JPH04176287A - 直交多重信号処理方式及び伝送・受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） この発明は、現行のテレビジョン信号に付加信号を含む
直交変調波を多重し伝送し、またその多重信号を受信す
る直交多重信号処理方式及び伝送受信装置に関する。

（従来の技術） 近年、テレビジョンシステムにおいて画質及び音質を向
上させるための研究が行われている。

その一つに現行テレビジョン放送の映像搬送波に、質向
上のための映像付加情報またはデジタル音声情報を含む
直交変調波を多重させる直交多重方式が提案されている
。

直交多重方式は、参考文献として［影山他。

“直交変調を用いたワイドテレビにおける妨害低減”、
ＴＶ技法　ＶＯＬ、１３．ＮＯ，４１，ｐｐ、４９〜５
４、ＢＣ３’８９−９（Ｓｅｐ、１９８９）コ及び［野
田他、“映像搬送波の直交多重変調による映像色相ジッ
タの解析”、ＴＶ誌　ＶＱＬ、４３．ＮＯ，３，ｐｐ、
２Ｂ）　−２Ｂ７．１９８９］に示されている。

映像搬送波と直交変調波との完全な直交変調が実現され
れば、映像信号と付加信号とは受信側の同期検波により
完全に分離されて復調される。また受信側のナイキスト
フィルタにより直交多重信号は、一部映像信号と同相の
成分を生じることになるが、これをキャンセルするため
に送信側で逆ナイキスト特性を有する等化回路が用いら
れる。

この等化により上記直交変調の直交性が保たれると同時
に、理想的な同期検波が行われていない既存受信機に与
えるクロストーク妨害も低減される。

第８図は直交多重伝送及び受信システムのブロックを示
している。

入力端子１に導入された映像信号は、振幅変調器２に入
力されて規定変調度で映像搬送波を振幅変調する。振幅
変調波は、残留側波振幅変調波とされるためにＶＳＢフ
ィルタ３を介して加算器７に入力される。一方、入力端
子４に導入された付加信号は、搬送波抑圧振幅変調器５
に入力されて、映像搬送波の位相を９０°移相した直交
搬送波を搬送波抑圧振幅変調する。この搬送波抑圧振幅
変調波は、受信側のナイキストフィルタと逆の伝達特性
を有する等化回路、つまり逆ナイキストフィルタ６でス
ペクトル整形されて加算器７に入力される。加算器７で
は、残留側波振幅変調波（映像変調波）と搬送波抑圧振
幅変調波（直交変調波）とを規定の比で合成して、直交
多重テレビジョン信号として出力する。

受信側においては、端子１５に導入された直交多重テレ
ビジョン信号を、ナイキストフィルタ８と帯域通過フィ
ルタ１１に分配する。ナイキストフィルタ８は、既存の
受信機で用いられるものと同様であり、映像キャリア周
波数に対して対称のスロープを有するフィルタである。

後述するように、ナイキストフィルタ８の出力では、直
交変調波は映像変調波に対して直交関係にあるため、同
期検波を行うことにより映像変調波に含まれる映像信号
のみを付加信号のクロストークなして復調することがで
きる。ナイキストフィルタ８の出力は、同期検波器９に
入力され同期検波され、これにより出力端子１０には復
調された映像信号が得られる。また帯域通過フィルタ１
１は、直交多重テレビジョン信号から両側波が揃ってい
る周波数成分のみを抽出するフィルタであり、帯域通過
フィルタ１１の出力は、逆ナイキスト等化された搬送波
抑圧振幅変調波（付加信号側）と、残留側波振幅変調波
（映像信号側）から抽出された両側波振幅変調波である
。故に、映像復調側と同様に同期検波器１２において同
期検波（ただし映像復調側の復調キャリアとは直交する
キャリアで行う）を行えば、出力端子１３には映像信号
のクロストークなしで付加信号のみを復調して得ること
ができる。

第９図は、映像変調波（残留側波振幅変調波）と、直交
変調波（搬送波抑圧振幅変調波）の波形を示している。

直交変調波の振幅は、映像変調波のそれに対して十分小
さく減衰されている。これは直交多重伝送方式の両立性
を考慮して同期検波を用いていない既存受信機で受信し
ても映像信号に付加信号のクロストークが生じにくいよ
うにするためである。

