KR0162610B1

KR0162610B1 - 엔티에스시 텔레비젼신호의 추적 및 재추적 구간내에 실린 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기

Info

Publication number: KR0162610B1
Application number: KR1019950054757A
Authority: KR
Inventors: 양 지안; 레로이 림버그 알렌
Original assignee: 김광호; 삼성전자주식회사
Priority date: 1994-12-23
Filing date: 1995-12-22
Publication date: 1998-12-15
Also published as: KR960028391A; US5510845A

Abstract

엔티에스시(NTSC) 텔레비젼신호는 동일 송신채널을 통해 영상 반송파의 주파수와는 다른 주파수를 가지며, 영상신호의 수평주사 레이트의 배수인 기호레이트를 갖고, 영상 프레임 레이트와 동일한 데이터 프레임 레이트로 발생되는 데이터 프레임을 가지며 교대되는 각각의 데이터 프레임으로 전송되는 기호를 다음 데이터 프레임동안 반대 위상으로 전송하는 억압된 데이터 반송파를 송신한다. 데이터 반송파는 영상 반송파의 다른 면상에 이미지를 갖지 않으며, 데이터 반송파의 변조 스펙트럼은 영상 반송파와 오버랩된다. 수신기는 프레임콤 필터링을 이용하여 간섭하는 영상신호로부터 데이터를 분리함으로써 NTSC텔레비젼신호에 실린 데이터 반송파로 부터 데이터를 복구한다.

Description

엔티에스시 텔레비젼신호의 추적 및 재추적 구간내에 실린 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기

제1도는 본 발명에 의한 TV신호와 TV신호에 실린 디지탈 신호를 전송하기 위한 텔레비젼 송신기의 전체적인 구성도이고,

제2도는 억압된 데이터 반송파를 변조하는 PSK신호가 생성된 디지탈 데이터를 처리하는데 사용되는 제1도의 텔레비젼 송신기 부분을 상세하게 나타낸 구성도이고,

제3도는 제2도의 텔레비젼 송신기에 사용될 수 있는 인터리버로 동작하는 레이트 버퍼의 구성도이고,

제4도는 데이터 반송파가 실린 TV신호의 전송 채널과 동일한 전송 채널을 통해 전송되는 데이터 반송파를 생성하는 제1도의 텔레비젼 송신기에서 사용되는 디지탈 데이터 송신기의 구성도이고,

제5도는 QPSK 데이터 반송파의 생성을 설명하기 위한 도면이고,

제6도는 비디오 반송파의 단일 측파대 영역내에 반송파를 갖는 SSB BPSK데이터 반송파의 생성을 설명하기 위한 도면이고,

제7도는 비디오 반송파의 베스티졀측파대(vestigial-sideband)영역내에 반송파를 갖는 SSB BPSK 데이터 반송파의 생성을 설명하기 위한 도면이고,

제8도 및 제9도는 TV신호와 이 TV신호에 실된 BPSK 디지탈 신호를 수신하여 실려 있는 디지탈 신호를 추출하기 위한 디지탈 신호 수신기의 최초 부분 및 최종 부분을 각각 나타내는 구성도이고,

제10도는 TV신호와 이 TV신호에 실된 QPSK 디지탈 신호를 수신하여 실려 있는 디지탈 신호를 추출하며 제8도에 도시된 최초 부분과 동일한 최초 부분을 갖는 디지탈 신호 수신기의 최종 부분을 각각 나타내는 구성도이고,

제11도는 제9도의 디지탈 신호 수신회로의 최종단에 사용될 수 있는 인터리버로 동작하는 레이트 버퍼의 구성도이고,

제12도 내지 제15도는 제9도의 디지탈 신호 수신회로의 최종단에 채용될 수 있는 데이터 분리 필터, 기호결정 회로 및 포스트 콤 부분 응답 필터의 선택가능한 형태를 도시한 구성도이고,

제16도는 디지탈 신호 수신기가 적응형일 경우 채용될 수 있는 데이터 분리 필터, 기호결정 회로 및 포스트 콤 부분 응답 필터의 다른 형태를 도시한 구성도이고,

제17도는 디지탈 신호 수신기가 적응형일 경우 채용될 수 있는 데이터 분리 필터, 기호결정 회로 및 포스트 콤 부분 응답 필터의 선택가능한 형태를 도시한 구성도이고,

제18도는 디지탈 신호 수신기가 적응형일 경우의 변경된 디지탈 신호 수신기의 구성도이다.

본 발명은 추적(trace) 및 재추적(retrace) 구간(interval)동안에 존재하는 아날로그 TV신호에 실린 디지탈 신호를 복구하기 위한 수신기(receiver)에 관한 것이다.

상대적으로 낮은 파워(에를 들면, 노이즈 레벨 이상인 10dB) 신호의 인코딩된 디지탈 정보는 디지탈 신호 포맷상에 적절한 제한이 있을 경우 복합영상신호로 부터 생성되는 텔레비젼 화상내에 명확하게 존재하지 않으면서 복합영상신호와 혼합될수 있다.

A.L.R. Limberg, C.B. Patel 그리고 T. Liu의 미국특허 출원 제 08/108,311호인 Apparatus for processing modified NTSC television signals, with digital signals buried therewithin 에 VSB AM 반송파의 부반송파(subcarrier)의 PSK(phase-shift-keying)변조, 즉, 동일 주파수의 VSB AM영상 반송파에 대해 직각 위상 관계를 갖도록 하는 기술에 대해 기술되어 있다. 상기 부반송파의 주파수는 1/2 주사선 주파수의 홀수배수이며, 주사선 주파수의 배수인 기호 레이트(symbol rate)에 공급되는 직렬비트 디지탈 데이터에 따라 PSK가 이루어진다. Limberg등은 변조된 부반송파의 프레임의 2배로 하면서 NTSC TV신호의 연속적인 프레임의 각각의 연속하는 쌍과 반대 위상으로 전송하는 것에 대하여 기술하고 있다. 사람의 시각계의 응답속도 및 키네스코프 형광체(kinescope phosphors)의 전자발광(electroluminescence)의 소멸 속도의 제한으로 인해 발생되는 프레임 균등 효과 (frame-averaging effect) 때문에 프레임쌍의 데이터의 반복으로 인해 NTSC TV신호로부터 검출되는 복합영상신호에 수반되는 PSK 부반송파가 스크린상에 보여지는 복합영상신호로부터 생성되는 화상내에 잘 나타나지 않게 된다. 또한 이러한 프레임쌍내의 테이터의 반복은 디지탈신호 수신기내에 프레임-콤 필터링(frame-comb filtering)을 사용하기 위한 토대를 제공함으로써 PSK 부반송파를 연속되는 텔레비젼 화상의 정지부(static portion)를 나타내는 복합영상신호의 발광부로부터 분리시킨다. 또한, Limberg등은 NTSC TV신호의 인접한 주사선의 인접한 쌍에 있어서 반대 위상으로 디지탈 데이터의 변조를 반복함으로써 디지탈신호 수신기내에 라인-콤 필터링(line-comb filtering)를 사용하기 위한 토대를 제공하여 PSK 부반송파를 복합영상신호의 색도부(chrominance)로 부터 분리시킨다.

Limberg등은 직각위상 VSB AM 영상 반송파를 위한 동기 비디오 검출기가 저역 통과 라인 콤 필터와 고역 통과 프레임 콤 필터의 직렬연결부의 다음 단에 접속된 디지탈신호 수신기에 대해 기술하고 있는 바, 상기 저역 통과 라인 콤 필터는 반 주사선 주파수의 홀수배수의 주파수를 갖는 PSK 부반송파의 주파수 스펙트럼을 NTSC신호, 특히 적절하게 프리 필터링된 NTSC신호의 주파수 스펙트럼의 색신호부로부터 분리시키기 위한 것이며, 고역 통과 프레임 콤 필터는 반 주사선 주파수의 홀수배수 주파수를 갖는 PSK 부반송파의 주파수 스펙트럼을 NTSC신호의 주파수 스펙트럼의 움직임이 없는 휘도신호부로 부터 분리시키기 위한 것이다. Limberg등은 직렬 연결된 고역 통과 콤 필터를 거친 NTSC신호의 잔류 스펙트럼은 PSK 신호를 수반하는 방해 신호(jamming signal)의 주파수 스펙트럼으로서 보여질 수 있다고 기술하고 있다. 따라서 직렬 연결된 고역 통과 콤 필터를 통과한 NTSC신호의 잔류 스펙트럼은 동기 기호 검출에 의해 구별될 수 있다.

J. Yang이 출원한 미국 특허(출원 번호 08/141,070)인 Apparatus for processing NTSC TV signals having digital signals on quadrature-phase video carrier는 억압된 반송파의 BPSK(binary phase-shift-keyed) 변조, 즉, 비디오 캐리어와 동일한 주파수에 대해 직각 위상 관계를 갖도록 하는 기술에 대해 개시되어 있다. 상기 억압된 반송파는 부반송파없이 직접적으로 PSK 변조된다. 또한, Yang은 상기 Limberg등이 그랬던 것과 같이 변조된 부반송파의 프레임을 2배로 하면서 NTSC TV신호의 연속되는 프레임의 각각의 연속적인 쌍과 반대 위상으로의 전송에 대해 기술하고 있다. Yang은 BPSK신호가 2MHz 정도로 제한되도록 함으로써 콤 필터에 의존하지 않으면서 휘도신호로부터 색신호를 분리하는 TV수신기에 있어서의 색도부에서 발생되는 크로스토크를 방지할 수 있다고 기술하고 있다. Yang은 데이터가 디지탈-아날로그 변환에 의해 밸런스드 진폭 변조기(balanced amplitude modulator)를 위한 아날로그 변조 신호로 변환되는 것보다 데이터가 프리라인 콤 부분응답 필터(pre-line-combpartial-response filter)를 통해 전송되는 것이 좋다고 기술하고 있다. 이것은 디지탈신호 수신기내에서 라인 콤 필터링이 행해져 PSK 부반송파가 복합영상신호의 휘도부로부터 분리될 경우에 데이터에 포함된 정보에 유지시키기 위해 행해진다.

상기 라인 콤 필터가 2-탭(tap) 형태일 경우, 디지탈 신호 수신기 내에서의 라인 콤 필터링에 의해 부분 응답 필터링된 이진 디지탈 신호가 3진 디지탈 신호로 변환되어 비디오 신호의 1수평주사선 기간만큼 차동적으로 지연된 신호들이 선형적으로 결합되게 된다. 상기 라인 콤 필터가 3-탭 형태일 경우에는 디지탈 신호 수신기 내에서의 라인 콤 필터링에 의해 부분응답 필터링된 이진 디지탈 신호가 5진 디지탈 신호로 변환되어 비디오 신호의 1수평주사선 기간 및 비디오 신호의 2수평주사선 기간만큼 차동적으로 지연된 신호들이 선형적으로 결합되게 된다. 그러므로 BPSK에 의해 콤 필터를 통과하여 전송된 비트 직렬 디지탈 데이터를 복구하기 위해서는 다중 레벨의 기호결정회로가 필요하게 된다.

J. Yang과 A.L.R.Limber가 출원한 미국특허(출원번호 08/179,616) Pre-frame-comb as well as pre-line-comb partial-response filtering of BPSK buried in a TV signal에는 영상 반송파와 직각위상 관계를 갖는 반송파를 위해 BPSK 변조 신호가 생성되는 비트 직렬 데이터를 처리하기 위해 프리라인 콤 부분응답 필터링뿐 아니라 프리프레임 콤 부분응답 필터를 사용하는 디지탈 신호 송신기에 대해 기술되어 있다. 상기 라인 콤 필터가 2-탭(tap) 타입일 경우, 디지탈 신호 수신기 내에서의 라인 콤 필터링에 의해 부분응답 필터링된 이진 디지탈 신호가 5진 디지탈 신호로 변환되어 비디오 신호의 1수평주사선 기간만큼 차동적으로 지연된 신호들이 선형적으로 결합되게 된다. 또한, 상기 라인 콤 필터가 3-탭 타입일 경우에는 디지탈 신호 수신기 내에서의 라인 콤 필터링에 의해 부분 응답 필터링된 이진 디지탈 신호가 9진 디지탈 신호로 변환되어 비디오 신호의 1수평주사선 기간 및 비디오 신호의 2수평주사선 기간만큼 차동적으로 지연된 신호들이 선형적으로 결합되게 된다.

