KR0162611B1

KR0162611B1 - Ntsc tv 신호에 실린 디지털 데이타를 복구하기 위한 디지털 신호 수신기에 있어서 기호 클럭 재생 회로

Info

Publication number: KR0162611B1
Application number: KR1019950004784A
Authority: KR
Inventors: 고정완
Original assignee: 김광호; 삼성전자주식회사
Priority date: 1994-03-09
Filing date: 1995-03-09
Publication date: 1998-12-15
Also published as: JP3227334B2; CN1088306C; US5483292A; JPH089346A; KR950028506A; CN1123503A

Abstract

본 발명은 NTSC TV 신호에 실려있는 디지털 신호를 복구하기 위한 디지털 신호 수신기에 있어서 기호 클럭 재생 회로에 관한 것으로, 수평 주사 레이트의 배수인 기호 레이트를 가진 디지털 데이터가 방송 TV 신호에 실린다. 싱기 디지털신호 수신기에 있어서 상기 데이터는 콤필터링으로 이어지는 직각영상 검출에 의하여 복합 영상 신호로 부터 분리된다. 상기 콤필터링은 기호 레이트에서의 디지털 샘플링에 의하여 가장 경제적으로 실현된다. 상기 기호 레이트에서 그리고 오버샘플링 아날로그-디지털 변환(ADC)기술이 이용되는 기호 레이트의 배수에서의 클럭 신호의 재생은 방송 TV 신호에서 전송되는 수평 동기 펄스에 응답하는 자동 주파수 및 위상제어(AFPC) 기능을 가진 제어 발진기를 사용하여 수행된다. 상기 수평 동기 펄스는 보통 잡음보다 훨씬 크므로 상기 제어 발진기의 주파수와 위상은 디지털 신호 수신기의 전력공급 혹은 채널변화에 따라 신속하게 조정된다. 상기 제어발진기로 부터의 발진위상의 미세한 조정이 기호간 오류를 최소화하기 위해 수행된다. 이러한 조정은 AFPC로 인가되는 수평 동기 펄스를 조절할 수 있게 지연시킴으로써 간접적으로 이루어지므로 ADC 회로와 콤필터링 회로로 클럭 신호를 인가함에 있어 어떤 단절도 없다.

Description

NTSC TV 신호에 실린 디지털 데이터를 복구하기 위한 디지털 신호 수신기에 있어서 기호 클럭 재생 회로

제1도는 본 발명에 따른 클럭신호 재생회로를 포함하고 있는 디지털 신호 수신기로서 내부에 실린 디지털 신호를 가진 TV 신호를 수신하고 실려있는 디지털 신호를 추출하기 위한 디지털 신호 수신기의 개략도.

제2도는 제1도의 디지털 신호 수신기에 포함되고 고스트억압회로의 개략도.

제3도는 제2도의 고스트억압회로에 있는 모듈로-8 필드 카운터를 리셋하기 위한 회로의 개략도.

제4도는 제1도의 데이터분리 및 검출회로가 취할 수 있는 대표적인 형태의 개략도.

본 발명은 아날로그 TV 신호에 실려있는 디지털신호를 복구하기 위한 수신기에 관한 것이다.

디지털 정보를 부호화하는 상대적으로 낮은 전력(예를들어, 잡음 플로어 이상의 10 dB)의 보조신호는 만약 디지털신호 포맷에 적당한 제한들이 가해지면 다른 복합영상신호로 부터 발생되는 TV화상에 쉽게 표시나지 않고도 복합영상신호와 함께 섞일 수 있다. 디지털 데이터를 전송하기 위해서는 잔류측파대 진폭변조된(vestigial-sideband, amplitude-modulated;VAB AM)화상반송파와 동일 주파수를 가지나 그것과 직각 위상에 있는 억압된 VSB AM반송파를 사용하는 것이 유리하다. 이러한 방법으로 상기 직각반송파의 변조의 동기검출을 통하여 디지털신호가 복구된다. 만일 수신기의 대역폭이 전체의 잔류대역폭을 포함하기에 충분하다면, 간섭신호로서 디지털 데이터를 수반하는 잔류 복합영상신호는 주파수가 0.75MHz까지 분포된 기저대역에서 실질적인 에너지를 가지지 않을 것이다. VSB AM 영상반송파가 양측파대 진폭변조된(double-sideband amplitude-modulated;DSB AM) 반송파로 부터 단측파대 진폭변조된(single-sideband amplitude-modulated;SSB AM) 반송파의 천이를 시작하는 것은 대략 0.75MHz이고 잔류측파대의 롤오프(roll-off)가 끝나는 1.25MHz 주파수까지 에너지가 감소한다.

APPARATUS FOR PROCESSING MODIFIED NTSC TELEVISION SIGNALS, WITH DIGITAL SIGNALS THEREWITHIN이라는 제목으로 1993년 8월 20일 출원되었으며 본원 명세서에 참고로 반영된 미합중국 특허출원 제08/108,311호에서 A.L.R.Limberg와 C.B.Patel과 T.Liu는 동일주파수의 VSB AM 영상반송파와 직각위상에 있는 VSB AM 반송파의 부반송파의 위상편이키잉(phase-shift-keying;PSK)변조를 상술하고 있다. 그것의 부반송파의 주파수는 1/2 주사선 주파수의 홀수배이며 주사선 주파수의 배수인 기호레이트에서 인가되는 직렬-비트 디지털신호에 따라 위상편이키잉된다. Limberg등은 각 연속하는 쌍의 NTSC TV신호의 연속 프레임에서 역위상에 있지만 변조된 부반송파의 프레임을 두 번 전송하는 것을 선호한다. 인간의 시력체계의 응답속도상의 한계와 키네스코프 인광체의 전계발광의 감퇴로 인한 프레임 평균효과 때문에 프레임쌍에서 데이터의 그와같은 반복은 NTSC TV 신호로 부터 검출되는 복합영상신호를 수반하는 PSK 부반송파로 하여금 화면상에서 시청을 위해 복합영상신호로 부터 발생되는 화상을 잘 안보이게 한다. 또한 프레임쌍에서 데이터의 그와같은 반복은 연속하는 TV화상의 정지영역을 나타내는 복합영상신호의 휘도영역으로 부터 PSK 부반송파를 분리하기 위해 디지털 신호 수신기에서 프레임-콤필터링의 사용을 위한 토대를 제공한다. Limberg등은 또한 인접하는 쌍의 NTSC TV신호의 인접 주사선에서 역위상에 있는 디지털데이터의 변조를 반복하는 것을 선호하고 있으며, 이는 복합영상신호의 색도영역에서 PSK 부반송파를 분리하기 위해 디지털 신호 수신기에서 라인-콤 필터링의 사용을 위한 토대를 제공한다.

Limberg등은 직각위상 VSB AM 영상반송파에 대한 동기영상검출기 다음에 종속접속된 저역 라인-콤 필터와 고역 프레임-콤 필터가 이어지는 디지털 신호 수신기를 상술하고 있다. 저역 라인-콤 필터는 NTSC 신호, 특히 적절하게 프리필터링된 NTSC 신호의 주파수 스펙트럼의 색도신호영역으로 부터 1/2주사선 주파수의 홀수배인 주파수를 가진 PSK 부반송파의 주파수 스펙트럼을 분리하기 위한 것이다. 고역 프레임-콤 필터는 NTSC 신호의 주파수 스펙트럼의 움직임 없는 휘도신호영역으로 부터 1/2 주사선 주파수의 홀수배인 주파수를 가진 PSK 부반송파의 주파수 스펙트럼을 분리하기 위한 것이다. Limberg등은 종속접속된 고역 콤 필터들의 응답에서 NTSC 신호의 잔류 스펙트럼이 PSK 신호를 수반하는 재밍신호의 주파수 스펙트럼으로 보여질 수 있음을 명시하고 있다. 따라서, 종속접속된 고역 콤 필터들의 응답에서 NTSC 신호의 잔류 스펙트럼은 동기기호검출에 의해 판별될 수 있다.

J.Yang은 APPARATUS FOR PROCESSING NTSC TV SIGNALS HAVING DIGITAL SIGNALS ON QUADRATURE-PHASE VIDEO CARRIER라는 제목으로 1993년 10월 26일 출원되었으며 본원 명세서에 참고로 반영된 그의 미합중국 특허 출원 제08/147,070호에서 영상반송파와 동일 주파수에 있으며 그것과 직각위상에 있는 억압빈송파의 2진 위상편이키잉된(binary phase-shift-keyed;BPSK)변조를 명시하고 있다. 상기 억압반송파는 어떤 부반송파가 사용되지 않고도 직접 위상편이키잉된다. Yang은 또한 Limberg 등의 특허와 마찬가지로 각 연속하는 쌍의 NTSC TV신호의 연속 프레임에서 역위상에 있지만 변조된 부반송파의 프레임을 두 번 전송하는 것을 옹호한다. 또한, 콤 필터링에 의지하지 않고도 휘도신호로 부터 색도신호를 분리하는 TV 수신기에 있어서 색도신호로의 누화를 피할 수 있도록 BPSK 신호가 약 2MHz 대역폭으로 제한되는 것을 명시하고 있다. 또한 평형진폭변조기에 대해 아날로그 변조신호로의 디지털 -아날로그 변환전에 프리 라인-콤 부분응답필터를 통하여 전송되도록 데이터를 통과시키는 것을 명시하고 있다. 이는 복합영상신호의 휘도영역으로 부터 PSK 부반송파를 분리하기 위하여 라인-콤 필터링이 디지털신호 수신기에서 수행될 때 그 안에 포함된 정보를 보존하기 위하여 행해진다. 디지털신호 수신기에서 라인-콤 필터링은, 만일 그것이 영상신호의 하나의 수평주사선의 지속시간만큼만 차동적으로 지연된 신호를 선형적으로 결합하는 2-탭 형태의 것이라면, 부분응답 필터링된 2진 디지털신호를 3중 디지털신호로 변환한다. 디지털신호 수신기에서 라인-콤 필터링은, 만일 그것이 영상신호의 하나의 수평주사선의 지속시간과 영상신호의 2개의 수평주사선의 지속시간만큼 차동적으로 지연된 신호를 선형적으로 결합하는 3-탭 형태의 것이라면, 부분응답 필터링된 2진 디지털신호를 5-레벨 디지털신호로 변환한다. 따라서 다중레벨 기호결정회로가 콤필터링 응답으로 부터 BPSK에 의하여 전송되는 비트-직렬 디지털 데이터를 복구하는데 필요하다.

J.Yang 및 A.L.R Limberg에 의하여 1994년 1월 5일 출원되었으며 본원 명세서에 참고로 반영된 제목이 'PRE-FRAME-COMB' AS WELL AS 'PRE-LINE-COMB' PARTIAL-RESPONSE FILTERING OF BPSK BURIED IN A TV SIGNAL인 미합중국 특허출원 제08/179,616호에서는 영상반송파와 직각위상에 있는 반송파에 대해 BPSK 변조신호가 발생되는 비트-직렬 데이터를 처리하기 위해 프리 라인-콤 부분응답필터링뿐만 아니라 프리 프레임-콤 부분응답필터를 사용하는 디지털신호 송신기를 상술하고 있다. 만일 디지털신호 수신기에서 라인-콤 필터링이 영상신호의 하나의 수평주사선 지속시간만큼만 차동적으로 지연된 신호들을 선형적으로 결합하는 2-탭 형태라면, 상기 라인-콤 필터링은 부분응답필터링된 2진 디지털신호를 5-레벨 디지털신호로 변환한다. 만일 디지털신호 수신기에서 라인-콤 필터링이 영상신호의 하나의 수평주사선의 지속시간과 영상신호의 2개의 수평주사선의 지속시간만큼 차동적으로 지연된 신호들을 선형적으로 결합하는 3-탭 형태라면, 상기 라인-콤 필터링은 부분응답필터링된 2진 디지털신호를 9-레벨 디지털신호로 변환한다.

J.Yang 및 A.L.R Limberg에 의하여 1994년 1월 5일 출원되었으며 제목이 APPARATUS FOR PROCESSING BPSK SIGNALS TRANSMITTED WITH NTSC TV ON QUADRATURE PHASE VIDEO CARRIER이고 본원 명세서에 참고로 반영된 미합중국 특허출원 제08/179,588호에서는 영상반송파와 직각위상에 있는 반송파에 대한 BPSK 변조신호가 어떤 프리 콤-필터 부분응답필터링 없이 비트-직렬 데이터로 부터 직접 발생되는 것을 명시하고 있다. 또한, 상기 특허 출원은 간섭하는 잔류 휘도신호를 억압하기 위하여 직각 영상검출기 다음에 종속접속된 고역 프레임-콤 필터와 고역 라인-콤 필터를 사용하고, 콤필터응답에 대하여 다수레벨의 기호결정회로를 사용하며, 콤필터링으로 인한 데이터변경을 원상복귀하기 위해 기호결정회로 다음에 포스트 콤-필터 부분응답필터링을 사용하는 디지털신호 수신기를 상술하고 있다.