第１０図は以上述べた直交多重伝送の原理を示すスペク
トル図である。

同図（ａ）は送受入力される直交多重テレビジョン信号
のスペクトルであり、既存伝送方式の伝送帯域内に納ま
っている。同図（ｂ）は受信機でのナイキストフィルタ
を通過させた後の直交多重テレビジョン信号のスペクト
ルであり、映像信号は既存の受信機と全く同様なフィル
タリングを施される。また、付加信号は、送信側で予め
逆ナイキスト等化されているために、ナイキストフィル
タ出力では図示するように完全に両側波が揃った振幅変
調波となる。故に、直交変調波は、映像搬送波に対して
直交成分しかもたないことがわかる。

次に、同図（Ｃ）は帯域通過フィルタ］１を通過した後
の直交多重テレビジョン信号のスペクトルを示している
。前述のように、このフィルタ１１は、映像信号の両側
波振幅変調成分のみを抽出するために映像信号は映像搬
送波と同相の成分しかもたず、付加信号にクロストーク
を生じることはない。故に、この信号を同期検波すれば
イ」角信号のみを復調することができる。

以上述べたように直交多重伝送方式では、理想的な同期
検波か可能であれば映像信号と付加信号との間にクロス
トークなして各信号を伝送しまた再生できる。しかし既
存の受信機で受信するときはそれが包路線検波等を用い
ているときある程度のクロストークが映像信号に妨害を
与えることになる。また、仮に同期検波器を用いても、
理想的な同期検波特性を得るためには理想的に搬送波成
分のみを抽出しなければならない。

（発明が解決しようとする課題） 従来の直交多重伝送方式において、映像信号と（＝Ｉ加
倍信号のクロストークは理想的な同期検波が行われて初
めて完全に除去可能となる。なお、ここでの理想的な同
期検波とは映像搬送波のスペクトルのみを抽出すること
であり、理論的にこれが不可能であることを、第１１図
を参照して説明する。

第１１図は、直交多重伝送系の送信部と、受信部の映像
復調系について示す図である。同図上段はブロック図、
中段は付加信号により変調された直交変調波のスペクト
ル及び伝送系の周波数特性、下段は直交変調波のベクト
ル・図である。ここでは簡単のために映像信号は一定振
幅Ｙの信号、付加信号は単一各周波数ωｐを有する振幅
２Ｐの正弦波２　Ｐ　ｅｏｓωｐｔとする。また、映像
搬送波角周波数をωＣとする。故に、図に示されるよう
に、映像変調波は（Ａ−Ｙ）　ＣＯ３（ＩＪＣｔｏたた
しＹは映像信号振幅である。ＶＳＢフィルタ３を通った
としても映像変調波は同じであり（Ａ−Ｙ）ＣＯ８ωＣ
ｔである。一方、２Ｐｃｏｓωｐｔなる付加信号は、直
交搬送波を搬送波抑圧振幅変調するために、　　　　゛ ２Ｐｃｏｓ　　ω　ｐ　　ｔ　　争　ｓｉｎ　　ω　ｃ
　　ｔ＝Ｐｓｉｎ　　（ωｃ＋ωｐ）　を 十Ｐｓｉｎ　　（ｌｌＪＪｃ＋（ＩＪＣ）　ｔとなり、
図の下段の■て示されるスペクトル及びベクトルとなる
。次にこの直交変調波は、逆ナイキストフィルタ特性Ｈ
ＥＱ（ω）のイコライザ６で等化される。このイコライ
ザ６の特性は図の中段■のような特性である。これによ
り直交変調波は、次式で現され、そのスペクトル及びベ
クトルは、図の■で示すようになる。

ＲＥＱ（（ｄｐ）　Ｐｓｉｎ　　（（ＩＪＣ＋ωｐ　）
　　ｔ＋ＨＥＱ（−ωｐ）Ｐｓｉｎ　　（ωｃ　−ωｐ
　）　　を逆ナイキストフィルタ特性ＨＥＱ（ω）から
明らかなように、ωキ０てＨＥＱ（ω）キＨＥＱ（−ω
）であるから、等化後の直交変調波の上側と下側の側波
振幅は等しくならず、故に、図の■で示すようにベクト
ルの先端の軌跡は楕円となり、直交及び同相成分を有す
ることになる。

