JPS63301682A - 多重伝送方式およびその信号発生装置ならびにその信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重伝送システムに係り、特に映像信号を伝
送するシステムにディジタル符号化した音声信号などを
多重して伝送するに有効な伝送方式およびその発生装置
ならびにその再生装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、ディジタル符号化された音声信号（以下ＰＣＭ音
声と略す）を映像信号に多重して伝送する方法について
は、昭和５８年６月発行財団法人電波技術協会編の衛星
放送受信技術調査報告書第１部「衛星放送受信機」で報
告されている。その内容を以下に示す。４．２ＭＨｚま
でのＮＴＳＣ方式の映像信号に５．７２７２ＭＨｚの副
搬送波が周波数を違えて多重されている。その副搬送波
はＰＣＭ音声でＱＰＳＫ変調されている。しかし、この
方式は、副搬送波周波数が現行地上テレビジョン放送の
帯域外であるため、現行地上テレビジョン放送と両立性
を得ながら実施することは出来ない。

また、現行地上テレビジョン放送への他の信号を多重す
る方法については、昭和５８年１月に日本放送出版協会
より発行された日本放送協会線の放送技術双書２「放送
方式」の２０５頁から２０８頁に記載されている。しか
し、高品質なＰＣＭ音声を伝送するために必要な伝送レ
ート約１メガビツト／秒を以上を得る方式については記
載されていなかった。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術は、約１メガビツト／秒の伝送レートの信
号を現行地上テレビジョン放送に多重して伝送する点に
ついて配慮がされておらず、高品質のＰＣＭ音声を多重
伝送できない問題があった。

本発明の目的は、振幅変調されて伝送される信号に他の
信号を多重して伝送する伝送方式およびその発生装置な
らびにその再生装置を提供することにある。特に、現行
地上テレビジョン放送にＰＣＭ音声を多重して伝送する
伝送方式およびその発生装置ならびにその再生装置を提
供することにある。それらの伝送方式およびその発生装
置ならびにその再生装置は、地上テレビジョン放送とＰ
ＣＭ音声の信号量妨害を低減するものである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、振幅変調された搬送波と直交位相の搬送波
が多重伝送される信号によって変調され、振幅変調され
た搬送波に比べて低いレベルで振幅変調された搬送波と
合成された後に伝送されること、および多重伝送される
信号によって変調された搬送波の変調後の信号の搬送波
周波数近傍の信号成分が抑圧されることにより達成され
る。

〔作　用〕

振幅変調された搬送波と直交位相の搬送波が多重伝送さ
れる信号で変調された後に振幅変調された搬送波と合成
されて伝送されるので、その伝送信号を受信し再生する
装置において、伝送信号から再生されたおのおのの搬送
波によって伝送信号が同期検波されることで、振幅変調
した信号および多重伝送される信号が再生される。この
場合の再生された信号量妨害は非常に少ない。また、伝
送信号が疑似同期検波方式などで振幅変調した信号を再
生する場合でも、多重伝送される信号によって変調され
た搬送波が低いレベルで合成されるとともに搬送波周波
数近傍の信号成分が抑圧されているので、再生された信
号量妨害は少ない。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝送
信号発生装置のブロック図の一例である。

１０１は音声信号入力端子、１０２はＦＭ変調器、１０
３は音声信号搬送波発生回路、１０４は映像信号入力端
子、１０５はマトリックス回路、１０６は輝度信号処理
回路、１０７は色差信号処理回路、１０８は加算回路、
１０９は映像変調回路、１１０は映像信号搬送波発生回
路、１１１はディジタル符号化して伝送する音声信号の
入力端子、１１２はアナログ・ディジタル変換回路（以
下ＡＤＣと略す）、１１３はディジタル信号処理回路、
１１４はスペクトル抑圧処理回路、１１５は低域通過フ
ィルタ、１１６は移相回路、１１７は変調回路、１１８
はイコライザ、１１９は加算回路、１２０は残留側波帯
振幅変調用の送信ＶＳＢフィルタ、１２１は加算器、１
２２はアンテナである。

音声信号搬送波発生回路１０３で発生された音声信号用
の搬送波はＦＭ変調器１０２において、音声信号入力端
子１０１に加えられた音声信号によって周波数変調され
る。映像信号入力端子１０４に加えられた映像信号のＲ
ＧＢの三原色信号がマトリックス回路１０５で輝度信号
と色差信号に分けられる。それらの信号は輝度信号処理
回路１０６と色差信号処理回路１０７でおのおの処理さ
れた後、加算回路１０８で加算され、ＮＴＳＣ方式など
の複合映像信号に処理される。それらの処理をされた映
像信号によって、映像信号搬送波発生回路１１０で発生
された映像信号用の搬送波が映像変調回路１０９におい
て振幅変調される。

変調された信号は残留側波帯振幅変調用の送信ＶＳＢフ
ィルタ１２０でテレビジョン伝送帯域幅に制限された後
、加算回路１２１によって音声信号で変調された音声信
号搬送波と加算され、アンテナ１２２より送信される。

以上の説明は、現行の地上のテレビジョン放送の伝送信
号の発生装置の部分である。

本発明にかかわる部分を以下に説明する。入力端子１１
１に加えられた多重伝送される音声信号はＡＤＣ１１２
でディジタル符号に変換される。

変換された信号はディジタル信号処理回路１１３におい
て、伝送中に生じる誤りを再生側の受信機で検出訂正で
きるように誤り検出訂正用の符号が加えられたりインタ
ーリーブ処理されるいわゆるディジタル信号処理がほど
こされる。処理された信号はその信号成分のうち低周波
成分などがスペクトル抑圧処理回路１１４によって抑圧
処理される。抑圧処理された信号の不要な高周波成分が
低域通過フィルタ１１５によって削除される。映像信号
搬送波発生回路１１０で発生された映像信号用の搬送波
は移相回路１１６で位相を９０度変化された後、変調回
路１１７において低域通過フィルタ１１５の出力である
不要な高周波成分が削除された信号によって変調される
。変調後の信号はイコライザ１１８で振幅特性が補正さ
れる。補正された信号は加算回路１１９において変調さ
れた映像信号用の搬送波と加算合成され、アンテナ１２
２から伝送される。イコライザ１１８の補正のための振
幅特性はテレビジョン受信機の映像信号中間周波数段に
設けられているＩＦナイキストフィルタの振幅特性と映
像搬送波周波数を中心として対称な特性である。イコラ
イザ１１８は、テレビジョン受信機のＩＦナイキストフ
ィルタによる多重伝送波の直交位相からの変化を送信側
で補正するためである。テレビジョン受信機のＩＦナイ
キストフィルタを通過した後の映像信号の検波される前
の信号の位相関係は映像信号搬送波に対して多重伝送さ
れた信号の変調波が直交位相となる。また、加算回路１
１９で多重信号が映像信号に対して少なく加算されると
すれば、テレビジョン受信機で検波された映像信号への
多重信号からの妨害を少なくできる。

第２図は第１図で発生された伝送信号などのスペクトル
図である。２０１は映像信号の伝送信号のスペクトル、
２０２はＦＭ変調されて伝送される音声信号のスペクト
ル、２０３はスペクトル抑圧処理および不要な高域成分
を削除した後の多重信号のスペクトル、２０４は変調さ
れた後の多重信号のスペクトル、２０５はイコライザ１
１８によって振幅特性が補正された多重信号のスペクト
ル図２０６は受信機のすイキストフィルタ特性２０７は
一般の疑似同期検波方式のテレビジョン受信機の搬送波
再生用の帯域通過フィルタの振幅特性である。

映像信号の伝送信号のスペクトル２０１は、映像信号搬
送波周波数ｆ、に対して低い周波数ｆ。−ｆ２以下およ
び高い周波数ｆ。十ｆ１以上については残留側波帯振幅
変調波とするためのＶＳＢフィルタ１２０の振幅特性に
よって減衰された特性となる。ＦＭ変調されて伝送され
る音声信号スペクトル２０２は音声信号搬送波ｆ１を中
心に存在する。一方、多重伝送する信号のスペクトルは
スペクトル２０３に示すようにスペクトル抑圧処理回路
１１４によって周波数ｆ４以下の低周波成分が抑圧され
るとともに低域通過フィルタ１１５によって周波数ｆ１
以上の不要な高周波成分が削除されている。これはいわ
ゆる処理された後のベースバンド信号のスペクトルであ
る。変調回路１１７で変調された後のスペクトルはスペ
クトル２０４に示すようにｆｏを中心に対称な特性とな
る。イコライザ１１８の振幅特性が周波数ｆ、−ｆ、か
らｆ、＋　ｆ、において傾斜を持つテレビジョン受信機
のＩＦナイキストフィルタ特性２０６と映像搬送波周波
数ｆ。を中心に対称な特性を有するため、イコライザ１
１８の出力信号のスペクトルはスペクトル２０５に示す
ように高い周波数はど減衰している。スペクトル２０１
で示される映像信号変調波とスペクトル２０５で示され
る多重伝送される信号変調波が加算回路１１９で加算さ
れる。さらにスペクトル２０２で示される音声信号変調
波と加算回路１２１で加算されて伝送される。

図３は映像信号変調波と多重伝送される信号変調波の位
相関係を示すベクトル図である。３０１は映像信号搬送
波のベクトル、３０２，３０３は多重伝送される信号変
調波のベクトル、３０４゜３０５はそれらの合成ベクト
ルである。映像搬送波周波数ｆ、、に対して±ｆ２以内
の周波数では、映像信号変調波は一般の振幅変調波であ
り、ベクトル３０１で示す。ｆ２以下の周波数帯域の多
重伝送される信号で、直交した搬送波がディジタル符号
の１とＯに対応して振幅Ａと−Ａに変調され、おのおの
ベクトル３０２，３０３で示される。映像信号の搬送波
の振幅を１とすると、合成されて伝送される信号Ｅは Ｅ＝ｃｏｓωｃ　ｔ　　’ｔ　Ａｓ１ｎωｃ　ｔ　　　
　−（１）となる。ここでωＣは映像搬送波の角周波数
、しは時間である。このようすを図３の合成ベクトル３
０４．３０５に対応して見ると、 Ｅ＝肩＋Ａ”ｃｏｓ（ωｃｔ＋０）　　・・・（２）と
も示される。ここで。

θ＝ｊａｎ−’　（Ａ）　　　　　　　　　　　−（３
）である。

ここで、テレビジョン受信機で受信再生された信号が多
重伝送された信号によって受ける妨害について考える。

映像信号検波回路が同期検波回路の場合では、映像信号
検波出力信号がＡの値にかかわらずｃｏｓωｃｔの係数
のみ（映像信号のみ）の信号であるので原理的には妨害
を受けない。映像信号検波回路が包絡線検波回路の場合
では、映像信号検波出力信号への妨害はＡの値によって
変化し、Ａが低いほど妨害は少なくなる。例としてＡが
０．１の場合を考えると、 斗１．００５　　　　　　　　　　　　・・・（４）と
なる。これは、１に対して０．００５（約−４６ｄＢ）
の信号が影響していることを示している。この妨害では
映像信号のＳＮ比が４０ｄＢ以上を得うるので実用上問
題とならないと我々は考える。一方、映像信号からディ
ジタル符号化した音声への妨害は、ディジタル符号化し
た音声を再生する検波回路に同期検波回路を用いること
で排除される。また、多重伝送された信号のレベルが低
いために、多重伝送された信号が受信機で再生されるど
うかについて、多重伝送された信号の伝送ＳＮ比につい
てここで我々は考えてみる。映像信号ＳＮ比が４０ｄＢ
の場合、ディジタル符号化された音声信号の伝送帯域幅
は映像信号の帯域幅の約−であるため、ディジタル符号
化された音声信号の伝送ＳＮ比は４６ｄＢとなり、Ａを
０．１で伝送するため伝送ＳＮは２６ｄＢとなる。ディ
ジタル信号のＳＮ比とビットエラーレートとの関係は一
般的な二値信号でＳＮ比１７．４ｄＢで１０−４である
ので、このＳＮ比２６ｄＢの信号は十分に再生できる良
い品質の信号である。

疑似同期検波方式の映像信号検波回路を有したテレビジ
ョン受信機の疑似同期検波用の搬送波再生回路の帯域通
過フィルタの振幅特性は振幅特性２０７に示されている
ように周波数ｆ。＋ｆ７を通過させる特性である。スペ
クトル抑圧処理などの処理がされ多重伝送される信号の
変調後のスペクトル２０５は周波数ｆ０±ｆ４以内の周
波数帯域で信号成分が抑圧されているので、検波された
映像信号が多重信号によって受ける妨害は少ない。

以上説明したように本実施例によれば、多重伝送する信
号・がスペクトル処理されるとともに多重レベルが映像
信号より小さく設定されているので。

現行地上テレビジョン放送への妨害が少なくできる効果
がある。

第４図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再生
装置のブロック図である。４０１はアンテナ、４０２は
高周波増幅回路、４０３は周波数変換回路、４０４はＩ
Ｆナイキストフィルタ、４０５は中間周波増幅回路、４
０６は映像信号検波回路、４０７は映像信号増幅回路、
４０８は色差信号復調回路、４０９は原色信号復調回路
、４１０はブラウン管、４１１は音声中間周波増幅回路
、４１２は音声ＦＭ検波回路、４１３は音声信号出力端
子、４１４は帯域通過フィルタ、４１５は同期検波回路
、４１６は搬送波再生回路、４１７はスペクトル抑圧処
理信号再生回路、４１８はディジタル信号処理回路、４
１９はディジタル・アナログ変換回路（以下ＤＡＣと略
す）。

４２０はディジタル符号化して伝送され再生された音声
信号の出力端子である。

アンテナ４０１から入力したテレビジョン信号は高周波
増幅回路４０２で増幅された後、周波数変換回路４０３
で復調用の中間周波に変換される。

変換された信号はＩＦナイキストフィルタ４０４を経て
、中間周波増幅回路４０５で増幅される。

選局は周波数変換回路４０３の内部に存る局部発振器の
発振周波数を変化することによって行なわれる。中間周
波増幅回路４０５で増幅された信号から映像信号が映像
信号検波回路４０６で検波される。得られた映像信号は
映像信号増幅回路４０７で増幅され、その信号から色差
信号が色差信号復調回路４０８で得る。その信号と映像
信号増幅回路４０７の出力信号は原色信号復調回路４０
９でＲＧＢの三原色信号に変えられる。三原色信号はブ
ラウン管４１０に加えられ、ブラウン管に映像が得られ
る。中間周波増幅回路４０５の出力信号のうち音声帯域
信号は音声中間周波増幅回路４１１で増幅される。その
出力信号が音声ＦＭ検波回路４１２でＦＭ検波されて音
声信号となる。音声信号は音声信号出力端子４１３より
出力される。以上の説明は、現行の地上テレビジョン放
送の再生装置の部分である。