Yang의 특허 시스템에 대한 수신기는 또한 제목이 RECEIVER WITH OVERSAMPLING ANALOG-TO-DIGITAL CONVERSION FOR DIGITAL SIGNALS WITHIN TV SIGNALS이고 본원 명세서에 참고로 반영되었으며 1993년 10월 26일 출원된 미합중국 특허 출원 제08/141,071호에서 T.V.Bolger에 의하여도 명시되고 있다. 이들 수신기는 오버샘플링 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 사용하여 직각위상 영상검출기의 응답을 디지털 변환한다. 상기 디지털화된 직각위상 영상검출기 응답은 디지털 프레임-콤 및 라인-콤 필터링되어 잔류하는 복합영상신호를 억압하고, 콤 필터링 응답은 다중레벨 기호결정회로로 인가되어 BPSK에 의하여 전송도는 비트-직렬 디지털 데이터를 복구하며, 상기 비트-직렬 디지털 데이터는 내장된 포워드 오류정정코드를 사용하여 데이터에 있는 디지털 정보를 정정하는 디코더로 공급된다.

Yang의 특허 시스템에 대한 수신기는 또한 RECEIVER WITH SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERSION FOR DIGITAL SIGNALS BURIED IN TV SIGNALS라는 본원 명세서와 동시에 출원되고 여기에 참고로 반영된 미합중국 특허 출원서에서 J.Yang과, T.V.Bolger와 A.L.R.Limberg에 의하여도 명시되고 있다. 이들 수신기는 시그마-델타 형태의 오버샘플링 ADC를 사용하여 직각위상 영상검출기의 응답을 디지털 변환한다. 기본적인 다중 비트 해상도 프레시 변환기의 비트 해상도는 시그마-델타 방법을 사용함으로써 향상되는 것이 바람직한데, 상기 시그마-델타 방법에서 기본적인 다중비트 해상도 ADC 출력신호의 단지 하나의 비트만이 T.C.Leslie와 B.Singh가 본원 명세서에 참고로 반영된 그들의 논문 An improved Sigma-Delta Modulator Architecture, 1990 IEEE SYMPOSIUM ON CIRCUITS SYSTEMS, 90 CH 2868-8900000-0372, pp. 372-375에서 기술한 바와 같이 각각의 오버샘플링 과정에서 피드백을 위해 다시 아날로그 신호로 변환된다. 상기 디지털화된 직각위상 영상검출기 응답은 디지털 프레임-콤 및 라인-콤 필터링되어 잔류하는 복합영상신호를 억압하고, 콤 필터링 응답은 다중레벨 기호결정회로로 인가되어 BPSK에 의하여 전송되는 비트-직렬 디지털데이터를 복구하며, 상기 비트-직력 디지털데이터는 내장된 포워드 오류정정코드를 사용하여 데이터에 있는 디지털 정보를 정정하는 디코더로 공급된다.

C.B.Patel 및 J.Yang에 의하여 1994년 1월 5일 출원되었으며 제목이 APPARATUS FOR SUPRESSING GHOSTS IN SIGNALS MODULATING A CARRIER IN QUADRATURE PHASING WITH A VIDEO CARRIER이고 본원 명세서에 참고로 반영된 미합중국 특허출원 제08/179,618호에서는 디지털신호 수신기에서 동상 및 직각위상 영상검출기로 부터의 신호에 대하여 유사한 고스트억압 필터의 사용을 기술하고 있다. 상기 두 개의 고스트 억압 필터의 필터링 계수는 NTSC 복합영상신호의 수직귀선소거구간내에 선택된 수평 주사선 동안에 고스트소거기준(ghost-cancellation reference;GCR)신호전파에 대한 동상의 영상검출기 응답으로 부터 행하여진 계산에 응답하여 병렬로 조절된다.

위에서 참조된 특허출원서에서 기술된 발명은 본원 명세서에 기술된 발명과 마찬가지로 고용의 범위내에서 이루어진 발명을 양도하도록 한 선재하는 고용인 협정에 따라 삼성전자(주)에 양도된다. 이들 특허출원서에 기술된 시스템에 대한 변형은 계속해서 고려되고 있다. 처음 부터 서술한대로, 이들 시스템은 수직귀선소거구간에서의 모든 수평주사선을 포함하여 모든 수평주사선내에 데이터를 포함하고 있으며 데이터프레임은 수직동기펄스구간 다음에 시작된다. 또한 데이터프레임은 데이터가 복합영상신호의 각 필드의 18번째 부터 21번째 주사선 동안에 전송되지 않아 복합영상신호의 각 홀수필드의 22번째 수평주사선으로 시작될 수 있다. 이러한 관례는 GCR신호에 대하여 사용되는 19번째 주사선과, 영상 팩시밀리 전송에 대해 사용되는 20번째 주자선과 폐자막 정보에 사용되는 21번째 주사선에 대하여 어떤 변화도 피한다.

위에서 참조된 특허출원서에서 기술된 시스템으로 부터 이용할 수 있는 대역폭은 5.1 채널 돌비 AC-3 오디오 혹은 MPEG 오디오의 전송을 수용한다.

이전에는 각 수평주사선에 있는 첫 번째 화소의 가장 왼쪽의 구간으로서 수평 동기펄스의 구간(보통은 상승구간)에서 -20 IRE 레벨 중앙시점을 사용하는 것과 다른 시점들로 부터 모든 화소 클럭을 계산하는 것을 선호했다. 그러나, 데이터기호 클럭에 대한 기준시점을 고려할 때, NTSC TV 규격이 수평동기펄스구간과 컬러버어스트와 GCR 신호간의 시간관계에 밀접한 허용치를 규정하지 않는다는 문제가 발생한다. 그 대신으로, 디지털신호 수신기에 있어서 GCR 신호는 고스트 억압 필터링의 하중계수의 조절을 계산하는데 사용되는 처리장치의 사용을 위해 판독 전용 롬(ROM)내에 시점 기준으로 저장되므로, 바람직한 송신기 실시는 송신된 GCR 신호와 송신된 기호클럭을 서로 참조하는 것이다. 처리장치가 롬에 저장된 GCR 신호를 가진 송신기로 부터 수신되는 GCR 신호를 교차상관시키도록 함에 따라, 디지털신호 수신기에 있어서 고스트억압 필터링은 기호클럭 위상의 조절에 자동으로 대비할 수 있다. 이러한 실시는 또한 송신된 GCR 신호가 보통 송신기에서 국부적으로 발생되어 원격으로 발생된 복합영상에 의존하지 않아 차동위상 왜곡에 의하여 변경되는 수평동기와 컬러 부반송파간의 타이밍관계를 가질 수 있다는 견지에서 바람직하다.

종래의 아날로그 TV 신호에 실려있는 디지털신호를 수신하기 위한 디지털신호 수신기에 있어서, 디지털정보를 복구하기 위해 직각위상 영상검출기외에도 동상 영상검출기를 사용하는 VSB 영상반송파의 진폭을 변조하는 복합영상신호를 검출하는데 유리한 점들이 있다. 상기 복합영상신호에 대한 동기펄스는 데이터프레임, 데이터열 및 대략적인 PSK 기호위치를 정의하는데 사용될 수 있는 많은 양의 유용한 타이밍정보를 포함한다. 상기 타이밍정보는 또한 복합영상신호의 간섭하는 잔류성분을 억압하기 위하여 직각위상 영상검출기에 의하여 검출되는 신호의 프레임-콤 및 라인-콤 필터링을 제어하는데도 사용될 수 있다. 이들 잔류성분의 주파수는 VSB AM 영상반송파가 DSB AM 반송파로 부터 SSB AM 반송파로의 천이를 시작하는 0.75MHz가 넘으면 잔류 측파대역의 롤오프가 끝나는 1.25HMz까지 증가된 에너지를 나타낸다. 각 필드의 19번째 주사선에서 전송되는 고스트 소거 기준 GCR 신호는 데이터 프레임을 서로 관련시키는데 유용한 모듈로-8필드(혹은 1/2 프레임)카운트에 관한 정보를 제공한다. 동상의 영상검출기는 디지털신호 수신기에 유리하게 포함되므로 각 필드의 19번째 주사선으로 부터 상기 검출기가 검출하는 GCR 신호는 송신채널에서 다중경로를 계산하기 위한 기초로 이용가능하다.

송신기나 디지털신호 수신기에서 행해지는 부분응답 필터링을 수행하고 디지털신호 수신기내에 라인- 및 프레임-콤 필터링에 의한 복합영상신호로 부터 BPSK를 분리하기 위하여 BPSK에 대한 비트 레이트는 수평주사 주파수의 배수가 되어야한다. TV신호를 수반하는 디지털전송은, 수반되는 TV신호가 디지털 전송에 대한 재밍신호가 되기 쉬워 BPSK 반송파의 복구와 간섭하려는 동일 채널을 공유하는 상대적으로 높은 에너지 신호라는 점에서 통상의 디지털전송과 다르다. 그러나 동시에 이들 강한 간섭하는 TV신호는 BPSK 반송파의 주파수와 위상에 관련된 동기펄스내에 타이밍정보를 포함하고 있다. 따라서, 디지털신호 수신기에서 클럭신호의 재생에 사용되는 제어발진기의 자동 주파수 및 위상제어(AFPC) 회로에 대한 입력신호로서 수평동기펄스를 사용하는 것이 유리하다. 더욱이, 이들 강한 간섭하는 TV신호의 영상필드의 19번째 주사선에 포함된 GCR 신호는 채널등화 목적을 위해 최상의 기준신호를 제공한다.

본 발명에 따르면, 수평주사선 레이트의 배수인 기호레이트를 가진 디지털데이터는 방송 TV신호에 실린다. 디지털신호 수신기에 있어 상기 데이터는 콤필터링으로 이어지는 직각영상검출에 의해 복합영상신호로 부터 분리된다. 상기 콤필터링은 기호레이트에서 디지털샘플링에 의하여 가장 경제적으로 실현된다. 기호레이트에서 그리고 오버샘플링 아날로그-디지털 변환 기술이 사용되는 기호레이트의 배수에서 클럭신호의 재생은 방송 TV신호에서 전송되는 수평동기펄스에 응답하는 자동주파수 및 위상제어(AFPC)기능을 가진 제어발진기를 사용하여 수행된다. 수평동기펄스는 보통 잡음보다 훨씬 크므로 제어발진기의 주파수 및 위상은 디지털신호 수신기의 전력공급 혹은 채널변화에 따라 신속히 조절된다. 제어발진기로 부터의 발진위상의 미세한 조절은 고스트억압 필터링 과정을 용이하게 하도록 후속하여 만들어질 수 있다. 상기 조절은 AFPC로 인가되는 수평동기펄스를 조절할 수 있게 지연시킴으로써 간접적으로 수행되므로 ADC 회로와 콤필터링 회로로 클럭신호를 인가하는데 어떤 단절도 없다.

이하, 본 발명을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 기술한다.

제1도는 안테나 42와 같은 수단으로 부터 내부에 실린 디지털신호를 가진 TV신호를 수신하고 상기 실려있는 디지털신호를 추출하기 위한 디지털신호 수신기 40을 도시하고 있다. 상기 디지털신호 수신기 40은 앞서 설명한 형태중 하나가 될 수 있다. 동조기 43은 내부의 제1검출기에 의하여 검출될 TV채널을 선택하며 상기 제1검출기는 선택된 TV신호를 일단의 중간주파수와 일단의 영상 주파수로 변환시키는 종래의 슈퍼헤테로다인 형태의 가변 하향주파수 변환기이다. 영상 중간주파수(IF)필터 44는 중간주파수(IF) 증폭기 45에 입력신호로 인가되는 영상 중간주파수를 선택하며 일단의 영상 주파수를 제거한다. 현재의 관행에 따라 탄성표면파(surface-acoustic-wave;SAW)필터가 영상 IF필터 44용으로 사용될 수 있으며 단간 동조없이 다단증폭기로서 모놀리식 집적회로(IC)내에 영상 IF증푹기 45를 구성하기위해 사용될 수 있다. 영상 IF증폭기 45는 증폭된 영상 IF신호를 동상 동기 영상검출기 46과 직각위상 동기 영상검출기 47로 제공한다. 45.75MHz의 공칭 IF 영상 반송파 주파수와 발지하는 발진기 48은 상기 발진을 위상편이없이 동상 동기 영상검출기 46으로 공급하고 편이회로망 49에 의해 위상을 90°지연시켜 직각위상 동기 영상검출기 47로공급한다. 상기 발진기 48은 직각위상 동기 영상검출기 47의 출력신호에 응답하는 자동 주파수 및 위상제어(AFPC)기능을 가진다. 동기 영상검출기 46과 47은 통상적으로 영상 IF 증폭기 45와 발진기 48의 일부와 함께 IC내에 포함된다. 영상검출기 46과 47 각각은 강화된 반송파 형태 혹은 순수한 동기형태중의 하나가 될 수 있다. 동상 동기 영상검출기 46에 의하여 복구되는 동상의 변형된 복합영상신호는 동상의 변형된 복합영상신호로 부터 각각 수평 및 수직 동기펄스를 복구하는 수평 동기분리기 50과 수직 동기분리기 51로 인가된다.

