JP2723889B2 - 多重信号送信方法およびその多重信号発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重伝送システムに係り、特に映像信号に
デイジタル符号化した音声などを多重して伝送するに有
効な伝送方式およびその信号発生装置に関する。 〔従来の技術〕 デイジタル符号化されたPCM音声と映像信号を多重す
る方法については、昭和58年６月発行財団法人電波技術
協会編の衛星放送受信技術調査会報告第１部「衛星放送
受信機」などで報告されているが、現行NTSCの映像信号
に5.7272MHzの副搬送波を用いてPCM音声を多重している
ため、現行の地上テレビジヨン放送の帯域を満足せず、
地上テレビジヨン放送に用いることは困難である。 一方、現行地上テレビジヨン放送への多重伝送の可能
性について昭和58年１月に日本放送出版協会より発行さ
れている日本放送協会編の放送技術双書２「放送方式」
の205頁から208頁に記載されているが、高品質音声２チ
ヤネルを伝送するための約１メガビツト／秒の伝送容量
を確保できる方式については記載されていなかつた。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術では、現行地上テレビジヨン放送に高品
質の音声信号を多重伝送する方式が無かつた。 本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多
重伝送する場合の送信方式およびその信号発生装置を提
供することにあり、特に現行テレビジヨン放送に高品質
なデイジタル符号化した音声信号などの信号を映像信号
への妨害を少く多重伝送する信号送信方式およびその信
号を生成するに有効な、発生装置を提供することにあ
る。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、振幅変調された搬送波の直交成分を他の
信号で変調することにより達成される。特に残留側波帯
振幅変調する映像信号の場合には、搬送波の両側波帯の
伝送される帯域内でデイジタル符号化された音声信号な
どの信号により、搬送波の映像信号とは直交関係を持た
せて変調して伝送すること、さらに直交多重するデイジ
タル符号化された音声信号などの信号の変調後のスペク
トルの映像信号の搬送波周波数近傍の成分を抑圧するス
ペクトル帯域抑圧回路を設けることにより達成される。 〔作用〕 残留側波帯振幅変調する映像信号搬送波において両側
波帯を有し、一般的な振幅変調されている帯域（DSB）
内に限定して、搬送波を映像信号と音声信号とを直交関
係を持たせて変調するので、再生した映像信号への音声
信号の影響を少なくできる。音声信号の変調度を映像信
号より低くすることにより、包絡線検波で再生された映
像信号へも音声信号の影響を少なくすることができる。
また音声信号は同期検波して再生されるため、直交して
変調された映像信号を復調せず、影響は低減される。 さらに、受信機の振幅変調の検波方式が搬送波再生型
検波（擬似同期検波ともいう）の場合、搬送波再生回路
を構成する搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯
域内に直交多重信号などの妨害があるため再生搬送波が
位相ジツタを持ち、その結果検波出力の位相変動を引き
起こし画像の色相変化など画像妨害を与える。スペクト
ル帯域抑圧回路は直交多重信号の搬送波周波数近傍のス
ペクトル成分を抑圧するので搬送波周波数選択回路の搬
送波周波数選択帯域から妨害信号を減少させることがで
き直交多重信号によつて引き起こされた位相変動にとも
なう色相変化を低減できる。 PLL同期検波方式の振幅変調検波の場合も同様で、PLL
の周波数応答特性の帯域内の直交多重による妨害を減少
させることができるので、直交多重信号によつて引き起
こされた位相変動にともなう色相変化を低減できる。 なお、現行FM音声信号とは、周波数、変調方式ともに