本発明にかかわる部分を以下に説明する。周波数変換回
路４０３で中間周波に変換された信号から帯域通過フィ
ルタ４１４により多重伝送されたディジタル符号化した
音声信号帯域の信号が抽出される。抽出された信号が同
期検波回路４１５において搬送波再生回路４１６で再生
された搬送波で同期検波され、直交して多重伝送された
信号が検波復調される。その復調信号はスペクトル抑圧
処理信号再生回路で処理され、スペクトル抑圧処理され
る前の信号に戻される。その後、その信号はディジタル
信号処理回路４１８において、伝送途中で生じた誤りが
検出訂正される。訂正された後のディジタル信号はＤＡ
Ｃ４１９でアナログ信号に戻される。アナログ信号は出
力端子４２０より出力される。

以上説明したように、本実施例によれば伝送信号の発生
装置に対応した再生装置が設けられているので、多重伝
送された信号が復調できる効果がある。

第５図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝送
信号発生装置のブロック図の他の例である。第１図と同
一符号のものは同一機能を示す。

１１４はスペクトル抑圧処理回路、５ｏ１は遅延回路、
５０２は減算回路である。スペクトル抑圧処理回路１１
４の具体例が遅延回路５０１と減算回路５０２で示され
ている。

第６図は第５図の動作説明用の波形図である。

６０１は入力された一般の二値のディジタルデータ、６
０２は遅延回路５０１の出力波形、６０３は減算回路５
０２の出力波形である。ここで遅延時間τはディジタル
データの最小反転間隔時間Ｔと同一あるいはそれより短
かい時間とする。

τ　≦　Ｔ　　　　　　　　　　・・・（５）なお、τ
をＴと等しくすると必要伝送帯域が増加しない。第６図
はその例である。入力された一般の二値のディジタルデ
ータ６０１は減算回路５０２において遅延回路５０１の
出力である出力波形６０２が減算されて出力波形６０３
になる。

波形６０３はディジタルデータ６０１の時刻Ｔ□。

Ｔ５．Ｔ、のような立ち上りエツジでＨｉｇｈになり時
間τだけ続く、時刻Ｔ、、　Ｔ、などでＬｏｗとなり時
間τだけ続く、その他の時刻Ｔ２から時刻Ｔ、あるいは
時刻Ｔ、から時刻Ｔ５のような期間はその中点となる。

データ６０１に比較して波形６０３の低周波成分が少な
くなる。移相回路１１６の出力である搬送波は波形６０
３のＩｔ　ｉ　ｇ　ｈで＋Ａ、Ｌｏｗで−Ａ中点で無変
調となるように変調回路１１７で変調されるので、変調
後の多重伝送される信号の変調波の搬送波周波数近傍の
成分が抑圧される。

本実施例によれば、多重伝送される信号の搬送波周波数
近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送される信号が与
える現行地上テレビジョン放送への妨害が少なくできる
効果がある。

第７図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再生
装置の他の例を示すブロック図である。

第４図と同一符号のものは同一機能を示す。

４１７はスペクトル抑圧処理信号再生回路、７０１は３
値識別回路、７０２は３値２値変換回路、７０３は符号
識別回路、７０４はクロック再生回路である。第６図の
波形６０３で示されているように伝送された信号は３値
となっているので。

再生装置に３値２値変換回路などが設けられている。同
期検波回路４１５で検波された波形は３値識別回路７０
１によって＋１．Ｏ，−１の３値のディジタルデータと
され、３値２値変換回路７０２によって２値のディジタ
ルデータとされる。ディジタル信号は符号識別回路７０
３によって、クロック再生回路７０４で再生されたクロ
ックでストローブされる。

第８図は第７図の３値識別回路７０１などの一具体例で
ある。第９図は第７図および第８図の動作説明用の波形
図である。７０１は３値識別回路、７０２は３値２値変
換回路、８０１は入力端子、８０２はコンデンサ、８ｏ
３は抵抗、８０４はアンプ、８０５，８０６は電圧比較
回路、８０７゜８０８は基や電圧源、８０９はセット・
リセット回路、８１０は２値ディジタルデータ出力端子
である。９０１は波形、９０２，９０３は基準電源電圧
値、９０４は電圧比較回路８０５の出力波形。

９０５は電圧比較回路８０６の出力波形、９０６はセッ
ト・リセット回路８０９の出力波形、９０７はクロック
再生回路７０４で得られたクロックタイミングパルス、
９０８は符号識別回路７０３の出力波形である。

同期検波回路４１５の出力信号が入力端子８０１に加え
られる。その信号はコンデンサ８０２と抵抗８０３によ
り直流電圧がしゃ断され、アンプ８０４で増幅されて波
形９０１に示すような信号になる。この波形９０１の信
号が電圧比較回路８０５と電圧比較回路８０６によって
基準電圧ｖ１あるいは基準電圧ｖ２と電圧比較され、波
形９０４に示される信号が電圧比較回路８０５の出力に
得られ、波形９０５に示される信号が電圧比較回路８０
６の出力に得られる。それらの信号がセット・リセット
回路８０９に加えられ、波形９０６で示される信号がセ
ット・リセット回路８０９の出力に得られる。この信号
が３値２値変換回路７０２の出力信号として出力端子８
１０に得られる。時刻Ｔ４で波形９０１が基準電圧Ｖ□
を越え、波形９０４がＨｉｇｈになり、セット・リセッ
ト回路８０９がセットされて波形９０６がＨｉｇｈにな
る。時刻Ｔ、で波形９０１が基準電源Ｖ□より下がり、
波形９０４がＬｏｖになるが、波形９０５、波形９０６
はそのままである０時刻Ｔ４になると、波形９０１が基
準電圧ｖ２より下がり、波形９０５がＨｉｇｈになるの
で、セット・リセット回路８０９がリセットされて、波
形９０６がＬＯ％ｌとなる。時刻Ｔ、で波形９０１が基
準電圧ｖ２を越え、波形９０５はＬｏｗとなるが、波形
９０４がＬｏ％Ｉのままであるため、波形９０６はＬｏ
％Ｉを続ける。時刻Ｔ７で波形９０１が基準電圧ｖ１を
越え、波形９０４がＨｉｇｈになり、波形９０６が＋Ｉ
　ｉ　ｇ　ｈになる。

以上のような動作で波形９０６に示すような２値のディ
ジタルデータが復調できる。波形９０１で示される２値
のディジタルデータは符号識別回路７０３によって、ク
ロック再生回路７０４で再生されたクロックタイミング
パルス９０７でストローブされ、波形９０８の２値ディ
ジタルデータとなる０時刻Ｔ２．Ｔ４．Ｔ、などで示さ
れるクロックタイミングパルス９０７の矢印の時刻で波
形９０６がストローブされて波形９０８となる。この矢
印の時刻でデータをストローブすることは波形９０１が
基準電圧Ｖ工と基準電圧ｖ２から最も離れた時刻であり
、雑音などによる誤りの発生確率が最も少ない時点であ
る。

以上説明したように、第７図から第９図で示す本実施例
によれば、第５図、第６図で示された伝送信号が再生で
きる。

第１０図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号発生装置のブロック図の他の例である。第１図と
同一符号のものは同一機能を示す。

１１４はスペクトル抑圧処理回路、１００１はディジタ
ル変調回路である。ディジタル信号処理回路１１３の出
力信号はディジタル変調回路１００１によってディジタ
ルＦＭ変調方式などのディジタル変調を受けて、信号の
低周波成分が抑圧される。その結果、本実施例によれば
、第１図の場合と同様に、現行地上テレビ、ジョン放送
への妨害が少なくできる効果がある。なお、ディジタル
ＦＭ変調方式などの低周波成分が抑圧されたディジタル
変調の方式の詳細な説明は１９７８゜１２．１１号日経
エレクトロニクスＰ１２６〜Ｐ１６４の「ディジタル磁
気記録の変調方式」などに記載されている。

第１１図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号再生装置のブロック図の他の例である。第４図と
同一符号のものは同一機能を示す。

４１％はスペクトル抑圧処理信号再生回路、１１０１は
符号識別回路、１１０２はクロック再生回路、１１０３
はディジタル復調回路である。

同期検波回路４１５の出力信号は符号識別回路１１０１
において、クロック再生回路１１０２で再生されたクロ
ック信号によって雑音などによって生じる誤りの発生確
率の低いタイミングでストローブされてディジタル信号
になる。このディジタル信号はディジタル復調回路１１
０３において送信側で処理されたディジタル変調前のデ
ィジタルデータに戻される。スペクトル抑圧処理信号再
生口ｈ’ｊ’ｒ　４　Ｌ　７の動作によってスペクトル
抑圧処理されて伝送された信号が再生できる。

本実施例によれば、第１０図で示した伝送信号が再生で
きる効果がある。

第１２図は第１図のスペクトル抑圧処理回路１１４の他
の具体例のブロック図である。１１４はスペクトル抑圧
処理回路、１２０１は入力端子、１２０２は時間軸圧縮
回路、１２０３はタイミング発生回路、１２０４はイン
バータ、１２０５は遅延回路１２ｏ６は切替スイッチ、
１２０７は出力端子である。

スペクトル抑圧処理回路の具体例として、入力端子１２
０１に加えられた連続データが時間軸圧縮回路１２０２
で間欠データとされ、インバータ１２０４、遅延回路１
２０５および切替スイッチ１２０６によって、間欠デー
タの間に反転した同一データが得られる。その結果、同
一データが反転しである一定間隔ごとに伝送されるため
、平均的に得られた信号の直流近傍の低周波成分および
一定間隔の期間の逆数で示される周波数の近傍の成分が
抑圧される。

第１７３図は第１２図の動作説明用の伝送データ列の例
である。１３０１は入力端子１２０１のデータ列、１３
０２は時間軸圧縮回路１２ｏ２の出力データ列、１３０
３はインバーター２０４と遅延回路１２０５を経た遅延
回路１２０５の出力データ列、１３０４は切替スイッチ
１２０６の出力データ列、１３０５はタイミング波形で
ある。

入力端子１２０１に加えられたデータ列１３０１は時間
軸圧縮回路１２０２とタイミング発生回路１２０３のタ
イミングによって、データ列１３０２に時間軸圧縮され
る。時刻Ｔ工から時刻Ｔｓまでのデータ列１３０１が時
刻Ｔ３から時刻Ｔ、のデータ列１３０２の−の期間に圧
縮されま た。この間欠データ１３０２がインバーター２０４およ
び遅延回路１２０５によってデータが反転され、時間τ
だけ遅延されてデータ列１３０３にされる。このデータ
列１３０２とデータ列１３０３が切替スイッチ１２０６
で時刻Ｔ１゜Ｔ、、Ｔ、、ＴＧのようにタイミング波形
１３０５によって切替られ、データ列１３０４とされる
。

データ列１３０２とデータ列１３０３は間欠データであ
り、おのおののデータ列は互いに信号の有る期間が一致
していないためディジタル的に加算してもデータ列１３
０４が得られる。そのため、この場合切替スイッチ１２
０６はディジタル加算回路（ＯＲ回路）でも構成できる
。

第１４図は伝送パターンを示す模擬図である。

この図は第１３図のタイミング波形１３０５がテレビジ
ョン信号の水平同期信号と同期している場合のテレビ画
面上での多重伝送された信号の現われかたが示されてい
る。

第１の水平走査期間でａｏからａｓまでのデータが、第
２の水平走査期間で石から石までのデータが、第３の水
平走査期間でｂ工からす、までのデータが、第４の水平
走査期間でｂ工からｂｓまでのデータが伝送される。そ
の結果、第１と第２の水平走査期間および第３と第４の
水平期間のように２つの水平走査期間のデータが同一逆
相となる。

ここで、我々は現行テレビジョン放送の映像色副搬送波
について考える。第１５図は映像搬送波の色副搬送波に
よる変化を示すベクトル図である。

第１５図。（ａ）は直交成分の多重のない場合の映像搬
送波ベクトル図、第１５図（ｂ）は直交成分の多重のあ
る場合の映像搬送波ベクトル図である。

ωＳは色副搬送波の角周波数であり、Ｑからｍ。

ｎ、Ｏ・・・、Ｓと位相変化している。またωＳ′は隣
接した水平走査期間の色副搬送波の角周波数であり、ω
５とは位相がπずれてＱ　′、ｍ′、ｎ′、・・・Ｓ′
と位相変化する。Ａと−Ａは直交成分への多重を示す。

現行テレビジョン放送において、色副搬送波の周波数と
水平走査周波数の関係から、隣接する水平走査期間の色
副搬送波の位相はπずれている。直交多重において、ω
Ｓの位相の副搬送波を持つある水平走査期間でＡの信号
が多重され、隣接するωＳ′の水平走査期間に−Ａの信
号が多重された場合のベクトル図が第１５図の（ｂ）に
相当する。第４図でも示されているように直交した多重
成分が映像搬送波の位相変動を起こし、テレビジョン映
像信号の検波方式が包絡線検波方式や疑似同期検波方式
の場合、映像検波出力（ｉ号には映像搬送波の包絡線に
相当する信号が得られる。その場合、映像検波出力信号
に含まれる色副搬送波の位相は直交多重の無い第１５図
（ａ）に示す場合では悲あるいはｐ′であるが、直交多
重の有る第１５図（ｂ）に示す場合にはφ、あるいはφ
２である。

これらの位相差はφである。色副搬送波の位相変化は再
生映像画面上の色相の変化になる。

なお、映像検波方式が同期検波の場合には図に示すｃｏ
ｓωｃｔの方向成分のみが検波されるので、たとえＡの
多重があったとしても最大振幅位相はＱあるいはｐ′で
あり、位相変化は受けない。包絡線検波などの場合、多
重する符号に応じて多重する信号がＡと−Ａのように反
転位相にされると。

色副搬送波の位相方向が反対になる。隣接する水平走査
期間で多重する信号がＡと−Ａのように逆位相にされる
とちょうど色副搬送波は第１５図（ｂ）に示すωＳとω
Ｓ′の関係となり１色副搬送波の位相変化量が等しく１
位相が逆相となるので、隣接する水平走査期間でのテレ
ビジョンの画面上での上下の色相変化が逆相になる。こ
のような画面を見る人は視覚の色度感度周波数特性の低
さや目の積分効果などによって色相変化を感じ芝い。

すなわち第１４図に示されたａ□からａ、とてから著あ
るいはｂｌからす、とΣからΣなどのような水平走査期
間との間では、人は色相変化を感じ難い。ただしａ□か
らａ、とｂ工からｂ５のように同一逆相のデータとなっ
ていない個所については、色相変化をを感じ難くする効
果が無い。