지금까지 살펴본 상기 디지털신호 수신기 40의 일면은 비록 영상 IF필터 44의 폭이 약 3.5MHz인것 만 바람직하고 중심이 약 45.25 MHz이라 하더라도 일반적으로 TV수신기 설계 기술에 지식이 있는 사람에게는 잘 알려져 있는 것이다. 상기 영상 IF필터 44는 직각위상 영상검출기 47 다음에 음성 트랩 필터링의 필요성없이 동채널 및 인접채널 음성제거를 제공한다. 상기 영상 IF필터 44는 또한 동상 영상 검출기 46에 의해 검출되는 영상신호와 직각위상 영상검출기 47에 의해 검출되는 잔류 복합영상신호의 색도성분을 억압한다. 직각위상 영상검출기 47의 대역폭은 BPSK 응답의 종지(tail)에 있는 상측 주파수를 감쇄시키지 않도록 기호레이트보다 다소 더 넓어야 할 것이다. 직각위상 영상검출기 47은 750kHz 이상의 주파수에서 NTSC 복합영상신호의 그러한 영역만을 수반하는 키잉신호를 검출한다.

실제에 있어, 상기 디지털수신기 40은 보통 제1도에 별도로 상세히 도시되지는 않았지만 제2도를 참조하여 상세히 후술될 고스트억압회로를 포함할 것이다. 동상 및 직각위상 영상검출기 46과 47은 각각은 나머지 하나의 영상검출기에 포함된 동기검파기 다음에 사용되는 것과 유사한 각각의 고스트 소거 및 등화필터를 동기검출기 다음에 구비하고 있다. 상기 두 개의 고스트 소거 필터의 조정가능한 변수는 컴퓨터에서 수행되는 계산에 응답하여 나란히 조정되며 상기 두 개의 등화필터의 조정가능한 변수 역시 컴퓨터에서 수행되는 또 다른 계산에 응답하여 나란히 조정된다. 송신될때 주파수가 4.1MHz까지 분포되어 있지만 그 제한된 IF 대역폭 때문에 디지털신호 수신기에서 2.5MHz 정도로만 분포되어 있는 고스트소거기준(ghost-cancellation feference;GC

R)신호는 동상 동기 영상검출기 46에 의하여 검출되는 영상신호의 선택된 수직귀선소거기간(VBI)주사선으로 부터 추출된다. 상기 GCR 신호는 디지털 변환되어 고스트 소거 및 등화필터의 조정가능한 변소를 계산하는 컴퓨터에 입력신호로서 공급된다. 또 다른 것으로 혹은 그외에, 직각위상 영상검출기 47 응답에서의 직류 혹은 저주파수 상분은 감지될 수 있으며 고스트소거필터의 조정가능한 변수를 계산하기 위한 기초로서 사용될 수 있다.

제1도의 디지털신호 수신기 40에서 SAMPLE-PER-SYMBOL COUNT 신호가 전압제어발진기(VCO)57로 부터 수신되는 정현발진에 응답하여 영점통과 검출기 56에 의하여 발생되는 펄스를 카운팅하는 기호 당 샘플 카우터(샘플/카운터) 52에 의하여 발생된다. 샘플/기호 카운터 52는 4개의 단을 가지고 있으며 발진기 57 발진의 각 16번재 평균축 통과에서 오버플로캐리를 공급한다. SYMBOL COUNT 신호는 샘플/기호 카운터 52로 부터의 오버플로캐리를 카운팅하는 기호카운터 53에 의하여 발생된다. 디코더 55는 영점통과 검출기 56에 의하여 카운터 52로 공급되는 다음 펄스상에서 카운터52와 53을 리셋시키는 펄스를 출력하기 위하여 255개에 이르는 SYMBOL COUNT를 해독하여 SAMPLE-PER-SYMBOL COUNT와 SYMBOL COUNT를 산술 0으로 복구시킨다. 디코더 55에 의하여 발생되는 펄스는 AFPC 검출기 59로 입력되어 수평동기 분리기 50에 의하여 분리되며 제어 지연선 58에 의해 기호구간의 일부분 동안 조절할 수 있게 지연되는 수평 동기펄스 H와 비교된다. 상기 비교의 결과는 AFPC 검출기 59내에서 저역 필터링되어 VCO 57로 인가되는 자동 주파수 및 위상제어(AFPC)전압신호를 출력한다. 이러한 배열은 라인 록(line-locked) VCO 57로 부터 공급되는 발진 주파수가 수평주사선 주파수 f_H의 16×256=4,096배, 즉 64,447,545 Hz가 되도록 제어한다. 제어 발진기와 관련하여 언급된 용어 라인 록(line-locked)은 상기 발진 주파수가 15,734.264Hz의 주사선 주파수에 대해 일정비율로 유지됨을 의미하며 이는 적절한 요인에 의해 분할되는 발진 주파수를 수평동기펄스와 비교하는 AFPC회로에 의해 통상적으로 수행된다.

직각위상 영상검출기 47에 의하여 검출되는 750kHz 이상의 주파수에서 NTSC 복합영상신호의 키잉신호와 수반하는 영역은 정합필터 60으로 공급되며, 상기 정합필터 60은 키잉신호이면서 복합영상신호와 수반하는 750kHz 이상의 주파수성분의 선택된 영역에만 응답한다. 정합필터 60은 기호간 간섭을 줄이는데 충분한 PSK 대역폭을 확장시키기 위해 송신기에 있는 천이정형 필터의 롤오프와 정합하는 피킹응답을 제공한다. 정합필터 60으로 부터의 응답은 오버샘플링 형태의 것이 바람직한 아날로그-디지털 변환기(ADC) 61에 입력신호로서 인가된다. 직각위상 영상 검출기 47은 실질적으로 750kHz 이하의 어떤 복합영상신호 주파수도 복구하지 않으며 BPSK 부호화는 어떤 0의 주파수 성분도 가지지 않는다. 750kHz 이상의 주파수에서 많은 에너지 없이 TV영상을 전송하는 동안 직각위상 동기 영상검출기 47 응답의 BPSK 영역은 하나의 극성에서 또 다른 극성으로 번갈아 일어날 것이다. 그래서 ADC 61은 양의 혹은 음의 극성중 하나의 아날로그신호를 디지털화 할 수 있는 형태의 것이다. 특히 ADC 61은 T.C.Leslie와 B.Singh가 그들의 논문 An improved Sigma-Delta Modulator Architecture, 1990 IEEE SYMPOSIUM ON CIRCUITS SYSTEMS, 90 CH 2868-8900000-0372, pp. 372-375에서 기술한 바와같이 단일 비트 귀환을 가진 다중비트 시그마-델타 변환기가 바람직하다. (적당한 가격인) 8비트 해상도를 가진 플래시 변환기는 2차 시그마-델타 귀환루프에 있는 오류신호를 표본화하고 단일 비트 귀환은 디지털-아날로그 변환오류를 최소화하는데 사용된다. 상기 2차 시그마-델타 귀환루프는 절대적으로 안정하다. 오류신호는 특정 예로서 16:1 오버샘플링비에 대해 256배의 수평주사선 레이트 f_H의 16배의 기호레이트에서 표본화되며 영점통과 검출기 56이 소정방향으로 평균축을 통과하는 발진기 57로 부터의 발진을 검출하여 펄스가 영점통과 검출기 56으로 부터 라인 62를 통하여 수신될때마다 표본화를 수행한다. 플래시 변환기의 디지털 출력은 ADC 61내의 FIR 저역 필터로 공급되며 상기 필터의 디지털응답은 펄스가 샘플/기호 카운터 52의 캐리오버플로로 부터 라인 63을 통하여 수신될때마다 표본화하는 부표본화기에 의해 16:1로 부표본화된다. 이러한 격감은 이어진 디지털 콤 필터링의 지연영역에 필요한 저장능력의 양을 감소시킨다. 최적의 위상으로 기호레이트에서의 부표본화는, 기호레이트에서의 변화는 있지만 기호레이트에서의 표본화와 직각 위상에 있는 복합영상신호의 성분에 대한 응답을 억압하는 동기 기호검출의 형태이다.

라인 62상에 영점통과 검출기 56에 의하여 공급되는 펄스에 응답하여 표본화하는 단일비트 ADC 64는 정합필터 60의 응답에 응답하여 정합필터 60 응답의 극성을 나타내는 부호비트를 공급한다. 상기 부호비트와 비트래치 65에서 하나의 샘플 카운트만큼 지연된 부호비트는 XOR게이트 66으로 각각의 입력신호로서 공급된다. XOR게이트 66은 정합필터 60의 응답을 검출하여 상기 검출결과를 펄스위상 판별기 67로 공급한다. 펄스위상 판별기 67은 영점통과 검출기 56에 의하여 검출되는 제어 발진기 57의 발진의 영점통과에 대한 적당한 위상으로 부터 XOR게이트 66에 의하여 검출되는 정합필터 60 응답의 영점통과의 퇴거를 선택적으로 검출한다. 펄스위상 판별기 67은 샘플-홀드시 선택적으로 검출된 상기 퇴거를 필터링하여 제어 지연선 58이 AFPC 검출기 59로 인가되는 수평동기펄스 H에 대하여 제공되는 지연을 조절하기 위한 제어신호를 발생시킨다. 펄스위상 판별기 67에 의한 상기 선택적인 검출은 복합영상신호에 대한 직각위상 영상 검출기 47의 응답이 0의 값으로 기대될 때 수직귀선소거기간의 영역 동안에 수행될 수 있다. 따라서, 2차 시그마-델타 오류신호의 디지털변환시 ADC 61에 있는 플래시 변환기에 의한 오버샘플링의 위상은 최소한의 기호간 간섭을 위해 조정된다. 이것은 등화필터 107과 111에 의하여 제공되어야만 하는 기호레이트 클럭위상의 보정을 감소시켜 더 적은 탭을 가진 필터가 충분한 등화를 제공하도록 한다.

제어 지연선 58로 부터 공급되는 조절할 수 있게 지연되는 수평동기펄스 H에 대하여 제어발진기 57의 발진 주파수와 위상을 제어하는 AFPC 루프는 위상 조정시 결함(glitch) 혹은 주기성의 현저한 축소를 보이는 ADC 클럭을 피하는 필터링 기능을 제공한다. 만일 미세한 위상 조정이 ADC 클럭 그 자체내에서 시도된다면 상기 결함은 때때로 발생한다.

수직동기 분리기 51은 분리된 수직동기 펄스 V에 대한 로시(lossy) 집적응답을 임계치 검출기 68로 인가하는데 상기 임계치 검출기 68의 임계전압은 수직동기펄스가 5와 1/2주사선 보다 크고 7과 1/2 주사선 보다 작게 집적될때만 그것이 초과되도록 선택된다. 입력신호가 상기 임계전압을 초과할때만 1이고 그렇지 않으면 0인 임계치 검출기 68의 출력신호는 2-입력 AND게이트 69에 제1입력 신호로서 인가된다. 디코더 55는 (수평주사선이 끝에서) 각 데이터행에 있는 SYMBOL COUNT의 최종 값에 대해서는 1을 발생시키고 그렇지 않으면 0을 발생시킨다. 상기 디코더 55는 상기 출력신호를 AND게이트 69에 제2입력신호로서 인가한다. AND게이트 69는 복합영상신호 프레임의 초기필드의 처음에서 발생하는 수직펄스의 하강구간에 응답하여 이들 구간의 각각에 응답하는 각각의 DATA-FRAME-END 펄스를 제공하지만 프레임의 각각의 초기 및 마지막 필드 사이에 발생하는 수직펄스의 하강구간에는 응답하지 않는다. AND게이트 69의 응답에서 DATA-FRAME-END 펄스는 송신기에서 DATA FRAME COUNT 신호로 부터 하나의 주사선 만큼 오프셀되는 재발생된 DATA FRAME COUNT 신호를 앞서나가게 할 수 있도록 카운트 입력(CI)신호로서 모듈로-2 데이터프레임 카운터 70으로 인가된다. 데이터프레임 카운터 70을 리셋시키는 프레임 동기와 회로 71은 제3도를 참조하여 상세히 설명될 것이다.

