが得られることになる。
そして図6(A)の3値識別部55において3値識別が
なされる。3値信号の振幅を±2A、0とすると±2A
のとき“1”、0のとき“0”としてデコードされる。
その出力は2値判定部56において2値データとして出
力端子57に出力される。同図(B)は各部の信号形態
を示している。さらに図7(A)は伝送信号wの周波数
応答特性であり、このような処理を行うことにより伝送
周波数帯域を実線で示す範囲に圧縮して伝送することが
できる。デュオバイナリ符号は、図7(A)に示したよ
うに符号化出力信号wのパワースペクトルがDC成分を
持たないので直交多重したときに既存受信機に与える妨
害が少ないという利点がある。
の入力端子4に入力され映像信号に多重されて伝送され
る。受信側では、直交軸による同期検波により図5
(A)の出力端子13に信号wが得られることになる。
そして図6(A)の3値識別部55において3値識別が
なされる。3値信号の振幅を±2A、0とすると±2A
のとき“1”、0のとき“0”としてデコードされる。
その出力は2値判定部56において2値データとして出
力端子57に出力される。同図(B)は各部の信号形態
を示している。さらに図7(A)は伝送信号wの周波数
応答特性であり、このような処理を行うことにより伝送
周波数帯域を実線で示す範囲に圧縮して伝送することが
できる。デュオバイナリ符号は、図7(A)に示したよ
うに符号化出力信号wのパワースペクトルがDC成分を
持たないので直交多重したときに既存受信機に与える妨
害が少ないという利点がある。
【0011】図7(B)は符号化信号wのアイパターン
波形を示している。3値識別部55ではサンプリングタ
イミングにおいて2つのスライスレベルS1、S2との
振幅比較が行われる。これにより±2A、0の3値識別
が行われる。ここでスライスレベルは、アイパターンの
中心±Aに設定すると雑音等により妨害を受けた信号w
に対して最も誤りが少なく3値識別を得ることができ
る。
波形を示している。3値識別部55ではサンプリングタ
イミングにおいて2つのスライスレベルS1、S2との
振幅比較が行われる。これにより±2A、0の3値識別
が行われる。ここでスライスレベルは、アイパターンの
中心±Aに設定すると雑音等により妨害を受けた信号w
に対して最も誤りが少なく3値識別を得ることができ
る。
【0012】以上説明したように、直交多重伝送方式で
は、理想的な同期検波が可能であれば映像信号と付加信
号との間にクロストークなしで各信号を伝送し再生でき
る。また付加信号として伝送する符号化信号の復号では
アイパターン中心にスライスレベルを設定できれば符号
誤りを最小限に止めることができる。
は、理想的な同期検波が可能であれば映像信号と付加信
号との間にクロストークなしで各信号を伝送し再生でき
る。また付加信号として伝送する符号化信号の復号では
アイパターン中心にスライスレベルを設定できれば符号
誤りを最小限に止めることができる。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】従来の直交多重伝送方
式において、映像信号と付加信号とのクロストークは、
理想的な同期検波が行われて初めて完全に除去可能とな
る。なおここでの理想的な同期検波とは映像搬送波のス
ペクトルのみを抽出することであるが、実際には非常に
困難である。
式において、映像信号と付加信号とのクロストークは、
理想的な同期検波が行われて初めて完全に除去可能とな
る。なおここでの理想的な同期検波とは映像搬送波のス
ペクトルのみを抽出することであるが、実際には非常に
困難である。
【0014】一般に、映像検波用キャリアの再生は、映
像変調波から帯域通過フィルタとリミッタによって映像
搬送波成分を抽出することにより行っているが、リミッ
タはAM/PM変換特性を有した非線形増幅器と考えら
れるため、映像検波用キャリアに映像信号のクロストー
クが生じる。即ち理想的な同期検波ができないことにな
る。
像変調波から帯域通過フィルタとリミッタによって映像
搬送波成分を抽出することにより行っているが、リミッ
タはAM/PM変換特性を有した非線形増幅器と考えら
れるため、映像検波用キャリアに映像信号のクロストー
クが生じる。即ち理想的な同期検波ができないことにな
る。
【0015】図8にその様子を示して説明する。同図
(A)のように同相軸上にある映像変調波のベクトル
は、リミッタのAM/PM変換特性により同相軸上から
ずれてしまう。映像検波用キャリアの再生はこのAM/
PM変換を受けた映像変調波により行われるために映像
検波軸の位相も同相軸からずれてしまい理想的な同期検
波にならない。
(A)のように同相軸上にある映像変調波のベクトル
は、リミッタのAM/PM変換特性により同相軸上から
ずれてしまう。映像検波用キャリアの再生はこのAM/
PM変換を受けた映像変調波により行われるために映像
検波軸の位相も同相軸からずれてしまい理想的な同期検
波にならない。
【0016】一方、付加信号は、映像検波軸(同相)と
直交する直交検波軸上で検波されるため、付加信号もま
た理想的な復調ができないことになる。直交軸からずれ
た直交検波軸によって検波された符号化信号の例を図8
(B)に示している。直交検波軸が映像変調波ベクトル
と直交していないため、映像信号のクロストークが発生
し、アイパターンの開口率が劣化している。このような
時に、直流オフセットが生じると3値識別のためのスラ
イスレベルがアイパターンの中心からずれてしまい符号
誤りが大量に発生してしまう。
直交する直交検波軸上で検波されるため、付加信号もま
た理想的な復調ができないことになる。直交軸からずれ
た直交検波軸によって検波された符号化信号の例を図8
