JPH089346A - Ntsc tv信号に乗せたディジタルデータを復旧するためのディジタル信号受信機における記号クロック再生回路 - Google Patents
Ntsc tv信号に乗せたディジタルデータを復旧するためのディジタル信号受信機における記号クロック再生回路Info
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- JPH089346A JPH089346A JP7050023A JP5002395A JPH089346A JP H089346 A JPH089346 A JP H089346A JP 7050023 A JP7050023 A JP 7050023A JP 5002395 A JP5002395 A JP 5002395A JP H089346 A JPH089346 A JP H089346A
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- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
- H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
- H04N7/0803—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division using frequency interleaving, e.g. with precision offset
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Synchronizing For Television (AREA)
Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【目的】NTSC TV信号で送られるディジタル信号
を復旧するディジタル信号受信機の記号クロック再生回
路を提供する。 【構成】水平走査レートの倍数である記号レートを有す
るディジタルデータが放送TV信号に送られる。ディジ
タル信号受信機において、そのデータはコームフィルタ
リングにつながる直角映像検出47により、複合映像信
号から分離される。このコームフィルタリングは記号レ
ートでのディジタル標本化により一番に経済的に実現さ
れる。記号レートでそしてオーバサンプルクロックアナ
ログ−ディジタル変換技術61が利用される記号レート
の倍数でのクロック信号の再生は放送TV信号で伝送さ
れる水平同期パルスに応答する自動周波数及び位相制御
機能を有する制御発振器57を使用して遂行される。水
平同期パルスは普通雑音よりよほど大きいので、制御発
振器の周波数と位相はディジタル信号受信機の電力供給
あるいはチャンネル変化に従って迅速に調整される。
を復旧するディジタル信号受信機の記号クロック再生回
路を提供する。 【構成】水平走査レートの倍数である記号レートを有す
るディジタルデータが放送TV信号に送られる。ディジ
タル信号受信機において、そのデータはコームフィルタ
リングにつながる直角映像検出47により、複合映像信
号から分離される。このコームフィルタリングは記号レ
ートでのディジタル標本化により一番に経済的に実現さ
れる。記号レートでそしてオーバサンプルクロックアナ
ログ−ディジタル変換技術61が利用される記号レート
の倍数でのクロック信号の再生は放送TV信号で伝送さ
れる水平同期パルスに応答する自動周波数及び位相制御
機能を有する制御発振器57を使用して遂行される。水
平同期パルスは普通雑音よりよほど大きいので、制御発
振器の周波数と位相はディジタル信号受信機の電力供給
あるいはチャンネル変化に従って迅速に調整される。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログTV信号に乗
せているディジタル信号を復旧するための受信機におけ
る記号クロック再生回路に係る。
せているディジタル信号を復旧するための受信機におけ
る記号クロック再生回路に係る。
【0002】
【従来の技術】ディジタル情報を符号化する相対的に低
い電力(例えば、雑音フロア以上の10dB)の補助信
号が、もしもディジタル信号のフォーマットに適当な制
限が加えられると、複合映像信号から発生するTV画像
にやすく表示されなくても複合映像信号と共に混合され
得る。ディジタルデータを伝送するためには、残留側波
帯振幅変調された(vestigial−sideba
nd,amplitude−modulated;VA
B AM)画像搬送波と同一な周波数を有しているが、
それと直角位相にある抑圧されたVSB AB搬送波を
使用することが有利である。この方法は、その直角搬送
波の変調の同期検出を通じてディジタルデータを復旧す
るようにする。もしも受信機の帯域幅が全体の残留帯域
幅を含むに十分であれば、干渉信号としてディジタルデ
ータを伴う残留複合映像信号は、周波数が0.75MH
zまで分布された基底帯域で実質なエネルギーを有しな
いであろう。VSB AM映像搬送波が両側波帯振幅変
調された(double−sideband ampl
itude−modulated;DSB AM)搬送
波から単側波帯振幅変調された(single−sid
eband amplitude−modulate
d;SSB AM)搬送波への遷移は0.75MHz近
辺から始め、残留側波帯のロールオフが終了する1.2
5MHz周波数までエネルギーが減少する。
い電力(例えば、雑音フロア以上の10dB)の補助信
号が、もしもディジタル信号のフォーマットに適当な制
限が加えられると、複合映像信号から発生するTV画像
にやすく表示されなくても複合映像信号と共に混合され
得る。ディジタルデータを伝送するためには、残留側波
帯振幅変調された(vestigial−sideba
nd,amplitude−modulated;VA
B AM)画像搬送波と同一な周波数を有しているが、
それと直角位相にある抑圧されたVSB AB搬送波を
使用することが有利である。この方法は、その直角搬送
波の変調の同期検出を通じてディジタルデータを復旧す
るようにする。もしも受信機の帯域幅が全体の残留帯域
幅を含むに十分であれば、干渉信号としてディジタルデ
ータを伴う残留複合映像信号は、周波数が0.75MH
zまで分布された基底帯域で実質なエネルギーを有しな
いであろう。VSB AM映像搬送波が両側波帯振幅変
調された(double−sideband ampl
itude−modulated;DSB AM)搬送
波から単側波帯振幅変調された(single−sid
eband amplitude−modulate
d;SSB AM)搬送波への遷移は0.75MHz近
辺から始め、残留側波帯のロールオフが終了する1.2
5MHz周波数までエネルギーが減少する。
【0003】“APPARATUS FOR PROC
ESSING MODIFIEDNTSC TELEV
ISION SIGNALS,WITH DIGITA
LSIGNALS BURIED THEREWITH
IN”という名称の1993年8月20日付で出願され
ており、本願明細書に参考として挙げる米国特許出願第
08/108,311号でA.L.R.Limberg
とC.B.PatelとT.Liuとは、同じ周波数の
VSB AM映像搬送波及び直角位相にあるVSB A
M搬送波の副搬送波の位相シフトキーイング(phas
e−shift−keying;PSK)変調を説明し
ている。それの副搬送波の周波数は1/2走査線周波数
の奇数倍であり、走査線周波数の倍数である記号レート
から印加される直列−ビットディジタルデータに従って
位相シフトキーイングされる。Limberg等は各連
続する対のNTSC TV信号の連続フレームで逆位相
にあるが、変調された副搬送波のフレームを二度伝送す
ることを選好する。人間の視力体系の応答速度上の限界
とキネスコープ燐光体の電界発光の減退によるフレーム
平均効果のためにフレーム対でデータのそのような反復
は、NTSCTV信号から検出される複合映像信号を伴
うPSK副搬送波をして画面上で視聴のために複合映像
信号から発生する画像はよく見えないようにする。また
フレーム対でデータのそのような反復は、連続するTV
画像の静止領域を現わす複合映像信号の輝度領域からP
SK副搬送波を分離するために、ディジタル信号受信機
でフレーム−コームフィルタリングの使用のための基盤
を提供する。Limberg等は、また隣接する対のN
TSC TV信号の隣接走査線で逆位相にあるディジタ
ルデータの変調を反復することを選好しており、これ
は、複合映像信号の色度領域でPSK副搬送波を分離す
るためにディジタル信号受信機でラインコームフィルタ
リングの使用のための土台を提供する。
ESSING MODIFIEDNTSC TELEV
ISION SIGNALS,WITH DIGITA
LSIGNALS BURIED THEREWITH
IN”という名称の1993年8月20日付で出願され
ており、本願明細書に参考として挙げる米国特許出願第
08/108,311号でA.L.R.Limberg
とC.B.PatelとT.Liuとは、同じ周波数の
VSB AM映像搬送波及び直角位相にあるVSB A
M搬送波の副搬送波の位相シフトキーイング(phas
e−shift−keying;PSK)変調を説明し
ている。それの副搬送波の周波数は1/2走査線周波数
の奇数倍であり、走査線周波数の倍数である記号レート
から印加される直列−ビットディジタルデータに従って
位相シフトキーイングされる。Limberg等は各連
続する対のNTSC TV信号の連続フレームで逆位相
にあるが、変調された副搬送波のフレームを二度伝送す
ることを選好する。人間の視力体系の応答速度上の限界
とキネスコープ燐光体の電界発光の減退によるフレーム
平均効果のためにフレーム対でデータのそのような反復
は、NTSCTV信号から検出される複合映像信号を伴
うPSK副搬送波をして画面上で視聴のために複合映像
信号から発生する画像はよく見えないようにする。また
フレーム対でデータのそのような反復は、連続するTV
画像の静止領域を現わす複合映像信号の輝度領域からP
SK副搬送波を分離するために、ディジタル信号受信機
でフレーム−コームフィルタリングの使用のための基盤
を提供する。Limberg等は、また隣接する対のN
TSC TV信号の隣接走査線で逆位相にあるディジタ
ルデータの変調を反復することを選好しており、これ
は、複合映像信号の色度領域でPSK副搬送波を分離す
るためにディジタル信号受信機でラインコームフィルタ
リングの使用のための土台を提供する。
【0004】Limberg等は、直角位相VSB A
M映像搬送波に対する同期映像検出器の次に縦続接続さ
れた低域ラインコームフィルタと高域フレームコームフ
ィルタが続くディジタル信号受信機を詳述している。低
域ラインコームフィルタはNTSC信号、特に適切にプ
リフィルタリングされたNTSC信号の周波数スペクト
ルの色度信号領域から1/2走査線周波数の奇数倍であ
る周波数を有したPSK副搬送波の周波数スペクトルを
分離するためのものである。高域フレームコームフィル
タは、NTSC信号の周波数スペクトルの動きがない輝
度信号領域から1/2走査線周波数の奇数倍である周波
数を有したPSK副搬送波の周波数スペクトルを分離す
るためのものである。Limberg等は、縦続接続さ
れた高域コームフィルタの応答でNTSC信号の残留ス
ペクトルがPSK信号を伴うジャミング信号の周波数ス
ペクトルで見られることができることを明示している。
したがって、縦続接続された高域コームフィルタの応答
でNTSC信号の残留スペクトルは、同期記号検出によ
り判別されることができる。
M映像搬送波に対する同期映像検出器の次に縦続接続さ
れた低域ラインコームフィルタと高域フレームコームフ
ィルタが続くディジタル信号受信機を詳述している。低
域ラインコームフィルタはNTSC信号、特に適切にプ
リフィルタリングされたNTSC信号の周波数スペクト
ルの色度信号領域から1/2走査線周波数の奇数倍であ
る周波数を有したPSK副搬送波の周波数スペクトルを
分離するためのものである。高域フレームコームフィル
タは、NTSC信号の周波数スペクトルの動きがない輝
度信号領域から1/2走査線周波数の奇数倍である周波
数を有したPSK副搬送波の周波数スペクトルを分離す
るためのものである。Limberg等は、縦続接続さ
れた高域コームフィルタの応答でNTSC信号の残留ス
ペクトルがPSK信号を伴うジャミング信号の周波数ス
ペクトルで見られることができることを明示している。
したがって、縦続接続された高域コームフィルタの応答
でNTSC信号の残留スペクトルは、同期記号検出によ
り判別されることができる。
【0005】J.Yangは、“APPARATUS
FOR PROCESSING NTSC TV SI
GNALS HAVING DIGITAL SIGN
ALS ON QUADRATURE−PHASE V
IDEO CARRIER”という名称の1993年1
0月26日付で出願されており、本願明細書に参考とし
て挙げる米国特許出願第08/147,070号で、映
像搬送波と同じ周波数にあり、それと直角位相にある抑
圧搬送波の2進位相シフトキーイングされた(bina
ry phase−shift−keyed;BPS
K)変調を明示している。その抑圧搬送波は、何らの副
搬送波が使用されなくとも直接位相シフトキーイングさ
れる。Yangは、Limberg等の特許と同様に各
連続する対のNTSC TV信号の連続フレームで逆位
相にあるが、変調された副搬送波のフレームを二度伝送
することを支持する。また、コームフィルタリングによ
らなくても輝度信号から色度信号を分離するTV受信機
において、色度信号へのクロストークを避けられるよう
にBPSK信号が約2MHz帯域幅に制限されることを
明示ている。また平衡振幅変調器に対してアナログ変調
信号へのディジタル−アナログ変換前に、プリラインコ
ーム部分応答フィルタを通じて伝送されるようにデータ
を通過させることを明示している。これは、ディジタル
信号受信機で複合映像信号の輝度領域からPSK副搬送
波を分離するために、ラインコームフィルタリングが遂
行されるときその内に含まれた情報を保存するために行
われる。ディジタル信号受信機でラインコームフィルタ
リングは、もしも、それが映像信号の一本の水平走査線
の持続時間だけのみ差動的に遅延した信号を線形的に結
合する2−タップ体系のものであれば、部分応答フィル
タリングされた2進ディジタル信号を3重ディジタル信
号に変換する。ディジタル信号受信機でラインコームフ
ィルタリングは、もしも、それが映像信号の一本の水平
走査線の持続時間と映像信号の二本の水平走査線の持続
時間だけ差動的に遅延した信号を線形的に結合する3−
タップ形態のものであれば、部分応答フィルタリングさ
れた2進ディジタル信号を5−レベルディジタル信号に
変換する。したがって、多重レベル記号決定回路は、コ
ームフィルタリング応答からBPSKにより伝送される
ビット−直列ディジタルデータを復旧するに必要であ
る。
FOR PROCESSING NTSC TV SI
GNALS HAVING DIGITAL SIGN
ALS ON QUADRATURE−PHASE V
IDEO CARRIER”という名称の1993年1
0月26日付で出願されており、本願明細書に参考とし
て挙げる米国特許出願第08/147,070号で、映
像搬送波と同じ周波数にあり、それと直角位相にある抑
圧搬送波の2進位相シフトキーイングされた(bina
ry phase−shift−keyed;BPS
K)変調を明示している。その抑圧搬送波は、何らの副
搬送波が使用されなくとも直接位相シフトキーイングさ
れる。Yangは、Limberg等の特許と同様に各
連続する対のNTSC TV信号の連続フレームで逆位
相にあるが、変調された副搬送波のフレームを二度伝送
することを支持する。また、コームフィルタリングによ
らなくても輝度信号から色度信号を分離するTV受信機
において、色度信号へのクロストークを避けられるよう
にBPSK信号が約2MHz帯域幅に制限されることを
明示ている。また平衡振幅変調器に対してアナログ変調
信号へのディジタル−アナログ変換前に、プリラインコ
ーム部分応答フィルタを通じて伝送されるようにデータ
を通過させることを明示している。これは、ディジタル
信号受信機で複合映像信号の輝度領域からPSK副搬送
波を分離するために、ラインコームフィルタリングが遂
行されるときその内に含まれた情報を保存するために行
われる。ディジタル信号受信機でラインコームフィルタ
リングは、もしも、それが映像信号の一本の水平走査線
の持続時間だけのみ差動的に遅延した信号を線形的に結
合する2−タップ体系のものであれば、部分応答フィル
タリングされた2進ディジタル信号を3重ディジタル信
号に変換する。ディジタル信号受信機でラインコームフ
ィルタリングは、もしも、それが映像信号の一本の水平
走査線の持続時間と映像信号の二本の水平走査線の持続
時間だけ差動的に遅延した信号を線形的に結合する3−
タップ形態のものであれば、部分応答フィルタリングさ
れた2進ディジタル信号を5−レベルディジタル信号に
変換する。したがって、多重レベル記号決定回路は、コ
ームフィルタリング応答からBPSKにより伝送される
ビット−直列ディジタルデータを復旧するに必要であ
る。
【0006】J.Yang及びA.L.R Limbe
rgによって1994年1月5日付で出願されており、
本願明細書に参考として挙げる‘PRE−FRAME−
COMB’AS WELL AS‘PRE−LINE−
COMB’PARTIAL−RESPONSE FIL
TERING OF BPSK BURIED INA
TV SIGNALという名称の、米国特許出願第0
8/179,616号では、映像搬送波と直角位相にあ
る搬送波に対して変調信号が発生するビット−直列デー
タを処理するために、プリラインコーム部分応答フィル
タリングのみならずプリフレームコーム部分応答フィル
タを使用するディジタル信号送信機を詳述している。も
しも、ディジタル信号受信機でラインコームフィルタリ
ングが映像信号の一本の水平走査線の持続時間だけのみ
差動的に遅延した信号を線形的に結合する2−タップ形
態のものであれば、そのラインコームフィルタリング
は、部分応答フィルタリングされた2進ディジタル信号
を5−レベルディジタル信号に変換する。もしも、ディ
ジタル信号受信機でラインコームフィルタリングが映像
信号の一本の水平走査線の持続時間と映像信号の二本の
水平走査線の持続時間だけ差動的に遅延した信号を線形
的に結合する3−タップ形態のものであれば、そのライ
ンコームフィルタリングは、部分応答フィルタリングさ
れた2進ディジタル信号を9−レベルディジタル信号に
変換する。
rgによって1994年1月5日付で出願されており、
本願明細書に参考として挙げる‘PRE−FRAME−
COMB’AS WELL AS‘PRE−LINE−
COMB’PARTIAL−RESPONSE FIL
TERING OF BPSK BURIED INA
TV SIGNALという名称の、米国特許出願第0
8/179,616号では、映像搬送波と直角位相にあ
る搬送波に対して変調信号が発生するビット−直列デー
タを処理するために、プリラインコーム部分応答フィル
タリングのみならずプリフレームコーム部分応答フィル
タを使用するディジタル信号送信機を詳述している。も
しも、ディジタル信号受信機でラインコームフィルタリ
ングが映像信号の一本の水平走査線の持続時間だけのみ
差動的に遅延した信号を線形的に結合する2−タップ形
態のものであれば、そのラインコームフィルタリング
は、部分応答フィルタリングされた2進ディジタル信号
を5−レベルディジタル信号に変換する。もしも、ディ
ジタル信号受信機でラインコームフィルタリングが映像
信号の一本の水平走査線の持続時間と映像信号の二本の
水平走査線の持続時間だけ差動的に遅延した信号を線形
的に結合する3−タップ形態のものであれば、そのライ
ンコームフィルタリングは、部分応答フィルタリングさ
れた2進ディジタル信号を9−レベルディジタル信号に
変換する。
【0007】J.Yang及びA.L.R Limbe
rgにより1994年1月5日付で出願されており、
“APPARATUS FOR PROCESSING
BPSK SIGNALS TRANSMITTED
WITH NTSC TVON QUADRATUR
E PHASE VIDEO CARRIER”という
名称の、本願明細書に参考として挙げる米国特許出願第
08/179,588号では、映像搬送波及び直角位相
にある搬送波に対するBPSK変調信号の何らのプリコ
ーム−フィルタ部分応答フィルタリングなく、ビット−
直列データから直接発生することを明示している。ま
た、干渉する残留輝度信号を抑圧するために直角映像検
出器の次に縦続接続された高域フレームコームフィルタ
と高域ラインコームフィルタを使用し、コームフィルタ
応答に対して多数レベルの記号決定回路を使用し、コー
ムフィルタリングによるデータ変更を原状に復するため
に記号決定回路の次にポストコーム−フィルタ部分応答
フィルタリングを使用するディジタル信号受信機を詳述
している。
rgにより1994年1月5日付で出願されており、
“APPARATUS FOR PROCESSING
BPSK SIGNALS TRANSMITTED
WITH NTSC TVON QUADRATUR
E PHASE VIDEO CARRIER”という
名称の、本願明細書に参考として挙げる米国特許出願第
08/179,588号では、映像搬送波及び直角位相
にある搬送波に対するBPSK変調信号の何らのプリコ
ーム−フィルタ部分応答フィルタリングなく、ビット−
直列データから直接発生することを明示している。ま
た、干渉する残留輝度信号を抑圧するために直角映像検
出器の次に縦続接続された高域フレームコームフィルタ
と高域ラインコームフィルタを使用し、コームフィルタ
応答に対して多数レベルの記号決定回路を使用し、コー
ムフィルタリングによるデータ変更を原状に復するため
に記号決定回路の次にポストコーム−フィルタ部分応答
フィルタリングを使用するディジタル信号受信機を詳述
している。
【0008】Yangの特許システムに対する受信機
が、また“RECEIVER WITH OVERSA
MPLING ANALOG−TO−DIGITAL
CONVERSION FOR DIGITAL SI
GNALS WITHIN TV SIGNALS”と
いう名称の、本願明細書に参考として挙げる1993年
10月26日付で出願された米国特許出願第08/14
1,071号にもT.V.Bolgerによって明示さ
れている。これら受信機は、オーバサンプリングアナロ
グ−ディジタル変換器(ADC)を使用して直角位相映
像検出器の応答をディジタル変換する。このディジタル
化された直角位相映像検出器の応答は、ディジタルフレ
ームコーム及びラインコームフィルタリングされて残留
する複合映像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答
は多重レベル記号決定回路に印加されてBPSKにより
伝送されるビット−直列ディジタルデータを復旧し、こ
のビット−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォワ
ード誤り訂正コードを使用してデータにあるディジタル
情報を訂正するデコーダに供給される。
が、また“RECEIVER WITH OVERSA
MPLING ANALOG−TO−DIGITAL
CONVERSION FOR DIGITAL SI
GNALS WITHIN TV SIGNALS”と
いう名称の、本願明細書に参考として挙げる1993年
10月26日付で出願された米国特許出願第08/14
1,071号にもT.V.Bolgerによって明示さ
れている。これら受信機は、オーバサンプリングアナロ
グ−ディジタル変換器(ADC)を使用して直角位相映
像検出器の応答をディジタル変換する。このディジタル
化された直角位相映像検出器の応答は、ディジタルフレ
ームコーム及びラインコームフィルタリングされて残留
する複合映像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答
は多重レベル記号決定回路に印加されてBPSKにより
伝送されるビット−直列ディジタルデータを復旧し、こ
のビット−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォワ
ード誤り訂正コードを使用してデータにあるディジタル
情報を訂正するデコーダに供給される。
【0009】Yangの特許システムに対する受信機
が、また“RECEIVER WITH SIGMA−
DELTA ANALOG−TO−DIGITAL C
ONVERSION FOR DIGITAL SIG
NALS BURIED INTV SIGNALS”
という名称で本願明細書と同時に出願されており、ここ
に参考で反映した米国特許出願にもJ.Yang,T.