상기 AND게이트 69 응답에서 DATA-FRAME-END 펄스는 또한 리셋(R)신호로서 데이터행 카운터 72로 인가되어 524이어야 하는 출력신호로서 재발생되는 DATA ROW COUNT를 산술 0으로 리셋시킨다. 데이터행 카운터 72는 수평동기 분리기 50으로 부터 공급되는 수평동기 펄스 H를 카운트하기 위해 접속된다. DATA ROW COUNT는 영상 검출기 46 및 47내에 포함된 등화 및 고스트소거필터에 대해 조정가능한 필터링 변수를 계산하는 컴퓨터(제1도에 상세히 도시되지 않음)에 대한 데이터를 얻기 위한 회로(제1도에 상세히 도시되지 않음)에서 GCR신호를 포함하는 VBI 주사선의 선택을 제어하기 위해 사용된다.

데이터분리 및 검출회로 76은 ADC 61의 디지털응답을 입력신호로서 수신한다. 상기 데이터분리 및 검출회로 76의 특정 실시예가 앞에서 참조한 특허출원서에 기술되어 있다. 상기 데이타분리 및 검출회로 76은 비트-직렬 디지탈출력신호를 공급한다. 각 홀수의 데이터프레임동안 전송되는 PSK신호가 그 다음의 짝수의 데이터프레임동안 반대의미 변조로 반복된다고 가정하면 레이트버퍼 77은 PSK 기호레이트에서 회로 76으로 부터 공급되는 비트-직렬 디지털출력신호를 가진 하나씩 거르는 프레임으로 기입될 것이다. 또한 레이트버퍼 77은 1/2 PSK 기호레이트에서 그 자신의 비트-직렬 디지털출력신호를 오류정정부호 디코더 78로 공급하기 위해 연속적으로 독출될 것이다. 상기 디코더 78은 그것의 직렬비트 디지털 입력데이터를 병렬비트 형태로 변환하며 내부의 오류를 정정하여 디지털신호 수신기 40이 출력데이터인 정정된 디지털데이터를 제공한다.

포워드 오류정정부호는 변형된 리드-솔로몬(Read-Solomon) 형태의 것이 바람직하며 디지털신호는 PSK로의 변환전에 데이터프레임 단위로 인터리브되는 것이 바람직하다. 이때, 상기 레이트버퍼 77은 그 내부에 두 개의 프레임 기억장치를 구비하며 디인터리버(de-inter leaver)로 동작된다. 레이트버퍼 77은 DATA FRAME COUNT의 상위비트에 의하여 교대로 일어나는 데이터프레임쌍에 내부의 두 개의 프레임 기억장치의 서로 다른 것을 기입하며 기입에 선택되지 않은 두 개의 프레임 기억 장치중 나머지 하나를 독출하게 된다. DATA FRAME COUNT의 하위비트는 각 데이터프레임쌍에 있는 유효 데이터프레임이 디인터리버로 동작되는 레이트버퍼 77로 기입될 때를 결정한다. DATA FRAME COUNT의 상위비트가 기입을 위해 선택하는 프레임 기억장치에 대한 기입 어드레싱은 카운터 72에 의하여 공급되는 DATA ROW COUNT와 카운터 53에 의하여 공급되는 SYMBOL-PER-DATA-ROW COUNT로 부터 형성된다. 샘플/기호 카운터 52로 부터의 캐리오버플로펄스는 기호/열 카운터 73에 의하여 카우트되어 SYMBOL-PER-COLUMN COUNT를 발생시키고 기호/열 카운터 73으로 부터의 캐리오버플로펄스는 데이터열 카운터 74에 의하여 카운트되어 DATA COLUMN COUNT를 발생시킨다. 카운터 73과 74는 1로 천이하는 AND게이트 69 응답에 의하여 각 데이터 프레임의 처음에서 초기카운터로 리셋된다. DATA COLUMN COUNT와 SYMBOL-PER-COLUMN COUNT는 DATA FRAME COUNT의 상위비트가 오류정정 부호 디코더 78로의 독출을 위해 디인터리빙된 직렬-비트 데이터를 선택하는 디인터리버로 동작되는 레이트버퍼 77에 있는 프레임 기억장치에 대한 독출어드레싱을 제공한다.

제2도는 제1도의 디지털신호 수신기에 포함되는 대표적이고 고스트억압회로를 도시한 것으로, 상기 고스트억압회로는 미합중국에서 TV반송을 위한 사실상의 표준인 GCR신호를 사용하도록 설계된다. 베셀펄스첩신호가 선택된 VBI 주사선 전반에 삽입되는데 각 필드의 19번째 주사선이 현재 바람직하다. 베셀펄스첩신호에서의 에너지분포는 영상주파수대역에 걸쳐 연속적으로 분포한 고른 주파수스펙트럼을 가진다. 상기 첩은 가장 낮은 주파수에서 시작하고 거기서 부터 4.1MHz의 가장 높은 주파수까지 위쪽으로 분포해 있다. +30 IRE 페디스틀상에 있는 상기 첩은 -10에서 +70 IRE까지 스윙하며 앞의 수평동기펄스의 하강구간후 소정시간에서 시작한다. 첩신호는 첫 번째, 세 번째, 다섯 번째 및 일곱 번째필드는 양으로 정의되는 극성의 컬러버어스트를 가지며 두 번째, 네번째, 여섯 번째, 여덟 번째 필드는 음으로 정의되는 반대극성의 컬러버어스트를 가지는 8개 필드의 사이클에서 나타난다. 8개의 필드사이클의 첫 번재, 세 번째, 다섯 번째 및 일곱 번째필드에서 나타나는 첩신호 ETP의 최초로브는 +30 IRE 페디스틀에서 +70 IRE 레벨로 상향으로 스윙한다. 8개의 필드사이클의 두 번째, 네 번째, 여섯 번째 및 여덟 번째필드에서 나타나는 첩신호 ETR의 최초로브는 +30 IRE 페디스틀에서 -10 IRE 레벨로 하향으로 스윙하며 ETP 첩신호의 보수가 된다.

TV수신기에서 고스트를 제거하기 위한 전략은 TV신호의 나머지 부분과 동일한 다중경로 왜곡을 받는 송신된 GCR신호에 의존한다. 수신기에서의 회로는 수신된 왜곡된 GCR신호를 검사할 수 있으며 왜곡없는 GCR신호의 종래기술로 그 다중경로 왜곡을 소거 혹은 적어도 의미있게 감소시키기 위해 적응필터를 구성할 수 있다. 상기 GCR 신호는 VBI(바람직하게는 단지 TV선)에서 너무 많은 시간을 차지해서는 안되나 수신기에 있는 회로가 다중경로 왜곡을 분석하고, 왜곡을 소거하기 위한 보상필터를 구성하도록 충분한 정보를 포함해야 한다. 상기 GCR신호는 영상검출기로 부터의 복합영상신호가 고스트가 억압되는 응답을 공급하기 위하여 통과되는 고스트소거 필터의 조정가능한 하중계수를 계산하기 위한 TV수신기에 사용된다. 상기 고스트소거 필터의 하중계수는 상기 필터가 고스트를 일으키는 전송매체의 것과 상보적인 필터특성을 가지도록 조정된다. GCR 신호는 송신기 잔류측파대 진폭변조기와 수신매체와 TV수신기 전단과 종속접속된 고스트 소거 및 등화 필터를 통하여 전부 갖춰진 수신경로에 걸쳐 근본적으로 고른 주파수 스펙트럼응답(혹은 또 다른 바람직한 주파수 스펙트럼응답)을 제공하기 위하여 고스트소거 필터와 종속접속된 등화필터의 조정가능한 하중계수를 계산하는데에도 사용될 수 있다.

제2도 및 제3도를 참조하여 기술되는 고스트억압회로는 영상 IF 필터 44가 다음의 더 높은 채널수를 가진 인접한 채널을 제거하는 디지털신호 수신기에 적합하다. 각 GCR신호는 베셀펄스첩 성분은 첩이 가장 낮은 주파수에서 시작하고 거기서 부터 4.1MHz의 가장 높은 주파수까지 상향으로 분포해 있는 영상주파수대역에 걸쳐 연속적으로 분포하는 고른 주파수 스펙트럼을 가진다. 바람직한 설계에 있어서, 영상 IF필터 44의 더 낮은 차단주파수는 2MHz 정도가 넘어서 동상의 영상검출기 46에 의하여 검출되는 각 GCR신호의 베셀첩성분을 콜오프하기에 충분히 높다.

제2도에서, 동상의 영상검출기 46에 의하여 검출되는 복합영상신호와 그안에 실려있는 PSK 부반송파 잔류성분은 제1도를 참조하여 상술한 ADC 61에 대한 구성과 동작에 있어서와 유사하게 ADC 104에 의하여 디지털변환된다. ADC 104는 내부에 실린 PSK 잔류성분을 가진 디지털변환된 동상의 복합영상신호를 IIR형태의 적응필터인 포스트고스트 소거필터105와, FIR형태의 적응필터인 프리고스트 소거필터 106과, FIR형태의 적응필터인 등화필터 107이 종속접속되어 있는 단에 입력신호로서 공급한다. 상기 등화필터 107의 응답은 제1도의 디지털신호 수신기의 수평동기 분리기 50과 수직동기 분리기 51로 인가하기 위해 디지털-아날로그 변환기(DAC) 108에 의해 다시 아날로그 형태로 변환된다.

제1도에서와 마찬가지로, 제2도에서, 직각위상 영상검출기 47에 의하여 검출되고 정합필터 60에 의하여 필터링된 복합영상신호의 PSK반송파와 상측주파수는 ADC 61에 의하여 디지털변환된다. ADC 60으로 부터의 출력신호는 종속접속되어 있는 포스트고스트 소거필터 105와 유사한 포스트고스트 소거필터 109와, 프리고스트 소거필터 106과 유사한 프리고스트 소거필터 110과, 등화필터 107과 유사한 등화필터 111이 종속접속되어 있는 단에 입력신호로서 공급된다. 상기 등화필터 111의 응답은 제1도의 데이터분리 및 검출회로 76에 입력신호로서 공급된다.

필터계수 컴퓨터 112는 디지털필터 105-107 및 109-111에 대한 하중계수를 계산한다. 이들 하중계수는 2진수이며 필터계수 컴퓨터 112는 디지털필터 105-107 및 109-111내에 있는 레지스터로 기입한다. IIR형태의 적용필터인 포스트고스트 소거필터 105와 109에서 상기 레지스터에 저장된 하중계수는 피승수신호로서 다양한 양의 지연을 가진 필터출력신호를 수신하는 디지털 승산기에 대한 승산기신호로서 사용된다. 디지털 승산기로 부터의 곱신호는 디지털 가산기/감산기 회로에서 대수학적으로 결합되어 IIR형태의 적응필터인 포스트 고스트 소거필터의 응답을 발생시킨다. FIR형태의 적응필터인 프리고스트 소거필터 106, 110 및 등화필터 107, 111의 각각에서 상기 레지스터에 저장된 하중계수는 피승수신호로서 다양한 양의 지연을 가진 필터입력신호를 수신하는 디지털 승산기에 대한 승산기신호로서 사용된다. 프리고스트 소거필터 106, 110 및 등화필터 107, 111의 각각에서 디지털 승산기로 부터의 곱신호는 디지털 가산기/감산기 회로에서 대학적으로 결합되어 FIR형태의 적응필터인 포스트 고스트 소거필터 106, 110 및 등화필터 107, 111의 하중된 합 응답특성을 발생시킨다.

FIR형태의 적응필터인 포스트 고스트 소거필터 106, 110 및 등화필터 107, 111에 있는 탭의 수는 고스트억압이 요구되는 범위에 의존한다. 상업적인 제약내에서 필터비용을 유지하기 위하여, 통상적으로 프리 고스트 소거필터 106과 110은 각각 직신호로 부터 6마이크로초 변위만큼 고스트를 억압하는 64정도의 탭을 가진다. 주파수등화에 사용되는 등화필터 107과 111은 단지 32개 정도의 탭을 필요로 한다. 등화필터 107과 111은 3.6MHz에서의 롤오프가 보통 10dB보다 작지만 3.6MHz에서 20dB만큼 롤오프될 수 있는 동대역의 영상응답을 정정하는데 일반적으로 필요하다. 롤오프는 보통 공중전파수신에서 안테나의 잘못된 방위에 기인하여 생긴다. 종속접속된 프리고스트 소거필터 106과 등화필터 107은 어떤 설계에서는 종속 접속된 프리고스트 소거필터 110과 등화필터 111과 마찬가지로 약 80개의 탭을 가진 하나의 FIR형태의 적응필터에 의하여 대체된다.