異なつているので互いに影響せず両立性がある。 〔実施例〕 以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。第１
図は本発明の一実施例におけるテレビジヨン信号伝送装
置のブロツク図である。多重送信する信号としてデイジ
タル符号化した音声信号を例に説明する。 101は音声信号入力端子,102はFM変調器,103は音声信
号搬送波発生器,104は映像信号入力端子,105はマトリツ
クス回路,106は輝度信号処理回路,107は色差信号処理回
路,108は加算回路,109は映像変調器,110は映像信号搬送
波発生器,111はデイジタル符号化して伝送する音声信号
の入力端子,112はアナログ・デイジタル変換器（以下AD
Cと略す）,113はデイジタル信号処理回路,114は３値変
換回路,115は低域通過フイルタ,116は移相器,117はデイ
ジタル符号化した音声信号用の変調器,118は加算器,119
は残留側波帯振幅変調用の送信VSBフイルタ,120は加算
器,121はアンテナ,122はイコライザである。 音声信号入力端子101からの音声信号で音声信号搬送
波発生器103からの音声用搬送波をFM変調器102において
FM変調する。映像入力端子104に入力されたRGBの三原色
信号をマトリツクス105で輝度信号と色差信号とに分け
おのおの輝度信号処理回路106と色差信号処理回路107で
処理した後、加算器108で加算する。加算後の信号で映
像信号搬送波発生器110からの搬送波を映像変調器109を
用いて変調し、送信VSBフイルタ119でテレビジヨン放送
帯域に帯域制限して加算器120で音声信号と加算してア
ンテナ121より送信する。 以上については、従来の地上送信のテレビジヨン放送
と同一である。以上の信号に高品質な音声を送信するた
めに以下を追加する。 多重する音声信号を入力端子111に加え、音声信号をA
DC112でデイジタル信号に変換し、デイジタル信号処理
回路113で伝送中に生じる誤りを検出訂正するための符
号を追加したり、インタリープ処理をほどこす。処理後
のデイジタル符号は３値変換回路114で＋1,0の２値デイ
ジタル信号から＋1,0,−１の３値デイジタル信号に変換
し、３値デイジタル信号のスペクトル帯域に適した低域
通過フイルタ115を介して不要な高域成分を削除する。
このデイジタル符号化した音声で、移相器116を介して9
0度移相された映像信号搬送波をデイジタル符号化した
音声信号用の変調器117で変調し、受信機のIFナイキス
トフイルタの特性による直交性への影響を防ぐためIFナ
イキストフイルタの逆特性を有したイコライザ122を通
し、加算器118を用いて映像信号で変調された搬送波と
加算する。その結果、映像用の搬送波は、映像信号とデ
イジタル符号化した音声信号と直交関係で変調されるこ
ととなる。 変調されるスペクトルを第２図に示し、映像搬送波の
映像信号とデイジタル符号化した音声信号との変調状態
のベクトル図を第３図に示す。 第２図の201は映像信号のVSBフイルタ後のスペクト
ル,202はFM変調された音声信号のスペクトル,203はデイ
ジタル符号化した音声信号のスペクトルを示す。204に
ついては後で説明する。ここで、映像信号スペクトル20
1とデイジタル符号化した音声信号のスペクトル202とは
直交で多重するため第２図では２段に分けて示し、また
デイジタル符号化した音声信号のスペクトルでは、イコ
ライザ122の影響を考慮していない。 第２図において、映像搬送波に対して−0.75MHz以下
のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とするVS
Bフイルタによつて減衰されている。4.2MHzまでは映像
信号が4.5MHz近傍には音声搬送波がFM変調されたスペク
トラムが存在している。映像搬送波に対して±0.75MHz
については両側波帯が送信されるため、一般の振幅変調
（DSB）と考えて良い。その両側波帯を有している搬送