この直交変調波は、映像変調波と合成された後伝送され
る。即ち、直交多重信号は、 （Ａ−Ｙ）ｃｏｓωｃｔ ＋ＨＥＱ（ω）　Ｐｓｉｎ　　（ωｃ　＋ωｐ　）　を
十ＨＥＱ（−ωｐ）Ｐｓｉｎ　　（（ＩＪｃ　−ωｐ　
）　　ｔである。

受信側においては、直交多重信号をナイキストフィルタ
８に入力される。このフィルタは、図中■で示す特性Ｈ
ＮＹ（ω）を有するものとする。故にフィルタ出力とし
ては （１／２）　　（Ａ−Ｙ）　ｅｏｓ　（ＬＩ　Ｃを十Ｈ
ＥＱ（ωｐ）ＨＮＹ（ω） ｘ２Ｐｃｏｓ　（１）ｐ　ｔ　令ｓｊｎ　（Ｊ）Ｃｔと
なる。上式ｅＯ５ωｃｔの項、即ち同相成分と、ｓｉｎ
ωｃｔの項、即ち直交成分はそれぞれ図中の■■で示す
ようなベクトルで表される。この信号は理想的に同期検
波すれば当然映像信号と付加信号とは全くタロストーク
なしで復調可能である。

ここで同期検波について考える。同期検波は入力信号の
搬送波成分のみを位相ロック回路等で再生し、この復調
キャリアと入力信号との積を求めることにより検波か行
われる。ここで、位相ロック回路を見ると、狭帯域の帯
域通過フィルタと等化である。故に、この帯域通過フィ
ルタの帯域が零になれば、理想的な同期検波となるかこ
れは不可能である。またこのキャリア再生用の帯域通過
フィルタ内に直交成分のスペクトルが存在しなければよ
いが、上式からもわかるようにωｐは、この範囲にも存
在するからやはり理想的な同期検波とはならない。

以上説明したように、従来の直交多重伝送方式では、理
想的な同期検波を前提として映像信号と付加信号とを分
離するものであるが、理想的な同期検波そのものが理論
的に不可能であり、実現可能な同期検波では必ず映像信
号と付加信号との間にクロストークが生じるという問題
があった。

そこでこの発明は、映像信号と付加信号のとの分離を理
想的に得られる直交多重信号処理方式及び伝送・受信装
置を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、送信側では、映像信号により搬送波を変調
して映像変調波を得、付加信号により前記搬送波と位相
が直交する直交搬送波を変調して直交変調波を得、前記
映像変調波と直交変調波を合成して直交多重テレビジョ
ン信号を伝送し、受信側では、受信した直交多重テレビ
ジョン信号から前記映像信号と付加信号をそれぞれ同期
検波により復調するシステムにおいて、 少なくとも前記映像信号の水平同期パルスの前半に相当
する期間では、前記直交変調波の振幅を抑圧して伝送し
、受信側では前記抑圧期間の直交多重テレビジョン信号
の情報を映像搬送波再生のための位相同期引き込み情報
とするものである。

（作用） 上記の手段により、以下の作用を得ることができる。直
交多重伝送では映像搬送波に対して同相成分の映像信号
と直交成分の付加信号の分離に関して、映像搬送波（復
調用キャリア）成分の抽出が重要であることは先に述べ
た。即ち、直交成分の影響を全く受けない映像搬送波の
再生が可能であれば上記分離を理想的に実現できる。

そこで、送信側においては、少なくとの映像水平同期パ
ルス先端に相当する期間（無信号）のうち垂直ブランキ
ング期間の等化パルスの期間分だけのタイミング信号を
用いて、この期間で直交変調波を抑圧している。すると
、抑圧期間では直交変調波が全く存在しないことになり
、直交多重を行わないテレビジョン伝送方式と同じにな
る。