(B)に示している。直交検波軸が映像変調波ベクトル
と直交していないため、映像信号のクロストークが発生
し、アイパターンの開口率が劣化している。このような
時に、直流オフセットが生じると3値識別のためのスラ
イスレベルがアイパターンの中心からずれてしまい符号
誤りが大量に発生してしまう。
【0017】以上説明したように、従来の直交多重伝送
方式では、理想的な同期検波と、付加信号である符号化
信号を復号化するためのスライスレベルをアイパターン
中心に設定することができない場合、符号化信号の符号
誤り率が劣化するという問題がある。そこでこの発明
は、映像信号と符号化信号の分離と付加信号の再生が理
想的に行える直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置
を提供することを目的とする。
方式では、理想的な同期検波と、付加信号である符号化
信号を復号化するためのスライスレベルをアイパターン
中心に設定することができない場合、符号化信号の符号
誤り率が劣化するという問題がある。そこでこの発明
は、映像信号と符号化信号の分離と付加信号の再生が理
想的に行える直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置
を提供することを目的とする。
【0018】
【課題を解決するための手段】この発明は、送信側で
は、映像信号により搬送波を変調して映像変調波を得、
デュオバイナリ符号により前記搬送波と位相が直交する
直交搬送波を変調して直交変調波を得、前記映像変調波
と直交変調波を合成して直交多重テレビジョン信号を伝
送し、受信側では、受信した直交多重テレビジョン信号
から前記映像信号とデュオバイナリ符号をそれぞれ同期
検波により復調するシステムにおいて、少なくとも前記
映像信号の水平同期パルスの前半に相当する期間では前
記デュオバイナリ符号に“0”を挿入することで直交変
調波の振幅を抑圧して伝送し、受信側では前記抑圧期間
の直交多重テレビジョン信号の情報を映像搬送波再生の
ための位相同期引き込み情報として、また前記抑圧期間
に復調されたデュオバイナリ符号の情報を前記復調され
たデュオバイナリ符号の直流オフセット除去のための情
報として用いるようにしている。
は、映像信号により搬送波を変調して映像変調波を得、
デュオバイナリ符号により前記搬送波と位相が直交する
直交搬送波を変調して直交変調波を得、前記映像変調波
と直交変調波を合成して直交多重テレビジョン信号を伝
送し、受信側では、受信した直交多重テレビジョン信号
から前記映像信号とデュオバイナリ符号をそれぞれ同期
検波により復調するシステムにおいて、少なくとも前記
映像信号の水平同期パルスの前半に相当する期間では前
記デュオバイナリ符号に“0”を挿入することで直交変
調波の振幅を抑圧して伝送し、受信側では前記抑圧期間
の直交多重テレビジョン信号の情報を映像搬送波再生の
ための位相同期引き込み情報として、また前記抑圧期間
に復調されたデュオバイナリ符号の情報を前記復調され
たデュオバイナリ符号の直流オフセット除去のための情
報として用いるようにしている。
【0019】
【作用】上記手段により、送信側において少なくとも映
像水平同期パルス先端に相当する期間(無信号)のうち
垂直ブランキング期間の等化パルスの期間分だけのタイ
ミング信号を用いてこの期間でデュオバイナリ符号に
“0”を挿入すると、“0”挿入期間では直交変調波が
全く存在せず、映像信号も無信号であるために無変調の
映像搬送波となる。一方受信側では上記“0”挿入期間
の映像搬送波を搬送波再生情報として用いると、無変調
であるためにその位相情報は搬送波位相そのものを表し
ており、理想的な搬送波再生すなわち理想的な同期検波
が可能となる。さらに“0”挿入期間に復調されたデュ
オバイナリ符号の直流オフセットを除去すると3値識別
のためのスライスレベルとアイパターン中心を一致させ
ることができ、デュオバイナリ符号の符号誤りを低減さ
せることができる。
像水平同期パルス先端に相当する期間(無信号)のうち
垂直ブランキング期間の等化パルスの期間分だけのタイ
ミング信号を用いてこの期間でデュオバイナリ符号に
“0”を挿入すると、“0”挿入期間では直交変調波が
全く存在せず、映像信号も無信号であるために無変調の
映像搬送波となる。一方受信側では上記“0”挿入期間
の映像搬送波を搬送波再生情報として用いると、無変調
であるためにその位相情報は搬送波位相そのものを表し
ており、理想的な搬送波再生すなわち理想的な同期検波
が可能となる。さらに“0”挿入期間に復調されたデュ
オバイナリ符号の直流オフセットを除去すると3値識別
のためのスライスレベルとアイパターン中心を一致させ
ることができ、デュオバイナリ符号の符号誤りを低減さ
せることができる。
【0020】
【実施例】以下この発明の実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【0021】図1はこの発明の一実施例である。映像信
号は入力端子1に導入され、振幅変調器2にて振幅変調
され、ここで得られる映像搬送波はVSBフィルタ3に
おいて残留側波信号とされ、加算器7に入力される。振
幅変調器2における映像搬送波は、発振器103から供
給されている。
号は入力端子1に導入され、振幅変調器2にて振幅変調
され、ここで得られる映像搬送波はVSBフィルタ3に
おいて残留側波信号とされ、加算器7に入力される。振
幅変調器2における映像搬送波は、発振器103から供
給されている。
【0022】一方、付加信号は入力端子4を介してA/
D変換器106に入力され、デジタル付加信号126と
なる。このデジタル付加信号126は、ゼロ挿入回路1