J. Yang 과 A.L.R.Limgerg에 의해 출원된 미국특허(출원 번호 08/179,588)인 Apparatus for processing BPSK signals transmitted with NTSC TV on quadrature-phase video carrier에 프리콤 필터의 부분 응답 필터링없이 비트 직렬 데이터로부터 직접 생성되는 영상반송파에 대해 직각위상 관계를 갖는 반송파에 대한 BPSK 변조 신호에 대해 기술되어 있다. 이 특허의 동일 출원인은 디지탈 신호 수신기에 대해 설명하고 있는바, 상기 디지탈 신호 수신기는 간섭하는 잔류 휘도신호를 억압하도록 직각위상 영상 검출기의 다음단에 직렬로 연결되는 고역 통과 프레임 콤 필터를 이용하고, 콤 필터 응답을 위한 다중레벨의 기호결정 회로를 사용하며, 콤 필터링에 의한 데이터 변경을 방지하기 위해 기호결정 회로 다음단에 포스트 콤 필터(post comb filter)의 부분 응답 필터링을 이용한다.

상기 Yang의 시스템의 수신기는 T.V.Bolger의 미국 특허(출원번호 08/141,071)인 Receiver with oversampling analog-to-digital conversion for digital signals within TV signals에도 개시되어 있다. 상기 수신기는 오버샘플링(oversampling) 아날로그-디지탈 변환기를 이용하여 직각위상 비디오 검출기의 응답을 디지탈변환한다. 이 디지탈화된 직각위상 비디오 검출기의 응답은 디지탈 프레임콤 및 라인콤 필터링되어 잔류하는 복합 비디오 신호를 억압하고, 콤 필터링된 응답은 다중레벨의 기호결정회로에 제공됨으로써 BPSK에 의해 전송된 비트-직렬 디지탈 데이터를 복구한다. 그리고 상기 비트-직렬 디지탈 데이터는 데이터내의 디지탈 정보를 그 안에 포함된 포워드에러정정 코드(forward-error-correcting code)를 이용하여 수정하는 디코더로 제공된다.

상기한 Yang의 시스템에 있어서의 수신기는 J.Yang. T.V.Bolger 및 A.L.R.Limberg의 미국 특허(출원번호 08/179,586)인 Receiver with sigma-delta analog-to-digital conversion for digital signals buried in TV signals에도 개시되어 있는바, 상기 수신기는 시그마 델타(sigma-delta)형태의 오버샘플링 아날로그-디지탈 변환기를 이용하여 직각위상 비디오 검출기의 응답을 디지탈변환한다.

T.C.Leslie와 B.Singh가 자신들의 논문 An improved Sigma-Delta modulator architecture (1990 IEEE simposium on circuit system, 90 CH2868-8900000-0372,pp.372-375)에 기술한 바와 같이 기본적인 다중비트 해상도의 플래쉬 변환기의 비트 해상도는 다중비트 해상도 ADC출력신호의 단일 비트만이 각각의 오버샘플링 단계에서의 피드백을 위해 아날로그 신호로 다시 변환되는 시그마 -델타 과정을 이용하여 향상시키는 것이 바람직하다. 디지탈화된 직각위상 비디오 검출기 응답은 디지탈 프레임콤 및 라인콤 필터링되어 잔류 복합 비디오 신호를 억압하고 콤 필터링된 응답은 다중레벨 기호결정회로를 거쳐 BPSK에 의해 전달된 비트 직렬 디지탈 데이터를 복구하며 비트 직렬 디지탈 데이터는 데이터내의 디지탈 정보를 그안에 들어 있는 포워드 에러정정 코드(forward-error-correcting codes)를 이용하여 수정하는 디코더로 보내진다.

데이터는 수직 귀선소거 기간(vertical blanking interval)과 수직 동기 펄스 구간후에 시작되는 데이터 프레임내의 수평 주사선은 포함하는 모든 수평 주사선내에 포함될 수 있다. 또한 데이터 프레임은 복합영상신호의 각 필드의 18번째 라인에서 21번째 라인 동안에 전달되지 않는 데이터와 함께 복합영상신호의 각각의 홀수번째 필드의 22번째 수평 주사선과 함께 시작될 수 있다. 이 동작은 고스트 제거 기준 (GCR: ghost cacelation reference)신호에 이용되는 19번째 라인과 영상 팩시밀리 전송에 이용되는 20번째 라인 및 폐쇄된 캡션(closed caption) 정보에 이용되는 21번째 라인과 관련된 변화를 방지하므로 바람직하다.

상기에서 인용된 특허출원의 시스템에서 사용가능한 대역폭은 5.1-채널 돌비 AC-3오디오 또는 MPEG오디오의 대역폭과 같다.

상술한 특허에 기술된 발명은 선재하는 사용인 협의에 따라 삼성전자 주식화사에 양도되어 사용의 범위내에서 이루어지는 발명을 양도한다.

선형 시스템의 중첩 원리에 의해 진폭 변조된 부반송파를 포함하는 변조 신호에 의해 진폭 변조된 주 반송파를 갖는 진폭 변조 송신기의 출력 스펙트럼은 주 반송파 주파수에서 진폭 변조된 부반송파를 갖지 않는 변조 신호에 의해 진폭 변조된 제1반송파를 갖는 제1성분 AM송신기, 주파수가 제1반송파 주파수 이상이며 부반송파 주파수의 특정 위상에 의해 제1반송파로 부터 오프셋된 제2반송파를 갖는 제2성분 AM송신기와, 주파수가 제1반송파 주파수이하이며 부반송파 주파수의 특정 위상에 의해 제1반송파로부터 오프셋된 제3반송파를 갖는 제3성분 AM송신기의 복합 스펙트럼으로 볼 수 있다. 제2 및 제3반송파는 제3반송파와 이의 변조 측파대가 베스티졀 측파대 필터(vestigial sideband filter)에 의해 억압되지 않는 한도내에서 제1반송파의 반대측에서 서로 동일하다. 미국특허 출원번호 08/108,311에는 부반송파의 진폭변조가 주 반송파의 진폭변조에 직교하는 주반송파와 부반송파간의 위상 관계에 대해 기술되어 있다. 부반송파는 주반송파와 동일한 주파수의 부반송파의 진폭을 변조하며, 주반송파와 직각위상 관계를 갖는다.

부반송파의 주파수가 충분히 높으면 베스티졀 측파대 필터에 의해 제1성분AM전송기로 부터 제1반송파의 일측 측판대 부분을 제거될 것이며, 복합 스펙트럼으로 부터 제2 및 제3성분 AM송신기중의 어느 하나는 필요없게 된다. 따라서 제2 또는 제3성분 AM송신기중의 어느 하나는생략될 수 있다. NTSC텔레비젼에 있어서 제1반송파의 하부 측파대는 퇴화되므로 제3성분 AM전송기로부터의신호는 복합 스펙트럼에서 필터링된다. 부반송파의 주파수가 충분히 낮고 부반송파의 측파대가 너무 멀리 확장되지 않을 경우에는 베스티졀 측파대 필터링에 의해 제1성분 전송기로부터 제1반송파의 어느 한 측파대 부분이 제거될 것이나, 제2 및 제3성분 AM전송기로부터의 신호는 복합 스펙트럼내에 유지될 것이다. 이와 같이 각각의 AM스펙트럼의 중첩에 의해 복합 AM스펙트럼을 분석함으로써 이론적인 구조 또는 분석 모델을 구축하여 하기의 본 발명에 대한 이해를 도울 수 있다.

분석 모델을 수정하여 제2 및 제3성분 AM송신기중의 어느 하나를 제거할 경우 제1성분 AM송신기와 제2 및 제3성분 AM송신기중의 나머지 하나는 관련된 주파수 스펙트럼니 오버랩되는 개별적인 반송파를 갖는 것으로 간주된다. 그러나 제2 및 제3성분 AM송신기중의 나머지 하나의 반송파가 콤 필터링되어 제1성분 AM송신기의 변조로부터 자신의 변조를 분리하는 식으로 변조될 경우, 이 분리 능력은 제2 및 제3성분 AM송신기중의 어느 하나를 제거하더라도 영향받지 않는다. 따라서 NTSC텔레비젼 신호가 비디오 캐리어의 각각의 측면에 화상 성분을 포함하지 않는 데이터 반송파에 실리더라도 데이터 반송파는 비디오 반송파와 관련됨으로써 텔레비젼 화면상에 재생되어 방송되는 화상에 있어서의 데이터의 가시도(visibility)를 감소시키나, 이와 동시에 데이터 반송파 변조의 주파수 스펙트럼을 허용하여 NTSC텔레비젼 신호 스펙트럼의 실질적인 부분을 오버랩한다. 또한, 데이터 반송파의 변조에 의해 콤 필터링에 의해 비디오로부터 데이터를 분리하는 것이 용이하게 된다. 상기 제1성분 AM전송기와 제2 및 제3성분 AM전송중의 나머지 하나가 그들 각각의 변조된 반송파의 주파수 스펙트럼을 인터리브하려는 경향이 있는 그들 각각의 반송파의 주파수 및 위상에 있어서의 오프셋과 관련된 특정한 관계를 갖을 경우 이 관계는 제2 및 제3성분 AM전송기의 각각의 반송파로부터 헤테로다인곱(heterodyne products)이 제거되지 않는 동기 검파동안은 제2 및 제3성분 AM전송기중의 어느 하나의 제거에 의해 영향을 받게 된다. 이러한 결과는 선형 시트템의 중첩 원리와 제1, 제2 및 제3성분 AM전송기의 변조 결과를 설명하는 기능의 분리 능력을 고려하면 나올 수 있는 것이다.

이는 디지탈신호 수신기에 있어서, 수평 주사 동기 펄스, 고스트 제거 기준 신호 또는 칼라 버스트 정보로부터 얻어지는 정보를 이용하여 오프셋을 재생성함으로써 억압된 데이터 반송파의 위상이 억압되지 않은 비디오 반송파의 위상으로 부터 결정될 수 있음을 의미한다.

제2 및 제3 성분 AM송신기중의 어느 하나를 제거함으로써 이들 각각의 변조 스펙트럼의 간섭에 의해 발생되는 문제들을 해결할 수 있다.

데이터 반송파가 750KHz아상의 에너지를 갖는 낮은 주파수 및 높은 주파수 측대파를 갖춘 이중 측대파(DSB:double-sideband)일 경우, 전변조 (full modulation) 측대파의 제1반송파상에 반송파를 갖는 제2 및 제3성분 AM송신기중의 어느 하나를 보유하는 것이 필요하다. 데이터 반송파의 변조는 QPSK, MPSK, QAM 또는 DSB BPSK로 행할수 있다. 방해하는 화상 반송파가 없기 때문에 보유되는 AM송신기의 반송파 주파수를 제1반송파의 주파수에 가깝게 선택할 수 있으며 변조 대역폭을 증가 시킬수 있어 제1반송파와 퇴화된 측대파를 포함하는 주파수 범위를 사용할 수 있게 된다.