V.Bolger、及びA.L.R.Limbergに
よって明示されている。これら受信機は、シグマ−デル
タ形態のオーバサンプリングADCを使用して直角位相
映像検出器の応答をディジタル変換する。基本的な多重
ビット解像度フラッシュ変換器のビット解像度は、シグ
マ−デルタ方法を使用することより向上することが好適
であるが、このシグマ−デルタ方法で基本的な多重ビッ
ト解像度ADC出力信号のただ一つのビットのみが、本
願明細書に参考として挙げるT.C.Leslie及び
B.Singhによる論文“An improved
Sigma−DeltaModulator Arch
itecture”,1990 IEEE SYMPO
SIUM ON CIRCUITS & SYSTEM
S,90 CH2868−8900000−0372,
pp.372−375に記述されたように、それぞれの
オーバサンプリング過程でフィードバックのために再び
アナログ信号に変換される。このディジタル化された直
角位相映像検出器の応答は、ディジタルフレームコーム
及びラインコームフィルタリングされて残留する複合映
像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答は、多重レ
ベル記号決定回路に印加されてBPSKにより伝送され
るビット−直列ディジタルデータを復旧し、このビット
−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォワード誤り
訂正コードを使用してデータにあるディジタル情報を訂
正するデコーダに供給される。
が、また“RECEIVER WITH SIGMA−
DELTA ANALOG−TO−DIGITAL C
ONVERSION FOR DIGITAL SIG
NALS BURIED INTV SIGNALS”
という名称で本願明細書と同時に出願されており、ここ
に参考で反映した米国特許出願にもJ.Yang,T.
V.Bolger、及びA.L.R.Limbergに
よって明示されている。これら受信機は、シグマ−デル
タ形態のオーバサンプリングADCを使用して直角位相
映像検出器の応答をディジタル変換する。基本的な多重
ビット解像度フラッシュ変換器のビット解像度は、シグ
マ−デルタ方法を使用することより向上することが好適
であるが、このシグマ−デルタ方法で基本的な多重ビッ
ト解像度ADC出力信号のただ一つのビットのみが、本
願明細書に参考として挙げるT.C.Leslie及び
B.Singhによる論文“An improved
Sigma−DeltaModulator Arch
itecture”,1990 IEEE SYMPO
SIUM ON CIRCUITS & SYSTEM
S,90 CH2868−8900000−0372,
pp.372−375に記述されたように、それぞれの
オーバサンプリング過程でフィードバックのために再び
アナログ信号に変換される。このディジタル化された直
角位相映像検出器の応答は、ディジタルフレームコーム
及びラインコームフィルタリングされて残留する複合映
像信号を抑圧し、コームフィルタリング応答は、多重レ
ベル記号決定回路に印加されてBPSKにより伝送され
るビット−直列ディジタルデータを復旧し、このビット
−直列ディジタルデータは、内蔵されたフォワード誤り
訂正コードを使用してデータにあるディジタル情報を訂
正するデコーダに供給される。
【0010】C.B.Patel及びJ.Yangによ
り1994年1月5日付で出願されており、“APPA
RATUS FOR SUPRESSING GHOS
TSIN SIGNALS MODULATING A
CARRIER INQUADRATURE PHA
SING WITH A VIDEO CARRIE
R”という名称の、本願明細書に参考として挙げる米国
特許出願第08/179,618号では、ディジタル信
号受信機で同相及び直角位相映像検出器からの信号に対
して類似しているゴースト抑圧フィルタの使用を記述し
ている。二つのゴースト抑圧フィルタのフィルタリング
係数は、NTSC複合映像信号の垂直帰線消去区間で選
択された水平走査線間、ゴースト消去基準(ghost
−cancellation reference;G
CR)信号電波に対する同相映像検出器の応答から行わ
れた計算に応答して並列に調節される。
り1994年1月5日付で出願されており、“APPA
RATUS FOR SUPRESSING GHOS
TSIN SIGNALS MODULATING A
CARRIER INQUADRATURE PHA
SING WITH A VIDEO CARRIE
R”という名称の、本願明細書に参考として挙げる米国
特許出願第08/179,618号では、ディジタル信
号受信機で同相及び直角位相映像検出器からの信号に対
して類似しているゴースト抑圧フィルタの使用を記述し
ている。二つのゴースト抑圧フィルタのフィルタリング
係数は、NTSC複合映像信号の垂直帰線消去区間で選
択された水平走査線間、ゴースト消去基準(ghost
−cancellation reference;G
CR)信号電波に対する同相映像検出器の応答から行わ
れた計算に応答して並列に調節される。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】前述の参照特許出願に
記述された発明は、本願明細書に記述された発明と同様
に、雇用の範囲内でなされた発明を譲渡するようにした
雇用人協定に従って三星電子(株)に譲渡された。これ
ら特許出願書に記述されたシステムに対する変形は続い
て考慮されている。始めから述べた通りに、これらシス
テムは、垂直帰線消去区間におけるすべての水平走査線
を含んですべての水平走査線でのデータを含んでおり、
データフレームは垂直同期パルス区間の次に始まる。ま
たデータフレームは、データが複合映像信号の各フィー
ルドの18番目〜21番目の走査線間に伝送されなくて
複合映像信号の各奇数フィールドの22番目の水平走査
線により始まることができる。このような実行は、GC
R信号に対して使用される19番目走査線と、映像ファ
クシミリ伝送に対して使用される20番目走査線と、閉
字幕情報に使用される21番目走査線とに対してある変
化を避ける。
記述された発明は、本願明細書に記述された発明と同様
に、雇用の範囲内でなされた発明を譲渡するようにした
雇用人協定に従って三星電子(株)に譲渡された。これ
ら特許出願書に記述されたシステムに対する変形は続い
て考慮されている。始めから述べた通りに、これらシス
テムは、垂直帰線消去区間におけるすべての水平走査線
を含んですべての水平走査線でのデータを含んでおり、
データフレームは垂直同期パルス区間の次に始まる。ま
たデータフレームは、データが複合映像信号の各フィー
ルドの18番目〜21番目の走査線間に伝送されなくて
複合映像信号の各奇数フィールドの22番目の水平走査
線により始まることができる。このような実行は、GC
R信号に対して使用される19番目走査線と、映像ファ
クシミリ伝送に対して使用される20番目走査線と、閉
字幕情報に使用される21番目走査線とに対してある変
化を避ける。
【0012】前記から参照された特許出願書に記述され
たシステムから利用できる帯域幅は、5.1チャンネル
ドルビAC−3オーディオあるいはMPEGオーディオ
の伝送を収容する。以前は、各水平走査線にある一番目
画素の一番左側の区間として水平同期パルスの区間(通
常は上昇区間)で−20 IREレベル中央時点を使用
することと、これら中央時点からすべての画素クロック
を計算することを選好した。しかしながら、データ記号
クロックに対する基準時点を考慮するとき、NTSC
TV規格が水平同期パルス区間とカラーバーストとGC
R信号間の時間関係に密接した許容値を規定しないとい
う問題がある。ディジタル信号受信機において、GCR
信号は、ゴースト抑圧フィルタリングの荷重係数の調節
を計算するに使用される処理装置の使用のためにROM
で時点基準に貯蔵されるので、好適な送信機の実施は、
送信されたGCR信号と送信された記号クロックを相互
に参照することである。ディジタル信号受信機において
ゴースト抑圧フィルタリングは、処理装置がROMに貯
蔵されたGCR信号を有した送信機から受信されるGC
R信号を交差相関させるようにすることに従い、記号ク
ロック位相の調節に自動に対比できる。この実施は、ま
た送信されたGCR信号が通常送信機から局部的に発生
して遠隔で発生した複合映像によらなくて、差動位相歪
曲により変更される水平同期とカラー副搬送波間のタイ
ミング関係が持てるという観点で望ましい。
たシステムから利用できる帯域幅は、5.1チャンネル
ドルビAC−3オーディオあるいはMPEGオーディオ
の伝送を収容する。以前は、各水平走査線にある一番目
画素の一番左側の区間として水平同期パルスの区間(通
常は上昇区間)で−20 IREレベル中央時点を使用
することと、これら中央時点からすべての画素クロック
を計算することを選好した。しかしながら、データ記号
クロックに対する基準時点を考慮するとき、NTSC
TV規格が水平同期パルス区間とカラーバーストとGC
R信号間の時間関係に密接した許容値を規定しないとい
う問題がある。ディジタル信号受信機において、GCR
信号は、ゴースト抑圧フィルタリングの荷重係数の調節
を計算するに使用される処理装置の使用のためにROM
で時点基準に貯蔵されるので、好適な送信機の実施は、
送信されたGCR信号と送信された記号クロックを相互
に参照することである。ディジタル信号受信機において
ゴースト抑圧フィルタリングは、処理装置がROMに貯
蔵されたGCR信号を有した送信機から受信されるGC
R信号を交差相関させるようにすることに従い、記号ク
ロック位相の調節に自動に対比できる。この実施は、ま
た送信されたGCR信号が通常送信機から局部的に発生
して遠隔で発生した複合映像によらなくて、差動位相歪
曲により変更される水平同期とカラー副搬送波間のタイ
ミング関係が持てるという観点で望ましい。
【0013】従来のアナログTV信号に乗せているディ
ジタル信号を受信するためのディジタル信号受信機にお
いて、ディジタル情報を復旧するために直角位相映像検
出器の以外にも、同相映像検出器を使用するVSB映像
搬送波の振幅を変調する複合映像信号を検出するのに有
利である。複合映像信号に対する同期パルスは、データ
フレーム、データ列及び大体的なPSK記号位置を定義
するのに使用され得る多量の有用なタイミング情報を含
む。このタイミング情報は、複合映像信号の干渉する残
留成分を抑圧するために直角位相映像検出器により検出
される信号のフレームコーム及びラインコームフィルタ
リングを制御することにも使用され得る。これら残留成
分の周波数は、VSB AM映像搬送波がDSB AM
搬送波からSSB AM搬送波への遷移を始める0.7
5MHzが越え、残留側波帯域のロールオフが終了する
1.25MHzまで増加したエネルギーを現す。各フィ
ールドの19番目走査線から伝送されるGCR信号は、
データフレームを相互関連させるに有用なモジュロ−8
フィールド(あるいは1/2フレーム)カウントに関す
る情報を提供する。同相映像検出器はディジタル信号受
信機に有利に含まれるので、各フィールドの19番目走
査線からその検出器が検出するGCR信号は、送信チャ
ンネルで多重経路を計算するための基礎として利用可能
である。
ジタル信号を受信するためのディジタル信号受信機にお
いて、ディジタル情報を復旧するために直角位相映像検
出器の以外にも、同相映像検出器を使用するVSB映像
搬送波の振幅を変調する複合映像信号を検出するのに有
利である。複合映像信号に対する同期パルスは、データ
フレーム、データ列及び大体的なPSK記号位置を定義
するのに使用され得る多量の有用なタイミング情報を含
む。このタイミング情報は、複合映像信号の干渉する残
留成分を抑圧するために直角位相映像検出器により検出
される信号のフレームコーム及びラインコームフィルタ
リングを制御することにも使用され得る。これら残留成
分の周波数は、VSB AM映像搬送波がDSB AM
搬送波からSSB AM搬送波への遷移を始める0.7
5MHzが越え、残留側波帯域のロールオフが終了する
1.25MHzまで増加したエネルギーを現す。各フィ
ールドの19番目走査線から伝送されるGCR信号は、
データフレームを相互関連させるに有用なモジュロ−8
フィールド(あるいは1/2フレーム)カウントに関す
る情報を提供する。同相映像検出器はディジタル信号受
信機に有利に含まれるので、各フィールドの19番目走
査線からその検出器が検出するGCR信号は、送信チャ
ンネルで多重経路を計算するための基礎として利用可能
である。
【0014】送信機やディジタル信号受信機で行われる
部分応答フィルタリングを遂行し、ディジタル信号受信
機でライン及びフレームコームフィルタリングして複合
映像信号からBPSKの分離を遂行するために、BPS
Kに対するビットレートは水平走査周波数の倍数でなけ
ればならない。TV信号を伴うディジタル伝送は、伴う
TV信号がディジタル伝送に対するジャミング信号にな
りやすくBPSK搬送波の復旧と干渉する同じチャンネ
ルを共有する相対的に高いエネルギーという点で通常な
ディジタル伝送とは異なる。しかしながら、同時に強い
干渉するTV信号は、BPSK搬送波の周波数と位相に
関連した同期パルスでのタイミング情報を含んでいる。
したがって、ディジタル信号受信機においてクロック信
号の再生に使用される制御発振器の自動周波数及び位相
制御(AFPC)回路に対する入力信号として水平同期
パルスを使用することが有利である。また、これらの強
い干渉するTV信号の映像フィールドの19番目走査線
に含まれたGCR信号は、チャンネル等化の目的のため
に最上の基準信号を提供する。
部分応答フィルタリングを遂行し、ディジタル信号受信
機でライン及びフレームコームフィルタリングして複合
映像信号からBPSKの分離を遂行するために、BPS
Kに対するビットレートは水平走査周波数の倍数でなけ
ればならない。TV信号を伴うディジタル伝送は、伴う
TV信号がディジタル伝送に対するジャミング信号にな
りやすくBPSK搬送波の復旧と干渉する同じチャンネ
ルを共有する相対的に高いエネルギーという点で通常な
ディジタル伝送とは異なる。しかしながら、同時に強い
干渉するTV信号は、BPSK搬送波の周波数と位相に
関連した同期パルスでのタイミング情報を含んでいる。
したがって、ディジタル信号受信機においてクロック信
号の再生に使用される制御発振器の自動周波数及び位相
制御(AFPC)回路に対する入力信号として水平同期
パルスを使用することが有利である。また、これらの強
い干渉するTV信号の映像フィールドの19番目走査線
に含まれたGCR信号は、チャンネル等化の目的のため
に最上の基準信号を提供する。
【0015】
【課題を解決するための手段】本発明によると、水平走
査線のレートの倍数である記号レートを有したディジタ
ルデータが放送TV信号に載せる。ディジタル信号受信
機において、そのデータは、コームフィルタリングに続
く直角映像検出により複合映像信号から分離される。こ
のコームフィルタリングは、記号レートでディジタル標
本化により一番経済的に実現される。記号レートで、そ
してオーバサンプリングアナログ−ディジタル変換器の
技術が使用される記号レートの倍数でのクロック信号の
再生は、放送TV信号から伝送される水平同期パルスに
応答する自動周波数及び位相制御(AFPC)機能を有
する制御発振器を使用して遂行される。水平同期パルス
は普通雑音よりかなり大きいので、制御発振器の周波数
及び位相は、ディジタル信号受信機の電力供給あるいは
チャンネル変化に従って素早く調節される。制御発振器
からの発振位相の微細な調節は、ゴースト抑圧フィルタ
リング過程を容易に行うように後続して作られることが
できる。この調節は、AFPCに印加される水平同期パ
ルスを調節できるように遅延させることにより間接的に
遂行されるので、ADC回路及びコームフィルタリング
回路にクロック信号を印加するのに何らの断絶もない。
査線のレートの倍数である記号レートを有したディジタ
ルデータが放送TV信号に載せる。ディジタル信号受信
機において、そのデータは、コームフィルタリングに続
く直角映像検出により複合映像信号から分離される。こ
のコームフィルタリングは、記号レートでディジタル標
本化により一番経済的に実現される。記号レートで、そ
してオーバサンプリングアナログ−ディジタル変換器の
技術が使用される記号レートの倍数でのクロック信号の
再生は、放送TV信号から伝送される水平同期パルスに
応答する自動周波数及び位相制御(AFPC)機能を有
する制御発振器を使用して遂行される。水平同期パルス
は普通雑音よりかなり大きいので、制御発振器の周波数
及び位相は、ディジタル信号受信機の電力供給あるいは
チャンネル変化に従って素早く調節される。制御発振器
からの発振位相の微細な調節は、ゴースト抑圧フィルタ
リング過程を容易に行うように後続して作られることが
できる。この調節は、AFPCに印加される水平同期パ
ルスを調節できるように遅延させることにより間接的に
遂行されるので、ADC回路及びコームフィルタリング
回路にクロック信号を印加するのに何らの断絶もない。
【0016】
【実施例】以下、本発明を添付の図面を参照して詳細に
説明する。図1は、アンテナ42のような手段から内部
に載せたディジタル信号を有したTV信号を受信し、そ
れに載せているディジタル信号を抽出するためのディジ
タル信号受信機40を示している。このディジタル信号
受信機40は先立って説明した形態中の一つになること
ができる。同調器43は内部の第1検出器により検出さ
れるTVチャンネルを選択し、この第1検出器は、選択
されたTV信号を一組の中間周波数と一組の映像周波数
に変換させる従来のスーパーヘテロダイン形態の可変下
向周波数変換器である。映像中間周波数(IF)フィル
タ44は、中間周波数(IF)増幅器45に入力信号と
して印加される映像中間周波数を選択して一組の映像周
波数を除去する。現在の慣行に従って、弾性表面波(s
urface−acoustic−wave:SAW)
フィルタが映像IFフィルタ44用として使用されるこ
とができ、段間同調なく多段増幅器としてモノリシック
集積回路(IC)内に映像IF増幅器45を構成するた
めに使用され得る。映像IF増幅器45は、増幅された
映像IF信号を同相同期映像検出器46及び直角位相同
期映像検出器47に提供する。45.75MHzの公称
IF映像搬送波周波数と発振する発振器48は、その発
振を位相偏移なく同相同期映像検出器46に供給し、偏
移回路網49により位相を90°遅延させて直角位相同
期映像検出器47に供給する。発振器48は、直角位相
同期映像検出器47の出力信号に応答する自動周波数及
び位相制御(AFPC)機能を有する。同期映像検出器
46及び47は、通常に映像IF増幅器45及び発振器
48の一部と共にIC内に含まれる。映像検出器46及
び47のそれぞれは、強化された搬送波形態あるいは純
粋な同期形態中の一つになることができる。同相同期映
像検出器46により復旧される同相の変形された複合映
像信号は、同相の変形された複合映像信号からそれぞれ
水平及び垂直同期パルスを復旧する水平同期分離器50
及び垂直同期分離器51に印加される。
説明する。図1は、アンテナ42のような手段から内部
に載せたディジタル信号を有したTV信号を受信し、そ
れに載せているディジタル信号を抽出するためのディジ
タル信号受信機40を示している。このディジタル信号
受信機40は先立って説明した形態中の一つになること
ができる。同調器43は内部の第1検出器により検出さ
れるTVチャンネルを選択し、この第1検出器は、選択
されたTV信号を一組の中間周波数と一組の映像周波数
に変換させる従来のスーパーヘテロダイン形態の可変下
向周波数変換器である。映像中間周波数(IF)フィル
タ44は、中間周波数(IF)増幅器45に入力信号と
して印加される映像中間周波数を選択して一組の映像周
波数を除去する。現在の慣行に従って、弾性表面波(s
urface−acoustic−wave:SAW)
フィルタが映像IFフィルタ44用として使用されるこ
とができ、段間同調なく多段増幅器としてモノリシック
集積回路(IC)内に映像IF増幅器45を構成するた
めに使用され得る。映像IF増幅器45は、増幅された
映像IF信号を同相同期映像検出器46及び直角位相同
期映像検出器47に提供する。45.75MHzの公称
IF映像搬送波周波数と発振する発振器48は、その発
振を位相偏移なく同相同期映像検出器46に供給し、偏
移回路網49により位相を90°遅延させて直角位相同
期映像検出器47に供給する。発振器48は、直角位相
同期映像検出器47の出力信号に応答する自動周波数及
び位相制御(AFPC)機能を有する。同期映像検出器
46及び47は、通常に映像IF増幅器45及び発振器
48の一部と共にIC内に含まれる。映像検出器46及
び47のそれぞれは、強化された搬送波形態あるいは純
粋な同期形態中の一つになることができる。同相同期映
像検出器46により復旧される同相の変形された複合映
像信号は、同相の変形された複合映像信号からそれぞれ
水平及び垂直同期パルスを復旧する水平同期分離器50
及び垂直同期分離器51に印加される。
【0017】いままで説明したディジタル信号受信機4
0の一面は、たとえ映像IFフィルタ44の幅が約3.