07において、クロック発生回路105からのクロック
110、111によりゲートパルス112の期間に
“0”データが挿入される。ゲートパルス112は、同
期分離回路101とタイミング発生回路102によって
作られている。同期分離回路101は、映像信号から同
期信号を分離してタイミング発生回路102に供給して
いる。タイミング発生回路102では、水平同期パルス
期間のうち等化パルス期間に相当する期間だけゲートパ
ルス112を発生する。従って、ゼロ挿入は水平同期パ
ルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間で行われ
る。ゼロ挿入されたデジタル付加信号127は、符号化
回路108でデュオバイナリ符号化される。
D変換器106に入力され、デジタル付加信号126と
なる。このデジタル付加信号126は、ゼロ挿入回路1
07において、クロック発生回路105からのクロック
110、111によりゲートパルス112の期間に
“0”データが挿入される。ゲートパルス112は、同
期分離回路101とタイミング発生回路102によって
作られている。同期分離回路101は、映像信号から同
期信号を分離してタイミング発生回路102に供給して
いる。タイミング発生回路102では、水平同期パルス
期間のうち等化パルス期間に相当する期間だけゲートパ
ルス112を発生する。従って、ゼロ挿入は水平同期パ
ルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間で行われ
る。ゼロ挿入されたデジタル付加信号127は、符号化
回路108でデュオバイナリ符号化される。
【0023】図6に示したように、付加信号の“1”は
±2A、“0”は0の3値に変換されるために、符号化
された後もゲートパルス112の期間は0となる。符号
化回路108の出力は、D/A変換器109に入力さ
れ、アナログ信号に変換される。変換されたアナログ信
号は、搬送波抑圧振幅変調器5にて搬送波抑圧振幅変調
される。ここでの搬送波は、発振器103の出力が90
度移相器104にて移相された直交変調波である。搬送
波抑圧振幅変調器5で得られた直交変調波は、逆ナイキ
ストイコライザ6においてスペクトル整形され、加算器
7に入力される。これにより加算器7からは、直交変調
波と映像変調波とが合成された直交多重テレビジョン信
号が出力され出力端子14へ導出される。
±2A、“0”は0の3値に変換されるために、符号化
された後もゲートパルス112の期間は0となる。符号
化回路108の出力は、D/A変換器109に入力さ
れ、アナログ信号に変換される。変換されたアナログ信
号は、搬送波抑圧振幅変調器5にて搬送波抑圧振幅変調
される。ここでの搬送波は、発振器103の出力が90
度移相器104にて移相された直交変調波である。搬送
波抑圧振幅変調器5で得られた直交変調波は、逆ナイキ
ストイコライザ6においてスペクトル整形され、加算器
7に入力される。これにより加算器7からは、直交変調
波と映像変調波とが合成された直交多重テレビジョン信
号が出力され出力端子14へ導出される。
【0024】ここで直交変調される付加信号は、水平同
期パルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間が
“0”であるため、直交変調波をみると図3(B)に示
すように同期間が抑圧されている。次に、受信部につい
て説明する。
期パルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間が
“0”であるため、直交変調波をみると図3(B)に示
すように同期間が抑圧されている。次に、受信部につい
て説明する。
【0025】出力端子14から出力された直交多重テレ
ビジョン信号は、入力端子15へ導入され、ナイキスト
フィルタ8、帯域通過フィルタ(BPF)11、搬送波
再生回路113へ入力される。ナイキストフィルタ8
は、既存の受信機で用いられるものと同様であり映像キ
ャリア周波数に対して対称のスロープを有するフィルタ
である。ナイキストフィルタ8の出力は、同期検波器9
に入力される。同期検波器9では、後述する搬送波再生
回路113からの映像搬送波を用いた同期検波が行われ
る。ここで復調された映像信号は、出力端子10へ導出
される。
ビジョン信号は、入力端子15へ導入され、ナイキスト
フィルタ8、帯域通過フィルタ(BPF)11、搬送波
再生回路113へ入力される。ナイキストフィルタ8
は、既存の受信機で用いられるものと同様であり映像キ
ャリア周波数に対して対称のスロープを有するフィルタ
である。ナイキストフィルタ8の出力は、同期検波器9
に入力される。同期検波器9では、後述する搬送波再生
回路113からの映像搬送波を用いた同期検波が行われ
る。ここで復調された映像信号は、出力端子10へ導出
される。
【0026】一方、帯域通過フィルタ11は、直交多重
テレビジョン信号から両側波が揃っている周波数成分の
みを抽出するフィルタであり、このフィルタ出力は、逆
ナイキスト等化された搬送波抑圧振幅変調波(付加信号
側)と、残留側波振幅変調波(映像信号側)から抽出さ
れた両側波振幅変調波である。故に、この変調波を映像
復調側と同様に直交同期検波器12に供給し、同期検波
(ただし映像復調側の復調キャリアと直交するキャリア
で行う)を行うことにより映像信号のクロストークなし
にアナログの符号化信号が復調される。直交同期検波器
12で復調されたアナログ符号化信号は、A/D変換器
118にてデジタル化され元の符号化信号に変換され
る。符号化信号は、3値識別のためのスライスレベルが
符号化信号アイパターンの中心になるように直流オフセ
