JP3227334B2 - Ｎｔｓｃ ｔｖ信号に乗せたディジタルデータを復旧するためのディジタル信号受信機における記号クロック再生回路 - Google Patents
Ｎｔｓｃ ｔｖ信号に乗せたディジタルデータを復旧するためのディジタル信号受信機における記号クロック再生回路Info
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- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログＴＶ信号に乗
せているディジタル信号を復旧するための受信機におけ
る記号クロック再生回路に係る。
せているディジタル信号を復旧するための受信機におけ
る記号クロック再生回路に係る。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル情報を符号化する相対的に低
い電力（例えば、雑音フロアレベルより１０ｄＢ以上）
の補助信号が、もしもディジタル信号のフォーマットに
適当な制限が加えられると、複合映像信号のＴＶ画像を
妨害することなく複合映像信号と共に混合され得る。デ
ィジタルデータを伝送するためには、残留側波帯振幅変
調された（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ−ｓｉｄｅｂａｎｄ，ａ
ｍｐｌｉｔｕｄｅ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ＶＳＢ Ａ
Ｍ）画像搬送波と同一の周波数を有し、それと直角位相
にある抑圧されたＶＳＢ ＡＢ搬送波を使用することが
有利である。この方法は、その変調された直角搬送波の
同期検波によりディジタルデータを復旧するようにす
る。もしも受信機の帯域幅が全体の残留帯域幅を含むに
十分であれば、干渉信号としてディジタルデータを伴う
残留複合映像信号は、周波数が０．７５ＭＨｚまで分布
された基底帯域で実質なエネルギーを有しないであろ
う。ＶＳＢＡＭ映像搬送波が両側波帯振幅変調された
（ｄｏｕｂｌｅ−ｓｉｄｅｂａｎｄａｍｐｌｉｔｕｄｅ
−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ＤＳＢ ＡＭ）搬送波から単側
波帯振幅変調された（ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｂａｎｄ
ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ＳＳＢ
ＡＭ）搬送波への遷移は０．７５ＭＨｚ近辺から始め、
残留側波帯のロールオフが終了する１．２５ＭＨｚ周波
数までエネルギーが減少する。
い電力（例えば、雑音フロアレベルより１０ｄＢ以上）
の補助信号が、もしもディジタル信号のフォーマットに
適当な制限が加えられると、複合映像信号のＴＶ画像を
妨害することなく複合映像信号と共に混合され得る。デ
ィジタルデータを伝送するためには、残留側波帯振幅変
調された（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ−ｓｉｄｅｂａｎｄ，ａ
ｍｐｌｉｔｕｄｅ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ＶＳＢ Ａ
Ｍ）画像搬送波と同一の周波数を有し、それと直角位相
にある抑圧されたＶＳＢ ＡＢ搬送波を使用することが
有利である。この方法は、その変調された直角搬送波の
同期検波によりディジタルデータを復旧するようにす
る。もしも受信機の帯域幅が全体の残留帯域幅を含むに
十分であれば、干渉信号としてディジタルデータを伴う
残留複合映像信号は、周波数が０．７５ＭＨｚまで分布
された基底帯域で実質なエネルギーを有しないであろ
う。ＶＳＢＡＭ映像搬送波が両側波帯振幅変調された
（ｄｏｕｂｌｅ−ｓｉｄｅｂａｎｄａｍｐｌｉｔｕｄｅ
−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ＤＳＢ ＡＭ）搬送波から単側
波帯振幅変調された（ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｂａｎｄ
ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ；ＳＳＢ
ＡＭ）搬送波への遷移は０．７５ＭＨｚ近辺から始め、
残留側波帯のロールオフが終了する１．２５ＭＨｚ周波
数までエネルギーが減少する。
【０００３】Ａ．Ｌ．Ｒ．ＬｉｍｂｅｒｇとＣ．Ｂ．Ｐ
ａｔｅｌとＴ．Ｌｉｕによる１９９３年８月２０日付の
米国特許出願第０８／１０８，３１１号で“ＡＰＰＡＲ
ＡＴＵＳ ＦＯＲ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＭＯＤＩＦ
ＩＥＤ ＮＴＳＣ ＴＥＬＥＶＩＳＩＯＮ ＳＩＧＮＡ
ＬＳ，ＷＩＴＨ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬＳＢＵ
ＲＩＥＤ ＴＨＥＲＥＷＩＴＨＩＮ”という名称の発明
が出願されている。ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波と直角位相
にあるＶＳＢ ＡＭ搬送波の副搬送波の位相シフトキー
イング（ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ−ｋｅｙｉｎｇ；ＰＳ
Ｋ）変調を説明している。副搬送波の周波数は１／２走
査線（水平）周波数の奇数倍であり、走査線周波数の倍
数である記号レートで印加される直列−ビットディジタ
ルデータにより位相シフトキーイングされる。Ｌｉｍｂ
ｅｒｇ等は、同じＮＴＳＣ ＴＶ信号の変調された副搬
送波のフレームを逆相の関係で連続して二度伝送すると
良いとしている。人間の視力体系の応答速度上の限界と
キネスコープ燐光体の電界発光の減退によるフレーム平
均効果のためにフレーム対でデータのそのような反復
は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号から検出される複合映像信号を
伴うＰＳＫ副搬送波をして画面上で視聴のために複合映
像信号から発生する画像はよく見えないようにする。ま
たフレーム対でデータのそのような反復は、連続するＴ
Ｖ画像の静止領域を現わす複合映像信号の輝度領域から
ＰＳＫ副搬送波を分離するために、ディジタル信号受信
機でフレーム−コームフィルタリングの使用のための基
本を提供する。Ｌｉｍｂｅｒｇ等は、また隣接する対の
ＮＴＳＣ ＴＶ信号の隣接走査線で逆位相にあるディジ
タルデータの変調を反復することを選好しており、これ
は、複合映像信号の色度領域でＰＳＫ副搬送波を分離す
るためにディジタル信号受信機でラインコームフィルタ
リングの使用のための基本を提供する。
ａｔｅｌとＴ．Ｌｉｕによる１９９３年８月２０日付の
米国特許出願第０８／１０８，３１１号で“ＡＰＰＡＲ
ＡＴＵＳ ＦＯＲ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＭＯＤＩＦ
ＩＥＤ ＮＴＳＣ ＴＥＬＥＶＩＳＩＯＮ ＳＩＧＮＡ
ＬＳ，ＷＩＴＨ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬＳＢＵ
ＲＩＥＤ ＴＨＥＲＥＷＩＴＨＩＮ”という名称の発明
が出願されている。ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波と直角位相
にあるＶＳＢ ＡＭ搬送波の副搬送波の位相シフトキー
イング（ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ−ｋｅｙｉｎｇ；ＰＳ
Ｋ）変調を説明している。副搬送波の周波数は１／２走
査線（水平）周波数の奇数倍であり、走査線周波数の倍
数である記号レートで印加される直列−ビットディジタ
ルデータにより位相シフトキーイングされる。Ｌｉｍｂ
ｅｒｇ等は、同じＮＴＳＣ ＴＶ信号の変調された副搬
送波のフレームを逆相の関係で連続して二度伝送すると
良いとしている。人間の視力体系の応答速度上の限界と
キネスコープ燐光体の電界発光の減退によるフレーム平
均効果のためにフレーム対でデータのそのような反復
は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号から検出される複合映像信号を
伴うＰＳＫ副搬送波をして画面上で視聴のために複合映
像信号から発生する画像はよく見えないようにする。ま
たフレーム対でデータのそのような反復は、連続するＴ
Ｖ画像の静止領域を現わす複合映像信号の輝度領域から
ＰＳＫ副搬送波を分離するために、ディジタル信号受信
機でフレーム−コームフィルタリングの使用のための基
本を提供する。Ｌｉｍｂｅｒｇ等は、また隣接する対の
ＮＴＳＣ ＴＶ信号の隣接走査線で逆位相にあるディジ
タルデータの変調を反復することを選好しており、これ
は、複合映像信号の色度領域でＰＳＫ副搬送波を分離す
るためにディジタル信号受信機でラインコームフィルタ
リングの使用のための基本を提供する。
【０００４】Ｌｉｍｂｅｒｇ等は、直角位相ＶＳＢ Ａ
Ｍ映像搬送波に対する同期映像検出器の次に縦続接続さ
れた低域ラインコームフィルタと高域フレームコームフ
ィルタが続くディジタル信号受信機を詳述している。低
域ラインコームフィルタはＮＴＳＣ信号、特に適切にプ
リフィルタリングされたＮＴＳＣ信号の周波数スペクト
ルの色度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍であ
る周波数を有したＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトルを
分離するためのものである。高域フレームコームフィル
タは、ＮＴＳＣ信号の周波数スペクトルの動きがない輝
度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍である周波
数を有したＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトルを分離す
るためのものである。Ｌｉｍｂｅｒｇ等は、縦続接続さ
れた高域コームフィルタの応答でＮＴＳＣ信号の残留ス
ペクトルがＰＳＫ信号を伴うジャミング信号の周波数ス
ペクトルで見られることができることを明示している。
したがって、縦続接続された高域コームフィルタの応答
でＮＴＳＣ信号の残留スペクトルは、同期記号検出によ
り判別されることができる。
Ｍ映像搬送波に対する同期映像検出器の次に縦続接続さ
れた低域ラインコームフィルタと高域フレームコームフ
ィルタが続くディジタル信号受信機を詳述している。低
域ラインコームフィルタはＮＴＳＣ信号、特に適切にプ
リフィルタリングされたＮＴＳＣ信号の周波数スペクト
ルの色度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍であ
る周波数を有したＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトルを
分離するためのものである。高域フレームコームフィル
タは、ＮＴＳＣ信号の周波数スペクトルの動きがない輝
度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍である周波
数を有したＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトルを分離す
るためのものである。Ｌｉｍｂｅｒｇ等は、縦続接続さ
れた高域コームフィルタの応答でＮＴＳＣ信号の残留ス
ペクトルがＰＳＫ信号を伴うジャミング信号の周波数ス
ペクトルで見られることができることを明示している。
したがって、縦続接続された高域コームフィルタの応答
でＮＴＳＣ信号の残留スペクトルは、同期記号検出によ
り判別されることができる。
【０００５】Ｊ．Ｙａｎｇは、“ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ
ＦＯＲ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＮＴＳＣ ＴＶ ＳＩ
ＧＮＡＬＳ ＨＡＶＩＮＧ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮ
ＡＬＳ ＯＮ ＱＵＡＤＲＡＴＵＲＥ−ＰＨＡＳＥ Ｖ
ＩＤＥＯ ＣＡＲＲＩＥＲ”という名称の１９９３年１
０月２６日付で出願されており、本願明細書に参考とし
て挙げる米国特許出願第０８／１４７，０７０号で、映
像搬送波と同じ周波数にあり、それと直角位相にある抑
圧搬送波の２進位相シフトキーイングされた（ｂｉｎａ
ｒｙ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ−ｋｅｙｅｄ；ＢＰＳ
Ｋ）変調を明示している。その抑圧搬送波は、何らの副
搬送波が使用されなくとも直接位相シフトキーイングさ
れる。Ｙａｎｇは、Ｌｉｍｂｅｒｇ等の特許と同様に各
連続する対のＮＴＳＣ ＴＶ信号の連続フレームで逆位
相にあるが、変調された副搬送波のフレームを二度伝送
することを提唱する。また、コームフィルタリングによ
らなくても輝度信号から色度信号を分離するＴＶ受信機
において、色度信号へのクロストークを避けられるよう
にＢＰＳＫ信号が約２ＭＨｚ帯域幅に制限されることを
主張している。また平衡振幅変調器に対してアナログ変
調信号へのディジタル−アナログ変換前に、伝送すべき
データをプリラインコーム部分応答フィルタを通して伝
送させることを明示している。これは、ディジタル信号
受信機で複合映像信号の輝度領域からＰＳＫ副搬送波を
分離するために、ラインコームフィルタリングが遂行さ
れるときその内に含まれた情報を保存するために行われ
る。ディジタル信号受信機でラインコームフィルタリン
グは、もしも、それが映像信号の一本の水平走査線の持
続時間だけのみ差動的に遅延した信号を線形的に結合す
る２−タップ体系のものであれば、部分応答フィルタリ
ングされた２進ディジタル信号を３重ディジタル信号に
変換する。ディジタル信号受信機でラインコームフィル
タリングは、もしも、それが映像信号の一本の水平走査
線の持続時間と映像信号の二本の水平走査線の持続時間
だけ差動的に遅延した信号を線形的に結合する３−タッ
プ形態のものであれば、部分応答フィルタリングされた
２進ディジタル信号を５−レベルディジタル信号に変換
する。したがって、多重レベル記号決定回路は、コーム
フィルタリング応答からＢＰＳＫにより伝送されるビッ
ト−直列ディジタルデータを復旧するに必要である。
ＦＯＲ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＮＴＳＣ ＴＶ ＳＩ
ＧＮＡＬＳ ＨＡＶＩＮＧ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮ
ＡＬＳ ＯＮ ＱＵＡＤＲＡＴＵＲＥ−ＰＨＡＳＥ Ｖ
ＩＤＥＯ ＣＡＲＲＩＥＲ”という名称の１９９３年１
０月２６日付で出願されており、本願明細書に参考とし
て挙げる米国特許出願第０８／１４７，０７０号で、映
像搬送波と同じ周波数にあり、それと直角位相にある抑
圧搬送波の２進位相シフトキーイングされた（ｂｉｎａ
ｒｙ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ−ｋｅｙｅｄ；ＢＰＳ
Ｋ）変調を明示している。その抑圧搬送波は、何らの副
搬送波が使用されなくとも直接位相シフトキーイングさ
れる。Ｙａｎｇは、Ｌｉｍｂｅｒｇ等の特許と同様に各
連続する対のＮＴＳＣ ＴＶ信号の連続フレームで逆位
相にあるが、変調された副搬送波のフレームを二度伝送
することを提唱する。また、コームフィルタリングによ
らなくても輝度信号から色度信号を分離するＴＶ受信機
において、色度信号へのクロストークを避けられるよう
にＢＰＳＫ信号が約２ＭＨｚ帯域幅に制限されることを
主張している。また平衡振幅変調器に対してアナログ変
調信号へのディジタル−アナログ変換前に、伝送すべき
データをプリラインコーム部分応答フィルタを通して伝
送させることを明示している。これは、ディジタル信号
受信機で複合映像信号の輝度領域からＰＳＫ副搬送波を
分離するために、ラインコームフィルタリングが遂行さ
れるときその内に含まれた情報を保存するために行われ
る。ディジタル信号受信機でラインコームフィルタリン
グは、もしも、それが映像信号の一本の水平走査線の持
続時間だけのみ差動的に遅延した信号を線形的に結合す
る２−タップ体系のものであれば、部分応答フィルタリ
ングされた２進ディジタル信号を３重ディジタル信号に
変換する。ディジタル信号受信機でラインコームフィル
タリングは、もしも、それが映像信号の一本の水平走査
線の持続時間と映像信号の二本の水平走査線の持続時間
だけ差動的に遅延した信号を線形的に結合する３−タッ
プ形態のものであれば、部分応答フィルタリングされた
２進ディジタル信号を５−レベルディジタル信号に変換
する。したがって、多重レベル記号決定回路は、コーム
フィルタリング応答からＢＰＳＫにより伝送されるビッ
ト−直列ディジタルデータを復旧するに必要である。
【０００６】Ｊ．Ｙａｎｇ及びＡ．Ｌ．Ｒ Ｌｉｍｂｅ
ｒｇによって１９９４年１月５日付で出願されており、
本願明細書に参考として挙げる‘ＰＲＥ−ＦＲＡＭＥ−
ＣＯＭＢ’ＡＳ ＷＥＬＬ ＡＳ‘ＰＲＥ−ＬＩＮＥ−
ＣＯＭＢ’ＰＡＲＴＩＡＬ−ＲＥＳＰＯＮＳＥ ＦＩＬ
ＴＥＲＩＮＧ ＯＦ ＢＰＳＫ ＢＵＲＩＥＤ ＩＮＡ
ＴＶ ＳＩＧＮＡＬという名称の、米国特許出願第０
８／１７９，６１６号では、映像搬送波と直角位相にあ
る搬送波に対して変調信号が発生するビット−直列デー
タを処理するために、プリラインコーム部分応答フィル
タリングのみならずプリフレームコーム部分応答フィル
タを使用するディジタル信号送信機を詳述している。も
しも、ディジタル信号受信機でラインコームフィルタリ
ングが映像信号の一本の水平走査線の持続時間だけのみ
差動的に遅延した信号を線形的に結合する２−タップ形
態のものであれば、そのラインコームフィルタリング
は、部分応答フィルタリングされた２進ディジタル信号
を５−レベルディジタル信号に変換する。もしも、ディ
ジタル信号受信機でラインコームフィルタリングが映像
信号の一本の水平走査線の持続時間と映像信号の二本の
水平走査線の持続時間だけ差動的に遅延した信号を線形
的に結合する３−タップ形態のものであれば、そのライ
ンコームフィルタリングは、部分応答フィルタリングさ
れた２進ディジタル信号を９−レベルディジタル信号に
変換する。
ｒｇによって１９９４年１月５日付で出願されており、
本願明細書に参考として挙げる‘ＰＲＥ−ＦＲＡＭＥ−
ＣＯＭＢ’ＡＳ ＷＥＬＬ ＡＳ‘ＰＲＥ−ＬＩＮＥ−
ＣＯＭＢ’ＰＡＲＴＩＡＬ−ＲＥＳＰＯＮＳＥ ＦＩＬ
ＴＥＲＩＮＧ ＯＦ ＢＰＳＫ ＢＵＲＩＥＤ ＩＮＡ
ＴＶ ＳＩＧＮＡＬという名称の、米国特許出願第０
８／１７９，６１６号では、映像搬送波と直角位相にあ
る搬送波に対して変調信号が発生するビット−直列デー
タを処理するために、プリラインコーム部分応答フィル
タリングのみならずプリフレームコーム部分応答フィル
タを使用するディジタル信号送信機を詳述している。も
しも、ディジタル信号受信機でラインコームフィルタリ
ングが映像信号の一本の水平走査線の持続時間だけのみ
差動的に遅延した信号を線形的に結合する２−タップ形
態のものであれば、そのラインコームフィルタリング
は、部分応答フィルタリングされた２進ディジタル信号
を５−レベルディジタル信号に変換する。もしも、ディ
ジタル信号受信機でラインコームフィルタリングが映像
信号の一本の水平走査線の持続時間と映像信号の二本の
水平走査線の持続時間だけ差動的に遅延した信号を線形
的に結合する３−タップ形態のものであれば、そのライ
ンコームフィルタリングは、部分応答フィルタリングさ
れた２進ディジタル信号を９−レベルディジタル信号に
変換する。
【０００７】Ｊ．Ｙａｎｇ及びＡ．Ｌ．Ｒ Ｌｉｍｂｅ
ｒｇにより１９９４年１月５日付で出願されており、
“ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ
ＢＰＳＫ ＳＩＧＮＡＬＳ ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＥＤ
ＷＩＴＨ ＮＴＳＣ ＴＶＯＮ ＱＵＡＤＲＡＴＵＲ
Ｅ ＰＨＡＳＥ ＶＩＤＥＯ ＣＡＲＲＩＥＲ”という
名称の、本願明細書に参考として挙げる米国特許出願第
０８／１７９，５８８号では、映像搬送波及び直角位相
にある搬送波に対するＢＰＳＫ変調信号の何らのプリコ
ーム−フィルタ部分応答フィルタリングすることなく、
ビット−直列データから直接発生することを明示してい
る。また、干渉する残留輝度信号を抑圧するために直角
映像検出器の次に縦続接続された高域フレームコームフ
ィルタと高域ラインコームフィルタを使用し、コームフ
ィルタ応答に対して多数レベルの記号決定回路を使用
し、コームフィルタリングによるデータ変更を原状に復
するために記号決定回路の次にポストコーム−フィルタ
部分応答フィルタリングを使用するディジタル信号受信
機を詳述している。
ｒｇにより１９９４年１月５日付で出願されており、
“ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ
ＢＰＳＫ ＳＩＧＮＡＬＳ ＴＲＡＮＳＭＩＴＴＥＤ
ＷＩＴＨ ＮＴＳＣ ＴＶＯＮ ＱＵＡＤＲＡＴＵＲ
Ｅ ＰＨＡＳＥ ＶＩＤＥＯ ＣＡＲＲＩＥＲ”という
名称の、本願明細書に参考として挙げる米国特許出願第
０８／１７９，５８８号では、映像搬送波及び直角位相
にある搬送波に対するＢＰＳＫ変調信号の何らのプリコ
ーム−フィルタ部分応答フィルタリングすることなく、
ビット−直列データから直接発生することを明示してい
る。また、干渉する残留輝度信号を抑圧するために直角
映像検出器の次に縦続接続された高域フレームコームフ
ィルタと高域ラインコームフィルタを使用し、コームフ
ィルタ応答に対して多数レベルの記号決定回路を使用
し、コームフィルタリングによるデータ変更を原状に復
するために記号決定回路の次にポストコーム−フィルタ
部分応答フィルタリングを使用するディジタル信号受信
機を詳述している。
【０００８】Ｙａｎｇのシステムに対する受信機が、ま
た“ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＷＩＴＨＯＶＥＲＳＡＭＰＬＩ
ＮＧ ＡＮＡＬＯＧ−ＴＯ−ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＮＶ
ＥＲＳＩＯＮ ＦＯＲ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬ
Ｓ ＷＩＴＨＩＮ ＴＶＳＩＧＮＡＬＳ”という名称
の、本願明細書に参考として挙げる１９９３年１０月２