미국특허출원번호 08/108311에서는 단일측파대(SSB;single-sideband) BPSK(binary-phase-shift- keyed) 의 데이터 부반송파에 대해 기술하고 있는데, 데이터 부반송파는 SSB BPSK 변조 측파대보다 영상 반송파에 더 가까우며, 데이터 부반송파의 검출에는 영상 반송파 측파대중의 하나를 억압하는 것이 필요하기 때문에 데이터 부반송파의 화상이 검출시에 손상되지 않는다. 제2 및 제3성분 AM전송기중의 어느 하나를 제거함으로써 데이터 반송파의 검출이 진행 되기전에 데이터 반송파의 화상의 억압되는 것이 방지된다. 전변조 측파대의 제1반송파측에 반송파를 갖는 제2 및 제3성분 AM송신기중의 하나를 보유하는 것에 의해 제2 및 제3성분 AM송신기중의 보유된 어느 하나의 반송파의 SSB BPSK변조에 유효한 대역폭이 변화되지는 않으며, 제1반송파와 이 제1반송파의 베스티졀 측파대를 포함하는 주파수 범위내의 대역폭은 SSB BPSK데이터 반송파에 의해 이용되지 않는다. 베스티졀 측파대를 갖춘 제1반송파측에 반송파를 갖는 제2 및 제3성분 AM송신기중의 하나를 보유함으로써 제2 및 제3성분 AM송신기중의 보유된 어느 하나의 반송파의 SSB BPSK 변조에 유효한 대역폭을 증가 시킬 수 있는데 이는 제1반송파 및 이 제1반송파의 베스티졀 측파대를 포함하는 주파수 범위내의 대역폭을 SSB BPSK 데이터 반송파에 의해 이용할 수 있기 때문이다.

일반적으로, SSB BPSK 데이터 반송파가 사용될 경우에는 반송파 주파수는 전송 채널의 경계 주파수에 가깝게 선택할 수 있으며, 데이터 반송파의 단일 측파대는 영상 반송파의 양측까지 확장될 수 있다.

본 발명은 소정된 주파수 오프셋만큼 영상 반송파의 주파수와는 다른 주파수를 갖는 데이터 반송파를 NTSC 텔레비젼 신호에 싣기 위한 송신기와 함께 사용하기에 적합한 수신기를 제공하는바, 상기 데이터 반송파는 영상신호의 수평 주파 레이트(horizontal scanning rate)의 다수배의 기호 레이트를 가지며, 영상의 각각의 프레임과 실질적으로 오버랩되는 데이터 프레임을 갖고 , 교대되는 데이터 프레임에 전송되는 기호를 다음 데이터 프레임동안 반대 위상으로 전송한다. 상기 소정된 주파수 오프셋은 1/2 수평주사선 주파수의 홀수배수가 된는 것이 바람직하다. 상기 데이터 반송파는 영상 반송파의 타측상에 화상을 갖지 않으며, 데이터 반송파의 변조 스펙트럼이 영상 반송파를 오버랩하는 것이 바람직하다. 본 발명의 다른 실시예에 의하면, NTSC 텔레비젼 신호내에 실린 데이터 반송파로부터 데이터를 복구하기 위한 수신기는 데이터 반송파를 동시에 검출하며 콤 필터링을 이용하여 데이터 반송파를 동시에 검출함으로써 생기는 영상 신호의 간섭으로부터 데이터를 분리시킨다. 상기 콤 필터링은 프레임 콤 필터링을 포함하는 것이 바람직하다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.

일반적으로, 이퀄라이징 지연부(equalizing delay)는 도면에서 생략하여 도면을 단순화시켜 이해하기에 쉽도록 하였다. 영상 신호 프러세서 디자인 분야에 통상의 지식을 가진 자는 상기 이퀄라이징 지연부가 시간 정렬 픽셀(time-align pixel) 또는 데이터가 처리 경로에서 수행되는 다른 처리로 인한 다른 처리 경로상에서 다른 지연이 이루어지도록 하는데 필요하다는 것을 이해할 것이며, 이러한 지연이 필요하며 각각의 지연이 얼마나 오랫동안 이루어지는지 이해할 것이다. 따라서 상기 지연에 대해서는 다음에 설명하지 않기로 한다. 로직회로에 있어서 통상의 지식을 가진자는 원치 않는 로직 레이스(logic race)를 극복하기 위해 또는 로직 동작을 수행하는데 있어서의 잠재적인 지연을 보상하기 위해 요구되는 쉬밍(shimming) 지연을 어떻게 제공하는지 이해할 것이다. 따라서 쉬밍 지연 제공 문제와 관련된 로직 회로 디자인에 대한 것도 아래에서 상세하게 설명하지 않기로 한다. 또한, 아날로그/디지탈 변환기가 본 발명의 명세서에 도시되거나 설명되어 있는바, 통상의 지식을 가진 자는 상기 아날로그/디지탈 변환기가 안티 앨리어싱(anti-aliasing) 저역 통과 필터 전단에 오는 것이 바람직하며 그 동작이 어떻게 수행되는지 이해학수 있을 것이므로 이에 대한 설명도 아래에서는 생략하기로 한다. 또한, 디지탈/아날로그 변환기가 본 발명의 명세서에 도시되거나 설명되어 있는바, 상기 변환기가 샘플링 클럭 리젝션(sampling clock rejection)저역 통과 필터 다음단에 오는 것이 바람직하며 그 동작이 어떻게 수행되는지 이해할수 있을 것이므로 이에 대한 설명도 아래에서는 생략하기로 한다.

제1도에 텔레비젼 신호와 텔레비젼 신호에 실린 디지탈 신호를 전송하기 위한 텔레비젼 송신기(1)를 나타내었다. 소오스(2)는 음향 반송파 주파수를 변조하는 음향 반송파 송신기(4)로 변조된 신호를 공급하는 음향 처리 회로(3)에 하나이상의 아날로그 음향 신호를 공급한다. 음향 처리 회로(3)는 소리와 화면을 동기화하는데 필요한 지연부를 포함하며, 또한 통상적으로 아날로그 음향 신호를 위한 프리 엠퍼시스(pre-emphasis) 네트워크를 포함하고, 음향 반송파 송신기(4)로 제공되는 변조된 신호에 포함되는 스테레오의 2차 음향 프로그램(SAP;secondary audio program)의 부반송파를 생성하기 위한 장치를 포함할 수 있다. 주파수 변조된 음향 반송파는 송신기(4)로부터 멀티플렉서(5)로 보내져 VSB AM 화상 반송파와 데이터 반송파로 주파수 멀티플렉싱된다. 공중 방송을 위한 텔레비젼 송신기(1)에 있어서, 상기 멀티플렉서(5)는 안테나가 연결된 네트워크의 형태를 취하고 있으며, 상기 주파수 멀티플렉싱된 신호는 송신 안테나(6)로부터 방송되게 된다. 케이블 방송 시스템 최종단의 텔레비젼 송신기는 공중 방송에 사용되는 송신 안테나(6)를 구비하지 않는다. 상기 멀티플렉서(5)는 다른 채널에서의 주파수 멀티플렉싱된 신호와 주파수 멀티플렉싱되는 것을 고려하여 채널에서의 주파수 멀티플렉싱된 신호와 선형 증폭기에서 케이블 방송 시스템의 트렁크 케이블로 제공되는 신호를 다른 형태로 채용한다.

제1도에서 소오스(7)는 VSB AM 화면 반송파를 멀티플렉서(5)로 제공하여 주파수 변조된 사운드 반송파의 주파수 멀티플렉싱되도록 하는 송신기(8)로 공급되는 변조 신호의 토대가 되는 아날로그 복합 영상 신호를 공급한다. 상기 소오스(7)로부터 출력되는 아날로그 복합 영상신호의 수직 동기펄스, 수평 동기 펄스 및 칼라 버스트는 스테이션 동기신호 생성기(9)에 의해 공급되는 해당 신호에 동기된다. 복합 영상신호의 소오스(7)와 스테이션 동기신호 생성기(9) 사이의 조정 연결부(10)는 이 동기화를 위해 사용되는 수단을 나타낸다. 상기 소오스(7)가 시내의 스튜디오 또는 로컬 텔레비젼 방송국을 갖춘 다른 텔레비젼 방송국 네트워크와 같은 복합영상신호의 원거리의 생성기일 경우, 상기 조정 연결부(10)는 스테이션 동기신호 생성기(9)로의 젠록(genlock) 연결부일 수 있다. 상기 소오스(7)가 로컬 카메라일 경우에는 상기 로컬 카메라가 조정 연결부(10)를 통해 스테이션 동기신호 생성기(9)로 부터 동기화 정보를 수신할 수 있다. 비디오 테이프 레코더 및 텔레비젼 영화 장치를 위한 상기와 같은 동기화를 위한 구성은 이 분야의 통상의 지식을 가진자에게는 익숙한 것이다. 통상적으로, 시분할 멀티플렉서(time-division multiplexer)(11)는 수직 동기 펄스, 수평 동기 펄스 이퀄라이징 펄스, 칼라 버스트 및 페디스틀(pedestal)(통상적으로 포치(porches)라고 함)을 포함하는 동기신호 블록 정보를 본래의 동기신호 블록 정보 대신에 변조된 신호로서 화면 반송파 송신기(8)로 인가되는 복합 영상신호에 삽입하는데 사용된다.

제1도의 텔레비젼 송신기(1)는 디지탈 데이터에 따라 영상 반송파로부터의 규정된 주파수 오프셋을 갖는 억압된 반송파를 변조하는 AM 송신기(12)와는 다르다. 데이터가 휘도 주파수 스펙트럼이 오버렙되고 색도 주파수 스펙트럼이 잘 오버랩되지 않는 주파수 대역내에 있다고 추정하면, 상기 디지탈 데이터 송신기(12)의 반송파 주파수는 화면 반송파 송신기(8)의 반송파 주파수에서 반주사선 비율의 홀수배의 주파수만큼 오프셋되는 것이 바람직하다. 상기 디지탈 데이터 송신기(12)의 기호 레이트는 주사선 비율의 배수가 된다. 상기 AM송신기(12)는 반송파와 변조신호에 대해 밸런스를 이루는 밸런스드 변조기(balanced modulator)를 포함할 수 있으며, 영상 반송파와 상기 송신기(12)의 밸런스드 변조기로 제공되는 반송파간의 규정된 오프셋을 유지시키기 위한 회로를 더 포함할 수 있다. 상기 송신기(8)로 부터 출력되는 NTSC 복합영상신호에 의해 진폭 변조된 VSB AM 영상반송파와 같은 상기 송신기(12)로 부터 출력되는 변조된 데이터 반송파 신호는 멀티플렉서(5)로 인가되어 주파수 변조 사운드 반송파와 주파수 멀티플렉싱되게 된다. AM 송신기(12)로 부터의 출력신호는 필터링되어 채널을 벗어난 성분을 억압한다.

병렬 비트 형태의 디지탈 신호의 소오스(13)는 디지탈 신호를 포워드 에러정정 코트의 부가적인 비트들이 삽입된 직렬 비트열(serial-bit stream)로 변환시키는 에러 정정 코더(error correction corder)(14)로 제공된다. 상기 직렬 비트열은 코더(14)로부터 레이트버퍼(15)로 제공된다. 레이트 버퍼(15)는 인터리버로서 동작하는 것으로 아래에서 제2도 및 제3도를 참조로 하여 보다 상세히 설명되어질 것이다. 매번의 다른 데이터 프레임동안 레이트 버퍼(15)는 포워드 에러 정정된 이진 코드의 연속적인 블록을 프레임 리피터(frame repeater)(16)에 기입(write)한다. 프레임 리피터(16)는 그 출력신호의 2배의 입력 신호로서 수신된 각 데이터 프레임을 공급한다. 프레임 리피터의 출력신호는 교대의 데이터 프레임상에서 프레임 리피터의 출력신호를 보상하는 회로(17)로 제공된다. 상기 회로(17)로부터 디지탈 응답신호는 아날로그 키잉(keying)신호로 변환되기 위해 디지탈/아날로그 변환기(18)로 인가된다. 상기 디지탈/아날로그 변환기(18)는 고주파 프리엠퍼시스 및 트랜지션 쉐이핑(transition shaping) 필터(19)로 디지탈 0에 응답하는 소정의 양의 값 및 디지탈 1에 응답하는 소정의 음의 값을 갖는 키잉 신호를 공급한다. 상기 음의 레벨의 아날로그 변조 신호는 양의 레벨의 아날로그 변조 신호와 동일한 절대값을 갖는다. 필터(19)의 출력은 송신기(12)에 있어서의 밸런스드 변조기로 인가되는 키잉 신호가 되며, 상기 밸런스드 변조기는 또한 변조될 반송파를 수신한다. 제1도에는 송신기(8과 12)를 각각 분리하여 도시하였으나, 실제적으로는 동일한 상부 측파대 필터 및 최종 증폭단을 송신기(8과12)가 공유하게 된다. 상기 AM송신기 (12)로부터 출력되는 출력신호는 필터링되어 채널을 벗어나는 성분을 억압하게 되는데, 상기 필터링은 화면 반송파 송신기(8)에 대한 베스티졀 측파대 필터링으로서, 전체 또는 부분적으로 행해진다.