波に直交して±0.75MHz以内の信号をデイジタル符号の
１と０に相当させて振幅Ａと−Ａとで搬送波抑圧振幅変
調すると、映像信号搬送波のベクトルは映像信号を１と
した場合 cos ωct±Ａ sin ωct （１） となる。ここでωｃは搬送波の角周波数である。 このようすを第３図に示す。 （１）式を展開すると である。 ここで受信された映像信号へのデイジタル符号化した
音声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がcos
ωctで同期検波しているものについてはＡの値にかか
わらずcos ωctの係数のみ（すなわち映像信号のみ）
が再生され妨害とはならない。また映像信号検波回路が
包絡線検波をしているものについてはＡの値を１より下
げることで妨害を軽減できる。例えばＡを0.1とする
と、 となり、１に比べて0.005の信号（約−40dB）が影響す
るが、映像信号の信号レベル対雑音の比（以下SN比と呼
ぶ）は40dB以上あれば実用上問題ないと考える。さら
に、Ａを0.1より下げればさらに映像信号への影響は少
なくなる。 一方、映像信号からデイジタル符号化した音声への妨
害は、同期検波回路で搬送波に直交した成分のみを復調
することで排除できる。SN比について考えると、映像信
号のSN比が40dBが実用レベルとすると、帯域幅がデイジ
タル符号化した音声信号の伝送帯域幅1MHzに比べ約４倍
であるため、デイジタル符号化した音声信号のSN比は46
dBとなるが、変調レベルＡを0.1とすると伝送SN比は26d
B程度となる。また、デイジタル信号のSN比とビツトエ
ラーレートとの関係を一般的な二値信号で考えてもSN比
が17.4dBでビットエラーレートが１×10^-4である。映像
信号のSN比が40dBの場合にはデイジタル符号化した音声
信号の伝送SN比は26dBであり、デイジタル信号の伝送と
して実用上充分な値である。 次にデイジタル符号化した音声信号のスペクトル203
及び３値変換回路114について考える。デイジタル符号
化した音声信号のスペクトル203は第２図に示すように
搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとする。
これは、変調器117で変調する前のベースバンドデイジ
タル信号の低域成分を抑圧することで実現でき、３値変
換回路114は２値のデイジタル信号を３値に変換するこ
とで、伝送容量を減らすことなく低域成分を抑圧するこ
とができる効果がある。 第４図は上で述べた機能を有する３値変換回路114の
一例である。401は２値デイジタルデータ入力,402は遅
延回路,403,404はインバータ,405,406はAND回路,407は
インバータ,408は加算器,409は３値デイジタルデータ出
力である。第４図の動作を第５図のタイミングチヤート
を用いて説明する。第５図（ａ）は２値デイジタルデー
タ波形，（ｂ）は遅延回路402出力，（ｃ）はAND回路40
5出力，（ｄ）はインバータ407出力，（ｅ）は３値デイ
ジタルデータ波形（加算器408出力）である。（ａ）図
に示す２値デイジタルデータは遅延回路402により時間
τだけ遅延を受け（ｂ）図に示すタイミング波形とな
る。ここで時間τは１データ長Ｔと同じか短い時間とす
る。AND回路405で２値デイジタルデータ（ａ）と遅延回
路出力（ｂ）のインバートのアンドをとり２値デイジタ
ルデータ（ａ）の立ち上がりエツジを（ｃ）図のように
検出する。同様にAND回路406で２値デイジタルデータの
インバートと遅延回路出力（ｂ）のアンドをとり２値デ
イジタルデータ（ａ）の立ち下がりエツジを検出し、こ
れをインバータ407で反転して（ｄ）図の波形を得る。
加算器408で（ｃ）図の波形と（ｄ）図の波形を加算す
ると（ｅ）図に示す３値デイジタルデータとなる。
（ａ）図と（ｅ）図を見比べると、３値デイジタルデー
タは２値デイジタルデータの立ち上がりエツジでHigh