5MHzのもののみが望ましく、中心が約45.25M
Hzであるとしても一般的にTV受信機の設計技術に知
識のある者にはよく知られていることである。この映像
IFフィルタ44は、直角位相映像検出器47の次に音
声トラップフィルタリングの必要性なくインチャンネル
及び隣接チャンネルの音声除去を提供する。この映像I
Fフィルタ44は、また同相映像検出器46により検出
される映像信号及び直角位相映像検出器47により検出
される残留複合映像信号の色度成分を抑圧する。直角位
相映像検出器47の帯域幅は、BPSK応答の“テール
(tail)”にある上側周波数を減衰させないように
記号レートよりさらに広くなければならないであろう。
直角位相映像検出器47は、750kHz以上の周波数
でNTSC複合映像信号のそのような領域のみを伴うキ
ーイング信号を検出する。
0の一面は、たとえ映像IFフィルタ44の幅が約3.
5MHzのもののみが望ましく、中心が約45.25M
Hzであるとしても一般的にTV受信機の設計技術に知
識のある者にはよく知られていることである。この映像
IFフィルタ44は、直角位相映像検出器47の次に音
声トラップフィルタリングの必要性なくインチャンネル
及び隣接チャンネルの音声除去を提供する。この映像I
Fフィルタ44は、また同相映像検出器46により検出
される映像信号及び直角位相映像検出器47により検出
される残留複合映像信号の色度成分を抑圧する。直角位
相映像検出器47の帯域幅は、BPSK応答の“テール
(tail)”にある上側周波数を減衰させないように
記号レートよりさらに広くなければならないであろう。
直角位相映像検出器47は、750kHz以上の周波数
でNTSC複合映像信号のそのような領域のみを伴うキ
ーイング信号を検出する。
【0018】実際において、ディジタル受信機40は図
1に別途に詳細に示さなかったが、図2を参照して詳細
に後述するゴースト抑圧回路を普通含むであろう。同相
映像検出器46及び直角位相映像検出器47のそれぞれ
は、残りの一つの映像検出器に含まれた同期検波器の次
に使用されることと類似しているそれぞれのゴースト消
去及び等化フィルタを同期検出器の次に備えている。そ
の二つのゴースト消去フィルタの調整可能な変数は、コ
ンピュータで遂行される計算に応答して平行に調整さ
れ、その二つの等化フィルタの調整可能な変数もコンピ
ュータで遂行されるまた他の計算に応答して平行に調整
される。送信されるとき周波数が4.1MHzまで分布
されているが、その制限されたIF帯域幅のためにディ
ジタル信号受信機で2.5MHz程度のみ分布されてい
るゴースト消去基準(ghost−cancellat
ion reference;GCR)信号は、同相同
期映像検出器46により検出される映像信号の選択され
た垂直帰線消去期間(VBI)走査線から抽出される。
このGCR信号は、ディジタル変換されてゴースト消去
及び等化フィルタの調整可能な変数を計算するコンピュ
ータに入力信号として供給される。また他のものである
いはそれ以外に、直角位相映像検出器47の応答での直
流あるいは低周波数成分は感知されることができ、ゴー
スト消去フィルタの調整可能な変数を計算するための基
礎として使用されることができる。
1に別途に詳細に示さなかったが、図2を参照して詳細
に後述するゴースト抑圧回路を普通含むであろう。同相
映像検出器46及び直角位相映像検出器47のそれぞれ
は、残りの一つの映像検出器に含まれた同期検波器の次
に使用されることと類似しているそれぞれのゴースト消
去及び等化フィルタを同期検出器の次に備えている。そ
の二つのゴースト消去フィルタの調整可能な変数は、コ
ンピュータで遂行される計算に応答して平行に調整さ
れ、その二つの等化フィルタの調整可能な変数もコンピ
ュータで遂行されるまた他の計算に応答して平行に調整
される。送信されるとき周波数が4.1MHzまで分布
されているが、その制限されたIF帯域幅のためにディ
ジタル信号受信機で2.5MHz程度のみ分布されてい
るゴースト消去基準(ghost−cancellat
ion reference;GCR)信号は、同相同
期映像検出器46により検出される映像信号の選択され
た垂直帰線消去期間(VBI)走査線から抽出される。
このGCR信号は、ディジタル変換されてゴースト消去
及び等化フィルタの調整可能な変数を計算するコンピュ
ータに入力信号として供給される。また他のものである
いはそれ以外に、直角位相映像検出器47の応答での直
流あるいは低周波数成分は感知されることができ、ゴー
スト消去フィルタの調整可能な変数を計算するための基
礎として使用されることができる。
【0019】図1に示したディジタル信号受信機40に
おいて、サンプル/記号カウント信号が電圧制御発振器
(VCO)57から受信される正弦発振に応答して零点
通過検出器56により発生するパルスをカウンティング
する記号当りサンプルカウンタ(サンプル/記号カウン
タ)52により発生する。サンプル/記号カウンタ52
は4個の段を有しており、発振器57の発振の各16番
目平均軸の通過でオーバフローキャリを供給する。記号
カウント信号は、サンプル/記号カウンタ52からのオ
ーバフローキャリをカウンティングする記号カウンタ5
3により発生する。デコーダ55は、零交差検出器56
によりカウンタ52に供給される次のパルス上でカウン
タ52及び53をリセットさせるパルスを出力するため
に、255個にいたる記号カウントを解読してサンプル
/記号カウント及び記号カウントを算術0に復旧させ
る。デコーダ55により発生するパルスは、AFPC検
出器59に入力されて水平同期分離器50により分離さ
れ、制御遅延線58により記号区間の一部分の間調節で
きるように遅延する水平同期パルスHと比較される。そ
の比較結果は、AFPC検出器59内で低域フィルタリ
ングされてVCO57に印加される自動周波数及び位相
制御(AFPC)電圧信号を出力する。このような配列
は、ラインロック(line−locked)VCO5
7から供給される発振周波数が水平走査線周波数fH の
16×256=4.096倍、すなわち64,447,
545Hzになるように制御する。制御発振器と関連し
て言及された用語“ラインロック(line−lock
ed)”は、その発振周波数が15,734,264H
zの走査線周波数に対して一定比率で維持されることを
意味し、これは、適切な要因により分割される発振周波
数を水平同期パルスと比較するAFPC回路により通常
に遂行される。
おいて、サンプル/記号カウント信号が電圧制御発振器
(VCO)57から受信される正弦発振に応答して零点
通過検出器56により発生するパルスをカウンティング
する記号当りサンプルカウンタ(サンプル/記号カウン
タ)52により発生する。サンプル/記号カウンタ52
は4個の段を有しており、発振器57の発振の各16番
目平均軸の通過でオーバフローキャリを供給する。記号
カウント信号は、サンプル/記号カウンタ52からのオ
ーバフローキャリをカウンティングする記号カウンタ5
3により発生する。デコーダ55は、零交差検出器56
によりカウンタ52に供給される次のパルス上でカウン
タ52及び53をリセットさせるパルスを出力するため
に、255個にいたる記号カウントを解読してサンプル
/記号カウント及び記号カウントを算術0に復旧させ
る。デコーダ55により発生するパルスは、AFPC検
出器59に入力されて水平同期分離器50により分離さ
れ、制御遅延線58により記号区間の一部分の間調節で
きるように遅延する水平同期パルスHと比較される。そ
の比較結果は、AFPC検出器59内で低域フィルタリ
ングされてVCO57に印加される自動周波数及び位相
制御(AFPC)電圧信号を出力する。このような配列
は、ラインロック(line−locked)VCO5
7から供給される発振周波数が水平走査線周波数fH の
16×256=4.096倍、すなわち64,447,
545Hzになるように制御する。制御発振器と関連し
て言及された用語“ラインロック(line−lock
ed)”は、その発振周波数が15,734,264H
zの走査線周波数に対して一定比率で維持されることを
意味し、これは、適切な要因により分割される発振周波
数を水平同期パルスと比較するAFPC回路により通常
に遂行される。
【0020】直角位相映像検出器47により検出される
750kHz以上の周波数でのNTSC複合映像信号の
キーイング信号と伴う領域は整合フィルタ60に供給さ
れ、この整合フィルタ60はキーイング信号であり複合
映像信号の伴う750kHz以上の周波数成分の選択さ
れた領域にのみ応答する。整合フィルタ60は、記号間
干渉を減少させるに十分なPSK帯域幅を拡張させるた
めに送信機にある遷移整形フィルタのロールオフと整合
するピーキング応答を提供する。整合フィルタ60から
の応答は、オーバサンプリング形態のものが好適なアナ
ログ−ディジタル変換器(ADC)61に入力信号とし
て印加される。直角位相映像検出器47は実質に750
kHz以下の何らの複合映像信号周波数も復旧しなく、
BPSK符号化は何らの0の周波数成分も有しない。7
50kHz以上の周波数で多いエネルギーなくTV映像
を伝送する間、直角位相同期映像検出器47の応答のB
PSK領域は、一つの極性からまた他の極性に交代に起
るであろう。そこで、ADC61は、陽極性あるいは陰
極性中の一つのアナログ信号をディジタル化できる形態
のものである。特に、ADC61はT.C.Lesli
e及びB.Singhが彼の論文“An Improv
ed Sigma−Delta Modulator
Architecture”,1990 IEEE S
YMPOSIUM ON CIRCUITS & SY
STEMS,90CH 2868−8900000−0
372,pp.372−375で記述したように、単一
ビット帰還を有する多重ビットシグマ−デルタ変換器が
望ましい。(適当な価格である)8ビット解像度を有し
たフラッシュ変換器は、2次シグマ−デルタ帰還ループ
にある誤り信号を標本化し、単一ビット帰還はディジタ
ル−アナログ変換誤りを最少化するのに使用される。こ
の2次シグマ−デルマ帰還ループは絶対的に安定してい
る。誤り信号は特定な例として、16:1オーバサンプ
リング比に対して256倍の水平走査線レートfH の1
6倍の記号レートで標本化され、零交差検出器56が所
定方向に平均軸を通過する発振器57からの発振を検出
し、パルスが零交差検出器56からライン62を通じて
受信される度に標本化を遂行する。フラッシュ変換器の
ディジタル出力は変換器61内のFIR低域フィルタに
供給され、このフィルタのディジタル応答は、パルスが
サンプル/記号カウンタ52のキャリオーバフローから
ライン63を通じて受信される度に標本化する副標本化
器により16:1に副標本化される。このような激減
は、続くディジタルコームフィルタリングの遅延領域に
必要な貯蔵能力の量を減少させる。最適な位相で記号レ
ートでの副標本化は、記号レートでの変化はあるが、記
号レートでの標本化と直角位相にある複合映像信号の成
分に対する応答を抑圧する同期記号検出の形態である。
750kHz以上の周波数でのNTSC複合映像信号の
キーイング信号と伴う領域は整合フィルタ60に供給さ
れ、この整合フィルタ60はキーイング信号であり複合
映像信号の伴う750kHz以上の周波数成分の選択さ
れた領域にのみ応答する。整合フィルタ60は、記号間
干渉を減少させるに十分なPSK帯域幅を拡張させるた
めに送信機にある遷移整形フィルタのロールオフと整合
するピーキング応答を提供する。整合フィルタ60から
の応答は、オーバサンプリング形態のものが好適なアナ
ログ−ディジタル変換器(ADC)61に入力信号とし
て印加される。直角位相映像検出器47は実質に750
kHz以下の何らの複合映像信号周波数も復旧しなく、
BPSK符号化は何らの0の周波数成分も有しない。7
50kHz以上の周波数で多いエネルギーなくTV映像
を伝送する間、直角位相同期映像検出器47の応答のB
PSK領域は、一つの極性からまた他の極性に交代に起
るであろう。そこで、ADC61は、陽極性あるいは陰
極性中の一つのアナログ信号をディジタル化できる形態
のものである。特に、ADC61はT.C.Lesli
e及びB.Singhが彼の論文“An Improv
ed Sigma−Delta Modulator
Architecture”,1990 IEEE S
YMPOSIUM ON CIRCUITS & SY
STEMS,90CH 2868−8900000−0
372,pp.372−375で記述したように、単一
ビット帰還を有する多重ビットシグマ−デルタ変換器が
望ましい。(適当な価格である)8ビット解像度を有し
たフラッシュ変換器は、2次シグマ−デルタ帰還ループ
にある誤り信号を標本化し、単一ビット帰還はディジタ
ル−アナログ変換誤りを最少化するのに使用される。こ
の2次シグマ−デルマ帰還ループは絶対的に安定してい
る。誤り信号は特定な例として、16:1オーバサンプ
リング比に対して256倍の水平走査線レートfH の1
6倍の記号レートで標本化され、零交差検出器56が所
定方向に平均軸を通過する発振器57からの発振を検出
し、パルスが零交差検出器56からライン62を通じて
受信される度に標本化を遂行する。フラッシュ変換器の
ディジタル出力は変換器61内のFIR低域フィルタに
供給され、このフィルタのディジタル応答は、パルスが
サンプル/記号カウンタ52のキャリオーバフローから
ライン63を通じて受信される度に標本化する副標本化
器により16:1に副標本化される。このような激減
は、続くディジタルコームフィルタリングの遅延領域に
必要な貯蔵能力の量を減少させる。最適な位相で記号レ
ートでの副標本化は、記号レートでの変化はあるが、記
号レートでの標本化と直角位相にある複合映像信号の成
分に対する応答を抑圧する同期記号検出の形態である。
【0021】ライン62上で零点通過検出器56により
供給されるパルスに応答して標本化する単一ビットAD
C64は、整合フィルタ60の応答に応答して整合フィ
ルタ60の応答の極性を現す符号ビットを供給する。こ
の符号ビットとビットラッチ65で一つのサンプルカウ
ントだけ遅延した符号ビットは、XORゲート66にそ
れぞれの入力信号として供給される。XORゲート66
は、整合フィルタ60の応答を検出して、この検出結果
をパルス位相判別器67に供給する。パルス位相判別器
67は、零交差検出器56により検出される制御発振器
57の発振の零点通過に対する適当な位相からXORゲ
ート66により検出される整合フィルタ60の応答の零
点通過の退去を選択的に検出する。パルス位相判別器6
7は、サンプル−ホールド時この選択的に検出された退
去を低減フィルタリングして制御遅延線58がAFPC
検出器59に印加される水平同期パルスHに対して提供
する遅延を調節するための制御信号を発生させる。パル
ス位相判別器67によるこの選択的な検出は、複合映像
信号に対する直角位相映像検出器47の応答が0の値に
期待されるとき、垂直帰線消去期間の領域間に遂行され
得る。したがって、2次シグマ−デルタ誤り信号のディ
ジタル変換時、ADC61にあるフラッシュ変換器によ
るオーバサンプリングの位相は、最小限の記号間干渉の
ために調整される。これは、等化フィルタ107及び1
11により提供されなければならない記号レートクロッ
ク位相の補正を減少させてより少ないタップを有するフ
ィルタが十分な等化を提供するようにする。
供給されるパルスに応答して標本化する単一ビットAD
C64は、整合フィルタ60の応答に応答して整合フィ
ルタ60の応答の極性を現す符号ビットを供給する。こ
の符号ビットとビットラッチ65で一つのサンプルカウ
ントだけ遅延した符号ビットは、XORゲート66にそ
れぞれの入力信号として供給される。XORゲート66
は、整合フィルタ60の応答を検出して、この検出結果
をパルス位相判別器67に供給する。パルス位相判別器
67は、零交差検出器56により検出される制御発振器
57の発振の零点通過に対する適当な位相からXORゲ
ート66により検出される整合フィルタ60の応答の零
点通過の退去を選択的に検出する。パルス位相判別器6
7は、サンプル−ホールド時この選択的に検出された退
去を低減フィルタリングして制御遅延線58がAFPC
検出器59に印加される水平同期パルスHに対して提供
する遅延を調節するための制御信号を発生させる。パル
ス位相判別器67によるこの選択的な検出は、複合映像
信号に対する直角位相映像検出器47の応答が0の値に
期待されるとき、垂直帰線消去期間の領域間に遂行され
得る。したがって、2次シグマ−デルタ誤り信号のディ
ジタル変換時、ADC61にあるフラッシュ変換器によ
るオーバサンプリングの位相は、最小限の記号間干渉の
ために調整される。これは、等化フィルタ107及び1
11により提供されなければならない記号レートクロッ
ク位相の補正を減少させてより少ないタップを有するフ
ィルタが十分な等化を提供するようにする。
【0022】制御遅延線58から供給される調節できる
ように遅延する水平同期パルスHに対して制御発振器5
7の発振周波数と位相を制御するAFPCループは、位
相調整時“欠陥(glitch)”あるいは周期性の格
段な縮小を現すADCクロックを避けるフィルタリング
機能を提供する。もしも、微細な位相調整がADCクロ
ックそれ自体で試みられればそのような欠陥はときどき
発生する。
ように遅延する水平同期パルスHに対して制御発振器5
7の発振周波数と位相を制御するAFPCループは、位
相調整時“欠陥(glitch)”あるいは周期性の格
段な縮小を現すADCクロックを避けるフィルタリング
機能を提供する。もしも、微細な位相調整がADCクロ
ックそれ自体で試みられればそのような欠陥はときどき
発生する。
【0023】垂直同期分離器51は、分離された垂直同
期パルスVに対する“ロシ(lossy)”集積応答を
臨界値検出器68に印加するが、この臨界値検出器68
の臨界電圧は垂直同期パルスが5と1/2走査線より大
きく、7と1/2走査線より小さく集積されるときのみ
それが超過されるように選択される。入力信号がその臨
界電圧を超過するときのみ“1”であり、そうでなけれ
ば、“0”の臨界値検出器68の出力信号は2−入力A
NDゲート69に第1入力信号として印加される。デコ
ーダ55は(水平走査線の端で)各データ行にあるSY
MBOL COUNTの最終値に対して“1”を発生さ
せ、そうでなければ“0”を発生させる。デコーダ55
は、その出力信号をANDゲート69に第2入力信号と
して印加する。ANDゲート69は、複合映像信号フレ
ームの初期フィールドの始めで発生する垂直パルスの下
降区間に応答して、これら区間のそれぞれに応答するそ
れぞれのDATA−FRAME−ENDパルスを提供す
るが、フレームのそれぞれの初期及び最後フィールド間
に発生する垂直パルスの下降区間には応答しない。AN
Dゲート69の応答でDATA−FRAME−ENDパ
ルスは、送信機でDATA FRAME COUNT信
号から一本の走査線だけオフセットされる再発生したD
ATA FRAME COUNT信号を先立てられるよ
うに、カウント入力(CI)信号としてモジュロ−2デ
ータフレームカウンタ70に印加される。データフレー
ムカウンタ70をリセットさせるフレーム同期化回路7
1は、図3を参照して詳細に説明されるであろう。
期パルスVに対する“ロシ(lossy)”集積応答を
臨界値検出器68に印加するが、この臨界値検出器68
の臨界電圧は垂直同期パルスが5と1/2走査線より大
きく、7と1/2走査線より小さく集積されるときのみ
それが超過されるように選択される。入力信号がその臨
界電圧を超過するときのみ“1”であり、そうでなけれ
ば、“0”の臨界値検出器68の出力信号は2−入力A
NDゲート69に第1入力信号として印加される。デコ
ーダ55は(水平走査線の端で)各データ行にあるSY
MBOL COUNTの最終値に対して“1”を発生さ
せ、そうでなければ“0”を発生させる。デコーダ55
は、その出力信号をANDゲート69に第2入力信号と
して印加する。ANDゲート69は、複合映像信号フレ
ームの初期フィールドの始めで発生する垂直パルスの下
降区間に応答して、これら区間のそれぞれに応答するそ
れぞれのDATA−FRAME−ENDパルスを提供す
るが、フレームのそれぞれの初期及び最後フィールド間
に発生する垂直パルスの下降区間には応答しない。AN
Dゲート69の応答でDATA−FRAME−ENDパ
ルスは、送信機でDATA FRAME COUNT信
号から一本の走査線だけオフセットされる再発生したD
ATA FRAME COUNT信号を先立てられるよ
うに、カウント入力(CI)信号としてモジュロ−2デ
ータフレームカウンタ70に印加される。データフレー
ムカウンタ70をリセットさせるフレーム同期化回路7
1は、図3を参照して詳細に説明されるであろう。
【0024】ANDゲート69の応答でDATA−FR
AME−ENDパルスは、またリセット(R)信号とし
てデータ行カウンタ72に印加されて524でなければ
ならない出力信号として再発生するDATA ROW
COUNTを算術0にリセットさせる。データ行カウン
タ72は、水平同期分離器50から供給される水平同期
パルスHをカウントするために接続される。DATA
ROW COUNTは、映像検出器46及び47内に含
まれた等化及びゴースト消去フィルタに対して調整可能
なフィルタリング変数を計算するコンピュータ(図1に
詳細に図示せず)に対するデータを得るための回路(図
1に詳細に図示せず)でGCR信号を含むVBI走査線