さらに、同一逆相のデータが隣接される水平走査期間で
伝送された場合水平走査期間の相関（いわゆるライン相
関）のｒ＜Ｌ形フィルタ」が輝度信号と色差（８号との
分離に用いられているテレビ受信機では、色副搬送波の
位相変化が回路的に相殺されて、色相変化が生じない。

第１６図は一般的な輝度信号色差信号分離の色差信号取
り出しのくし形フィルタの構成図である。１６０１は入
力端子、１６０２は遅延回路、１６０３は減算回路、１
６０４は出力端子である。入力端子１６０１に加えられ
色差信号は遅延回路１６０２で１水平走査期間の時間だ
け遅延した色差信号と減算回路１６０３で減算され、出
力端子１６０４に得られる。第１７図は動作説明用の波
形図である。

１７０１は多重されない場合の波形、１７０２はωＳの
色副搬送がＡの多重を受けた第１５図右側の場合の波形
、１７０３はωＳ′の色副搬送波が−Ａの多重を受けた
第１５図左側の場合の波形、１７０４は波形１７ｏ３の
反転波形である。多重のない場合の色副搬送波波形１７
０１は時刻Ｑで振幅最大となる。多重信号Ａが直交多重
された場合の色副搬送波の波形１７０２はφ１の位相変
化を受け、時刻Ｓと時刻Ｑとの間に振幅最大となる。

また隣接した水平走査期間で−Ａの直交多重された場合
の色副搬送波の波形１７０３はφ２の位相変化を受け、
時刻ｐ′と時刻た′との間に振幅最大となる。遅延回路
１６０２を経て１水平走査期間遅延した波形１７０２が
減算回路１６０３で波形１７０３だけ減算されることは
、波形１７０３の反転波形１７０４が波形１７０２に加
算されることであり、加算後の波形が振幅を−にされる
と波形１７０１と同一になる。すなわち、このくし形フ
ィルタによって得られた色副搬送波は、たとえ映像信号
検波回路が包絡線検波回路であっても直交に多重された
信号による位相変化を受けない。

なお、この場合も、第１４図に示すａ□からａ、と７７
から石のように隣接する水平走査期間で上下のデータが
同一逆相となっている場合のみ位相変化が無いので、第
１４図に示すような場合には１水平走査期間ごとに位相
変化が無い。

以上の説明で示されるように、第１図のスペクトル抑圧
処理回路１１４が第１２図に示される回路で構成される
本実施例によれば、多重伝送される信号による映像信号
の色相変化におよぼす妨害が減少される効果もある。

なお、第１２図において伝送データが連続データと仮定
されたので時間軸圧縮回路１２０２が用いられたが、伝
送データが間欠的な不連続データの場合は不要となる。

第１８図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再
生装置の他の例を示すブロック図である。

第４図と同一符号のものは同一機能を示す。

４１７はスペクトル抑圧処理信号再生回路、１８０１は
符号識別回路、１８０２はクロック再生回路、１８０３
は切替回路、１８０４は時間軸伸長回路、１８０５はタ
イミング再生回路である。

同期検波回路４１５で検波された波形はクロック再生回
路１８０２で再生されたクロックタイミングパルスによ
って符号識別回路１８０１において。

ディジタル符号に変換される。ディジタル符号に戻され
た信号のうち必要な期間のデータが切替回路１８０３と
タイミング再生回路１８０４によって選択して取り出さ
れる。その後、時間軸伸長回路１８０４によって元の伝
送データに戻される。

第１９図は第１８図の動作説明用のデータ列の例である
。１９０１は水平走査期間の同期用のタイミング波形、
１９０２は第１２図、第１３図。

第１４図で示された伝送され受信された信号のデータ列
、１９０３はタイミング波形１９０１から得られたタイ
ミング波形、１９０４は切替回路１８０３の出力データ
列、１９０５は時間軸伸長回路１８０４の出力データ列
である。符号識別回路１８０１の出力である伝送され受
信されたデータ列１９０２は水平同期信号のタイミング
波形１９０１から得られたタイミング波形１９０３に応
じて切替回路１８０３が時刻Ｔ０からＴ２まで導通Ｔ２
から′ｒ３までしゃ断のようにくり返されることにより
データ列１９０４になる。時間軸伸長回路１８０４によ
って、データ列１９０４は時刻Ｔ工からＴ２までの間欠
データが伸長され、時刻Ｔ１からＴ３までのデータとな
り、この動作がくり返されてデータ列１９０５となる。

その結果、第１３図のデータ列１３０１に示されたスペ
クトル抑圧処理される前のデータ列が再生された。

以上説明したように本実施例によれば、第１２図、第１
３図、第１４図に示された伝送信号を再生できる効果が
ある。

第２０図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再
生装置のさらに他の例のブロック図である。第４図、第
１８図と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はス
ペクトル抑圧処理信号再生回路、２００１は減算回路、
２００２は遅延回路である。第１２図、第１３図、第１
４図に示されたように２水平走査期間に同一データが逆
相で多重伝送されているので、同期検波回路４１５の出
力信号が遅延回路２００２によって１水平走査期間遅延
された信号と減算回路２００１で減算されると２倍のデ
ータ振幅が得られる。伝送系で加わった白色雑音はｒ倍
に増すだけである。映像信号のゴーストなどによる映像
信号からの妨害信号は、映像信号が水平期間ごとの相関
性を有しているので、相殺除去される。映像信号からの
妨害信号の除去は以下のような過程・で行われる。ある
水平走査期間のあるタイミングでＸなるデータが送られ
、１水平走査期間時間が経過した後のタイミングでＸの
データを反転したＹなるデータが送られると仮定すると
、受信された信号Ｘと遅延回路２００２で一水平走査期
間遅延したデータＸとが同一タイミングで減算回路２０
０１に加えられ。

減算されるので、減算回路２００１の出力はＸ−（Ｘ）
＝２Ｘ　　　　　　　　　　　・・・（６）となり、２
倍の信号が得られる。次に映像信号からの妨害Ｇが伝送
途中で加えられたと仮定する。

映像信号は水平走査期間ごとの相関性が多いため（縦じ
まなどの画像は特に強い）、映像信号からの妨害はデー
タＸのタイミングでもデータ■のタイミングでも妨害Ｇ
である。減算回路２００１の出力は （Ｘ＋Ｇ）−（Ｘ＋Ｇ）＝２Ｘ　　　　　　・・・（７
）となり、妨害Ｇが相殺される。ただし、映像信号の水
平走査期間ごとの相関が少ない個所では相殺効果が少な
い。

第２１図は第２０図の動作説明用のデータ列の例である
。２１０１は水平走査期間の同期用のタイミング波形、
２１０２は第１２図、第１３図、第１４図で示された伝
送信号が受信された後のデータ列、２１０３は遅延回路
２００２の出力データ列、２１０４は減算回路２００１
の出力データ列、２１０５はタイミング波形２１０１か
ら得られたタイミング波形、２１０６は切替回路１８０
３の出力データ列、２１０７は時間軸伸長回路１８０４
の出力データ列である。同期検波回路４１５の出力であ
る伝送され受信されたデータ列２１０２は遅延回路２０
０２によって１水平走査期間遅延されてデータ列２１０
３になる。時刻Ｔｏのデータが時刻Ｔ工に遅延されてい
る。遅延されたデータ列２１０３は減算回路２００１に
よってデータ列２１０２が減算されて、データ列２１０
４になる。水平同期信号のタイミング波形２１０１から
得られたタイミング波形２１０５に応じて切替スイッチ
１８０３が時刻Ｔ工からＴ２まで導通、Ｔ２からＴ、ま
でしゃ断とくり返されることによってデータ列２１０４
はデータ列２１０６になる。ここでデータ列２１０４と
データ列２１０６ではデータが２ａ１とａｌのように２
倍の記述が省略されている。時間軸伸長回路１８ｏ４に
よって、データ列２１０６は時刻Ｔ１からＴ２までのデ
ータが伸長され１時刻Ｔ１からＴ、までのデータとなり
、この動作がくり返されてデータ２１０７が得られる。

それらの結果、第１３図のデータ列１３０１に示された
スペクトル抑圧処理される前のデータ列が再生された。

本実施例によれば、第１２図、第１３図、第１４図に示
された伝送信号が再生できる効果があり、さらに映像信
号から妨害も少なくできる効果もある。第２２図はその
効果を示すグラフである。

横軸はゴーストなどによる妨害レベル（右はど少ない）
である。縦軸は伝送にともなう誤り率を表すピッ１〜エ
ラーレートである。誤りを発生させるために実験に際し
て伝送途中に白色雑音が加えられた。その場合の直交に
多重して伝送する信号の搬送波対雑音の比がＣＩＮで示
されている。

２２０１は減算回路２００１を用いない場合の実測値を
結んだ曲線、２２０２は減算回路２０ｏ１を用いた場合
の実測値を結んだ曲線である。同一ビットエラーレート
１０−４となるゴーストレベルは曲線２２０２の方が約
１５ｄＢ左に存る。ゴーストが約１５ｄＢ多い状態で同
−誤り率となることはそれだけゴーストなどによる映像
信号からの妨害を低減できる効果があることを示してい
る。またゴーストレベルが一５０ｄＢと少ない場合の曲
線２２０２のＣ／Ｎ＝１５ｄＢのピットエラーレートと
曲線２２０１のＣ／Ｎ＝１８ｄＢのピットエラーレート
が同程度であることは、減算回路による信号振幅が２倍
で雑音が粘Ｉとなることで３ｄＢのＣ／Ｎ改善をしてい
ることを示している。

第２３図は第１図のスペクトル抑圧処理回路１１４のさ
らに他の例を示すブロック図である。

１１４はスペクトル抑圧処理回路、２３０１は入力端子
、２３０２はタイミング発生回路、２３ｏ３はインバー
タ、２３０４は遅延回路。

２３０５は切替スイッチ、２３０６は出力端子である。

スペクトル抑圧処理回路の具体例として、入力端子２３
０１に加えられたデータがインバータ２３０３、遅延回
路２３０４で反転遅延される。

タイミング発生回路２３０２で発生された信号に応じて
、入力されたデータと反転遅延されたデータが切替スイ
ッチ２３０５によって切替られて出力端子２３０６に得
られる。

第２４図は第２３図の動作説明用の伝送データ列の例で
ある。２４０１，２４０４，２４０６はタイミング波形
、２４０２は入力端子２３０１に加えられた入力データ
列、２４０３は遅延回路２３０４の出力データ列、２４
０５は出力データ列である。

入力端子２３０１に加えられたデータ列２４０２はイン
バータ２３０３、遅延回路２３０４で反転され、時間τ
だけ遅延されてデータ列２４０３になる。なお、タイミ
ング波形２４０１は時間τごとに反転している。（時刻
Ｔｚ、Ｔ２．Ｔ３）タイミング波形２４０４はデータ列
内の中間で反転している。図中のＨｉｇｈで示されてい
る（イ）の状態で（時刻Ｔ２から時刻Ｔ４の期間で）切
替スイッチ２３０５が（イ）側に接続される。Ｌｏｗで
示されている（口）の状態で（時刻Ｔ４から時刻Ｔ、の
期間で）切替スイッチ２３０５が（ロ）側に接続される
。切替スイッチ２３ｏ５の出力データ列２４０５が、出
力端子２３０６に得られる。

第２５１Ａは伝送パターンを示す模擬図である。

本図は第２４図のタイミング波形２４０６がテレビジョ
ン信号の水平同期信号と同期している場合のテレビ画面
上での多重伝送された信号の現われかたが示されている
。横に水平走査方向が、縦に垂直走査方向が示されてい
る。第２５図に丸印の枠で示されているように、隣接し
た水平走査期間において、１データごとに上下が反転デ
ータになっている。この隣接した水平走査期間でデータ
が反転されているので、映像搬送波の直交成分への多重
信号が逆相になり、多重伝送される信号による映像信号
の色相変化におよぼす妨害が減少される効果がある。

以上の説明で示されたように、第１図のスペクトル抑圧
処理回路１１４が第２３図に示される回路で構成される
本実施例によれば、多重伝送される信号が隣接する水平
走査期間で逆相であるので、映像の色相変化におよぼさ
れる妨害が減少される効果がある。また、すべての水平
走査期間において、第２５図の丸印の枠で示されるよう
に網目状に１データごとに上下の隣接走査期間とで逆相
であるので、映像の色相変化におよぼされる妨害が細か
くなり、視覚の色度の感度周波数の低さによって妨害が
減少される効果がある。

上記伝送信号は第２０図に示す構成で再生できる。一部
動作タイミングが異なるため、動作説明用のデータ列が
第２６図に示されている。

２６０１は水平走査期間の同期用のタイミング波形、２
６０２は第２３図、第２４図、第２５図で示されている
伝送信号が受信された後のデータ列、２６０３は遅延回
路２００２の出力データ列、２６０４は減算回路２００
１の出力データ列。

２６０５はタイミング波形、２６０６は切替スイッチ１
８０３の出力データ列、２６０７は時間軸伸長回路１８
０４の出力データ列である。同期検波回路４１５の出力
である伝送され受信されたデータ列２６０２は遅延回路
２００２によって１水平走査期間遅延されてデータ列２
６０３になる。

時刻′ｒ工のデータが時刻Ｔ２にあるいは時刻Ｔ２のデ
ータが時刻ＴＪに遅延されている。遅延されたデータ列
２６０３は減算回路２００１によってデータ列２６０２
が減算されて、データ列２１０４になる。データ列２６
０４はタイミング波形２６０５に応じて切替スイッチ１
８０３が時刻Ｔ２からＴ４までしゃ断、時刻Ｔ４からＴ
、で導通とくり返されることによって、データ列２６０
４はデータ列２６０６になる。ここでデータ列２６０４
とデータ列２６０６ではデータが２ｆ１とｆ、のように
２倍の記述が省略されている。時間軸伸長回路１８０４
によって、時刻Ｔ、から時刻Ｔ、までのデータが時刻Ｔ
４から時刻ＴＧまでのデータに伸長されるようにデータ
列２６０６はデータ列２６０７に時間軸伸長される。こ
れらの結果、第２４図のデータ列２４０２に示されたス
ペクトル抑圧処理される前のデータ列が再生された。