ット除去回路119でクランプされる。次に、クランプ
された符号化信号は、復号化回路120に入力され、3
値識別と2値判定が行われ、さらにゼロ削除回路121
で送信側で挿入した“0”データが削除される。“0”
データは、水平同期パルス期間のうち等化パルス期間に
相当する期間に挿入されている。“0”データが削除さ
れた付加信号は、D/A変換器122においてアナログ
信号に変換され、このアナログ付加信号は、出力端子1
3へ導出される。
テレビジョン信号から両側波が揃っている周波数成分の
みを抽出するフィルタであり、このフィルタ出力は、逆
ナイキスト等化された搬送波抑圧振幅変調波(付加信号
側)と、残留側波振幅変調波(映像信号側)から抽出さ
れた両側波振幅変調波である。故に、この変調波を映像
復調側と同様に直交同期検波器12に供給し、同期検波
(ただし映像復調側の復調キャリアと直交するキャリア
で行う)を行うことにより映像信号のクロストークなし
にアナログの符号化信号が復調される。直交同期検波器
12で復調されたアナログ符号化信号は、A/D変換器
118にてデジタル化され元の符号化信号に変換され
る。符号化信号は、3値識別のためのスライスレベルが
符号化信号アイパターンの中心になるように直流オフセ
ット除去回路119でクランプされる。次に、クランプ
された符号化信号は、復号化回路120に入力され、3
値識別と2値判定が行われ、さらにゼロ削除回路121
で送信側で挿入した“0”データが削除される。“0”
データは、水平同期パルス期間のうち等化パルス期間に
相当する期間に挿入されている。“0”データが削除さ
れた付加信号は、D/A変換器122においてアナログ
信号に変換され、このアナログ付加信号は、出力端子1
3へ導出される。
【0027】さきの映像信号出力端子10には同期分離
回路114が接続されており、ここでは同期信号が分離
され、タイミング発生回路115に供給されている。タ
イミング発生回路115は、水平同期パルス期間のうち
等化パルス期間に相当する期間のゲートパルス125を
発生し、ゼロ削除回路121に供給し、“0”データ削
除のタイミングを与えている。またこのゲートパルス1
25は、搬送波再生回路113、直流オフセット除去回
路119、クロック発生回路117にも与えられてい
る。クロック発生回路117は、デジタル符号化信号及
び復調された符号化信号の処理に必要なクロック12
3、124を発生している。搬送波再生回路113は、
入力端子15の直交多重テレビジョン信号から、キャリ
アを再生し、同期検波器9に供給するとともに、90度
移相器116を介して直交同期検波器12に供給してい
る。次に、上記のシステムの要部について詳しく説明す
る。
回路114が接続されており、ここでは同期信号が分離
され、タイミング発生回路115に供給されている。タ
イミング発生回路115は、水平同期パルス期間のうち
等化パルス期間に相当する期間のゲートパルス125を
発生し、ゼロ削除回路121に供給し、“0”データ削
除のタイミングを与えている。またこのゲートパルス1
25は、搬送波再生回路113、直流オフセット除去回
路119、クロック発生回路117にも与えられてい
る。クロック発生回路117は、デジタル符号化信号及
び復調された符号化信号の処理に必要なクロック12
3、124を発生している。搬送波再生回路113は、
入力端子15の直交多重テレビジョン信号から、キャリ
アを再生し、同期検波器9に供給するとともに、90度
移相器116を介して直交同期検波器12に供給してい
る。次に、上記のシステムの要部について詳しく説明す
る。
【0028】図2(A)は、ゼロデータ挿入回路107
の構成例である。入力端子200に導入された付加信号
126は、バッファメモリ201に供給される。バッフ
ァメモリ201には、端子203から書き込みクロック
が与えられる。また端子204からは、読み出しクロッ
クが与えられ、端子205にはゲートパルスが与えられ
る。読み出しクロックはアンド回路206を介してバッ
ファメモリ201の読み出しクロック入力部に供給され
る。
の構成例である。入力端子200に導入された付加信号
126は、バッファメモリ201に供給される。バッフ
ァメモリ201には、端子203から書き込みクロック
が与えられる。また端子204からは、読み出しクロッ
クが与えられ、端子205にはゲートパルスが与えられ
る。読み出しクロックはアンド回路206を介してバッ
ファメモリ201の読み出しクロック入力部に供給され
る。
【0029】書き込み時には、端子203から与えられ
る書き込みクロックにより、付加信号126は連続して
書き込まれる。読み出し時には、ゲートパルス205に
よって読み出しクロックは、ゼロ挿入期間は停止され
る。バッファメモリ201の出力は、スイッチ207に
供給されるが、ゲートパルス205の制御期間(水平同
期パルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間)で
はスイッチ207は“0”データを選択するように切り
換え制御され、その他の期間ではバッファメモリ201
の出力を選択するように切り換え制御される。また読み
出し時は、“0”データ挿入のために読み出しクロック
がバッファメモリ201への入力を停止されるので、そ
の期間のデータが読み出されないようなことがないよう
に、データが時間圧縮されて読み出される。これにより
出力端子208には、“0”データが挿入された付加信
号127を得ることができる。図2(B)は、水平同期
パルス付近の映像変調波と直交変調波を示している。
る書き込みクロックにより、付加信号126は連続して
書き込まれる。読み出し時には、ゲートパルス205に