の選択を制御するために使用される。
AME−ENDパルスは、またリセット(R)信号とし
てデータ行カウンタ72に印加されて524でなければ
ならない出力信号として再発生するDATA ROW
COUNTを算術0にリセットさせる。データ行カウン
タ72は、水平同期分離器50から供給される水平同期
パルスHをカウントするために接続される。DATA
ROW COUNTは、映像検出器46及び47内に含
まれた等化及びゴースト消去フィルタに対して調整可能
なフィルタリング変数を計算するコンピュータ(図1に
詳細に図示せず)に対するデータを得るための回路(図
1に詳細に図示せず)でGCR信号を含むVBI走査線
の選択を制御するために使用される。
【0025】データ分離及び検出回路76は、ADC6
1のディジタル応答を入力信号として受信する。データ
分離及び検出回路76の特定な実施例が、前述で参照し
た特許出願書に記述されている。データ分離及び検出回
路76はビット−直列ディジタル出力信号を供給する。
各奇数のデータフレーム間伝送されるPSK信号がその
次の偶数のデータフレーム間反対意味の変調に反復され
ると仮定すると、レートバッファ77は、PSK記号レ
ートで回路76から供給されるビット−直列ディジタル
出力信号を有した一つ置いたフレームで書込まれるであ
ろう。またレートバッファ77は、1/2PSK記号レ
ートで自分のビット−直列ディジタル出力信号を誤り訂
正符号デコーダ78に供給するために連続的に読み出さ
れるであろう。デコーダ78は、それの直列−ビットデ
ィジタル入力データを並列ビット形態に変換し、内部の
誤りを訂正してディジタル信号受信機40の出力データ
の訂正されたディジタルデータを提供する。
1のディジタル応答を入力信号として受信する。データ
分離及び検出回路76の特定な実施例が、前述で参照し
た特許出願書に記述されている。データ分離及び検出回
路76はビット−直列ディジタル出力信号を供給する。
各奇数のデータフレーム間伝送されるPSK信号がその
次の偶数のデータフレーム間反対意味の変調に反復され
ると仮定すると、レートバッファ77は、PSK記号レ
ートで回路76から供給されるビット−直列ディジタル
出力信号を有した一つ置いたフレームで書込まれるであ
ろう。またレートバッファ77は、1/2PSK記号レ
ートで自分のビット−直列ディジタル出力信号を誤り訂
正符号デコーダ78に供給するために連続的に読み出さ
れるであろう。デコーダ78は、それの直列−ビットデ
ィジタル入力データを並列ビット形態に変換し、内部の
誤りを訂正してディジタル信号受信機40の出力データ
の訂正されたディジタルデータを提供する。
【0026】フォワード誤り訂正符号は、変形されたリ
ード−ソロモン(Reed−Solomon)形態のも
のが望ましく、ディジタル信号は、PSKへの変換前に
データフレーム単位でインタリーブされることが望まし
い。このとき、レートバッファ77はその内部に二つの
フレーム記憶装置を備え、デインタリーバ(de−in
terleaver)として動作される。レートバッフ
ァ77は、DATAFRAME COUNTの上位ビッ
トにより交代に発生するデータフレーム対に内部の二つ
のフレーム記憶装置の相互異なることを書込み、書込み
に選択されない二つのフレーム記憶装置中の残りの一つ
を読み出すようになる。DATA FRAME COU
NTの下位ビットは、各データフレーム対にある有効デ
ータフレームがデインタリーバとして動作されるレート
バッファ77に書き込まれるときを決定する。DATA
FRAME COUNTの上位ビットが書込みを行う
ために選択するフレーム記憶装置に対する書込みアドレ
ッシングは、カウンタ72により供給されるDATA
ROW COUNT及びカウンタ53により供給される
SYMBOL−PER−DATA−RAW COUNT
から形成される。サンプル/記号カウンタ52からのキ
ャリオーバフローパルスは、記号/列カウンタ73によ
りカウントされてSYMBOL−PER−COLUMN
COUNTを発生させ、記号/列カウンタ73からの
キャリオーバフローパルスは、データ列カウンタ74に
よりカウントされてDATA COLUMN COUN
Tを発生させる。カウンタ73及び74は、“1”に遷
移するANDゲート69の応答により各データフレーム
の始めで初期カウントにリセットされる。DATACO
LUMN COUNT及びSYMBOL−PER−CO
LUMN COUNTは、DATA FRAME CO
UNTの上位ビットが誤り訂正回路デコーダ78への読
出しを行うために、デインタリービングされた直列−ビ
ットデータを選択するデインタリーバとして動作される
レートバッファ77にあるフレーム記憶装置に対する読
出しアドレッシングを提供する。
ード−ソロモン(Reed−Solomon)形態のも
のが望ましく、ディジタル信号は、PSKへの変換前に
データフレーム単位でインタリーブされることが望まし
い。このとき、レートバッファ77はその内部に二つの
フレーム記憶装置を備え、デインタリーバ(de−in
terleaver)として動作される。レートバッフ
ァ77は、DATAFRAME COUNTの上位ビッ
トにより交代に発生するデータフレーム対に内部の二つ
のフレーム記憶装置の相互異なることを書込み、書込み
に選択されない二つのフレーム記憶装置中の残りの一つ
を読み出すようになる。DATA FRAME COU
NTの下位ビットは、各データフレーム対にある有効デ
ータフレームがデインタリーバとして動作されるレート
バッファ77に書き込まれるときを決定する。DATA
FRAME COUNTの上位ビットが書込みを行う
ために選択するフレーム記憶装置に対する書込みアドレ
ッシングは、カウンタ72により供給されるDATA
ROW COUNT及びカウンタ53により供給される
SYMBOL−PER−DATA−RAW COUNT
から形成される。サンプル/記号カウンタ52からのキ
ャリオーバフローパルスは、記号/列カウンタ73によ
りカウントされてSYMBOL−PER−COLUMN
COUNTを発生させ、記号/列カウンタ73からの
キャリオーバフローパルスは、データ列カウンタ74に
よりカウントされてDATA COLUMN COUN
Tを発生させる。カウンタ73及び74は、“1”に遷
移するANDゲート69の応答により各データフレーム
の始めで初期カウントにリセットされる。DATACO
LUMN COUNT及びSYMBOL−PER−CO
LUMN COUNTは、DATA FRAME CO
UNTの上位ビットが誤り訂正回路デコーダ78への読
出しを行うために、デインタリービングされた直列−ビ
ットデータを選択するデインタリーバとして動作される
レートバッファ77にあるフレーム記憶装置に対する読
出しアドレッシングを提供する。
【0027】図2は、図1に示したディジタル信号受信
機に含まれる代表的なゴースト抑圧回路を示したもの
で、このゴースト抑圧回路は、米国でTV放送を行うた
めの事実上の標準であるGCR信号を使用するように設
計される。ベッセルパルスチャープ信号が選択されたV
BI走査線の全般に挿入されるが、各フィールドの19
番目走査線が現在望ましい。ベッセルパルスチャープ信
号でのエネルギー分布は、映像周波数帯域に経て連続的
に分布した均等な周波数スペクトルを有する。このチャ
ープは一番低い周波数から始め、そこから4.1MHz
の一番高い周波数まで上向に分布している。+30 I
REペデストル上にあるこのチャープは、−10から+
70 IREまでスイングし、前の水平同期パルスの下
降区間後所定時間で始める。チャープ信号は、一番目、
三番目、五番目及び七番目フィールドが陽で定義される
極性のカラーバーストを有し、二番目、四番目、六番目
及び八番目フィールドが陰で定義される反対極性のカラ
ーバーストを有する8個フィールドのサイクルで現れ
る。8個のフィールドサイクルの一番目、三番目、五番
目及び七番目フィールドで現れるチャープ信号ETPの
最初ロープは、+30IREペデストルで+70 IR
Eレベルに上向にスイングする。8個のフィールドサイ
クルの二番目、四番目、六番目及び八番目フィールドで
現れるチャープ信号ETRの最初ロープは、+30 I
REペデストルで−10 IREレベルに下向にスイン
グしてETPチャープ信号の補数になる。
機に含まれる代表的なゴースト抑圧回路を示したもの
で、このゴースト抑圧回路は、米国でTV放送を行うた
めの事実上の標準であるGCR信号を使用するように設
計される。ベッセルパルスチャープ信号が選択されたV
BI走査線の全般に挿入されるが、各フィールドの19
番目走査線が現在望ましい。ベッセルパルスチャープ信
号でのエネルギー分布は、映像周波数帯域に経て連続的
に分布した均等な周波数スペクトルを有する。このチャ
ープは一番低い周波数から始め、そこから4.1MHz
の一番高い周波数まで上向に分布している。+30 I
REペデストル上にあるこのチャープは、−10から+
70 IREまでスイングし、前の水平同期パルスの下
降区間後所定時間で始める。チャープ信号は、一番目、
三番目、五番目及び七番目フィールドが陽で定義される
極性のカラーバーストを有し、二番目、四番目、六番目
及び八番目フィールドが陰で定義される反対極性のカラ
ーバーストを有する8個フィールドのサイクルで現れ
る。8個のフィールドサイクルの一番目、三番目、五番
目及び七番目フィールドで現れるチャープ信号ETPの
最初ロープは、+30IREペデストルで+70 IR
Eレベルに上向にスイングする。8個のフィールドサイ
クルの二番目、四番目、六番目及び八番目フィールドで
現れるチャープ信号ETRの最初ロープは、+30 I
REペデストルで−10 IREレベルに下向にスイン
グしてETPチャープ信号の補数になる。
【0028】TV受信機においてゴーストを除去するた
めの方法は、TV信号の残りの部分と同一な多重経路歪
曲を受ける送信されたGCR信号による。受信機での回
路は受信された歪曲されたGCR信号を検査でき、歪曲
ないGCR信号の従来技術によりその多重経路歪曲を消
去、あるいは少なくとも意味づけて減少させるために適
応フィルタを構成できる。GCR信号は、VBI(望ま
しくは単にTV線)で相当に多い時間を占めてはいけな
いが、受信機にある回路が多重経路歪曲を分析し、歪曲
を消去するための補償フィルタを構成するように十分な
情報を含まなければならない。GCR信号は、映像検出
器からの複合映像信号がゴーストを抑圧する応答を供給
するために通過されるゴースト消去フィルタの調整可能
な荷重係数を計算するためのTV受信機に使用される。
このゴースト消去フィルタの荷重係数は、そのフィルタ
がゴーストを発生させる伝送媒体のものと相補的なフィ
ルタ特性を有するように調整される。GCR信号は、送
信機の残留側波帯振幅変調器と受信媒体とTV受信機前
端と縦続接続されたゴースト消去及び等化フィルタを通
じて全部備えられた受信経路に経て根本的に均等な周波
数スペクトル応答(あるいはまた他の好適な周波数スペ
クトル応答)を提供するために、ゴースト消去フィルタ
と縦続接続された等化フィルタの調整可能な荷重係数を
計算するにも使用されることができる。
めの方法は、TV信号の残りの部分と同一な多重経路歪
曲を受ける送信されたGCR信号による。受信機での回
路は受信された歪曲されたGCR信号を検査でき、歪曲
ないGCR信号の従来技術によりその多重経路歪曲を消
去、あるいは少なくとも意味づけて減少させるために適
応フィルタを構成できる。GCR信号は、VBI(望ま
しくは単にTV線)で相当に多い時間を占めてはいけな
いが、受信機にある回路が多重経路歪曲を分析し、歪曲
を消去するための補償フィルタを構成するように十分な
情報を含まなければならない。GCR信号は、映像検出
器からの複合映像信号がゴーストを抑圧する応答を供給
するために通過されるゴースト消去フィルタの調整可能
な荷重係数を計算するためのTV受信機に使用される。
このゴースト消去フィルタの荷重係数は、そのフィルタ
がゴーストを発生させる伝送媒体のものと相補的なフィ
ルタ特性を有するように調整される。GCR信号は、送
信機の残留側波帯振幅変調器と受信媒体とTV受信機前
端と縦続接続されたゴースト消去及び等化フィルタを通
じて全部備えられた受信経路に経て根本的に均等な周波
数スペクトル応答(あるいはまた他の好適な周波数スペ
クトル応答)を提供するために、ゴースト消去フィルタ
と縦続接続された等化フィルタの調整可能な荷重係数を
計算するにも使用されることができる。
【0029】図2及び図3を参照して記述されるゴース
ト抑圧回路は、映像IFフィルタ45が次のより高いチ
ャンネル数を有した隣接したチャンネルを除去するディ
ジタル信号受信機に適合である。各GCR信号のベッセ
ルパルスチャープ成分は、チャープが一番低い周波数か
ら始まり、そこから4.1MHzの一番高い周波数まで
上向に分布している映像周波数帯域に経て連続的に分布
する均等な周波数スペクトルを有する。好適な設計にお
いて、映像IFフィルタ44のより低い遮断周波数は、
2MHz程度が越えて同相映像検出器46により検出さ
れる各GCR信号のベッセルチャープ成分をロールオフ
するのに十分高い。
ト抑圧回路は、映像IFフィルタ45が次のより高いチ
ャンネル数を有した隣接したチャンネルを除去するディ
ジタル信号受信機に適合である。各GCR信号のベッセ
ルパルスチャープ成分は、チャープが一番低い周波数か
ら始まり、そこから4.1MHzの一番高い周波数まで
上向に分布している映像周波数帯域に経て連続的に分布
する均等な周波数スペクトルを有する。好適な設計にお
いて、映像IFフィルタ44のより低い遮断周波数は、
2MHz程度が越えて同相映像検出器46により検出さ
れる各GCR信号のベッセルチャープ成分をロールオフ
するのに十分高い。
【0030】図2において、同相映像検出器46により
検出される複合映像信号とその内に載せているPSK副
搬送波の残留成分は、図1を参照して、前記ADC61
に対する構成及び動作と類似していてADC104によ
りディジタル変換される。ADC104は、内部に載せ
たPSK残留成分を有するディジタル変換された同相複
合映像信号をIIR形態の適応フィルタのポストゴース
ト消去フィルタ105と、FIR形態の適応フィルタの
プリゴースト消去フィルタ106と、FIR形態の適応
フィルタの等化フィルタ107とが従属接続されている
端に入力信号として供給されるようにする。等化フィル
タ107の応答は、図1に示したディジタル信号受信機
の水平同期分離器50及び垂直同期分離器51に印加す
るためにディジタル−アナログ変換器(ADC)108
により再びアナログ形態に変換される。
検出される複合映像信号とその内に載せているPSK副
搬送波の残留成分は、図1を参照して、前記ADC61
に対する構成及び動作と類似していてADC104によ
りディジタル変換される。ADC104は、内部に載せ
たPSK残留成分を有するディジタル変換された同相複
合映像信号をIIR形態の適応フィルタのポストゴース
ト消去フィルタ105と、FIR形態の適応フィルタの
プリゴースト消去フィルタ106と、FIR形態の適応
フィルタの等化フィルタ107とが従属接続されている
端に入力信号として供給されるようにする。等化フィル
タ107の応答は、図1に示したディジタル信号受信機
の水平同期分離器50及び垂直同期分離器51に印加す
るためにディジタル−アナログ変換器(ADC)108
により再びアナログ形態に変換される。
【0031】図1と同様に、図2において直角位相映像
検出器47により検出され、整合フィルタ60によりフ
ィルタリングされた複合映像信号のPSK搬送波及び上
側周波数は、ADC61によりディジタル変換される。
ADC61からの出力信号は、従属接続されているポス
トゴースト消去フィルタ105と類似しているポストゴ
ースト消去フィルタ109と、プリゴースト消去フィル
タ106と類似しているプリゴースト消去フィルタ11
0と、等化フィルタ107と類似している等化フィルタ
111とが従属接続されている端に入力信号として供給
されるようにする。等化フィルタ111の応答は、図1
に示したデータ分離及び検出回路76に入力信号として
供給される。
検出器47により検出され、整合フィルタ60によりフ
ィルタリングされた複合映像信号のPSK搬送波及び上
側周波数は、ADC61によりディジタル変換される。
ADC61からの出力信号は、従属接続されているポス
トゴースト消去フィルタ105と類似しているポストゴ
ースト消去フィルタ109と、プリゴースト消去フィル
タ106と類似しているプリゴースト消去フィルタ11
0と、等化フィルタ107と類似している等化フィルタ
111とが従属接続されている端に入力信号として供給
されるようにする。等化フィルタ111の応答は、図1
に示したデータ分離及び検出回路76に入力信号として
供給される。
【0032】フィルタ係数コンピュータ112は、適応
フィルタ105−107及び109−111に対する荷
重係数を計算する。これら荷重係数は2進数であり、フ
ィルタ係数コンピュータ112は、ディジタルフィルタ
105−107及び109−111内にあるレジスタに
記入する。IIRフィルタ105及び109でそのレジ
スタに貯蔵された荷重係数は、被乗数信号として多様な
量の遅延を有したフィルタ出力信号を受信するディジタ
ル乗算器に対する乗算器信号として使用される。ディジ
タル乗算器からの積信号は、ディジタル加算器/減算器
回路で代数学的に結合されてIIRフィルタ応答を発生
させる。FIRフィルタ106,107,110及び1
11のそれぞれでそのレジスタに貯蔵された荷重係数
は、被乗数信号として多様な量の遅延を有したフィルタ
入力信号を受信するディジタル乗算器に対する乗算器信
号として使用される。FIRフィルタ106,107,
110及び111のそれぞれでディジタル乗算器からの
積信号は、ディジタル加算器/減算器回路で代数学的に
結合されてFIRフィルタの荷重された和応答特性を発
生させる。
フィルタ105−107及び109−111に対する荷
重係数を計算する。これら荷重係数は2進数であり、フ
ィルタ係数コンピュータ112は、ディジタルフィルタ
105−107及び109−111内にあるレジスタに
記入する。IIRフィルタ105及び109でそのレジ
スタに貯蔵された荷重係数は、被乗数信号として多様な
量の遅延を有したフィルタ出力信号を受信するディジタ
ル乗算器に対する乗算器信号として使用される。ディジ
タル乗算器からの積信号は、ディジタル加算器/減算器
回路で代数学的に結合されてIIRフィルタ応答を発生
させる。FIRフィルタ106,107,110及び1
11のそれぞれでそのレジスタに貯蔵された荷重係数
は、被乗数信号として多様な量の遅延を有したフィルタ
入力信号を受信するディジタル乗算器に対する乗算器信
号として使用される。FIRフィルタ106,107,
110及び111のそれぞれでディジタル乗算器からの
積信号は、ディジタル加算器/減算器回路で代数学的に
結合されてFIRフィルタの荷重された和応答特性を発
生させる。
【0033】FIRフィルタ106,107,110及
び111にあるタップの数は、ゴースト抑圧が要求され
る範囲による。商業的な制約内でフィルタ費用を維持す
るために、通常にFIRフィルタ106及び110は、
それぞれ直信号から6μs変位だけゴーストを抑圧する
64程度のタップを有する。周波数等化に使用されるF
IRフィルタ107及び111は、単に32個程度のタ
ップを必要とする。FIRフィルタ107及び111
は、3.6MHzでのロールオフが通常10dBより小
さいが、3.6MHzで20dBだけロールオフされ得
る同帯域映像応答を訂正するに一般的に必要である。ロ
ールオフは、普通空中電波受信でアンテナの間違った方
位により発生する。縦続接続されたFIRフィルタ10
6及び107は、ある設計では縦続接続されたFIRフ
ィルタ110及び111と同様に、約80個のタップを
有する一つのFIRフィルタにより代替される。
び111にあるタップの数は、ゴースト抑圧が要求され
る範囲による。商業的な制約内でフィルタ費用を維持す
るために、通常にFIRフィルタ106及び110は、
それぞれ直信号から6μs変位だけゴーストを抑圧する
64程度のタップを有する。周波数等化に使用されるF
IRフィルタ107及び111は、単に32個程度のタ
ップを必要とする。FIRフィルタ107及び111
は、3.6MHzでのロールオフが通常10dBより小
さいが、3.6MHzで20dBだけロールオフされ得
る同帯域映像応答を訂正するに一般的に必要である。ロ
ールオフは、普通空中電波受信でアンテナの間違った方
位により発生する。縦続接続されたFIRフィルタ10
6及び107は、ある設計では縦続接続されたFIRフ
ィルタ110及び111と同様に、約80個のタップを
有する一つのFIRフィルタにより代替される。
【0034】直信号から40μsの変位の全範囲に対し
てポストゴーストを抑圧するに必要なIIRポストゴー
スト消去フィルタ105及び109は、それぞれ600
個のタップだけの長さにできる。しかし、ポストゴース
トは普通重畳しないで離散変位で発生するので、フィル
タ105及び109のこれら多いタップに対する荷重係
数は、0であったりあるいは0に近似している。IIR
フィルタ105及び109でタップを有する遅延線のそ
れぞれは、通常プログラム可能な“バルク(bul
k)”遅延素子の10個程度のタップ遅延線の従属接続
に設計されて、フィルタ105及び109のそれぞれを
“スパース荷重(sparse−weightin