제2도에 PSK신호가 생성되는 디지탈 데이터를 디지탈적으로 필터링하는데 사용되는 텔레비젼 송신기(1) 부분을 보다 상세히 도시하였다. 에러 정정 코더(14)는 디지탈 신호를 직렬 비트 형태로 디지탈 프레임저장부(digital framestore)쌍(20)으로 제공하는데, 상기 디지탈 프레임저장부(20)는 프레임저장 팩킹 조정(framestore-packing-control) 회로(21)의 조정에 의해 레이트 버퍼(15)와 프레임 리피터(16)의 역할을 한다. 상기 에러 정정코더(14)로는 수정된 리드솔로몬(Reed-solomon) 코드를 생성하는 형태의 것이 바람직하며, 디지탈 프레임저장부(20)는 인터리버로서의 기능을 수행할수 있는 것이 바람직하다. 어드레싱과 디지탈 프레임저장부(20)의 동작은 제3도를 참조로 하여 아래에서 더욱 상세히 설명될 것이다.

디지탈 프레임저장부(20)의 인터리버 동작에 의해 VSB AM 비디오 송신기(8)에 전송되는 복합영상신호의 수평 주사선과 동시에 VSB BPSK 데이터 송신기(12)에 의해 궁극적으로 전송되는 데이터의 열(row)에 교차되는 행(column)으로 데이터 주사의 원래의 명령이 위치되어진다. 이러한 동작은 수평 방향으로 코히어런스(coherence)를 이루려는 경향이 있는 충격전파 잡음(impulse noise)과 복합영상신호의 중간대역 주파수와 수정된 리드솔로몬 코드의 잼이 보다 적은 비트들이 수평 주사선에 교차되는 행으로 배치된 데이터보다는 수평 주사선을 따라 열로 배치된 데이터에 작용하도록 수행된다.

데이터 프레임들은 아날로그 복합영상신호에 대한 수평 주사 레이트가 동일한 데이터 행 주사레이트(data row scan rate)의 배수인 기호 레이트에서 발생되는 기호의 525행이 블록으로서 규정된다. BPSK기호는 비트이지만, 수정된 리드솔로몬코드가 부가되는 기호는 통상적으로 2N비트 데이터이다. 여기서 N은 3,4 또는 5와 같은 작은 양의정수이다. 수정된 리드솔로몬 코드가 부가되는 비트 길이는 525보다 작게(즉, 256 또는 512) 선택함으로써 충격전파 잡음이 수정된 리드솔로몬 코드를 손상시키지 않도록 한다. 디지탈 프레임저장부(20)로부터 읽혀진 각각의 데이터 열이 복합영상신호의 수평주사선과 시간적으로 일치하도록 데이터 열과 복합영상신호의 수평주사선의 상대적인 위상조종이 이루어진다.

데이터 프레임은 아날로그 복합영상신호의 프레임이 소오스(7)로 부터 공급되는 속도와 동일한 속도로 디지탈 프레임저장부(20)로부터 독출된다. 그러나 데이터 프레임은 규정된 수의 수평주사선만큼 영상신호보다 지연되는 것 바람직하다. 복합영상신호의 각각의 필드의 18번째 내지 21번째 라인동안 데이터가 전송되지 않을 경우 데이터 프레임이 복합영상신호의 각각의 홀수번째 필드의 22번째 수평주사선과 함께 시작되도록 선택할 수 있다. 수직 동기신호 펄스 간격 바로 직후에 데이터 프레임이 시작되도록 하는 것이 더욱 편리하나, 수직귀선 소거기간내의 모든 수평주사선을 포함하는 모든 수평주사선 동안에 데이터가 전송되는 경우 특히 편리하다.

각각의 디지탈 프레임저장부(20)에서는 기입된(write)제1데이터 프레임이 독출(read)되고 기입된 제2데이터 프레임에 재기입되기 전에 다시 독출됨으로써 연속되는 데이터 프레임쌍들의 각각의 프레임동안 2입력의 익스클루시브 오아 (exciusive or gate;XOR)게이트(22)의 제1입력단의 입력신호로서 제공되는 출력 신호를 생성한다. 연속되는 데이터 프레임 쌍이 진행되는 동안 디지탈 프레임저장부(20)중의 어느 하나가 독출된된 다음 데이터 열을 차례로 재독출하며, 디지탈 프레임저장부(20)의 다른 하나는 기입된다. 이때, 디지탈 프레임저장부(20)가 인터리버로 동작하면 기입은 데이터 행별로 이루어진다. 송신기(1)의 프레임 카운터는 선택된 수직귀선 소거기간(VBI;vertical blanking interval)주사선동안 고스트 제거 기준신호를 복합영상신호로 삽입하는 것을 조정하기 위한 8필드 사이클을 카운트하는데 사용된다. 이 프레임 카운터는 단(stage)중에 프레임저장팩킹 조정 회로(21)에서 사용되는MODULO-4 DATA FRAME COUNT를 제공하기 위한 모듈로-4 데이터 프레임 카운터(23)를 포함하고 있다. MODULO-4 DATA FRAME COUNT신호의 상위 비트는 팩킹 조정회로(21)에 의해 기입되고 독출되는 것을 결정하기 위한 디지탈 프레임저장부(20)로 공급된다.

MODULO-4 DATA FRAME COUNT 신호의 하위 비트는 카운터(23)내의 카운터단(231)으로부터 XOR게이트(22)의 제2입력단으로 제공되는 MODULO-2 DATA FRAME COUNT 신호이다. 데이터 프레임이 제1독출되는 동안 1쌍의 디지탈 프레임저장부(20)중의 하나로 부터 XOR게이트(22)의 제2입력단으로 인가되는 로직1에 의해 제1시간동안 프레임저장 메모리로부터 XOR게이트(22)의 제1입력단으로 독출되는 데이터의 1의 보수를 XOR게이트(22)가 디지탈/아날로그 변환기(18)로 공급하게 된다. 또한 데이터 프레임이 제2독출되는 동안 1쌍의 디지탈 프레임저장부(20)중의 어느 하나로 부터 XOR게이트(22)의 제2입력단으로 인가되는 로직0에 의해 제2시간동안 프레임저장 메모리로 부터 XOR게이트(22)의 제1입력단으로 독출되는 데이터의 복사(replica)게이트(22)를 XOR게이트(22)가 디지탈/아날로그 변환기(18)로 공급하게 된다.제2도의 XOR게이트(22)와 카운더(23)의 최하위 비트단은 제2도의 교대의 데이터 프레임상에서 프레임 리피터(16)로 출력되는 신호를 보상하는 회로(17)를 포함한다.

카운터(23)로부터 MODULO4 DATA FRAME COUNT 신호를 수신함가 더불어 팩킹 조정 회로(21)는 데이터 얼 카운터(24)로부터의 데이터 열카운트신호와 기호/열 카운터(symbol-per-row counter)(35)로 부터의 기호/행 카운트신호를 수신한다. 팩킹 조정 회로(21)는 독출되기로 선택된 1쌍의 디지탈 프레임저장부(20)중의 어느 하나로 데이터열 카운트신호를 데이터열 독출어드레싱으로서 인가하고 독출되기로 선택된 프레임저장부로 기호/열 카운트신호를 열 내의 독출어드레싱(within-row addressing)으로서 인가한다. 데이터열 카운트 신호 및 기호/열 카운트 신호는 제2도에 도시된 독출기로 선택된 디지탈 프레임저장부(20)로 팩킹 조정 회로(21)에 의해 제공되는 완전한 독출어드레싱(RAD)을 포함한다. 팩킹 조정 회로(21)는 또한 기입되기로 선택된 디지탈 프레임(20)으로 공급되는 기입어드레싱(WAD)을 생성한다.

제2도는 기호/열 카운터(35), 전압 제어 발진기(VCO;voltage-controlled oscillator)(31), 제로 크로싱 검출기(zero-crossing detector)(32), 255-카운트 검출기(33) 및 자동 주파수 및 위상 조정(AFPC) 검출기(34)를 포함하는 기호 클럭킹 회로(30)를 도시하고 있다. 기호/열 카운터(35)는 8개의 이진 카운트단을 포함한다. 평균축 크로싱(average-axis -crossing)검출기라고 칭하는 것이 보다 적절한 상기 제로 크로싱 검출기(32)는 발진기(30)의 시뉴소이달(sinusoidal) 진동이 소정방향으로 평균축을 넘을 때마다 펄스를 발생시킨다. VCO(31)의 시뉴소이달 진동에 응하여 방형파를 발생시키는 리미터 증폭기와, 상기 방형파의 전송에 응하여 펄스를 발생시키는 미분기 및 타이밍 목적으로 프레임저장 펙킹 조정 회로(21)로 인가되는 어느 한 극성을 갖는 펄스들을 분리시키기 위한 클리퍼를 포함한다. 이들 펄스들은 또한 기호/열 카운터(35)로 제공되어 각각의 연속되는 라인에서 카운트됨으로써 팩킹 조정회로(21)로 제공되는 기호/열 카운트신호를 생성하게 된다. 상기 255-카운트 디코더(33)는 기호/열 카운드가 255가 되도록 디코딩하여 펄스를 발생시킨다. 전체 카운트가 정수 2이므로 기호/열 카운트가 산술 0가 되도록 하는 대신에 255-카운트 디코더(33)의 각각의 펄스는 제로 크로싱 검출기(32)에 의해 카운터(35)로 제공되는 다음 펄스에서 카운터(35)를 리셋시키는데 사용될 수 있다. 이렇게 함으로써 기호/열 카운트는 산술 0으로 돌아가게 된다. 255-카운트 검출기(33)는 펄스를 AFPC검출기(34)로 공급하여 수평 동기신호 펄스(H)와 비교되도록 함으로써 VCO(31)로 인가되는 AFPC전압을 생성한다. 이와 같이 되어 VCO(31)의 진동 주파수가 수평 주사 주파수의 256배 또는 4027972Hz가 되도록 조정하는 네가티브 귀환 루프(negative feedback loop)가 완성된다.

프레임 카운터(23) 및 데이터 열 카운터(24)에 의한 카운팅을 아날로그 복합영상신호의 프레임과 동기화시키는 한가지 방법을 다음에 설명한다. 본 명세서에 설명된 시스템에 사용되는 디지탈 신호 수신기에 있어서, 데이터 프레임 카운트신호를 재생성하는 카운터는 아날로그 복합영상신호의 최초의 필드에 있어서의 수직 동기신호 펄스의 하강엣지직후에 아날로그 복합영상신호의 각각의 프레임의 라인 10의 시작에 동기된다. 이 경우, 디지탈 신호 수신기에 있어서의 데이터열 카운트 신호를 생성하는 카운터는 아날로그 복합영상신호의 각각의 프레임의 라인 10이 시작될 때 소정의 카운트값으로 리셋된다. 제2도에 도시한 송신기(1)에 있어서의 모듈로-4 데이터 프레임 카운터 (23)와 데이터열 카운터(24)에 의한 카운트의 동기화는 원하는 수신 동작을 확실하게 하는 역할을 한다.