６日付で出願された米国特許出願第０８／１４１，０７
１号にもＴ．Ｖ．Ｂｏｌｇｅｒによって明示されてい
る。これら受信機は、オーバサンプリングアナログ−デ
ィジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して直角位相映像検出
器の応答をディジタル変換する。このディジタル化され
た直角位相映像検出器の応答信号は、ディジタルフレー
ムコーム及びラインコームフィルタリングされて残留す
る複合映像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答信
号は多重レベル記号決定回路に印加されてＢＰＳＫによ
り伝送されるビット−直列ディジタルデータを復旧し、
このビット−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォ
ワード誤り訂正コードを使用してデータにあるディジタ
ル情報を訂正するデコーダに供給される。
た“ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＷＩＴＨＯＶＥＲＳＡＭＰＬＩ
ＮＧ ＡＮＡＬＯＧ−ＴＯ−ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＮＶ
ＥＲＳＩＯＮ ＦＯＲ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬ
Ｓ ＷＩＴＨＩＮ ＴＶＳＩＧＮＡＬＳ”という名称
の、本願明細書に参考として挙げる１９９３年１０月２
６日付で出願された米国特許出願第０８／１４１，０７
１号にもＴ．Ｖ．Ｂｏｌｇｅｒによって明示されてい
る。これら受信機は、オーバサンプリングアナログ−デ
ィジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して直角位相映像検出
器の応答をディジタル変換する。このディジタル化され
た直角位相映像検出器の応答信号は、ディジタルフレー
ムコーム及びラインコームフィルタリングされて残留す
る複合映像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答信
号は多重レベル記号決定回路に印加されてＢＰＳＫによ
り伝送されるビット−直列ディジタルデータを復旧し、
このビット−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォ
ワード誤り訂正コードを使用してデータにあるディジタ
ル情報を訂正するデコーダに供給される。
【０００９】Ｙａｎｇのシステムに対する受信機が、ま
た“ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＷＩＴＨＳＩＧＭＡ−ＤＥＬＴ
Ａ ＡＮＡＬＯＧ−ＴＯ−ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＮＶＥ
ＲＳＩＯＮ ＦＯＲ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬＳ
ＢＵＲＩＥＤ ＩＮ ＴＶ ＳＩＧＮＡＬＳ”という
名称で本願明細書と同時に出願されており、ここに参考
で反映した米国特許出願にもＪ．Ｙａｎｇ，Ｔ．Ｖ．Ｂ
ｏｌｇｅｒ、及びＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇによって
明示されている。これら受信機は、シグマ−デルタ形態
のオーバサンプリングＡＤＣを使用して直角位相映像検
出器の応答信号をディジタル変換する。基本的な多重ビ
ット解像度フラッシュ変換器のビット解像度は、シグマ
−デルタ方法を使用することより向上することが好適で
あるが、このシグマ−デルタ方法で基本的な多重ビット
解像度ＡＤＣ出力信号のただ一つのビットのみが、本願
明細書に参考として挙げるＴ．Ｃ．Ｌｅｓｌｉｅ及び
Ｂ．Ｓｉｎｇｈによる論文“Ａｎ ｉｍｐｒｏｖｅｄ
Ｓｉｇｍａ−ＤｅｌｔａＭｏｄｕｌａｔｏｒ Ａｒｃｈ
ｉｔｅｃｔｕｒｅ”，１９９０ ＩＥＥＥ ＳＹＭＰＯ
ＳＩＵＭ ＯＮ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＆ ＳＹＳＴＥＭ
Ｓ，９０ ＣＨ２８６８−８９０００００−０３７２，
ｐｐ．３７２−３７５に記述されたように、それぞれの
オーバサンプリング過程でフィードバックのために再び
アナログ信号に変換される。このディジタル化された直
角位相映像検出器の応答は、ディジタルフレームコーム
及びラインコームフィルタリングされて残留する複合映
像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答は、多重レ
ベル記号決定回路に印加されてＢＰＳＫにより伝送され
るビット−直列ディジタルデータを復旧し、このビット
−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォワード誤り
訂正コードを使用してデータにあるディジタル情報を訂
正するデコーダに供給される。
た“ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＷＩＴＨＳＩＧＭＡ−ＤＥＬＴ
Ａ ＡＮＡＬＯＧ−ＴＯ−ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＯＮＶＥ
ＲＳＩＯＮ ＦＯＲ ＤＩＧＩＴＡＬ ＳＩＧＮＡＬＳ
ＢＵＲＩＥＤ ＩＮ ＴＶ ＳＩＧＮＡＬＳ”という
名称で本願明細書と同時に出願されており、ここに参考
で反映した米国特許出願にもＪ．Ｙａｎｇ，Ｔ．Ｖ．Ｂ
ｏｌｇｅｒ、及びＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇによって
明示されている。これら受信機は、シグマ−デルタ形態
のオーバサンプリングＡＤＣを使用して直角位相映像検
出器の応答信号をディジタル変換する。基本的な多重ビ
ット解像度フラッシュ変換器のビット解像度は、シグマ
−デルタ方法を使用することより向上することが好適で
あるが、このシグマ−デルタ方法で基本的な多重ビット
解像度ＡＤＣ出力信号のただ一つのビットのみが、本願
明細書に参考として挙げるＴ．Ｃ．Ｌｅｓｌｉｅ及び
Ｂ．Ｓｉｎｇｈによる論文“Ａｎ ｉｍｐｒｏｖｅｄ
Ｓｉｇｍａ−ＤｅｌｔａＭｏｄｕｌａｔｏｒ Ａｒｃｈ
ｉｔｅｃｔｕｒｅ”，１９９０ ＩＥＥＥ ＳＹＭＰＯ
ＳＩＵＭ ＯＮ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＆ ＳＹＳＴＥＭ
Ｓ，９０ ＣＨ２８６８−８９０００００−０３７２，
ｐｐ．３７２−３７５に記述されたように、それぞれの
オーバサンプリング過程でフィードバックのために再び
アナログ信号に変換される。このディジタル化された直
角位相映像検出器の応答は、ディジタルフレームコーム
及びラインコームフィルタリングされて残留する複合映
像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答は、多重レ
ベル記号決定回路に印加されてＢＰＳＫにより伝送され
るビット−直列ディジタルデータを復旧し、このビット
−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォワード誤り
訂正コードを使用してデータにあるディジタル情報を訂
正するデコーダに供給される。
【００１０】Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ及びＪ．Ｙａｎｇによ
り１９９４年１月５日付で出願されており、“ＡＰＰＡ
ＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＳＵＰＲＥＳＳＩＮＧ ＧＨＯＳ
ＴＳＩＮ ＳＩＧＮＡＬＳ ＭＯＤＵＬＡＴＩＮＧ Ａ
ＣＡＲＲＩＥＲ ＩＮＱＵＡＤＲＡＴＵＲＥ ＰＨＡ
ＳＩＮＧ ＷＩＴＨ Ａ ＶＩＤＥＯ ＣＡＲＲＩＥ
Ｒ”という名称の、本願明細書に参考として挙げる米国
特許出願第０８／１７９，６１８号では、ディジタル信
号受信機で同相及び直角位相映像検出器からの信号に対
して類似しているゴースト抑圧フィルタの使用を記述し
ている。二つのゴースト抑圧フィルタのフィルタリング
係数は、ＮＴＳＣ複合映像信号の垂直帰線消去区間で選
択された水平走査線間、ゴースト消去基準（ｇｈｏｓｔ
−ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ；Ｇ
ＣＲ）信号電波に対する同相映像検出器の応答から行わ
れた計算に応答して並列に調節される。
り１９９４年１月５日付で出願されており、“ＡＰＰＡ
ＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＳＵＰＲＥＳＳＩＮＧ ＧＨＯＳ
ＴＳＩＮ ＳＩＧＮＡＬＳ ＭＯＤＵＬＡＴＩＮＧ Ａ
ＣＡＲＲＩＥＲ ＩＮＱＵＡＤＲＡＴＵＲＥ ＰＨＡ
ＳＩＮＧ ＷＩＴＨ Ａ ＶＩＤＥＯ ＣＡＲＲＩＥ
Ｒ”という名称の、本願明細書に参考として挙げる米国
特許出願第０８／１７９，６１８号では、ディジタル信
号受信機で同相及び直角位相映像検出器からの信号に対
して類似しているゴースト抑圧フィルタの使用を記述し
ている。二つのゴースト抑圧フィルタのフィルタリング
係数は、ＮＴＳＣ複合映像信号の垂直帰線消去区間で選
択された水平走査線間、ゴースト消去基準（ｇｈｏｓｔ
−ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ；Ｇ
ＣＲ）信号電波に対する同相映像検出器の応答から行わ
れた計算に応答して並列に調節される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】前述の参照特許出願に
記述された発明は、本願明細書に記述された発明と同様
に、雇用の範囲内でなされた発明を譲渡するようにした
雇用人協定に従って三星電子（株）に譲渡された。これ
ら特許出願書に記述されたシステムに対する変形は続い
て考慮されている。始めから述べた通りに、これらシス
テムは、垂直帰線消去区間におけるすべての水平走査線
を含むすべての水平走査線でのデータを含んでおり、デ
ータフレームは垂直同期パルス区間の次に始まる。また
データフレームは、データが複合映像信号の各フィール
ドの１８番目〜２１番目の走査線間に伝送されず、複合
映像信号の各奇数フィールドの２２番目の水平走査線に
より始まることができる。このような実行は、ＧＣＲ信
号に対して使用される１９番目走査線と、映像ファクシ
ミリ伝送に対して使用される２０番目走査線と、閉字幕
情報に使用される２１番目走査線とに対する変更を避け
る。
記述された発明は、本願明細書に記述された発明と同様
に、雇用の範囲内でなされた発明を譲渡するようにした
雇用人協定に従って三星電子（株）に譲渡された。これ
ら特許出願書に記述されたシステムに対する変形は続い
て考慮されている。始めから述べた通りに、これらシス
テムは、垂直帰線消去区間におけるすべての水平走査線
を含むすべての水平走査線でのデータを含んでおり、デ
ータフレームは垂直同期パルス区間の次に始まる。また
データフレームは、データが複合映像信号の各フィール
ドの１８番目〜２１番目の走査線間に伝送されず、複合
映像信号の各奇数フィールドの２２番目の水平走査線に
より始まることができる。このような実行は、ＧＣＲ信
号に対して使用される１９番目走査線と、映像ファクシ
ミリ伝送に対して使用される２０番目走査線と、閉字幕
情報に使用される２１番目走査線とに対する変更を避け
る。
【００１２】前記から参照された特許出願書に記述され
たシステムから利用できる帯域幅は、５．１チャンネル
ドルビＡＣ−３オーディオあるいはＭＰＥＧオーディオ
の伝送を収容する。以前は、各水平走査線にある一番目
画素の一番左側のエッジ区間として水平同期パルスのエ
ッジ（通常は最初のもの）で−２０ ＩＲＥレベル中央
時点を使用することと、これら中央時点からすべての画
素クロックを計算することを選好した。しかしながら、
データ記号クロックに対する基準時点を考慮するとき、
ＮＴＳＣ ＴＶ規格が水平同期パルス区間とカラーバー
ストとＧＣＲ信号間の時間関係にきめ細かい許容値を規
定しないという問題がある。ディジタル信号受信機にお
いて、ＧＣＲ信号は、ゴースト抑圧フィルタリングの荷
重係数の調節を計算するに使用される処理装置の使用の
ためにＲＯＭに時点基準で貯蔵されるので、好適な送信
機の実施は、送信されたＧＣＲ信号と送信された記号ク
ロックを相互に参照することである。ディジタル信号受
信機においてゴースト抑圧フィルタリングは、処理装置
がＲＯＭに貯蔵されたＧＣＲ信号と受信されたＧＣＲ信
号を交差相関を求め、記号クロック位相の調節を自動的
に行う。この実施は、また送信されたＧＣＲ信号が通常
送信機から局部的に発生したものであり、遠隔で発生し
た複合映像によらず、差動位相歪により変更される水平
同期とカラー副搬送波間のタイミング関係が持てるとい
う観点で望ましい。
たシステムから利用できる帯域幅は、５．１チャンネル
ドルビＡＣ−３オーディオあるいはＭＰＥＧオーディオ
の伝送を収容する。以前は、各水平走査線にある一番目
画素の一番左側のエッジ区間として水平同期パルスのエ
ッジ（通常は最初のもの）で−２０ ＩＲＥレベル中央
時点を使用することと、これら中央時点からすべての画
素クロックを計算することを選好した。しかしながら、
データ記号クロックに対する基準時点を考慮するとき、
ＮＴＳＣ ＴＶ規格が水平同期パルス区間とカラーバー
ストとＧＣＲ信号間の時間関係にきめ細かい許容値を規
定しないという問題がある。ディジタル信号受信機にお
いて、ＧＣＲ信号は、ゴースト抑圧フィルタリングの荷
重係数の調節を計算するに使用される処理装置の使用の
ためにＲＯＭに時点基準で貯蔵されるので、好適な送信
機の実施は、送信されたＧＣＲ信号と送信された記号ク
ロックを相互に参照することである。ディジタル信号受
信機においてゴースト抑圧フィルタリングは、処理装置
がＲＯＭに貯蔵されたＧＣＲ信号と受信されたＧＣＲ信
号を交差相関を求め、記号クロック位相の調節を自動的
に行う。この実施は、また送信されたＧＣＲ信号が通常
送信機から局部的に発生したものであり、遠隔で発生し
た複合映像によらず、差動位相歪により変更される水平
同期とカラー副搬送波間のタイミング関係が持てるとい
う観点で望ましい。
【００１３】従来のアナログＴＶ信号に乗せているディ
ジタル信号を受信するためのディジタル信号受信機にお
いて、ディジタル情報を復旧するために直角位相映像検
出器の外に、同相映像検出器を使用するＶＳＢ映像搬送
波の振幅を変調する複合映像信号を検出するのにも有利
である。複合映像信号に対する同期パルスは、データフ
レーム、データ列及び大体的なＰＳＫ記号位置を定義す
るのに使用され得る多量の有用なタイミング情報を含
む。このタイミング情報は、複合映像信号の干渉する残
留成分を抑圧するために直角位相映像検出器により検出
される信号のフレームコーム及びラインコームフィルタ
リングを制御することにも使用され得る。これら残留成
分の周波数は、ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波がＤＳＢ ＡＭ
搬送波からＳＳＢ ＡＭ搬送波への遷移を始める０．７
５ＭＨｚから、残留側波帯域のロールオフが終了する
１．２５ＭＨｚまで増加したエネルギーを現す。各フィ
ールドの１９番目走査線から伝送されるＧＣＲ信号は、
データフレームを相互関連させるに有用なモジュロ−８
フィールド（あるいは１／２フレーム）カウントに関す
る情報を提供する。同相映像検出器はディジタル信号受
信機に好都合にも含まれるので、各フィールドの１９番
目走査線からその検出器が検出するＧＣＲ信号は、送信
チャンネルで多重経路を計算するための基礎として利用
可能である。
ジタル信号を受信するためのディジタル信号受信機にお
いて、ディジタル情報を復旧するために直角位相映像検
出器の外に、同相映像検出器を使用するＶＳＢ映像搬送
波の振幅を変調する複合映像信号を検出するのにも有利
である。複合映像信号に対する同期パルスは、データフ
レーム、データ列及び大体的なＰＳＫ記号位置を定義す
るのに使用され得る多量の有用なタイミング情報を含
む。このタイミング情報は、複合映像信号の干渉する残
留成分を抑圧するために直角位相映像検出器により検出
される信号のフレームコーム及びラインコームフィルタ
リングを制御することにも使用され得る。これら残留成
分の周波数は、ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波がＤＳＢ ＡＭ
搬送波からＳＳＢ ＡＭ搬送波への遷移を始める０．７
５ＭＨｚから、残留側波帯域のロールオフが終了する
１．２５ＭＨｚまで増加したエネルギーを現す。各フィ
ールドの１９番目走査線から伝送されるＧＣＲ信号は、
データフレームを相互関連させるに有用なモジュロ−８
フィールド（あるいは１／２フレーム）カウントに関す
る情報を提供する。同相映像検出器はディジタル信号受
信機に好都合にも含まれるので、各フィールドの１９番
目走査線からその検出器が検出するＧＣＲ信号は、送信
チャンネルで多重経路を計算するための基礎として利用
可能である。
【００１４】送信機やディジタル信号受信機で行われる
部分応答フィルタリングを遂行し、ディジタル信号受信
機でライン及びフレームコームフィルタリングして複合
映像信号からＢＰＳＫの分離を遂行するために、ＢＰＳ
Ｋに対するビットレートは水平走査周波数の倍数でなけ
ればならない。ＴＶ信号を伴うディジタル伝送は、伴う
ＴＶ信号がディジタル伝送に対するジャミング信号にな
りやすくＢＰＳＫ搬送波の復旧と干渉する同じチャンネ
ルを共有する相対的に高いエネルギーという点で通常な
ディジタル伝送とは異なる。しかしながら、同時に強く
干渉するＴＶ信号は、ＢＰＳＫ搬送波の周波数と位相に
関連した同期パルスでのタイミング情報を含んでいる。
したがって、ディジタル信号受信機においてクロック信
号の再生に使用される制御発振器の自動周波数及び位相
制御（ＡＦＰＣ）回路に対する入力信号として水平同期
パルスを使用することが有利である。また、これらの強
く干渉するＴＶ信号の映像フィールドの１９番目走査線
に含まれたＧＣＲ信号は、チャンネル等化の目的のため
に最上の基準信号を提供する。
部分応答フィルタリングを遂行し、ディジタル信号受信
機でライン及びフレームコームフィルタリングして複合
映像信号からＢＰＳＫの分離を遂行するために、ＢＰＳ
Ｋに対するビットレートは水平走査周波数の倍数でなけ
ればならない。ＴＶ信号を伴うディジタル伝送は、伴う
ＴＶ信号がディジタル伝送に対するジャミング信号にな
りやすくＢＰＳＫ搬送波の復旧と干渉する同じチャンネ
ルを共有する相対的に高いエネルギーという点で通常な
ディジタル伝送とは異なる。しかしながら、同時に強く
干渉するＴＶ信号は、ＢＰＳＫ搬送波の周波数と位相に
関連した同期パルスでのタイミング情報を含んでいる。
したがって、ディジタル信号受信機においてクロック信
号の再生に使用される制御発振器の自動周波数及び位相
制御（ＡＦＰＣ）回路に対する入力信号として水平同期
パルスを使用することが有利である。また、これらの強
く干渉するＴＶ信号の映像フィールドの１９番目走査線
に含まれたＧＣＲ信号は、チャンネル等化の目的のため
に最上の基準信号を提供する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明によると、水平走
査線のレートの倍数である記号レートを有したディジタ
ルデータが放送ＴＶ信号に載せる。ディジタル信号受信
機において、そのデータは、コームフィルタリングに続
く直角映像検出により複合映像信号から分離される。こ
のコームフィルタリングは、記号レートでディジタル標
本化により一番経済的に実現される。記号レートで、そ
してオーバサンプリングアナログ−ディジタル変換器の
技術が使用される記号レートの倍数でのクロック信号の
再生は、放送ＴＶ信号から伝送される水平同期パルスに
応答する自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）機能を有
する制御発振器を使用して遂行される。水平同期パルス
は普通雑音よりかなり大きいので、制御発振器の周波数
及び位相は、ディジタル信号受信機の電力供給あるいは
チャンネル変化に従って素早く調節される。制御発振器
からの発振位相の微細な調節は、ゴースト抑圧フィルタ
リング過程を容易に行うように後続して作られることが
できる。この調節は、ＡＦＰＣに印加される水平同期パ
ルスを調節できるように遅延させることにより間接的に
遂行されるので、ＡＤＣ回路及びコームフィルタリング
回路にクロック信号を印加するのに何らの断絶もない。
査線のレートの倍数である記号レートを有したディジタ
ルデータが放送ＴＶ信号に載せる。ディジタル信号受信
機において、そのデータは、コームフィルタリングに続
く直角映像検出により複合映像信号から分離される。こ
のコームフィルタリングは、記号レートでディジタル標
本化により一番経済的に実現される。記号レートで、そ
してオーバサンプリングアナログ−ディジタル変換器の
技術が使用される記号レートの倍数でのクロック信号の
再生は、放送ＴＶ信号から伝送される水平同期パルスに
応答する自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）機能を有
する制御発振器を使用して遂行される。水平同期パルス
は普通雑音よりかなり大きいので、制御発振器の周波数
及び位相は、ディジタル信号受信機の電力供給あるいは
チャンネル変化に従って素早く調節される。制御発振器
からの発振位相の微細な調節は、ゴースト抑圧フィルタ
リング過程を容易に行うように後続して作られることが
できる。この調節は、ＡＦＰＣに印加される水平同期パ
ルスを調節できるように遅延させることにより間接的に
遂行されるので、ＡＤＣ回路及びコームフィルタリング
回路にクロック信号を印加するのに何らの断絶もない。
【００１６】
【実施例】以下、本発明を添付の図面を参照して詳細に
説明する。図１は、アンテナ４２のような手段から内部
に載せたディジタル信号を有したＴＶ信号を受信し、そ
れに載せているディジタル信号を抽出するためのディジ
タル信号受信機４０を示している。このディジタル信号
受信機４０は先立って説明した形態中の一つになること
ができる。同調器４３は内部の第１検出器により検出さ
れるＴＶチャンネルを選択し、この第１検出器は、選択
されたＴＶ信号を一組の中間周波数と一組の映像周波数
に変換させる従来のスーパーヘテロダイン形態の可変下
向周波数変換器（ダウンコンバータ）である。映像中間
周波数（ＩＦ）フィルタ４４は、中間周波数（ＩＦ）増
幅器４５に入力信号として印加される映像中間周波数を
選択して一組の映像周波数を除去する。現在の慣行に従
って、弾性表面波（ｓｕｒｆａｃｅ−ａｃｏｕｓｔｉｃ
−ｗａｖｅ：ＳＡＷ）フィルタが映像ＩＦフィルタ４４