よって読み出しクロックは、ゼロ挿入期間は停止され
る。バッファメモリ201の出力は、スイッチ207に
供給されるが、ゲートパルス205の制御期間(水平同
期パルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間)で
はスイッチ207は“0”データを選択するように切り
換え制御され、その他の期間ではバッファメモリ201
の出力を選択するように切り換え制御される。また読み
出し時は、“0”データ挿入のために読み出しクロック
がバッファメモリ201への入力を停止されるので、そ
の期間のデータが読み出されないようなことがないよう
に、データが時間圧縮されて読み出される。これにより
出力端子208には、“0”データが挿入された付加信
号127を得ることができる。図2(B)は、水平同期
パルス付近の映像変調波と直交変調波を示している。
【0030】水平同期パルス期間のうち等化パルス期間
に相当する期間は、付加信号に“0”データが挿入され
ているので、デュオバイナリ符号化した後も“0”とな
る。従ってこの期間は、直交変調波は抑圧されている。
この結果、映像変調波に直交変調波が多重された直交多
重テレビジョン信号は、当該期間は無変調となり映像搬
送波そのものとなる。受信側での搬送波再生は、この無
変調期間のみを利用して行われる。
に相当する期間は、付加信号に“0”データが挿入され
ているので、デュオバイナリ符号化した後も“0”とな
る。従ってこの期間は、直交変調波は抑圧されている。
この結果、映像変調波に直交変調波が多重された直交多
重テレビジョン信号は、当該期間は無変調となり映像搬
送波そのものとなる。受信側での搬送波再生は、この無
変調期間のみを利用して行われる。
【0031】図2(C)は、搬送波再生回路113の原
理的な構成を示している。入力端子401には直交多重
テレビジョン信号が入力される。この信号は、位相検波
器402において電圧制御発振器403からの発振信号
と位相比較される。この結果得られた位相誤差信号は、
サンプルホールド回路404に入力される。サンプルホ
ールド回路404は、ゲートパルス期間における位相誤
差情報のみをサンプリングして保持する。ゲートパルス
は、端子405から与えられている。ここにホールドさ
れた位相誤差情報は、低域通過フィルタ(LPF)40
6を介して電圧制御発振器403の制御端子に供給され
る。これにより電圧制御発振器403から出力される発
振信号は、抑圧期間における映像搬送波に位相ロックし
た信号、つまり連続した映像搬送波として出力端子40
7に出力される。この連続映像搬送波は、同期信号の先
端における映像変調波に位相同期したものである。この
抑圧期間における映像変調波は、同期信号先端が無信号
期間であり、かつ直交変調波が合成されていない信号で
あるから、映像搬送波の位相そのものを表してしる。よ
って電圧制御発振器403の発振信号も映像搬送波を正
確に再現している。出力端子407に得られた映像搬送
波は、同期検波器9及び90度移相器116に入力され
る。
理的な構成を示している。入力端子401には直交多重
テレビジョン信号が入力される。この信号は、位相検波
器402において電圧制御発振器403からの発振信号
と位相比較される。この結果得られた位相誤差信号は、
サンプルホールド回路404に入力される。サンプルホ
ールド回路404は、ゲートパルス期間における位相誤
差情報のみをサンプリングして保持する。ゲートパルス
は、端子405から与えられている。ここにホールドさ
れた位相誤差情報は、低域通過フィルタ(LPF)40
6を介して電圧制御発振器403の制御端子に供給され
る。これにより電圧制御発振器403から出力される発
振信号は、抑圧期間における映像搬送波に位相ロックし
た信号、つまり連続した映像搬送波として出力端子40
7に出力される。この連続映像搬送波は、同期信号の先
端における映像変調波に位相同期したものである。この
抑圧期間における映像変調波は、同期信号先端が無信号
期間であり、かつ直交変調波が合成されていない信号で
あるから、映像搬送波の位相そのものを表してしる。よ
って電圧制御発振器403の発振信号も映像搬送波を正
確に再現している。出力端子407に得られた映像搬送
波は、同期検波器9及び90度移相器116に入力され
る。
【0032】図3(A)は、直流オフセット除去回路1
19の構成例である。入力端子601からデジタル符号
化信号が導入され、加算器602に供給される。この加
算器602の出力は、レベル比較器603においてリフ
ァレンスレベルと比較される。この結果得られたレベル
誤差信号は、ゲート回路604に入力され、抑圧期間の
み利用される。即ち、ゲート回路604には、端子60
5からゲートパルス125が与えられている。ゲート回
路604の出力(抑圧期間の誤差信号)は、低域通過フ
ィルタ(LPF)606に入力され平滑化され、加算器
602に入力される。これにより抑圧期間の直流レベル
が所定のレベルに制御される。つまり直流オフセットが
除去される。
19の構成例である。入力端子601からデジタル符号
化信号が導入され、加算器602に供給される。この加
算器602の出力は、レベル比較器603においてリフ
ァレンスレベルと比較される。この結果得られたレベル
誤差信号は、ゲート回路604に入力され、抑圧期間の
み利用される。即ち、ゲート回路604には、端子60
5からゲートパルス125が与えられている。ゲート回
路604の出力(抑圧期間の誤差信号)は、低域通過フ
ィルタ(LPF)606に入力され平滑化され、加算器
602に入力される。これにより抑圧期間の直流レベル
が所定のレベルに制御される。つまり直流オフセットが
除去される。