255-카운트 디코더(33)의 출력신호는 2-입력 AND게이트(25)의 제1입력신호로서 제공된다. 스테이션 동기신호 생성기(9)는 하강엣지 검출기(26)로 수직 동기신호 펄스(V)를 제공하며, 복합영상신호의 라인9의 종점와 복합영상신호의 출력 신호의 라인271의 중간점이 AND게이트(25)에 제2입력신호로 제공될 때 펄스를 공급한다. AND게이트(25)의 응답은 복합영상신호의 라인 9의 끝에서 DATA-FRAME-END펄스들로 이루어진다. 이들 DATA-FRAME-END펄스 각각은 모듈로-4 데이터 프레임 카운터(23)에 트리거 펄스로서 제공되며, 또한 데이터 열 카운터(24)에 인가되어 데이터 프레임 카운트 신호를 증가시키고, 또한 데이터 열 카운터(24)에 인가되어 데이터 열 카운트를 소정의 초기값으로 리셋시킨다. 실제로 255카운트 디코더(33)는 생략될 수 있으며, 기호 카운터(35)의 최종 이진 카운트단으로부터의 캐리 펄스가 디코더(33)의 출력신호 대신 AFPC검출기(34)와 AND게이트(25)로 제공될 수도 있다.

제3도는 디지탈 프레임저장부(20)가 에러 정정 코더(14)로부터 제공되는 수정된 리드솔로몬 코딩을 위한 인터리버로서 동작될 경우의 그 연결 구성을 나타낸 것이다. 데이터 프레임 카운터(23)는 MODULO-2 DATA FRAME COUNT를 생성하기 위한 최하위 비트카운터단(231)과 카운트단(231)과 함께 MODULO-4 DATA FRAME COUNT를 생성하기 위한 최하위비트 다음 비트의 카운트단(232)을 포함한다. 최하위비트 다음 비트의 카운트단(232)은 디지탈 프레임정장부 (20)를 포함하는 두 개의 데이터 프레임저장 랜덤 억세스 메모리(RAMs)(201,202)의 번갈아 이루어지는 독출동작과 기입동작을 조정한다. 상기 RAM(201,202)에는 행 및 행 당 기호(symbols per column)에 의한 어드레스 주사가 이루어지는 교대의 프레임쌍 기간동안 1/2 PSK레이트로 에러정정 코더(14)로부터 기입이 이루어진다. 각각의 RAM(201,202)은 행 및 행당 기호에 의한 어드레스 주사가 이루어지는 기입이 이루어진 프레임쌍 기간동안 연속되는 각각의 프레임쌍 기간 에서 PSK레이트로 XOR 게이트(22)로 독출을 행한다. 여기서, 상기 열에 대한 기호는 수정된 리드솔로몬 코드와 관련된 2N비트 기호가 아니라 PSK기호 또는 비트이다.

어드레스 멀티플렉서(203)은 데이터 열 카운터(24)로부터의 데이터 열 카운트신호와 기호/열 카운터(35)로부터의 기호/열 카운트신호를 독출어드레싱으로서 수신한다. 어드레스 멀리플렉서(203)는 데이터 행 카운터(24)로부터의 데이터 행 카운트신호와 기호/행 카운터(35)로부터의 기호/행 카운트신호를 기입어드레싱으로서 수신한다. 제로 크로싱 검출기(32)는 트리거드 플립 플롭(29)에 PSK 레이트로 트리거되는 펄스를 공급하며, 1/2 PSK 레이트로 출력 신호를 카운트 입력(CI)으로서 기호/열 카운터(28)로 공급하는 주파수 분할기(frequency divider)의 역할을 한다. 디코더(36)는 기호/열 카운트신호를 전체 카운트(기호/열 카운트가 0부터 시작된다고 할 경우 525)에 도달도록 디코딩하여 데이터 열 카운터(27)에 카운트 입력(CI) 신호로서 1을 제공한다. 디코더(36)의 출력 신호는 2-입력 OR게이트(37)에 제1입력신호로서 공급되며, OR게이트(37)는 디코더(36)로부터의 신호 1에 응답하여 기호/열 카운터(28)로 리셋(R) 신호로서 1을 제공한다. 각각의 펄스 1의 하강엣지는 기호/열 카운트를 최초의 값인 산술 1로 리셋시킨다.

OR게이트(37)로의 제2입력신호와 데이터 열 카운터(27)로의 리셋신호(R)는 신호 1이 기호/열 카운트 및 데이터 열 카운트를 각각 최초의 값으로 리셋시킬 때 응답하는 3-입력 AND게이트(38)로 부터의 출력 응답에 의해 제공된다. 디코더(39)는 데이터 열 카운트가 데이터의 최종 열에 도달하였음을 가리킬 경우에는 AND게이트(38)의 제1입력단으로 로직 1을 공급하고, 그렇지 않을 경우에는 출력 신호로서 로직 0를 AND게이트(38)로 공급한다. 데이터 프레임 카운터(23)에 있어서의 데이터 행의 최종 기호 디코더(33)로부터의 출력신호 및 카운트단(231)으로부터의 MODULO-2 DATA FRAME COUNT는 3-입력 신호중의 나머지 2개의 입력신호로서 AND게이트(38)로 공급된다. AND게이트(38)의 응답은 RAM(201,202)중의 어느 하나로부터 선택된 짝수 프레임이 데이터 행별로 프레임저장 메모리(21)로 독출되는 동안 상기짝수 프레임이 도달하기 바로 전에 최종 데이터 행의 최종 기호가 홀수 프레임에 도달할 경우에만 1이 된다.

카운터단(232)으로부터 공급되는 MODULO-4 DATA FRAME COUNT의 상위 비트는 어드레스 멀티플렉서(203)가 RAM(201)으로 독출어드레싱을 선택하고 RAM(202)으로 기입어드레싱을 선택할 때 1이 된다. 로직 1인 카운터단 (232)으로부터 공급되는 MODULO-4 DATA FRAME COUNT의 상위 비트에 의해 RAM(201)이 XOR 게이트(22)의 제1입력으로 데이터 행별로 독출동작은 수행하게 되며, 이것이 로직 0 가 되면 RAM(202)에 에러 정정 코더(14)로부터 데이터 열별로 기입동작이 수행되게 된다.

카운터단(232)으로부터 공급되는 MODULO-4 DATA FRAME COUNT의 상위 비트는 어드레스 멀티플렉서(203)가 RAM(202)으로 독출어드레싱을 선택하고 RAM(201)으로 기입어드레싱을 선택할 때 0이 된다. 로직 0인 카운터단(232)으로부터 공급되는 MODULO -4 DATA FRAME COUNT의 상위 비트에 의해 RAM(202)이 XOR게이트 (22)의 제1입력으로 데이터 행별로 독출동작을 수행하게 되며, 이것이 로직 0가 되면 RAM(201)에 에러 정정 코더(14)로부터 데이터 열 별로 기입동작이 수행되게 된다.

제4도는 영상신호로부터 주사선 주파수의 홀수배의 1/2의 주파수만큼 오프셋되는 주파수를 가짐으로써 그 에너지가 기준대역 휘도 신호에 기인하는 영상 반송파 변조의 에너지와 인터리브되려는 경향을 갖는 데이터 부반송파를 생성하는데 사용되는 텔레비젼 송신기(1)를 상세하게 도시한 구성도이다. 제어 발진기(40)는 영상 송신기(8)로부터의 영상 반송파(fv)를 제2입력신호로서 수신하는 승산 혼합기(multiplicative mixer)(41)에 제1입력신호로서 제공되는 소정의 오프셋 주파수의 진동을 생성한다. 대역통과 필터(42)는 소정의 데이터 반송파를 선택하여 그 데이터 반송파의 화상을 억압한다. 이 데이터반송파는 제 1도에 도시된 트랜지션 쉐이핑 필터(19)를 통해 디지탈/아날로그 변환기(18)로부터 수신되는 PSK신호에 따라 데이터 반송파를 변조하는 PSK변조기(43)로 공급된다. 제2도의 카운터(35)로 부터의 기호/행 카운트의 비트들은 2개의 특정 비트 조건(즉,127 및 255)을 디코딩하는 디코더(44)로 공급되어 제어발진기(40)로 AFPC신호를 발생시키는 AFPC검출기(45)로 수평주사선 속도의 2배의 속도로 펄스를 공급한다. 상기 제어발진기(40)로부터 발생되는 진동은 주파수를 홀수 성분 2N+1 (N은 정수)으로 나누는 주파수 분할기(46)로 공급된다. 이 주파수 분할기(46)는 리미터, 카운터로 동작되는 플립 플롭 및 카운트 2N의 발생을 디코딩하여 출력펄스를 공급한 다음 카운트를 0으로 리셋시키는 디코더로 구성된다. 주파수 분할기(46)로 부터 출력되는 출력펄스는 검출기(45)로 공급되어 수평 주사선 속도의 2배의 속도로 제공되는 펄스와 비교되며, 이렇게 됨으로써 산술 주파수에 가깝게 되며 제어발진기(40)로 부터 발생되는 진동의 주파수를(2N+1)f_h/2로 조정하는 위상 조종 루프에 가까워지게 된다.

제5도는 QPSK 데이터 반송파의 생성에 대해 보다 상세하게 나타낸 것이다. 500kHz에 이르는 색신호 대역폭이 데이터와 오버랩되지 않는 다고 가정하면, 데이터 반송파 변조는 영상 반송파 이하인 약 750kHz에서 영상 반송파 이상인 2.75MHz에 이르는 주파수 범위내에 맞추어야 할 것이다. 예를 들면, 데이터 반송파가 영상 반송파의 약 1MHz이상에 위치하게 된다. 2N+1이 127일 경우, 데이터 반송파는 영상 반송파의 999,128Hz 이상이 될 것이다. 제5도에 제어발진기(140)로부터 발생되는 진동의 주파수를 127로 나누는 주파수 분할기(146)가 도시되어 있는바, 상기와 같이 나누어진 주파수는 AFPC검출기(145)에서 주사선 속도의 2배로 제공되는 펄스와 비교되게 된다. 제5도에는 또한 영상 반송파 주파수(f_v)를 상기 제어발진기(140)로 부터 생성되는 999,128Hz의 진동과 혼합시키는 혼합기(141)의 출력 신호가 도시되어 있는바, 이 출력신호는 소정의 데이터 반송파를 선택(f_v+63.5f_h)하는 대역 통과 필터(142)에 의해 필터링된다.

제5도는 각각의 출력신호가 데이터 반송파 및 변조 신호에 대해 밸런스를 이루는 2개의 벨런스드 진폭 변조기(1431,1432)를 갖춘 QPSK 변조기(143)를 사용하고 있다. 기호 코더(1433)는 공지의 기술을 이용하여 디지탈/아날로그 변환기(18)의 출력 신호를 비트열을 비트쌍들로 분리하고 각각의 비트쌍에서 직렬 대 병렬 변환을 수행함으로써 동위상(in-phase) 및 직각위상 변조 신호로 변환시킨다. 밸런스드 변조기(1431,1432)의 출력신호는 아날로그 가산기(1434)에 의해 합해지고 그 결과의 QPSK 신호는 제1도의 주파수 멀티플렉서(5)로 공급된다. 동위상 및 직각위상 변조 신호는 각각의 출력을 각각의 변조신호로서 밸런스트 변조기(1431,1432)로 인가하는 트랜지션 쉐이핑 필터(1435,1436)에 인가된다. 위상 천이 네트워크(1437,1438)는 대역통과 필터(142)의 출력에 응답하여 밸런스드 변조기(1431,1432)로 데이터 반송파를 서로 직각의 위상을 갖도록 하여 제공한다.