用として使用されることができ、段間同調なく多段増幅
器としてモノリシック集積回路（ＩＣ）内に映像ＩＦ増
幅器４５を構成するために使用され得る。映像ＩＦ増幅
器４５は、増幅された映像ＩＦ信号を同相同期映像検出
器４６及び直角位相同期映像検出器４７に供給する。４
５．７５ＭＨｚの公称ＩＦ映像搬送波周波数で発振する
発振器４８は、その発振を位相偏移なく同相同期映像検
出器４６に供給し、偏移回路網４９により位相を９０°
遅延させて直角位相同期映像検出器４７に供給する。発
振器４８は、直角位相同期映像検出器４７の出力信号に
応答する自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）機能を有
する。同期映像検出器４６及び４７は、通常、映像ＩＦ
増幅器４５及び発振器４８の一部と共にＩＣ内に含まれ
る。映像検出器４６及び４７のそれぞれは、強化された
搬送波形態あるいは純粋な同期形態中の一つになること
ができる。同相同期映像検出器４６により復旧される同
相の変形された複合映像信号は、同相の変形された複合
映像信号からそれぞれ水平及び垂直同期パルスを復旧す
る水平同期分離器５０及び垂直同期分離器５１に印加さ
れる。
説明する。図１は、アンテナ４２のような手段から内部
に載せたディジタル信号を有したＴＶ信号を受信し、そ
れに載せているディジタル信号を抽出するためのディジ
タル信号受信機４０を示している。このディジタル信号
受信機４０は先立って説明した形態中の一つになること
ができる。同調器４３は内部の第１検出器により検出さ
れるＴＶチャンネルを選択し、この第１検出器は、選択
されたＴＶ信号を一組の中間周波数と一組の映像周波数
に変換させる従来のスーパーヘテロダイン形態の可変下
向周波数変換器（ダウンコンバータ）である。映像中間
周波数（ＩＦ）フィルタ４４は、中間周波数（ＩＦ）増
幅器４５に入力信号として印加される映像中間周波数を
選択して一組の映像周波数を除去する。現在の慣行に従
って、弾性表面波（ｓｕｒｆａｃｅ−ａｃｏｕｓｔｉｃ
−ｗａｖｅ：ＳＡＷ）フィルタが映像ＩＦフィルタ４４
用として使用されることができ、段間同調なく多段増幅
器としてモノリシック集積回路（ＩＣ）内に映像ＩＦ増
幅器４５を構成するために使用され得る。映像ＩＦ増幅
器４５は、増幅された映像ＩＦ信号を同相同期映像検出
器４６及び直角位相同期映像検出器４７に供給する。４
５．７５ＭＨｚの公称ＩＦ映像搬送波周波数で発振する
発振器４８は、その発振を位相偏移なく同相同期映像検
出器４６に供給し、偏移回路網４９により位相を９０°
遅延させて直角位相同期映像検出器４７に供給する。発
振器４８は、直角位相同期映像検出器４７の出力信号に
応答する自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）機能を有
する。同期映像検出器４６及び４７は、通常、映像ＩＦ
増幅器４５及び発振器４８の一部と共にＩＣ内に含まれ
る。映像検出器４６及び４７のそれぞれは、強化された
搬送波形態あるいは純粋な同期形態中の一つになること
ができる。同相同期映像検出器４６により復旧される同
相の変形された複合映像信号は、同相の変形された複合
映像信号からそれぞれ水平及び垂直同期パルスを復旧す
る水平同期分離器５０及び垂直同期分離器５１に印加さ
れる。
【００１７】いままで説明したディジタル信号受信機４
０の一面は、たとえ映像ＩＦフィルタ４４の幅が約３．
５ＭＨｚのもののみが望ましく、中心が約４５．２５Ｍ
Ｈｚであるとしても一般的にＴＶ受信機の設計技術に知
識のある者にはよく知られていることである。この映像
ＩＦフィルタ４４は、直角位相映像検出器４７の次に音
声トラップフィルタリングの必要性なくインチャンネル
及び隣接チャンネルの音声除去を提供する。この映像Ｉ
Ｆフィルタ４４は、また同相映像検出器４６により検出
される映像信号及び直角位相映像検出器４７により検出
される残留複合映像信号の色度成分を抑圧する。直角位
相映像検出器４７の帯域幅は、ＢＰＳＫ応答の“テール
（ｔａｉｌ）”にある上側周波数を減衰させないように
記号レートよりさらに広くなければならないであろう。
直角位相映像検出器４７は、７５０ｋＨｚ以上の周波数
でＮＴＳＣ複合映像信号のそのような領域のみを伴うキ
ーイング信号を検出する。
０の一面は、たとえ映像ＩＦフィルタ４４の幅が約３．
５ＭＨｚのもののみが望ましく、中心が約４５．２５Ｍ
Ｈｚであるとしても一般的にＴＶ受信機の設計技術に知
識のある者にはよく知られていることである。この映像
ＩＦフィルタ４４は、直角位相映像検出器４７の次に音
声トラップフィルタリングの必要性なくインチャンネル
及び隣接チャンネルの音声除去を提供する。この映像Ｉ
Ｆフィルタ４４は、また同相映像検出器４６により検出
される映像信号及び直角位相映像検出器４７により検出
される残留複合映像信号の色度成分を抑圧する。直角位
相映像検出器４７の帯域幅は、ＢＰＳＫ応答の“テール
（ｔａｉｌ）”にある上側周波数を減衰させないように
記号レートよりさらに広くなければならないであろう。
直角位相映像検出器４７は、７５０ｋＨｚ以上の周波数
でＮＴＳＣ複合映像信号のそのような領域のみを伴うキ
ーイング信号を検出する。
【００１８】実際において、ディジタル受信機４０は図
１に別途に詳細に示さなかったが、図２を参照して詳細
に後述するゴースト抑圧回路を普通含むであろう。同相
映像検出器４６及び直角位相映像検出器４７のそれぞれ
は、残りの一つの映像検出器に含まれた同期検波器の次
に使用されることと類似しているそれぞれのゴースト消
去及び等化フィルタを同期検出器の次に備えている。そ
の二つのゴースト消去フィルタの調整可能な変数は、コ
ンピュータで遂行される計算に応答して平行に調整さ
れ、その二つの等化フィルタの調整可能な変数もコンピ
ュータで遂行されるまた他の計算に応答して平行に調整
される。送信されるとき周波数が４．１ＭＨｚまで分布
されているが、その制限されたＩＦ帯域幅のためにディ
ジタル信号受信機で２．５ＭＨｚ程度のみ分布されてい
るゴースト消去基準（ｇｈｏｓｔ−ｃａｎｃｅｌｌａｔ
ｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ；ＧＣＲ）信号は、同相同
期映像検出器４６により検出される映像信号の選択され
た垂直帰線消去期間（ＶＢＩ）走査線から抽出される。
このＧＣＲ信号は、ディジタル変換されてゴースト消去
及び等化フィルタの調整可能な変数を計算するコンピュ
ータに入力信号として供給される。また他のものである
いはそれ以外に、直角位相映像検出器４７の応答での直
流あるいは低周波数成分は感知されることができ、ゴー
スト消去フィルタの調整可能な変数を計算するための基
礎として使用されることができる。
１に別途に詳細に示さなかったが、図２を参照して詳細
に後述するゴースト抑圧回路を普通含むであろう。同相
映像検出器４６及び直角位相映像検出器４７のそれぞれ
は、残りの一つの映像検出器に含まれた同期検波器の次
に使用されることと類似しているそれぞれのゴースト消
去及び等化フィルタを同期検出器の次に備えている。そ
の二つのゴースト消去フィルタの調整可能な変数は、コ
ンピュータで遂行される計算に応答して平行に調整さ
れ、その二つの等化フィルタの調整可能な変数もコンピ
ュータで遂行されるまた他の計算に応答して平行に調整
される。送信されるとき周波数が４．１ＭＨｚまで分布
されているが、その制限されたＩＦ帯域幅のためにディ
ジタル信号受信機で２．５ＭＨｚ程度のみ分布されてい
るゴースト消去基準（ｇｈｏｓｔ−ｃａｎｃｅｌｌａｔ
ｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ；ＧＣＲ）信号は、同相同
期映像検出器４６により検出される映像信号の選択され
た垂直帰線消去期間（ＶＢＩ）走査線から抽出される。
このＧＣＲ信号は、ディジタル変換されてゴースト消去
及び等化フィルタの調整可能な変数を計算するコンピュ
ータに入力信号として供給される。また他のものである
いはそれ以外に、直角位相映像検出器４７の応答での直
流あるいは低周波数成分は感知されることができ、ゴー
スト消去フィルタの調整可能な変数を計算するための基
礎として使用されることができる。
【００１９】図１に示したディジタル信号受信機４０に
おいて、サンプル／記号カウント信号が電圧制御発振器
（ＶＣＯ）５７から受信される正弦発振に応答して零交
差検出器５６により発生するパルスをカウンティングす
る記号当りサンプルカウンタ（サンプル／記号カウン
タ）５２により発生する。サンプル／記号カウンタ５２
は４個の段を有しており、発振器５７の発振の各１６番
目平均軸の通過でオーバフローキャリを供給する。記号
カウント信号は、サンプル／記号カウンタ５２からのオ
ーバフローキャリをカウンティングする記号カウンタ５
３により発生する。デコーダ５５は、２５５個にいたる
記号カウントを解読して、零交差検出器５６から、カウ
ンタ５２に供給されるその次のパルスでカウンタ５２及
び５３をリセットし、サンプル／記号カウント及び記号
カウントを算術０に復旧させる。デコーダ５５により発
生するパルスは、ＡＦＰＣ検出器５９に入力されて水平
同期分離器５０により分離され、制御遅延線５８により
記号区間の一部分の間調節できるように遅延する水平同
期パルスＨと比較される。その比較結果は、ＡＦＰＣ検
出器５９内で低域フィルタリングされてＶＣＯ５７に印
加される自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）電圧信号
を出力する。このような配列は、ラインロック（ｌｉｎ
ｅ−ｌｏｃｋｅｄ）ＶＣＯ５７から供給される発振周波
数が水平走査線周波数ｆH の１６×２５６＝４．０９６
倍、すなわち６４，４４７，５４５Ｈｚになるように制
御する。制御発振器と関連して言及された用語“ライン
ロック（ｌｉｎｅ−ｌｏｃｋｅｄ）”は、その発振周波
数が１５，７３４，２６４Ｈｚの走査線周波数に対して
一定比率で維持されることを意味し、これは、適切な要
因により分割される発振周波数を水平同期パルスと比較
するＡＦＰＣ回路により通常に遂行される。
おいて、サンプル／記号カウント信号が電圧制御発振器
（ＶＣＯ）５７から受信される正弦発振に応答して零交
差検出器５６により発生するパルスをカウンティングす
る記号当りサンプルカウンタ（サンプル／記号カウン
タ）５２により発生する。サンプル／記号カウンタ５２
は４個の段を有しており、発振器５７の発振の各１６番
目平均軸の通過でオーバフローキャリを供給する。記号
カウント信号は、サンプル／記号カウンタ５２からのオ
ーバフローキャリをカウンティングする記号カウンタ５
３により発生する。デコーダ５５は、２５５個にいたる
記号カウントを解読して、零交差検出器５６から、カウ
ンタ５２に供給されるその次のパルスでカウンタ５２及
び５３をリセットし、サンプル／記号カウント及び記号
カウントを算術０に復旧させる。デコーダ５５により発
生するパルスは、ＡＦＰＣ検出器５９に入力されて水平
同期分離器５０により分離され、制御遅延線５８により
記号区間の一部分の間調節できるように遅延する水平同
期パルスＨと比較される。その比較結果は、ＡＦＰＣ検
出器５９内で低域フィルタリングされてＶＣＯ５７に印
加される自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）電圧信号
を出力する。このような配列は、ラインロック（ｌｉｎ
ｅ−ｌｏｃｋｅｄ）ＶＣＯ５７から供給される発振周波
数が水平走査線周波数ｆH の１６×２５６＝４．０９６
倍、すなわち６４，４４７，５４５Ｈｚになるように制
御する。制御発振器と関連して言及された用語“ライン
ロック（ｌｉｎｅ−ｌｏｃｋｅｄ）”は、その発振周波
数が１５，７３４，２６４Ｈｚの走査線周波数に対して
一定比率で維持されることを意味し、これは、適切な要
因により分割される発振周波数を水平同期パルスと比較
するＡＦＰＣ回路により通常に遂行される。
【００２０】直角位相映像検出器４７により検出される
７５０ｋＨｚ以上の周波数でのＮＴＳＣ複合映像信号の
キーイング信号と付随信号は整合フィルタ６０に供給さ
れ、この整合フィルタ６０は、複合映像信号の７５０ｋ
Ｈｚ以上の付随信号の周波数成分の選択された領域にの
みでなく、キーイング信号にも応答する。整合フィルタ
６０は、記号間干渉を減少させるに十分なＰＳＫ帯域幅
を拡張させるために送信機にある遷移整形フィルタのロ
ールオフと整合するピーキング応答を提供する。整合フ
ィルタ６０からの応答は、オーバサンプリング形態のも
のが好適なアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）６１
に入力信号として印加される。直角位相映像検出器４７
は実質的に７５０ｋＨｚ以下の何らの複合映像信号周波
数も復旧しなく、ＢＰＳＫ符号化は何らの０の周波数成
分も有しない。７５０ｋＨｚ以上の周波数領域に多くの
エネルギーを有さないＴＶ映像を伝送する間、直角位相
同期映像検出器４７の応答のＢＰＳＫ領域は、一つの極
性からまた他の極性に交代に起るであろう。そこで、Ａ
ＤＣ６１は、陽極性あるいは陰極性中の一つのアナログ
信号をディジタル化できる形態のものである。特に、Ａ
ＤＣ６１はＴ．Ｃ．Ｌｅｓｌｉｅ及びＢ．Ｓｉｎｇｈが
彼の論文“Ａｎ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｓｉｇｍａ−Ｄｅ
ｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒ
ｅ”，１９９０ ＩＥＥＥ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ ＯＮ
ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＆ ＳＹＳＴＥＭＳ，９０ＣＨ
２８６８−８９０００００−０３７２，ｐｐ．３７２−
３７５で記述したように、単一ビット帰還を有する多重
ビットシグマ−デルタ変換器が望ましい。（適当な価格
である）８ビット解像度を有したフラッシュ変換器は、
２次シグマ−デルタ帰還ループにある誤り信号を標本化
し、単一ビット帰還はディジタル−アナログ変換誤りを
最少化するのに使用される。この２次シグマ−デルマ帰
還ループは絶対的に安定している。誤り信号は特定な例
として、１６：１オーバサンプリング比に対して２５６
倍の水平走査線レートｆH の１６倍の記号レートで標本
化され、零交差検出器５６が所定方向に平均軸を通過す
る発振器５７からの発振を検出し、パルスが零交差検出
器５６からライン６２を通じて受信される度に標本化を
遂行する。フラッシュ変換器のディジタル出力は変換器
６１内のＦＩＲ低域フィルタに供給され、このフィルタ
のディジタル応答は、パルスがサンプル／記号カウンタ
５２のキャリオーバフローからライン６３を通じて受信
される度に標本化する副標本化器により１６：１に副標
本化される。このような激減は、続くディジタルコーム
フィルタリングの遅延領域に必要な貯蔵能力の量を減少
させる。最適な位相で記号レートでの副標本化は、記号
レートでの変化はあるが、記号レートでの標本化と直角
位相にある複合映像信号の成分に対する応答を抑圧する
同期記号検出の形態である。
７５０ｋＨｚ以上の周波数でのＮＴＳＣ複合映像信号の
キーイング信号と付随信号は整合フィルタ６０に供給さ
れ、この整合フィルタ６０は、複合映像信号の７５０ｋ
Ｈｚ以上の付随信号の周波数成分の選択された領域にの
みでなく、キーイング信号にも応答する。整合フィルタ
６０は、記号間干渉を減少させるに十分なＰＳＫ帯域幅
を拡張させるために送信機にある遷移整形フィルタのロ
ールオフと整合するピーキング応答を提供する。整合フ
ィルタ６０からの応答は、オーバサンプリング形態のも
のが好適なアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）６１
に入力信号として印加される。直角位相映像検出器４７
は実質的に７５０ｋＨｚ以下の何らの複合映像信号周波
数も復旧しなく、ＢＰＳＫ符号化は何らの０の周波数成
分も有しない。７５０ｋＨｚ以上の周波数領域に多くの
エネルギーを有さないＴＶ映像を伝送する間、直角位相
同期映像検出器４７の応答のＢＰＳＫ領域は、一つの極
性からまた他の極性に交代に起るであろう。そこで、Ａ
ＤＣ６１は、陽極性あるいは陰極性中の一つのアナログ
信号をディジタル化できる形態のものである。特に、Ａ
ＤＣ６１はＴ．Ｃ．Ｌｅｓｌｉｅ及びＢ．Ｓｉｎｇｈが
彼の論文“Ａｎ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｓｉｇｍａ−Ｄｅ
ｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒ
ｅ”，１９９０ ＩＥＥＥ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ ＯＮ
ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＆ ＳＹＳＴＥＭＳ，９０ＣＨ
２８６８−８９０００００−０３７２，ｐｐ．３７２−
３７５で記述したように、単一ビット帰還を有する多重
ビットシグマ−デルタ変換器が望ましい。（適当な価格
である）８ビット解像度を有したフラッシュ変換器は、
２次シグマ−デルタ帰還ループにある誤り信号を標本化
し、単一ビット帰還はディジタル−アナログ変換誤りを
最少化するのに使用される。この２次シグマ−デルマ帰
還ループは絶対的に安定している。誤り信号は特定な例
として、１６：１オーバサンプリング比に対して２５６
倍の水平走査線レートｆH の１６倍の記号レートで標本
化され、零交差検出器５６が所定方向に平均軸を通過す
る発振器５７からの発振を検出し、パルスが零交差検出
器５６からライン６２を通じて受信される度に標本化を
遂行する。フラッシュ変換器のディジタル出力は変換器
６１内のＦＩＲ低域フィルタに供給され、このフィルタ
のディジタル応答は、パルスがサンプル／記号カウンタ
５２のキャリオーバフローからライン６３を通じて受信
される度に標本化する副標本化器により１６：１に副標
本化される。このような激減は、続くディジタルコーム
フィルタリングの遅延領域に必要な貯蔵能力の量を減少
させる。最適な位相で記号レートでの副標本化は、記号
レートでの変化はあるが、記号レートでの標本化と直角
位相にある複合映像信号の成分に対する応答を抑圧する
同期記号検出の形態である。
【００２１】ライン６２上で零交差検出器５６により供
給されるパルスに応答して標本化する単一ビットＡＤＣ
６４は、整合フィルタ６０の応答に応答して整合フィル
タ６０の応答の極性を現す符号ビットを供給する。この
符号ビットとビットラッチ６５で一つのサンプルカウン
トだけ遅延した符号ビットは、ＸＯＲゲート６６にそれ
ぞれの入力信号として供給される。ＸＯＲゲート６６
は、整合フィルタ６０の応答を検出して、この検出結果
をパルス位相判別器６７に供給する。パルス位相判別器
６７は、零交差検出器５６により検出される制御発振器
５７の発振の零点通過に対する適当な位相からＸＯＲゲ
ート６６により検出される整合フィルタ６０の応答の零
交差の逸脱を選択的に検出する。パルス位相判別器６７
は、サンプル−ホールド時この選択的に検出された逸脱
信号を低減フィルタリングして制御遅延線５８がＡＦＰ
Ｃ検出器５９に印加される水平同期パルスＨに対して提
供する遅延を調節するための制御信号を発生させる。パ
ルス位相判別器６７によるこの選択的な検出は、複合映
像信号に対する直角位相映像検出器４７の応答が０の値
に期待されるとき、垂直帰線消去期間の領域間に遂行さ
れ得る。したがって、２次シグマ−デルタ誤り信号のデ
ィジタル変換時、ＡＤＣ６１にあるフラッシュ変換器に
よるオーバサンプリングの位相は、最小限の記号間干渉
のために調整される。これは、等化フィルタ１０７及び
１１１により提供されなければならない記号レートクロ
ック位相の補正を減少させてより少ないタップを有する
フィルタが十分な等化を提供するようにする。
給されるパルスに応答して標本化する単一ビットＡＤＣ
６４は、整合フィルタ６０の応答に応答して整合フィル
タ６０の応答の極性を現す符号ビットを供給する。この
符号ビットとビットラッチ６５で一つのサンプルカウン
トだけ遅延した符号ビットは、ＸＯＲゲート６６にそれ
ぞれの入力信号として供給される。ＸＯＲゲート６６
は、整合フィルタ６０の応答を検出して、この検出結果
をパルス位相判別器６７に供給する。パルス位相判別器
６７は、零交差検出器５６により検出される制御発振器
５７の発振の零点通過に対する適当な位相からＸＯＲゲ
ート６６により検出される整合フィルタ６０の応答の零
交差の逸脱を選択的に検出する。パルス位相判別器６７
は、サンプル−ホールド時この選択的に検出された逸脱
信号を低減フィルタリングして制御遅延線５８がＡＦＰ
Ｃ検出器５９に印加される水平同期パルスＨに対して提
供する遅延を調節するための制御信号を発生させる。パ
ルス位相判別器６７によるこの選択的な検出は、複合映
像信号に対する直角位相映像検出器４７の応答が０の値
に期待されるとき、垂直帰線消去期間の領域間に遂行さ
れ得る。したがって、２次シグマ−デルタ誤り信号のデ
ィジタル変換時、ＡＤＣ６１にあるフラッシュ変換器に
よるオーバサンプリングの位相は、最小限の記号間干渉
のために調整される。これは、等化フィルタ１０７及び
１１１により提供されなければならない記号レートクロ
ック位相の補正を減少させてより少ないタップを有する
フィルタが十分な等化を提供するようにする。
【００２２】制御遅延線５８から供給される調節できる
ように遅延する水平同期パルスＨに対して制御発振器５
７の発振周波数と位相を制御するＡＦＰＣループは、位
相調整時“欠陥（ｇｌｉｔｃｈ）”あるいは周期性の格
段な縮小を現すＡＤＣクロックを避けるフィルタリング
機能を提供する。もしも、微細な位相調整がＡＤＣクロ
ックそれ自体で試みられればそのような欠陥はときどき
発生する。
ように遅延する水平同期パルスＨに対して制御発振器５
７の発振周波数と位相を制御するＡＦＰＣループは、位
相調整時“欠陥（ｇｌｉｔｃｈ）”あるいは周期性の格
段な縮小を現すＡＤＣクロックを避けるフィルタリング
機能を提供する。もしも、微細な位相調整がＡＤＣクロ
ックそれ自体で試みられればそのような欠陥はときどき
発生する。
【００２３】垂直同期分離器５１は、分離された垂直同
期パルスＶに対する“ロシ（ｌｏｓｓｙ）”積分応答を
臨界値（スレショルド）検出器６８に印加するが、この
臨界値（スレショルド）検出器６８の臨界（スレショル
ド）電圧は垂直同期パルスが５と１／２走査線より大き
く、７と１／２走査線より小さいときに積分され、それ
が超過されるように選択される。入力信号がその臨界
（スレショルド）電圧を超過するときのみ“１”であ
り、そうでなければ、“０”の臨界値（スレショルド）
検出器６８の出力信号は２−入力ＡＮＤゲート６９に第