（＋１），立ち下がりエツジでLow（−１）のパルスを
パルス幅τで発生し、その他ではHighとLowの中間電位
（０）となっていることがわかる。このように２値デイ
ジタルデータを３値デイジタルデータに変換することに
よりベースバンドデイジタル信号の低域成分を抑圧する
ことができ、これから不要高周波成分をLPF115で除去し
て、デイジタル符号化した音声信号用の変調器117で変
調することにより搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧
したデイジタル符号化した音声信号のスペクトル203が
得られる。第４図の３値変換回路によれば、伝送帯域一
定で考えた場合に伝送容量を減少させることなく低域成
分を抑圧することができ、第１図，第４図の回路構成に
より映像搬送波近傍の周波数成分を低減することができ
る効果がある。 第６図は３値変換回路114の他の例である。第４図と
同一符号は同一機能を示し、601はクロツク入力端子,60
2はインバータ,603,604はＤ−フリツプフロツプであ
る。第６図は第４図の遅延回路402の遅延時間τを１デ
ータ長Ｔにしたものであり、他の動作は第４図と同様で
ある。したがつて第４図と異なる動作の部分のみを第７
図のタイミングチヤートを用いて説明する。第７図にお
いて、（ａ）は２値デイジタルデータ波形，（ｂ）はク
ロツク信号，（ｃ）はＤ−フリツプフロツプ603出力，
（ｄ）はＤ−フリツプフロツプ604出力，（ｅ）はAND回
路405出力，（ｆ）はインバータ407出力，（ｇ）は３値
デイジタルデータ波形（加算器408出力）である。
（ａ）図に示す２値デイジタルデータはＤ−フリツプフ
ロツプ603によりまず１データ長Ｔの半分であるT/2だけ
遅延し（第７図（ｃ）参照）、次にＤ−フリツプフロツ
プ604によりさらに１データ長の半分であるT/2だけ遅延
し、その結果Ｄ−フリツプフロツプ604の出力は２値デ
イジタルデータ入力401の２値デイジタルデータよりも
１データ長であるＴだけ遅延した信号となる（第７図
（ｄ）参照）。以下は第４図と同様の動作であり、３値
デイジタルデータ出力408からは、パルス幅が１データ
長Ｔの３値デイジタルデータが出力される（第７図
（ｇ）参照）。第６図の３値識別回路によると、第４図
の遅延回路402の遅延時間τが１データ長Ｔよりも短い
場合と比較して、出力される３値デイジタルデータの基
本波成分が低い周波数となるためベースバンド帯域が狭
くなり、その結果、変調後の伝送帯域幅も狭くなる効果
がある。 次に、第４図，第６図などの回路構成で搬送波近傍の
周波数成分を低減した場合の効果について説明する。 第２図204は、搬送波再生型検波の場合は搬送波再生
回路を構成する搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選
択帯域を、あるいはPLL同期検波の場合は搬送波再生回
路を構成するPLLの周波数応答帯域を表す。帯域204内に
搬送波周波数成分以外の信号が含まれている場合、それ
らは搬送波再生の妨害となり、映像検波特性を劣化させ
る原因となる。デイジタル符号化した音声信号のスペク
トル203はこの妨害成分となるため、応答帯域204の帯域
内のスペクトル成分がより多く抑圧されることが望まし
い。 なお、現行テレビジヨン放送の映像色副搬送波に与え
る妨害については、後で詳しく考察する。このように、
デイジタル符号化した音声信号のスペクトル203の搬送
波周波数近傍のスペクトルを抑圧した帯域内に搬送波周
波数選択帯域またはPLL周波数応答帯域を選ぶことによ
り直交多重したデイジタル符号化した音声信号からの妨
害が軽減できる効果がある。 上記テレビジヨン信号送信装置から送信された信号を
受信する受信機の例を第８図に示す。801はアンテナ,80
2は高周波増幅回路,803は周波数変換回路,804は受信機
用の再生IFフイルタ（IFナイキストフイルタ）,805は中