【0033】図3(B)には、復調されたアナログ符号
化信号の波形を示している。送信側でゼロデータが挿入
された抑圧期間は、同図に示すようにサンプリングタイ
ミングでは必ず符号化信号の中心レベルとなっている。
従って、レベルの確定している抑圧期間でリファレンス
レベルと比較すれば正確にレベル誤差を検出することが
できる。
化信号の波形を示している。送信側でゼロデータが挿入
された抑圧期間は、同図に示すようにサンプリングタイ
ミングでは必ず符号化信号の中心レベルとなっている。
従って、レベルの確定している抑圧期間でリファレンス
レベルと比較すれば正確にレベル誤差を検出することが
できる。
【0034】図3(A)に戻って説明する。抑圧期間の
レベル誤差信号は低域通過フィルタ606を介して加算
器602に供給される。これにより加算器602では符
号化信号の直流オフセットを除去することができる。こ
の直流オフセットを除去した付加信号、つまり中心レベ
ルがリファレンスレベルと一致した符号化信号は、端子
607を介して復号化回路120に供給される。復号化
回路120での3値識別は、先のリファレンスレベルを
基準に設定されたスライスレベルにより行われるため、
符号化信号は、リファレンスレベルに中心レベルがクラ
ンプされることになる。このように得られた符号化信号
は、アイパターン中心でスライスされるので最も正確に
3値識別される。
レベル誤差信号は低域通過フィルタ606を介して加算
器602に供給される。これにより加算器602では符
号化信号の直流オフセットを除去することができる。こ
の直流オフセットを除去した付加信号、つまり中心レベ
ルがリファレンスレベルと一致した符号化信号は、端子
607を介して復号化回路120に供給される。復号化
回路120での3値識別は、先のリファレンスレベルを
基準に設定されたスライスレベルにより行われるため、
符号化信号は、リファレンスレベルに中心レベルがクラ
ンプされることになる。このように得られた符号化信号
は、アイパターン中心でスライスされるので最も正確に
3値識別される。
【0035】図3(C)には挿入データ削除回路121
の構成例を示している。入力端子701には復号化され
た付加信号が入力されている。この信号は、バッファメ
モリ702に供給される。端子703には書き込みクロ
ックが供給され、端子704にはゲートパルスが供給さ
れる。書き込みクロックとゲートパルスは、アンド回路
705に供給されている。ゲートパルスがを抑圧期間を
示すときは、書き込みクロックはアンド回路705で停
止される。これによりバッファメモリ702には、
“0”データは書き込まれない(“0”データは削除さ
れる)ことになる。読み出しクロックは端子706を介
してバッファメモリ702に供給されている。読み出し
時はバッファメモリ702からデータを時間伸張して読
み出すことにより送信側で挿入された“0”データ期間
(書き込み時に削除されている)にデータが不連続にな
らないようになっている。これにより出力端子707に
は“0”データが削除された付加信号を得ることができ
る。この発明は上記の実施例に限定されるものではな
い。
の構成例を示している。入力端子701には復号化され
た付加信号が入力されている。この信号は、バッファメ
モリ702に供給される。端子703には書き込みクロ
ックが供給され、端子704にはゲートパルスが供給さ
れる。書き込みクロックとゲートパルスは、アンド回路
705に供給されている。ゲートパルスがを抑圧期間を
示すときは、書き込みクロックはアンド回路705で停
止される。これによりバッファメモリ702には、
“0”データは書き込まれない(“0”データは削除さ
れる)ことになる。読み出しクロックは端子706を介
してバッファメモリ702に供給されている。読み出し
時はバッファメモリ702からデータを時間伸張して読
み出すことにより送信側で挿入された“0”データ期間
(書き込み時に削除されている)にデータが不連続にな
らないようになっている。これにより出力端子707に
は“0”データが削除された付加信号を得ることができ
る。この発明は上記の実施例に限定されるものではな
い。
【0036】図4はこのシステムの要部である直流オフ
セット除去回路119と、復号化回路120の他の実施
例を示している。上記の実施例では符号化信号の3値識
別を符号化信号のアイパターンの中心でスライスできる
ように符号化信号の直流レベルを制御していた。この実
施例は、符号化信号ではなく、3値識別のためのスライ
スレベルが符号化信号のアイパターンの中心になるよう
に制御するものである。
セット除去回路119と、復号化回路120の他の実施
例を示している。上記の実施例では符号化信号の3値識
別を符号化信号のアイパターンの中心でスライスできる
ように符号化信号の直流レベルを制御していた。この実
施例は、符号化信号ではなく、3値識別のためのスライ
スレベルが符号化信号のアイパターンの中心になるよう
に制御するものである。
【0037】入力端子801には符号化信号が入力され
る。この信号は、比較器802に入力されリファレンス
レベルとレベル比較される。この結果、得られたレベル
誤差信号はゲート回路803に供給される。ゲート回路
803には、端子804からゲートパルス125が供給
されている。従って抑圧期間のレベル誤差信号のみがゲ
ート回路803から取り出され、この信号は低域通過フ
ィルタ(LPF)805に供給され平滑化される。この
低域通過フィルタ805の出力は、加算器806に入力
されて、基準スライスレベルと加算される。ここで基準
スライスレベルは、復号化回路120の3値識別回路8
07での3値識別のためのスライスレベルであり、リフ
ァレンスレベルを基準に設定されている。即ち、符号化