１入力信号として印加される。デコーダ５５は（水平走
査線の端で）各データ行にあるＳＹＭＢＯＬＣＯＵＮＴ
の最終値に対して“１”を発生させ、そうでなければ
“０”を発生させる。デコーダ５５は、その出力信号を
ＡＮＤゲート６９に第２入力信号として印加する。ＡＮ
Ｄゲート６９は、複合映像信号フレームの初期フィール
ドの始めで発生する垂直パルスの下降区間に応答して、
これら区間のそれぞれに応答するそれぞれのＤＡＴＡ−
ＦＲＡＭＥ−ＥＮＤパルスを提供するが、フレームのそ
れぞれの初期及び最後フィールド間に発生する垂直パル
スの下降区間には応答しない。ＡＮＤゲート６９の応答
でＤＡＴＡ−ＦＲＡＭＥ−ＥＮＤパルスは、送信機でＤ
ＡＴＡ ＦＲＡＭＥ ＣＯＵＮＴ信号から一本の走査線
だけオフセットされる再発生したＤＡＴＡ ＦＲＡＭＥ
ＣＯＵＮＴ信号を先立てられるように、カウント入力
（ＣＩ）信号としてモジュロ−２データフレームカウン
タ７０に印加される。データフレームカウンタ７０をリ
セットさせるフレーム同期化回路７１は、図３を参照し
て詳細に説明されるであろう。
期パルスＶに対する“ロシ（ｌｏｓｓｙ）”積分応答を
臨界値（スレショルド）検出器６８に印加するが、この
臨界値（スレショルド）検出器６８の臨界（スレショル
ド）電圧は垂直同期パルスが５と１／２走査線より大き
く、７と１／２走査線より小さいときに積分され、それ
が超過されるように選択される。入力信号がその臨界
（スレショルド）電圧を超過するときのみ“１”であ
り、そうでなければ、“０”の臨界値（スレショルド）
検出器６８の出力信号は２−入力ＡＮＤゲート６９に第
１入力信号として印加される。デコーダ５５は（水平走
査線の端で）各データ行にあるＳＹＭＢＯＬＣＯＵＮＴ
の最終値に対して“１”を発生させ、そうでなければ
“０”を発生させる。デコーダ５５は、その出力信号を
ＡＮＤゲート６９に第２入力信号として印加する。ＡＮ
Ｄゲート６９は、複合映像信号フレームの初期フィール
ドの始めで発生する垂直パルスの下降区間に応答して、
これら区間のそれぞれに応答するそれぞれのＤＡＴＡ−
ＦＲＡＭＥ−ＥＮＤパルスを提供するが、フレームのそ
れぞれの初期及び最後フィールド間に発生する垂直パル
スの下降区間には応答しない。ＡＮＤゲート６９の応答
でＤＡＴＡ−ＦＲＡＭＥ−ＥＮＤパルスは、送信機でＤ
ＡＴＡ ＦＲＡＭＥ ＣＯＵＮＴ信号から一本の走査線
だけオフセットされる再発生したＤＡＴＡ ＦＲＡＭＥ
ＣＯＵＮＴ信号を先立てられるように、カウント入力
（ＣＩ）信号としてモジュロ−２データフレームカウン
タ７０に印加される。データフレームカウンタ７０をリ
セットさせるフレーム同期化回路７１は、図３を参照し
て詳細に説明されるであろう。
【００２４】ＡＮＤゲート６９の応答でＤＡＴＡ−ＦＲ
ＡＭＥ−ＥＮＤパルスは、またリセット（Ｒ）信号とし
てデータ列カウンタ７２に印加されて５２４でなければ
ならない出力信号として再発生するＤＡＴＡ ＲＯＷ
ＣＯＵＮＴを算術０にリセットさせる。データ列カウン
タ７２は、水平同期分離器５０から供給される水平同期
パルスＨをカウントするために接続される。ＤＡＴＡ
ＲＯＷ ＣＯＵＮＴは、映像検出器４６及び４７内に含
まれた等化及びゴースト消去フィルタに対して調整可能
なフィルタリング変数を計算するコンピュータ（図１に
詳細に図示せず）に対するデータを得るための回路（図
１に詳細に図示せず）でＧＣＲ信号を含むＶＢＩ走査線
の選択を制御するために使用される。
ＡＭＥ−ＥＮＤパルスは、またリセット（Ｒ）信号とし
てデータ列カウンタ７２に印加されて５２４でなければ
ならない出力信号として再発生するＤＡＴＡ ＲＯＷ
ＣＯＵＮＴを算術０にリセットさせる。データ列カウン
タ７２は、水平同期分離器５０から供給される水平同期
パルスＨをカウントするために接続される。ＤＡＴＡ
ＲＯＷ ＣＯＵＮＴは、映像検出器４６及び４７内に含
まれた等化及びゴースト消去フィルタに対して調整可能
なフィルタリング変数を計算するコンピュータ（図１に
詳細に図示せず）に対するデータを得るための回路（図
１に詳細に図示せず）でＧＣＲ信号を含むＶＢＩ走査線
の選択を制御するために使用される。
【００２５】データ分離及び検出回路７６は、ＡＤＣ６
１のディジタル応答を入力信号として受信する。データ
分離及び検出回路７６の特定な実施例が、前述で参照し
た特許出願書に記述されている。データ分離及び検出回
路７６はビット−直列ディジタル出力信号を供給する。
各奇数のデータフレーム間で伝送されるＰＳＫ信号がそ
の次の偶数のデータフレーム間では、反対意味（セン
ス）の変調として反復されると仮定すると、レートバッ
ファ７７は、ＰＳＫ記号レートで回路７６から供給され
るビット−直列ディジタル出力信号を一つ置きのフレー
ムで書込まれるであろう。またレートバッファ７７は、
１／２ＰＳＫ記号レートで自分のビット−直列ディジタ
ル出力信号を誤り訂正符号デコーダ７８に供給するため
に連続的に読み出されるであろう。デコーダ７８は、そ
れの直列−ビットディジタル入力データを並列ビット形
態に変換し、内部の誤りを訂正してディジタル信号受信
機４０の出力データの訂正されたディジタルデータを提
供する。
１のディジタル応答を入力信号として受信する。データ
分離及び検出回路７６の特定な実施例が、前述で参照し
た特許出願書に記述されている。データ分離及び検出回
路７６はビット−直列ディジタル出力信号を供給する。
各奇数のデータフレーム間で伝送されるＰＳＫ信号がそ
の次の偶数のデータフレーム間では、反対意味（セン
ス）の変調として反復されると仮定すると、レートバッ
ファ７７は、ＰＳＫ記号レートで回路７６から供給され
るビット−直列ディジタル出力信号を一つ置きのフレー
ムで書込まれるであろう。またレートバッファ７７は、
１／２ＰＳＫ記号レートで自分のビット−直列ディジタ
ル出力信号を誤り訂正符号デコーダ７８に供給するため
に連続的に読み出されるであろう。デコーダ７８は、そ
れの直列−ビットディジタル入力データを並列ビット形
態に変換し、内部の誤りを訂正してディジタル信号受信
機４０の出力データの訂正されたディジタルデータを提
供する。
【００２６】フォワード誤り訂正符号は、変形されたリ
ード−ソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）形態のも
のが望ましく、ディジタル信号は、ＰＳＫへの変換前に
データフレーム単位でインタリーブされることが望まし
い。このとき、レートバッファ７７はその内部に二つの
フレーム記憶装置を備え、デインタリーバ（ｄｅ−ｉｎ
ｔｅｒｌｅａｖｅｒ）として動作される。レートバッフ
ァ７７は、ＤＡＴＡＦＲＡＭＥ ＣＯＵＮＴの上位ビッ
トにより交代に発生するデータフレーム対に内部の二つ
のフレーム記憶装置の相互異なることを書込み、書込み
に選択されない二つのフレーム記憶装置中の残りの一つ
を読み出すようになる。ＤＡＴＡ ＦＲＡＭＥ ＣＯＵ
ＮＴの下位ビットは、各データフレーム対にある有効デ
ータフレームがデインタリーバとして動作されるレート
バッファ７７に書き込まれるときを決定する。ＤＡＴＡ
ＦＲＡＭＥ ＣＯＵＮＴの上位ビットが書込みを行う
ために選択するフレーム記憶装置に対する書込みアドレ
ッシングは、カウンタ７２により供給されるＤＡＴＡ
ＲＯＷ ＣＯＵＮＴ及びカウンタ５３により供給される
ＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＤＡＴＡ−ＲＡＷ ＣＯＵＮＴ
から形成される。サンプル／記号カウンタ５２からのキ
ャリオーバフローパルスは、記号／列カウンタ７３によ
りカウントされてＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＣＯＬＵＭＮ
ＣＯＵＮＴを発生させ、記号／列カウンタ７３からの
キャリオーバフローパルスは、データ列カウンタ７４に
よりカウントされてＤＡＴＡ ＣＯＬＵＭＮ ＣＯＵＮ
Ｔを発生させる。カウンタ７３及び７４は、“１”に遷
移するＡＮＤゲート６９の応答により各データフレーム
の始めで初期カウントにリセットされる。ＤＡＴＡＣＯ
ＬＵＭＮ ＣＯＵＮＴ及びＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＣＯ
ＬＵＭＮ ＣＯＵＮＴは、ＤＡＴＡ ＦＲＡＭＥ ＣＯ
ＵＮＴの上位ビットが誤り訂正回路デコーダ７８への読
出しを行うために、デインタリービングされた直列−ビ
ットデータを選択するデインタリーバとして動作される
レートバッファ７７にあるフレーム記憶装置に対する読
出しアドレッシングを提供する。
ード−ソロモン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）形態のも
のが望ましく、ディジタル信号は、ＰＳＫへの変換前に
データフレーム単位でインタリーブされることが望まし
い。このとき、レートバッファ７７はその内部に二つの
フレーム記憶装置を備え、デインタリーバ（ｄｅ−ｉｎ
ｔｅｒｌｅａｖｅｒ）として動作される。レートバッフ
ァ７７は、ＤＡＴＡＦＲＡＭＥ ＣＯＵＮＴの上位ビッ
トにより交代に発生するデータフレーム対に内部の二つ
のフレーム記憶装置の相互異なることを書込み、書込み
に選択されない二つのフレーム記憶装置中の残りの一つ
を読み出すようになる。ＤＡＴＡ ＦＲＡＭＥ ＣＯＵ
ＮＴの下位ビットは、各データフレーム対にある有効デ
ータフレームがデインタリーバとして動作されるレート
バッファ７７に書き込まれるときを決定する。ＤＡＴＡ
ＦＲＡＭＥ ＣＯＵＮＴの上位ビットが書込みを行う
ために選択するフレーム記憶装置に対する書込みアドレ
ッシングは、カウンタ７２により供給されるＤＡＴＡ
ＲＯＷ ＣＯＵＮＴ及びカウンタ５３により供給される
ＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＤＡＴＡ−ＲＡＷ ＣＯＵＮＴ
から形成される。サンプル／記号カウンタ５２からのキ
ャリオーバフローパルスは、記号／列カウンタ７３によ
りカウントされてＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＣＯＬＵＭＮ
ＣＯＵＮＴを発生させ、記号／列カウンタ７３からの
キャリオーバフローパルスは、データ列カウンタ７４に
よりカウントされてＤＡＴＡ ＣＯＬＵＭＮ ＣＯＵＮ
Ｔを発生させる。カウンタ７３及び７４は、“１”に遷
移するＡＮＤゲート６９の応答により各データフレーム
の始めで初期カウントにリセットされる。ＤＡＴＡＣＯ
ＬＵＭＮ ＣＯＵＮＴ及びＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＣＯ
ＬＵＭＮ ＣＯＵＮＴは、ＤＡＴＡ ＦＲＡＭＥ ＣＯ
ＵＮＴの上位ビットが誤り訂正回路デコーダ７８への読
出しを行うために、デインタリービングされた直列−ビ
ットデータを選択するデインタリーバとして動作される
レートバッファ７７にあるフレーム記憶装置に対する読
出しアドレッシングを提供する。
【００２７】図２は、図１に示したディジタル信号受信
機に含まれる代表的なゴースト抑圧回路を示したもの
で、このゴースト抑圧回路は、米国でＴＶ放送を行うた
めの事実上の標準であるＧＣＲ信号を使用するように設
計される。ベッセルパルスチャープ信号が選択されたＶ
ＢＩ走査線の全般に挿入されるが、各フィールドの１９
番目走査線が現在望ましい。ベッセルパルスチャープ信
号でのエネルギー分布は、映像周波数帯域に経て連続的
に分布した均等な周波数スペクトルを有する。このチャ
ープは一番低い周波数から始め、そこから４．１ＭＨｚ
の一番高い周波数まで上向に分布している。＋３０ Ｉ
ＲＥペデストル上にあるこのチャープは、−１０から＋
７０ ＩＲＥまでスイングし、前の水平同期パルスの下
降区間後所定時間で始める。チャープ信号は、一番目、
三番目、五番目及び七番目フィールドが陽で定義される
極性のカラーバーストを有し、二番目、四番目、六番目
及び八番目フィールドが陰で定義される反対極性のカラ
ーバーストを有する８個フィールドのサイクルで現れ
る。８個のフィールドサイクルの一番目、三番目、五番
目及び七番目フィールドで現れるチャープ信号ＥＴＰの
最初のロープは、＋３０ＩＲＥペデストルで＋７０ Ｉ
ＲＥレベルに上方にスイングする。８個のフィールドサ
イクルの二番目、四番目、六番目及び八番目フィールド
で現れるチャープ信号ＥＴＲの最初のロープは、＋３０
ＩＲＥペデストルで−１０ ＩＲＥレベルに下方にス
イングしてＥＴＰチャープ信号の補数になる。
機に含まれる代表的なゴースト抑圧回路を示したもの
で、このゴースト抑圧回路は、米国でＴＶ放送を行うた
めの事実上の標準であるＧＣＲ信号を使用するように設
計される。ベッセルパルスチャープ信号が選択されたＶ
ＢＩ走査線の全般に挿入されるが、各フィールドの１９
番目走査線が現在望ましい。ベッセルパルスチャープ信
号でのエネルギー分布は、映像周波数帯域に経て連続的
に分布した均等な周波数スペクトルを有する。このチャ
ープは一番低い周波数から始め、そこから４．１ＭＨｚ
の一番高い周波数まで上向に分布している。＋３０ Ｉ
ＲＥペデストル上にあるこのチャープは、−１０から＋
７０ ＩＲＥまでスイングし、前の水平同期パルスの下
降区間後所定時間で始める。チャープ信号は、一番目、
三番目、五番目及び七番目フィールドが陽で定義される
極性のカラーバーストを有し、二番目、四番目、六番目
及び八番目フィールドが陰で定義される反対極性のカラ
ーバーストを有する８個フィールドのサイクルで現れ
る。８個のフィールドサイクルの一番目、三番目、五番
目及び七番目フィールドで現れるチャープ信号ＥＴＰの
最初のロープは、＋３０ＩＲＥペデストルで＋７０ Ｉ
ＲＥレベルに上方にスイングする。８個のフィールドサ
イクルの二番目、四番目、六番目及び八番目フィールド
で現れるチャープ信号ＥＴＲの最初のロープは、＋３０
ＩＲＥペデストルで−１０ ＩＲＥレベルに下方にス
イングしてＥＴＰチャープ信号の補数になる。
【００２８】ＴＶ受信機においてゴーストを除去するた
めの方法は、ＴＶ信号の残りの部分と同一の多重経路歪
を受ける送信されたＧＣＲ信号による。受信機での回路
は受信された歪まされたＧＣＲ信号を検査でき、歪のな
いＧＣＲ信号の従来技術によりその多重経路歪を消去、
あるいは少なくとも意味づけて減少させるために適応フ
ィルタで構成できる。ＧＣＲ信号は、ＶＢＩ（望ましく
は単にＴＶ線）で相当に多い時間を占めてはいけない
が、受信機にある回路が多重経路歪を分析し、歪を消去
するための補償フィルタを構成するように十分な情報を
含まなければならない。ＧＣＲ信号は、映像検出器から
の複合映像信号がゴーストを抑圧する応答を供給するた
めに通過されるゴースト消去フィルタの調整可能な荷重
係数を計算するためのＴＶ受信機に使用される。このゴ
ースト消去フィルタの荷重係数は、そのフィルタがゴー
ストを発生させる伝送媒体のものと相補的なフィルタ特
性を有するように調整される。ＧＣＲ信号は、送信機の
残留側波帯振幅変調器と受信媒体とＴＶ受信機前端と縦
続接続されたゴースト消去及び等化フィルタを通じて全
部備えられた受信経路に経て根本的に均等な周波数スペ
クトル応答（あるいはまた他の好適な周波数スペクトル
応答）を提供するために、ゴースト消去フィルタと縦続
接続された等化フィルタの調整可能な荷重係数を計算す
るにも使用されることができる。
めの方法は、ＴＶ信号の残りの部分と同一の多重経路歪
を受ける送信されたＧＣＲ信号による。受信機での回路
は受信された歪まされたＧＣＲ信号を検査でき、歪のな
いＧＣＲ信号の従来技術によりその多重経路歪を消去、
あるいは少なくとも意味づけて減少させるために適応フ
ィルタで構成できる。ＧＣＲ信号は、ＶＢＩ（望ましく
は単にＴＶ線）で相当に多い時間を占めてはいけない
が、受信機にある回路が多重経路歪を分析し、歪を消去
するための補償フィルタを構成するように十分な情報を
含まなければならない。ＧＣＲ信号は、映像検出器から
の複合映像信号がゴーストを抑圧する応答を供給するた
めに通過されるゴースト消去フィルタの調整可能な荷重
係数を計算するためのＴＶ受信機に使用される。このゴ
ースト消去フィルタの荷重係数は、そのフィルタがゴー
ストを発生させる伝送媒体のものと相補的なフィルタ特
性を有するように調整される。ＧＣＲ信号は、送信機の
残留側波帯振幅変調器と受信媒体とＴＶ受信機前端と縦
続接続されたゴースト消去及び等化フィルタを通じて全
部備えられた受信経路に経て根本的に均等な周波数スペ
クトル応答（あるいはまた他の好適な周波数スペクトル
応答）を提供するために、ゴースト消去フィルタと縦続
接続された等化フィルタの調整可能な荷重係数を計算す
るにも使用されることができる。
【００２９】図２及び図３を参照して記述されるゴース
ト抑圧回路は、映像ＩＦフィルタ４５が次のより高いチ
ャンネル数を有した隣接したチャンネルを除去するディ
ジタル信号受信機に適合である。各ＧＣＲ信号のベッセ
ルパルスチャープ成分は、チャープが一番低い周波数か
ら始まり、そこから４．１ＭＨｚの一番高い周波数まで
分布している映像周波数帯域に亘って連続的に分布する
均等な周波数スペクトルを有する。好適な設計におい
て、映像ＩＦフィルタ４４のより低い遮断周波数は、２
ＭＨｚ程度が越えて同相映像検出器４６により検出され
る各ＧＣＲ信号のベッセルチャープ成分をロールオフす
るのに十分高い。
ト抑圧回路は、映像ＩＦフィルタ４５が次のより高いチ
ャンネル数を有した隣接したチャンネルを除去するディ
ジタル信号受信機に適合である。各ＧＣＲ信号のベッセ
ルパルスチャープ成分は、チャープが一番低い周波数か
ら始まり、そこから４．１ＭＨｚの一番高い周波数まで
分布している映像周波数帯域に亘って連続的に分布する
均等な周波数スペクトルを有する。好適な設計におい
て、映像ＩＦフィルタ４４のより低い遮断周波数は、２
ＭＨｚ程度が越えて同相映像検出器４６により検出され
る各ＧＣＲ信号のベッセルチャープ成分をロールオフす
るのに十分高い。
【００３０】図２において、同相映像検出器４６により
検出される複合映像信号とその内に載せているＰＳＫ副
搬送波の残留成分は、図１を参照して、前記ＡＤＣ６１
に対する構成及び動作と類似していてＡＤＣ１０４によ
りディジタル変換される。ＡＤＣ１０４は、内部に載せ
たＰＳＫ残留成分を有するディジタル変換された同相複
合映像信号をＩＩＲ形態の適応フィルタのポストゴース
ト消去フィルタ１０５と、ＦＩＲ形態の適応フィルタの
プリゴースト消去フィルタ１０６と、ＦＩＲ形態の適応
フィルタの等化フィルタ１０７とが従属接続されている
端に入力信号として供給されるようにする。等化フィル
タ１０７の応答は、図１に示したディジタル信号受信機
の水平同期分離器５０及び垂直同期分離器５１に印加す
るためにディジタル−アナログ変換器（ＡＤＣ）１０８
により再びアナログ形態に変換される。
検出される複合映像信号とその内に載せているＰＳＫ副
搬送波の残留成分は、図１を参照して、前記ＡＤＣ６１
に対する構成及び動作と類似していてＡＤＣ１０４によ
りディジタル変換される。ＡＤＣ１０４は、内部に載せ
たＰＳＫ残留成分を有するディジタル変換された同相複
合映像信号をＩＩＲ形態の適応フィルタのポストゴース
ト消去フィルタ１０５と、ＦＩＲ形態の適応フィルタの
プリゴースト消去フィルタ１０６と、ＦＩＲ形態の適応
フィルタの等化フィルタ１０７とが従属接続されている
端に入力信号として供給されるようにする。等化フィル
タ１０７の応答は、図１に示したディジタル信号受信機
の水平同期分離器５０及び垂直同期分離器５１に印加す
るためにディジタル−アナログ変換器（ＡＤＣ）１０８
により再びアナログ形態に変換される。
【００３１】図１と同様に、図２において直角位相映像
検出器４７により検出され、整合フィルタ６０によりフ
ィルタリングされた複合映像信号のＰＳＫ搬送波及び上
側周波数は、ＡＤＣ６１によりディジタル変換される。
ＡＤＣ６１からの出力信号は、従属接続されているポス
トゴースト消去フィルタ１０５と類似しているポストゴ
ースト消去フィルタ１０９と、プリゴースト消去フィル
タ１０６と類似しているプリゴースト消去フィルタ１１
０と、等化フィルタ１０７と類似している等化フィルタ
１１１とが従属接続されている端に入力信号として供給
されるようにする。等化フィルタ１１１の応答は、図１
に示したデータ分離及び検出回路７６に入力信号として
供給される。
検出器４７により検出され、整合フィルタ６０によりフ
ィルタリングされた複合映像信号のＰＳＫ搬送波及び上
側周波数は、ＡＤＣ６１によりディジタル変換される。
ＡＤＣ６１からの出力信号は、従属接続されているポス
トゴースト消去フィルタ１０５と類似しているポストゴ
ースト消去フィルタ１０９と、プリゴースト消去フィル
タ１０６と類似しているプリゴースト消去フィルタ１１
０と、等化フィルタ１０７と類似している等化フィルタ
１１１とが従属接続されている端に入力信号として供給
されるようにする。等化フィルタ１１１の応答は、図１
に示したデータ分離及び検出回路７６に入力信号として
供給される。
【００３２】フィルタ係数コンピュータ１１２は、適応
フィルタ１０５−１０７及び１０９−１１１に対する荷
重係数を計算する。これら荷重係数は２進数であり、フ
ィルタ係数コンピュータ１１２は、ディジタルフィルタ
１０５−１０７及び１０９−１１１内にあるレジスタに
記入する。ＩＩＲフィルタ１０５及び１０９でそのレジ
スタに貯蔵された荷重係数は、被乗数信号として多様な
量の遅延を有したフィルタ出力信号を受信するディジタ
ル乗算器に対する乗算器信号として使用される。ディジ
タル乗算器からの積信号は、ディジタル加算器／減算器
回路で代数学的に結合されてＩＩＲフィルタ応答を発生
させる。ＦＩＲフィルタ１０６，１０７，１１０及び１
１１のそれぞれでそのレジスタに貯蔵された荷重係数
は、被乗数信号として多様な量の遅延を有したフィルタ
入力信号を受信するディジタル乗算器に対する乗算器信
号として使用される。ＦＩＲフィルタ１０６，１０７，
１１０及び１１１のそれぞれでディジタル乗算器からの
積信号は、ディジタル加算器／減算器回路で代数学的に
結合されてＦＩＲフィルタの荷重された和応答特性を発
生させる。
フィルタ１０５−１０７及び１０９−１１１に対する荷
重係数を計算する。これら荷重係数は２進数であり、フ
ィルタ係数コンピュータ１１２は、ディジタルフィルタ
１０５−１０７及び１０９−１１１内にあるレジスタに
記入する。ＩＩＲフィルタ１０５及び１０９でそのレジ
スタに貯蔵された荷重係数は、被乗数信号として多様な
量の遅延を有したフィルタ出力信号を受信するディジタ
ル乗算器に対する乗算器信号として使用される。ディジ
タル乗算器からの積信号は、ディジタル加算器／減算器
回路で代数学的に結合されてＩＩＲフィルタ応答を発生
させる。ＦＩＲフィルタ１０６，１０７，１１０及び１
１１のそれぞれでそのレジスタに貯蔵された荷重係数
は、被乗数信号として多様な量の遅延を有したフィルタ
入力信号を受信するディジタル乗算器に対する乗算器信