前述した、第１４図、第２５図において、テレビジョン
の画面上に多重伝送される信号が模擬的と描かれている
。これらの場合、多重伝送される信号が水平走査期間に
一定のデータ数であり同期した信号であるように説明さ
れているが、完全に同期していない場合でもほぼ一致し
ていれば同様の効果が得られる。また水平走査期間の最
後のデータ期間を任意にされたり、ある一対の水平走査
期間のデータ数が増減されたりすることで、多重伝送さ
れる４２号の伝送速度がテレビジョンの水平走査期間と
一致しない場合でも信号の伝送が可能である。

第２７図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号発生装置のブロック図の他の例である。第１図と
同一符号のものは同一機能を示す。

２７０１は制御回路、２７０２は制御信号発生回路、２
７０３は切替スイッチである１本実施例では、上述した
一対の水平走査期間のデータ数の増減数、増減水平走査
期間を示す信号、水平走査期間先頭データが上下どちら
の水平走査期間データと同−逆相かを示す信号、あるい
は垂直走査期間との位置関係を示す信号などが多重伝送
する信号に加えられている。ディジタル信号処理回路１
１３の出力信号と制御信号発生回路２７０２の出力信号
とが制御回路２７０２で制御された切替スイッチ２７０
３によって時間分割で多重される。

制御４８号などの信号が゛多重される期間だけデイジタ
ル信号処理回路１１３の出力が伝送されないため、ディ
ジタル信号処理回路１１３でデータが時間軸圧縮される
。

第２８図は第２７で時間分割して多重された信号の一例
を示す。２８０１は垂直同期信号、２８０２は水平同期
信号、２８０３は多重された信号例、２８０４は制御信
号例である。テレビジョンの水平同期信号２８０２の垂
直同期等化パルス期間の次の２水平走査期間にＣおよび
てで示す制御信号が時刻Ｔ４から時刻Ｔ２の水平走査期
間は正相で時刻Ｔ２からＴ、の次の水平走査期間は逆相
で伝送される。制御信号は制御信号例２８０４で示され
るように、１６ビツトの同期信号、３２ビツトの制御信
号、４８ビツトのデータ数情報あるいはその他の情報な
どで構成されている。１垂直走査期間内の２水平走査期
間がこの制御信号の伝送に用いられている。現行ＮＴＳ
Ｃのテレビジョンの５２５水平走査期間である２垂直走
査期間内に４水平走査期間がこの制御信号の伝送に用い
られているため、ディジタル信号処理回路１１３で行な
われる時間軸圧縮率は５２５１５２１以上である。

第２７図、第２８図で示された本実施例によれば、水平
走査期間の隣接水平走査期間との直交で多重伝送される
信号の極性、水平走査期間の多重伝送される信号の伝送
データ数の増減、その増減した水平走査期間番号などの
制御信号などが時間分割で伝送されるので、直交して多
重伝送される信号を受信再生する受信機が安定に動作す
る効果がある。

第２９図はディジタル信号処理回路１１３のインターリ
ーブ処理例を第２５図のテレビジョン画面に対応させて
模擬的に示した伝送パターン図である。音声信号の左チ
ャネルの第Ｏ９第１．第２のサンプリングされたデータ
がり、、　Ｌｌ、　Ｌ、で示される。右チャネルの第０
．第１．第２のサンプリングされたデータがＲ，、ＲＬ
、Ｒ，で示される。Ｌ、、Ｌｌ、Ｌ、、Ｒ，、Ｒ工、Ｒ
２はり、、Ｌｌ。

Ｌ２．　Ｒ，、Ｒ１，Ｒ，の反転データである。本図に
示すように、第１のサンプリングされたデータＬ１に対
して前のＬｏおよび後のＬ２が同−水平走査期間以上層
れたインターリーブがほどこされていることが特徴であ
る。

本実施例によれば１前後の隣接したサンプリングされた
データがインターリーブ処理により同一水平走査期間に
無く伝送されるので、第２０図で示された受信機による
音声信号の再生において隣接した水平走査期間で上下の
相間が少ない映像（地平線など）では、減算回路２００
１による映像信号から直交して多重伝送された信号への
妨害減少効果が少なく、あるサンプリングされたデータ
に誤りが生じ易くなる。この誤りを生じたサンプリング
されたデータが前後のサンプリングされたデータから補
間されることで異常な音の発生を防止できる効果がある
。上記では、１つのサンプリングされたデータは１ビツ
トで示されたが、Ｎビットのデータでも同様に前後のサ
ンプリングされたデータが同一水平走査期間から離され
ていることで同様の効果が得られる。

第３０図は、本発明を実施したテレビジョン伝送信号の
再生装置さらに他の例のブロック図であり、第２７図、
第２８図および第２９図で示された伝送信号を受信再生
する受信機の例である。第２０図と同一符号のものは同
一機能を示す。３００１は制御信号再生回路、３００２
は補間制御回路である。

制御信号再生回路３００１によって符号識別回路１８０
２の出力信号から制御信号が取り出される。その制御信
号に応じ、タイミング再生回路１８０５からの信号によ
って切替スイッチ１８０３が切替られて、符号識別回路
１８０２の出力信号のうち必要な信号が得られる。切替
スイッチ１８０３の出力信号が時間軸伸長回路１８０４
によって伸長される。伸長された信号がディジタル信号
処理回路４１８において伝送途中で生じた誤りが検出訂
正されるとともにディンターリーブ処理されて元の伝送
データに戻される。

誤りの検出訂正では、映像信号からの妨害の増加にとも
なって映像信号の相関の少ない部分などで集中的に発生
した誤りは訂正できなくなる。その訂正できなくなった
誤りを生じたサンプリングデータは、補間制御回路３０
０２によって制御されたディジタル信号処理回路４１８
において、隣接するサンプリングデータから補間される
。

本実施例によれば、制御信号による再生および隣接サン
プリングデータからの補間がされるので安定な再生が可
能となる。

第３１図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号発生装置のブロック図の他の例である。第１図と
同一符号のものは同一機能を示す。

１１４はスペクトル抑圧処理回路、３１０１は減算回路
、３１０２は遅延回路である。

入力端子１１１に加えられた信号が減算回路３１０１に
よって、遅延回路３１０２で遅延時間τ遅延された信号
を減算される。たとえば入力信号が２０ＫＨｚ以下の信
号であれば遅延時間τを１０μ秒程度とすれば信号を伝
送できる。入力信号と遅延した入力信号との差が減算回
路３１０１で得られるので、入力信号の低周波成分はど
差が少なくなる。その結果、スペクトル抑圧回路１１４
の出力には低周波成分の少ない信号が得られる。その信
号で搬送波が変調回路１１７において変調されるので、
変調後信号の搬送波周波数近傍の成分が抑圧されて伝送
される。

本実施例によれば、多重伝送される信号の搬送波周波数
近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送される信号が与
える現行地上テレビジョン放送への妨害が少なくできる
効果がある。

第３２図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再
生装置の他の例を示すブロック図である。

第４図と同一符号のものは同一機能を示す。

４１７はスペクトル抑圧処理信号再生回路、３２０１は
加算回路、３２０２は遅延回路である。

同期検波回路４１５の出力信号がスペクトル抑圧処理信
号再生回路４１７によって、第３１図に示された伝送信
号の発生装置のスペクトル抑圧処理■路１１４の入力信
号に戻され、出力端子４２０に得る。スペクトル抑圧処
理信号再生回路±上Ｊでは、加算回路３２０１の出力信
号である再生信号が遅延回路３２０２で遅延時間τだけ
遅延された後加算回路３２０１で同期検波回路４１５の
出力信号と加算される。同期検波回路４１５では、伝送
信号の発生装置において伝送された時間τ前の信号との
差の信号が出力される。

その信号が時間τ前の信号と加算されることで元の信号
に戻される。

本実施例によれば、第３２図に示された伝送信号が再生
できる。

第３３図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号発生装置のブロック図の他の例である。第１図と
同一符号のものは同一機能を示す。

１１４はスペクトル抑圧回路、３３０１はプリエンファ
シス回路である。

入力端子１１１に加えられた信号がプリエンファシス回
路３３０１に加えられ、信号の低周波成分が減少させら
れる。移相回路１１６の出力である搬送波が変調回路１
１７によって低周波成分が減少させられた信号で変調さ
れるので、変調後信号の搬送波周波数近傍の成分が抑圧
されて伝送される。

本実施例によれば、多重伝送される信号の搬送波周波数
近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送される信号が与
える現行地上テレビジョン放送への妨害が少なくできる
効果がある６ 第３４図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再
生装置の他の例を示すブロック図である。

第４図と同一符号のものは同一機能を示す。

４１７はスペクトル抑圧処理信号再生回路、３４０１は
ディエンファシス回路である。

同期検波回路４１５の出力信号はスペクトル抑圧処理回
路４１７内のディエンファシス回路３４０１によって、
第３３図に示された伝送信号の発生装置のプリエンファ
シス回路３３０１の逆処理がされて元に信号に戻される
。

本実施例によれば、第３３図に示された伝送信号が再生
できる。

第３５図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再
生装置の他の例を示すブロック図である。

第４図と同一符号のものは同一機能を示す。

３５０１は帯域フィルタ、３５０２は周波数変換回路で
ある。

第４図と異なる点は、帯域フィルタ３５０１と周波数変
換回路３５０２によって直交して多重伝送された信号の
検波される中間周波信号の周波数が映像信号の検波され
る中間周波信号の周波数より低く設定されていることで
ある。周波数変換回路４０３の出力の中間周波信号が検
波され、映像信号が復調される。この中間周波信号の周
波数は、日本の地上テレビジョン放送の受信機の場合、
５８．７５Ｍｌ１ｚが多く用いられている。周波数変換
回路４３０の出力信号がさらに周波数変換回路３５０２
で変換された後に同期検波回路４１５で検波される。周
波数変換回路３５０２で例えば５Ｍ１ｌｚ程度に検波さ
れる中間周波信号の周波数が下げられる。

本実施例によれば、同期検波回路４１５で用いられる信
号の周波数が低いので、搬送波再生回路４１６で再生さ
れた搬送波の回路を通過することで生じる遅延などによ
って起きる位相誤差が少なくでき、安定に直交で多重伝
送された信号が再生される効果がある。

第３６図は本発明を実施したテレビジョン伝送信号の再
生装置の他の例を示すブロック図である。

第４図あるいは第３５図と同一符号のものは同一機能を
示す。３５０２は周波数変換回路、３６０１は基準信号
発生回路、３６０２は混合回路、３６０３は電圧制御形
の局部発振回路、３６０４は低域通過フィルタであり、
第３５図の周波数変換回路３５０２が混合回路３６０２
と電圧制御形の局部発振回路３６０３によって構成され
ている。

多重伝送される信号による変調が映像信号による変調に
直交関係にあることが利用されて検波されろ。帯域通過
フィルタ４１４の出力信号と基準信号発生回路３６０１
の出力信号との位相差が同期検波回路４１５と低域通過
フィルタ３６０４によって検出され、電圧制御形の局部
発振回路３６０３に帰還される。これによって、帯域通
過フィルタ４１４の出力である中間周波信号の搬送波と
基準信号発生回路３６０１の出力信号とが同期され、同
期検波回路４１５の出力に直交して多重伝送された信号
が得られる。

本実施例によれば、基準信号発生回路３６０１の信号周
波数に検波される中間周波信号の周波数が一致するよう
に負帰還されているため、周波数変換回路４０３の局部
発振信号の周波数ドリフトなどによる帯域通過フィルタ
４１４の同調周波数ずれなどが少なく、直交して多重伝
送された信号が安定に復調される効果がある。

第３７図に第１図のスペクトル抑圧処理回路１１４のさ
らに他の例を示す。

第２３〜２５図では、伝送データ列として１水平走査期
間に７データの例で奇数データの場合を示したが、偶数
データの場合６データを例にとり第３７〜３９図に示す
。第３８図は伝送データ列例など動作説明用の図であり
、第３９図は本発明の伝送データの模擬パターン例であ
る。１１４はスペクトル抑圧処理回路、２３０２はタイ
ミング発生回路、３７０１はタイミング入力端子、３７
０２はタイミング発生器、３７０３はイクスクルーシブ
オア（以下ＦＯＲと略す、３８０１゜３８０４．３８０
７はタイミング発生回路２３０λ内でのタイミング波形
、３８０２は入力端子２３０１の入力データ列、３８０
３は遅延回路２３０４の出力データ列、３８０５はタイ
ミング発生回路２３０２出力のタイミング波形、３８０
６は本発明の伝送データ列の一実施例、３７０３はＦＯ
Ｒである。その他第２３図と同一符号は同一機能を示す
。

第２３図との差はタイミング発生回路２３０２内にイク
スクルーシブオア３７０３を設け、タイミング波形３８
０１と３８０４によりタイミング発生回路ｔ３０２の出
力にタイミング波形３８０５を得て、切替スイッチ２３
０５を制御することにある。ＥＯＲ３７０３は、水平走
査期間ごとに切替スイッチ２３０５の制御タイミングを
反転させるもので、伝送データ列３８０６が得られ、第
３９図に模擬的に示す伝送データのテレビジョン画面上
でのパターンとなる。

上記実施例でも、第２３〜２５図と同様に、多重信量に
よる映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果が
ある。

同一多重信号を逆相で２度伝送する形態を取ることで妨
害を低減できるが反面多重信号の伝送帯域を一定とする
と伝送容量が−に減るため、多値方式や、デュオバイナ
リ−符号などの符号量干渉を積極的に利用して伝送帯域
の圧縮などを行うパーシャルレスポンス方式などによっ
て改復することも可能である。なお、パーシャルレスポ
ンス方式については、昭和５６年９月発行オーム社版現
代ディジタル通信方式の１３７頁〜１４２頁などに示さ
れているので詳細は省略する。

第４０図に伝送データ列３８０６を受信する場合の復調
動作を示す。４００１は水平走査期間の同期用のタイミ
ング波形、４００２は伝送されて受信したデータ列、４
００３は遅延回路２００２の出力のデータ列、４００４
は減算器２００１の出力のデータ列、４００５はタイミ
ング波形。

４００６は水平走査期間ごとに反転するタイミング波形
、４００７はタイミング波形４００５とタイミング波形
４００６から得られたタイミング波形、４００８はスイ
ッチ１８０３の値を保持したデータ列、４００９はタイ
ミング波形、４０１゜は時間軸伸長回路１８０４の出力
データ列である。