직신호로 부터 40마이크로초의 변위의 전범위에 대하여 포스트고스트를 억압하는데 필요한 IIR형태의 적응필터인 포스트고스트 소거필터 105와 109는 각각 600개의 탭만큼의 길이로 할 수 있다. 그러나, 포스트고스트는 보통 중첩하지 않으며 이산변위에서 발생하므로 포스트고스트 소거필터 105와 109의 이들 많은 탭에 대한 하중계수는 0이거나 0에 가깝다. IIR형태의 적응필터인 포스트고스트 소거필터 105와 109에서 탭을 가진 지연선 각각은 보통 프로그램가능한 벌크(bulk) 지연소자로된 10개정도의 탭 지연선의 종속접속으로 설계되어 포스트고스트 소거필터 105와 109 각각을 드문하중(sparse-weighting) 필터로 종종 칭하게한다. 상기 10개 정도의 탭 지연선을 신호를 하중에 대한 디지털승산기로 제공한다. 이들 10개 정도의 탭 지연선의 각각의 연속하는 탭간의 증가하는 지연은 하나의 1/2 기호 구간이다. 프로그램가능한 벌크 지연소자는 2진수로 표현되는 제어신호에 응답하여 상기 연쇄 형성이 제어될 수 있는 각각 여러 가지 길이의 지연선으로 구성된다. 그러한 드문하중 필터는 프로그램가능한 지연소자의 지연을 규정하는 2진수에 대한 레지스터를 포함할 것이며 상기 레지스터의 내용은 또한 필터계수 컴퓨터 112에 의하여 제어된다.

IIR형태의 적응필터인 포스트고스트 소거필터 105와 109는 동일한 세트의 레지스터가 두 필터에 대한 하중계수와 벌크지연 프로그래밍정보를 저장하는 집적소자에 포함될 수 있으며, FIR형태의 적응필터인 프리고스트 소거필터 106과 110은 동일 세트의 레지스터가 두 필터에 대한 하중계수를 저장하는 집적소자에 포함될 수 있다. FIR형태의 적응필터인 등화필터 107과 111은 동일 세트의 레지스터가 두 필터에 대한 하중계수를 저장하는 집적소자에 포함될 수 있다.

제2도에서, 수직동기 분리기 51에 의하여 분리되는 수직동기펄스는 MODULO-8 FIELD COUNT를 출력하는 3단 필드카우터 113에 의하여 모듈로-8로 카운팅된다. 상기 3단 필드카운터 113의 2개의 단이 제1도의 데이터프레임 카운터 70이다. 카운터 113의 제1단은 내부의 두 개의 프레임 기억장치중 어떤 것이 기입될 것인지와 독출될것인지를 선택하기 위해 제1도의 레이트버퍼 77에 의하여 사용되는 MODULO-2DATA FRAME PAIR COUNT에 해당하는 카운트를 출력한다. 카운터 113의 중간단은 기입되도록 선택되는 내부의 두 개의 프레임 기억장치중 하나에 대한 다음의 기입인에이블신호로서 제1도의 레이트버퍼 77에 의하여 사용되는 MODULO-2DATA FRAME PAIR COUNT에 해당하는 카운트를 출력한다. 카운터 53으로 부터의 MODULO-8 FIELD COUNT와 SYMBOL-PER-DATA-ROW COUNT와 카운터 72로 부터의 DATA ROW COUNT는 이들 카운트를 필터계수 컴퓨터 112로 공급하기 위한 접속이 제2도에 복잡성을 줄이기 위해 생략되어 있다하더라도 그 동작의 타이밍에 사용되는 필터게수 컴퓨터 112로 이용할 수 있다. 디코더 114와 115는 각각 19 및 251이 되는 영상신호선 카운트에 해당하는 DATA ROW COUNT에 응답하여 1을 OR게이트 116으로 공급한다. OR게이트 116은 GCR신호를 포함하는 각 수직귀선소거구간에서의 주사선동안에 1을 공급하기 위해 응답하여, 멀티플렉서 117의 출력신호가 0번째 입력신호로서 공급되는 배선 0에 대응하는 것이 아닌 제1입력신호로서 공급되는 종속접속된 디지털필터105,106 및 107의 출력으로 부터 디지털변환된 복합영상신호에 대응하게 한다.

필터계수 컴퓨터 112는 디지털필터 105-107의 동작변수와 디지털필터 109-111의 유사한 동작변수에 대한 제어를 한다. 따라서, 디지털필터 105-107의 동작변수의 조정에 의하여 필터계수 컴퓨터 112는 GCR신호가 소자 114-117로 구성된 GCR신호 분리기에 의하여 분리되는 이들 종속접속된 필터에서의 시점을 선택할 수 있다. 예를들어, 종속접속된 디지털필터 105-107로 인가되는 입력신호는, 포스트고스트 소거필터 105에서 반복하는 경로의 하중계수를 0의 값으로 설정하고, 프리고스트 소거필터 106에서 중심부를 정의하는 단일값 1을 제외한 모든 하중계수를 0으로 설정하며, 등화필터 107에서 중심부를 정의하는 단일값 1을 제외한 모든 하중계수를 0으로 설정함으로써 필터계수 컴퓨터 112에 의한 GCR신호 분리기로 선택될 수 있으므로 포스트고스트 소거필터 105의 출력응답은 상기 입력신호에 대응한다. 디고스팅 필터의 출력에서의 GCR신호이 추출은 폐루프 디고팅광정이 수행되도록 한다. 또, GCR신호가 분리되는 종속접속된 디지털필터 105-107에서 시점의 선택을 더 직접적으로더 빠르게 수행할 회로 배열로 만들 수 있을 것이다.

제2도에서, 일시 주사선 기억장치 118가 상기 기억장소의 각각이 SYMBOL-PER-DATA-ROW COUNT에 따라 순차적으로 어드레싱됨에 따라 독출-기입 반복 동작을 위해 배열되는 램(RAM)에 의하여 제공된다. 이들 동일 이드레스들은 분리된 GCR신호가 일시 주사선 기억장치 118로 부터 전송될 때 내부의 주사선 기억레지스터를 어드레싱하는데 사용되도록 필터계수 컴퓨터 112로 공급된다. 일시 주사선 기억장치 118은 19번째 VBI 주사선 동안에 발생하는 다른 정보로 부터 베셀첩 정보를 분리하는 시간필터링 동작에 있어서 8개의 연속하는 필드에 대한 화소단위로 19번째 VBI 주사선 GCR신호를 누산하는 배열에 접속된다.

제2도에서 소자 113-123은 19번째 VBI 주사선동안에 발생하는 베셀첩 정보를 상관시키는 저역 시간필터링 동작을 수행하는 GCR신호 평균필터를 형성하여 19번째 VBI 주사선으로 부터 베셀첩 정보를 분리하기 위하여 단순히 게이팅을 사용하는 것과 비교되는 향상된 신호대 잡음비를 제공한다. 8개의 GCR신호의 해당화소가 8개의 필드배열의 8번째 필드이자 마지막필드인 FIELD 000의 19번째 주사선 동안에 누산되어질 때, 분리된 배설첩 정보는 DATA ROW DOUNT가 디코더 125에 의하여 결정되는 20에서 261까지의 범위에 있는 영상신호 주사선 카운트에 대응할 때 FIELD 000의 임의의 주사선동안 한번에 한화소씩 필터계수 컴퓨터 112의 레지스터로 직렬로 로드된다. 주사선 기억장치 118은 디코더 143이 DATA ROW COUNT가 262인 영상신호 주사선 카운트에 해당하는지를 결정할 때 8개의 필드배열의 마지막필드의 마지막 주사선동안 데이터는 클리어된다.

일시 주사선 기억장치 118은 그것이 종속접속된 디지털필터 105-107을 통하여 ADC 104로 부터 공급되는 디지털변환된 복합영상신호의 8비트 병렬샘플의 8개의 주사선을 부호를 기준으로 누산하기 위한 것이라고 할때 16비트 병렬샘플을 저장할 수 있어야 한다. 부호가 있는 산술은 2의 보수 산술이 바람직하다. 상기 일시 주사선 기억장치 118을 GCR신호에 대한 부호가 있는 누산기로서 동작시키기 위한 배열의 부분적인 수행에 있어 디지털 가산기/감산기 119는 16비트 병렬 출력신호를 상기 기입입력신호로서 일시 주사선 기억장치 118로 공급한다. 상기 디지털 가산기/감산기 119는 멀티플렉서 120의 0번째 입력신호로서 수신되는 일시 주사선 기억장치 118로 부터의 독출에 상시 대응하는 멀티플렉서 120의 출력신호를 제1입력으로서 수신한다. 또 디지털 가산기/감산기 119는 제2입력으로서 멀티플렉서 117의 8비트 병렬 출력신호를 부호비트 확장으로서 8개의 배선된 0과 함께 수신한다.

디코더 121은 1,3,6 혹은 0(즉, 8)인 MODULO-8 FIELD COUNT를 해독하여 논리 0을 디지털 가산기/감산기 119로 제공해 상기 입력신호를 가산하도록 한다. 또한, 상기 디코더 121은 2,4,5 혹은 7인 MODULO-8 FIELD COUNT를 해독하여 논리 1을 디지털 가산기/감산기 119로 제공해서 멀티플렉서 120으로 부터 공급되는 제1입력신호로 부터 멀티플렉서 117로 부터 공급되는 제2입력신호를 감산하도록 한다. 이러한 배열은 다음과 같은 함수를 일시 주사선 기억장치 118에서 누산한다.

(FIELD 001 주사선 19)-(FIELD 010 주사선 19)

+(FIELD 011 주사선 19)-(FIELD 100 주사선 19)

-(FIELD 101 주사선 19)+(FIELD 110 주사선 19)

-(FIELD 111 주사선 19)+(FIELD 000 주사선 19)

각 데이터프레임이 첫 번째는 NTSC TV신호의 연속적으로 넘버링된 프레임의 홀수의 프레임동안에 제1논리 의미로 전송되고 두 번째는 그러한 프레임의 그 다음 짝수의 프레임 동안에 첫 번째와 반대인 제2논리의미로 전송되어 두번전송될때, 데이터는 마지막 누산에서 평균이 0이 될 것이다. 각 데이터프레임이 한번만 전송될 때, 데이터전송은 각 필드의 19번째 주사선동안에 불연속적이 될 수가 있으므로 누산한 GCR신호의 결과가 데이터에 의하여 영향을 받지않게 될 것이다.

8개 필드의 각 배열의 8번째 필드의 마지막 주사선동안에 멀티플렌서 120으로의 상시 0 제어신호는 1이 되도록한다. 상기 1은 멀티플렉서 120이 배선된 0의 병렬의 16비트로 구성된 산술 0인 제1입력에 해당하는 출력신호를 공급하도록 한다. 멀티플렉서 120에 대한 제어신호는 2-입력 AND게이트 122에 의하여 발생되는 것으로 제2도에 도시되어 있다. 디코더 143은 AND게이트 122로의 입력신호중 하나를 출력하며 DATD ROW COUNT가 262인 영상신호 주사선 카운트에 해당할때만 AND게이트로 1을 공급한다. 디코더 123은 필드카운터 113으로 부터 MODULO-8 FIELD COUNT를 해독하여 입력신호중 나머지 하나를 AND게이트 122로 출력한다. 8개 필드의 각 배열의 8번째 필드는 필드카운터 113으로 부터 000 MODULO-8 FIELD COUNT를 출력하여 디코더 123이 1을 AND게이트 122로 공급하게 한다. AND게이트 122로 공급되는 두 개의 입력신호는 8개 필드의 각 배열의 8번째 필드의 마지막 주사선동안에만 1이므로 상기 주사선동안 AND게이트 122는 멀티플렉서 120에 제어신호로서 1을 공급하여 일시 주사선 기억장치 118에 저장된 누산결과를 산술 0으로 리셋되도록 한다.

일시 주사선 기억장치 118에 저장된 누산결과가 필터계수 컴퓨터 112의 내부메모리내에 있는 고스팅된 베셀첩 레지스터로의 전송에 이용가능할 때 2-입력 AND게이트 124는 1을 필터계수 컴퓨터 112로 공급한다. 디코더 123의 출력신호는 AND게이트 124로의 입력신호중 하나가 되며 8개 필드의 각 배열의 8번째 필드 동안에만 1이다. 디코더 125는 DATA ROW COUNT를 해독하여 영상 주사선 20에서 261동안에 1이되는 AND게이트 124로 입력신호중 나머지 하나를 출력한다. 따라서, 일시 주사선 기억장치 118에 저장된 누산결과를 8개 필드의 각 배열의 8번째 필드에 있는 주사선 20에서 261을 포함하는 기간동안 필터계수 컴큐터 112의 내부메모리로 전송할 수 있다.

실제에 있어서, 일시 주사선 기억장치 118은 샘플의 약 2개의 주사선을 저장하여 포스트 고스트에 대한 디고스팅범위가 20 마이크로초 정도로 확장될 수 있도록 하는 것이 바람직하다. 상기 일시 주사선 기억장치 118로서 사용되는 램에 있는 기억장소는 SYMBOL-PER-DATA-ROW COUNT와 함께 DATA ROW COUNT의 최하위비트에 의하여 어드레싱될 수 있다. 디코더 114는 DATA ROW COUNT가 19나 20 둘중의 하나일때만 1을 출력하는 디코더에 의하여 대체되며, 상기 디코더 116은 DATA ROW COUNT가 251 혹은 252 둘중 하나의 영상 주사선 카운터에 해당할때만 1을 출력하는 디코더에 의하여 대체된다. 복구된 GCR신호의 신호 대 잡음비를 향상시키기 위하여, 단지 8개의 주사선 19를 넘은 것이 아닌 16(혹은 8의 더 높은 배수)개의 주사선 19를 넘는 GCR신호의 평균을 내는 것이 유리하다. 이는 제2도의 주사선 19누산회로를 변경하거나 필터계수 컴퓨터 112에서 행해질 또 다른 평균을 마련함으로써 수행될 수 있다.