기호/행 수는 112로 조정되어1.75MHz에 맞도록 되거나 QPSK신호에 적절하게 밴드폭이 형성되어야 한다. 변경된 송신기(1)에 있어서는 이를 위해 제어발진기(31), 디코더(33) 및 디코더(44)를 적절히 변화시켜야 한다. 디코더(44)는 각각 55와 111이 되는 중간라인의 기호/행 카운트와 최종 라인의 기호/행 카운트를 검출하는 특정 형태 (144)를 채용하게 된다

제6도는 영상 반송파의 단일 측파대 영역내에 반송파를 갖는 SSB BPSK 데이터 반송파의 생성에 대하여 상세히 도시하고 있다. 500kHz에 이르는 색신호 대역폭이 데이터와 오버랩되지 않는다고 가정하면, 데이터 반송파는 기준 대역 비디오 신호인 주파수 3.00MHz에 도달하게 된다. 영상 반송파 이상인 381f_h/2의 데이터 반송파는 2,997,377Hz의 주파수를 가져 기준대열 영상신호로 간주할 수 있다. 각 행당 256개 샘플에 대해 영상 반송파 이하인 1.030,595Hz에 걸쳐 변조가 행해지는데 이는 디지탈 반송파의 파워가 낮기 때문에 가능한 것이다. 제6도에는 제어발진기(240)에서 발생되는 진동의 주파수를 381로 나누는 주파수 분할기(246)가 도시되어 있는바, 이와 같이 나누어진 주파수는 AFPC검출기(245)에서 주사선 속도의 2배로 공급되는 펄스와 비교되게 된다. 제6도에는 또한영상 반송파 주파수(f_v)를 상기 제어발진기(240)로 부터 생성되는 2,997,377Hz의 진동과 혼합시키는 혼합(241)의 출력 신호가 도시되어 있는바, 이 출력신호는 소정의 데이터 반송파를 선택(f_v+190.5f_h)하는 대역 통과 필터(242)에 의해 필터링된다.

제6도는 단일 밸런스드 진폭 변조기(2431)과 하부 측파대 선택 필터 (2432)를 포함하는 BPSK 변조기(243)를 사용하고 있다. 상기 밸런스드 변조기(2431)의 출력신호는 변조 신호와 데이터 반송파에 대해 벨런스를 이루며, 이 출력신호의 하부 측파대는 제1도의 전송기에 있어서의 주파수 멀티플렉서(5)에 공급되는 변조된 데이터로서 상기 필터(2432)에 의해 선택된다.

제7도는 영상 반송파의 베스티졀 측파대 영역내에 반송파를 갖는 SSB BPSK 데이터 반송파의 생성에 대하여 상세히 도시하고 있다. 영상 반송파 이하의 63f_h/2의 데이터 반송하는 영상 반송파보다 999,125Hz 낮다. 각 행당 256개 샘플에 대해 영상 반송파보다 3,028,847Hz 높은 주파수에서 변조가 행해진다. 제7도에는 제어발진기(340)에서 발생되는 진동의 주파수를 63으로 나누는 주파수 분할기(346)가 도시되어 있는바 이와 같이 나누어진 주파수는 AFPC검출기 (345)에서 주사선 속도의 2배로 공급되는 펄스와 비교되게 된다. 제7도에는 또한 영상 반송파 주파수(f_v)를 상기 제어발진기 (340)로 부터 생성되는 2,997,377Hz의 진동과 혼합시키는 혼합기(341)의 출력 신호가 도시되어 있는바, 이 출력신호는 소정의 데이터 반송파를 선택(f_v-31.5f_h)하는 대역 통과 필터(342)에 의해 필터링 된다.

제7도는 단일 밸런스드 진폭 변조기(3431)과 상부 측파대 선택필터(3432)를 포함하는 BPSK 변조기(343)를 사용하고 있다. 상기 밸런스드 변조기(3431)의 출력신호는 변조 신호와 데이터 반송파에 대해 밸런스를 이루며, 이 출력신호의 상부 측파대는 제1도의 전송기에 있어서의 주파수 멀티플렉서(5)에 공급된는 변조된 데이터로서 상기 필터(3432)에 의해 선택된다.

제8도에 예컨대, 안테나(48)로부터 공급되는 텔레비젼 신호에서 매립된 디지탈 신호를 추출하기 위한 디지탈 신호 수신부(47)를 도시하였다. 튜너(48)는 제 1검출기에 의해 검출되는 텔레비젼 채널을 선택한다. 이 제1검출기는 선택된 텔레비젼 신호를 중간주파수(intermediate frequency)세트와 주파수의 이미지 세트로 변환시키는 수퍼헤테로다인(superheterodyne)형태의 튜너블 다운컨버터(tunable downconverter)이다. 비디오 중간주파수(1F) 필터(50)는 중간 주파수 증폭기(51)로의 입력신호에 대한 영상 중간주파수를 선택하여 주파수 이미지세트를 제거한다. 표면 어쿠스틱파(SAW;surface-acoustic-wave)필터가 영상 중간주파수 필터(50)로 사용될 수 있으며 단일화된 집적회로내에 중간단 튜닝이 없는 다단 증록기로서 영상 중간 주파수 증폭기(51)를 구성한다. 영상 IF 증폭기(51)는 증폭된 영상 IF신호를 동위상 동기 영상 검출기(52)와 직각위상 동기 영상 검출기(53)로 공급한다. 45.75MHz의 정상적인 IF 영상반송파의 주파수로 발진하는 발진기(54)는 그 진동을 위상 천이없이 동위상 동기 영상 검출기(52)로 공급하고, 위상 천이 네트워크(55)에 의해 90도 지연되도록 위상 천이시켜 직각위상 동기 영상 검출기(53)으로 공급한다. 발진기(54)는 직각위상 동기 영상 검출기(53)의 출력신호에 응답하여 자동 주파수 및 위상 조정이 이루어진다. 동기 영상 검출기(52, 53)는 집적회로내의 영상 IF증폭기(51)와 발진기(54) 부분에 포함된다. 동위상 동기 영상 검출기(52)에 의해 복구된 동위상 수정된 복합영상신호는 동위상 수정된 복합영상신호로 부터 각각 수평 및 수직 동기 펄스를 복구해내는 수직 동기신호 분리기(56)와 수평 동기신호 분리기(57)로 공급된다.

상술한 디지탈 신호 수신기는 영상 IF필터(50)가 대역폭과 중앙 주파수에 있어 다소 다르기는 해도 변조된 칼라 부반송파 또는 FM사운드를 통과시키지는 않을 것이므로 텔레비젼 수신기 디자인 분야에 통상의 지식을 가진자에게 있어 일반적으로 친숙한 것이다. IF텔레비젼 신호와 IF데이터신호에 대해 동일한 IF증폭회로를 사용하는 데이터 수신기에 있어서 NTSC영상신호에 대한 선택적인 필터링은 간단하게 이루어지므로 데이터를 휘도신호를 오버랩하는 대역내에 유지시키는 것이 바람직하다.

상술한 디지탈신호 수신기의 다양한 변형은 당 분야에 통상의 지식을 가진자에 의해 고려될 수 있으며 본 발명의 실시예에 따라 구성된 다른 수신기를 동작시키는데 이용될 수 있다. 예를 들면, 상기 동위상 영상 검출기(52)는 동기화 형태보다는 이그졸티도(exalted) 형태의 것일 수 있다. 이 경우, 상기 직각위상 영상 검출기(53), 제어 발진기(54) 및 위상 천이 네트워크(55)는 생략될 수 있으며, 상기 제어발진기(54)는 이그졸티드 반송파를 제공하는 인젝션록(injectito-lock)발진기로 대체할 수 있다. 영상 IF증폭기(51)의 출력신호는 대역통과 필터링되어 영상 반송파를 복구하며 상기 인젝션록 발진기로 입력되어 주파수를 조정하게 된다. 중간주파수 선택필터(50)와 영상 IF증폭기(51)의 대역폭은 영상 반송파의 상부 측파대를 하부 측파대의 이미지로 만들 수 있을 만큼 충분히 작게 할 수 있으며, 데이터를 IF 선택 필터(50)와 영상 IF증폭기(51)로부터 분리하는 IF선택필터와 IF증폭기가 사용될 수 있다. 본 발명에 의해 구성되는 디지탈신호 수신기는 IF데이터 반송파를 재생성하기 위한 토대로서 IF영상 반송파에 로크된(locked) 발진기를 사용하고 있다. 상술한 인젝션록 발진기는 IF 데이터 반송파를 재생성하기 위한 토대가 되는 자동 주파수 및 위상 제어 발진기(54)대신 사용될 수 있다.

제 8도에 도시된 디지탈 신호 수신부(47)에 있어서, 샘플/기호 카운트(SAMPLE-PER-SYMBOL COUNT)신호는 전압제어 발진기(60)로 부터 수신되는 시뉴소이달 진동에 따라 제로 크로싱 검출기(59)에 의해 생성되는 펄스를 카운트하는 샘플/기호 카운터(58)에 의해 생성된다.

상기 샘플/기호 카운터(58)는 4단을 구비하고 있으며, 각각의 18번째 평균축이 발진기(60)의 진동과 크로싱되는 오버플로우 캐리(overflow carry)를 제공한다. 기호/행 카운트 신호는 샘플/기호 카운터(58)로 부터의 오버플로우 캐리를 카운트하는 기호/행 카운터(61)에 의해 생성된다. 디코더(62)는 기호/행 카운트를 주사선 최종 카운트에 도달하도록 디코딩하여 펄스를 발생시키며, 샘플/기호 카운터(58)로 부터의 다음 오버플로우 캐리와 AND게이트(63)에 의해 AND조합되어 기호/행 카운터(61)를 리셋시켜 기호/행 카운트를 산술0로 되돌아가게 한다. 이와 같이 기호/행 카운트를 산술 0로 리셋시키는 동작은 255와 같은 인테그럴 파워(integral power) 2보다 디코더(62)에 의해 디코딩되는 주사선 최종 카운트가 1이 작을 경우에는 불필요하게 된다. 그러나 이 동작은 라인당 샘플의 전체 카운트가 얼마인지(예를 들면, QPSK 데이터 반송파가 사용될 경우 224)와는 관계가 없다.

디코더(62)에 의해 생성되는 펄스는 AFPC검출기(64)에 공급되어 수평 동기신호 분리기(56)에 의해 분리된 수평동기신호 펄스(H)와 비교되고, 조절가능한 지연(65)에 의해 기호 구간만큼 적절하게 지연된다. 상기 비교된 신호는 AFPC 검출기(64)내에서 저역통과 필터링되어 VCO(60)에 인가되는 자동 주파수 및 위상 조정(AFPC) 전압신호를 생성한다. 이러한 배치에 의해 라인 로크된(line-locked) VCO(60)로부터 공급되는 진동의 주파수가 조절되어 수평 주사선 주파수(f_h)의 16x256=4096배 또는 64,447,545Hz로 되게 된다. 제어발진기에 사용되는 라인로크된이라는 용어는 발진기의 발진 주파수가 15,734,264Hz의 주사선 주파수의 일정속도로 유지된다는 것을 위미하며, 이는 적절한 요인에 의해 수평 동기 펄스로 나누어지는 발진 주파수를 비교하는 AFPC회로에 의해 일반적으로 행해진다.

수직 동기신호 분리기(57)는 분리된 수직 동기신호 펄스(V)에 따라 로시(lossy)를 임계 검출기(66)로 공급하는바, 그 임계치전압은 수직 동기신호 펄스가 5와 1/2주사선 이상, 6과 1/2주사선 이하로 합해질 경우에만 초과되도록 선택된다. 입력 신호가 임계치전압을 넘는 경우에만 1이 되고 그렇지 않은 경우에는0인 상기 임계치 검출기(66)의 출력신호는 제 1입력신호로서 2-입력 AND게이트(67)로 공급된다. AND게이트(63)는 출력신호를 제2입력 신호로서 AND 게이트(67)로 공급한다. AND케이트(67)는 복합영상신호 프레임의 최초 필드가 시작될 때 발생되는 수직 펄스의 하강엣지에는 응답하여 DATA-FRAME-END 펄스를 발생하지만, 프레임의 최초필드와 최종 필드사이에 발생되는 수직펄스의 하강엣지에는 응답하지 않는다. AND게이트(67)에 있어서의 DATA-FRAME-END 펄스 응답은 카운트 입력(CI)신호로서 모듈로-4 데이터 프레임 카운터(68)로 공급됨으로써 재생성되는 데이터 프레임 카운트 신호를 증가시키게 된다.