一方、受信側では、上記抑圧期間の映像搬送波を搬送波
再生情報として用いる。抑圧期間では、映像搬送波は無
変調であるためにその位相情報は搬送波位相そのものを
正確に表しているからである。よって抑圧期間の映像搬
送波に位相ロックした連続キャリアを再生して同期検波
を行うことにより理想的な検波を実現できる。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例である。映像信号は入力端
子１に導入され、振幅変調器２にて振幅変調され、ここ
で得られる映像変調波はＶＳＢフィルタ３において残留
側波信号とされ、加算器７に入力される。振幅変調器２
における映像搬送波は、発振器１０３から供給されてい
る。一方、付加信号は、入力端子４に導入され搬送波抑
圧振幅変調器５にて搬送波抑圧振幅変調される。ここで
の搬送波は、発振器１０３の出力が９０°移送器１０４
にて移相された直交搬送波である。搬送波抑圧振幅変調
器５て得られた直交変調波は、逆ナイキストイコライザ
６においてスペクトル整形され可変アッテネータ１０６
を介して加算器７に入力される。これにより加算器７か
らは、直交変調波と映像変調波とか合成された直交多重
テレビジョン信号が出力される。

ここで、可変アッテネータ１０６は、直交変調波を周期
的に抑圧するものであり、ＰＩＮダイオード、ダブルバ
ランスミキサ、又は可変利得増幅器などを用いて容易に
実現できる。次にこの可変アッテネータの動作について
説明する。

可変アッテネータ１０６は、第２図に示すように、映像
水平同期パルス先頭期間のうち、等化パルス先頭期間に
相当する分だけ直交変調波の振幅を抑圧する。第２図は
映像変調波と、等化パルス期間の同期パルスと、直交変
調波と、ゲートパルスを示している。従って、可変アッ
テネータ１０６は、同期パルスの期間に直交変調波の利
得を零とするように制御される。

第１図に戻って説明する。上記同期パルスは、同期分離
回路１０１の出力を処理するタイミング発生器１０２に
より作成されている。同期分離回路１０１は、入力映像
信号から同期信号を分離し、タイミング発生器１０２に
供給している。タイミング発生器１０２は、各回路ブロ
ックに必要はタイミングパルスを作成している。尚、タ
イミング発生器１０２の出力同期パルスを可変アッテネ
ー夕１０６に導入する帯域通過フィルタ１０５は、可変
アッテネータ１０６の変調波スペクトルの拡大を防ぐた
めに抑圧過度特性をゆるやかにするものである。

次に受信部について説明する。

加算器７から出力された直交多重テレビジョン信号は、
受信部において、ナイキストフィルタ８、帯域通過フィ
ルタ１１、搬送波再生回路１０７に入力される。ナイキ
ストフィルタ８は、既存の受信機で用いられるものと同
様であり、映像キャリア周波数に対して対称のスロープ
を有するフィルタである。ナイキストフィルタ８の出力
は、同期検波器９に入力される。同期検波器９では、後
述する搬送波再生回路１０７からの映像搬送波を用いた
同期検波が行われる。ここで復調された映像信号は出力
端子１０に導出される。

一方、帯域通過フィルタ１１は、直交多重テレビジョン
信号から両側波が揃っている周波数成分のみを抽出する
フィルタであり、帯域通過フィルタ１１の出力は、逆ナ
イキスト等化された搬送波抑圧振幅変調波（付加信号側
）と、残留側波振幅変調波（映像信号側）から抽出され
た両側波振幅変調波である。故に、映像復調側と同様に
直交同期検波器１２において同期検波（たたし映像復調
側の復調キャリアとは直交するキャリアで行う）を行わ
れることにより、出力端子１３には映像信号のクロスト
ークなして付加信号のみを復調して得ることができる。

次に、上記同期検波のために用いる搬送波の再生は以下
のように行われる。搬送波再生回路１０７に入力された
信号は、第２図で示したように周期的に直交変調波か振
幅はぼ零に抑圧されているために、この抑圧期間の映像
搬送波は無変調である。そこで、搬送波の位相情報とし
ては、この抑圧期間の信号のろが利用される。このため
搬送波再生回路１０７は、抑圧期間の信号のみを取込む
ために、タイミング発生器１０９がらのゲートパルスに
より制御されている。タイミング発生器１０９は、同期
分離回路１０８からの同期信号を用いて各回路ブロック
に必要なタイミングパルスを作成している。同期分離回
路１０８は、同期検波器９から得られた映像信号より同
期信号を分離して、タイミング発生器１０９に供給して
いる。