号として使用される。ＦＩＲフィルタ１０６，１０７，
１１０及び１１１のそれぞれでディジタル乗算器からの
積信号は、ディジタル加算器／減算器回路で代数学的に
結合されてＦＩＲフィルタの荷重された和応答特性を発
生させる。
【００３３】ＦＩＲフィルタ１０６，１０７，１１０及
び１１１にあるタップの数は、ゴースト抑圧が要求され
る範囲による。商業的な制約内でフィルタ費用を維持す
るために、通常にＦＩＲフィルタ１０６及び１１０は、
それぞれ直信号から６μｓ変位だけゴーストを抑圧する
６４程度のタップを有する。周波数等化に使用されるＦ
ＩＲフィルタ１０７及び１１１は、単に３２個程度のタ
ップを必要とする。ＦＩＲフィルタ１０７及び１１１
は、３．６ＭＨｚでのロールオフが通常１０ｄＢより小
さいが、３．６ＭＨｚで２０ｄＢだけロールオフされ得
る同帯域映像応答を訂正するに一般的に必要である。ロ
ールオフは、普通空中電波受信でアンテナの間違った方
位により発生する。縦続接続されたＦＩＲフィルタ１０
６及び１０７は、ある設計では縦続接続されたＦＩＲフ
ィルタ１１０及び１１１と同様に、約８０個のタップを
有する一つのＦＩＲフィルタにより代替される。
び１１１にあるタップの数は、ゴースト抑圧が要求され
る範囲による。商業的な制約内でフィルタ費用を維持す
るために、通常にＦＩＲフィルタ１０６及び１１０は、
それぞれ直信号から６μｓ変位だけゴーストを抑圧する
６４程度のタップを有する。周波数等化に使用されるＦ
ＩＲフィルタ１０７及び１１１は、単に３２個程度のタ
ップを必要とする。ＦＩＲフィルタ１０７及び１１１
は、３．６ＭＨｚでのロールオフが通常１０ｄＢより小
さいが、３．６ＭＨｚで２０ｄＢだけロールオフされ得
る同帯域映像応答を訂正するに一般的に必要である。ロ
ールオフは、普通空中電波受信でアンテナの間違った方
位により発生する。縦続接続されたＦＩＲフィルタ１０
６及び１０７は、ある設計では縦続接続されたＦＩＲフ
ィルタ１１０及び１１１と同様に、約８０個のタップを
有する一つのＦＩＲフィルタにより代替される。
【００３４】直信号から４０μｓの変位の全範囲に対し
てポストゴーストを抑圧するに必要なＩＩＲポストゴー
スト消去フィルタ１０５及び１０９は、それぞれ６００
個のタップだけの長さにできる。しかし、ポストゴース
トは普通重畳しないで離散変位で発生するので、フィル
タ１０５及び１０９のこれら多いタップに対する荷重係
数は、０であったりあるいは０に近似している。ＩＩＲ
フィルタ１０５及び１０９でタップを有する遅延線のそ
れぞれは、通常プログラム可能な“バルク（ｂｕｌ
ｋ）”遅延素子の１０個程度のタップ遅延線の従属接続
に設計されて、フィルタ１０５及び１０９のそれぞれを
“スパース荷重（ｓｐａｒｓｅ−ｗｅｉｇｈｔｉｎ
ｇ）”フィルタとしばしば称する。この１０個程度のタ
ップ遅延線は、信号を荷重に対するディジタル乗算器に
提供する。これら１０個程度のタップ遅延線のそれぞれ
の連続するタップ間の増加する遅延は、一つの１／２記
号区間である。プログラム可能なバルク遅延素子は、２
進数で表現される制御信号に応答してその連鎖形成が制
御され得るそれぞれ多様な長さの遅延線で構成される。
そのようなスパース荷重フィルタは、プログラム可能な
遅延素子の遅延を規定する２進数に対するレジスタを含
むであろうし、このレジスタの内容は、またフィルタ係
数コンピュータ１１２により制御される。
てポストゴーストを抑圧するに必要なＩＩＲポストゴー
スト消去フィルタ１０５及び１０９は、それぞれ６００
個のタップだけの長さにできる。しかし、ポストゴース
トは普通重畳しないで離散変位で発生するので、フィル
タ１０５及び１０９のこれら多いタップに対する荷重係
数は、０であったりあるいは０に近似している。ＩＩＲ
フィルタ１０５及び１０９でタップを有する遅延線のそ
れぞれは、通常プログラム可能な“バルク（ｂｕｌ
ｋ）”遅延素子の１０個程度のタップ遅延線の従属接続
に設計されて、フィルタ１０５及び１０９のそれぞれを
“スパース荷重（ｓｐａｒｓｅ−ｗｅｉｇｈｔｉｎ
ｇ）”フィルタとしばしば称する。この１０個程度のタ
ップ遅延線は、信号を荷重に対するディジタル乗算器に
提供する。これら１０個程度のタップ遅延線のそれぞれ
の連続するタップ間の増加する遅延は、一つの１／２記
号区間である。プログラム可能なバルク遅延素子は、２
進数で表現される制御信号に応答してその連鎖形成が制
御され得るそれぞれ多様な長さの遅延線で構成される。
そのようなスパース荷重フィルタは、プログラム可能な
遅延素子の遅延を規定する２進数に対するレジスタを含
むであろうし、このレジスタの内容は、またフィルタ係
数コンピュータ１１２により制御される。
【００３５】ＩＩＲフィルタ１０５及び１０９は、同一
なセットのレジスタが二つのフィルタに対する荷重係数
とバルク遅延プログラミング情報を貯蔵する集積素子に
含まれることができ、ＦＩＲフィルタ１０６及び１１０
は、同一なセットのレジスタが二つのフィルタに対する
荷重係数を貯蔵する集積素子に含まれることができる。
ＦＩＲフィルタ１０７及び１１１は、同一なセットのレ
ジスタが二つのフィルタに対する荷重係数を貯蔵する集
積素子に含まれることができる。
なセットのレジスタが二つのフィルタに対する荷重係数
とバルク遅延プログラミング情報を貯蔵する集積素子に
含まれることができ、ＦＩＲフィルタ１０６及び１１０
は、同一なセットのレジスタが二つのフィルタに対する
荷重係数を貯蔵する集積素子に含まれることができる。
ＦＩＲフィルタ１０７及び１１１は、同一なセットのレ
ジスタが二つのフィルタに対する荷重係数を貯蔵する集
積素子に含まれることができる。
【００３６】図２において、垂直同期分離器５１によっ
て分離される垂直同期パルスは、モジュロ−８フィール
ドカウントを出力する３段フィールドカウンタ１１３に
よりモジュロ−８で計数される。この３段フィールドカ
ウンタ１１３の２つの段が図１に示すデータフレームカ
ウンタ７０である。カウンタ１１３の第１段は内部の二
つのフレーム記憶装置のうちのいずれかが書き込まれる
かまたは読み出されるかを選択するために、図１のレー
トバッファ７７によって使用されるモジュロ−２データ
フレームペアカウントに該当するカウントを出力する。
カウンタ１１３の中間段は、書き込まれるように選択さ
れる内部の二つのフレーム記憶装置のうちいずれか一つ
に対する次の書込みイネーブル信号として、図１のレー
トバッファ７７によって使用されるモジュロ−２データ
フレームカウントに該当するカウントを出力する。カウ
ンタ５３からのモジュロ−８フィールドカウントとデー
タ行当り記号カウント（ＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＤＡＴ
Ａ−ＲＯＷ ＣＯＵＮＴ）とＡＤＣ６４からのデータ行
カウントは、これらカウントをコンピュータ１１２に供
給するための接続が図２に複雑性を減少させるために省
略されていてもその動作のタイミングに使用されるフィ
ルタ係数コンピュータ１１２に用いられる。デコーダ１
１４及び１１５は、それぞれ１９及び２５１となる映像
信号線カウントに該当するデータ行カウントに応答して
“１”をＯＲゲート１１６に供給する。ＯＲゲート１１
６はＧＣＲ信号を含む各垂直帰線消去区間での走査線の
間に“１”を供給するために応答して、マルチプレクサ
１１７の出力信号が０番目の入力信号として供給される
ワイヤド０に対応するものではなく、第１入力信号とし
て供給される従属接続されたフィルタ１０５，１０６及
び１０７の出力からディジタル変換された複合映像信号
に対応することにする。
て分離される垂直同期パルスは、モジュロ−８フィール
ドカウントを出力する３段フィールドカウンタ１１３に
よりモジュロ−８で計数される。この３段フィールドカ
ウンタ１１３の２つの段が図１に示すデータフレームカ
ウンタ７０である。カウンタ１１３の第１段は内部の二
つのフレーム記憶装置のうちのいずれかが書き込まれる
かまたは読み出されるかを選択するために、図１のレー
トバッファ７７によって使用されるモジュロ−２データ
フレームペアカウントに該当するカウントを出力する。
カウンタ１１３の中間段は、書き込まれるように選択さ
れる内部の二つのフレーム記憶装置のうちいずれか一つ
に対する次の書込みイネーブル信号として、図１のレー
トバッファ７７によって使用されるモジュロ−２データ
フレームカウントに該当するカウントを出力する。カウ
ンタ５３からのモジュロ−８フィールドカウントとデー
タ行当り記号カウント（ＳＹＭＢＯＬ−ＰＥＲ−ＤＡＴ
Ａ−ＲＯＷ ＣＯＵＮＴ）とＡＤＣ６４からのデータ行
カウントは、これらカウントをコンピュータ１１２に供
給するための接続が図２に複雑性を減少させるために省
略されていてもその動作のタイミングに使用されるフィ
ルタ係数コンピュータ１１２に用いられる。デコーダ１
１４及び１１５は、それぞれ１９及び２５１となる映像
信号線カウントに該当するデータ行カウントに応答して
“１”をＯＲゲート１１６に供給する。ＯＲゲート１１
６はＧＣＲ信号を含む各垂直帰線消去区間での走査線の
間に“１”を供給するために応答して、マルチプレクサ
１１７の出力信号が０番目の入力信号として供給される
ワイヤド０に対応するものではなく、第１入力信号とし
て供給される従属接続されたフィルタ１０５，１０６及
び１０７の出力からディジタル変換された複合映像信号
に対応することにする。
【００３７】フィルタ係数コンピュータ１１２は、フィ
ルタ１０５−１０７の動作変数（パラメータ）とフィル
タ１０９−１１１の類似した動作変数（パラメータ）に
対する制御をする。したがって、フィルタ１０５−１０
７の動作変数（パラメータ）の調整によりコンピュータ
１１２は、ＧＣＲ信号が素子１１４−１１７で構成され
るＧＣＲ信号分離器によって分離されるこれら従属接続
されたフィルタでの時点を選択できる。例えば、従属接
続されたフィルタ１０５−０１７に印加される入力信号
は、ＩＩＲフィルタ１０５で反復する経路の荷重係数
（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を０
の値に設定し、ＦＩＲフィルタ１０６で中心部を定める
単一値１を除外したすべての荷重係数を０に設定し、Ｆ
ＩＲフィルタ１０７で中心部を定める単一値１を除外し
たすべての荷重係数を０に設定することにより、コンピ
ュータ１１２によるＧＣＲ信号分離器で選択され得るの
で、ＩＩＲフィルタ１０５の出力応答はその入力信号に
対応する。デゴーストフィルタの出力からのＧＣＲ信号
の抽出は、“閉ループ”デゴースティング過程が遂行さ
れるようにする。また、ＧＣＲ信号が分離される従属接
続されたフィルタ１０５−１０７で時点の選択をより直
接的でより迅速に遂行する回路配列図がつくられるであ
ろう。
ルタ１０５−１０７の動作変数（パラメータ）とフィル
タ１０９−１１１の類似した動作変数（パラメータ）に
対する制御をする。したがって、フィルタ１０５−１０
７の動作変数（パラメータ）の調整によりコンピュータ
１１２は、ＧＣＲ信号が素子１１４−１１７で構成され
るＧＣＲ信号分離器によって分離されるこれら従属接続
されたフィルタでの時点を選択できる。例えば、従属接
続されたフィルタ１０５−０１７に印加される入力信号
は、ＩＩＲフィルタ１０５で反復する経路の荷重係数
（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を０
の値に設定し、ＦＩＲフィルタ１０６で中心部を定める
単一値１を除外したすべての荷重係数を０に設定し、Ｆ
ＩＲフィルタ１０７で中心部を定める単一値１を除外し
たすべての荷重係数を０に設定することにより、コンピ
ュータ１１２によるＧＣＲ信号分離器で選択され得るの
で、ＩＩＲフィルタ１０５の出力応答はその入力信号に
対応する。デゴーストフィルタの出力からのＧＣＲ信号
の抽出は、“閉ループ”デゴースティング過程が遂行さ
れるようにする。また、ＧＣＲ信号が分離される従属接
続されたフィルタ１０５−１０７で時点の選択をより直
接的でより迅速に遂行する回路配列図がつくられるであ
ろう。
【００３８】図２において、一時走査線記憶装置１１８
はその記憶場所のそれぞれがデータ行当り記号カウント
に従って順次にアドレシングされ、それにより読出し−
書込みの反復動作のために配列されるＲＡＭによって提
供される。これら同一のアドレスは分離されたＧＣＲ信
号が一時走査線記憶装置１１８から伝送されるとき、内
部の走査線記憶レジスタをアドレシングするのに使用さ
れるようにフィルタ係数コンピュータ１１２に供給され
る。一時走査線記憶装置１１８は１９番目のＶＢＩ走査
線の間に発生する他の情報からベッセルチャープ情報を
分離する時間フィルタリング動作において、８個の連続
するフィールドに対する画素単位で１９番目のＶＢＩ走
査線のＧＣＲ信号を累算する配列に接続される。
はその記憶場所のそれぞれがデータ行当り記号カウント
に従って順次にアドレシングされ、それにより読出し−
書込みの反復動作のために配列されるＲＡＭによって提
供される。これら同一のアドレスは分離されたＧＣＲ信
号が一時走査線記憶装置１１８から伝送されるとき、内
部の走査線記憶レジスタをアドレシングするのに使用さ
れるようにフィルタ係数コンピュータ１１２に供給され
る。一時走査線記憶装置１１８は１９番目のＶＢＩ走査
線の間に発生する他の情報からベッセルチャープ情報を
分離する時間フィルタリング動作において、８個の連続
するフィールドに対する画素単位で１９番目のＶＢＩ走
査線のＧＣＲ信号を累算する配列に接続される。
【００３９】図２において、素子１１３−１２３は１９
番目のＶＢＩ走査線の間に発生するベッセルチャープ情
報を相関させる低域時間フィルタリング（ｌｏｗｐａｓ
ｓｔｅｍｐｏｒａｌ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）動作を遂行
するＧＣＲ信号平均フィルタを形成して、１９番目のＶ
ＢＩ走査線からベッセルチャープ情報を分離するために
単にゲーティングを使用することと比較される向上した
信号対雑音比を提供する。８個のＧＣＲ信号の該当画素
が８個のフィールド配列の８番目のフィールドで且つ最
後のフィールドであるフィールド０００の１９番目の走
査線の間に累算されるとき、分離されたベッセルチャー
プ情報はデータ行カウントがデコーダ１２５によって決
定される２０から２６１までの範囲にある映像信号走査
線カウントに対応するとき、フィールド０００の任意の
走査線の間に一度に１画素ずつフィルタ係数コンピュー
タ１１２のレジスタに直列にロードされる。走査線記憶
装置１１８は、デコーダ１４３がデータ行カウントが２
６２である映像信号走査線カウントに該当するかどうか
を決定するとき、８個のフィールド配列の最後のフィー
ルドの最後の走査線の間にデータがクリアされる。
番目のＶＢＩ走査線の間に発生するベッセルチャープ情
報を相関させる低域時間フィルタリング（ｌｏｗｐａｓ
ｓｔｅｍｐｏｒａｌ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）動作を遂行
するＧＣＲ信号平均フィルタを形成して、１９番目のＶ
ＢＩ走査線からベッセルチャープ情報を分離するために
単にゲーティングを使用することと比較される向上した
信号対雑音比を提供する。８個のＧＣＲ信号の該当画素
が８個のフィールド配列の８番目のフィールドで且つ最
後のフィールドであるフィールド０００の１９番目の走
査線の間に累算されるとき、分離されたベッセルチャー
プ情報はデータ行カウントがデコーダ１２５によって決
定される２０から２６１までの範囲にある映像信号走査
線カウントに対応するとき、フィールド０００の任意の
走査線の間に一度に１画素ずつフィルタ係数コンピュー
タ１１２のレジスタに直列にロードされる。走査線記憶
装置１１８は、デコーダ１４３がデータ行カウントが２
６２である映像信号走査線カウントに該当するかどうか
を決定するとき、８個のフィールド配列の最後のフィー
ルドの最後の走査線の間にデータがクリアされる。
【００４０】一時走査線記憶装置１１８はそれが従属接
続されたフィルタ１０５−１０７を通じてＡＤＣ１０４
から供給されるディジタル変換した複合映像信号の８ビ
ット並列サンプルの８本の走査線を、符号を基準として
累算するためのものと仮定するとき、１６ビット並列サ
ンプルを貯蔵しなければならない。符号のある算術は２
の補数算術が望ましい。一時走査線記憶装置１１８をＧ
ＣＲ信号に対する符号のある累算器として動作させるた
めの配列の部分的な遂行において、ディジタル加算器／
減算器１１９は１６ビット並列出力信号をその書込み入
力信号として一時走査線記憶装置１１８に供給する。デ
ィジタル加算器／減算器１１９はマルチプレクサ１２０
の０番目の入力信号として受信される一時走査線記憶装
置１１８からの読出しに常に対応するマルチプレクサ１
２０の出力信号を第１入力として受信する。また、ディ
ジタル加算器／減算器１１９は第２入力としてマルチプ
レクサ１１７の８ビット並列出力信号を符号ビット拡張
として８個のワイヤドされた“０”と共に受信する。
続されたフィルタ１０５−１０７を通じてＡＤＣ１０４
から供給されるディジタル変換した複合映像信号の８ビ
ット並列サンプルの８本の走査線を、符号を基準として
累算するためのものと仮定するとき、１６ビット並列サ
ンプルを貯蔵しなければならない。符号のある算術は２
の補数算術が望ましい。一時走査線記憶装置１１８をＧ
ＣＲ信号に対する符号のある累算器として動作させるた
めの配列の部分的な遂行において、ディジタル加算器／
減算器１１９は１６ビット並列出力信号をその書込み入
力信号として一時走査線記憶装置１１８に供給する。デ
ィジタル加算器／減算器１１９はマルチプレクサ１２０
の０番目の入力信号として受信される一時走査線記憶装
置１１８からの読出しに常に対応するマルチプレクサ１
２０の出力信号を第１入力として受信する。また、ディ
ジタル加算器／減算器１１９は第２入力としてマルチプ
レクサ１１７の８ビット並列出力信号を符号ビット拡張
として８個のワイヤドされた“０”と共に受信する。
【００４１】デコーダ１２１は、１，３，６あるいは０
（すなわち８）であるモジュロ−８フィールドカウント
を解読して論理“０”をディジタル加算器／減算器１１
９に提供してその入力信号を加算させる。また、デコー
ダ１２１は２，４，５あるいは７であるモジュロ−８フ
ィールドカウントを解読して論理“１”をディジタル加
算器／減算器１１９に提供し、（マルチプレクサ１２０
から供給される）第１入力信号から（マルチプレクサ１
１７から供給される）第２入力信号を減算させる。この
配列は、次のような関数を一時走査線記憶装置１１８で
累算する。
（すなわち８）であるモジュロ−８フィールドカウント
を解読して論理“０”をディジタル加算器／減算器１１
９に提供してその入力信号を加算させる。また、デコー
ダ１２１は２，４，５あるいは７であるモジュロ−８フ
ィールドカウントを解読して論理“１”をディジタル加
算器／減算器１１９に提供し、（マルチプレクサ１２０
から供給される）第１入力信号から（マルチプレクサ１
１７から供給される）第２入力信号を減算させる。この
配列は、次のような関数を一時走査線記憶装置１１８で
累算する。
【００４２】 （フィールド００１走査線１９）−（フィールド０１０走査線１９） ＋（フィールド０１１走査線１９）−（フィールド０００走査線１９） −（フィールド１０１走査線１９）＋（フィールド１１０走査線１９） −（フィールド１１１走査線１９）＋（フィールド０００走査線１９） 各データフレームが一番目はＮＴＳＣ ＴＶ信号の連続
してナンバリングされたフレームの奇数のフレームの間
に第１論理意味で伝送され、二番目はそのようなフレー
ムのその次の偶数のフレームの間に一番目と反対の第２
論理意味で伝送されて２回伝送されるとき、データは最
後の累算で平均が０となるであろう。各データフレーム
が一度のみ伝送されるとき、データ伝送は各フィールド
の１９番目の走査線の間に不連続的となる可能性がある
ので、累算したＧＣＲ信号の結果がデータによって影響
を受けることはなくなる。
してナンバリングされたフレームの奇数のフレームの間
に第１論理意味で伝送され、二番目はそのようなフレー
ムのその次の偶数のフレームの間に一番目と反対の第２
論理意味で伝送されて２回伝送されるとき、データは最
後の累算で平均が０となるであろう。各データフレーム
が一度のみ伝送されるとき、データ伝送は各フィールド
の１９番目の走査線の間に不連続的となる可能性がある
ので、累算したＧＣＲ信号の結果がデータによって影響
を受けることはなくなる。
【００４３】８個のフィールドの各配列の８番目のフィ
ールドの最後の走査線の間にマルチプレクサ１２０への
常時“０”の制御信号は“１”となるようにする。この
“１”はマルチプレクサ１２０がワイヤドされた“０”
の並列の１６ビットで構成された算術０である第１入力
に該当する出力信号を供給させる。マルチプレクサ１２
０に対する制御信号は２−入力ＡＮＤゲート１２２によ
って発生されるもので、図２に示している。デコーダ１
４３はＡＮＤゲート１２２への入力信号のうちいずれか
一つを出力し、データ行カウントが２６２である映像信
号走査線カウントに該当するときにのみＡＮＤゲートに
“１”を供給する。デコーダ１２３は、フィールドカウ
ンタ１１３からモジュロ−８フィールドカウントを解読
して入力信号のうち残りの一つをＡＮＤゲート１２２に
出力する。８個のフィールドの各配列の８番目のフィー
ルドはフィールドカウンタ１１３から０００モジュロ−
８フィールドカウントを出力してデコーダ１２３が
“１”をＡＮＤゲート１２２に供給させる。ＡＮＤゲー
ト１２２に供給される二つの入力信号は８個のフィール
ドの各配列の８番目のフィールドの最後の走査線の間に
のみ“１”なので、その走査線の間にＡＮＤゲート１２
２はマルチプレクサ１２０に制御信号として“１”を供
給して一時走査線記憶装置１１８に貯蔵された累算結果
を算術０にリセットさせる。
ールドの最後の走査線の間にマルチプレクサ１２０への
常時“０”の制御信号は“１”となるようにする。この
“１”はマルチプレクサ１２０がワイヤドされた“０”
の並列の１６ビットで構成された算術０である第１入力
に該当する出力信号を供給させる。マルチプレクサ１２
０に対する制御信号は２−入力ＡＮＤゲート１２２によ
って発生されるもので、図２に示している。デコーダ１
４３はＡＮＤゲート１２２への入力信号のうちいずれか
一つを出力し、データ行カウントが２６２である映像信
号走査線カウントに該当するときにのみＡＮＤゲートに
“１”を供給する。デコーダ１２３は、フィールドカウ
ンタ１１３からモジュロ−８フィールドカウントを解読
して入力信号のうち残りの一つをＡＮＤゲート１２２に
出力する。８個のフィールドの各配列の８番目のフィー
ルドはフィールドカウンタ１１３から０００モジュロ−
８フィールドカウントを出力してデコーダ１２３が
“１”をＡＮＤゲート１２２に供給させる。ＡＮＤゲー
ト１２２に供給される二つの入力信号は８個のフィール