제3도는 모듈로-8 필드카운터 113을 리셋하기 위한 회로를 도시한 것으로 상기 카운트는 4개의 필드에 의하여 위상이 올바르게 조정되거나 위상이 잘못 조정되어진다. 일시 주사선 기억장치 126은 카운터 53으로 부터 SYMBOL-PER-DATA-ROW COUNT에 의하여 어드레싱되는 램으로 도시되어 있다. 일시 주사선 기억장치 126은 독출-기입 반복 동작을 위하여 배열된다. 각 필드의 19번째 주사선동안에만 OR게이트 116에 의하여 출력되는 논리 1은 멀티플렉서 127로 공급되어 ADC 104로 부터 공급되는 디지털변환된 19번째 주사선 샘플을 가진 일시 주사선 기억장치 126을 갱신하게 한다. 다른 주사선동안에 OR게이트 116에 의하여 출력되는 논리 0은 멀티플렉서 127로 하여금 재기입을 위해 일시 주자선 기억장치 126로 부터 독출되는 데이터를 멀티플레서 127로 인가하게 한다.

상기 일시 주사선 기억장치 126은 영점통과 검출기 56으로 부터의 출력신호에 의하여 클럭되는(상기 클럭접속은 제3에 도시되지 않음) 화소래치 128과 129를 제공받는다. 화소래치 128과 129는 각각 일시 기억장치 126으로 기입된 마지막 화소와 일시 주사선 기억장치 126으로 부터 독출된 마지막 화소를 일시적으로 저장하는데 사용되어 그러한 샘플을 각각 디지털 감산기 130의 감수 및 피감수 입력신호가 되도록 시간에서의 정렬을 한다. 상기 감산기 130으로 부터의 차신호의 화소샘플은 19번째 주사선 동안을 제외하고 모두 0의 값이 될 것이다. 감산기 130으로 부터의 차신호는 절대값회로 131로 공급된다. 예로써, 상기 절대값회로 131은 상기 가산/피감수 입력신호로서 배선된 산술 0을 수신하고 상기 가산/감수 입력신호로서 감산기 130으로 부터의 차신호를 수신하며 상기 차신호의 부호비트에 응답하여 상기 부호비트가 0일때는 가산하고 1일때는 감산하는 디지털 제어 가산기/감산기로 구성된다.

절대값회로 131의 출력신호의 연속하는 샘플에 대한 누산기 132는 누산결과의 연속하는 값을 일시적으로 저장하는 출력래치 133과, 절대값회로 131의 출력신호의 연속하는 샘플을 누산결과와 가산하여 상기 값을 증가시키는 디지털 가산기 134와, 증가된 누산결과를 그 내용을 갱신시키기 위해 출력래치 133에 선택적으로 공급하는 멀티플렉서 135를 포함한다. 멀티플렌서 135는 OR게이트 116이 GCR신호가 현재의 주사선에 존재하고 있음을 나타내는 1을 제공하지 않을 때마다 출력래치 133으로 산술 0을 삽입하기 위해 배선된다. 디코더 136은 베셀첩 정보를 포함할 수 있는 하나의 주사선의 그러한 영역을 나타내는 카운터 53으로 부터의 SYMBOL-PER-DATA-ROW COUNT에 응답하여 AND게이트 137에서 영점통과 검출기 56으로 부터의 출력신호와 AND게이팅되는 1을 제공한다. 출력래치 133은 AND게이트 137로부터 수신되는 1에만 응답하는 입력데이터를 수신하도록 클록된다.

절대값회로 131로부터 직렬로 공급되는 현재 및 이전필드의 19개의 주사선의 차의 절대값의 연속하는 샘플은 누산기 132를 사용하여 누산된다. 누산결과는 만일 현재의 필드가 FIELD 001 혹은 FIELD 101이 아니면 인지할 수 있는 값을 가져야만 한다. FIELD 000 및 FIELD 001의 19번째 주사선은 둘다 ETP신호를 포함하고 있으며 그들의 차는 잡음을 제외하고는 0의 값이 된다. 누산결과가 실질적으로 산술 0보다 크면 1이고 그렇지않으면 0인 임계치 검출기 138의 출력신호는 NOT게이트 139에 의하여 상보적으로 되어 AND게이트 140의 4개의 입력신호중의 하나로 공급된다. 디코더 141은 카운터 113으로부터 001 혹은 101 이외의 필드카운트를 검출하여, 필드카운트의 위상이 잘못 조정되었으며 카운터 113의 리셋팅을 인에이블시킴을 나타내는 1을 AND게이트 140으로 공급한다. 필드의 19번째 주사선의 발생을 검출하는 AND게이트 116의 출력신호와 카운터 53으로 부터의 SYMBOL-PER-DATA-ROW COUNT에 응답하여 주사선의 끝을 검출하는 디코더 55의 출력 신호는 AND게이트 140으로의 나머지 2개의 입력신호가 된다. 필드카운트가 001 혹은 010이 아니기만 하면, AND게이트 140은 1을 출력하여 카운터 113을 동상의 영상검출기 46에 의하여 검출되는 복합영상신호에 있는 FIELD 000 혹은 FIELD 100의 19번째 주사선의 끝에서 001 필드카운트로 리셋시킨다.

제2도를 다시 참조하면, 만일 필드카운터 113에 의하여 제공되는 모듈로-8 필드 카운트가 올바르게 위상이 조정되면 대수학적인 누산의 사이클에서 마지막필드인 FIELD 000동안에 일시 주사선 기억장치 118에서 얻어지는 누산결과는 수반하는 수평동기펄스, 프론트포치, 컬러 버어스트 및 +30 IRE 페디스틀을 포함하는 백포치가 없는 ETP 베셀첩신호의 8배가 될 것이다. 한편, 만일 필드카운터 113에 의하여 제공되는 모듈로-8 필드 카운트가 4개의 필드만큼 위상이 잘못 조정되면 누산의 사이클에서 마지막필드인 FIELD 000동안에 일시 주사선 기억장치 118에서 얻어지는 누산결과는 수반하는 수평동기펄스, 프론트포치, 컬러 버어스트 및 +30 IRE 페디스틀을 포함하는 백포치가 없는 ETR 베셀첩신호의 8배가 될 것이다. 크기가 감소하는 방향으로 배선된 3개의 2진 자리이동은 일시 주사선 기억장치 118에서 FIELD 000동안에 얻어지는 누산결과를 8로 나누며 결과로 얻어지는 몫은 ETP 혹은 ETR 신호로서 필터계수 컴퓨터 112에 공급된다.

내부 레지스터에 저장된 고스트없는 베셀첩 함수 ETP 혹은 ETR 에 대하여 상관을 수행하기에 잘 적응되는 필터계수 컴퓨터 112는 그것이 일시 주사선 기억장치 118로부터 FIELD 000동안에 수신하는 입력이 ETP신호인지 ETR신호인지 혹은 ETP나 ETR신호와 관련이 없는지를 결정하는 상관 부과정을 수행하도록 프로그램된다. 상기 과정은 동상의 영상검출기 46에 의하여 검출되는 복합영상신호에 어떤 GCR 신호도 포함되지 않을때를 결정하도록 필터계수 컴퓨터 112를 인에이블시킨다. 필터계수 컴퓨터 112는 고스트억압회로의 초기의 파워업에서 수행되는 것과 마찬가지로 내부의 레지스터에 저장된 소정의 바이패스모드 하중계수를 디지털필터 105,106 및 107로 인가할 수 있다.

제2도 및 제3도에 있는 고스트억압회로는 제목이 GHOST CANCELLATION PRFERENCE SIGNAL ACQUISITION CIRCUITRY, AS FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER이며 1992년 12월 2일 출원된 미합중국 특허출원 제07/984,488호에서 Chandrakant B. Patel 및 Jian Yang에 의하여 명시되고 특허청구되었으며 발명이 행해진 당시의 그들의 발명을 양도하도록 한 선재하는 발명자의 의무규정에 따라 삼성전자(주)에 양도된다. 상기 출원서는 제2도 및 제3도에 있는 고스트억압회로에서 필터에 대한 필터링변수를 계산하는 방법으 상세한 개시를 위해 참고로 반영되었다. 제1도의 소자 64-67에서 수행되는 검출과정에 응답하여 조정가능한 지연선 58의 지연을 조정하기 보다는 고스트 소거과정의 일부로서 지연이 조정될 수 있을 것이다.

제4도는 제1도의 데이터분리 및 검출회로 76이 취할수 있는 하나의 특별한 형태 200을 도시한 것으로 상기 형태는 1994년 1월 5일 출원된 미합중국 특허출원 제08/179,588호에 명시되어 있다. 상기 특정한 데이터분리 및 검출회로 200은 본 발명의 일면을 도시한 것이며 ADC 61로부터 공급되는 디지털변화된 샘플에 응답하는 프레임-콤 필터 201은 제1도의 카운터 53가 72에 의하여 공급되는 SYMBOL PER ROW와 DATA ROW 카운트에 의하여 어드레싱되는 램인 디지털 프레임 기억장치 202를 포함한다. ADC 61로부터 공급되는 디지털변환 샘플에 응답하는 라인-콤 필터 203은 제1도의 카운터 53에 의하여 공급되는 SYMBOL PER ROW 카운트에 의하여 어드레싱되는 램인 디지털 라인 기억장치 204를 포함한다. ADC 61로부터 공급되는 디지털변환된 샘플에 응답하는 포스트 라인-콤 부분응답필터 206은 제1도이 카운터 53에 의하여 공급되는 SYMBOL PER ROW 카운트에 의하여 어드레싱되는 램인 디지털 지연선 기억장치 207과 208을 포함한다.

특히, 프레임-콤 필터 201의 입력단자 209는 디지털 감산기 210의 피감수 입력과 디지털 프레임 기억장치 202의 입력으로 인가되는 디지털 샘플을 ADC 61로부터 직접 수신한다. 디지털 프레임 기억장치 202의 출력으로부터 독출되는 디지털 샘플은 디지털 가산기 210의 감수입력으로서 인가된다. 프레임 기억장치 202는 독출-기입 반복모드에서 동작되는 RAM이며 상기 RAM은 행어드레스로서 인가되는 카운터 72로부터 공급되는 DATA ROW COUNT와 열어드레스로서 인가되는 카운터 52로 부터의 SYMBOL PER ROW COUNT에 의하여 어드레싱된다. 상기 디지털 프레임 기억장치 202에 있는 각 어드레스가능한 기억장소에 저장된 샘플은 일반적으로 그 안에 적어도 12비트를 가지고 있다. 감산기 210과 프레임 기억장치 202는 함께 감산기 210의 출력으로부터 단자 211로 입력단자 209에서 수신되는 디지털 샘플에 대한 고역 프레임-콤 필터 응답을 공급하는 고역 프레임-콤 필터 201을 형성하며 고역 프레임-콤 필터응답에 있어 정적영상을 나타내는 휘도성분은 억압된다.

출력단자 211은 고역 프레임-콤 필터 201에 대한 출력단자 역할뿐만 아니라 고역 프레임-콤 필터응답을 수신하며 데이터 분리필터링의 출력단자 212에서 공급 되는 그 응답에서 동작영상을 나타내는 휘도성분을 억압하는 고역 라인-콤 필터 203에 대한 입력단자 역할도 한다. 휘도성분은 주로 5-레벨 형태의 고역 콤필터링된 디지털신호 샘플로 구성된 출력단자 212에서 공급되는 응답에서 억압된다.

DATA ROW COUNT에 응답하는 디코더 213은 DATA ROW COUNT가 데이터 프레임의 최종행에 이르렀음을 나타낼 때 논리 1을 출력하고 그렇지 않으면 출력신호로서 논리 0을 발생시킨다. 디코더 213의 출력신호는 배선된 산술 0을 수신하는 각각의 제1입력과 각각의 제2입력을 각각 구비한 멀티플렉서 214와 215에 제어신호로서 공급된다. 멀티플렉서 214와 215는 1-H 지연선으로서 동작하는 램인 디지털 지연선 기억장치 204와 205의 각 기입입력에 각각 접속된 각 출력을 가진다. 1-H 지연선의 출력신호는 복합영상신호의 수평 주사선의 지속시간(63.5 마이크로초)에 상응하는 지연후에 거기로 인가되는 입력신호를 재생시킨다. 1-H 지연선 기억장치 204와 205 각각은 기호 카운터 52로 부터의 SYMBOL PER ROW COUNT에 의하여 어드레싱되는 램이며 독출-기입 반복 모드에서 동작된다. 각 데이터프레임의 최종 행 동안에 디코더 213으로부터 출력신호로서 제공되는 논리 1은 멀티플렉서 214와 215가 산술-0 샘플의 각각의 행을 1-H 지연선 기억장치 204와 205의 각각으로 기입하게 한다. 결과적으로, 산술-0 샘플의 행이 각 데이터프레임의 최초 행동안에 1-H 지연선 204와 205으로부터 독출되며 이는 포스트 라인-콤 부분응답필터 206이 적절하게 리셋될 수 있도록 수행된다.