搬送波再生回路］０７は、抑圧期間の信号を取込み、位
相ロックループ内の電圧制御発振器の制御信号を作成し
ている。搬送波再生回路１０７で得られる映像搬送波は
、同期検波器９に再生用キャリアとして供給されるとと
もに、９０’移相器１１０で９０°移相され、直交搬送
波となり再生用キャリアとして直交同期検波器１２に供
給される。

第３図は搬送波再生回路１．０７の原理的な構成例であ
る。入力端子３１には直交多重テレビジョン信号が入力
されている。この信号は、位相検波器３２において電圧
制御発振器３０６がらの発振信号と位相比較される。こ
の結果得られた位相誤差信号は、サンプルホールド回路
３３に人力される。サンプルホールド回路３３は、位相
誤差情報のうち前述した抑圧期間の位相誤差情報のみを
サンプリングして保持する。従って、端子３４に与えら
れる先のゲートパルスによりサンプリングを行っている
。ここにホールドされた位相誤差情報は、低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）３５を介して電圧制御発振器３６の制御
端子に供給される。これにより電圧制御発振器３６から
出力される発振信号は、抑圧期間における映像搬送波に
位相ロックした信号、つまり連続した映像搬送波となる
。この連続映像搬送波は、同期信号の先端における映像
変調波に位相同期したものである。この抑圧期間におけ
る映像変調波は、同期信号先端が無信号期間であり、か
つ直交変調波が合成されていない信号であるから、映像
搬送波の位相そのものを現しているため、電圧制御発振
器３６の発振信号も映像搬送波を正確に再現することに
なる。この連続映像搬送波は、出力端子３７を介して同
期検波器９および９０°移相器１１０に入力される。

この発明は上記の実施例に限定されるものではない。

第４図はこの発明の他の実施例である。第１図の実施例
と共通する部分には同一符号を付して、異なる部分を説
明する。この実施例は、直交変調波により伝送される信
号処理部が先の実施例とことなる。付加信号は例えば音
声信号であり、入力端子４を介してＡ／Ｄ変換器２０２
に入力される。

デジタル化された音声信号は、符号化回路２０３に入力
されて符号化される。符号化回路２０３は、３値打号化
を行う回路であり、例えばデュオバイナリ−（パーシャ
ルレスポンスＩＶと呼ばれる）符号化回路である。符号
化された信号は、バッファメモリ２０４に供給される。

バラアメモリ２０４は、書込みでは符号化信号を連続し
て書込むが、読出しては抑圧期間ではデータがブランク
となるように、抑圧期間に対応するデータを時間圧縮し
て読出している。バッファメモリ２０４の出力は、ゲー
ト回路２０５に入力される。このゲート回路２０５は、
抑圧期間では非導通状態に制御され、他の期間では導通
状態に制御される。ゲート回路２０５の出力は、Ｄ／Ａ
変換器２０６に人力されアナログ信号に変換される。以
後の処理は先の実施例と同じであり搬送波抑圧振幅変調
器５において振幅変調され直交変調波として送信される
。ここでバッファメモリ２０４においてはデータ書込み
と読出しに関して、クロックＣＫＩとＣＲ２が用いられ
る。クロックＣＫＩとＣＲ２は、タイミング発生器１０
２の出力が供給されるタイミング発生器２００において
作成されている。タイミング発生器１０２は、先に述べ
た抑圧期間に相当する同期パルスを作成している。従っ
てこの同期パルスは、ゲート回路２０５の非導通と導通
状態を制御するためにも用いられている。

次に、受信側について説明する。

帯域通過フィルタ１１により抽出された信号は、直交同
期検波器１２において直交検波される。これによりアナ
ログの符号化信号が復調される。このアナログ符号化信
号は、Ａ／Ｄ変換器２０ｇにてデジタル化され元の符号
化信号に変換される。