受信したデータ列４００２が遅延回路２００２によりデ
ータ列４００３になる。データ列４０ｏ３からデータ列
４００２を減算器２００１により減算すると、データ列
４００４が得られる。タイミング波形４００５とタイミ
ング波形４００６を排他的論理和を取り（第３７図のＥ
ＯＲ３７０３と同一動作）　？１）られたタイミング波
形４００７の上側でスイッチ１８０３を導通させ、スイ
ッチ１８０３のしゃ所期間は導通期間の値を保持させる
とデータ列４００８が得られる。これはタイミング波形
４００７の上側でラッチされるディジタル回路で構成可
能である。このデータ列４００８をタイミング波形４０
０９の立ち下がりエツジでラッチすることで時間軸伸長
回路１８０４の出力にデータ列４０１０を得る。このデ
ータ列４０１０は第３８図に示す送信側の元のデータ列
３８０２と一致する。なお、データ列４００８とデータ
列４０１０では２ｆ工など２倍の表示は省略した。

以上の説明で分るように、同一多重信号を逆相で２度伝
送する形態を取ることで妨害を低減できるが反面多重信
号の伝送帯域を一定とすると伝送容量が−に減るため、
多値方式や、デュオバイナリー符号などの符号量干渉を
積極的に利用して伝送帯域の圧縮などを行うパーシャル
レスポンス方式などによって改復することも可能である
。なお。

パーシャルレスポンス方式については、昭和５６年９月
発行オーム社版現代ディジタル通信方式の１３７頁〜１
４２頁などに示されているので詳細は省略する。

また、第１４．２５．３９図において、テレビジョン映
像信号の画面に対応させて多重信号の変調方向を模擬的
に示した。これらの場合、多重信号が、水平走査期間に
一定の数が入る同期した信号で説明したが、多重信号の
伝送速度と水平走査期間が同期しないような場合には多
重信号の水平走査期間と映像信号の水平走査期間とがほ
ぼ一致していれば同様の映像信号への妨害低減の効果が
得られる。また水平走査期間の最後のデータ時間を任意
としたり、ある一対の水平走査期間のデータ数を増減し
たりすることで吸収することもできる。

本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例を第４１図に
示す。第２０および３５図と同一符号のものは同一機能
を示す。第２０図と異なる点は。

ディジタル符号化して多重伝送された音声信号を復調す
る周波数を映像信号復調用の周波数より下げるために、
帯域フィルタ３５０１および周波数変換回路３５０２を
設けたことである。

本実施例によれば、周波数変換回路４０３の出力の中間
周波数（日本の地上放送テレビジョンでは５　Ｂ　、　
７５　Ｍ　ｌｌｚが一般的に多く用いられる）で映像（
ｉ号の復調を行ない、周波数変換回路４１０２の出力の
さらに周波数の低い中間周波（例えば５　Ｍ　Ｉｌｚ程
度）でディジタル符号化して伝送されたご青信号の復調
を行なうので、同期検波回路４１５に用いる搬送波再生
回路４１６で再生された搬送波の回路遅延時間などによ
る位相誤差が周波数が低くなることにより軽減され、安
定にディジタル符号化して伝送された音声信号を復調す
ることのできる効果がある。

本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の実施例を第４
２図に示す。第２０．３６および第４１図と同一符号の
ものは同一機能を示す。第４１図の周波数変換回路３５
０２を混合回路３６０２と電圧制御形の局部発振回路３
６０３で構成する。

第４１図と異なる点は、第４１図では搬送波再生回路４
１６で再生され搬送波の映像信号と直交されて変調され
ディジタル符号化して伝送された音声信号に同期して同
期検波回路４１５で検波しているのに比べ、第４２図で
はディジタル符号化した音声信号による変調と映像信号
による変調とが直交関係にあることを利用して、基準信
号発生回路３６０１と搬送波を含む中間周波信号との位
相差を同期検波回路４１５と低域通過フィルタ３６０４
で検出し、電圧制御形の局部発振回路３６０３に帰還す
ることで、中間周波数の搬送波を基準信号発生回路の出
力と同期させて同期検波回路４１５の出力を検波出力と
していることにある。

本実施例によれば、基準信号発生回路３６０１の周波数
に復調用の中間周波数が一致する負帰還ループであるた
め、周波数変換回路４０３などの周波数ドリフトなどに
よる帯域通過フィルタ４１４の周波数ずれや復調周波数
ドリフトが少なく、第４１図に示す実施例よりさらに安
定に復調できる効果がある。

本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の実施例を第４
３図に示す。第４２図と同一符号のものは同一機能を示
す、４３０１はサンプル・ホールド回路である。第４２
図と異なる点はサンプル・ホールド回路４３０１を搬送
波再生回路のループに入ることにあり、タイミング再生
回路１８０５により、サンプル・ホールド回路４３０１
を制御する。

本実施例によれば、同期検波回路４１５の出力のうち映
像信号の水平同期パルス期間など映像信号の振幅が大な
ると期間をホールド状態とすることで系を安定にする効
果がある。

本発明の伝送信号の再生装置の別の実施例を第４４図に
示す。第４２図と同一符号のものは同一機能を示す。４
４０１は同期信号検出回路、４４０２は遅延回路である
。第４２図と異なる点は同期信号検出回路４４０１によ
り映像信号の垂直同期および水平同期などの同期信号を
検出し、タイミング再生回路１８０５へ送ることにより
スイッチ１８０３、時間軸伸長回路１８０４の制御タイ
ミング波形の生成を容易にする。遅延回路４４０２は映
像検波回路４０６までと符号識別回路１８０１までの遅
延時間差を吸収するためにある。

本実施例によれば、タイミング再生回路１８０５の構成
を容易にする効果がある。

本発明の伝送信号の再生装置のさらに別の実碑例を第４
５図に示す。第４４図と同一符号のものは同一機能を示
す。４５０１は同期検波回路、４５０２は移相回路であ
る。第４４図と異なる点は帯域通過フィルタ４４の出力
を同期検波回路４５０１を用いて、基準信号発生回路３
６０１の出力漬汁を移相回路４５０２で一移相した信号
で同期検波した映像信号を用いることである。その結果
１人力した信号の同期信号検出回路４４０１までの時間
と同期検波回路４１５までの時間とがほぼ一致し、遅延
回路４４０２の時間を少なくできる。

本実施例によれば、遅延回路４４０２の時間を少なくで
きるので、さらに安定な受信が可能となる効果が増す。

本発明の伝送信号の再生装置のさらに別の実施例を第４
６図に示す。第４２図と同一符号のものは同一機能を示
す。４６０１は制御信号再生回路である。第４２図と異
なる点は受信された制御信号を符号識別回路１８０１の
出力から再生し、その制御信号に応じてタイミング再生
回路１８０５を介してスイッチ１８０３および時間軸伸
長回路を制御するものである。

本実施例によれば、制御信号によりタイミング発生を行
うので、さらに安定な受信再生を可能とできる効果があ
る。

第４７図は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号発生装置のブロック図のさらに他の例である。第
１図と同一符号のものは同一機能を示す。１１４はスペ
クトル抑圧処理回路、４７０１は３値変換回路である。

ディジタル信号処理回路１１３の出力であるディジタル
符号は３値変換回路４７０１で＋１，０の２値ディジタ
ル信号から＋１．０．−１の３値ディジタル信号に変換
し、３値ディジタル信号のスペクトル帯域に適した低域
通過フィルタ１１５を介して不要な高域成分を削除する
。このディジタル符号化した音声で９０度移相された映
像信号搬送波を変調する。受信機のＩＦナイキストフィ
ルタの特性による直交性への影響を防ぐためＩＦナイキ
ストフィルタの逆特性を有したイコライザ１１８を通し
、加算器１１９を用いて映像信号で変調された搬送波と
加算する６その結果、映像用の搬送波は、映像信号とデ
ィジタル符号化した音声信号−と直交関係で変調される
こととなる。

第４８図は３値変換回路４７０１の一例である。

４８０１は２値ディジタルデータ入力、４８０２は遅延
回路、４８０３．４８０４はインバータ、４８０５．４
８０６はＡＮＤ回路、４８０７はインバータ、４８０８
は加算回路、４８０９は３値ディジタルデータ出力であ
る。第４８図の動作を第４９図のタイミングチャートを
用いて説明する。

第４９図（ａ）は２値ディジタルデータ波形、（ｂ）は
遅延回路４８０２出力、（Ｃ）はＡＮＤ回路４８０５出
力、（ｄ）はインバータ４８０７出力。

（ｅ）は３値ディジタルデータ波形（加算器４８０８出
力）である、（ａ）図に示す２値ディジタルデータは遅
延回路４８０２により時間τだけ遅延を受け（ｂ）図に
示すタイミング波形となる。

ここで時間τは１データ長Ｔよりも短い時間とする。Ａ
ＮＤ回路４８０５で２値ディジタルデータ（、）と遅延
回路出力（ｂ）のインバートのアンドをとり２値ディジ
タルデータ（ａ）の立ち上がりエツジを（Ｃ）図のよう
に検出する。同様にＡＮＤ回路４８０６で２値ディジタ
ルデータのインバートと遅延回路出力（ｂ）のアンドを
とり２値ディジタルデータ（ａ）の立ち下がりエツジを
検出し、これをインバート４８０７で反転して（ｄ）図
の波形を得る。加算回路４８０８で（ｃ）図の波形と（
ｄ）図の波形を加算すると（ｅ）図に示す３値ディジタ
ルデータとなる。（ａ）図と（ｅ）図を見比べると、３
値ディジタルデータは２値ディジタルデータの立ち上が
りエツジでＨｉｇｈ（＋　１　）、立ち下がりエツジで
Ｌｏｗ（１）のパルスをパルス幅τで発生し、その他で
はＨｉｇｈとＬｏｗの中間電位（０）となっていること
がわかる。このように２値ディジタルデータを３値ディ
ジタルデータに変換することによりベースバンドディジ
タル信号の低域成分を抑圧することができ、これから不
要高周波成分を低域通過フィルタ１１５で除去して、デ
ィジタル符号化した音声信号用の変調回路１１７で変調
することにより搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧し
た信号が得られる。第４８図の３値変換回路によれば。

伝送帯域一定で考えた場合に伝送容量を減少させること
なく低域成分を抑圧することができ、第１図、第４８図
の回路構成により映像搬送波近傍の周波数成分を低減す
ることができる効果がある。

第５０図は３値変換回路４７０１の他の例である。第４
８図と同一符号は同一機能を示し、５００１はクロック
入力端子、５００２はインバータ、５００３．５００４
はＤ−フリップフロップである。第５０図は第４８図の
遅延回路４８０２の遅延時間τを１データ長Ｔにしたも
のであり、他の動作は第４８図と同様である。したがっ
て第４８図と異なる動作の部分のみを第５１図のタイミ
ングチャートを用いて説明する。第５１図において、（
ａ）は２値ディジタルデータ波形、（ｂ）はクロック信
号、（Ｃ）はＤ−フリップフロップ５００３出力、（ｄ
）はＤ−フリップフロップ５００４出力、（ｅ）はＡＮ
Ｄ回路４８０５出力、（ｆ）はインバータ４８０７出力
。

（ｇ）は３値ディジタルデータ波形（加算回路４８０８
出力）である。（ａ）図に示す２値ディジタルデータは
Ｄ−フリップフロップ５００３にＴ よりまず１データ長Ｔの半分である−だけ遅延し（第５
１図（Ｃ）参照）１次にＤ−フリップフロップ５００４
によりさらに１データ長の半分である−だけ遅延し、そ
の結果Ｄ−フリップフロップ５００４の出力は２値ディ
ジタルデータ人力４８０１の２値ディジタルデータより
も１データ長である′Ｉ゛だけ遅延した信号となる（第
５１図（ｄ）参照）。以下は第４８図と同様の動作であ
り、３値ディジタルデータ出力４８０９からは、パルス
幅が１データ長Ｔの３値ディジタルデータが出力される
（第５１図（ｇ）参照）。第５０図の３値変換回路によ
ると、第４８図の遅延回路４０２の遅延時間τが１デー
タ長Ｔよりも短い場合と比較して、出力される３値ディ
ジタルデータの基本波成分が低い周波数となるためベー
スバンド帯域が狭くなり、その結果、変調後の伝送帯域
幅も狭くなる効果がある。

本発明の伝送信号発生装置のさらに他の実施例を第５２
図に示す。第１図、第１０図と同一符号は同一機能を示
し、５２０１は多値変調回路である。ディジタル変調回
路１００１は第１０図と同様の動作であるが、第１０図
の実施例ではディジタル変調を行うことにより低域成分
を抑圧させることができる反面、第１図の実施例と比較
して伝送容量を一定とすると伝送帯域が広がってしまう
。そこで、多値変調回路５２０１により多値方式や、デ
ュオバイナリ−符号などの符号量干渉を積極的に利用す
るパーシャルレスポンス方式を用いて伝送帯域の圧縮な
どを行い、伝送容量を改復することができる。多値変調
回路５２０１は低域通過フィルタ１１５に入力され、以
下は第１０図と同様の動作である。

第５２図の信号伝送装置から送信された信号を受信でき
る受信機の例を第５３図に示す。第４図。

第１２図と同一符号は同一機能を示し、５３０１は多値
復調回路である。

第５３図の受信回路は第５２図からの送信信号を受け、
同期検波回路４１５により検波復調された信号は、多値
復調回路５３０１に入力され、ディジタル変調されたデ
ィジタルデータを復調する。

以下は第１２図の動作と同様である。なお、パーシャル
レスポンス方式については、昭和５６年９月発行オーム
社版［現代ディジタル通信方式」のＰ１３７〜Ｐ１４２
などに示されているので詳細は省略する。第５２図の実
施例によれば伝送容量を減らすことなく低域成分を抑圧
できる効果がある。

第５４図は３値識別回路７０１，３値２値変換回路７０
２及び符号識別回路７０３の機能をもった回路例である
。第７図あるいは第８図と同一符号のものは同一機能を
示し、５４００は３値識別回路７０１及び符号識別回路
７０３の機能を持つ３値符号識別回路である。５４０１
はサンプル・ホールド回路（以下Ｓ／Ｈ回路と略す）、
５４０２はクロック信号である。第５４図の説明を第５
５図を用いて行う。

第５５図（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロ
ックイ３１号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４０１出力、（（
１）はコンパレータ８０５出力、（ｅ）はコンパレータ
８０Ｇ出力、（ｆ）は２値ディジタルデータ（Ｒ５−フ
リップフロップ８０９出力）である。Ｓ／Ｈ回路５４０
１は第５５図（ｂ）に示すようなりロック信号５４０２
の立ち上りエツジでサンプルし、次のサンプルまでその
値をホールドする。クロック再生回路７０４で再生され
たクロック信号５４０２は１データ長Ｔを１周期とした
信号であり、クロックの立ち上りは符号誤り率の少ない
点（いわゆるアイパターンの最大開口部）に位置する。