ドの各配列の８番目のフィールドの最後の走査線の間に
のみ“１”なので、その走査線の間にＡＮＤゲート１２
２はマルチプレクサ１２０に制御信号として“１”を供
給して一時走査線記憶装置１１８に貯蔵された累算結果
を算術０にリセットさせる。
【００４４】一時走査線記憶装置１１８に貯蔵された累
算結果がコンピュータ１１２の内部メモリ内にあるゴー
スティングされたベッセルチャープレジスタへの伝送に
利用可能なとき、２−入力ＡＮＤゲート１２４は“１”
をフィルタ係数コンピュータ１１２に供給する。デコー
ダ１２３の出力信号はＡＮＤゲート１２４への入力信号
のうちいずれか一つとなり、８個のフィールドの各配列
の８番目のフィールドの間にのみ“１”である。デコー
ダ１２５はデータ行カウントを解読して映像走査線２０
で２６１の間に“１”となるＡＮＤゲート１２４への入
力信号のうち残りの一つを出力する。したがって、一時
走査線記憶装置１１８に貯蔵された累算結果を８個のフ
ィールドの各配列の８番目のフィールドにある走査線２
０で２６１を期間ではコンピュータ１１２の内部メモリ
に伝送できる。
算結果がコンピュータ１１２の内部メモリ内にあるゴー
スティングされたベッセルチャープレジスタへの伝送に
利用可能なとき、２−入力ＡＮＤゲート１２４は“１”
をフィルタ係数コンピュータ１１２に供給する。デコー
ダ１２３の出力信号はＡＮＤゲート１２４への入力信号
のうちいずれか一つとなり、８個のフィールドの各配列
の８番目のフィールドの間にのみ“１”である。デコー
ダ１２５はデータ行カウントを解読して映像走査線２０
で２６１の間に“１”となるＡＮＤゲート１２４への入
力信号のうち残りの一つを出力する。したがって、一時
走査線記憶装置１１８に貯蔵された累算結果を８個のフ
ィールドの各配列の８番目のフィールドにある走査線２
０で２６１を期間ではコンピュータ１１２の内部メモリ
に伝送できる。
【００４５】実際に、一時走査線記憶装置１１８はサン
プルの約２本の走査線を貯蔵してポストゴーストに対す
るデコースティング範囲が２０μｓ程度で拡張可能にす
るのが望ましい。一時走査線記憶装置１１８として使用
されるＲＡＭにある記憶場所はデータ行当り記号カウン
トと共にデータ行カウントの最下位ビットによりアドレ
シングされ得る。デコーダ１１４はデータ行カウントが
１９や２０のうちの一つである場合にのみ“１”を出力
するデコーダによって置き換えられ、デコーダ１１６は
データ行カウントが２５１あるいは２５２のうちの一つ
の映像走査線カウントに該当するときのみ“１”を出力
するデコーダによって置き換えられる。復したＧＣＲ信
号の信号対雑音比を向上させるため、ただし８本の走査
線１９を超えるのではない１６（あるいは８のより高い
倍数）個の走査線１９を超えるＧＣＲ信号の平均を求め
るのが有利である。これは図２の走査線１９の累算回路
を変更するかコンピュータ１１２で行われるその他の平
均を備えることにより遂行され得る。
プルの約２本の走査線を貯蔵してポストゴーストに対す
るデコースティング範囲が２０μｓ程度で拡張可能にす
るのが望ましい。一時走査線記憶装置１１８として使用
されるＲＡＭにある記憶場所はデータ行当り記号カウン
トと共にデータ行カウントの最下位ビットによりアドレ
シングされ得る。デコーダ１１４はデータ行カウントが
１９や２０のうちの一つである場合にのみ“１”を出力
するデコーダによって置き換えられ、デコーダ１１６は
データ行カウントが２５１あるいは２５２のうちの一つ
の映像走査線カウントに該当するときのみ“１”を出力
するデコーダによって置き換えられる。復したＧＣＲ信
号の信号対雑音比を向上させるため、ただし８本の走査
線１９を超えるのではない１６（あるいは８のより高い
倍数）個の走査線１９を超えるＧＣＲ信号の平均を求め
るのが有利である。これは図２の走査線１９の累算回路
を変更するかコンピュータ１１２で行われるその他の平
均を備えることにより遂行され得る。
【００４６】図３はモジュロ−８フィールドカウンタ１
１３をリセットするための回路を示すもので、そのカウ
ントは４個のフィールドにより位相が正しく調整される
か位相が間違えて調整される。一時走査線記憶装置１２
６はカウンタ５３からデータ行当り記号カウントによっ
てアドレシングされるＲＡＭで示している。一時走査線
記憶装置１２６は読出し−書込みの反復動作のために配
列される。各フィールドの１９番目の走査線の間にのみ
ＯＲゲート１１６によって出力される論理“１”はマル
チプレクサ１２７に供給されて、ＡＤＣ１０４から供給
されるディジタル変換された１９番目の走査線サンプル
を有する一時走査線記憶装置１２６を更新するようにす
る。他の走査線の間にＯＲゲート１１６によって出力さ
れる論理“０”はマルチプレクサ１２７をして再書込み
のために一時走査線記憶装置１２６から読み出されるデ
ータをマルチプレクサ１２７に印加させる。
１３をリセットするための回路を示すもので、そのカウ
ントは４個のフィールドにより位相が正しく調整される
か位相が間違えて調整される。一時走査線記憶装置１２
６はカウンタ５３からデータ行当り記号カウントによっ
てアドレシングされるＲＡＭで示している。一時走査線
記憶装置１２６は読出し−書込みの反復動作のために配
列される。各フィールドの１９番目の走査線の間にのみ
ＯＲゲート１１６によって出力される論理“１”はマル
チプレクサ１２７に供給されて、ＡＤＣ１０４から供給
されるディジタル変換された１９番目の走査線サンプル
を有する一時走査線記憶装置１２６を更新するようにす
る。他の走査線の間にＯＲゲート１１６によって出力さ
れる論理“０”はマルチプレクサ１２７をして再書込み
のために一時走査線記憶装置１２６から読み出されるデ
ータをマルチプレクサ１２７に印加させる。
【００４７】一時走査線記憶装置１２６は零交差検出器
（zero-crossing detector) ５６からの出力信号により
クロックされる（このクロック接続は図３に示していな
い）画素ラッチ１２８及び１２９を受ける。画素ラッチ
１２８及び１２９はそれぞれ一時走査線記憶装置１２６
に書き込まれた最後の画素と一時走査線記憶装置１２６
から読み出された最後の画素を一時的に貯蔵するのに使
用され、そのようなサンプルをそれぞれディジタル減算
器１３０の減数及び被減数入力信号となるように時間の
整列をする。減算器１３０からの差信号の画素サンプル
は１９番目の走査線の間を除外してはすべて０の値とな
る。減算器１３０からの差信号は絶対値回路１３１に供
給される。例えば、この絶対値回路１３１はその加算／
被減数入力信号としてワイヤドされた算術０を受信し、
その加算／減数入力信号として減算器１３０からの差信
号を受信し、その差信号の符号ビットに応答してその符
号ビットが“０”のときには加算し、“１”のときには
減算するディジタル制御加算器／減算器で構成される。
（zero-crossing detector) ５６からの出力信号により
クロックされる（このクロック接続は図３に示していな
い）画素ラッチ１２８及び１２９を受ける。画素ラッチ
１２８及び１２９はそれぞれ一時走査線記憶装置１２６
に書き込まれた最後の画素と一時走査線記憶装置１２６
から読み出された最後の画素を一時的に貯蔵するのに使
用され、そのようなサンプルをそれぞれディジタル減算
器１３０の減数及び被減数入力信号となるように時間の
整列をする。減算器１３０からの差信号の画素サンプル
は１９番目の走査線の間を除外してはすべて０の値とな
る。減算器１３０からの差信号は絶対値回路１３１に供
給される。例えば、この絶対値回路１３１はその加算／
被減数入力信号としてワイヤドされた算術０を受信し、
その加算／減数入力信号として減算器１３０からの差信
号を受信し、その差信号の符号ビットに応答してその符
号ビットが“０”のときには加算し、“１”のときには
減算するディジタル制御加算器／減算器で構成される。
【００４８】絶対値回路１３１の出力信号の連続するサ
ンプルに対する累算器１３２は累算結果の連続する値を
一時的に貯蔵する出力ラッチ１３３と、絶対値回路１３
１の出力信号の連続するサンプルを累算結果と加算し
て、その値を増加させるディジタル加算器１３４と、増
加した累算結果をその内容を更新するために出力ラッチ
１３３に選択的に供給するマルチプレクサ１３５とを含
む。マルチプレクサ１３５はＯＲゲート１１６がＧＣＲ
信号が現在の走査線に存在していることを示す“１”を
提供しない度に出力ラッチ１３３に算術０を挿入するた
めにワイヤドされる。デコーダ１３６はベッセルチャー
ブ情報を含まれる一つの走査線のそのような領域を示す
カウンタ５３からのデータ行当り記号カウントに応答し
てＡＮＤゲート１３７で零交差検出器５６からの出力信
号とＡＮＤゲーティングされる“１”を提供する。出力
ラッチ１３３はＡＮＤゲート１３７から受信される
“１”にのみ応答する入力データを受信するようにクロ
ックされる。
ンプルに対する累算器１３２は累算結果の連続する値を
一時的に貯蔵する出力ラッチ１３３と、絶対値回路１３
１の出力信号の連続するサンプルを累算結果と加算し
て、その値を増加させるディジタル加算器１３４と、増
加した累算結果をその内容を更新するために出力ラッチ
１３３に選択的に供給するマルチプレクサ１３５とを含
む。マルチプレクサ１３５はＯＲゲート１１６がＧＣＲ
信号が現在の走査線に存在していることを示す“１”を
提供しない度に出力ラッチ１３３に算術０を挿入するた
めにワイヤドされる。デコーダ１３６はベッセルチャー
ブ情報を含まれる一つの走査線のそのような領域を示す
カウンタ５３からのデータ行当り記号カウントに応答し
てＡＮＤゲート１３７で零交差検出器５６からの出力信
号とＡＮＤゲーティングされる“１”を提供する。出力
ラッチ１３３はＡＮＤゲート１３７から受信される
“１”にのみ応答する入力データを受信するようにクロ
ックされる。
【００４９】絶対値回路１３１から直列に供給される現
在及び以前のフィールドの１９本の走査線の差の絶対値
の連続するサンプルは累算器１３２を使用して累算され
る。累算結果は、もし現在のフィールドがフィールド０
０１あるいはフィールド１０１でなければ認知できる値
を有しなければならない。フィールド０００及びフィー
ルド００１の１９番目の走査線は共にＥＴＰ信号を含ん
でおり、それらの差は雑音を除いては０の値となる。累
算結果が実質的に算術０より大きいと“１”であり、そ
れとも“０”であるしきい値検出器１３８の出力信号は
ＮＯＴゲート１３９によって相捕的になり、ＡＮＤゲー
ト１４０の４個の入力信号のうちの一つとして供給され
る。デコーダ１４１はカウンタ１１３から００１あるい
は１０１以外のフィールドカウントを検出して、フィー
ルドカウントの位相が間違えて調整され、カウンタ１１
３のリセッティングをイネーブルさせることを示す
“１”をＡＮＤゲート１４０に供給する。フィールドの
１９番目の走査線の発生を検出するＡＮＤゲート１１６
の出力信号とカウント５３からのデコーダ行当り記号カ
ウントに応答して走査線の終端を検出するデコーダ５５
の出力信号はＡＮＤゲート１４０への残りの２個の入力
信号となる。フィールドカウントが００１あるいは１０
１ではないと、ＡＮＤゲート１４０は“１”を出力して
カウンタ１１３を同相の映像検出器４９によって検出さ
れる複合映像信号にあるフィールド０００あるいはフィ
ールド１００の１９番目の走査線の終端で００１フィー
ルドカウントにリセットされる。
在及び以前のフィールドの１９本の走査線の差の絶対値
の連続するサンプルは累算器１３２を使用して累算され
る。累算結果は、もし現在のフィールドがフィールド０
０１あるいはフィールド１０１でなければ認知できる値
を有しなければならない。フィールド０００及びフィー
ルド００１の１９番目の走査線は共にＥＴＰ信号を含ん
でおり、それらの差は雑音を除いては０の値となる。累
算結果が実質的に算術０より大きいと“１”であり、そ
れとも“０”であるしきい値検出器１３８の出力信号は
ＮＯＴゲート１３９によって相捕的になり、ＡＮＤゲー
ト１４０の４個の入力信号のうちの一つとして供給され
る。デコーダ１４１はカウンタ１１３から００１あるい
は１０１以外のフィールドカウントを検出して、フィー
ルドカウントの位相が間違えて調整され、カウンタ１１
３のリセッティングをイネーブルさせることを示す
“１”をＡＮＤゲート１４０に供給する。フィールドの
１９番目の走査線の発生を検出するＡＮＤゲート１１６
の出力信号とカウント５３からのデコーダ行当り記号カ
ウントに応答して走査線の終端を検出するデコーダ５５
の出力信号はＡＮＤゲート１４０への残りの２個の入力
信号となる。フィールドカウントが００１あるいは１０
１ではないと、ＡＮＤゲート１４０は“１”を出力して
カウンタ１１３を同相の映像検出器４９によって検出さ
れる複合映像信号にあるフィールド０００あるいはフィ
ールド１００の１９番目の走査線の終端で００１フィー
ルドカウントにリセットされる。
【００５０】さらに図２を参照すると、もしフィールド
カウンタ１１３によって提供されるモジュロ−８フィー
ルドカウントが正しく位相が調整されると、代数学的な
累算のサイクルで最後のフィールドであるフィールド０
００の間に一時走査線記憶装置１１８から得られる累算
結果は随伴する水平同期パルス、フロントポーチ、カラ
ーバースト及び、＋３０ＩＲＥペデスタルを含むバック
ポーチのないＥＴＰベッセルチャープ信号の８倍とな
る。一方、もしフィールドカウンタ１１３によって提供
されるモジュロ−８フィールドカウントが４個のフィー
ルドだけ位相が間違えて調整されると、累算のサイクル
で最後のフィールドであるフィールド０００の間に一時
走査線記憶装置１１８から得られる累算結果は随伴する
水平同期パルス、フロントポーチ、カラーバースト、及
び＋３０ＩＲＥペデスタルを含むバックポーチのないＥ
ＴＲベッセルチャーブ信号の８倍となる。サイズが減少
する方向にワイヤドされた３個の２進位置移動は一時走
査線記憶装置１１８でフィールド０００の間に得られる
累算結果を８で割り、その結果として得られる分はＥＴ
ＲあるいはＥＴＲ信号としてフィルタ係数コンピュータ
１１２に供給される。
カウンタ１１３によって提供されるモジュロ−８フィー
ルドカウントが正しく位相が調整されると、代数学的な
累算のサイクルで最後のフィールドであるフィールド０
００の間に一時走査線記憶装置１１８から得られる累算
結果は随伴する水平同期パルス、フロントポーチ、カラ
ーバースト及び、＋３０ＩＲＥペデスタルを含むバック
ポーチのないＥＴＰベッセルチャープ信号の８倍とな
る。一方、もしフィールドカウンタ１１３によって提供
されるモジュロ−８フィールドカウントが４個のフィー
ルドだけ位相が間違えて調整されると、累算のサイクル
で最後のフィールドであるフィールド０００の間に一時
走査線記憶装置１１８から得られる累算結果は随伴する
水平同期パルス、フロントポーチ、カラーバースト、及
び＋３０ＩＲＥペデスタルを含むバックポーチのないＥ
ＴＲベッセルチャーブ信号の８倍となる。サイズが減少
する方向にワイヤドされた３個の２進位置移動は一時走
査線記憶装置１１８でフィールド０００の間に得られる
累算結果を８で割り、その結果として得られる分はＥＴ
ＲあるいはＥＴＲ信号としてフィルタ係数コンピュータ
１１２に供給される。
【００５１】内部レジスタに貯蔵されたゴーストのない
ベッセルチャープ関数ＥＴＰあるいはＥＴＲに対して相
関を遂行するのによく適応するフィルタ係数コンピュー
タ１１２はそれが一時走査線記憶装置１１８からフィー
ルド０００の間に受信する入力がＥＴＰ信号かＥＴＲ信
号かあるいはＥＴＰ信号やＥＴＲ信号と関連がないかを
決定する相関副過程を遂行するようにプログラムされ
る。この過程は同相の映像検出器４９によって検出され
る複合映像信号に如何なるＧＣＲ信号も含まれないとき
を決定するようにフィルタ係数コンピュータ１１２をイ
ネーブルさせる。コンピュータ１１２はゴースト抑圧回
路の初期のパワーアップで遂行されると同様に、内部の
レジスタに貯蔵された所定の“バイパスモード”の荷重
係数をフィルタ１０５，１０６，及び１０７に印加可能
である。
ベッセルチャープ関数ＥＴＰあるいはＥＴＲに対して相
関を遂行するのによく適応するフィルタ係数コンピュー
タ１１２はそれが一時走査線記憶装置１１８からフィー
ルド０００の間に受信する入力がＥＴＰ信号かＥＴＲ信
号かあるいはＥＴＰ信号やＥＴＲ信号と関連がないかを
決定する相関副過程を遂行するようにプログラムされ
る。この過程は同相の映像検出器４９によって検出され
る複合映像信号に如何なるＧＣＲ信号も含まれないとき
を決定するようにフィルタ係数コンピュータ１１２をイ
ネーブルさせる。コンピュータ１１２はゴースト抑圧回
路の初期のパワーアップで遂行されると同様に、内部の
レジスタに貯蔵された所定の“バイパスモード”の荷重
係数をフィルタ１０５，１０６，及び１０７に印加可能
である。
【００５２】図２及び図３に示すゴースト抑圧回路は、
Chandrakant B.Patel 及びJian Yang により１９９２年
１２月２日付けで出願された三星電子株式会社に譲渡さ
れた米国特許出願第０７／９８４，４８８号の“ＧＨＯ
ＳＴ ＣＡＮＣＥＬＬＡＴＩＯＮ ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ
ＳＩＧＮＡＬ ＡＣＱＵＩＳＩＴＩＯＮ ＣＩＲＣＵ
ＩＴＲＹ，ＡＳ ＦＯＲ ＴＶ ＲＥＣＥＩＶＥＲ Ｏ
Ｒ ＶＩＤＥＯ ＲＥＣＯＲＤＥＲ”に開示されてい
る。この出願は、図２及び図３に示すゴースト抑圧回路
でフィルタに対するフィルタリング変数を計算する方法
の詳細な開示のために参考で反映された。図１の素子６
４−６７で遂行される検出過程に応答して調整可能な遅
延線５８の遅延を調整するようなゴースト消去過程の一
部として遅延が調整され得る。
Chandrakant B.Patel 及びJian Yang により１９９２年
１２月２日付けで出願された三星電子株式会社に譲渡さ
れた米国特許出願第０７／９８４，４８８号の“ＧＨＯ
ＳＴ ＣＡＮＣＥＬＬＡＴＩＯＮ ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ
ＳＩＧＮＡＬ ＡＣＱＵＩＳＩＴＩＯＮ ＣＩＲＣＵ
ＩＴＲＹ，ＡＳ ＦＯＲ ＴＶ ＲＥＣＥＩＶＥＲ Ｏ
Ｒ ＶＩＤＥＯ ＲＥＣＯＲＤＥＲ”に開示されてい
る。この出願は、図２及び図３に示すゴースト抑圧回路
でフィルタに対するフィルタリング変数を計算する方法
の詳細な開示のために参考で反映された。図１の素子６
４−６７で遂行される検出過程に応答して調整可能な遅
延線５８の遅延を調整するようなゴースト消去過程の一
部として遅延が調整され得る。
【００５３】図４は図１のデータ分離及び検出回路７６
が取られる一つの特別な形態２００を示すもので、この
形態は１９９４年１月５日付けで出願された米国特許出
願第０８／１７９，５８８号に開示されている。この特
定したデータ分離及び検出回路２００は本発明の一面を
示すもので、ＡＤＣ６１から供給されるディジタル変換
されたサンプルに応答するフレーム−コームフィルタ２
０１は図１のカウンタ５３及び７２によって供給される
行当り記号とデータ行カウントによってアドレシングさ
れるＲＡＭであるディジタルフレーム記憶装置２０２を
含む。ＡＤＣ６１から供給されるディジタル変換された
サンプルに応答するライン−コームフィルタ２０３は、
図１のカウンタ５３によって供給される行当り記号カウ
ンタによってアドレシングされるＲＡＭであるディジタ
ルライン記憶装置２０４を含む。ＡＤＣ６１から供給さ
れるディジタル変換されたサンプルに応答するポストラ
イン−コーム部分応答フィルタ２０６は、図１のカウン
タ５３によって供給される行当りカウントによってアド
レシングされるＲＡＭであるディジタル遅延線記憶装置
２０７及び２０８を含む。
が取られる一つの特別な形態２００を示すもので、この
形態は１９９４年１月５日付けで出願された米国特許出
願第０８／１７９，５８８号に開示されている。この特
定したデータ分離及び検出回路２００は本発明の一面を
示すもので、ＡＤＣ６１から供給されるディジタル変換
されたサンプルに応答するフレーム−コームフィルタ２
０１は図１のカウンタ５３及び７２によって供給される
行当り記号とデータ行カウントによってアドレシングさ
れるＲＡＭであるディジタルフレーム記憶装置２０２を
含む。ＡＤＣ６１から供給されるディジタル変換された
サンプルに応答するライン−コームフィルタ２０３は、
図１のカウンタ５３によって供給される行当り記号カウ
ンタによってアドレシングされるＲＡＭであるディジタ
ルライン記憶装置２０４を含む。ＡＤＣ６１から供給さ
れるディジタル変換されたサンプルに応答するポストラ
イン−コーム部分応答フィルタ２０６は、図１のカウン
タ５３によって供給される行当りカウントによってアド
レシングされるＲＡＭであるディジタル遅延線記憶装置
２０７及び２０８を含む。
【００５４】特に、フレームコームフィルタ２０１の入
力端子２０９はディジタル減算器２１０の被減数入力と
ディジタルフレーム記憶装置２０２の入力として印加さ
れるディジタルサンプルをＡＤＣ６１から直接に受信す
る。ディジタルフレーム記憶装置２０２の出力から読み
出されるディジタルサンプルはディジタル減算器２１０
の減数入力として印加される。フレーム記憶装置２０２
は読出し−書込みの反復モードで動作されるＲＡＭで、
このＲＡＭは行アドレスとして印加されるカウンタ７２
から供給されるデータ行カウントと列アドレスとして印
加されるカウンタ５２からの行当り記号カウントによっ
てアドレシングされる。ディジタルフレーム記憶装置２
０２にある各アドレス可能な記憶場所に貯蔵されたサン
プルは、一般的にその中に少なくとも１２ビットを有し
ている。減算器２１０とフレーム記憶装置２０２は共に
減算器２１０の出力から端子２１１に入力端子２０９で
受信されるディジタルサンプルに対する高域フレーム−
コームフィルタ応答を供給する高域フレーム−コームフ
ィルタ２０１を形成し、高域フレーム−コームフィルタ
応答において静的映像を示す輝度成分は抑圧される。
力端子２０９はディジタル減算器２１０の被減数入力と
ディジタルフレーム記憶装置２０２の入力として印加さ
れるディジタルサンプルをＡＤＣ６１から直接に受信す
る。ディジタルフレーム記憶装置２０２の出力から読み
出されるディジタルサンプルはディジタル減算器２１０
の減数入力として印加される。フレーム記憶装置２０２
は読出し−書込みの反復モードで動作されるＲＡＭで、
このＲＡＭは行アドレスとして印加されるカウンタ７２
から供給されるデータ行カウントと列アドレスとして印
加されるカウンタ５２からの行当り記号カウントによっ
てアドレシングされる。ディジタルフレーム記憶装置２
０２にある各アドレス可能な記憶場所に貯蔵されたサン
プルは、一般的にその中に少なくとも１２ビットを有し
ている。減算器２１０とフレーム記憶装置２０２は共に
減算器２１０の出力から端子２１１に入力端子２０９で
受信されるディジタルサンプルに対する高域フレーム−