さらにこの符号化信号は、抑圧期間のデータを再現する
ためにバッファメモリ２０９に入力される。そして連続
した符号化信号となり復号化回路２１０に入力される。

復号化回路２１０では、もとのデジタル音声信号か再現
され、さらにアナログに戻すためにＤ／Ａ変換器２１１
に入力される。

これにより出力端子２１２には、元の付加信号（音声信
号）か得られる。

タイミング発生器１０９は、上記した抑圧期間に対応し
たタイミングでゲートパルスを作成している。また、こ
のタイミング発生器１０９の出力に同期してクロック発
生器２０７はクロックＣＫ２２とＣＫＩＩを作成してい
る。クロックＣＫ２２は、バッファメモリ２０９にデー
タを書込むために利用されるもので、抑圧期間では、ゲ
ート回路２１３により非導通となり、バッファメモリ２
０９の書込みタロツクが停止状態となる。ゲート回路２
１３は、タイミング発生器１０９からのゲートパルスに
より導通、非導通が制御されており抑圧期間では非導通
となる。バッファメモリ２０９の読出しは連続クロック
ＣＫＩＩにより行われる。

この実施例においても、直交変調波は、所定の期間では
抑圧されている。よってこの抑圧期間の映像変調波を利
用して搬送波再生回路１０７にて搬送波を再生すれば、
理想的は搬送波を得ることができ、理想的な直交検波を
実現することができる。

なお、デュオバイナリ−符号化は、例えば第５図に示す
ような回路で実現される。同図（ａ）は、デュオバイナ
リ−（パーシャルレスポンスＩＶと呼ばれる）符号化回
路であり、同図（ｂ）はその入力出力データ例を示して
いる。

ｍｏｄ２の加算器５１に入力した入力データＵは、２ク
ロックデイレイ回路５２からの出力と加算され、信号Ｖ
となる。この信号Ｖは、２クロックデイレイ回路５３と
通常の加算器５４に入力され、加算器５４では、信号Ｗ
を得る。加算器５１と２クロックデイレイ回路５２とは
、ブリエンコーダと呼ばれる差分回路である。また２ク
ロックデイレイ回路５３と加算器５４はエンコーダ部を
構成している。

信号Ｗは、３値の信号であり、受信側の３値識別部５５
において３値識別がなされる。３値信号の振幅を±２Ａ
、、０とすると、±２Ａのとき“１”、Ｏのとき“Ｏ”
としてデコードされる。

その出力は、２値判定部５６において２値データとして
出力端子５７に導出される。同図（ｂ）は各部の信号形
態を示している。また同図（Ｃ）は、伝送信号Ｗの周波
数応答特性であり、このような処理を行うことにより伝
送周波数帯域を実線で示す範囲に圧縮して伝送すること
ができる。この発明は上記符号化方式に限定されるもの
ではないが、３値打号となる代表的な符号化方式である
ことと、同図（Ｃ）に示したように符号化出力信号Ｗの
パワースペクトルがＤＣ成分を持たず、直交多重したと
きに既存受信機に与える妨害が少ないという利点がある
ために例示している。

第６図は、上記実施例における直交変調波の波形例を示
している。３値信号の波形が中心のレベルに固定される
ことにより、直交変調波振幅が抑圧されている。

第７図は、直交同期検波部及び搬送波再生回路１０゛７
の他の実施例を示している。入力端子４００に入力され
た直交多重テレビジョン信号の第１中間周波は、周波数
変換器４０１に入力されて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４０８からの変換用キャリアで周波数変換され第２の中
間周波とされる。第２の中間周波は。ナイキストフィル
タ４０２に入力されるとともに帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）４０Ｂに入力される。帯域通過フィルタ４０３は映
像搬送波に対して対象な周波数帯域制限特性をもつ。帯
域通過フィルタ４０３の出力は、リミッタ４０４を介し
てＡ／Ｄ変換器４０５に入力されデジタル化される。Ａ
／Ｄ変換器４０５のタロツクとしては、第２の中間周波
の例えば４倍のキャリアを出力する基準周波数源４０９
からの基準周波数信号が用いられている。