Ｓ／Ｈ回路５４０１出力は第５５図（ｃ）に示すもので
あり、入力端子８０１で入力した３値ディジタルデータ
をクロック信号５４ｏ２に同期した３値のディジタル符
号に識別する。以下３値ディジタル符号はコンパレータ
８０５．８０６に入力され第８図で説明した動作と同様
に３値ディジタル符号を＋１．Ｏ，−１に識別し２値デ
ィジタル符号（５５図（ｆ））に変換する。第５４図の
回路を用いることにより、第５５図の５５０１に示すよ
うなノイズが生じた場合においてもそのノイズの位置が
Ｓ／Ｈ回路５４０１のサンプル点からはずれていれば全
く復調した２値ディジタル符号に影響をおよぼさず、符
号誤り率特性を劣化させない効果がある。

第５６図は３値識別回路７０１，３値２値変換回路７０
２及び符号識別回路７０３の機能をもった他の回路例で
ある。第５４図と同一符号のものは同一機能を示し、５
６ｏ１はＳ／Ｈ回路、５６０２はウィンド・コンパレー
タ、５６０３゜５６０４は加算回路、５６０５は中間レ
ベル検出信号である。

第５６図の基本動作は第５４図と同様であるため、第５
４図と異なる動作をする部分を第５７図を用いて説明す
る。

第５７図において（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ
）はクロック信号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４０１出力、
（ｄ）はウィンド・コンバータ出力（中間レベル検出信
号５６０２）である。今、アンテナ４０１で受けた信号
が空間伝送路や他の原因によりひずみを受けており、そ
のため入力端子８０１に入力される３値ディジタルデー
タが第５７図（ａ）に示すように中間レベルに対してＨ
ｉｇｈレベルのパルスの方がＬｏｗレベルのパルスより
も高くなった場合を考える。この時、３値ディジタルデ
ータはＤＣ成分を含んだ信号となりコンデンサ８０２で
ＤＣカットし抵抗８０３で動作点を決めた場合、第５６
図（ａ）に示すような中間レベルがＯボルトとならない
信号となる。この信号をＳ／Ｈ回路５４０１を用いて第
５７図（ｂ）のクロック信号５４０２の立ち上りエツジ
でサンプルし次のサンプル点までその値をホールドする
と第５７図（ｃ）に示す波形となり、中間レベルでΔ■
のオフセットを持つ信号となる。第５７図（Ｃ）の信号
はコンパレータ８０５，８０６の入力となるとともに、
ウィンド・コンパレータ５６０２、Ｓ／Ｈ回路５６０１
の入力となる。ウィンドコンパレータ５６０２は第５７
図（Ｃ）の信号から中間レベル部分を検出しその期間だ
けＨｉｇｈレベルを第５７図（ｄ）のように出力する。

な・　お、中間レベル検出信号５６０５はコンパレータ
８０５．８０６出力からもつくることが可能である。Ｓ
／Ｈ回路５６０１はこのウィンド・コンパレータ５６０
２の出力を受はウィンド・コンパレータ５６０２の出力
がＨｉｇｈの期間でサンプルしＬＯ−の期間はホールド
とする。

このように動作することでＳ／Ｈ回路５６０１は３値デ
ィジタルデータの中間レベルのオフセットΔＶを抽出す
ることができる。ここで基準電圧源８０７の出力Ｖい基
準電圧源８０８の出力ｖ２は０ボルト（ＧＮＤ）を基準
として設定されているため３値ディジタルデータの中間
レベルにΔ■のオフセットがあるとそわだけ誤差となる
。したがってその誤差成分であるΔＶを加算回路５６０
３゜５６０４を用いてそれぞれ基準電圧源８０７出力Ｖ
工、基準電圧源８０８出力ｖ２と加算すれば最適な基準
電圧をコンパレータ８０５，８０６に与えることができ
る。以上述べたように第５６図の回路構成によれば３値
ディジタルデータの中間レベルに対するＨｉｇｈ、　Ｌ
ｏｗのパルス高のアンバランスの影響を打ち消すことが
でき、最適な基準電圧を用いて３値ディジタル信号の３
値識別を行うことができる。なお、第５６図の誤差電圧
打ち消し回路は第８図の３値識別回路に用いることもで
きる。

本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例を第５８図に
示す。第７図と同一符号のものは同一機能を表し、第７
図と異なる点はクロック再生回路７０４の入力を３値２
値変換回路７０２より得ている点である。この構成によ
るとクロック再生回路７０４をディジタル回路で構成で
きる効果がある。

本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例を第５９図に
示す。第７図と同一符号のものは同一機能を示し、５９
０１は映像信号ＡＧＣ回路、５９０２はディジタル音声
系ＡＧＣ回路である。

アンテナ４０１で入力される電波に強弱があると。

それに応じて３値識別回路７０１の入力も変動し、その
結果３値識別回路７０１を構成するコンバレー１８０５
．８０６（７）基準電圧源８０７，８０８（７）発生電
圧■１．■２の値が最適な基準電圧ではなくなる問題が
第７図の実施例では考えられる。第５９図は第７図の受
信機のディジタル音声系にＡＧＣ回路を設け、上記対策
を行ったものである。

また映伶信号ＡＧＣ回路５９０１は従来のテレビジョン
受信機に用いられており、ここでは説明の都合上図に加
えたものである。映像信号ＡＧＣ回路５９０１は検波さ
れた映像信号を利用して入力電波の強弱を判断し、それ
に応じて高周波増幅回路４０２や中間周波増幅回路４０
５の利得を制御する。映倫４８号の電波の強弱と映像信
号と直交関係に変調されたディジタル符号化した音声信
号の強弱は比例しているため、映像信号ＡＧＣ回路５９
０１のＡＧＣ制御電圧を用いてディジタル音声系のＡＧ
Ｃもかけることができる。ＡＧＣ回路５９０２は、映像
信号ＡＧＣ回路５９０１のＡＧＣ制御信号を受け、３値
識別回路７０１の入力レベルを一定とするように利得を
制御する０本実施例によれば簡単な回路構成で検波後の
ディジタルデータにＡＧＣをかけることができ、またＡ
ＧＣ回路５９０２の動作帯域をベースバンド帯域とする
ことができる効果がある。

本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例を第６０図に
示す。第５９図と同一符号のものは同一機能を示し、６
００１はディジタル音声系ＡＧＣ回路である。第６０図
も第７図の受信機のディジタル音声系にＡＧ−Ｃ回路を
設けたものであり、映像信号ＡＧＣ回路５９０１のＡＧ
Ｃ制御電圧を用いる点は第５９図と同様であるがＡＧＣ
回路の挿入位置をＢＰＦ４ユ４と同期検波回路４１５の
間とする点が第５９図の例と異なる。第６０図の実施例
によると簡単な回路構成でディジタル音声系のＡＧＣを
かけることができ、また同期検波回路４１５の入力レベ
ルが一定となるようにＡＧＣ回路６００１は制御される
ため、その一定レベルを同期検波回路４１５の最適動作
レベルとすれば、同期検波回路４１５は常に最良の状態
で動作することができる効果がある。なお、ＢＰＦ４１
４の前にＡＧＣ回路を設けたり、高周波増幅回路４０２
の利得可変のみで従来テレビジョン受信回路、ディジタ
ル音声回路の両方ともＡＧＣをかけることも考えられる
。

本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例を第６１回に
示す。本実施例もディジタル音声系のＡＧＣ回路に関す
る。第５９図と同一符号のものは同一機能を示し、６１
０１はエンベロープ検出回路である。第６１図はＡＧＣ
回路５９０２のＡＧＣ制御信号をエンベロープ検出回路
６１０１を用いて生成する。エンベロープ検出回路６１
０１の動作を第６２図及び第６３図を用いて説明する。

第６２図のエンベロープ検出回路は３値識別回路の１部
を利用して構成している。第５４図と同一符号は同一機
能を表し、６２０１はＳ／Ｈ回路、６２０２はＡＧＣ制
御信号、６２０３はＡＧＣ制御信号出力端子である。第
６２図の３値識別回路としての動作は第５４図と同様で
あり、エンベロープ検出動作について第６３図を用いな
がら説明する。第６３図において（ａ）は入力端子８０
１より入力される３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロ
ック信号５４０２　（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４０１出力、
（ｄ）はコンパレータ８０５出力。

（ｅ）はＳ／ＩＩ回路６２ｏ１出力でありＡＧＣ制御信
号６２０２である。今、３値ディジタルデータは第６３
図（ａ）のように正、負のパルス高が第６１図アンテナ
４０１に入力する電波の強弱に応じて変化しているとす
ると、クロック信号５４０２によりサンプル・ホールド
された３値ディジタルデータも第６３図（ｃ）のように
パルス高が変化する。コンパレータ８０５により抽出さ
れたパルスＨｉｇｈの区間は第６３図（ｄ）のようにな
り、この信号のＨｉｇｈの期間にＳ／Ｈ回路６２０１は
サンプル動作Ｌｏｗの期間にホールド動作をする。これ
によりＳ／Ｈ回路６２０１は３値ディジタルデータの）
Ｉｉｇｈレベルのエンベロープを第６３図（ｅ）に示す
ように検出することができこの信号をＡＧＣ制御信号に
用いることができる。これと同様にコンパレータ８０６
の出力をＳ／Ｈ回路６２０１の制御信号に用いれば３値
ディジタルデータのＬＯ％ルベルのエンベロープを検出
でき、また、コンパレータ８０５，８０６出力のＯＲを
とったものをＳ／Ｈ回路６２０１の入力とし、Ｓ／Ｈ回
路６２０１の出力を全波整流すれば、３値ディジタルデ
ータのＨｉｇｈレベルとＬＯ−レベルの両方をＡＧＣ制
御信号に用いることができる。

第６１図の実施例によれば、ディジタル音声系の出力を
みながらＡＧＣをかけるため、ディジタル音声系にとっ
て最適な状態で動作することができ、かつＡＧＣ回路５
９０２の動作帯域はベースバンドディジタルデータの帯
域にできる効果がある。

本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例を第６４図に
示す。第６０図あるいは第６１図と同一符号のものは同
一機能を示す。本実施例もディジタル音声系のＡＧＣ回
路に関し、エンベロープ検出回路６１０１を用いる点は
第６１図と同様であるが、ＡＧＣ回路の挿入位置をＢＰ
Ｆ４１４と同期検波回路４１５の間とする点が第６１図
の例と異なる。第６４図の実施例によると、ディジタル
音声系の出力をみながらＡＧＣをかけるため、ディジタ
ル音声系にとって最適な状態で動作することができ、ま
た同期検波回路４１５の入力レベルが一定となるように
ＡＧＣ回路６００１は制御されるため、第６０図と同様
に同期検波回路４１５は常に最良の状態で動作できる効
果がある。

以上、第５９図、第６０図、第６１図、第６４図のＡＧ
Ｃ回路の例は第７図の実施例に対して説明したが、第４
図、第１１図、第１８図など受信装置を示す実施例に対
しても用いることが可能である。またＡＧＣ制御信号を
用いて３値識別回路７０１を構成するコンパレータ８０
５，８０６の基準電圧を制御して、入力レベルの強弱に
応じてスライスレベルを最適にすることもできる。第６
５図はその実施例であり、第８図と同一符号は同一機能
を示す。６５０１はデータスライスレベル信号入力端子
であり、ＡＧＣ制御信号と同様である。６５０２，６５
０３は基準電圧制御回路であり、データスライスレベル
信号６５０１を受はコンパレータ８０５，８０６の基＊
電圧が最適となるように調整する。第６５図の例によれ
ば、最適なスライスレベルで３値識別ができる効果があ
る。

本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例を第６６図に
示す、第７図あるいは第３５図と同一符号のものは同一
機能を示す。第７図と異なる点は、ディジタル符号化し
て多重伝送された音声信号の復調周波数を映像信号復調
用の周波数より下げるために、フィルタ３５０１および
周波数変換回路３５０２を設けたことである。

本実施例によれば、周波数変換回路４０３の出力の中間
周波数（日本の地上放送テレビジョンでは５８．７５Ｍ
１ｌｚが一般的に多く用いられる）で映像１８号の復調
を行ない、周波数変換回路３５０２の出力のさらに周波
数の低い中間周波（例えば５ＰｖＨｌｚ程度）でディジ
タル符号化して伝送された音声信号の復調を行なうので
、同期検波回路４１５に用いる搬送波再生回路４１６で
再生された搬送波の回路遅延時間などによる位相誤差が
周波数が低くなることにより軽減され、安定にディジタ
ル符号化して伝送された音声信号を復調することのでき
る効果がある。

本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の実施例を第６
７回に示す。受信信号は第７図の場合と同一であり、第
７図あるいは第３６図と同一符号のものは同一機能を示
す、第６６図の周波数変換回路３５０２を混合回路３６
０２と電圧制御形の局部発振回路３６０３で構成する。

第６６図と異なる点は、第６６図では搬送波再生回路４
１６で再生された搬送波を用いて映像信号と直交して伝
送された信号を同期検波回路４１５で検波しているのに
比べ、第６７図ではディジタル符号化した音声信号によ
る変調と映像信号による変調とが直交関係にあり、ディ
ジタル符号化した音声信号による変調の直流成分が少な
いことを利用して、基準信号発生器３６０１と搬送波を
含む中間周波信号との位相差を同期検波回路４１５と低
域通過フィルタ３６０４で検出し、電圧制御形の局部発
振器３６０２に帰還することで、中間周波数の搬送波を
基準信号発生器の出力と同期させて同期検波回路４１５
の出力を検波出力としていることにある。

本実施例によれば、基準信号発生器３６０１の周波数に
復調用の中間周波数が一致する負帰還ループであるため
１周波数変換回路４０３などの周波数ドリフトなどによ
る帯域フィルタ４１４の周波数ず九や復調周波数ドリフ
トが少なく、第６６図に示す実施例よりさらに安定に復
調できる効果がある。

第６６図、第６７図の例は第７図の実施例に対して説明
したが他の受信装置の実施例に対しても用いることが可
能である。

第６８図は３値識別回路７０１．３値２値変換回路７０
２．符号識別回路７０３の機能をもった他の回路例であ
る。第７図、あるいは第８図と同一符号のものは同一機
能を示し、６８０１゜６８０２はラッチである。第６８
図の説明を第６９図を用いて行う。第６９図において、
（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパレータ
８０５出力、（Ｃ）はコンパレータ８０６出力、（ｄ）
はクロック信号、（ｅ）はランチ６８０１出力、（ｆ）
はラッチ６８０２出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ
（ＲＳ−フリップフロップ８０９出力）である。コンパ
レータ８０５，８０６の出力が得られるまでの動作は第
８図と同様である。コンパレータ８０５，８０６出力は
ラッチ６８０１．６８０２によりクロック再生回路７０
４で再生されたクロック信号を用いて第６９図の（ｄ）
のタイミングでラッチされ、クロック信号に同期したデ
ィジタル信号となる。以下ラッチ６８０１．６８０２の
出力をＲ３−フリップフロップ８０９に第６８図のよう
に入力し、第８図と同様の動作でディジタル信号に識別
された２値ディジタル符号を復調する。第６８図によれ
ば、簡単な回路構成であり、かつ３値ディジタルデータ
に第６９図（ａ）の６９０１．６９０２などの不要なノ
イズが混入した場合でもそれがクロック信号の立ち上り
の場所になければ復調した２値ディジタル符号に全く影
響をおよぼさず、符号誤り率特性を劣化させない効果が
ある。