g)”フィルタとしばしば称する。この10個程度のタ
ップ遅延線は、信号を荷重に対するディジタル乗算器に
提供する。これら10個程度のタップ遅延線のそれぞれ
の連続するタップ間の増加する遅延は、一つの1/2記
号区間である。プログラム可能なバルク遅延素子は、2
進数で表現される制御信号に応答してその連鎖形成が制
御され得るそれぞれ多様な長さの遅延線で構成される。
そのようなスパース荷重フィルタは、プログラム可能な
遅延素子の遅延を規定する2進数に対するレジスタを含
むであろうし、このレジスタの内容は、またフィルタ係
数コンピュータ112により制御される。
てポストゴーストを抑圧するに必要なIIRポストゴー
スト消去フィルタ105及び109は、それぞれ600
個のタップだけの長さにできる。しかし、ポストゴース
トは普通重畳しないで離散変位で発生するので、フィル
タ105及び109のこれら多いタップに対する荷重係
数は、0であったりあるいは0に近似している。IIR
フィルタ105及び109でタップを有する遅延線のそ
れぞれは、通常プログラム可能な“バルク(bul
k)”遅延素子の10個程度のタップ遅延線の従属接続
に設計されて、フィルタ105及び109のそれぞれを
“スパース荷重(sparse−weightin
g)”フィルタとしばしば称する。この10個程度のタ
ップ遅延線は、信号を荷重に対するディジタル乗算器に
提供する。これら10個程度のタップ遅延線のそれぞれ
の連続するタップ間の増加する遅延は、一つの1/2記
号区間である。プログラム可能なバルク遅延素子は、2
進数で表現される制御信号に応答してその連鎖形成が制
御され得るそれぞれ多様な長さの遅延線で構成される。
そのようなスパース荷重フィルタは、プログラム可能な
遅延素子の遅延を規定する2進数に対するレジスタを含
むであろうし、このレジスタの内容は、またフィルタ係
数コンピュータ112により制御される。
【0035】IIRフィルタ105及び109は、同一
なセットのレジスタが二つのフィルタに対する荷重係数
とバルク遅延プログラミング情報を貯蔵する集積素子に
含まれることができ、FIRフィルタ106及び110
は、同一なセットのレジスタが二つのフィルタに対する
荷重係数を貯蔵する集積素子に含まれることができる。
FIRフィルタ107及び111は、同一なセットのレ
ジスタが二つのフィルタに対する荷重係数を貯蔵する集
積素子に含まれることができる。
なセットのレジスタが二つのフィルタに対する荷重係数
とバルク遅延プログラミング情報を貯蔵する集積素子に
含まれることができ、FIRフィルタ106及び110
は、同一なセットのレジスタが二つのフィルタに対する
荷重係数を貯蔵する集積素子に含まれることができる。
FIRフィルタ107及び111は、同一なセットのレ
ジスタが二つのフィルタに対する荷重係数を貯蔵する集
積素子に含まれることができる。
【0036】図2において、垂直同期分離器51によっ
て分離される垂直同期パルスは、モジュロ−8フィール
ドカウントを出力する3段フィールドカウンタ113に
よりモジュロ−8で計数される。この3段フィールドカ
ウンタ113の2つの段が図1に示すデータフレームカ
ウンタ70である。カウンタ113の第1段は内部の二
つのフレーム記憶装置のうちのいずれかが書き込まれる
かまたは読み出されるかを選択するために、図1のレー
トバッファ77によって使用されるモジュロ−2データ
フレームペアカウントに該当するカウントを出力する。
カウンタ113の中間段は、書き込まれるように選択さ
れる内部の二つのフレーム記憶装置のうちいずれか一つ
に対する次の書込みイネーブル信号として、図1のレー
トバッファ77によって使用されるモジュロ−2データ
フレームカウントに該当するカウントを出力する。カウ
ンタ53からのモジュロ−8フィールドカウントとデー
タ行当り記号カウント(SYMBOL−PER−DAT
A−ROW COUNT)とADC64からのデータ行
カウントは、これらカウントをコンピュータ112に供
給するための接続が図2に複雑性を減少させるために省
略されていてもその動作のタイミングに使用されるフィ
ルタ係数コンピュータ112に用いられる。デコーダ1
14及び115は、それぞれ19及び251となる映像
信号線カウントに該当するデータ行カウントに応答して
“1”をORゲート116に供給する。ORゲート11
6はGCR信号を含む各垂直帰線消去区間での走査線の
間に“1”を供給するために応答して、マルチプレクサ
117の出力信号が0番目の入力信号として供給される
ワイヤド0に対応するものではなく、第1入力信号とし
て供給される従属接続されたフィルタ105,106及
び107の出力からディジタル変換された複合映像信号
に対応することにする。
て分離される垂直同期パルスは、モジュロ−8フィール
ドカウントを出力する3段フィールドカウンタ113に
よりモジュロ−8で計数される。この3段フィールドカ
ウンタ113の2つの段が図1に示すデータフレームカ
ウンタ70である。カウンタ113の第1段は内部の二
つのフレーム記憶装置のうちのいずれかが書き込まれる
かまたは読み出されるかを選択するために、図1のレー
トバッファ77によって使用されるモジュロ−2データ
フレームペアカウントに該当するカウントを出力する。
カウンタ113の中間段は、書き込まれるように選択さ
れる内部の二つのフレーム記憶装置のうちいずれか一つ
に対する次の書込みイネーブル信号として、図1のレー
トバッファ77によって使用されるモジュロ−2データ
フレームカウントに該当するカウントを出力する。カウ
ンタ53からのモジュロ−8フィールドカウントとデー
タ行当り記号カウント(SYMBOL−PER−DAT
A−ROW COUNT)とADC64からのデータ行
カウントは、これらカウントをコンピュータ112に供
給するための接続が図2に複雑性を減少させるために省
略されていてもその動作のタイミングに使用されるフィ
ルタ係数コンピュータ112に用いられる。デコーダ1
14及び115は、それぞれ19及び251となる映像
信号線カウントに該当するデータ行カウントに応答して
“1”をORゲート116に供給する。ORゲート11
6はGCR信号を含む各垂直帰線消去区間での走査線の
間に“1”を供給するために応答して、マルチプレクサ
117の出力信号が0番目の入力信号として供給される
ワイヤド0に対応するものではなく、第1入力信号とし
て供給される従属接続されたフィルタ105,106及
び107の出力からディジタル変換された複合映像信号
に対応することにする。
【0037】フィルタ係数コンピュータ112は、フィ
ルタ105−107の動作変数とフィルタ109−11
1の類似した動作変数に対する制御をする。したがっ
て、フィルタ105−107の動作変数の調整によりコ
ンピュータ112は、GCR信号が素子114−117
で構成されるGCR信号分離器によって分離されるこれ
ら従属接続されたフィルタでの時点を選択できる。例え
ば、従属接続されたフィルタ105−017に印加され
る入力信号は、IIRフィルタ105で反復する経路の
荷重係数(weighting coefficien
t)を0の値に設定し、FIRフィルタ106で中心部
を定める単一値1を除外したすべての荷重係数を0に設
定し、FIRフィルタ107で中心部を定める単一値1
を除外したすべての荷重係数を0に設定することによ
り、コンピュータ112によるGCR信号分離器で選択
され得るので、IIRフィルタ105の出力応答はその
入力信号に対応する。デゴーストフィルタの出力からの
GCR信号の抽出は、“閉ループ”デゴースティング過
程が遂行されるようにする。また、GCR信号が分離さ
れる従属接続されたフィルタ105−107で時点の選
択をより直接的でより迅速に遂行する回路配列図がつく
られるであろう。
ルタ105−107の動作変数とフィルタ109−11
1の類似した動作変数に対する制御をする。したがっ
て、フィルタ105−107の動作変数の調整によりコ
ンピュータ112は、GCR信号が素子114−117
で構成されるGCR信号分離器によって分離されるこれ
ら従属接続されたフィルタでの時点を選択できる。例え
ば、従属接続されたフィルタ105−017に印加され
る入力信号は、IIRフィルタ105で反復する経路の
荷重係数(weighting coefficien
t)を0の値に設定し、FIRフィルタ106で中心部
を定める単一値1を除外したすべての荷重係数を0に設
定し、FIRフィルタ107で中心部を定める単一値1
を除外したすべての荷重係数を0に設定することによ
り、コンピュータ112によるGCR信号分離器で選択
され得るので、IIRフィルタ105の出力応答はその
入力信号に対応する。デゴーストフィルタの出力からの
GCR信号の抽出は、“閉ループ”デゴースティング過
程が遂行されるようにする。また、GCR信号が分離さ
れる従属接続されたフィルタ105−107で時点の選
択をより直接的でより迅速に遂行する回路配列図がつく
られるであろう。
【0038】図2において、一時走査線記憶装置118
はその記憶場所のそれぞれがデータ行当り記号カウント
に従って順次にアドレシングされ、それにより読出し−
書込みの反復動作のために配列されるRAMによって提
供される。これら同一のアドレスは分離されたGCR信
号が一時走査線記憶装置118から伝送されるとき、内
部の走査線記憶レジスタをアドレシングするのに使用さ
れるようにフィルタ係数コンピュータ112に供給され
る。一時走査線記憶装置118は19番目のVBI走査
線の間に発生する他の情報からベッセルチャープ情報を
分離する時間フィルタリング動作において、8個の連続
するフィールドに対する画素単位で19番目のVBI走
査線のGCR信号を累算する配列に接続される。
はその記憶場所のそれぞれがデータ行当り記号カウント
に従って順次にアドレシングされ、それにより読出し−
書込みの反復動作のために配列されるRAMによって提
供される。これら同一のアドレスは分離されたGCR信
号が一時走査線記憶装置118から伝送されるとき、内
部の走査線記憶レジスタをアドレシングするのに使用さ
れるようにフィルタ係数コンピュータ112に供給され
る。一時走査線記憶装置118は19番目のVBI走査
線の間に発生する他の情報からベッセルチャープ情報を
分離する時間フィルタリング動作において、8個の連続
するフィールドに対する画素単位で19番目のVBI走
査線のGCR信号を累算する配列に接続される。
【0039】図2において、素子113−123は19
番目のVBI走査線の間に発生するベッセルチャープ情
報を相関させる低域時間フィルタリング(lowpas
stemporal filtering)動作を遂行
するGCR信号平均フィルタを形成して、19番目のV
BI走査線からベッセルチャープ情報を分離するために
単にゲーティングを使用することと比較される向上した
信号対雑音比を提供する。8個のGCR信号の該当画素
が8個のフィールド配列の8番目のフィールドで且つ最
後のフィールドであるフィールド000の19番目の走
査線の間に累算されるとき、分離されたベッセルチャー
プ情報はデータ行カウントがデコーダ125によって決
定される20から261までの範囲にある映像信号走査
線カウントに対応するとき、フィールド000の任意の
走査線の間に一度に1画素ずつフィルタ係数コンピュー
タ112のレジスタに直列にロードされる。走査線記憶
装置118は、デコーダ143がデータ行カウントが2
62である映像信号走査線カウントに該当するかどうか
を決定するとき、8個のフィールド配列の最後のフィー
ルドの最後の走査線の間にデータがクリアされる。
番目のVBI走査線の間に発生するベッセルチャープ情
報を相関させる低域時間フィルタリング(lowpas
stemporal filtering)動作を遂行
するGCR信号平均フィルタを形成して、19番目のV
BI走査線からベッセルチャープ情報を分離するために
単にゲーティングを使用することと比較される向上した
信号対雑音比を提供する。8個のGCR信号の該当画素
が8個のフィールド配列の8番目のフィールドで且つ最
後のフィールドであるフィールド000の19番目の走
査線の間に累算されるとき、分離されたベッセルチャー
プ情報はデータ行カウントがデコーダ125によって決
定される20から261までの範囲にある映像信号走査
線カウントに対応するとき、フィールド000の任意の
走査線の間に一度に1画素ずつフィルタ係数コンピュー
タ112のレジスタに直列にロードされる。走査線記憶
装置118は、デコーダ143がデータ行カウントが2
62である映像信号走査線カウントに該当するかどうか
を決定するとき、8個のフィールド配列の最後のフィー
ルドの最後の走査線の間にデータがクリアされる。
【0040】一時走査線記憶装置118はそれが従属接
続されたフィルタ105−107を通じてADC104
から供給されるディジタル変換した複合映像信号の8ビ
ット並列サンプルの8本の走査線を、符号を基準として
累算するためのものと仮定するとき、16ビット並列サ
ンプルを貯蔵しなければならない。符号のある算術は2
の補数算術が望ましい。一時走査線記憶装置118をG
CR信号に対する符号のある累算器として動作させるた
めの配列の部分的な遂行において、ディジタル加算器/
減算器119は16ビット並列出力信号をその書込み入
力信号として一時走査線記憶装置118に供給する。デ
ィジタル加算器/減算器119はマルチプレクサ120
の0番目の入力信号として受信される一時走査線記憶装
置118からの読出しに常に対応するマルチプレクサ1
20の出力信号を第1入力として受信する。また、ディ
ジタル加算器/減算器119は第2入力としてマルチプ
レクサ117の8ビット並列出力信号を符号ビット拡張
として8個のワイヤドされた“0”と共に受信する。
続されたフィルタ105−107を通じてADC104
から供給されるディジタル変換した複合映像信号の8ビ
ット並列サンプルの8本の走査線を、符号を基準として
累算するためのものと仮定するとき、16ビット並列サ
ンプルを貯蔵しなければならない。符号のある算術は2
の補数算術が望ましい。一時走査線記憶装置118をG
CR信号に対する符号のある累算器として動作させるた
めの配列の部分的な遂行において、ディジタル加算器/
減算器119は16ビット並列出力信号をその書込み入
力信号として一時走査線記憶装置118に供給する。デ
ィジタル加算器/減算器119はマルチプレクサ120
の0番目の入力信号として受信される一時走査線記憶装
置118からの読出しに常に対応するマルチプレクサ1
20の出力信号を第1入力として受信する。また、ディ
ジタル加算器/減算器119は第2入力としてマルチプ
レクサ117の8ビット並列出力信号を符号ビット拡張
として8個のワイヤドされた“0”と共に受信する。
【0041】デコーダ121は、1,3,6あるいは0
(すなわち8)であるモジュロ−8フィールドカウント
を解読して論理“0”をディジタル加算器/減算器11
9に提供してその入力信号を加算させる。また、デコー
ダ121は2,4,5あるいは7であるモジュロ−8フ
ィールドカウントを解読して論理“1”をディジタル加
算器/減算器119に提供し、(マルチプレクサ120
から供給される)第1入力信号から(マルチプレクサ1
17から供給される)第2入力信号を減算させる。この
配列は、次のような関数を一時走査線記憶装置118で
累算する。
(すなわち8)であるモジュロ−8フィールドカウント
を解読して論理“0”をディジタル加算器/減算器11
9に提供してその入力信号を加算させる。また、デコー
ダ121は2,4,5あるいは7であるモジュロ−8フ
ィールドカウントを解読して論理“1”をディジタル加
算器/減算器119に提供し、(マルチプレクサ120
から供給される)第1入力信号から(マルチプレクサ1
17から供給される)第2入力信号を減算させる。この
配列は、次のような関数を一時走査線記憶装置118で
累算する。
【0042】 (フィールド001走査線19)−(フィールド010走査線19) +(フィールド011走査線19)−(フィールド000走査線19) −(フィールド101走査線19)+(フィールド110走査線19) −(フィールド111走査線19)+(フィールド000走査線19) 各データフレームが一番目はNTSC TV信号の連続
してナンバリングされたフレームの奇数のフレームの間
に第1論理意味で伝送され、二番目はそのようなフレー
ムのその次の偶数のフレームの間に一番目と反対の第2
論理意味で伝送されて2回伝送されるとき、データは最
後の累算で平均が0となるであろう。各データフレーム
が一度のみ伝送されるとき、データ伝送は各フィールド
の19番目の走査線の間に不連続的となる可能性がある
ので、累算したGCR信号の結果がデータによって影響
を受けることはなくなる。
してナンバリングされたフレームの奇数のフレームの間
に第1論理意味で伝送され、二番目はそのようなフレー
ムのその次の偶数のフレームの間に一番目と反対の第2
論理意味で伝送されて2回伝送されるとき、データは最
後の累算で平均が0となるであろう。各データフレーム
が一度のみ伝送されるとき、データ伝送は各フィールド
の19番目の走査線の間に不連続的となる可能性がある
ので、累算したGCR信号の結果がデータによって影響
を受けることはなくなる。
【0043】8個のフィールドの各配列の8番目のフィ
ールドの最後の走査線の間にマルチプレクサ120への
常時“0”の制御信号は“1”となるようにする。この
“1”はマルチプレクサ120がワイヤドされた“0”
の並列の16ビットで構成された算術0である第1入力
に該当する出力信号を供給させる。マルチプレクサ12
0に対する制御信号は2−入力ANDゲート122によ
って発生されるもので、図2に示している。デコーダ1
43はANDゲート122への入力信号のうちいずれか
一つを出力し、データ行カウントが262である映像信
号走査線カウントに該当するときにのみANDゲートに
“1”を供給する。デコーダ123は、フィールドカウ
ンタ113からモジュロ−8フィールドカウントを解読
して入力信号のうち残りの一つをANDゲート122に
出力する。8個のフィールドの各配列の8番目のフィー
ルドはフィールドカウンタ113から000モジュロ−
8フィールドカウントを出力してデコーダ123が
“1”をANDゲート122に供給させる。ANDゲー
ト122に供給される二つの入力信号は8個のフィール
ドの各配列の8番目のフィールドの最後の走査線の間に
のみ“1”なので、その走査線の間にANDゲート12
2はマルチプレクサ120に制御信号として“1”を供
給して一時走査線記憶装置118に貯蔵された累算結果
を算術0にリセットさせる。
ールドの最後の走査線の間にマルチプレクサ120への
常時“0”の制御信号は“1”となるようにする。この
“1”はマルチプレクサ120がワイヤドされた“0”
の並列の16ビットで構成された算術0である第1入力
に該当する出力信号を供給させる。マルチプレクサ12
0に対する制御信号は2−入力ANDゲート122によ
って発生されるもので、図2に示している。デコーダ1
43はANDゲート122への入力信号のうちいずれか
一つを出力し、データ行カウントが262である映像信
号走査線カウントに該当するときにのみANDゲートに
“1”を供給する。デコーダ123は、フィールドカウ
ンタ113からモジュロ−8フィールドカウントを解読
して入力信号のうち残りの一つをANDゲート122に
出力する。8個のフィールドの各配列の8番目のフィー
ルドはフィールドカウンタ113から000モジュロ−
8フィールドカウントを出力してデコーダ123が
“1”をANDゲート122に供給させる。ANDゲー
ト122に供給される二つの入力信号は8個のフィール
ドの各配列の8番目のフィールドの最後の走査線の間に
のみ“1”なので、その走査線の間にANDゲート12
2はマルチプレクサ120に制御信号として“1”を供
給して一時走査線記憶装置118に貯蔵された累算結果
を算術0にリセットさせる。
【0044】一時走査線記憶装置118に貯蔵された累
算結果がコンピュータ112の内部メモリ内にあるゴー
スティングされたベッセルチャープレジスタへの伝送に
利用可能なとき、2−入力ANDゲート124は“1”
をフィルタ係数コンピュータ112に供給する。デコー
ダ123の出力信号はANDゲート124への入力信号
のうちいずれか一つとなり、8個のフィールドの各配列
の8番目のフィールドの間にのみ“1”である。デコー
ダ125はデータ行カウントを解読して映像走査線20
で261の間に“1”となるANDゲート124への入
力信号のうち残りの一つを出力する。したがって、一時
走査線記憶装置118に貯蔵された累算結果を8個のフ
ィールドの各配列の8番目のフィールドにある走査線2
0で261を期間ではコンピュータ112の内部メモリ
に伝送できる。
算結果がコンピュータ112の内部メモリ内にあるゴー
スティングされたベッセルチャープレジスタへの伝送に
利用可能なとき、2−入力ANDゲート124は“1”
をフィルタ係数コンピュータ112に供給する。デコー
ダ123の出力信号はANDゲート124への入力信号
のうちいずれか一つとなり、8個のフィールドの各配列
の8番目のフィールドの間にのみ“1”である。デコー
ダ125はデータ行カウントを解読して映像走査線20
で261の間に“1”となるANDゲート124への入
力信号のうち残りの一つを出力する。したがって、一時
走査線記憶装置118に貯蔵された累算結果を8個のフ
ィールドの各配列の8番目のフィールドにある走査線2