間周波増幅回路,806は映像信号検波回路,807は映像信号
増幅回路,808は色差信号復調回路,809は原色信号復調回
路,810はブラウン管,811は音声中間周波増幅回路,812は
音声FM検波回路,813は音声信号出力端子,814は帯域通過
フイルタ,815は同期検波回路,816は搬送波再生回路,817
は３値識別回路,818は２値変換回路,819は符号識別回
路,820はクロツク再生回路,821はデイジタル信号処理回
路,822はデイジタル・アナログ変換回路（以下DACと略
す）,823はデイジタル符号化して伝送された音声信号の
出力端子である。 アンテナ801より入力したテレビジヨン信号を高周波
増幅回路802で増幅し、周波数変換回路803で復調用の中
間周波に周波数変換し、受信機用の再生IFフイルタ804
を介し、中間周波増幅回路805で増幅する。選局は周波
数変換回路803の局部発振周波数を変えることで行われ
る。中間周波増幅回路805で増幅された信号から映像信
号帯域については映像信号検波回路806で検波し、映像
信号増幅回路807の出力の輝度信号と色差信号復調回路8
08の出力の色差信号とから原色信号復調回路809でR,G,B
の三原色を得、ブラウン管810に映し出す。 一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回
路811で増幅し、音声FM検波回路812で検波復調して音声
信号出力端子813に音声信号を得る。以上は従来のテレ
ビジヨン受信機と同一である。 以上に加えてデイジタル符号化した音声信号を復調す
るために、周波数変換回路803の出力を帯域通過フイル
タ814により多重伝送されたデイジタル符号化した音声
信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路815において
搬送波再生回路816で再生された搬送波に同期した信号
を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分で変調さ
れた信号を検波復調する。その復調波形を３値識別回路
817で＋1,0,−１の３つの状態に識別する。この３値デ
イジタル信号を２値変換回路818で＋1,0の２値デイジタ
ル信号に変換する。３値識別回路817と２値変換回路818
の詳しい説明は第９図で行う。２値変換回路818におい
て２値に変換されたデイジタル信号は符号識別回路819
とクロツク再生回路820を用いて誤り率の少ない点（い
わゆるアイパターンの最大開口部）でデイジタル符号に
する。デイジタル符号はデイジタル信号処理回路821で
伝送途中で生じた誤りを誤り検出訂正符号を用いて検出
訂正する。誤り検出訂正された後のデイジタル信号をDA
C822でアナログ信号に変換して音声信号に戻し、デイジ
タル符号化した音声信号の出力端子823に得る。 第９図は第８図の３値識別回路817及び２値変換回路8
18の一実施例を示す。817は３値識別回路，818は２値変
換回路であり、901は３値デイジタルデータ入力端子,90
2は直流カツト用のコンデンサ,903は直流動作点をOV（G
ND）にするための抵抗,904はアンプ,905,906はコンパレ
ータ,907,908は基準電圧源,909はRS−フリツプフロツ
プ,910は２値デイジタルデータ出力端子である。第10図
は第９図の動作説明図である。第10図（ａ）は帯域制限
を受けた３値デイジタルデータ（アンプ904出力）、
（ｂ）はコンパレータ905出力、（ｃ）はコンパレータ9
06出力、（ｄ）は２値デイジタルデータ（RS−フリツプ
フロツプ909出力）である。入力端子901より入力された
３値デイジタルデータはコンデンサ902で直流カツトさ
れる。３値デイジタルデータは低域成分を含んでいない
ため抵抗903により動作点がOVとなり、アンプ904で増幅
され第10図（ａ）の波形を得る。アンプ904の出力はコ
ンパレータ905,906によりそれぞれ基準電圧源907,908で