第７０図は３値識別回路７０１．３値２値変換回路７０
２の他の回路例である。第７図、あるいは第８図と同一
符号のものは同一機能を示し、７００１．７００２はゲ
ート、７００３はゲート制御回路である。第７１図は第
７０図の説明のためのタイミング図であり、（ａ）は３
値デイジタ１ノデータ、（ｂ）はコンパレータ８０５出
力、（ｃ）はコンパレータ８０６出力、（ｄ）はグー１
−制御信号、（ｅ）はゲート７００１出力、（ｆ）はゲ
ー１へ７００２出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ（
Ｒ８−フリップフロップ８０９出力）である。コンパレ
ータ８０５，８０６の出力が得られるまでの動作は第８
図と同様である。コンパレータ８０５，８０６出力はゲ
ート７００１゜７００２にそれぞれ入力されゲートをか
けられる。

ゲート４１１号は、クロック再生回路７０４より得られ
るクロックを用いてゲート制御回路７００３でつくら４
ｔ、第７１図（ｄ）に示すようにコンパレータ８０５，
８０Ｇ出力の正常なデータの立ち上りをとらえるものと
する。これによりコンパレータ８０５，８０６出力はそ
れぞれゲート７００１゜７００２により第７１図（ｅ）
、（ｆ）のようにゲートをかけられ、Ｒ８−フリップフ
ロップ８０９に送ら九る。その後は第８図と同様の動作
で２値ディジタルデータを復調する。第７０図の例によ
れば、３値ディジタルデータに第７１図（ａ）の７１０
１．７１０２などの不要なノイズが混入した場合でもそ
れがゲート信号のゲートＯＮの間になければ復調した２
値ディジタル符号に全く影響をおよぼさず、符号誤り率
特性を劣化させない効果がある。なお、ゲート制御回路
７００３において、ゲート信号のゲートパルス間隔のち
がうものを複数個設けておき、これを符号誤り率などを
監視することでどのパルス間隔を選ぶかを判別して符号
誤り率を最良の状態にすることもできる。またゲートパ
ルスタイミングを符号誤り率などを監視することで変化
させていき符号誤り率を最良の状態にすることもできる
。

第７２図は３値識別回路７０１．３値２値変換回路７０
２の他の回路例である。第７図あるいは第８図と同一符
号のものは同一機能を示し、７２０１．７２０２はメモ
リ回路、７２０３はメモリ制御回路、７２０４はディジ
タル信号処理回路である。第７２図の例も第７０図と同
様に３値ディジタルデータに不要なノイズが混入した場
合のノイズ除去機能を有する例である。クロック再主回
路７０４よりデータ伝送周期のｎ倍のクロック信号を再
生し、これを用いてメモリ制御回路７２０３はそ九ぞれ
コンパレータ８０５，８０６出力を１クロツク毎に分割
してディジタルデータとしメモリ回路７２０１．７２０
２に記憶する。

その後、ディジタル信号処理回路７２０４で正規なデー
タサンプルポイントに近い、３値ディジタルデータのｌ
ｌｊｇｈの部分を示すセットパルス、またはＬＯりの部
分を示すリセットパルスを選択し、３値ディジタルデー
タに混入した不要ノイズを除去する。その後、Ｒ８−フ
リップフロップ８０９で２値ディジタルデータに変換す
る。第７２図の実施例によれば、種々のディジタル処理
をほどこし、３値ディジタルデータに混入した不要ノイ
ズを除去できる効果がある。なお、符号誤り率などを参
考にして、前記正規なデータサンプルポイントを調整し
て符号誤り率が最良となる最適なサンプルポイントを選
ぶこともできる。また、コンパレータ８０５，８０Ｇ出
力をメモリ制御回路７２０３、ディジタル信号処理回路
７２０４に入力し、セットパルスがリセットパルスのく
る前に複数個表れたときに、また、リセットパルスがセ
ットパルスのくる前に複数個表れたときに正規なデータ
サンプルポイントを選ぶこともできる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、振幅変調で伝送される信号の搬送波と
直交位相の搬送波が多重伝送される信号によって変調さ
れる際に多重変調信号の搬送波周波数近傍の成分が抑圧
されるので、復調された振幅変調で伝送された信号が多
重伝送される信号からの妨害を受は難い効果がある。