0で261を期間ではコンピュータ112の内部メモリ
に伝送できる。
【0045】実際に、一時走査線記憶装置118はサン
プルの約2本の走査線を貯蔵してポストゴーストに対す
るデコースティング範囲が20μs程度で拡張可能にす
るのが望ましい。一時走査線記憶装置118として使用
されるRAMにある記憶場所はデータ行当り記号カウン
トと共にデータ行カウントの最下位ビットによりアドレ
シングされ得る。デコーダ114はデータ行カウントが
19や20のうちの一つである場合にのみ“1”を出力
するデコーダによって置き換えられ、デコーダ116は
データ行カウントが251あるいは252のうちの一つ
の映像走査線カウントに該当するときのみ“1”を出力
するデコーダによって置き換えられる。復したGCR信
号の信号対雑音比を向上させるため、ただし8本の走査
線19を超えるのではない16(あるいは8のより高い
倍数)個の走査線19を超えるGCR信号の平均を求め
るのが有利である。これは図2の走査線19の累算回路
を変更するかコンピュータ112で行われるその他の平
均を備えることにより遂行され得る。
プルの約2本の走査線を貯蔵してポストゴーストに対す
るデコースティング範囲が20μs程度で拡張可能にす
るのが望ましい。一時走査線記憶装置118として使用
されるRAMにある記憶場所はデータ行当り記号カウン
トと共にデータ行カウントの最下位ビットによりアドレ
シングされ得る。デコーダ114はデータ行カウントが
19や20のうちの一つである場合にのみ“1”を出力
するデコーダによって置き換えられ、デコーダ116は
データ行カウントが251あるいは252のうちの一つ
の映像走査線カウントに該当するときのみ“1”を出力
するデコーダによって置き換えられる。復したGCR信
号の信号対雑音比を向上させるため、ただし8本の走査
線19を超えるのではない16(あるいは8のより高い
倍数)個の走査線19を超えるGCR信号の平均を求め
るのが有利である。これは図2の走査線19の累算回路
を変更するかコンピュータ112で行われるその他の平
均を備えることにより遂行され得る。
【0046】図3はモジュロ−8フィールドカウンタ1
13をリセットするための回路を示すもので、そのカウ
ントは4個のフィールドにより位相が正しく調整される
か位相が間違えて調整される。一時走査線記憶装置12
6はカウンタ53からデータ行当り記号カウントによっ
てアドレシングされるRAMで示している。一時走査線
記憶装置126は読出し−書込みの反復動作のために配
列される。各フィールドの19番目の走査線の間にのみ
ORゲート116によって出力される論理“1”はマル
チプレクサ127に供給されて、ADC104から供給
されるディジタル変換された19番目の走査線サンプル
を有する一時走査線記憶装置126を更新するようにす
る。他の走査線の間にORゲート116によって出力さ
れる論理“0”はマルチプレクサ127をして再書込み
のために一時走査線記憶装置126から読み出されるデ
ータをマルチプレクサ127に印加させる。
13をリセットするための回路を示すもので、そのカウ
ントは4個のフィールドにより位相が正しく調整される
か位相が間違えて調整される。一時走査線記憶装置12
6はカウンタ53からデータ行当り記号カウントによっ
てアドレシングされるRAMで示している。一時走査線
記憶装置126は読出し−書込みの反復動作のために配
列される。各フィールドの19番目の走査線の間にのみ
ORゲート116によって出力される論理“1”はマル
チプレクサ127に供給されて、ADC104から供給
されるディジタル変換された19番目の走査線サンプル
を有する一時走査線記憶装置126を更新するようにす
る。他の走査線の間にORゲート116によって出力さ
れる論理“0”はマルチプレクサ127をして再書込み
のために一時走査線記憶装置126から読み出されるデ
ータをマルチプレクサ127に印加させる。
【0047】一時走査線記憶装置126は零交差検出器
(zero-crossing detector) 56からの出力信号により
クロックされる(このクロック接続は図3に示していな
い)画素ラッチ128及び129を受ける。画素ラッチ
128及び129はそれぞれ一時走査線記憶装置126
に書き込まれた最後の画素と一時走査線記憶装置126
から読み出された最後の画素を一時的に貯蔵するのに使
用され、そのようなサンプルをそれぞれディジタル減算
器130の減数及び被減数入力信号となるように時間の
整列をする。減算器130からの差信号の画素サンプル
は19番目の走査線の間を除外してはすべて0の値とな
る。減算器130からの差信号は絶対値回路131に供
給される。例えば、この絶対値回路131はその加算/
被減数入力信号としてワイヤドされた算術0を受信し、
その加算/減数入力信号として減算器130からの差信
号を受信し、その差信号の符号ビットに応答してその符
号ビットが“0”のときには加算し、“1”のときには
減算するディジタル制御加算器/減算器で構成される。
(zero-crossing detector) 56からの出力信号により
クロックされる(このクロック接続は図3に示していな
い)画素ラッチ128及び129を受ける。画素ラッチ
128及び129はそれぞれ一時走査線記憶装置126
に書き込まれた最後の画素と一時走査線記憶装置126
から読み出された最後の画素を一時的に貯蔵するのに使
用され、そのようなサンプルをそれぞれディジタル減算
器130の減数及び被減数入力信号となるように時間の
整列をする。減算器130からの差信号の画素サンプル
は19番目の走査線の間を除外してはすべて0の値とな
る。減算器130からの差信号は絶対値回路131に供
給される。例えば、この絶対値回路131はその加算/
被減数入力信号としてワイヤドされた算術0を受信し、
その加算/減数入力信号として減算器130からの差信
号を受信し、その差信号の符号ビットに応答してその符
号ビットが“0”のときには加算し、“1”のときには
減算するディジタル制御加算器/減算器で構成される。
【0048】絶対値回路131の出力信号の連続するサ
ンプルに対する累算器132は累算結果の連続する値を
一時的に貯蔵する出力ラッチ133と、絶対値回路13
1の出力信号の連続するサンプルを累算結果と加算し
て、その値を増加させるディジタル加算器134と、増
加した累算結果をその内容を更新するために出力ラッチ
133に選択的に供給するマルチプレクサ135とを含
む。マルチプレクサ135はORゲート116がGCR
信号が現在の走査線に存在していることを示す“1”を
提供しない度に出力ラッチ133に算術0を挿入するた
めにワイヤドされる。デコーダ136はベッセルチャー
ブ情報を含まれる一つの走査線のそのような領域を示す
カウンタ53からのデータ行当り記号カウントに応答し
てANDゲート137で零交差検出器56からの出力信
号とANDゲーティングされる“1”を提供する。出力
ラッチ133はANDゲート137から受信される
“1”にのみ応答する入力データを受信するようにクロ
ックされる。
ンプルに対する累算器132は累算結果の連続する値を
一時的に貯蔵する出力ラッチ133と、絶対値回路13
1の出力信号の連続するサンプルを累算結果と加算し
て、その値を増加させるディジタル加算器134と、増
加した累算結果をその内容を更新するために出力ラッチ
133に選択的に供給するマルチプレクサ135とを含
む。マルチプレクサ135はORゲート116がGCR
信号が現在の走査線に存在していることを示す“1”を
提供しない度に出力ラッチ133に算術0を挿入するた
めにワイヤドされる。デコーダ136はベッセルチャー
ブ情報を含まれる一つの走査線のそのような領域を示す
カウンタ53からのデータ行当り記号カウントに応答し
てANDゲート137で零交差検出器56からの出力信
号とANDゲーティングされる“1”を提供する。出力
ラッチ133はANDゲート137から受信される
“1”にのみ応答する入力データを受信するようにクロ
ックされる。
【0049】絶対値回路131から直列に供給される現
在及び以前のフィールドの19本の走査線の差の絶対値
の連続するサンプルは累算器132を使用して累算され
る。累算結果は、もし現在のフィールドがフィールド0
01あるいはフィールド101でなければ認知できる値
を有しなければならない。フィールド000及びフィー
ルド001の19番目の走査線は共にETP信号を含ん
でおり、それらの差は雑音を除いては0の値となる。累
算結果が実質的に算術0より大きいと“1”であり、そ
れとも“0”であるしきい値検出器138の出力信号は
NOTゲート139によって相捕的になり、ANDゲー
ト140の4個の入力信号のうちの一つとして供給され
る。デコーダ141はカウンタ113から001あるい
は101以外のフィールドカウントを検出して、フィー
ルドカウントの位相が間違えて調整され、カウンタ11
3のリセッティングをイネーブルさせることを示す
“1”をANDゲート140に供給する。フィールドの
19番目の走査線の発生を検出するANDゲート116
の出力信号とカウント53からのデコーダ行当り記号カ
ウントに応答して走査線の終端を検出するデコーダ55
の出力信号はANDゲート140への残りの2個の入力
信号となる。フィールドカウントが001あるいは10
1ではないと、ANDゲート140は“1”を出力して
カウンタ113を同相の映像検出器49によって検出さ
れる複合映像信号にあるフィールド000あるいはフィ
ールド100の19番目の走査線の終端で001フィー
ルドカウントにリセットされる。
在及び以前のフィールドの19本の走査線の差の絶対値
の連続するサンプルは累算器132を使用して累算され
る。累算結果は、もし現在のフィールドがフィールド0
01あるいはフィールド101でなければ認知できる値
を有しなければならない。フィールド000及びフィー
ルド001の19番目の走査線は共にETP信号を含ん
でおり、それらの差は雑音を除いては0の値となる。累
算結果が実質的に算術0より大きいと“1”であり、そ
れとも“0”であるしきい値検出器138の出力信号は
NOTゲート139によって相捕的になり、ANDゲー
ト140の4個の入力信号のうちの一つとして供給され
る。デコーダ141はカウンタ113から001あるい
は101以外のフィールドカウントを検出して、フィー
ルドカウントの位相が間違えて調整され、カウンタ11
3のリセッティングをイネーブルさせることを示す
“1”をANDゲート140に供給する。フィールドの
19番目の走査線の発生を検出するANDゲート116
の出力信号とカウント53からのデコーダ行当り記号カ
ウントに応答して走査線の終端を検出するデコーダ55
の出力信号はANDゲート140への残りの2個の入力
信号となる。フィールドカウントが001あるいは10
1ではないと、ANDゲート140は“1”を出力して
カウンタ113を同相の映像検出器49によって検出さ
れる複合映像信号にあるフィールド000あるいはフィ
ールド100の19番目の走査線の終端で001フィー
ルドカウントにリセットされる。
【0050】さらに図2を参照すると、もしフィールド
カウンタ113によって提供されるモジュロ−8フィー
ルドカウントが正しく位相が調整されると、代数学的な
累算のサイクルで最後のフィールドであるフィールド0
00の間に一時走査線記憶装置118から得られる累算
結果は随伴する水平同期パルス、フロントポーチ、カラ
ーバースト及び、+30IREペデスタルを含むバック
ポーチのないETPベッセルチャープ信号の8倍とな
る。一方、もしフィールドカウンタ113によって提供
されるモジュロ−8フィールドカウントが4個のフィー
ルドだけ位相が間違えて調整されると、累算のサイクル
で最後のフィールドであるフィールド000の間に一時
走査線記憶装置118から得られる累算結果は随伴する
水平同期パルス、フロントポーチ、カラーバースト、及
び+30IREペデスタルを含むバックポーチのないE
TRベッセルチャーブ信号の8倍となる。サイズが減少
する方向にワイヤドされた3個の2進位置移動は一時走
査線記憶装置118でフィールド000の間に得られる
累算結果を8で割り、その結果として得られる分はET
RあるいはETR信号としてフィルタ係数コンピュータ
112に供給される。
カウンタ113によって提供されるモジュロ−8フィー
ルドカウントが正しく位相が調整されると、代数学的な
累算のサイクルで最後のフィールドであるフィールド0
00の間に一時走査線記憶装置118から得られる累算
結果は随伴する水平同期パルス、フロントポーチ、カラ
ーバースト及び、+30IREペデスタルを含むバック
ポーチのないETPベッセルチャープ信号の8倍とな
る。一方、もしフィールドカウンタ113によって提供
されるモジュロ−8フィールドカウントが4個のフィー
ルドだけ位相が間違えて調整されると、累算のサイクル
で最後のフィールドであるフィールド000の間に一時
走査線記憶装置118から得られる累算結果は随伴する
水平同期パルス、フロントポーチ、カラーバースト、及
び+30IREペデスタルを含むバックポーチのないE
TRベッセルチャーブ信号の8倍となる。サイズが減少
する方向にワイヤドされた3個の2進位置移動は一時走
査線記憶装置118でフィールド000の間に得られる
累算結果を8で割り、その結果として得られる分はET
RあるいはETR信号としてフィルタ係数コンピュータ
112に供給される。
【0051】内部レジスタに貯蔵されたゴーストのない
ベッセルチャープ関数ETPあるいはETRに対して相
関を遂行するのによく適応するフィルタ係数コンピュー
タ112はそれが一時走査線記憶装置118からフィー
ルド000の間に受信する入力がETP信号かETR信
号かあるいはETP信号やETR信号と関連がないかを
決定する相関副過程を遂行するようにプログラムされ
る。この過程は同相の映像検出器49によって検出され
る複合映像信号に如何なるGCR信号も含まれないとき
を決定するようにフィルタ係数コンピュータ112をイ
ネーブルさせる。コンピュータ112はゴースト抑圧回
路の初期のパワーアップで遂行されると同様に、内部の
レジスタに貯蔵された所定の“バイパスモード”の荷重
係数をフィルタ105,106,及び107に印加可能
である。
ベッセルチャープ関数ETPあるいはETRに対して相
関を遂行するのによく適応するフィルタ係数コンピュー
タ112はそれが一時走査線記憶装置118からフィー
ルド000の間に受信する入力がETP信号かETR信
号かあるいはETP信号やETR信号と関連がないかを
決定する相関副過程を遂行するようにプログラムされ
る。この過程は同相の映像検出器49によって検出され
る複合映像信号に如何なるGCR信号も含まれないとき
を決定するようにフィルタ係数コンピュータ112をイ
ネーブルさせる。コンピュータ112はゴースト抑圧回
路の初期のパワーアップで遂行されると同様に、内部の
レジスタに貯蔵された所定の“バイパスモード”の荷重
係数をフィルタ105,106,及び107に印加可能
である。
【0052】図2及び図3に示すゴースト抑圧回路は、
Chandrakant B.Patel 及びJian Yang により1992年
12月2日付けで出願された三星電子株式会社に譲渡さ
れた米国特許出願第07/984,488号の“GHO
ST CANCELLATION REFERENCE
SIGNAL ACQUISITION CIRCU
ITRY,AS FOR TV RECEIVER O
R VIDEO RECORDER”に開示されてい
る。この出願は、図2及び図3に示すゴースト抑圧回路
でフィルタに対するフィルタリング変数を計算する方法
の詳細な開示のために参考で反映された。図1の素子6
4−67で遂行される検出過程に応答して調整可能な遅
延線58の遅延を調整するようなゴースト消去過程の一
部として遅延が調整され得る。
Chandrakant B.Patel 及びJian Yang により1992年
12月2日付けで出願された三星電子株式会社に譲渡さ
れた米国特許出願第07/984,488号の“GHO
ST CANCELLATION REFERENCE
SIGNAL ACQUISITION CIRCU
ITRY,AS FOR TV RECEIVER O
R VIDEO RECORDER”に開示されてい
る。この出願は、図2及び図3に示すゴースト抑圧回路
でフィルタに対するフィルタリング変数を計算する方法
の詳細な開示のために参考で反映された。図1の素子6
4−67で遂行される検出過程に応答して調整可能な遅
延線58の遅延を調整するようなゴースト消去過程の一
部として遅延が調整され得る。
【0053】図4は図1のデータ分離及び検出回路76
が取られる一つの特別な形態200を示すもので、この
形態は1994年1月5日付けで出願された米国特許出
願第08/179,588号に開示されている。この特
定したデータ分離及び検出回路200は本発明の一面を
示すもので、ADC61から供給されるディジタル変換
されたサンプルに応答するフレーム−コームフィルタ2
01は図1のカウンタ53及び72によって供給される
行当り記号とデータ行カウントによってアドレシングさ
れるRAMであるディジタルフレーム記憶装置202を
含む。ADC61から供給されるディジタル変換された
サンプルに応答するライン−コームフィルタ203は、
図1のカウンタ53によって供給される行当り記号カウ
ンタによってアドレシングされるRAMであるディジタ
ルライン記憶装置204を含む。ADC61から供給さ
れるディジタル変換されたサンプルに応答するポストラ
イン−コーム部分応答フィルタ206は、図1のカウン
タ53によって供給される行当りカウントによってアド
レシングされるRAMであるディジタル遅延線記憶装置
207及び208を含む。
が取られる一つの特別な形態200を示すもので、この
形態は1994年1月5日付けで出願された米国特許出
願第08/179,588号に開示されている。この特
定したデータ分離及び検出回路200は本発明の一面を
示すもので、ADC61から供給されるディジタル変換
されたサンプルに応答するフレーム−コームフィルタ2
01は図1のカウンタ53及び72によって供給される
行当り記号とデータ行カウントによってアドレシングさ
れるRAMであるディジタルフレーム記憶装置202を
含む。ADC61から供給されるディジタル変換された
サンプルに応答するライン−コームフィルタ203は、
図1のカウンタ53によって供給される行当り記号カウ
ンタによってアドレシングされるRAMであるディジタ
ルライン記憶装置204を含む。ADC61から供給さ
れるディジタル変換されたサンプルに応答するポストラ
イン−コーム部分応答フィルタ206は、図1のカウン
タ53によって供給される行当りカウントによってアド
レシングされるRAMであるディジタル遅延線記憶装置
207及び208を含む。
【0054】特に、フレームコームフィルタ201の入
力端子209はディジタル減算器210の被減数入力と
ディジタルフレーム記憶装置202の入力として印加さ
れるディジタルサンプルをADC61から直接に受信す
る。ディジタルフレーム記憶装置202の出力から読み
出されるディジタルサンプルはディジタル減算器210
の減数入力として印加される。フレーム記憶装置202
は読出し−書込みの反復モードで動作されるRAMで、
このRAMは行アドレスとして印加されるカウンタ72
から供給されるデータ行カウントと列アドレスとして印
加されるカウンタ52からの行当り記号カウントによっ
てアドレシングされる。ディジタルフレーム記憶装置2
02にある各アドレス可能な記憶場所に貯蔵されたサン
プルは、一般的にその中に少なくとも12ビットを有し
ている。減算器210とフレーム記憶装置202は共に
減算器210の出力から端子211に入力端子209で
受信されるディジタルサンプルに対する高域フレーム−
コームフィルタ応答を供給する高域フレーム−コームフ
ィルタ201を形成し、高域フレーム−コームフィルタ
応答において静的映像を示す輝度成分は抑圧される。
力端子209はディジタル減算器210の被減数入力と
ディジタルフレーム記憶装置202の入力として印加さ
れるディジタルサンプルをADC61から直接に受信す
る。ディジタルフレーム記憶装置202の出力から読み
出されるディジタルサンプルはディジタル減算器210
の減数入力として印加される。フレーム記憶装置202
は読出し−書込みの反復モードで動作されるRAMで、
このRAMは行アドレスとして印加されるカウンタ72
から供給されるデータ行カウントと列アドレスとして印
加されるカウンタ52からの行当り記号カウントによっ
てアドレシングされる。ディジタルフレーム記憶装置2
02にある各アドレス可能な記憶場所に貯蔵されたサン
プルは、一般的にその中に少なくとも12ビットを有し
ている。減算器210とフレーム記憶装置202は共に
減算器210の出力から端子211に入力端子209で
受信されるディジタルサンプルに対する高域フレーム−
コームフィルタ応答を供給する高域フレーム−コームフ
ィルタ201を形成し、高域フレーム−コームフィルタ
応答において静的映像を示す輝度成分は抑圧される。
【0055】出力端子211は高域フレーム−コームフ
ィルタ201に対する出力端子の役割だけではなく高域
フレーム−コームフィルタ応答を受信し、データ分離フ
ィルタリングの出力端子212で供給されるその応答で
動作映像を示す輝度成分を抑圧する高域フレーム−コー
ムフィルタ303に対する入力端子の役割もする。輝度
成分は主に5−レベル形態の高域コームフィルタリング