信号の中心レベルがリファレンスレベルに一致してる場
合に、符号化信号のアイパターン中心となるようになっ
ている。加算器806の加算結果は、スライスレベルと
して3値識別回路807に供給される。また3値識別回
路807には直流オフセットの除去されていない符号化
信号も与えられており、この信号を先の加算結果である
スライスレベルにより3値識別すれば符号化信号の直流
オフセット分だけスライスレベルもオフセットされるよ
うに制御されているため、符号化信号のアイパターン中
心で3値識別することができる。
る。この信号は、比較器802に入力されリファレンス
レベルとレベル比較される。この結果、得られたレベル
誤差信号はゲート回路803に供給される。ゲート回路
803には、端子804からゲートパルス125が供給
されている。従って抑圧期間のレベル誤差信号のみがゲ
ート回路803から取り出され、この信号は低域通過フ
ィルタ(LPF)805に供給され平滑化される。この
低域通過フィルタ805の出力は、加算器806に入力
されて、基準スライスレベルと加算される。ここで基準
スライスレベルは、復号化回路120の3値識別回路8
07での3値識別のためのスライスレベルであり、リフ
ァレンスレベルを基準に設定されている。即ち、符号化
信号の中心レベルがリファレンスレベルに一致してる場
合に、符号化信号のアイパターン中心となるようになっ
ている。加算器806の加算結果は、スライスレベルと
して3値識別回路807に供給される。また3値識別回
路807には直流オフセットの除去されていない符号化
信号も与えられており、この信号を先の加算結果である
スライスレベルにより3値識別すれば符号化信号の直流
オフセット分だけスライスレベルもオフセットされるよ
うに制御されているため、符号化信号のアイパターン中
心で3値識別することができる。
【0038】上記したようにこのシステムによれば、水
平同期パルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間
にデュオバイナリ符号化器入力に“0”データを挿入す
ることにより、直交多重テレビジョン信号に無変調期間
を設けることができる。この期間で映像搬送波の再生を
行えば正確に映像搬送波の再生ができるため理想的な同
期検波が行え、映像信号と多重信号との復調を互いにク
ロストークなしで行うことができる。また無変調期間に
復調された多重信号で直流オフセット除去を行えば符号
化信号の復号のための3値識別を最も正確に行うことが
できるので、付加信号の伝送誤り率を最小とすることが
できる。
平同期パルス期間のうち等化パルス期間に相当する期間
にデュオバイナリ符号化器入力に“0”データを挿入す
ることにより、直交多重テレビジョン信号に無変調期間
を設けることができる。この期間で映像搬送波の再生を
行えば正確に映像搬送波の再生ができるため理想的な同
期検波が行え、映像信号と多重信号との復調を互いにク
ロストークなしで行うことができる。また無変調期間に
復調された多重信号で直流オフセット除去を行えば符号
化信号の復号のための3値識別を最も正確に行うことが
できるので、付加信号の伝送誤り率を最小とすることが
できる。
【0039】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
映像信号と符号化信号の分離と付加信号の再生が理想的
に行うことができる。
映像信号と符号化信号の分離と付加信号の再生が理想的
に行うことができる。
【図1】 この発明の一実施例を示す回路図、
【図2】 図1の回路のデータ挿入回路及びその動作
と、さらに搬送波再生回路の原理を説明するために示し
た説明図。
と、さらに搬送波再生回路の原理を説明するために示し
た説明図。
【図3】 同じく図1の回路の直流オフセット除去回路
及びその動作と、さらにデータ削除回路を説明するため
に示した説明図。
及びその動作と、さらにデータ削除回路を説明するため
に示した説明図。
【図4】 同じく図1の回路の直流オフセット除去回路
及び復号化回路の他の実施例を示す図。
及び復号化回路の他の実施例を示す図。
【図5】 従来の直交多重伝送・受信装置と、映像変調
波及び直交変調波の説明図。
波及び直交変調波の説明図。
【図6】 符号化回路及び復号化回路とその動作原理を
説明するために示した図。
説明するために示した図。
【図7】 符号化回路の特性及びアイパターンの説明
図。
図。
【図8】 直交多重伝送における検波軸位相の問題点を
説明するための特性図及び従来のシステムのアイパター
ンの問題点を説明するための図。
説明するための特性図及び従来のシステムのアイパター
ンの問題点を説明するための図。
2…振幅変調器、3…VSBフィルタ、5…搬送波抑圧
振幅変調器、6…逆ナイキストイコライザ、7…加算
器、8…ナイキストフィルタ、9…同期検波器、11…
帯域通過フィルタ、12…同期検波器、101…同期分
離回路、102…タイミング発生回路、103…発振
器、104、116…90度移相器、105…クロック
発生回路、106…A/D変換器、107…ゼロ挿入回
路、108…符号化回路、109…D/A変換器、11
4…同期分離回路、115…タイミング発生回路、11
7…クロック発生回路、118…A/D変換器、119
…直流オフセット除去回路、120…復号化回路、12
1…ゼロ削除回路、122…D/A変換器。
振幅変調器、6…逆ナイキストイコライザ、7…加算
器、8…ナイキストフィルタ、9…同期検波器、11…
帯域通過フィルタ、12…同期検波器、101…同期分
離回路、102…タイミング発生回路、103…発振
器、104、116…90度移相器、105…クロック