発生する電圧V₁，V₂と第９図に示す極性で比較される。
基準電圧源907で発生する電圧V₁及び基準電圧源908で発
生する電圧V₂は第10図（ａ）に示すようにそれぞれ符号
誤り率が最小となるよう電圧値に調整しておく。コンパ
レータ905,906の出力はそれぞれ第10図（ｂ），（ｃ）
のようになり、コンパレータ905は３値デイジタルデー
タの＋１を、コンパレータ906は３値デイジタルデータ
の−１を識別する。識別された信号は２値変換回路818
に送られる。今、３値デイジタルデータが第４図及び第
６図に示すように変調されているとすると、２値変換回
路818はRS−フリツプフロツプで構成される。すなわ
ち、３値デイジタルデータの＋１は２値デイジタルデー
タの立ち上りを、３値デイジタルデータの−１は２値デ
イジタルデータの立ち下りを意味するため、立ち上り情
報であるコンパレータ905出力をRS−フリツプフロツプ
のセツト端子Ｓに、立ち下り情報であるコンパレータ90
6出力をRS−フリツプフロツプのリセット端子Ｒに入力
することにより、RSフリツプフロツプの出力端子から第
10図（ｄ）に示す２値デイジタルデータを復調すること
ができる。 本発明の他の実施例を第11図に示す。第１図と同一符
号は同一機能を示し、1101はデイジタル変調回路であ
る。第１図と異なる点について説明する。デイジタル信
号処理回路113により伝送中に生じる誤りを検出訂正す
るための符号の追加やインタリーブ処理をほどこしたデ
イジタル符号はデイジタル変調回路1101によつて低域成
分を抑圧するようなデイジタル変調方式、例えばFM変調
方式やZM変調方式を用いてデイジタル変調を行う。なお
FM変調方式やZM変調方式については例えば1978.12.11号
日経エレクトロニクスP126〜P164「デイジタル磁気記録
の変復調方式」に述べられているため、ここでは説明を
省略する。デイジタル変調回路1101出力はLPF115で不要
高周波成分を除去し、デイジタル符号化した音声信号用
の変調器117で変調することにより搬送波周波数部分の
スペクトルを抑圧したデイジタル符号化した音声信号の
スペクトル第２図203が得られる。 以下第１図と同様の動作である。第11図の実施例によ
れば、２値デイジタルデータのままで低域抑圧を行つて
いるため、伝送のSN比を劣化させない効果がある。 第11図の信号送信装置から送信された信号を受信する
受信機の一例を第12図に示す。第８図と同一符号は同一
機能を表し、1201はデイジタル復調回路である。第８図
と異なる点について説明する。同期検波回路815により
検波復調された信号は符号識別回路819とクロツク再生
回路820に入力され、符号識別回路819とクロツク再生回
路120を用いて誤り率の少ない点（いわゆるアイパター
ンの最大開口部）でデイジタル符号にする。このデイジ
タル符号は低域成分を抑圧するようなデイジタル変調を
受けており、デイジタル復調回路1201を用いてこれを復
調し変調前のデイジタル符号を得、デイジタル信号処理
回路821で伝送途中で生じた誤りを誤り検出訂正符号を
用いて検出訂正しDAC822でアナログ信号に変換して音声
信号を出力端子823より得る。 本発明のさらに他の実施例を第13図に示す。第１図，
第11図と同一符号は同一機能を示し、1301は多値変調回
路である。デイジタル変調回路1101は第11図と同様の動
作であるが、デイジタル変調を行うことにより低域成分
を抑圧させることができる反面、伝送容量を一定とする
と伝送帯域が広がつてしまう。そこで、多値変調回路13
01により多値方式や、デユオバイナリー符号などの符号
間干渉を積極的に利用するパーシヤルレスポンス方式を
用いて伝送帯域の圧縮などを行い、伝送容量を回復する
ことができる。多値変調回路1301の出力はLPF115に入力
され、以下は第11図と同様の動作である。 第13図の信号送信装置から送信された信号を受信でき
る受信機の例を第14図に示す。第８図，第12図と同一符