Ａ／Ｄ変換器４０５の出力は、位相及び周波数比較器４
０６に入力されて、基準周波数信号と位相及び周波数比
較される。但し、この比較タイミングは、端子３００か
らのゲートパルスにより制御されており、先に説明した
抑圧期間に限定されている。この位相及び周波数比較に
より得られた位相及び周波数誤差データは、低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）４０７に入力され雑音除去されたのち
、電圧制御発振器４０８の制御信号として用いられる。

電圧制御発振器４０８は、予め第１の中間周波を第２の
中間周波に変換できる発振周波数に設定されている。

これにより、電圧制御発振器４０８は、抑圧期間におけ
る映像搬送波の中間周波数に位相ロックし、直交多重変
調波に影響を受けない。これは、周波数変換を受けた映
像搬送波の第２の中間周波は、基準周波数に位相ロック
することを意味する。

次に同期検波部について説明する。この実施例では直接
搬送波を再生するのではなく、基準周波数に中間周波を
同期させている。従って、前記基準周波を再生用の搬送
波として用いることができる。

基準周波は、１／４分周器で分周されて、可変移相器４
１８．４２５に入力され、位相調整を受ける。映像信号
の復調部から説明する。可変移相器４１８は、その移相
量が低域フィルタ４１７からの出力により制御される。

可変移相器４１８の出力は、移相比較器４］５に入力さ
れナイキストフィルタ４０２からの中間周波と位相比較
される。

移相比較器４１５て得られた移相誤差信号は、サンプル
ホールド回路４１６に入力されて、保持され低域フィル
タ４１７にて雑音を除去されたのち可変移相器４１８の
移相量制御信号として用いられる。サンプルホールド回
路４１６は、ゲートパルス期間（抑圧期間）に移相誤差
情報を取り込みホールドする。可変移相器４１８から出
力された復調用キャリアは、９０°移相器４１４を介し
て検波器４１１に入力される。同相検波器４１１では、
ナイキストフィルタ４０２からの中間周波を検波し、検
波出力（映像信号）は低域通過フィルタ４１２を介して
出力端子４１３に導出される。

一方、付加信号の復調部も同様な構成であり、映像信号
の復調部と異なる点は、９０°移相器４１４がないだけ
である。従って、付加信号復調部は可変移相器４２５、
位相比較器４２２、サンプルホールド回路４２３、低域
通過フィルタ４２４、直交検波器４１９、低域通過フィ
ルタ４２０により構成されている。

この実施例において、映像復調部と付加信号復調部にそ
れぞれにキャリア調整用の移相量調整ループを設けてい
るのは次の理由からである。

すなわち、ナイキストフィルタ４０２、帯域通過フィル
タ４０３とは、相対的な遅延が存在している。このとき
、同相検波部と、直交検波部とに正確に９０′位相の異
なる搬送波を供給したとしても各検波部に人力する信号
自体に遅延差があるために、正確な同期検波が不可能で
ある。そこで、上記のような移相量調整ループを各復調
部に設けて、供給キャリアの位相を調整するものである
。

このようにすれば、ナイキストフィルタ４０２及び帯域
通過フィルタ４０３の遅延量に影響を受けずに一層理想
的な同期検波が得られ、出力端子４１３に得られる映像
信号、出力端子４２１に得られる付加信号のタロストー
ク改善を一層良好なものとすることができる。