コームフィルタ応答を供給する高域フレーム−コームフ
ィルタ２０１を形成し、高域フレーム−コームフィルタ
応答において静的映像を示す輝度成分は抑圧される。
【００５５】出力端子２１１は高域フレーム−コームフ
ィルタ２０１に対する出力端子の役割だけではなく高域
フレーム−コームフィルタ応答を受信し、データ分離フ
ィルタリングの出力端子２１２で供給されるその応答で
動作映像を示す輝度成分を抑圧する高域フレーム−コー
ムフィルタ３０３に対する入力端子の役割もする。輝度
成分は主に５−レベル形態の高域コームフィルタリング
されたディジタル信号サンプルで構成された出力端子７
３９で供給される応答で抑圧される。
ィルタ２０１に対する出力端子の役割だけではなく高域
フレーム−コームフィルタ応答を受信し、データ分離フ
ィルタリングの出力端子２１２で供給されるその応答で
動作映像を示す輝度成分を抑圧する高域フレーム−コー
ムフィルタ３０３に対する入力端子の役割もする。輝度
成分は主に５−レベル形態の高域コームフィルタリング
されたディジタル信号サンプルで構成された出力端子７
３９で供給される応答で抑圧される。
【００５６】データ行カウントに応答するデコーダ２３
１はデータ行カウントがデータフレームの最終行に至る
ことを示すときは論理“１”を出力し、そうでないとき
には出力信号として論理“０”を発生させる。デコーダ
２３１の出力信号はワイヤドされる算術を０を受信する
それぞれの第１入力とそれぞれの第２入力をそれぞれ備
えるマルチプレクサ２１４及び２１５に制御信号として
供給される。マルチプレクサ２１４及び２１５は１−Ｈ
遅延線として動作するＲＡＭであるディジタル遅延線記
憶装置２０４及び２０５の各書込み入力にそれぞれ接続
された各出力を有する。１−Ｈ遅延線の出力信号は複合
映像信号の水平走査線の持続時間（６３．５μｓ）に相
応する遅延後にそれから印加される入力信号を再生させ
る。１−Ｈ遅延線２０４及び２０５のそれぞれは記号カ
ウンタ５２からの行当り記号カウントによってアドレシ
ングされるＲＡＭで、読出し−書込みの反復モードで動
作される。各データフレームの最終行の間にデコーダ２
３１から出力信号として提供される論理“１”はマルチ
プレクサ２１４及び２１５が算術−０サンプルのそれぞ
れの行を１−Ｈ遅延線２０４及び２０５のそれぞれに書
き込まれる。結果的に、算術−０サンプルの行が各デー
タフレームの最初の行の間に１−Ｈ遅延線２０４及び２
０５から読み出され、これはポストライン−コーム部分
応答フィルタが適切にリセットされるように遂行する。
１はデータ行カウントがデータフレームの最終行に至る
ことを示すときは論理“１”を出力し、そうでないとき
には出力信号として論理“０”を発生させる。デコーダ
２３１の出力信号はワイヤドされる算術を０を受信する
それぞれの第１入力とそれぞれの第２入力をそれぞれ備
えるマルチプレクサ２１４及び２１５に制御信号として
供給される。マルチプレクサ２１４及び２１５は１−Ｈ
遅延線として動作するＲＡＭであるディジタル遅延線記
憶装置２０４及び２０５の各書込み入力にそれぞれ接続
された各出力を有する。１−Ｈ遅延線の出力信号は複合
映像信号の水平走査線の持続時間（６３．５μｓ）に相
応する遅延後にそれから印加される入力信号を再生させ
る。１−Ｈ遅延線２０４及び２０５のそれぞれは記号カ
ウンタ５２からの行当り記号カウントによってアドレシ
ングされるＲＡＭで、読出し−書込みの反復モードで動
作される。各データフレームの最終行の間にデコーダ２
３１から出力信号として提供される論理“１”はマルチ
プレクサ２１４及び２１５が算術−０サンプルのそれぞ
れの行を１−Ｈ遅延線２０４及び２０５のそれぞれに書
き込まれる。結果的に、算術−０サンプルの行が各デー
タフレームの最初の行の間に１−Ｈ遅延線２０４及び２
０５から読み出され、これはポストライン−コーム部分
応答フィルタが適切にリセットされるように遂行する。
【００５７】論理“０”が高域ライン−コームフィルタ
の正常動作時にデコーダ２１３から出力信号として提供
される。制御信号としてデコーダ２１３から供給される
論理“０”に応答してマルチプレクサ２１４は端子２１
１を通じてマルチプレクサ２１４の第２入力として印加
される高域フレーム−コームフィルタ応答を１−Ｈディ
ジタル遅延線２０４の入力に供給されるその出力信号で
再生する。制御信号としてデコーダ２１３から供給され
る論理“０”に応答して、マルチプレクサ２１５はディ
ジタル減算器２１６からの差出力信号を１−Ｈディジタ
ル遅延線２０５の入力として供給されるその出力信号で
再生する。減算器２１６は高域フレーム−コームフィル
タ応答として一つの水平走査線の持続時間だけ遅延され
る応答を結合させ、ディジタル減算器２１７は減算器２
１６からの差出力信号として一つの水平走査線の持続時
間だけ遅延された差出力信号とを結合させ、減算器２１
０の出力から端子２１１に供給される高域フレーム−コ
ームフィルタ応答に対する高域ライン−コームフィルタ
応答を出力端子２１２で発生させる。
の正常動作時にデコーダ２１３から出力信号として提供
される。制御信号としてデコーダ２１３から供給される
論理“０”に応答してマルチプレクサ２１４は端子２１
１を通じてマルチプレクサ２１４の第２入力として印加
される高域フレーム−コームフィルタ応答を１−Ｈディ
ジタル遅延線２０４の入力に供給されるその出力信号で
再生する。制御信号としてデコーダ２１３から供給され
る論理“０”に応答して、マルチプレクサ２１５はディ
ジタル減算器２１６からの差出力信号を１−Ｈディジタ
ル遅延線２０５の入力として供給されるその出力信号で
再生する。減算器２１６は高域フレーム−コームフィル
タ応答として一つの水平走査線の持続時間だけ遅延され
る応答を結合させ、ディジタル減算器２１７は減算器２
１６からの差出力信号として一つの水平走査線の持続時
間だけ遅延された差出力信号とを結合させ、減算器２１
０の出力から端子２１１に供給される高域フレーム−コ
ームフィルタ応答に対する高域ライン−コームフィルタ
応答を出力端子２１２で発生させる。
【００５８】ライン−コームフィルタ２０３はＢＰＳＫ
信号を２進形態とすることなく５−レベルディジタル情
報に変換する。そうした場合、記号決定回路２２０は−
２，−１，０，＋１，＋２にそれぞれ中心のある５個の
比較器の範囲を有する。記号決定回路２２０はデータ分
離フィルタ２０３からの出力信号に対する整流したディ
ジタル応答を発生させる絶対値回路２２１を備えてい
る。絶対値回路２２１の整流ディジタル応答はキーイン
グ信号の２進コーディングを示すものではなく直流電圧
ペデスタル上に重畳する３進（すなわち３−レベル）キ
ーイング信号を示し、この整流ディジタル応答は二重−
しきい値検出器２２２に供給される。二重−しきい値検
出器２２２は絶対値回路２２１から記号ストリームを受
信し、記号が“０”に一番近いかあるいは“１”に一番
近いかもしくは“０”と同様の“２”に一番近いかに関
して決定する。一般に二重−しきい値検出器２２２は単
一しきい値検出器として動作するようにそれぞれ配列さ
れた２つのディジタル比較器を備えるが、これら単一し
きい値検出器のうちの一つは他の一つが動作されるしき
いディジタル値の２倍のしきいディジタル値で動作さ
れ、しきい値検出結果に従って記号の正体（identity)
を決定するためのいくつかの簡単な論理回路も備えてい
る。もし、あるしきい値ディジタル値を超過しないと
か、二つのしきいディジタル値がすべて超過すると論理
回路は記号が“０”に一番近いものであるのを示す。も
し、より低いしきい値のディジタル値のみが超過すると
論理回路は記号が“１”に一番近いものを示す。二重−
しきい値検出回路２２２はしきい値１検出のためにしき
い値を決定する比較器に印加されるディジタル値が記号
の強さに応答して自動に調節される形態が望ましい。こ
の場合、二重しきい値検出器２２２は絶対値回路２２２
によって供給される記号ストリームの平均レベルあるい
は平均ピークもしくはこの両方を共に検出するための関
連回路を有する。ディジタル比較器に供給されるディジ
タル値を検出される各レベルから計算してしきい値検出
に対するそれぞれのしきい値を確定する回路がある。記
号決定しきい値を決定するための検出手続きは複合映像
信号が直角位相映像検出器４７によって検出される信号
で、何らのエネルギーもほぼ与えられないとき、垂直帰
線消去区間で選択的に遂行されるのが望ましい。
信号を２進形態とすることなく５−レベルディジタル情
報に変換する。そうした場合、記号決定回路２２０は−
２，−１，０，＋１，＋２にそれぞれ中心のある５個の
比較器の範囲を有する。記号決定回路２２０はデータ分
離フィルタ２０３からの出力信号に対する整流したディ
ジタル応答を発生させる絶対値回路２２１を備えてい
る。絶対値回路２２１の整流ディジタル応答はキーイン
グ信号の２進コーディングを示すものではなく直流電圧
ペデスタル上に重畳する３進（すなわち３−レベル）キ
ーイング信号を示し、この整流ディジタル応答は二重−
しきい値検出器２２２に供給される。二重−しきい値検
出器２２２は絶対値回路２２１から記号ストリームを受
信し、記号が“０”に一番近いかあるいは“１”に一番
近いかもしくは“０”と同様の“２”に一番近いかに関
して決定する。一般に二重−しきい値検出器２２２は単
一しきい値検出器として動作するようにそれぞれ配列さ
れた２つのディジタル比較器を備えるが、これら単一し
きい値検出器のうちの一つは他の一つが動作されるしき
いディジタル値の２倍のしきいディジタル値で動作さ
れ、しきい値検出結果に従って記号の正体（identity)
を決定するためのいくつかの簡単な論理回路も備えてい
る。もし、あるしきい値ディジタル値を超過しないと
か、二つのしきいディジタル値がすべて超過すると論理
回路は記号が“０”に一番近いものであるのを示す。も
し、より低いしきい値のディジタル値のみが超過すると
論理回路は記号が“１”に一番近いものを示す。二重−
しきい値検出回路２２２はしきい値１検出のためにしき
い値を決定する比較器に印加されるディジタル値が記号
の強さに応答して自動に調節される形態が望ましい。こ
の場合、二重しきい値検出器２２２は絶対値回路２２２
によって供給される記号ストリームの平均レベルあるい
は平均ピークもしくはこの両方を共に検出するための関
連回路を有する。ディジタル比較器に供給されるディジ
タル値を検出される各レベルから計算してしきい値検出
に対するそれぞれのしきい値を確定する回路がある。記
号決定しきい値を決定するための検出手続きは複合映像
信号が直角位相映像検出器４７によって検出される信号
で、何らのエネルギーもほぼ与えられないとき、垂直帰
線消去区間で選択的に遂行されるのが望ましい。
【００５９】二重−しきい値検出器２３２からのビット
−直列信号は部分応答フィルタ２０６の入力端子２３１
を通じて２−入力ＸＯＲゲート２３２の第１入力として
印加される。２−入力マルチプレクサ２３３はワイヤド
された“０”が印加される第１入力と、ＸＯＲゲート２
３２の応答が印加される第２入力と、１−Ｈディジタル
遅延線２０７の入力に接続された出力を有する。ディジ
タル遅延線２０７は一つの水平走査線の持続時間だけ遅
延されたマルチプレクサ２３３からの出力信号に対する
応答をその出力接続でＸＯＲゲート２３２の第２入力に
供給する。素子２３２，２３３，２０７はポストライン
−コーム部分応答フィルタの最初部を提供し、素子２３
４，２３５，２０８はポストライン−コーム部分応答フ
ィルタの最終部を提供する。２−入力ＸＯＲゲート２３
４はプリライン−コーム部分応答フィルタリングの最初
部の応答を印加するためにＸＯＲゲート２３２の出力が
接続された第１入力を有する。２−入力マルチプレクサ
２３５はワイヤドされた“０”が印加される第１入力と
ＸＯＲゲート２３４の応答が印加される第２入力と１−
Ｈディジタル遅延線２０８の入力に接続された出力を有
する。ディジタル遅延線２０８は一つの水平走査線の持
続時間だけ遅延されたマルチプレクサ２３５からの出力
信号に対する応答をその出力接続でＸＯＲゲート２０７
の第２入力として供給する。マルチプレクサ２３３と２
３５のそれぞれはデコーダ２１３からの出力信号をその
制御信号として受信する。
−直列信号は部分応答フィルタ２０６の入力端子２３１
を通じて２−入力ＸＯＲゲート２３２の第１入力として
印加される。２−入力マルチプレクサ２３３はワイヤド
された“０”が印加される第１入力と、ＸＯＲゲート２
３２の応答が印加される第２入力と、１−Ｈディジタル
遅延線２０７の入力に接続された出力を有する。ディジ
タル遅延線２０７は一つの水平走査線の持続時間だけ遅
延されたマルチプレクサ２３３からの出力信号に対する
応答をその出力接続でＸＯＲゲート２３２の第２入力に
供給する。素子２３２，２３３，２０７はポストライン
−コーム部分応答フィルタの最初部を提供し、素子２３
４，２３５，２０８はポストライン−コーム部分応答フ
ィルタの最終部を提供する。２−入力ＸＯＲゲート２３
４はプリライン−コーム部分応答フィルタリングの最初
部の応答を印加するためにＸＯＲゲート２３２の出力が
接続された第１入力を有する。２−入力マルチプレクサ
２３５はワイヤドされた“０”が印加される第１入力と
ＸＯＲゲート２３４の応答が印加される第２入力と１−
Ｈディジタル遅延線２０８の入力に接続された出力を有
する。ディジタル遅延線２０８は一つの水平走査線の持
続時間だけ遅延されたマルチプレクサ２３５からの出力
信号に対する応答をその出力接続でＸＯＲゲート２０７
の第２入力として供給する。マルチプレクサ２３３と２
３５のそれぞれはデコーダ２１３からの出力信号をその
制御信号として受信する。
【００６０】デコーダ２１３の出力信号はデータフレー
ムの最終行のみ“１”なので、マルチプレクサ２１４と
２１５をして算術−０サンプルをデータ分離フィルタ２
０３にある１−Ｈ遅延線２０４と２０５にロードされる
ようにし、部分応答フィルタ２０６にあるマルチプレク
サ２３３と２３５をして論理“０”サンプルを１−Ｈデ
ィジタル遅延線２０７と２０８にロードさせる。このよ
うな過程はデータ分離フィルタ２０３の高域ライン−コ
ームフィルタ部の領域にある１−Ｈディジタル遅延線２
０４と２０５の内容の初期化に同期してポストライン−
コーム部分応答フィルタにある１−Ｈディジタル遅延線
２０７と２０８の内容を周期的に初期化させる。この周
期的な初期化は垂直帰線消去期間の間になされるので、
ジャミング信号として作用するＮＴＳＣ映像信号の若干
の残留成分もない。これは、カラーバーストが伝送され
ないときにデータフレームが走査線の間に開始・終了
し、また直角位相映像検出器４７が７５０ｋＨｚ以下の
ＮＴＳＣ映像信号の残留成分を常に抑圧するので、水平
帰線消去期間にも同様なのでジャミング信号として同期
及び等化パルスを除去する。
ムの最終行のみ“１”なので、マルチプレクサ２１４と
２１５をして算術−０サンプルをデータ分離フィルタ２
０３にある１−Ｈ遅延線２０４と２０５にロードされる
ようにし、部分応答フィルタ２０６にあるマルチプレク
サ２３３と２３５をして論理“０”サンプルを１−Ｈデ
ィジタル遅延線２０７と２０８にロードさせる。このよ
うな過程はデータ分離フィルタ２０３の高域ライン−コ
ームフィルタ部の領域にある１−Ｈディジタル遅延線２
０４と２０５の内容の初期化に同期してポストライン−
コーム部分応答フィルタにある１−Ｈディジタル遅延線
２０７と２０８の内容を周期的に初期化させる。この周
期的な初期化は垂直帰線消去期間の間になされるので、
ジャミング信号として作用するＮＴＳＣ映像信号の若干
の残留成分もない。これは、カラーバーストが伝送され
ないときにデータフレームが走査線の間に開始・終了
し、また直角位相映像検出器４７が７５０ｋＨｚ以下の
ＮＴＳＣ映像信号の残留成分を常に抑圧するので、水平
帰線消去期間にも同様なのでジャミング信号として同期
及び等化パルスを除去する。
【００６１】素子２０８，２３４，２３５で構成された
ポストラインコーム部分応答フィルタの最終部の応答は
ＸＯＲゲート２３４の出力で現われ、部分応答フィルタ
２０６の出力端子２３６に印加される。データフレーム
が反復されるので、ポストフレーム−コーム部分応答フ
ィルタが不要になる。フレーム−コームフィルタ２０１
とライン−コームフィルタ２０３の順序は、図４に示す
ものと反対になることもある。１９９４年１月５日付け
で出願された米国特許出願第０８／１７９，５８８号は
ライン−コームフィルタ２０３とポストライン−コーム
部分応答フィルタ２０６に対するリセット過程が最初の
データ行の発生が解読される時間に遂行されるもので、
図４の回路の変形を示す。これはマルチプレクサ２１
４，２１５，２３３、及び２３５を１−Ｈ遅延線記憶装
置２０４，２０５，２０７、及び２０８の前ではなく後
に再配置されることで調節される。
ポストラインコーム部分応答フィルタの最終部の応答は
ＸＯＲゲート２３４の出力で現われ、部分応答フィルタ
２０６の出力端子２３６に印加される。データフレーム
が反復されるので、ポストフレーム−コーム部分応答フ
ィルタが不要になる。フレーム−コームフィルタ２０１
とライン−コームフィルタ２０３の順序は、図４に示す
ものと反対になることもある。１９９４年１月５日付け
で出願された米国特許出願第０８／１７９，５８８号は
ライン−コームフィルタ２０３とポストライン−コーム
部分応答フィルタ２０６に対するリセット過程が最初の
データ行の発生が解読される時間に遂行されるもので、
図４の回路の変形を示す。これはマルチプレクサ２１
４，２１５，２３３、及び２３５を１−Ｈ遅延線記憶装
置２０４，２０５，２０７、及び２０８の前ではなく後
に再配置されることで調節される。
【００６２】以上にアナログＴＶ信号に送られるディジ
タル信号を復旧するための受信機を参照してアナログシ
ステムに応用される本発明について述べてきた。例え
ば、本発明は１９９２年５月１２日付けでＣ．Ｈ．Stro
lle 等に特許付与された米国特許番号第５，１１３，２
６２号“ＶＩＤＥＯ ＳＩＧＮ ＡＬ ＲＥＣＯＲＤＩ
ＮＧ ＳＹＳＴＥＭ ＥＮＡＢＬＩＮＧ ＬＩＭＩＴＥ
Ｄ ＢＡＮＤＷＩＤＴＨＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＡＮＤ
ＰＬＡＹＢＡＣＫ”に開示されている形態の重畳された
スペクトル輝度信号を使用したアナログテープレコーデ
ィングのためのシステムに有用である。そのようなシス
テムにおいて、データは水平同期パルスにより映像搬送
波の変調を示す側波帯に直交する映像搬送波の側波帯で
符号化されるのではなく、水平同期パルスと同一の周波
数変調された輝度搬送波で符号化される。また、本発明
はデータ行同期信号あるいは線同期信号は同期パルスで
ない認知できるコードグループの形態を取る高品位ＴＶ
システム等のシステムにも有用である。データ行同期信
号あるいは線同期信号は整合フィルタを使用して検出さ
れ、ＡＦＰＣ回路に対する入力信号として使用される。
タル信号を復旧するための受信機を参照してアナログシ
ステムに応用される本発明について述べてきた。例え
ば、本発明は１９９２年５月１２日付けでＣ．Ｈ．Stro
lle 等に特許付与された米国特許番号第５，１１３，２
６２号“ＶＩＤＥＯ ＳＩＧＮ ＡＬ ＲＥＣＯＲＤＩ
ＮＧ ＳＹＳＴＥＭ ＥＮＡＢＬＩＮＧ ＬＩＭＩＴＥ
Ｄ ＢＡＮＤＷＩＤＴＨＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＡＮＤ
ＰＬＡＹＢＡＣＫ”に開示されている形態の重畳された
スペクトル輝度信号を使用したアナログテープレコーデ
ィングのためのシステムに有用である。そのようなシス
テムにおいて、データは水平同期パルスにより映像搬送
波の変調を示す側波帯に直交する映像搬送波の側波帯で
符号化されるのではなく、水平同期パルスと同一の周波
数変調された輝度搬送波で符号化される。また、本発明
はデータ行同期信号あるいは線同期信号は同期パルスで
ない認知できるコードグループの形態を取る高品位ＴＶ
システム等のシステムにも有用である。データ行同期信
号あるいは線同期信号は整合フィルタを使用して検出さ
れ、ＡＦＰＣ回路に対する入力信号として使用される。
【００６３】本発明がＮＴＳＣアナログＴＶ信号にＰＳ
Ｋ信号を送るためのシステム以外の他のシステム内で実
現されるとき、アナログ−ディジタル変換器上で要求さ
れるビット解像度は一層小さくなければならないので、
アナログ−ディジタル変換時にオーバサンプリングを避
けることができる。このとき、制御発振器の出力信号あ
るいはその次の零交差検出器の出力信号はアナログ−デ
ィジタル変換器による映像検出器の応答の標本化時間を
調節するのに直接に使用可能となり、サンプル／記号カ
ウンタ及び記号／線カウンタは一つのサンプル／線カウ
ンタに置き換えられる。
Ｋ信号を送るためのシステム以外の他のシステム内で実
現されるとき、アナログ−ディジタル変換器上で要求さ
れるビット解像度は一層小さくなければならないので、
アナログ−ディジタル変換時にオーバサンプリングを避
けることができる。このとき、制御発振器の出力信号あ
るいはその次の零交差検出器の出力信号はアナログ−デ
ィジタル変換器による映像検出器の応答の標本化時間を
調節するのに直接に使用可能となり、サンプル／記号カ
ウンタ及び記号／線カウンタは一つのサンプル／線カウ
ンタに置き換えられる。
【図１】本発明に従うクロック信号再生回路を含んでい
るディジタル信号受信機として、内部に乗せたディジタ
ル信号を有したＴＶ信号を受信して乗せているディジタ
ル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略図
である。
るディジタル信号受信機として、内部に乗せたディジタ
ル信号を有したＴＶ信号を受信して乗せているディジタ
ル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略図
である。
【図２】図１に示したディジタル信号受信機に含まれる
ゴースト抑圧回路の概略図である。
ゴースト抑圧回路の概略図である。
【図３】図２に示したゴースト抑圧回路にあるモジュロ
−８フィールドカウンタをリセットするための回路の概
略図である。
−８フィールドカウンタをリセットするための回路の概
略図である。
【図４】図１に示したデータ分離及び検出回路が取れる
代表的な形態の概略図である。
代表的な形態の概略図である。
４３ 同調器 ４４ 映像中間周波数(IF)フィルタ ４５ 映像IF増幅器 ４６ 同相同期映像検出器 ４７ 直角位相同期映像検出器 ４８ 発振器 ４９ 偏移回路網 ５０ 水平同期分離器 ５１ 垂直同期分離器 ５２ サンプル／記号カウンタ ５３ 記号カウンタ ５５ デコーダ ５６ 零交差検出器 ５７ 電圧制御発振器（ＶＯＣ） ５８ 制御遅延線 ５９ ＡＦＰＣ検出器 ６０ 整合フィルタ ６１ アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ） ６５ ビットラッチ ６７ パルス位相判別器 ６８ 臨界値検出器 ７０ データフレームカウンタ ７１ フレーム同期化回路 ７２ データ列カウンタ ７３ 記号／列カウンタ ７４ データ行カウンタ ７６ データ分離及び検出回路 ７７ レートバッファ ７８ 誤り訂正回路デコーダ