号は同一機能を示し、1401は多値復調回路である。 第14図の受信回路は第13図からの送信信号を受け、同
期検波回路815により検波復調された信号は、多値復調
回路1401に入力し、デイジタル変調されたデイジタルデ
ータを復調する。以下は第12図の動作と同様である、な
お、パーシヤルレスポンス方式については、昭和56年９
月発行オーム社版「現代デイジタル通信方式」のP137〜
P142などに示されているので詳細は省略する。第14図の
実施例によれば伝送容量を減らすことなく低域成分を抑
圧できる効果がある。 最後に現行テレビジヨン放送の映像色副搬送波につい
て考える。第15図に映像搬送波上の色副搬送波のベクト
ル図を示す。（ａ）は映像搬送波の直交成分に多重の無
い場合、（ｂ）は直交成分への多重がある場合を示す。
ω_sは色副搬送波での位相回転を示し、ω_sとω_s′は隣
接水平走査期間による色副搬送波の位相がπずれている
ことを示している。ｌ〜ｓは色副搬送波のベクトルの変
化過程を示し、ｌ〜ｓとｌ′〜ｓ′は色副搬送波の位相
がπずれていることを示している。さらにＡと−Ａは直
交成分への多重信号を示し、ある時点で隣接水平走査期
間でＡと−Ａとなる場合を示す。現行テレビジヨン放送
において色副搬送波の周波数と水平走査周波数の関係か
ら、色副搬送波は隣接水平走査期間ではl,m,n,o,…,sと
ｌ′,m′,n′,o′…ｓ′で示すように位相がπずれてい
る。第15図（ｂ）に示すように直交成分への多重を行う
と、映像搬送波の位相変動を引き起こし、テレビジヨン
映像信号検波方式が包絡線検波の場合、Ａの多重の場合
ｓとｌの間に色副搬送波の最大振幅が表われ直交成分の
無い場合の最大振幅位相ｌとの間位相差φを生じる。色
副搬送波の位相変動は再生映像画面の色相変化として表
れる。 この位相変動は映像信号検波方式が同期検波方式では
図中のcos ωct方向成分のみを検波するのでＡの多重
があつても色副搬送波の最大振幅位相はｌであり、位相
変動は生じない。包絡線検波の場合多重信号の符号に応
じてπ/2と−π/2（第８図ではＡと−Ａで示す）に直交
成分が多重されると色副搬送波の最大振幅の位相方向
（位相の進みと遅れ）が決まり、Ａおよび−Ａの絶対値
により位相変動量が決まる。 〔発明の効果〕 本発明によれば、振幅変調された搬送波と直交の関係
に変調するデイジタル符号化された音声信号などの信号
のスペクトルから映像信号の搬送波周波数近傍のスペク
トルを抑圧することができるので振幅変調された搬送波
の検波回路が搬送波再生型検波の場合は搬送波周波数選
択回路の搬送波周波数選択帯域,PLL同期検波回路の場合
はPLLの周波数応答帯域に与える直交多重されたデイジ
タル符号化された音声信号などの信号からの妨害が減少
し、直交多重信号によつて引き起こされた位相変動にと
もなう色相変化を低減できる効果がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例のテレビジヨン信号送信装置
のブロツク図、第２図は本発明の説明のためのスペクト
ル図、第３図は本発明の説明のためのベクトル図、第４
図は本発明の主要部分のブロツク図、第５図は第４図の
説明のためのタイミング図、第６図は本発明の主要部分
の他の例のブロツク図、第７図は第６図の説明のための
タイミング図、第８図は本発明のテレビジヨン受信機の
他の実施例のブロツク図、第９図は第８図の主要部分ブ
ロツク図、第10図は第９図の説明のためのタイミング
図、第11図は本発明の他の実施例のテレビジヨン信号送
信装置のブロツク図、第12図は本発明のテレビジヨン受
信機の他の実施例のブロツク図、第13図は本発明の他の
実施例のテレビジヨン信号送信装置のブロツク図、第14
図は本発明のテレビジヨン受信機の他の実施例のブロツ
ク図、第15図は本発明の説明のためのベクトル図であ
る。 114…３値変換回路、402…遅延回路 403,404…インバータ 405,406…アンド回路 407…インバータ、408…加算器 603,604…Ｄ−フリツプフロツプ 1101…デイジタル変調回路 1301…多値変調回路