なお、位相ロックループ及び移相量制御ループｎ においては、ゲートパルスによる動作から起因するバー
スト周期の逆数の整数倍に生じるスプリアスが問題とな
ることがあるが、これは各ループ内のループフィルタの
最適化及びループ利得の最適化を行うことによりループ
帯域を上記バースト周期の逆数に対して十分小さくすれ
ば容易に解決できる。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、映像信号と付加
信号のとの分離を理想的に得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の動作を説明するために示したタイミングチ
ャート、第３図は第１図の搬送波再生回路の例を示す図
、第４図はこの発明の他の実施例を示す回路図、第５図
は符号化回路の例とその動作説明図、第６図は第５図の
直交変調波のアイパターンを示す図、第７図は搬送波再
生回路の他の実施例を示す回路図、第８図は従来の直交
多重伝送・受信装置を示す図、第９図は映像変調＋Ａ− 波と直交変調波の説明図、第１０図は第８図の回路の各
部信号スペクトル説明図、第１１図は従来の直交多重伝
送・受信装置の問題点を説明するために示した説明図で
ある。 ２・・・振幅変調器、３・・・ＶＳＢフィルタ、５・・
搬送波抑圧振幅変調器、６・・・逆ナイキストイコライ
サ、７・・・加算器、８・・・ナイキストフィルタ、９
・・・同期検波器、］］・帯域通過フィルタ、］２・・
・直交同期検波器、１０１・・同期分離回路、１０２・
・タイミング発生器、１０３・・・発振器、１０４・・
・９０°移相器、１０５・・・低域通過フィルタ、１０
６・・可変アッテネータ、］０７・・・搬送波再生回路
、１０８・・・同期分離回路、１０９・・・タイミング
発生器、１１０・・・９０°移相器。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 〉　　　　　　≧　　　　　× 決　　　　０ 短　　　　　１ 屑　　　　父　　　　　　　　　　　≧動　　　　≧　
　　　　　　　　　ＩｃＬ豊　　　迭　　　　　　　・
　２ −　　っ　　　　　　　護 獣　　　　　工 ♀　　　　、、　　　　　　ＣＬ　　ＣＬＩ゛１　　。 −−ギ　　　　　　　・　≧ １　　　α ？０■　　　　　　　　　　　　　　　　　　１１゜。 　　　　よ　　　　　　（ギ Ｚギ　　　　　　℃ ギ３　　Ｋ　　　。 の 、ε、Ｃ−客　　上　　　　　　　２ ｇと　　　　　　〉 ハハ ααく ≧≧　　　７７−−内　　　　　≧ ００　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
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Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信側では、映像信号により搬送波を変調して映
   像変調波を得、付加信号により前記搬送波と位相が直交
   する直交搬送波を変調して直交変調波を得、前記映像変
   調波と直交変調波を合成して直交多重テレビジョン信号
   を伝送し、 受信側では、受信した直交多重テレビジョン信号から前
   記映像信号と付加信号をそれぞれ同期検波により復調す
   るシステムにおいて、 少なくとも前記映像信号の水平同期パルスの前半に相当
   する期間では、前記直交変調波の振幅を抑圧して伝送し
   、受信側では前記抑圧期間の直交多重テレビジョン信号
   の情報を映像搬送波再生のための位相同期引き込み情報
   とすることを特徴とする直交多重信号処理方式。
2. （２）映像信号により搬送波を変調して映像変調波を得
   、付加信号により前記搬送波と位相が直交する直交搬送
   波を変調して直交変調波を得、前記映像変調波と直交変
   調波を合成して直交多重テレビジョン信号を伝送する直
   交多重信号伝送装置において、 少なくとも前記映像信号の水平同期パルスの前半に相当
   する期間でタイミング信号を発生するタイミング発生手
   段と、 前記タイミング信号により前記合成前の前記直交変調波
   の振幅を抑圧する抑圧手段と を具備したことを特徴とする直交多重信号伝送装置。
3. （３）映像信号により搬送波を変調して得られた映像変
   調波と、付加信号により前記搬送波と位相が直交する直
   交搬送波を変調して得られた直交変調波とが合成されて
   おり、しかも前記直交変調波は、少なくとも前記映像信
   号の水平同期パルスの前半に相当する期間では振幅を抑
   圧されている直交多重テレビジョン信号を受信する受信
   手段と、前記映像信号の水平同期パルスの前半に相当す
   る期間でタイミング信号を発生するタイミング発生手段
   と、 前記タイミング信号により前記直交変調波の抑圧期間に
   おける前記直交多重テレビジョン信号の情報を搬送波再
   生のための位相同期引き込み情報として導入する映像再
   生搬送波発生手段と、この映像再生搬送波発生手段の出
   力をそれぞれ適性な位相で導入してそれぞれ同期検波を
   行い前記直交多重テレビジョン信号から前記映像信号と
   付加信号を復調する手段と を具備したことを特徴とする直交多重信号受信装置。