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 7/025 - 7/088 H04L 7/033 H04N 5/06
Claims (25)
- 【請求項１】 行レートで発生する行同期信号と、行レ
ートの倍数である記号レートを有するディジタルデータ
を示すアナログ信号を備える受信信号を受信するディジ
タル信号受信機におけるクロック再生回路であって、 自動周波数及び位相制御信号に応答して制御され、前記
記号レートの倍数の周波数で発振する制御発振器と、 前記制御発振器の発振周波数を連続する行同期信号の対
応する点の時間間隔において発生される前記発振器の発
振数に相応する因子で割って、自動周波数及び位相制御
帰還信号を発生させる周波数分割器と、 前記受信信号に応答して前記受信信号で前記行同期信号
の発生を検出して線同期パルスを発生させる手段と、 遅延制御信号によって制御される前記線同期パルスを遅
延し、遅延された線同期パルスを発生させる制御遅延線
と、 前記自動周波数及び位相制御帰還信号と前記遅延された
線同期パルスのそれぞれの周波数とそれぞれの位相にお
いての差に応答して前記自動周波数及び位相制御信号を
出力する自動周波数及び位相制御検出器と、 前記制御発振器の発振に応答してディジタルデータを示
す前記アナログ信号を標本化しディジタル変換して、前
記ディジタルデータを示すディジタル変換した信号サン
プルを前記記号レートで発生させる第１アナログ−ディ
ジタル変換器と、 前記記号レートで発生される前記ディジタル変換された
信号サンプルの標本化位相エラーを決定し、符号間干渉
を最小化するために前記ディジタル変換された信号サン
プルで標本化位相を調整するために、前記制御遅延線に
印加される前記遅延制御信号を発生させる手段とを備え
ることを特徴とするクロック再生回路。 - 【請求項２】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
は、前記記号レートの少なくとも２倍であるオーバサン
プリングレートで供給される第１クロック信号によりデ
ィジタルデータを示す前記アナログ信号を標本化し、第
２クロック信号により前記記号レートで前記ディジタル
変換信号サンプルを供給するオーバサンプリング形態で
あり、 前記周波数分割器は、 前記制御発振器の発振に応答して前記第１クロック信号
を発生させる零交差検出器と、 前記第１クロック信号の発生を計数して第１カウント信
号を発生させる第１カウンタと、 前記第１カウント信号が所定個数のサンプルを示す値に
至る度にこれを検出して前記第２クロック信号を発生さ
せる手段と、 前記第２クロック信号を前記第１カウンタに印加して前
記第１カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各行あるいは線周期で前記第２クロック信号の発生を計
数して第２カウント信号を発生させる第２カウンタと、 前記第２カウント信号が行当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して、前記自動周波数及び位
相制御帰還信号として前記自動周波数及び位相制御検出
器に印加される第３クロック信号を発生させる手段と、 前記第３クロック信号を前記第２カウンタに印加して前
記第２カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
備えることを特徴とする請求項１記載のクロック再生回
路。 - 【請求項３】 各行あるいは線周期で前記第３クロック
信号の発生を計数して第３カウント信号を発生させる第
３カウンタと、 前記第３カウント信号がフレーム当り所定個数の行ある
いは線を示す値に到達する度にこれを検出して第４クロ
ック信号を発生させる手段と、 前記第４クロック信号を前記第３カウンタに印加して前
記第３カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備える請求項２記載のクロック再生回路。 - 【請求項４】 前記第２クロック信号の発生を計数して
第４カウント信号を発生させる第４カウンタと、 前記第４カウント信号が列当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して第５クロック信号を発生
させる手段と、 前記第５クロック信号を前記第４カウンタに印加して前
記第４カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各線周期で前記第５クロック信号の発生を計数して第５
カウント信号を発生させる第５カウンタと、 前記第４クロック信号を前記第５カウンタに印加して前
記第５カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備えることを特徴とする請求項３記載のクロック
再生回路。 - 【請求項５】 前記アナログ−ディジタル変換器からの
各サンプルに応答し、そのサンプルによって示される記
号値を決定してそれぞれの記号を再生させる手段と、 書込みアドレス信号として前記第２カウント信号と前記
第３カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第４カウント信号と前記第５カウント信号を受信す
るランダムアクセスメモリを備える前記記号に対するデ
インタリーバと結合されて前記ディジタル信号受信機に
含まれる請求項４記載のクロック再生回路。 - 【請求項６】 前記アナログ−ディジタル変換器からの
サンプルを受信してデゴースティングされたサンプルを
供給するゴースト抑圧フィルタと、 各デゴースティングされたサンプルに応答し、そのサン
プルによって示す記号値を決定してそれぞれの記号を再
生させる手段と、 書込みアドレス信号として前記第２カウント信号と前記
第３カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第４カウント信号と前記第５カウント信号を受信す
るランダムアクセスメモリを備える前記記号に対するデ
インタリーバと結合されて前記ディジタル信号受信機に
含まれる請求項４記載のクロック再生回路。 - 【請求項７】 前記周波数分割器が、 前記制御発振器の発振の発生を計数して第１カウント信
号を発生させる第１カウンタと、 前記第１カウント信号が線当り所定個数の前記制御発振
器の発振を示す値に到達する度にこれを検出して、前記
自動周波数及び位相制御帰還信号として前記自動周波数
及び位相制御検出器に印加される第１クロック信号を発
生させる手段と、 前記第１クロック信号を前記第１カウンタに印加して前
記第１カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備えることを特徴とする請求項１記載のクロック
再生回路。 - 【請求項８】 前記第１クロック信号の発生を計数して
行あるいは線を計数する第２カウント信号を発生させる
第２カウンタと、 前記第２カウント信号がフレーム当り所定個数の行ある
いは線を示す値に到達する度にこれを検出して第２クロ
ック信号を発生させる手段と、 前記第２クロック信号を前記第２カウンタに印加して前
記第２カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備える請求項７記載のクロック再生回路。 - 【請求項９】 前記制御発振器の発振の発生を計数して
第３カウント信号を発生させる第３カウンタと、 前記第３カウント信号が列当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して第３クロック信号を発生
させる手段と、 前記第３クロック信号を前記第３カウンタに印加して前
記第３カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各線周期で前記第３クロック信号の発生を計数して第４
カウント信号を発生させる第４カウンタと、 前記第２クロック信号を前記第４カウンタに印加して前
記第４カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備えることを特徴とする請求項８記載のクロック
再生回路。 - 【請求項１０】 前記アナログ−ディジタル変換器から
の各サンプルに応答し、そのサンプルによって示される
記号値を決定してそれぞれの記号を再生させる手段と、 書込みアドレス信号として前記第２カウント信号と前記
第３カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第４カウント信号と前記第５カウント信号を受信す
るランダムアクセスメモリを備える前記記号に対するデ
インタリーバと結合して前記ディジタル信号受信機に含
まれることを特徴とする請求項９記載のクロック再生回
路。 - 【請求項１１】 前記アナログ−ディジタル変換器から
のサンプルを受信してデゴースティングされたサンプル
を供給するゴースト抑圧フィルタと、 各デゴースティングされたサンプルに応答し、そのサン
プルによって示される記号値を決定してそれぞれの記号
を再生させる手段と、 書込みアドレス信号として前記第２カウント信号と前記
第３カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第４カウント信号と前記第５カウント信号とを受信
するランダムアクセスメモリを備える前記記号に対する
デインタリーバと結合されて前記ディジタル信号受信機
に含む請求項９記載のクロック再生回路。 - 【請求項１２】 前記行同期信号は、前記受信信号にあ
るディジタルデータを示す前記アナログ信号と共に含ま
れている線同期パルスで構成される請求項１記載のクロ
ック再生回路。 - 【請求項１３】 線レートで発生する線同期パルスと、
線レートの倍数である記号レートを有するディジタルデ
ータを示すアナログ信号を備える受信信号を受信するデ
ィジタル信号受信機において、クロック再生回路が、 自動周波数及び位相制御信号に応答して制御され、前記
記号レートの倍数の周波数で発振する制御発振器と、 前記制御発振器の発振周波数を連続する線同期パルスの
対応する点の時間間隔において発生される前記発振器の
発振数に相応する因子で割って、自動周波数及び位相制
御帰還信号を発生させる周波数分割器と、 前記受信信号から前記線同期パルスを分離し、分離され
た線同期パルスを発生させる手段と、 遅延制御信号によって制御される前記分離された線同期
パルスを遅延して遅延された線同期パルスを発生させる
制御遅延線と、 前記自動周波数及び位相制御帰還信号と前記遅延された
線同期パルスのそれぞれの周波数とそれぞれの位相にお
ける差に応答して前記自動周波数及び位相制御信号を出
力する自動周波数及び位相制御検出器と、 前記制御発振器の発振に応答してディジタルデータを示
す前記アナログ信号を標本化しディジタル変換して、前
記ディジタルデータを示すディジタル変換された信号サ
ンプルを前記記号レートで発生させる第１アナログ−デ
ィジタル変換器と、 前記記号レートで発生される前記ディジタル変換された
信号サンプルの標本化位相エラーを決定して符号間干渉
を最小化するために、前記ディジタル変換された信号サ
ンプルで標本化位相を調整する追加帰還ループを完了す
るために、前記制御遅延線に印加される前記遅延制御信
号を発生させる手段とを備えることを特徴とするクロッ
ク再生回路。 - 【請求項１４】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
は、前記記号レートの少なくとも２倍であるオーバサン
プリングレートで供給される第１クロック信号によりデ
ィジタルデータを示す前記アナログ信号を標本化し、第
２クロック信号により前記記号レートで前記ディジタル
変換信号サンプルを供給するオーバサンプリング形態で
あり、前記周波数分割器は、 前記制御発振器の発振に応答して前記第１クロック信号
を発生させる零交差検出器と、 前記第１クロック信号の発生を計数して第１カウント信
号を発生させる第１カウンタと、 前記第１カウント信号が所定個数のサンプルを示す値に
到達する度に、これを検出して前記第２クロック信号を
発生させる手段と、 前記第２クロック信号を前記第１カウンタに印加して前
記第１カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各線周期で前記第２クロック信号の発生を計数して第２
カウント信号を発生させる第２カウンタと、 前記第２カウント信号が線当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して、前記自動周波数及び位
相制御帰還信号として前記自動周波数及び位相制御検出
器に印加される第３クロック信号を発生させる手段と、 前記第３クロック信号を前記第２カウンタに印加して前
記第２カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
備えることを特徴とする請求項１３記載のクロック再生
回路。 - 【請求項１５】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
により、前記記号レートで発生される前記ディジタルデ
ータを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応
答し、前記第２カウント信号によってアドレシングされ
る少なくとも一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コー
ムフィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含まれる
請求項１３記載のクロック再生回路。 - 【請求項１６】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
してそれぞれのデゴースティングされたサンプルを供給
するゴースト抑圧フィルタと、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
２カウント信号によってアドレシングされる少なくとも
一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コームフィルタと
共に前記ディジタル信号受信機に含まれることを特徴と
する請求項１３記載のクロック再生回路。 - 【請求項１７】 各線周期で前記第３クロック信号の発
生を計数して第３カウント信号を発生させる第３カウン
タと、 前記第３カウント信号がフレーム当り所定の個数の線を
示す値に到達する度にこれを検出して第４クロック信号
を発生させる手段と、 前記第４クロック信号を前記第３カウンタに印加して前
記第３カウント信号を初期値にリセットさせる手段と共
に前記ディジタル信号受信機に含まれることを特徴とす
る請求項１４記載のクロック再生回路。 - 【請求項１８】 各線周期で前記第３クロック信号の発
生を計数して第３カウント信号を発生させる第３カウン
タと、 前記第３カウント信号がフレーム当り所定個数の線を示
す値に到達する度にこれを検出して第４クロック信号を
発生させる手段と、 前記第４クロック信号を前記第３カウンタに印加して前
記第３カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 前記第１アナログ−ディジタル変換器により前記記号レ
ートで発生される前記ディジタルデータを示す前記ディ
ジタル変換された信号サンプルに応答し、前記第２及び
第３カウント信号によってアドレシングされる少なくと
も一つのフレーム貯蔵メモリを備えるフレーム−コーム
フィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含まれるこ
とを特徴とする請求項１４記載のクロック再生回路。 - 【請求項１９】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
によって前記記号レートで発生される前記ディジタルデ
ータを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応
答して、それぞれのデゴースティングされたサンプルを
供給するゴースト抑圧フィルタと、 各線周期で前記第３クロック信号の発生を計数して第３
カウント信号を発生させる第３カウンタと、 前記第３カウント信号がフレーム当り所定個数の線を示
す値に到達する度にこれを検出して第４クロック信号を
発生させる手段と、 前記第４クロック信号を前記第３カウンタに印加して前
記第３カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
２及び第３カウント信号によってアドレシングされる少
なくとも一つのフレーム貯蔵メモリを備えるフレーム−
コームフィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含ま
れることを特徴とする請求項１４記載のクロック再生回
路。 - 【請求項２０】 前記周波数分割器が、 前記制御発振器の発振の発生を計数して第１カウント信
号を発生させる第１カウンタと、 前記第１カウント信号が線当り前記制御発振器の所定個
数の発振を示す値に到達する度にこれを検出して、前記
自動周波数及び位相制御帰還信号として前記自動周波数
及び位相制御検出器に印加される第１クロック信号を発
生させる手段と、 前記第１クロック信号を前記第１カウンタに印加して前
記第１カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
備える請求項１３記載のクロック再生回路。 - 【請求項２１】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
し、前記第１カウント信号によってアドレシングされる
少なくとも一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コーム
フィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含まれる請
求項２０記載のクロック再生回路。 - 【請求項２２】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
してそれぞれのデゴースティングされたサンプルを供給
するゴースト抑圧フィルタと、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
２カウント信号によってアドレシングされる少なくとも
一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コームフィルタと
共に前記ディジタル信号受信機に含まれる請求項２１記
載のクロック再生回路。 - 【請求項２３】 前記第１クロック信号の発生を計数し
て行あるいは線を計数する第２カウント信号を発生させ
る第２カウンタと、 前記第２カウント信号がフレーム当り所定個数の行ある
いは線を示す値に到達する度にこれを検出して第２クロ
ック信号を発生させる手段と、 前記第２クロック信号を前記第２カウンタに印加して前
記第２カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備える請求項２０記載のクロック再生回路。 - 【請求項２４】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
し、前記第１及び第２カウント信号によってアドレシン
グされる少なくとも一つのフレーム貯蔵メモリを備える
フレーム−コームフィルタと共に前記ディジタル信号受
信機に含まれる請求項２３記載のクロック再生回路。 - 【請求項２５】 前記第１アナログ−ディジタル変換器
によって前記記号レートで発生される前記ディジタルデ
ータを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応
答してそれぞれのデゴースティングされたサンプルを供
給するゴースト抑圧フィルタと、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
１及び第２カウント信号によってアドレシングされる少
なくとも一つのフレーム貯蔵メモリを備えるフレーム−
コームフィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含ま
れる請求項２３記載のクロック再生回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US207684 | 1988-06-16 | ||
| US08/207,684 US5483292A (en) | 1994-03-09 | 1994-03-09 | Symbol clock regeneration in digital signal receivers for recovering digital data buried in NTSC TV signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH089346A JPH089346A (ja) | 1996-01-12 |
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Family
ID=22771578
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05002395A Expired - Fee Related JP3227334B2 (ja) | 1994-03-09 | 1995-03-09 | Ｎｔｓｃ ｔｖ信号に乗せたディジタルデータを復旧するためのディジタル信号受信機における記号クロック再生回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5483292A (ja) |
| JP (1) | JP3227334B2 (ja) |
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| CN (1) | CN1088306C (ja) |
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| CN101247527B (zh) * | 2008-03-21 | 2010-04-21 | 华为技术有限公司 | 时钟恢复的方法及装置 |
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