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．映像搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調して送
   信する多重信号送信装置において、ディジタルデータの
   低域成分を抑圧するディジタル符号化あるいはディジタ
   ル変調などの低域成分抑圧ディジタル信号処理を施した
   後に、前記映像搬送波と直交位相の関係にある直交搬送
   波を搬送波抑圧振幅変調し、前記残留側波帯振幅変調を
   受けた被変調波と合成して送信することを特徴とする多
   重信号送信方法。 ２．特許請求の範囲第１項において、前記低域成分抑圧
   ディジタル信号処理として、前記ディジタルデータであ
   る２値のデータの立ち上りエッジを中間レベルに対して
   Highレベルのパルスとし、データの立ち下りエッジを中
   間レベルに対してLowレベルのパルスとし、その他の期
   間は中間レベルとして前記ディジタル符号化された信号
   を３値のディジタルデータとすることを特徴とする多重
   信号送信方法。 ３．特許請求の範囲第２項において、前記３値のディジ
   タルデータの立ち上りまたは立ち下りパルスのパルス幅
   を前記ディジタルデータの１データ期間とすることを特
   徴とする多重信号送信方法。 ４．特許請求の範囲第１項において、前記低域成分抑圧
   ディジタル信号処理として、前記ディジタルデータを低
   域成分が抑圧されたディジタルデータに変換するディジ
   タル変調処理を施すことを特徴とする多重信号送信方
   法。 ５．特許請求の範囲第１項において、前記低域成分抑圧
   ディジタル信号処理として、前記ディジタルデータを符
   号間干渉を利用して伝送帯域の増大を抑えつつ低域成分
   を抑圧できるパーシャルレスポンス符号に変換するパー
   シャルレスポンス符号化処理を施すことを特徴とする多
   重信号送信方法。 ６．搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調する振幅変
   調回路を有する多重信号発生装置において、前記映像信
   号を伝送する前記搬送波の発生回路から直交位相の直交
   搬送波を得る位相器、ディジタルデータの低域成分を抑
   圧するディジタル符号化あるいはディジタル変調などの
   低域成分抑圧ディジタル信号処理回路、前記位相器の出
   力の前記直交搬送波を前記低域成分抑圧ディジタル信号
   処理回路の出力で搬送波抑圧振幅変調する変調回路、前
   記変調回路の出力と前記振幅変調回路の出力とを合成す
   る合成回路を設けたことを特徴とする多重信号発生装
   置。 ７．特許請求の範囲第６項において、前記低域成分抑圧
   ディジタル信号処理回路として、前記ディジタルデータ
   である２値のデータの立ち上りエッジを中間レベルに対
   してHighレベルのパルスとし、データの立ち下りエッジ
   を中間レベルにたいしてLowレベルのパルスとし、その
   他の期間は中間レベルとして３値のディジタルデータと
   する２値３値変換回路を設けたことを特徴とする多重信
   号発生装置。 ８．特許請求の範囲第６項において、前記低域成分抑圧
   ディジタル信号処理回路として、前記ディジタルデータ
   を低域成分が抑圧されたディジタルデータに変換するデ
   ィジタル変調回路を設けたことを特徴とする多重信号発
   生装置。 ９．特許請求の範囲第６項において、前記低域成分抑圧
   ディジタル信号処理回路として、前記ディジタルデータ
   を符号間干渉を利用して伝送帯域の増大を抑えつつ低域
   成分を抑圧できるパーシャルレスポンス符号に変換する
   パーシャルレスポンス符号化回路を設けたことを特徴と
   する多重信号発生装置。