されたディジタル信号サンプルで構成された出力端子7
39で供給される応答で抑圧される。
ィルタ201に対する出力端子の役割だけではなく高域
フレーム−コームフィルタ応答を受信し、データ分離フ
ィルタリングの出力端子212で供給されるその応答で
動作映像を示す輝度成分を抑圧する高域フレーム−コー
ムフィルタ303に対する入力端子の役割もする。輝度
成分は主に5−レベル形態の高域コームフィルタリング
されたディジタル信号サンプルで構成された出力端子7
39で供給される応答で抑圧される。
【0056】データ行カウントに応答するデコーダ23
1はデータ行カウントがデータフレームの最終行に至る
ことを示すときは論理“1”を出力し、そうでないとき
には出力信号として論理“0”を発生させる。デコーダ
231の出力信号はワイヤドされる算術を0を受信する
それぞれの第1入力とそれぞれの第2入力をそれぞれ備
えるマルチプレクサ214及び215に制御信号として
供給される。マルチプレクサ214及び215は1−H
遅延線として動作するRAMであるディジタル遅延線記
憶装置204及び205の各書込み入力にそれぞれ接続
された各出力を有する。1−H遅延線の出力信号は複合
映像信号の水平走査線の持続時間(63.5μs)に相
応する遅延後にそれから印加される入力信号を再生させ
る。1−H遅延線204及び205のそれぞれは記号カ
ウンタ52からの行当り記号カウントによってアドレシ
ングされるRAMで、読出し−書込みの反復モードで動
作される。各データフレームの最終行の間にデコーダ2
31から出力信号として提供される論理“1”はマルチ
プレクサ214及び215が算術−0サンプルのそれぞ
れの行を1−H遅延線204及び205のそれぞれに書
き込まれる。結果的に、算術−0サンプルの行が各デー
タフレームの最初の行の間に1−H遅延線204及び2
05から読み出され、これはポストライン−コーム部分
応答フィルタが適切にリセットされるように遂行する。
1はデータ行カウントがデータフレームの最終行に至る
ことを示すときは論理“1”を出力し、そうでないとき
には出力信号として論理“0”を発生させる。デコーダ
231の出力信号はワイヤドされる算術を0を受信する
それぞれの第1入力とそれぞれの第2入力をそれぞれ備
えるマルチプレクサ214及び215に制御信号として
供給される。マルチプレクサ214及び215は1−H
遅延線として動作するRAMであるディジタル遅延線記
憶装置204及び205の各書込み入力にそれぞれ接続
された各出力を有する。1−H遅延線の出力信号は複合
映像信号の水平走査線の持続時間(63.5μs)に相
応する遅延後にそれから印加される入力信号を再生させ
る。1−H遅延線204及び205のそれぞれは記号カ
ウンタ52からの行当り記号カウントによってアドレシ
ングされるRAMで、読出し−書込みの反復モードで動
作される。各データフレームの最終行の間にデコーダ2
31から出力信号として提供される論理“1”はマルチ
プレクサ214及び215が算術−0サンプルのそれぞ
れの行を1−H遅延線204及び205のそれぞれに書
き込まれる。結果的に、算術−0サンプルの行が各デー
タフレームの最初の行の間に1−H遅延線204及び2
05から読み出され、これはポストライン−コーム部分
応答フィルタが適切にリセットされるように遂行する。
【0057】論理“0”が高域ライン−コームフィルタ
の正常動作時にデコーダ213から出力信号として提供
される。制御信号としてデコーダ213から供給される
論理“0”に応答してマルチプレクサ214は端子21
1を通じてマルチプレクサ214の第2入力として印加
される高域フレーム−コームフィルタ応答を1−Hディ
ジタル遅延線204の入力に供給されるその出力信号で
再生する。制御信号としてデコーダ213から供給され
る論理“0”に応答して、マルチプレクサ215はディ
ジタル減算器216からの差出力信号を1−Hディジタ
ル遅延線205の入力として供給されるその出力信号で
再生する。減算器216は高域フレーム−コームフィル
タ応答として一つの水平走査線の持続時間だけ遅延され
る応答を結合させ、ディジタル減算器217は減算器2
16からの差出力信号として一つの水平走査線の持続時
間だけ遅延された差出力信号とを結合させ、減算器21
0の出力から端子211に供給される高域フレーム−コ
ームフィルタ応答に対する高域ライン−コームフィルタ
応答を出力端子212で発生させる。
の正常動作時にデコーダ213から出力信号として提供
される。制御信号としてデコーダ213から供給される
論理“0”に応答してマルチプレクサ214は端子21
1を通じてマルチプレクサ214の第2入力として印加
される高域フレーム−コームフィルタ応答を1−Hディ
ジタル遅延線204の入力に供給されるその出力信号で
再生する。制御信号としてデコーダ213から供給され
る論理“0”に応答して、マルチプレクサ215はディ
ジタル減算器216からの差出力信号を1−Hディジタ
ル遅延線205の入力として供給されるその出力信号で
再生する。減算器216は高域フレーム−コームフィル
タ応答として一つの水平走査線の持続時間だけ遅延され
る応答を結合させ、ディジタル減算器217は減算器2
16からの差出力信号として一つの水平走査線の持続時
間だけ遅延された差出力信号とを結合させ、減算器21
0の出力から端子211に供給される高域フレーム−コ
ームフィルタ応答に対する高域ライン−コームフィルタ
応答を出力端子212で発生させる。
【0058】ライン−コームフィルタ203はBPSK
信号を2進形態とすることなく5−レベルディジタル情
報に変換する。そうした場合、記号決定回路220は−
2,−1,0,+1,+2にそれぞれ中心のある5個の
比較器の範囲を有する。記号決定回路220はデータ分
離フィルタ203からの出力信号に対する整流したディ
ジタル応答を発生させる絶対値回路221を備えてい
る。絶対値回路221の整流ディジタル応答はキーイン
グ信号の2進コーディングを示すものではなく直流電圧
ペデスタル上に重畳する3進(すなわち3−レベル)キ
ーイング信号を示し、この整流ディジタル応答は二重−
しきい値検出器222に供給される。二重−しきい値検
出器222は絶対値回路221から記号ストリームを受
信し、記号が“0”に一番近いかあるいは“1”に一番
近いかもしくは“0”と同様の“2”に一番近いかに関
して決定する。一般に二重−しきい値検出器222は単
一しきい値検出器として動作するようにそれぞれ配列さ
れた2つのディジタル比較器を備えるが、これら単一し
きい値検出器のうちの一つは他の一つが動作されるしき
いディジタル値の2倍のしきいディジタル値で動作さ
れ、しきい値検出結果に従って記号の正体(identity)
を決定するためのいくつかの簡単な論理回路も備えてい
る。もし、あるしきい値ディジタル値を超過しないと
か、二つのしきいディジタル値がすべて超過すると論理
回路は記号が“0”に一番近いものであるのを示す。も
し、より低いしきい値のディジタル値のみが超過すると
論理回路は記号が“1”に一番近いものを示す。二重−
しきい値検出回路222はしきい値1検出のためにしき
い値を決定する比較器に印加されるディジタル値が記号
の強さに応答して自動に調節される形態が望ましい。こ
の場合、二重しきい値検出器222は絶対値回路222
によって供給される記号ストリームの平均レベルあるい
は平均ピークもしくはこの両方を共に検出するための関
連回路を有する。ディジタル比較器に供給されるディジ
タル値を検出される各レベルから計算してしきい値検出
に対するそれぞれのしきい値を確定する回路がある。記
号決定しきい値を決定するための検出手続きは複合映像
信号が直角位相映像検出器47によって検出される信号
で、何らのエネルギーもほぼ与えられないとき、垂直帰
線消去区間で選択的に遂行されるのが望ましい。
信号を2進形態とすることなく5−レベルディジタル情
報に変換する。そうした場合、記号決定回路220は−
2,−1,0,+1,+2にそれぞれ中心のある5個の
比較器の範囲を有する。記号決定回路220はデータ分
離フィルタ203からの出力信号に対する整流したディ
ジタル応答を発生させる絶対値回路221を備えてい
る。絶対値回路221の整流ディジタル応答はキーイン
グ信号の2進コーディングを示すものではなく直流電圧
ペデスタル上に重畳する3進(すなわち3−レベル)キ
ーイング信号を示し、この整流ディジタル応答は二重−
しきい値検出器222に供給される。二重−しきい値検
出器222は絶対値回路221から記号ストリームを受
信し、記号が“0”に一番近いかあるいは“1”に一番
近いかもしくは“0”と同様の“2”に一番近いかに関
して決定する。一般に二重−しきい値検出器222は単
一しきい値検出器として動作するようにそれぞれ配列さ
れた2つのディジタル比較器を備えるが、これら単一し
きい値検出器のうちの一つは他の一つが動作されるしき
いディジタル値の2倍のしきいディジタル値で動作さ
れ、しきい値検出結果に従って記号の正体(identity)
を決定するためのいくつかの簡単な論理回路も備えてい
る。もし、あるしきい値ディジタル値を超過しないと
か、二つのしきいディジタル値がすべて超過すると論理
回路は記号が“0”に一番近いものであるのを示す。も
し、より低いしきい値のディジタル値のみが超過すると
論理回路は記号が“1”に一番近いものを示す。二重−
しきい値検出回路222はしきい値1検出のためにしき
い値を決定する比較器に印加されるディジタル値が記号
の強さに応答して自動に調節される形態が望ましい。こ
の場合、二重しきい値検出器222は絶対値回路222
によって供給される記号ストリームの平均レベルあるい
は平均ピークもしくはこの両方を共に検出するための関
連回路を有する。ディジタル比較器に供給されるディジ
タル値を検出される各レベルから計算してしきい値検出
に対するそれぞれのしきい値を確定する回路がある。記
号決定しきい値を決定するための検出手続きは複合映像
信号が直角位相映像検出器47によって検出される信号
で、何らのエネルギーもほぼ与えられないとき、垂直帰
線消去区間で選択的に遂行されるのが望ましい。
【0059】二重−しきい値検出器232からのビット
−直列信号は部分応答フィルタ206の入力端子231
を通じて2−入力XORゲート232の第1入力として
印加される。2−入力マルチプレクサ233はワイヤド
された“0”が印加される第1入力と、XORゲート2
32の応答が印加される第2入力と、1−Hディジタル
遅延線207の入力に接続された出力を有する。ディジ
タル遅延線207は一つの水平走査線の持続時間だけ遅
延されたマルチプレクサ233からの出力信号に対する
応答をその出力接続でXORゲート232の第2入力に
供給する。素子232,233,207はポストライン
−コーム部分応答フィルタの最初部を提供し、素子23
4,235,208はポストライン−コーム部分応答フ
ィルタの最終部を提供する。2−入力XORゲート23
4はプリライン−コーム部分応答フィルタリングの最初
部の応答を印加するためにXORゲート232の出力が
接続された第1入力を有する。2−入力マルチプレクサ
235はワイヤドされた“0”が印加される第1入力と
XORゲート234の応答が印加される第2入力と1−
Hディジタル遅延線208の入力に接続された出力を有
する。ディジタル遅延線208は一つの水平走査線の持
続時間だけ遅延されたマルチプレクサ235からの出力
信号に対する応答をその出力接続でXORゲート207
の第2入力として供給する。マルチプレクサ233と2
35のそれぞれはデコーダ213からの出力信号をその
制御信号として受信する。
−直列信号は部分応答フィルタ206の入力端子231
を通じて2−入力XORゲート232の第1入力として
印加される。2−入力マルチプレクサ233はワイヤド
された“0”が印加される第1入力と、XORゲート2
32の応答が印加される第2入力と、1−Hディジタル
遅延線207の入力に接続された出力を有する。ディジ
タル遅延線207は一つの水平走査線の持続時間だけ遅
延されたマルチプレクサ233からの出力信号に対する
応答をその出力接続でXORゲート232の第2入力に
供給する。素子232,233,207はポストライン
−コーム部分応答フィルタの最初部を提供し、素子23
4,235,208はポストライン−コーム部分応答フ
ィルタの最終部を提供する。2−入力XORゲート23
4はプリライン−コーム部分応答フィルタリングの最初
部の応答を印加するためにXORゲート232の出力が
接続された第1入力を有する。2−入力マルチプレクサ
235はワイヤドされた“0”が印加される第1入力と
XORゲート234の応答が印加される第2入力と1−
Hディジタル遅延線208の入力に接続された出力を有
する。ディジタル遅延線208は一つの水平走査線の持
続時間だけ遅延されたマルチプレクサ235からの出力
信号に対する応答をその出力接続でXORゲート207
の第2入力として供給する。マルチプレクサ233と2
35のそれぞれはデコーダ213からの出力信号をその
制御信号として受信する。
【0060】デコーダ213の出力信号はデータフレー
ムの最終行のみ“1”なので、マルチプレクサ214と
215をして算術−0サンプルをデータ分離フィルタ2
03にある1−H遅延線204と205にロードされる
ようにし、部分応答フィルタ206にあるマルチプレク
サ233と235をして論理“0”サンプルを1−Hデ
ィジタル遅延線207と208にロードさせる。このよ
うな過程はデータ分離フィルタ203の高域ライン−コ
ームフィルタ部の領域にある1−Hディジタル遅延線2
04と205の内容の初期化に同期してポストライン−
コーム部分応答フィルタにある1−Hディジタル遅延線
207と208の内容を周期的に初期化させる。この周
期的な初期化は垂直帰線消去期間の間になされるので、
ジャミング信号として作用するNTSC映像信号の若干
の残留成分もない。これは、カラーバーストが伝送され
ないときにデータフレームが走査線の間に開始・終了
し、また直角位相映像検出器47が750kHz以下の
NTSC映像信号の残留成分を常に抑圧するので、水平
帰線消去期間にも同様なのでジャミング信号として同期
及び等化パルスを除去する。
ムの最終行のみ“1”なので、マルチプレクサ214と
215をして算術−0サンプルをデータ分離フィルタ2
03にある1−H遅延線204と205にロードされる
ようにし、部分応答フィルタ206にあるマルチプレク
サ233と235をして論理“0”サンプルを1−Hデ
ィジタル遅延線207と208にロードさせる。このよ
うな過程はデータ分離フィルタ203の高域ライン−コ
ームフィルタ部の領域にある1−Hディジタル遅延線2
04と205の内容の初期化に同期してポストライン−
コーム部分応答フィルタにある1−Hディジタル遅延線
207と208の内容を周期的に初期化させる。この周
期的な初期化は垂直帰線消去期間の間になされるので、
ジャミング信号として作用するNTSC映像信号の若干
の残留成分もない。これは、カラーバーストが伝送され
ないときにデータフレームが走査線の間に開始・終了
し、また直角位相映像検出器47が750kHz以下の
NTSC映像信号の残留成分を常に抑圧するので、水平
帰線消去期間にも同様なのでジャミング信号として同期
及び等化パルスを除去する。
【0061】素子208,234,235で構成された
ポストラインコーム部分応答フィルタの最終部の応答は
XORゲート234の出力で現われ、部分応答フィルタ
206の出力端子236に印加される。データフレーム
が反復されるので、ポストフレーム−コーム部分応答フ
ィルタが不要になる。フレーム−コームフィルタ201
とライン−コームフィルタ203の順序は、図4に示す
ものと反対になることもある。1994年1月5日付け
で出願された米国特許出願第08/179,588号は
ライン−コームフィルタ203とポストライン−コーム
部分応答フィルタ206に対するリセット過程が最初の
データ行の発生が解読される時間に遂行されるもので、
図4の回路の変形を示す。これはマルチプレクサ21
4,215,233、及び235を1−H遅延線記憶装
置204,205,207、及び208の前ではなく後
に再配置されることで調節される。
ポストラインコーム部分応答フィルタの最終部の応答は
XORゲート234の出力で現われ、部分応答フィルタ
206の出力端子236に印加される。データフレーム
が反復されるので、ポストフレーム−コーム部分応答フ
ィルタが不要になる。フレーム−コームフィルタ201
とライン−コームフィルタ203の順序は、図4に示す
ものと反対になることもある。1994年1月5日付け
で出願された米国特許出願第08/179,588号は
ライン−コームフィルタ203とポストライン−コーム
部分応答フィルタ206に対するリセット過程が最初の
データ行の発生が解読される時間に遂行されるもので、
図4の回路の変形を示す。これはマルチプレクサ21
4,215,233、及び235を1−H遅延線記憶装
置204,205,207、及び208の前ではなく後
に再配置されることで調節される。
【0062】以上にアナログTV信号に送られるディジ
タル信号を復旧するための受信機を参照してアナログシ
ステムに応用される本発明について述べてきた。例え
ば、本発明は1992年5月12日付けでC.H.Stro
lle 等に特許付与された米国特許番号第5,113,2
62号“VIDEO SIGN AL RECORDI
NG SYSTEM ENABLING LIMITE
D BANDWIDTHRECORDING AND
PLAYBACK”に開示されている形態の重畳された
スペクトル輝度信号を使用したアナログテープレコーデ
ィングのためのシステムに有用である。そのようなシス
テムにおいて、データは水平同期パルスにより映像搬送
波の変調を示す側波帯に直交する映像搬送波の側波帯で
符号化されるのではなく、水平同期パルスと同一の周波
数変調された輝度搬送波で符号化される。また、本発明
はデータ行同期信号あるいは線同期信号は同期パルスで
ない認知できるコードグループの形態を取る高品位TV
システム等のシステムにも有用である。データ行同期信
号あるいは線同期信号は整合フィルタを使用して検出さ
れ、AFPC回路に対する入力信号として使用される。
タル信号を復旧するための受信機を参照してアナログシ
ステムに応用される本発明について述べてきた。例え
ば、本発明は1992年5月12日付けでC.H.Stro
lle 等に特許付与された米国特許番号第5,113,2
62号“VIDEO SIGN AL RECORDI
NG SYSTEM ENABLING LIMITE
D BANDWIDTHRECORDING AND
PLAYBACK”に開示されている形態の重畳された
スペクトル輝度信号を使用したアナログテープレコーデ
ィングのためのシステムに有用である。そのようなシス
テムにおいて、データは水平同期パルスにより映像搬送
波の変調を示す側波帯に直交する映像搬送波の側波帯で
符号化されるのではなく、水平同期パルスと同一の周波
数変調された輝度搬送波で符号化される。また、本発明
はデータ行同期信号あるいは線同期信号は同期パルスで
ない認知できるコードグループの形態を取る高品位TV
システム等のシステムにも有用である。データ行同期信
号あるいは線同期信号は整合フィルタを使用して検出さ
れ、AFPC回路に対する入力信号として使用される。
【0063】本発明がNTSCアナログTV信号にPS
K信号を送るためのシステム以外の他のシステム内で実
現されるとき、アナログ−ディジタル変換器上で要求さ
れるビット解像度は一層小さくなければならないので、
アナログ−ディジタル変換時にオーバサンプリングを避
けることができる。このとき、制御発振器の出力信号あ
るいはその次の零交差検出器の出力信号はアナログ−デ
ィジタル変換器による映像検出器の応答の標本化時間を
調節するのに直接に使用可能となり、サンプル/記号カ
ウンタ及び記号/線カウンタは一つのサンプル/線カウ
ンタに置き換えられる。
K信号を送るためのシステム以外の他のシステム内で実
現されるとき、アナログ−ディジタル変換器上で要求さ
れるビット解像度は一層小さくなければならないので、
アナログ−ディジタル変換時にオーバサンプリングを避
けることができる。このとき、制御発振器の出力信号あ
るいはその次の零交差検出器の出力信号はアナログ−デ
ィジタル変換器による映像検出器の応答の標本化時間を
調節するのに直接に使用可能となり、サンプル/記号カ
ウンタ及び記号/線カウンタは一つのサンプル/線カウ
ンタに置き換えられる。
【図1】本発明に従うクロック信号再生回路を含んでい
るディジタル信号受信機として、内部に乗せたディジタ
ル信号を有したTV信号を受信して乗せているディジタ
ル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略図
である。
るディジタル信号受信機として、内部に乗せたディジタ
ル信号を有したTV信号を受信して乗せているディジタ
ル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略図
である。
【図2】図1に示したディジタル信号受信機に含まれる
ゴースト抑圧回路の概略図である。
ゴースト抑圧回路の概略図である。
【図3】図2に示したゴースト抑圧回路にあるモジュロ
−8フィールドカウンタをリセットするための回路の概
略図である。
−8フィールドカウンタをリセットするための回路の概
略図である。
【図4】図1に示したデータ分離及び検出回路が取れる