논리 0이 고역 라인-컴 필터 206의 정상동작시 디코더 213으로부터 출력 신호로서 제공된다. 제어신호로서 디코더 213으로부터 공급되는 논리 0에 응답하여 멀티플렉서 214는 단자 211을 통하여 멀티플레서 214의 제2입력으로 인가되는 고역 프레인-콤 필터 응답을 1-H 디지털 지연선 기억장치 204의 입력으로 공급되는 상기 출력신호에서 재생한다. 제어신호로서 디코더 213으로부터 공급되는 논리 0에 응답하여 멀티플렉서 215는 디지털감산기 216으로 부터의 차 출력신호를 1-H 디지털 지연선 기억장치 205의 입력으로 공급되는 상기 출력신호에서 재생한다. 상기 감산기 216은 고역 프레임-콤 필터 응답과 하나의 수평 주사선의 지속시간만큼 지연되는 응답을 결합시키고, 디지털 감산기 217은 감산기 216으로 부터의 차 출력신호와 하나의 수평 주사선의 지속시간만큼 지연된 차 출력신호를 결합시켜 감산기 210의 출력으로부터 단자 211로 공급되는 고역 프레임-콤 필터응답에 대한 고역 라인-콤 필터응답을 출력단자 212에서 발생시킨다.

라인-콤 필터 203은 BPSK 신호를 2진 형태로 두지 않고 5-레벨 디지털정보로 변환한다. 그러한 경우 기호결정회로 220은 -2,-1,0,+1,+2에 각각 중심이 있는 5개의 비교기 범위를 가진다. 기호결정회로 220은 데이터분리필터 203으로 부터의 출력신호에 대한 정류된 디지털응답을 발생시키는 절대값회로 221을 구비하고 있다. 절대값회로 221의 정류 디지털응답은 키잉신호의 2진 코딩을 나타내는 것이 아닌 직류전압 페디스틀상에 중첩되는 3진(즉 3-레벨)키잉신호를 나타내며 상기 정류 디지털응답은 2중-임계치 검출기 222로 공급된다. 상기 2중-임계치 검출기 222는 절대값회로 221로부터 기호스트림을 수신하고 기호가 0에 가장 가까운지 혹은 1에 가장 가까운지 혹은 0과 마찬가지인 2에 가장 가까운 것인지에 관하여 결정한다. 일반적으로 2중-임계치 검출기 222는 단일 임계치 검출기로 동작하도록 각각 배열된 2개의 디지털비교기를 구비하는데 이들 단일 임계치 검출기중 하나는 다른 하나가 동작되는 임계 디지털값의 2배의 임계 디지털값에서 동작되며 임계치 검출결과에 따라 기호의 정체를 결정하기 위한 몇몇 간단한 논리회로도 구비하고 있다. 만약 어떤 임계 디지털값도 초과되지 않거나 두 개의 임께 디지털값이 다 초과되면 논리회로는 기호가 0에 가장 가까운 것임을 나타낸다. 만일 더 낮은 임계 디지털값만이 초과되면 논리회로는 기호가 1에 가장 가까움을 나타낸다. 2중-임계치 검출기 222는 임계검출을 위해 임계치를 결정하는 비교기로 인가되는 디지털값이 기호세기에 응답하여 자동으로 조절되는 형태의 것이 바람직하다. 이 경우, 2중-임계치 검출기 222는 절대값회로 221에 의해 공급되는 기호스트림의 평균레벨 혹은 평균 피크레벨 혹은 양쪽 다를 검출하기 위한 관련회로를 가진다. 디지털비교기로 공급되는 디지털값을 검출되는 각 레벨로부터 계산하여 임계검출에 대한 그 각각의 임계치를 확정하는 회로가 있다. 기호결정 임계치를 결정하기 위한 검출절차는 복합영상신호가 직각위상 영상검출기 47에 의하여 검출되는 신호로 어떤 에너지도 거의 주지 않았을 때 수직귀선소거구간 동안에 선택적으로 수행되는 것이 바람직하다.

2중-임계치 검출기 222로 부터의 비트-직렬 신호는 부분응답필터 206의 입력 단자 231을 통하여 2-입력 XOR게이트 232의 제1입력으로 인가된다. 2-입력 멀티플레서 233은 배선된 0이 인가되는 제1입력과 XOR게이트 232의 응답이 인가되는 제2입력과 1-H 디지털 지연선 기억장치 207의 입력으로 접속된 출력을 가진다. 1-H 디지털 지연선 기억장치 207은 하나의 수평주사선의 지속시간만큼 지연된 멀티플렉서 233으로 부터의 출력신호에 대한 응답을 상기 출력접속에서 XOR게이트 232의 제2입력으로 공급한다. 소자 232와 233과 207은 포스트 라인-콤 부분응답 필터의 최초부를 제공하며 소자 234와 235와 208은 포스트 라인-콤 부분응답필터의 최종부를 제공한다. 상기 2-입력 XOR게이트 234는 프리 라인-콤 부분응답필터의 최초부의 응답을 인가하기 위해 XOR게이트 232의 출력이 접속된 제1입력을 가진다. 2-입력 멀티플렉서 235는 배선된 0이 인가되는 제1입력과 XOR게이트 234의 응답이 인가되는 제2입력과 1-H 디지털 지연선 기억장치 208의 입력에 접속된 출력을 가진다. 1-H 디지털 지연선 기억장치 208은 하나의 수평주사선의 지속시간만큼 지연된 멀티플렉서 235로부터의 출력신호에 대한 응답을 상기 출력접속에서 XOR게이트 234의 제2입력으로 공급한다. 멀티플렉서 233가 235의 각각은 디코더 213으로 부터의 출력신호를 상기 제어신호로서 수신한다.

디코더 213의 출력신호는 각 데이터프레임의 최종행 동안에만 1이므로, 멀티플렉서 214와 215로 하여금 산술-0 샘플을 디지털분리필터 203에 있는 1-H 지연선 기억장치 204와 205로 로드되도록 하고, 부분응답필터 206에 있는 멀티플렉서 233과 235로 하여금 논리 0 샘플을 1-H 디지털 지연선 기억장치 207과 208로 로드되도록 한다. 이러한 과정은 데이터분리필터 203의 고역 라인-콤 필터부 영역에 있는 1-H 디지털 지연선 기억장치 204와 205의 내용의 초기화에 동기하여 포스트 라인-콤 부분응답필터에 있는 1-H 디지털 지연선 기억장치 207과 208의 내용을 주기적으로 초기화되도록 한다. 상기 주기적인 초기화는 수직귀선서거기간 동안에 이루어지므로, 재밍신호로 작용하는 NTSC 영상신호의 다소의 잔류성분도 없다. 이것은 컬러 버어스트가 전송되지 않을 때 디지털프레임이 주사선동안에 시작하고 끝나고, 또 직각위상 영상검출기 40이 750kHz 이하의 NTSC영상신호의 잔류성분을 항상 억압하므로 수평귀선소거기간에도 마찬가지여서 재밍신호로서의 동기 및 등화펄스를 제거한다.

소자 208과 234와 235로 구성된 포스트 라인-콤 부분응답필터의 최종부의 응답은 XOR게이트 234의 출력에서 나타나며 부분응답필터 206의 출력단자 236으로 인가된다. 데이터프레임이 반복되기 때문에 포스트 프레임-콤 부분응답필터가 필요없다.

프레임-콤 필터 201과 라인-컴 필터 203의 순서는 제4도에 도시된 것과 반대로 될 수 있다. 1994년 1월 5일 출원된 미합중국 특허출원 제08/179,588호는 라인-콤 필터 203과 포스트 라인-콤 부분응답필터 206에 대한 리셋과정이 최초의 데이터행의 발생이 해독되는 시간에 수행되는 것으로 제4도의 회로의 변형을 보여준다. 이는 멀티플렉서 214,215,233 및 235를 1-H 지연선 기억장치 204,205,207 및 208 앞에가 아닌 뒤로 재배치함으로써 조절된다.

지금까지 아날로그 TV신호에 실린 디지털신호를 복구하기 위한 수신기를 참조하여 아날로그 시스템에 응용되는 본 발명을 기술하였다. 예를들어, 본 발명은 1992년 5월 12일 C.H.Strolle등에게 특허된 제목이 VIDEO SIGNAL RECORDING SYSTEM ENABLING LIMITED BANDWIDTH RECORDING AND PLAYBACK인 미합중국 특허 제5,113,262호에 명시된 형태의 중첩된 스펙트럼 휘도신호를 사용한 아날로그 테입 레코딩을 위한 시스템에 유용하다. 그러한 시스템에서 데이터는 수평동기펄스에 의하여 영상반송파의 변조를 나타내는 측파대에 직교하는 영상반송파의 측파대에 부호화되는 것이 아니라 수평동기펄스와 동일한 주파수변조된 휘도반송파에서 부호화된다. 본 발명은 또한 데이터행 동기신호 혹은 선 동기신호가 동기펄스가 아닌 인지할 수 있는 코드그룹의 형태를 취하는 고품위 TV 시스템과 같은 시스템에도 유용하다. 데이터행 동기신호 혹은 선 동기신호는 정합필터를 사용하여 검출되며 AFPC회로에 대한 입력신호로서 사용된다.

본 발명이 NTSC 아날로그 TV신호에 PSK 신호를 싣기위한 시스템외의 다른 시스템내에 구현될 때 아날로그-디지털 변환기상에 요구되는 비트해상도가 더 작아야 할 것이므로 아날로그-디지털 변환시 오버샘플링을 피할 수 있다. 이때, 제어발진기의 출력신호 혹은 그 다음의 영점통과 검출기의 출력신호는 아날로그-디지털 변환기에 의한 영상검출기 응답의 표본화의 시간을 조절하는데 직접 사용될 수있으며 샘플/기호 카운터 및 기호/선 카운터는 하나의 샘플/선 카운터로 대체된다.