また、多重変調信号の搬送波周波数近傍の成分の抑圧に
際して、同一信号を一定期間後に反転して伝送される場
合では、再生装置において、多重伝送される信号が一定
期間遅延された信号と減算処理して復調されるので、振
幅変調で伝送される信号からの妨害が低減される効果も
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の伝送信号発生装置の一例を示すブッロ
ック図、第２図は本発明の伝送信号のスペクトル図、第
３図は本発明の伝送信号のベクトル図、第４図は本発明
の伝送信号の再生装置の一例を示すブロック図、第５図
は本発明の伝送信号発生！Ａ首の他の例を示すブロック
図、第６図は第５図の装置の動作を説明する波形図、第
７図は本発明の伝送信号の再生装置の他の例を示すブロ
ック図、第８図は第７図に示す３値識別回路の一例を示
すブロック図、第９図は第７図および第８図の動作を説
明する波形図、第１０図は本発明の伝送信号発生装置の
さらに他の例のブロック図、第１１図は本発明の伝送信
号の再生装置のさらに他の例のブロック図、第１２図は
本発明の伝送信号発生装置のスペクトル抑圧処理回路の
他の例のブロック図、第１３図は第１２図の動作説明用
のデータ列を示す模式図、第１４図は第１２図および第
１３図で示す本発明の伝送データパターン例の模式図、
第１５図は本発明の説明用の映像色副搬送波のベクトル
図、第１６図はくし形フィルタの一般的な構成を示すブ
ロック図、第１７図はその動作を説明する波形図、第１
８図は本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例を示
すブロック図、第１９図は第１８図の動作説明用のデー
タ列を示す模式図、第２０図は本発明の伝送信号の再生
装置のさらに他の例のブロック図、第２１図は第２０図
の動作説明用のデータ列を示す模式図、第２２図は第２
０図の装置の特性を示す特性図、第２３図は本発明の伝
送信号発生装置のスペクトル抑圧処理回路のさらに他の
ブロック図、第２４図は第２３図の動作説明用のデータ
列を示す模式図、第２５図は第２３図および第２４図で
示す本発明の伝送データパターン例の模式図、第２６図
は動作説明用のデータ列の模式図、第２７図は本発明の
伝送信号発生装置のさらに他の例のブロック図、第２８
図は第２７図の説明用の信号例を示す波形図、第２９図
は本発明の伝送信号発生装置のインターリーブ処理例の
模式図、第３０図は本発明の伝送信号の再生装置のさら
に他の例のブロック図、第３１図は本発明の伝送信号発
生装置のさらに他の例のブロック図、第３２図は本発明
の伝送信号の再生装置のさらに他の例のブロック図、第
３３図は本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例のブ
ロック図、第３４図は本発明の伝送信号の再生装置のさ
らに他の例のブロック図、第３５図は本発明の伝送４１
号の再生装置のさらに他の例のブロック図、第３６図は
本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例のブロック
図、第３７図は本発明の伝送信号発生′！Ａ置のスペク
トル抑圧処理回路のさらに他の例ブロック図、第３８図
は第３７図の動作説明用のデータ列の模式図、第３９図
は第３７図および第３８図で示す本発明の伝送データパ
ターン例の模式図、第４０図は動作説明用のデータ列の
模式図、第４１図は本発明の伝送信号の再生装置のさら
に他の例のブロック図、第４２図は本発明の伝送信号の
再生装置のさらに他の例のブロック図、第４３図は本発
明の伝送信号の再生装置のさらに他の例のブロック図、
第４４図は本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、第４５図は本発明の伝送信号の再生装置
のさらに他の例のブロック図、第４６図は本発明の伝送
信号の再生装置のさらに他の例のブロック図。 第４７図は本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例の
ブロック図、第４８図は本発明の伝送信号発生装置の３
値変換回路の例のブロック図、第４９図は第４８図の回
路の動作を説明する波形図、第５０図は本発明の伝送信
号発生装置の３値変換回路の他の例のブロック図、第５
１図は第５０図の回路動作を説明する波形図、第５２図
は本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例のブロック
図、第５３図は本発明の伝送信号の再生装置のさらに他
の例のブロック図、第５４図は本発明の伝送信号の再生
装置の３値識別回路などの他の例のブロック図、第５５
図は第５４図の回路動作を説明する波形図、第５６図は
本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路などのさら
に他の例のブロック図、第５７図は第５６図の動作を説
明する波形図、第５８図は本発明の伝送信号の再生装置
のさらに他の例のブロック図、第５９図は本発明の伝送
信号の再生装置のさらに他の例のブロック図、第６０図
は本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例のブロッ
ク図、第６１図は本発明の伝送信号の再生装置のさらに
他の例のブロック図、第６２図は本発明の伝送信号の再
生装置のエンベロープ検出回路の例のブロック図、第６
３図はその動作を説明する波形図、第６４図は本発明の
伝送信号の再生装置のさらに他の例のブロック図、第６
５図は本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路など
のさらに他の例のブロック図、第６６図は本発明の伝送
信号の再生装置のさらに他の例のブロック図、第６７図
は本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例のブロッ
ク図、第６８図は本発明の伝送信号の再生装置の３値識
別回路などのさらに他の例のブロック図、第６９図は第
６８図の回路の動作を説明する波形図、第７０図は本発
明の伝送信号の再生装置の３値識別回路などのさらに他
の例のブロック図、第７１図は第７０図の動作を説明す
る波形図、第７２図は本発明の伝送信号の再生装置の３
値識別回路などのさらに他の例を示すブロック図である
。 １１０・・・映像４８号搬送波発生回路、１１４゜１１
４・・・スペクトル抑圧処理回路、１１６・・・移相回
路、１１７・・・変調回路、１１８・・・イコライザ。 １１９・・・加算回路、１２０・・・送信ＶＳＢフィル
タ。 ２０１・・・映像信号の伝送信号のスペクトル。 ２０５・・・多重信号の伝送信号のスペクトル。 ３０１・・・映像信号搬送波のベクトル、３０２・・・
多重伝送される信号の変調波のベクトル、４１４・・・
帯域通過フィルタ、４１５・・・同期検波回路、４１６
・・・搬送波再生回路、４１７，４１７・・・スペクト
ル抑圧処理信号再生回路、５０１・・・遅延回路、５０
２・・・減算回路、７０１，７０１・・・３値識別回路
。 ７０２．７０２・・・３値２値変換回路、７０３・・・
符号識別回路、７０４・・・クロック再生回路、１００
１・・・ディジタル変調回路、１１０１・・・符号識別
回路。 １１０２・・・クロック再生回路、１１０３・・・ディ
ジタル復調回路、１２０２・・・時間軸圧縮回路。 １２ｏ４・・・インバータ、１２０５・・・遅延回路。 １２０６・・・切替スイッチ、１８０１・・・符号識別
回路、１８０２・・・クロック再生回路、１８０３・・
・切替回路、１８０４・・・時間軸伸長回路、１８０５
・・・タイミング再生回路、２００１・・・減算回路、
２００２・・・遅延回路、２３０３・・・インバータ、
２３０４・・・遅延回路、２３０５・・・切替スイッチ
、２７０２・・・制御信号発生回路、３００１・・・制
御信号再生回路。 ３１０１・・・減算回路、３１０２・・・遅延回路。 ３２０１・・・加算回路、３２０２・・・遅延回路。 ３３０１・・・プリエンファシス回路、３４０１・・・
ディエンファシス回Ｍ、３５０２，３５０２・・・周波
数変換回路、３６０１・・・基準信号発生回路。 ３６０２・・・混合回路、３６０３・・・電圧制御形の
局部発振回路、３６０４・・・低域通過フィルタ。 ８３　図 ｉｎｗｃｔ 第６図 薔滲７１３″ｌ＝Ｉ′、　　アロＴ７ 纂　ｅ’Ｂ 纂　ｑｍ 力　Ｔ３　Ｔ、　Ｔ７ 緊ぺ 名ｌＺ図 第　１４　Ｆｇ 易　１５　＠ 第　１６　ｚ 第　／７　ｖＩ 第２２図 り（イ喪蛋ストしベル（ｄ８） 箒　２３７ 第２ｑＺ ＋に＋；電 第３７図 第　３９０ 沓べ 第　４８図 第４１ １町　　庁 纂　、５９図 第　、５１７ 責に 晃　評　区 島！ｓ５　　図 第　５６　回 （ｄ＞ 第　８　回 （ｂ） （ｅ） 名　６、Ｓ”　図 纂　ｂａ　　’ＦＪＩ 第　６９　図 （ｙ＞ 拓　７θ　Ｖ 纂　７１　　回 （グ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波が振幅変調され伝送される伝送方式において
   、前記搬送波と直交位相関係にある直交搬送波を設け、
   前記搬送波を振幅変調した信号以外の多重信号で前記直
   交搬送波が少なくとも搬送波周波数近傍の多重信号成分
   が抑圧されるスペクトル抑圧処理がなされた変調を受け
   た後に振幅変調をされた前記搬送波と合成されて伝送さ
   れることを特徴とする多重伝送方式。 ２、前記スペクトル抑圧処理として、一定期間遅延した
   多重信号と多重信号とを波形演算処理した後の信号で前
   記直交搬送波が変調されることを特徴とする請求項１記
   載の多重伝送方式。 ３、前記スペクトル抑圧処理として、前記多重信号の低
   域周波数成分が抑圧されるエンファシス特性が加えられ
   た後の信号で前記直交搬送波が変調されることを特徴と
   する請求項１記載の多重伝送方式。 ４、前記多重信号として、ディジタル符号化された信号
   データとすることを特徴とする請求項１記載の多重伝送
   方式。 ５、前記スペクトル抑圧処理として、一データ以下の一
   定期間遅延した多重信号と多重信号とを減算処理した後
   の信号で前記直交搬送波が変調されることを特徴とする
   請求項４記載の多重伝送方式。 ６、前記搬送波が振幅変調され伝送される伝送方式とし
   て、搬送波が映像信号で残留側波帯振幅変調されて伝送
   される伝送方式とすることを特徴とする請求項１ないし
   請求項５のいずれかに記載の多重伝送方式。 ７、前記スペクトル抑圧処理として、前記多重信号が一
   映像信号の水平走査時間程度後の多重信号とが逆相関係
   となるように一水平走査時間程度ごとに反転処理された
   多重信号で前記直交搬送波が変調されることを特徴とす
   る請求項６記載の多重伝送方式。 ８、前記スペクトル抑圧処理として、前記ディジタル符
   号化された信号データの立ち上りエッジで正の変調、立
   ち下りエッジで負の変調、その他の期間は無変調とする
   ことを特徴とする請求項４記載の多重伝送方式。 ９、前記立ち上りエッジあるいは前記立ち下りエッジの
   パルス幅を前記ディジタル符号の一データ期間とするこ
   とを特徴とする請求項８記載の多重伝送方式。 １０、前記スペクトル抑圧処理として、前記ディジタル
   符号化された信号を低域周波数成分を抑圧するディジタ
   ル変調をした後の信号で前記直交搬送波が変調されるこ
   とを特徴とする請求項４記載の多重伝送方式。 １１、前記多重信号である期間ごとに複数回くり返して
   前記直交搬送波を変調することを特徴とする請求項６記
   載の多重伝送方式。 １２、前記多重信号での複数回のくり返しに際してくり
   返しごとに前記多重信号での変調を逆相とすることを特
   徴とする請求項１１記載の多重伝送方式。 １３、前記多重信号をディジタル符号化された信号デー
   タとすることを特徴とする請求項１１又は請求項１２記
   載の多重伝送方式。 １４、前記多重信号でのくり返しの時間間隔を映像信号
   の水平走査期間としたことを特徴とする請求項１１ない
   し請求項１３のいずれかに記載の多重伝送方式。 １５、前記多重信号として時間軸圧縮した信号としたこ
   とを特徴とする請求項１１ないし請求項１４のいずれか
   に記載の多重伝送方式。 １６、前記多重信号にある一定期間ごとに制御符号を設
   けたことを特徴とする請求項４又は請求項１１ないし請
   求項１５のいずれかに記載の多重伝送方式。 １７、前記ある一定期間を映像信号の垂直走査期間に同
   期した一定期間としたことを特徴とする請求項１６記載
   の多重伝送方式。 １８、搬送波発生回路の出力なる搬送波を振幅変調する
   振幅変調回路を有する信号発生装置において、前記搬送
   波発生回路の出力である搬送波と直交位相の直交搬送波
   を得る移相回路、多重信号で前記直交搬送波を変調し搬
   送波周波数近傍の多重信号成分を抑圧するスペクトル抑
   圧処理変調回路、前記振幅変調回路の出力信号と前記ス
   ペクトル抑圧処理変調回路の出力信号とを合成する合成
   回路を設けたことを特徴とする多重伝送信号発生装置。 １９、前記スペクトル抑圧処理変調回路として、多重信
   号を遅延させる遅延回路、多重信号と前記遅延回路の出
   力信号を減算処理などの信号処理をする演算処理回路、
   前記演算処理回路の出力信号で前記移相回路の出力信号
   である直交搬送波を変調する変調回路を設けたことを特
   徴とする請求項１８記載の多重伝送信号発生装置。 ２０、前記スペクトル抑圧処理変調回路として、多重信
   号の低域周波数成分を抑圧するエンファシス回路、前記
   エンファシス回路の出力信号で前記移相回路の出、力信
   号である直交搬送波を変調する変調回路を設けたことを
   特徴とする請求項１８記載の多重伝送信号発生装置。 ２１、多重信号としてディジタル符号化されたデータと
   し、前記遅延回路の遅延時間を一データ期間の時間以下
   とし、演算処理回路をアナログ減算回路とすることで、
   ２値ディジタルデータを３値データとして前記演算処理
   回路の出力信号とすることを特徴とする請求項１８記載
   の多重伝送信号発生装置。 ２２、前記スペクトル抑圧処理変調回路として、多重信
   号をある一定期間遅延させる遅延回路、前記遅延回路の
   出力信号を反転する反転回路、多重信号と前記反転回路
   の出力信号とを入力としある期間ごとに切替る切替回路
   、前記切替回路の出力信号で前記移相回路の出力信号で
   ある直交搬送波を変調する変調回路を設けたことを特徴
   とする請求項１８又は請求項２１記載の多重伝送信号発
   生装置。 ２３、多重信号としてディジタル符号化されたデータと
   し、前記スペクトル抑圧処理回路として、前記データを
   遅延する遅延回路、前記データを反転する第１の反転回
   路、前記遅延回路の出力信号を反転する第２の反転回路
   、前記データと前記第２の反転回路の出力信号の論理積
   をとる第１の論理積回路、前記遅延回路の出力信号と第
   １の反転回路の出力信号との論理積をとる第２の論理積
   回路、前記第２の論理積回路の出力信号を反転する第３
   の反転回路、前記第１の論理積回路の出力信号と前記第
   ３の反転回路の出力信号とをアナログ加算する加算回路
   、前記加算回路の出力信号で前記移相回路の出力信号で
   ある直交搬送波を変調する変調回路を設けたことを特徴
   とする請求項１８記載の多重伝送信号発生装置。 ２４、多重信号としてディジタル符号化されたデータと
   し、前記スペクトル抑圧処理回路として、データの低域
   周波数成分を抑圧するディジタル変調をほどこすディジ
   タル変調回路、前記ディジタル変調回路の出力信号で前
   記移相回路の出力信号である直交搬送波を変調する変調
   回路を設けたことを特徴とする請求項１８記載の多重伝
   送信号発生装置。 ２５、特許請求の範囲第１８項において、前記スペクト
   ル抑圧処理回路として、多重信号を映像信号の水平走査
   期間の時間遅延させる遅延回路、前記遅延回路の出力信
   号を反転する反転回路、前記遅延回路の入力信号と前記
   反転回路の出力信号を切替えて出力する切替回路、前記
   切替回路の出力信号で前記移相回路の出力信号である直
   交搬送波を変調する変調回路を設けたことを特徴とする
   請求項１８記載の多重伝送信号発生装置。 ２６、前記スペクトル抑圧処理回路として、多重信号を
   時間軸圧縮する時間軸圧縮回路、前記時間軸圧縮回路の
   出力信号を映像信号の水平走査期間の時間遅延させる遅
   延回路、前記遅延回路の出力信号を反転する反転回路、
   前記遅延回路の入力信号と前記反転回路の出力信号を切
   替えて出力する切替回路、前記切替回路の出力信号で前
   記移相回路の出力信号である直交搬送波を変調する変調
   回路を設けたことを特徴とする請求項１８記載の多重伝
   送信号発生装置。 ２７、前記多重信号として多重信号と制御符号とを交互
   に発生させることを特徴とする請求項２１、請求項２３
   、請求項２４、請求項２５又は請求項２６のいずれかに
   記載の多重伝送信号発生装置。 ２８、振幅変調された搬送波と前記搬送波と直交位相関
   係にあり搬送波周波数近傍の信号成分が抑圧されるスペ
   クトル処理して多重信号で変調された直交搬送波とが合
   成され伝送された多重伝送信号を受信再生する装置であ
   って、前記多重伝送信号から搬送波を再生する搬送波再
   生回路、前記搬送波再生回路の出力信号で前記多重伝送
   信号を検波する同期検波回路、前記同期検波回路の出力
   信号から多重信号を復調するスペクトル抑圧処理信号再
   生回路を設けたことを特徴とする多重伝送信号再生装置
   。 ２９、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、補
   記同期検波回路の出力信号を遅延させる遅延回路、前記
   同期検波回路の出力信号と前記遅延回路の出力信号を加
   算処理などの信号処理をする処理回路を設けたことを特
   徴とする請求項２８記載の多重伝送信号再生装置。 ３０、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、多
   重信号の低域周波数成分を強調するディエンファシス回
   路を設けたことを特徴とする請求項２８記載の多重伝送
   信号再生装置。 ３１、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、電
   圧比較回路、前記電圧比較回路の基準比較電圧となる基
   準電圧源および電圧比較回路の出力信号で動作するフリ
   ップフロップ回路を設けたことを特徴とする請求項２８
   記載の多重伝送信号再生装置。 ３２、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、前
   記同期検波回路の出力信号の必要な期間のみ導通させる
   遮断回路を設けたことを特徴とする請求項２８記載の多
   重伝送信号再生装置。 ３３、スペクトル抑圧処理信号再生回路として、前記同
   期検波回路の出力信号をある一定期間遅延させる遅延回
   路、前記遅延回路の出力信号と前記同期検波回路の出力
   信号と減算処理する演算回路を設けたことを特徴とする
   請求項２８記載の多重伝送信号再生装置。 ３４、前記第２の周波数変換回路として、混合回路前記
   同期検波回路の出力信号の変調成分を除去する低域通過
   フィルタ、前記低域通過フィルタの出力信号で発振周波
   数が制御される電圧制御形発振回路を設け前記電圧制御
   形発振回路の出力信号と前記第１の周波数変換回路の出
   力信号を入力とし前記混合回路によって周波数変換され
   た信号が前記同期検波回路に得られることを特徴とする
   請求項３５記載の多重伝送信号再生装置。 ３５、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、前
   記同期検波回路の出力信号をある一定期間遅延させる遅
   延回路、前記遅延回路の出力信号と前記同期検波回路の
   出力信号と減算処理する演算処理回路、前記演算処理回
   路の出力信号の必要な期間のみ導通させる遮断回路を設
   けたことを特徴とする請求項２８記載の多重伝送信号再
   生装置。 ３６、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、前
   記同期検波回路の出力信号をある一定期間遅延させる遅
   延回路、前記遅延回路の出力信号と前記同期検波回路の
   出力信号と減算処理する演算処理回路、前記演算処理回
   路の出力信号の必要な期間のみ導通させる遮断回路、前
   記遮断回路の出力信号を時間軸伸張する時間軸伸張回路
   を設けたことを特徴とする請求項２８記載の多重伝送信
   号再生装置。 ３７、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、基
   準電圧源、前記同期検波回路の出力信号を標本化保持す
   るサンプル・ホールド回路、前記サンプル・ホールド回
   路の出力信号と前記基準電圧源を電圧比較する電圧比較
   回路、前記電圧比較回路の出力信号を入力とするフリッ
   プフロップ回路を設けたことを特徴とする請求項２８記
   載の多重伝送信号再生装置。 ３８、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、基
   準電圧源、前記同期検波回路の出力信号を標本化保持す
   る第１のサンプル・ホールド回路、前記第１のサンプル
   ・ホールド回路の出力信号の振幅を検出するウィンドコ
   ンパレータ、前記ウィンドコンパレータ出力で前記第１
   のサンプル・ホールド回路の出力信号を標本化保持する
   第２のサンプル・ホールド回路、前記第２のサンプル・
   ホールド回路の出力信号を前記基準電圧源と加算する加
   算回路、前記加算回路の出力信号と前記第１のサンプル
   ・ホールド回路の出力信号とを電圧比較する電圧比較回
   路、前記電圧比較回路の出力信号を入力信号とするフリ
   ップフロップを設けたことを特徴とする請求項２８記載
   の多重伝送信号再生装置。 ３９、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、基
   準電圧源、前記同期検波回路の出力信号と前記基準電圧
   源との電圧比較する電圧比較回路、前記電圧比較回路の
   出力信号をラッチするラッチ、前記ラッチの出力信号を
   入力信号とするフリップフロップを設けることを特徴と
   する請求項２８記載の多重伝送信号再生装置。 ４０、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、基
   準電圧源、前記同期検波回路の出力信号と前記基準電圧
   源との電圧比較する電圧比較回路、前記電圧比較回路の
   出力信号を導通しゃ断するゲート回路、前記ゲート回路
   の出力信号を入力信号とするフリップフロップを設けた
   ことを特徴とする請求項２８記載の多重伝送信号再生装
   置。 ４１、前記ゲート回路の代りにメモリ回路を設けたこと
   を特徴とする請求項４０記載の多重伝送信号再生装置。 ４２、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、デ
   ィジタル変調信号を復調するディジタル復調回路を設け
   たことを特徴とする請求項２８記載の多重伝送信号再生
   装置。 ４３、前記スペクトル抑圧処理信号再生回路として、出
   力電圧が制御電圧によって可変する電圧制御形電圧源、
   前記同期検波回路の出力信号の振幅レベルを検出し前記
   電圧制御形電圧源を制御するレベル検出回路、前記同期
   検波回路の出力信号を前記電圧制御形電圧源とを電圧比
   較する電圧比較回路、前記電圧比較回路の出力信号を入
   力信号とするフリップフロップを設けたことを特徴とす
   る請求項２８記載の多重伝送信号再生装置。 ４４、振幅変調された搬送波と前記搬送波と直交位相関
   係にあり搬送波周波数近傍の信号成分が抑圧されるスペ
   クトル処理して多重信号で変調された直交搬送波とが合
   成され伝送された多重伝送信号を受信再生する装置であ
   って、前記多重伝送信号から搬送波を再生する搬送波再
   生回路、前記多重伝送信号を増幅する可変利得増幅回路
   、前記搬送波再生回路の出力信号で前記可変利得増幅回
   路の出力信号を検波する同期検波回路、前記同期検波回
   路の出力信号から多重信号を復調するスペクトル抑圧処
   理回路、前記同期検波回路の入力信号あるいは出力信号
   から振幅レベルを検出し前記可変利得増幅回路を制御す
   るレベル検出回路を設けたことを特徴とする多重伝送信
   号再生装置。 ４５、振幅変調された搬送波と前記搬送波と直交位相関
   係にあり搬送波周波数近傍の信号成分が抑圧されるスペ
   クトル処理して多重信号で変調された直交搬送波とが合
   成され伝送された多重伝送信号を受信再生する装置であ
   って、選局周波数変換する第１の周波数変換回路、前記
   第１の周波数変換回路の出力信号を検波して振幅変調し
   た信号を復調する検波回路、前記第１の周波数変換回路
   の出力信号をさらに周波数変換する第２の周波数変換回
   路、前記第２の周波数変換回路の出力信号から周波数変
   換された後の搬送波を再生する搬送波再生回路、前記搬
   送波再生回路の出力信号で前記第２の周波数変換回路の
   出力信号を同期検波する同期検波回路、前記同期検波回
   路の出力信号から多重信号を復調するスペクトル抑圧処
   理信号再生回路を設けたことを特徴とする多重伝送信号
   再生装置。