代表的な形態の概略図である。
代表的な形態の概略図である。
43 同調器 44 映像中間周波数(IF)フィルタ 45 映像IF増幅器 46 同相同期映像検出器 47 直角位相同期映像検出器 48 発振器 49 偏移回路網 50 水平同期分離器 51 垂直同期分離器 52 サンプル/記号カウンタ 53 記号カウンタ 55 デコーダ 56 零交差検出器 57 電圧制御発振器(VOC) 58 制御遅延線 59 AFPC検出器 60 整合フィルタ 61 アナログ−ディジタル変換器(ADC) 65 ビットラッチ 67 パルス位相判別器 68 臨界値検出器 70 データフレームカウンタ 71 フレーム同期化回路 72 データ行カウンタ 73 記号/列カウンタ 74 データ列カウンタ 76 データ分離及び検出回路 77 レートバッファ 78 誤り訂正回路デコーダ
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H04N 5/06 Z
Claims (25)
- 【請求項1】 行レートで発生する行同期信号と、行レ
ートの倍数である記号レートを有するディジタルデータ
を示すアナログ信号を備える受信信号を受信するディジ
タル信号受信機におけるクロック再生回路であって、 自動周波数及び位相制御信号に応答して制御され、前記
記号レートの倍数となるように制御可能な周波数での発
振を発生させる制御発振器と、 前記制御発振器の発振の周波数を連続する行同期信号で
対応する時点間に発生する前記発振数に相応する因子で
割って、自動周波数及び位相制御帰還信号を発生させる
周波数分割器と、 前記受信信号に応答して前記受信信号で前記行同期信号
の発生を検出して線同期パルスを発生させる手段と、 遅延制御信号によって制御される前記線同期パルスを遅
延し、遅延された線同期パルスを発生させる制御遅延線
と、 前記自動周波数及び位相制御帰還信号と前記遅延された
線同期パルスのそれぞれの周波数とそれぞれの位相にお
いての差に応答して前記自動周波数及び位相制御信号を
出力し、自動周波数及び位相制御信号を前記制御発振器
に印加する第1帰還ループを完了する自動周波数及び位
相制御検出器と、 前記制御発振器の発振に応答してディジタルデータを示
す前記アナログ信号を標本化しディジタル変換して、前
記ディジタルデータを示すディジタル変換した信号サン
プルを前記記号レートで発生させる第1アナログ−ディ
ジタル変換器と、 前記記号レートで発生される前記ディジタル変換された
信号サンプルにある標本化位相エラーを決定し、記号間
干渉を最小化するために前記ディジタル変換された信号
サンプルで標本化位相を調整する追加帰還ループを完了
するために、前記制御遅延線に印加される前記遅延制御
信号を発生させる手段とを備えることを特徴とするクロ
ック再生回路。 - 【請求項2】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
は、前記記号レートの少なくとも2倍であるオーバサン
プリングレートで供給される第1クロック信号によりデ
ィジタルデータを示す前記アナログ信号を標本化し、第
2クロック信号により前記記号レートで前記ディジタル
変換信号サンプルを供給するオーバサンプリング形態で
あり、 前記周波数分割器は、 前記制御発振器の発振に応答して前記第1クロック信号
を発生させる零交差検出器と、 前記第1クロック信号の発生を計数して第1カウント信
号を発生させる第1カウンタと、 前記第1カウント信号が記号周期当り所定個数のサンプ
ルを示す値に至る度にこれを検出して前記第2クロック
信号を発生させる手段と、 前記第2クロック信号を前記第1カウンタに印加して前
記第1カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各行あるいは線周期で前記第2クロック信号の発生を計
数して第2カウント信号を発生させる第2カウンタと、 前記第2カウント信号が行当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して、前記自動周波数及び位
相制御帰還信号として前記自動周波数及び位相制御検出
器に印加される第3クロック信号を発生させる手段と、 前記第3クロック信号を前記第2カウンタに印加して前
記第2カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
備えることを特徴とする請求項1記載のクロック再生回
路。 - 【請求項3】 各行あるいは線周期で前記第3クロック
信号の発生を計数して第3カウント信号を発生させる第
3カウンタと、 前記第3カウント信号がフレーム当り所定個数の行ある
いは線を示す値に到達する度にこれを検出して第4クロ
ック信号を発生させる手段と、 前記第4クロック信号を前記第3カウンタに印加して前
記第3カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備える請求項2記載のクロック再生回路。 - 【請求項4】 前記第2クロック信号の発生を計数して
第4カウント信号を発生させる第4カウンタと、 前記第4カウント信号が列当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して第5クロック信号を発生
させる手段と、 前記第5クロック信号を前記第4カウンタに印加して前
記第4カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各線周期で前記第5クロック信号の発生を計数して第5
カウント信号を発生させる第5カウンタと、 前記第4クロック信号を前記第5カウンタに印加して前
記第5カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備えることを特徴とする請求項3記載のクロック
再生回路。 - 【請求項5】 前記アナログ−ディジタル変換器からの
各サンプルに応答し、そのサンプルによって示される記
号値を決定してそれぞれの記号表示を再生させる手段
と、 書込みアドレス信号として前記第2カウント信号と前記
第3カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第4カウント信号と前記第5カウント信号を受信す
るランダムアクセスメモリを備える前記記号表示に対す
るデインタリーバと結合されて前記ディジタル信号受信
機に含まれる請求項4記載のクロック再生回路。 - 【請求項6】 前記アナログ−ディジタル変換器からの
サンプルを受信してデゴースティングされたサンプルを
供給するゴースト抑圧フィルタと、 各デゴースティングされたサンプルに応答し、そのサン
プルによって示す記号値を決定してそれぞれの記号表示
を再生させる手段と、 書込みアドレス信号として前記第2カウント信号と前記
第3カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第4カウント信号と前記第5カウント信号を受信す
るランダムアクセスメモリを備える前記記号表示に対す
るデインタリーバと結合されて前記ディジタル信号受信
機に含まれる請求項4記載のクロック再生回路。 - 【請求項7】 前記周波数分割器が、 前記制御発振器の発振の発生を計数して第1カウント信
号を発生させる第1カウンタと、 前記第1カウント信号が線当り所定個数の前記制御発振
器の発振を示す値に到達する度にこれを検出して、前記
自動周波数及び位相制御帰還信号として前記自動周波数
及び位相制御検出器に印加される第1クロック信号を発
生させる手段と、 前記第1クロック信号を前記第1カウンタに印加して前
記第1カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備えることを特徴とする請求項1記載のクロック
再生回路。 - 【請求項8】 前記第1クロック信号の発生を計数して
行あるいは線を計数する第2カウント信号を発生させる
第2カウンタと、 前記第2カウント信号がフレーム当り所定個数の行ある
いは線を示す値に到達する度にこれを検出して第2クロ
ック信号を発生させる手段と、 前記第2クロック信号を前記第2カウンタに印加して前
記第2カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備える請求項7記載のクロック再生回路。 - 【請求項9】 前記制御発振器の発振の発生を計数して
第3カウント信号を発生させる第3カウンタと、 前記第3カウント信号が列当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して第3クロック信号を発生
させる手段と、 前記第3クロック信号を前記第3カウンタに印加して前
記第3カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各線周期で前記第3クロック信号の発生を計数して第4
カウント信号を発生させる第4カウンタと、 前記第2クロック信号を前記第4カウンタに印加して前
記第4カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備えることを特徴とする請求項8記載のクロック
再生回路。 - 【請求項10】 前記アナログ−ディジタル変換器から
の各サンプルに応答し、そのサンプルによって示される
記号値を決定してそれぞれの記号表示を再生させる手段
と、 書込みアドレス信号として前記第2カウント信号と前記
第3カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第4カウント信号と前記第5カウント信号を受信す
るランダムアクセスメモリを備える前記記号表示に対す
るデインタリーバと結合して前記ディジタル信号受信機
に含まれることを特徴とする請求項9記載のクロック再
生回路。 - 【請求項11】 前記アナログ−ディジタル変換器から
のサンプルを受信してデゴースティングされたサンプル
を供給するゴースト抑圧フィルタと、 各デゴースティングされたサンプルに応答し、そのサン
プルによって示される記号値を決定してそれぞれの記号
表示を再生させる手段と、 書込みアドレス信号として前記第2カウント信号と前記
第3カウント信号を受信し、読出しアドレス信号として
前記第4カウント信号と前記第5カウント信号とを受信
するランダムアクセスメモリを備える前記記号表示に対
するデインタリーバと結合されて前記ディジタル信号受
信機に含む請求項9記載のクロック再生回路。 - 【請求項12】 前記行同期信号は、前記受信信号にあ
るディジタルデータを示す前記アナログ信号と共に含ま
れている線同期パルスで構成される請求項1記載のクロ
ック再生回路。 - 【請求項13】 線レートで発生する線同期パルスと、
線レートの倍数である記号レートを有するディジタルデ
ータを示すアナログ信号を備える受信信号を受信するデ
ィジタル信号受信機において、クロック再生回路が、 自動周波数及び位相制御信号に応答して制御され、前記
記号レートの倍数となるように制御可能な周波数での発
振を発生させる制御発振器と、 前記制御発振器の発振周波数を連続する線同期パルスで
対応する時点間に発生させる前記発振の数に相応する因
子で割って、自動周波数及び位相制御帰還信号を発生さ
せる周波数分割器と、 前記受信信号から前記線同期パルスを分離し、分離され
た線同期パルスを発生させる手段と、 遅延制御信号によって制御される前記分離された線同期
パルスを遅延して遅延された線同期パルスを発生させる
制御遅延線と、 前記自動周波数及び位相制御帰還信号と前記遅延された
線同期パルスのそれぞれの周波数とそれぞれの位相にお
ける差に応答して前記自動周波数及び位相制御信号を出
力し、自動周波数及び位相制御信号を前記制御発振器に
印加する第1帰還ループを完了する自動周波数及び位相
制御検出器と、 前記制御発振器の発振に応答してディジタルデータを示
す前記アナログ信号を標本化しディジタル変換して、前
記ディジタルデータを示すディジタル変換された信号サ
ンプルを前記記号レートで発生させる第1アナログ−デ
ィジタル変換器と、 前記記号レートで発生される前記ディジタル変換された
信号サンプルにある標本化位相エラーを決定して記号間
干渉を最小化するために、前記ディジタル変換された信
号サンプルで標本化位相を調整する追加帰還ループを完
了するために、前記制御遅延線に印加される前記遅延制
御信号を発生させる手段とを備えることを特徴とするク
ロック再生回路。 - 【請求項14】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
は、前記記号レートの少なくとも2倍であるオーバサン
プリングレートで供給される第1クロック信号によりデ
ィジタルデータを示す前記アナログ信号を標本化し、第
2クロック信号により前記記号レートで前記ディジタル
変換信号サンプルを供給するオーバサンプリング形態で
あり、前記周波数分割器は、 前記制御発振器の発振に応答して前記第1クロック信号
を発生させる零交差検出器と、 前記第1クロック信号の発生を計数して第1カウント信
号を発生させる第1カウンタと、 前記第1カウント信号が記号周期当り所定個数のサンプ
ルを示す値に到達する度に、これを検出して前記第2ク
ロック信号を発生させる手段と、 前記第2クロック信号を前記第1カウンタに印加して前
記第1カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 各線周期で前記第2クロック信号の発生を計数して第2
カウント信号を発生させる第2カウンタと、 前記第2カウント信号が線当り所定個数の記号を示す値
に到達する度にこれを検出して、前記自動周波数及び位
相制御帰還信号として前記自動周波数及び位相制御検出
器に印加される第3クロック信号を発生させる手段と、 前記第3クロック信号を前記第2カウンタに印加して前
記第2カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
備えることを特徴とする請求項13記載のクロック再生
回路。 - 【請求項15】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
により、前記記号レートで発生される前記ディジタルデ
ータを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応
答し、前記第2カウント信号によってアドレシングされ
る少なくとも一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コー
ムフィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含まれる
請求項13記載のクロック再生回路。 - 【請求項16】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
してそれぞれのデゴースティングされたサンプルを供給
するゴースト抑圧フィルタと、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
2カウント信号によってアドレシングされる少なくとも
一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コームフィルタと
共に前記ディジタル信号受信機に含まれることを特徴と
する請求項13記載のクロック再生回路。 - 【請求項17】 各線周期で前記第3クロック信号の発
生を計数して第3カウント信号を発生させる第3カウン
タと、 前記第3カウント信号がフレーム当り所定の個数の線を
示す値に到達する度にこれを検出して第4クロック信号
を発生させる手段と、 前記第4クロック信号を前記第3カウンタに印加して前
記第3カウント信号を初期値にリセットさせる手段と共
に前記ディジタル信号受信機に含まれることを特徴とす
る請求項14記載のクロック再生回路。 - 【請求項18】 各線周期で前記第3クロック信号の発
生を計数して第3カウント信号を発生させる第3カウン
タと、 前記第3カウント信号がフレーム当り所定個数の線を示
す値に到達する度にこれを検出して第4クロック信号を
発生させる手段と、 前記第4クロック信号を前記第3カウンタに印加して前
記第3カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 前記第1アナログ−ディジタル変換器により前記記号レ
ートで発生される前記ディジタルデータを示す前記ディ
ジタル変換された信号サンプルに応答し、前記第2及び
第3カウント信号によってアドレシングされる少なくと
も一つのフレーム貯蔵メモリを備えるフレーム−コーム
フィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含まれるこ
とを特徴とする請求項14記載のクロック再生回路。 - 【請求項19】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
によって前記記号レートで発生される前記ディジタルデ
ータを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応
答して、それぞれのデゴースティングされたサンプルを
供給するゴースト抑圧フィルタと、 各線周期で前記第3クロック信号の発生を計数して第3
カウント信号を発生させる第3カウンタと、 前記第3カウント信号がフレーム当り所定個数の線を示
す値に到達する度にこれを検出して第4クロック信号を
発生させる手段と、 前記第4クロック信号を前記第3カウンタに印加して前
記第3カウント信号を初期値にリセットさせる手段と、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
2及び第3カウント信号によってアドレシングされる少
なくとも一つのフレーム貯蔵メモリを備えるフレーム−
コームフィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含ま
れることを特徴とする請求項14記載のクロック再生回
路。 - 【請求項20】 前記周波数分割器が、 前記制御発振器の発振の発生を計数して第1カウント信
号を発生させる第1カウンタと、 前記第1カウント信号が線当り前記制御発振器の所定個
数の発振を示す値に到達する度にこれを検出して、前記
自動周波数及び位相制御帰還信号として前記自動周波数
及び位相制御検出器に印加される第1クロック信号を発
生させる手段と、 前記第1クロック信号を前記第1カウンタに印加して前
記第1カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
備える請求項13記載のクロック再生回路。 - 【請求項21】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
し、前記第1カウント信号によってアドレシングされる
少なくとも一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コーム
フィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含まれる請
求項20記載のクロック再生回路。 - 【請求項22】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
してそれぞれのデゴースティングされたサンプルを供給
するゴースト抑圧フィルタと、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
2カウント信号によってアドレシングされる少なくとも
一つの線貯蔵メモリを備えるライン−コームフィルタと
共に前記ディジタル信号受信機に含まれる請求項21記
載のクロック再生回路。 - 【請求項23】 前記第1クロック信号の発生を計数し
て行あるいは線を計数する第2カウント信号を発生させ
る第2カウンタと、 前記第2カウント信号がフレーム当り所定個数の行ある
いは線を示す値に到達する度にこれを検出して第2クロ
ック信号を発生させる手段と、 前記第2クロック信号を前記第2カウンタに印加して前
記第2カウント信号を初期値にリセットさせる手段とを
さらに備える請求項20記載のクロック再生回路。 - 【請求項24】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
により前記記号レートで発生される前記ディジタルデー
タを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応答
し、前記第1及び第2カウント信号によってアドレシン
グされる少なくとも一つのフレーム貯蔵メモリを備える
フレーム−コームフィルタと共に前記ディジタル信号受
信機に含まれる請求項23記載のクロック再生回路。 - 【請求項25】 前記第1アナログ−ディジタル変換器
によって前記記号レートで発生される前記ディジタルデ
ータを示す前記ディジタル変換された信号サンプルに応
答してそれぞれのデゴースティングされたサンプルを供
給するゴースト抑圧フィルタと、 前記デゴースティングされたサンプルに応答し、前記第
1及び第2カウント信号によってアドレシングされる少
なくとも一つのフレーム貯蔵メモリを備えるフレーム−
コームフィルタと共に前記ディジタル信号受信機に含ま
れる請求項23記載のクロック再生回路。
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