Claims

행레이트에서 발생하는 행 동기신호와, 행레이트의 배수인 기호레이트를 가진 디지털 데이터를 나타내는 아날로그신호를 구비한 수신신호를 수신하는 디지털신호 수신기에 있어서, 자동 주파수 및 위상제어 신호에 응답하여 제어되며 상기 기호레이트의 배수가 되도록 제어될 수 있는 주파수에서의 발진을 발생시키는 제어발진기와, 상기 제어발진기의 발진의 주파수를 연속하는 행 동기신호에서 대응하는 시점간에 발생될 상기 발진의 수에 상응하는 인자로 나누어 자동 주파수 및 위상제어 귀환신호를 발생시키는 주파수 분할기와, 상기 수신신호에 응답하여 상기 수신신호에서 상기 행 동기신호의 발생을 검출하여 선 동기펄스를 발생시키는 수단과, 지연제어신호에 의하여 제어되는 상기 선 동기펄스를 지연하여 지연된 선 동기펄스를 발생시키는 제어지연선과, 상기 자동 주파수 및 위상제어 귀환신호와 상기 지연된 선 동기 펄스의 각각의 주파수와 각각의 위상에서의 차에 응답하여 상기 자동 주파수 및 위상제어 신호를 출력하여 자동 주파수 및 위상제어 신호를 상기 제어발진기로 인가하는 제1귀환루프를 완료하는 자동 주파수 및 위상제어 검출기와, 상기 제어발진기의 발지에 응답하여 디지털데이터를 나타내는 상기 아날로그 신호를 표본화하고 디지털변환하여 상기 디지털데이터를 나타내는 디지털변환된 신호샘플을 상기 기호레이트에서 발생시키는 제1아날로그-디지털 변환기와, 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털변환된 신호샘플에 있는 표본화 위상에러를 결정하여 기호간 간섭을 최소화하기 위해 상기 디지털변환된 신호샘플에서 표본화위상을 조정하는 추가귀환루프를 완료하기 위해 상기 제어지연선으로 인가되는 상기 지연제어신호를 발생시키는 수단을 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제1항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기는, 상기 기호레이트의 적어도 2배인 오버샘플링레이트에서 공급되는 제1클럭신호에 따라 디지털데이터를 나타내는 상기 아날로그신호를 표본화하며 제2클럭신호에 따라 상기 기호 레이트에서 상기 디지털변환 신호샘플을 공급하는 오버샘플링형태이며, 상기 주파수 분할기는, 상기 제어발진기의 발진에 응답하여 상기 제1클럭신호를 발생시키는 영점통과 검출기와, 상기 제1클럭신호의 발생을 카운팅하여 제1카운트신호를 발생시키는 제1카운터와, 상기 제1카운트신호가 기호 주기당 소정 개수의 샘플을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 상기 제2클럭신호를 발생시키기는 수단과, 상기 제2클럭신호를 상기 제1카운터로 인가하여 상기 제1카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단과, 각 행 혹은 선 주기에서 상기 제2클럭신호의 발생을 카운팅하여 제2카운트신호를 발생시키는 제2카운터와, 상기 제2카운트신호가 행 당 소정 개수의 기호를 나타내는 값에 도달할 때 마다 이를 검출하여 상기 자동 주파수 및 위상제어 귀환신호로서 상기 자동 주파수 및 위상제어 검출기로 인가되는 제3클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제3클럭신호를 상기 제2카운터로 인가하여 상기 제2카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제2항에 있어서, 각 행 혹은 선 주기에서 상기 제3클럭신호의 발생을 카운팅하여 제3카운트신호를 발생시키는 제3카운터와, 상기 제3카운트신호가 프레임 당 소정 개수의 행 혹은 선을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 제4클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제4클럭신호를 상기 제3카운터로 인가하여 상기 제3카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 더 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제3항에 있어서, 상기 제2클럭신호의 발생을 카운팅하여 제4카운트신호를 발생시키는 제4카운터와, 상기 제4카운트신호가 열 당 소정 개수의 기호를 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 제5클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제5클럭신호를 상기 제4카운터로 인가하여 상기 제4카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단과, 각 선 주기에서 상기 제5클럭신호의 발생을 카운팅하여 제5카운트신호를 발생시키는 제5카운터와, 상기 제4클록신호를 상기 제5카운터로 인가하여 상기 제5카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 더 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제4항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기로 부터의 각 샘플에 응답하여 상기 샘플에 의하여 나타내어지는 기호값을 결정하여 각각의 기호표시를 재생시키는 수단과, 기입 어드레스신호로서 상기 제2카운트신호와 상기 제3카운트신호를 수신하고 독출 어드레스신호로서 상기 제4카운트신호와 상기 제5카운트신호를 수신하는 랜덤 액세스 메모리를 구비한 상기 기호표시에 대한 디인터리버와 결합되어 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제4항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기로 부터의 샘플을 수신하여 디코스팅된 샘플을 공급하는 고스트 억압필터와, 각 디코스팅된 샘플에 응답하여 상기 샘플에 의하여 나타내어지는 기호값을 결정하여 각각의 기호표시를 재생시키는 수단과, 기입 어드레스신호로서 상기 제2카운트신호와 상기 제3카운트신호를 수신하고 독출 어드레스신호로서 상기 제4카운트신호와 상기 제5카운트신호를 수신하는 랜덤 액세스 메모리를 구비한 상기 기호표시에 대한 디인터리버와 결합되어 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제1항에 있어서, 상기 주파수 분할기가, 상기 제어발진기의 발진의 발생을 카운팅하여 제1카운트신호를 발생시키는 제1카운터와, 상기 제1카운트신호가 선 당 소정 갯수의 상기 제어발진기의 발진을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 상기 자동 주파수 및 위상제어 귀환신호로서 상기 자동 주파수 및 위상제어 검출기로 인가되는 제1클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제1클럭신호를 상기 제1카운터로 인가하여 상기 제1카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 더 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제7항에 있어서, 상기 제1클럭신호의 발생을 카운팅하여 행 혹은 선을 카운팅하는 제2카운트신호를 발생시키는 제2카운트와, 상기 제2카운트신호가 프레임당 소정 개수의 행 혹은 선을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 이를 제2클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제2클럭신호를 상기 제2카운터로 인가하여 상기 제2카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 더 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제8항에 있어서, 상기 제어발진기의 발진이 발생을 카운팅하여 제3카운트신호를 발생시키는 제3카운트와, 상기 제3카운트신호가 열 당 소정 개수의 기호를 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 이를 제3클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제3클럭신호를 상기 제3카운터로 인가하여 상기 제3카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단과, 각 선 주기에서 상기 제3클럭신호의 발생을 카운팅하여 제4카운트신호를 발생시키는 제4카운터와, 상기 제2클럭신호를 상기 제4카운터로 인가하여 상기 제4카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 더 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제9항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기로부터의 각 샘플에 응답하여 상기 샘플에 의하여 나타내지는 기호값을 결정하여 각각의 기호표시를 재생시키는 수단과, 기입 어드레스신호로서 상기 제2카운트신호와 상기 제3카운트신호를 수신하고 독출 어드레스신호로서 상기 제4카운트신호와 상기 제5카운트신호를 수신하는 랜덤 액세스 메모리를 구비한 상기 기호표시에 대한 디인터리버와 결합되어 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제9항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기로 부터의 샘플을 수신하여 디코스팅된 샘플을 공급하는 고스트 억압필터와, 각 디코스팅된 샘플에 응답하여 상기 샘플에 의하여 나타내지는 기호값을 결정하여 각각의 기호표시를 재생시키는 수단과, 기입 어드레스신호로서 상기 제2카운트신호와 상기 제3카운트신호를 수신하고 독출 어드레스신호로서 상기 제4카운트신호와 상기 제5카운트신호를 수신하는 랜덤 액세스 메모리를 구비한 상기 기호표시에 대한 디인터리버와 결합되어 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제1항에 있어서, 상기 행 동기신호는 상기 수신신호에 있는 디지털데이터를 나타내는 상기 아날로그신호와 함께 포함되어 있는 선 동기펄스로 구성됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
선레이트에서 발생하는 선 동기펄스와, 선레이트의 배수인 기호레이트를 가진 디지털데이터를 나타내는 아날로그신호를 구비한 수신신호를 수신하는 다지털신호 수신기에 있어서, 클럭재생회로가 자동 주파수 및 위상제어 신호에 응답하여 제어되며 상기 기호레이트의 배수가 되도록 제어될 수 있는 주파수에서 발진을 발생시키는 제어발진기와, 상기 제어발진기의 발진의 주파수를 연속하는 선 동기펄스에서 대응하는 시점간에 발생될 상기 발진의 수에 상응하는 인자로 나누어 자동 주파수 및 위상제어귀환신호를 발생시키는 주파수 분할기와, 상기 수신신호로부터 상기 선 동기펄스를 분리하여 분리된 선 동기펄스를 발생시키는 수단과, 지연제어신호에 의하여 제어되는 상기 분리된 선 동기펄스를 지연하여 지연된 선 동기펄스를 발생시키는 제어지연선과, 상기 자동 주파수 및 위상제어 귀환신호와 상기 지연된 선 동기펄스의 각각의 주파수와 각각의 위상에서의 차에 응답하여 상기 자동 주파수 및 위상제어 신호를 출력하여 자동 주파수 및 위상제어 신호를 상기 제어발진기로 인가하는 제1귀환루프를 완료하는 자동 주파수 및 위상제어 검출기와, 상기 제어발진기의 발진에 응답하여 디지털데이터를 나타내는 상기 아날로그 신호를 포본화하고 디지털변환하여 상기 디지털데이터를 나타내는 디지털변환된 신호샘플을 상기 기호레이트에서 발생시키는 제1아날로그-디지털 변환기와, 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털변환된 신호샘플에 있는 표본화 위상에러를 결정하여 기호간 간섭을 최소화하기 위해 상기 디지털변환된 신호샘플에서 표본화위상을 조정하는 추가귀환루프를 완료하기 위해 상기 제어지연선으로 인가되는 상기 지연제어신호를 발생시키는 수단을 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제13항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기는, 상기 기호레이트의 적어도 2배인 오버샘플링레이트에서 공급되는 제1클럭신호에 따라 디지털데이터를 나타내는 상기 아날로그신호를 표본화하며 제2클럭신호에 따라 상기 기호 레이트에서 상기 디지털변환 신호샘플을 공급하는 오버샘플링형태이며, 상기 주파수 분할기는, 상기 제어발진기의 발진에 응답하여 상기 제1클럭신호를 발생시키는 영점통과 검출기와, 상기 제1클럭신호의 발생을 카운팅하여 제1카운트신호를 발생시키는 제1카운터와, 상기 제1카운트신호가 기호 주기당 소정 개수의 샘플을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 상기 제2클럭신호를 발생시키기는 수단과, 상기 제2클럭신호를 상기 제1카운터로 인가하여 상기 제1카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단과, 각 선 주기에서 상기 제2클럭신호의 발생을 카운팅하여 제2카운트신호를 발생시키는 제2카운터와, 상기 제2카운트신호가 선 당 소정 개수의 기호를 나타내는 값에 도달할 때 마다 이를 검출하여 상기 자동 주파수 및 위상제어 귀환신호로서 상기 자동 주파수 및 위상제어 검출기로 인가되는 제3클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제3클럭신호를 상기 제2카운터로 인가하여 상기 제2카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제13항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기에 의하여 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하며, 상기 제2카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 선 저장 메모리를 구비한 라인-콤 필터와 함께 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제13항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기에 의하여 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하여 각각의 디코스팅된 샘플을 공급하는 고스트 억압필터와, 상기 디고스팅된 샘플에 응답하며, 상기 제2카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 선 저장 메모리를 구비한 라인-콤 필터와 함께 상기 디지털 신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제14항에 있어서, 상기 제3클럭신호의 발생을 카운팅하여 제3카운트신호를 발생시키는 제3카운터와, 상기 제3카운트신호가 프레임 당 소정 개수의 선을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 제4클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제4클럭신호를 상기 제3카운터로 인가하여 상기 제3카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단과 함께 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제14항에 있어서, 각 선 주기에서 상기 제3클럭신호의 발생을 카운팅하여 제3카운트신호를 발생시키는 제3카운터와, 상기 제3카운트신호가 프레임 당 소정 개수의 선을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 제4클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제4클럭신호를 상기 제3카운터로 인가하여 상기 제3카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단과, 상기 제1아날로그-디지털변환기에 의하여 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하여, 상기 제2 및 제3카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 프레임 저장 메모리를 구비한 프레임-콤 필터와 함께 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제14항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기에 의하여 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하여 각각의 디코스팅된 샘플을 공급하는 고스트 억압필터와, 각 선 주기에서 상기 제3클럭신호의 발생을 카운팅하여 제3카운트신호를 발생시키는 제3카운터와, 상기 제3카운트신호가 프레임 당 소정 개수의 선을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 제4클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제4클럭신호를 상기 제3카운터에 인가하여 상기 제3카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단과, 상기 디코스팅된 샘플에 응답하며, 상기 제2 및 제3카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 프레임 저장 메모리를 구비한 프레임-콤 필터와 함께 상기 디지털 신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제13항에 있어서, 상기 주파수 분할기가, 상기 제어발진기의 발진의 발생을 카운팅하여 제1카운트신호를 발생시키는 제1카운터와, 상기 제1카운트신호가 선 당 상기 제어발진기의 소정 갯수의 발진을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 상기 자동 주파수 및 위상제어 귀환신호로서 상기 자동 주파수 및 위상제어 검출기에 인가되는 제1클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제1클럭신호를 상기 제1카운터로 인가하여 상기 제1카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제20항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기에 의하여 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하여, 상기 제1카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 선 저장메모리를 구비한 라인-콤 필터와 함께 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제21항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하여 각각의 디코스팅된 샘플을 공급하는 고스트 억압필터와, 상기 디코스팅된 샘플에 응답하여, 상기 제2카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 선 저장 메모리를 구비한 라인-콤 필터와 함께 상기 디지털 신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제20항에 있어서, 상기 제1클럭신호의 발생을 카운팅하여 행 혹은 선을 카운팅하는 제2카운트신호를 발생시키는 제2카운터와, 상기 제2카운터가 프레임당 소정 갯수의 행 혹은 선을 나타내는 값에 도달할때마다 이를 검출하여 제2클럭신호를 발생시키는 수단과, 상기 제2클럭신호를 상기 제2카운터로 인가하여 상기 제2카운트신호를 초기값으로 리셋시키는 수단을 더 구비함을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제23항에 있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기에 의하여 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하여, 상기 제1 및 제2카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 프레임 저장 메모리를 구비한 프레임-콤 필터와 함께 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.
제23항에있어서, 상기 제1아날로그-디지털 변환기에 의하여 상기 기호레이트에서 발생되는 상기 디지털데이터를 나타내는 상기 디지털변환된 신호샘플에 응답하여 각각의 디코스팅된 샘플을 공급하는 고스트 억압필터와, 상기 디코스팅된 샘플에 응답하여, 상기 제1 및 제2카운트신호에 의하여 어드레싱되는 적어도 하나의 프레임 저장 메모리를 구비한 프레임-콤 필터와 함께 상기 디지털신호 수신기에 포함됨을 특징으로 하는 클럭재생회로.