発生回路、106…A/D変換器、107…ゼロ挿入回
路、108…符号化回路、109…D/A変換器、11
4…同期分離回路、115…タイミング発生回路、11
7…クロック発生回路、118…A/D変換器、119
…直流オフセット除去回路、120…復号化回路、12
1…ゼロ削除回路、122…D/A変換器。
Claims (3)
- 【請求項1】送信側では、映像信号により搬送波を変調
して映像変調波を得、デュオバイナリ符号により前記搬
送波と位相が直交する直交搬送波を変調して直交変調波
を得、前記映像変調波と直交変調波を合成して直交多重
テレビジョン信号を伝送し、受信側では、受信した直交
多重テレビジョン信号からデュオバイナリ符号を同期検
波により復調するシステムにおいて、 少なくとも前記映像信号の水平同期パルスの前半に相当
する期間ではデュオバイナリ符号化器入力にデータ
“0”を挿入することにより前記直交変調波を抑圧して
伝送し、受信側では前記抑圧期間の直交多重テレビジョ
ン信号の情報を映像搬送波再生のための位相同期引き込
み情報とし、かつまたは前記抑圧期間に復調されたデュ
オバイナリ符号の情報を前記復調デュオバイナリ符号の
直流オフセット除去のための情報とすることを特徴とす
る直交多重信号処理方式。 - 【請求項2】映像信号により搬送波を変調して映像変調
波を得、デュオバイナリ符号により前記搬送波と位相が
直交する直交搬送波を変調して直交変調波を得、前記映
像変調波と直交変調波を合成して直交多重テレビジョン
信号を伝送する直交多重信号伝送装置において、 少なくとも前記映像信号の水平同期パルスの前半に相当
する期間でタイミング信号を発生するタイミング発生手
段と、 前記タイミング信号により前記デュオバイナリ符号の符
号化器入力にデータ“0”を挿入するデータ挿入手段と
を具備したことを特徴とする直交多重信号伝送装置。 - 【請求項3】映像信号により搬送波を変調して得られた
映像変調波と、デュオバイナリ符号により前記搬送波と
位相が直交する直交搬送波を変調して得られた直交変調
波とが合成されており、しかも前記デュオバイナリ符号
は、少なくとも前記映像信号の水平同期パルスの前半に
相当する期間では符号値が“0”となっているため前記
直交変調波の振幅が抑圧されている直交多重テレビジョ
ン信号を受信する手段と、 前記映像信号の水平同期パルスの前半に相当する期間で
タイミング信号を発生するタイミング発生手段と、 前記直交多重テレビジョン信号からデュオバイナリ符号
を同期検波により復調する手段とを具備し、さらに前記
タイミング信号により前記直交変調波の抑圧期間におけ
る前記直交多重テレビジョン信号の情報を搬送波再生の
ための位相同期引き込み情報として導入する映像再生搬
送波発生手段と、 前記タイミング信号により前記直交変調波の抑圧期間に
おける前記復調デュオバイナリ符号の情報をデュオバイ
ナリ符号の直流オフセット除去のための情報として導入
する直流オフセット除去手段と、 の少なくとも一方を具備したことを特徴とする直交多重
信号受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22384391A JPH0564168A (ja) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | 直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22384391A JPH0564168A (ja) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | 直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0564168A true JPH0564168A (ja) | 1993-03-12 |
Family
ID=16804595
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22384391A Pending JPH0564168A (ja) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | 直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0564168A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09162843A (ja) * | 1995-12-06 | 1997-06-20 | Nec Corp | Cdma受信装置 |
JPH1056404A (ja) * | 1996-08-12 | 1998-02-24 | Nec Corp | Cdma同期捕捉回路 |
-
1991
- 1991-09-04 JP JP22384391A patent/JPH0564168A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09162843A (ja) * | 1995-12-06 | 1997-06-20 | Nec Corp | Cdma受信装置 |
JPH1056404A (ja) * | 1996-08-12 | 1998-02-24 | Nec Corp | Cdma同期捕捉回路 |
US6278727B1 (en) | 1996-08-12 | 2001-08-21 | Nec Corporation | CDMA synchronous acquisition circuit |
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