AND게이트(67)에 있어서의 DATA-FRAME-END펄스 응답은 또한 데이터 행 카운터(69)에 리셋 신호로서 공급되어 출력신호로서 재생성되는 데이터 행 카운트신호를 리셋시킨다. 이 데이터 행 카운트는 524로되어 산술 0가 된다. 데이터 행 카운터(69)는 수평 동기신호 분리기(56)에서 제공되는 수평 동기신호펄스를 카운트하도록 연결된다.

제8도에 도시된 부분(47)을 구비하는 디지탈 신호 수신기는 미국 특허 출원번호 08/108,311, 08/141,070, 08/141,071, 08/179,586, 08/179,588, 08/179,616, 08/179,616 및 08/207, 684에 개시된 것과는 다르다. 동기 검출기(70)는 데이터 신호 수신기에서 재생성되는 데이터 반송파에 따라 데이터 부반송파를 동기 검출한다. 상기 데이터 반송파에 따라 데이터 부반송파를 동기 검출한다. 상기 데이터 반송파를 재생성하는 방법에 대해서는 다음에 설명될 것이다. 동기 검출기(70)로부터의 출력신호는 송신기에 있어서의 필터(19)의 트랜지션 쉐이핑부의 롤오프(roll-off)와 일치되는 피킹 응답(peaking response)를 제공하는 정합필터(match filter)(71)로 공급되어 PSK대역폭을 기호간 간섭을 줄이는데 충분할 정도로 확장시킨다.

정합필터(71)로 부터의 응답은 양의 극성 혹은 음의 극성의 아날로그 신호극 디지탈 변환할 수 있는 형태인 아날로그-디지탈 변환기 (ADC)(72)의 입력신호로서 인가된다. 특히 ADC(72)는 T.c. Leslie와 B.Singh가 그들의 논문 An improved Sigma-delta Modulator Architecture 에서 기술한 바와 같은 단일비트 귀환을 가지는 다중비트 시그마-델타 변환기가 바람직하다. 적정한 가격인 8비트 해상도를 가지는 플래쉬변환기는 2차 시그마-델타 귀환루츠에서 에러신호를 샘플링하며 단일비트 귀환은 아날로그-디지탈 변환에러를 최소화하는데 사용된다. 이2차 시그미-델타 귀환루프는 절대적으로 안정하다. 에러신호는 16:1의 오버샘플링비에 대하여 수평주사선 레이트 의 256배의 기호레이트의 16배에서 샘플링되며 제로크로싱 검츨기(59)로부터 라인(73)에 대하여 펄스가 수신될때마다 샘플링을 행한다. 제로크로싱 검출기(59)는 발진기(60)으로 부터 발진의 영점통과를 검출할때마다 그와 같은 펄스를 공급한다. 플래쉬변환기의 디지탈출력은 델타-시그마 ADC(72)내의 FIR 저역통과필터로 인가되며, 이 필터의 디지탈응답은 샘플/기호 카운터(58)의 캐리 오버플로우로 부터 라인(74)에 대하여 펄스가 수신될때마다 부표본화기의 샘플링에의하여 16:1 부표본화된다. 이 데시메이션(decimation)은 시그마-델타 ADC(72)에 이어지며 제12,13,14,15,16,17 및 18도를 참조하여 후술될 디지탈 콤필터링의 지연부에 필요한 저장용량의 양을 감소시킨다. 최적의 위상으로 기호레이트에서의 부표본화는 기호레이트에서 변화를 나타내기는 하나 기호레이트에서의 표본화와 직각위상에 있는 복합영상신호의 성분에 대한 응답을 억압시키는 동기기호검출의 형태이다.

라인(73)상에서 제로크로싱 검출기(59)에 의하여 공급되는 펄스에 응답하여 수평주사선 레이트 의 256매의 기호레이트의 8배에서 샘플링을 행하는 단일비트ADC(75) 는 정합필터(71)의 출력에 응답하여 정합필터(71)의 출력의 극성을 나타내는 부호비트(sign bit)를 공급한다. 이 부호비트와 비트래치 (bit latch)(76)에서 하나의 샘플 지연된 부호비트는 XOR 게이트(77)에 각각 입력된다.XOR 게이트(77)는 정합필터(71)의 출력을 검출하여 검출결과를 펄스위상판별기(78)로 공급한다. 이 펄스위상판변기(78)은 제로크로싱 검출기(59)에 의하여 검출되는 제어발진기(60)의 발진의 영점통과에 대한 적당한 위상으로 부터 XOR 게이트(77)에 의하여 검출되는 정합필터(71) 출력의 영점교차의 퇴거(departure)를 선택적으로 검출한다. 펄스위상판별기(78)은 샘플 및 홀드될 때 선택적으로 검출된 퇴거를 저역통과필터링하여 제어지연라인(65)이 AFPC 검출기(64)로 인가되는 수평동기펄스 H를 위해 제공하는 지연을 조절하기 위한 제어신호를 발생한다. 펄스위상판별기(78)에 의한 이 선택적인 검출은 복합영상신호에 대한 동기검출기(70)의 응답이 0의 값으로 기대될 때 수직귀선소거구간의 일부분 동안에 행하여 질 수 있다. 따라서, 2차 시그마 -델타 에러신호의 디지탈변환시 시그마-델타 ADC(72)에 있는 플래쉬변환기에 의한 오버샘플링의 위상은 기호간 간섭을 최소로 하기 위해 조정된다.

제8도는 주사선주파수의 홀수배수의 1/2에서 제어발진기(54)의 45.75 MHz 발진과 또 다른 제어발진기(80)로 부터 공급되는 발진을 승산적으로 혼합하는 혼합기(79)에 의하여 발생되어 동기검출기(70)로 인가되는 데이터 반송파를 도시하고 있다. 대역통과필터(81)는 혼합기(79)의 출력신호로 부터 데이터반송파를 선택하여 동기검출기(70)로 인가한다. 제어발진기(80)로 부터의 발진은 그 주파수를 인수(2N+1)로 나누는 주파수분할기로 인가되어 AFPC검출기(83)에서 주파수에서의 위상과 비교된다. AFPC검출기 (83)는 발진의 주파수와 위상을 제어하는 제어발진기(80)로 인가되는 AFPC신호를 발생한다. f_h/2 주파수에서의 위상은 디코더(62)로 부터 주사선의 끝에서 수신되는 펄스와 디코더(85)로 부터의 주사선의 중앙점에서 수신되는 펄스를 논리합하는 OR게이트(84)로 부터 공급된다. 이 두 디코더(62와 85)는 카운터(61)로 부터의 SYMBOL-PER-COUNT 에 선택적으로 응답한다. 주파수분할기(82)에 대한 인수(2N+1)의 선택은 송신기(1)에서의 주파수분할기(46) (예를들어, 146,246,346)에서와 동일하다. 이러한 데이터반송파 재생구조는 컬러 부반송파를 이용하 수 없게 되더라도 유용하다. 만일 컬러 부 반송파가 디지탈신호 수신기에 이용하 수 있다면, 높은 시간적이 정확도를 가지고 컬러 부반송파를 재생하는 액정제어발진기가 용이하게 구성될 수 있으므로, 수평동기가 아닌 컬러 부반송파에 대하여 제어발진기(80)를 록킹하는 위상이 바람직하다.

동기적으로 검출되는 데이터와 복합영상 및 데이터반송파의 간섭하는 교차곱을 포함하고 있는 시그마-델타 ADC(72)로 부터의 부표본화된 디지탈응답은 데이터분리필터(86)에 입력신호로서 공급된다. 이 데이터분리필터(86)의 실시예는 제 12, 13, 14, 15, 16, 17, 및 18도를 참조하여 후술된 것이다. 데이터분리필터(86)는 동기적으로 분리된 데이터를 분리하여 복합영상 및 데이터반송파의 간섭하는 교차곱을 억압하는 고역통과 프레임-콤 필터를 포함하고 있다. 이 고역통과 프레임-콤 필터는 행 어드레싱으로서 데이터 행카운터(69)로 부터 DATA ROW COUNT를 수신하며 열어드레싱으로서 기호/열 카운터(61)로 부터 SYMBOL-PER-ROW COMT를 수신하는 디지탈 프레임저장기를 가지고 있다

제9도에서는 입력신호로 시그마-델타 ADC(72)의 부표본화된 디지탈응답을 수신하는 데이터분리필터(86)를 도시하고 있다. 매번 다른 데이터프레임에서 데이터분리필터(86)는 유효분리 데이터샘플을 기호 결정회로(87)로 공급한다. 이들 유효분리 데이터샘플들은 2진형태가 아닌 다중레벨 형태이다. 기호결정회로(87)로 부터의 기호스트립은 포스트라인콤 부분응답필터(87)에 입력신호로 인가된다. 부분응답필터(88)는 디지탈영역에서 동작하여 데이터분리필터(86)에서 콤필터링에 의하여 아날로그영역에서 디지탈정보로 수행된 것을 복구한다.

부분응답필터(88)로 부터의 기호스트립은 레이트버퍼(89)에 입력신호로 인가되는데 레이트버퍼(89)는 DATA FRAME COUNT의 최하위비트에 의하여 교대의 데이터프레임상에서 내부에 두 개의 프레임저장기중 서로 다른 하나를 기입하도록 하고 기입을 위해 선택되지 않은 이들 두 개의 프레임저장기중 하나를 독츨하게 한다. 디지탈샘플은 레이트 버퍼(89)로 부터 에러정정 디코더(90)로 공급된다. 수평주사선을 따라 데이터의 행에서가 아닌 수평주사선에 가로지르는 데이터의 열상에서 동작하는 변형된 리드-솔로몬(modified Reed-Solomon) 부호를 사용하는 송신기(1)에서 사용되도록 설계된 디지탈신호 수신기의 바람직한 실시예에서, 레이트버퍼(89)는 에러정정 디코더(90)에 대한 디인터리버(de-interleaver)로서 동작한다. 디코더(90)는 직렬비트 디지탈 입력데이터를 병렬비트형태로 변환하며 내부의 에러를 정정하여 디지탈신호 수신기의 출력데이터인 정정된 디지탈데이타를 제공한다.

제10도는 제3도, 제4도 및 5도와 관련하여 기술된 데이터반송파의 QPSK변조가 사용될 때 디지탈신호 수신기의 최종부가 어떻게 변형되는지를 보여준다. 대역통과필터(81)로 부터 직접 데이터반송를 수신하는 동기검출기(70)는 QPSK 데이터반송파에 대한 동상의 동기검출기로 간주되며 그 다음에 연결된 소자(71, 72, 86-89)는 접속 및 동작에 있어서 제9도에서 유사하게 번호가 매겨진 소자에 대응한다. 위상 쉬프터(phase shifter)(081)에서 90 위상 천이된 후에 대역통과필터(81)로 부터 데이터반송파를 수신하는 또 다른 동기검출기(070)는 QPSK 데이터반송파에 대한 직각위상의 동기검출기로 간주되며, 그 다음에 연결된 소자(71,72, 86-89)에 대응된다. 비트 인터리버(090)는 레이트 버퍼(089 및 89)로 부터의 출력비트스트림에서 비트를 교대로 선택하여 출력신호로서 에러정정된 데이터를 공급하는 에러정정 디코더(900)로 인가되는 결합된 비트스트림를 형성한다.

좀더 고도의 QPSK 전송 구조에서, 데이터반송파의 직각위상 AM측파대를 발생하는 역위상 데이터프레임쌍들은 데이터반송파의 동위상 AM측파대를 발생하는 역위상 데이터프레임쌍들로 부터 동위상에 있는 데이터프레임에 의하여 오프셋된다. 이는 시분할 다증을 기초로하여 사용되는 단일 데이터분리필터가 데이터분리필터들(086및86)로 대체되도록 한다. 이 단일 데이터분리필터는 에러정정 디코더(90)에 대한 입력신호를 공급하는 디인터리버로 기입동작을 하는 기호결정회로에 대한 연속응답을 공급한다. 이는 데이터분리필터 및 기호결정회로가 증복되지 않기 때문에 하드웨어이 있어서 절감이 되기는 하지만 시분할다증 스위칭을 제공함에 있어서 복잡하다. 데이터반송파의 직각위상 AM 측파대를 발생하는 역위상 데이터프레임쌍들을 데이터반송파의 동상 AM측파대를 발생하는 역위상 데이터프레임쌍들로 부터 동위상에 있는 데이터프레임으로 부터 오프셋하는 것은 디지탈신호 수신기가 측파대의 세트를 확인할 수 있도록 하는 것을 용이하게 한다.

제11도는 레이트버퍼가 부분응답필터(88)로 부터 제공되는 변형된 리드-솔로몬 부호화에 대한 디인터리버로 사용될 때 제9도 및 제10도에 도시한 레이트버퍼(89)가 취할 수 있는 한 형태이다. 제10도에 도시한 레이트버퍼(089)는 부분응답필터(088)로 부터 제공되는 변형된 리드-솔로몬 부호화에 대한 디인터리버로 사용될 때 유사한 형태를 취할 수 있다. 제8도의 데이터프레임 카운터(68)는 제11도에 도시한 적어도 두 개의 카운터단 (681과 682)를 포함하고 있다. 카운터단(681)은 MODULO-2 DATA FRAME COUNT를 제공하며 캐리아웃(CO)신호를 카운터단(682)에 카운트입력(CI)신호로서 공급한다. 카운터단(682)는 카운터단(681)과 함께 MODULO-4 DATA FRAME COUNT를 제공하는 데이터프레임쌍 카운터이다. 데이터행 카운터(69)로 부터의 MODULO -4 DATA FRAME COUNT 와 DATA ROW COUNT는 그 데이터프레임 카운트를 송신기 (1)와 동기시키기 위한 디지탈신호 수신기에 의하여 사용될 수 있다. NTSC TV신호를 수반하는 고스트기준(GCR)신호는 8개의 연속하는 필드의 19번째 라인에서 주기적으로 공급되며 미합중국 특허출원 제08/108,311호에서 기술한 바와 같이 송신기에서 MODULO-4 DATA FRAME COUNT신호에 대한 올바른 위상을 결정하기 위해 디지탈신호 수신기에서 디코딩될 수 있다. 이러한 형태의 프레임동기화는 1991년 7월 19일 C.B. Petal과 J. Yang에게로 특허발행된 METHOD FOR OPERATING CHOST-CANCELATION CIRCUITARY FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER라는 제목의 미합중국 특허 제5,331,416에도 서술되어 있다.

데이터프레임쌍 카운터단(682)은 에러정정부호화에 대한 디인터리버로 동작하는 두 개의 데이터프레임저장 RAM(91 및92)의 교대로 일어나는 기입 및 독출을 제어한다. RAM(91과92)은 교대의 짝수의 프레임동안에만 기입되며 RAM(91과92)를 기입하기 위한 데이터는 PSK레이트에서 부분응답필터(88)로부터 공급되고 어드레스주사는 행 및 행 당 기호에 의하여 수행된다. 여기에서 언급된 행 당 기호는 부호화의 견지에서 고려되는 변형된 리드-솔로몬 부호와 관련된 2N-비트가 아닌 PSK 기호 혹은 비트이다. RAM(91과92)의 각각은 교대의 프레임쌍구간 동안에 PSK레이트의 1/2에서 프레임저장 메모리로 독출되며 어드레스주사는 열 및 열 당 기호에 의하여 수행된다.

어드레스 멀티플렉서(93)는 데이터행 카운터(69)로 부터는 DATA ROW COUNT를, 기호/행 카운터(61)로 부터는 SYMBOL-PER-ROW COUNT를기입어드레싱으로 수신한다. 또한 어드레스 멀티플렉서(93)는 데이터열 카운터(93)로 부터는 DATA COLUMN COUNT를 기호/열 카운터(95)로 부터는 SYMBOL-PER-COLUMN COUNT를 독출 어드레신으로 수신한다. 제로크로싱 검출기(59)는 PSK레이트에서 트리거링 펄스를 트리거 플립플롭(96)으로 제공하며, 이트리거 플립르롭(96)은 PSK레이트의 1/2에서 그 출력신호의 교대의 천이를 기호/열 카운터(95)에 카운트입력(CI)으로 공급하는 주파수분할기 역할을 한다. 디코더(97)는 전 카운트(기호/열 카운트가 0에서 시작한다고 할 때 525)에 이르는 SYMBOL-PER-COLUMN COUNT를 디커딩하여 1을 데이터열 카운터(94)에 대한 카운트입력(CI)신호로 공급한다 디코더(97)의 출력신호는 2-입력 OR게이트 제1입력신호로서 공급되며 이 OR게이트(98)는 디코더(97)로 부터의 1에 응답하여 기호/열 카운터(95)에 리셋(R)신호로서1을 제곱한다. 각1 펄스의 하강에지는 SYMBOL-PER-COLUMN COUNT를 초기갖는 즉 산술 0으로 리셋시킨다.

OR게이트(98)로의 제2입력신호와 데이터열카운터(94)로의 리셋(R)신호는 3-입력 AND게이트(99)로 부터의 출력응답에 의하여 제공되며 이 3-입력 AND게이트(99)의 응답은 그것이 1일 때SYMBOL-PER-COLUMN COUNT와DATA COLUMN COUNT를 각각의 초기값으로 리셋시킨다. 디코더(100)는 DATA ROW COUNT가 데이터프레임의 최종행에 도달 했음을 나타낼 때 AND게이트(99)의 제1입력으로 논리1을 공급하며, 그렇지 않으면 논리0을 AND게이트(99)에 그 출력신호로 공급한다. 수평주사선의 그 바로 끝에서의 AND게이트(63)로 부터의 출력신호와 데이터프레임 카운터(681)로 부터의 MODULO-2 DATA FRAME COUNT는 AND게이트(99)에 3-입력신호중 나머지 2입력으로서 인가된다. AND게이트 (99)의 출력응답은 RAM(91과92)중 선택된하나가부분응답필터(88)에 의하여 필터링되는 기호결정회로(87)의 출력에 의하여 데이터열 단위로 기입될 때 짝수의 프레임에 도달하기 바로 전 최종 데이터행의 최종기호가 홀수프레임에 도달할때만 1이다.

1인 데이터프레임쌍 카운터단(682)으로 부터의 Modulo-2DATA FRAME PAIR COUNT는 어드레스 멀티플렉서(93)가 RAM(91)으로의 독출어드레싱을 선택하고 RAM(92)으로의 기입어드레싱을 선택하게 한다. 1인 데이터프레임쌍 카운터단(682)로 부터의 DATA FRAME PAIR COUNT는 RAM(91)이 에러정정 디코더(90)로 데이터 열 단위로 독출되도록 한다.2-입력 AND게이트(101)는0인 카운터단(681과682)으로 부터의 MODULO-2 DATA FRAME COUNT와DATA FRAME PAIR COUNT의 1의 보수에 응답하여 기입인에이블(WE)신호로서 1을 선택적으로 부분응답필터(88)에 의하여 필터링되는 기호결정회로(87)의 출력신호에 의하여 데이터열 단위로 기입되게 한다.

0인 데이터프레임쌍 카운터단(682)으로 부터의 MODULO-2 DATA FRAME PAIR COUNT는 어드레스 멀티플렉서(93)가 RAM(92)으로 독출어드레싱을 선택하고 RAM(91)으로 기입어드레싱을 선택하게 한다. 0인 데이터프레임쌍 카운터단(682)으로 부터의 DATA FRAME PAIR COUNT는 RAM(92)에 에러정정 디코더(90)로 데이터열 단위로 독출되도록 한다. 2-입력 AND게이트(102)는 0인 DATA FRAME COUNT 의 1의 보수와 1데이터프레임쌍 카운터단(682)로 부터의 DATA FRAME PAIR COUNT에 응답하여 기입인에이블(WE)신호로서 1을 선택적으로 RAM(91)에 공급한다. 이 기입인에이블(WE)신호는 RAM(91)이 부분응답필터(88)에 의하여 필터일되는 기호결정회로(87)의 출력신호에 의하여 데이터행 단위로 기입되게 한다.

쌍으로 된 프레임의 프레임콤필터링으로 부터 일어나는 비유효 데이터(non-valid data)의 교대의 프레임이 소멸될 때 남아있는 갭을 채울 수 있도록 디지탈신호 수신기에서 행해지는 레이트버퍼링은 기호결정회로 앞에서 데이터분리 필터링 다음에 일어날 수 있다. 그러나, 프레임저장 메모리는 많은 비트깊이 보다는 1-비트 깊이만을 필요로하기 때문에 레이트버퍼링은 기호결정후에 하는 것이 바람직하다. 에러정정 디코딩전에 디인터리빙과 함께 레이트버퍼링을 행하는 것은 레이트버퍼링을 행하는 것은 레이트버퍼링을 위해 별도의 프레임저장 메모리가 필요없으므로 바람직하다. 레이트버퍼링이 디인터리빙과 분리하여 수행되는 경우에, 만일 프레임저장 메모리가 쉬프트레지스터에 의하여 공급되는 독출전용포트를 가진 2중 포트로 된 RAM이고 쉬프트레지스터의 직렬단이 독출/기입 포트를 통하여 액세스되는 RAM부분으로 부터 한 번에 한행씩 병렬로 로드될수 있다면 단지 하나의 프레임저장 메모리를 가지고도 레이트버퍼링이 수행될 수 있다.

제12도는 제9도에 도시한 데이터분리필터(86), 기호결정회로(87) 및 부분응답필터(88)에 대한 특정회로인 데이터분리필터(186) 기호결정회로(187) 및 부분응답필터(188)를 도시한 것이다. 데이터분리필터(186)의 입력단자(1860)는 디지탈 감산기(861)의 피감수입력과 디지탈 프레임저장 메모리 862의 입력으로 인가되는 디지탈 샘플을 시그마-델타 ADC 72로 부터 수신한다. 디지탈 프레임저장 메모리(862)의 출력으로 부터 독출되는 디지탈샘플은 디지탈 감산기(861)의 감수입력으러서 인가된다. 프레임저장 매모리(862)는 독출된후 기입되는 모드(read-and then-write-over-mode)에서 동작되는 RAM이 될 수 있으며 이 RAM은 행어드레스로서 인가되는 카운터(69)로 부터 공급되는 DATA ROW COUNT와 열어드레스로서 인가되는 카운터(61)로 부터의 SYMBOL-PER-ROW COUNT에 의하여 어드레싱된다. 디지탈 프레임 저장 메모리(862)에서 각 어드레스 가능한 저장위치에 저장된 샘플은 일반적으로 그 안에 적어도 12비트를 가지고 있다.

감산기(861)와 프레임저장 메모리(862)는 함께 고역프레임-콤 필터를 형성하여 감산기(861)의 출력에서 데이터분리필터(186)의 입력단자(1860)에서 수신되는 디지탈샘플에 대한 고역프레임-콤 필터 응답을 공급한다. 정적 영상을 나타내는 휘도 성분이 억압되는 감산기(861)의 출력으로 부터의 고역프레임-콤 필터 응답은 소자 (1863-1868)로 구성되어 있으며 데이터분리필터(186)의 출력단자(1869)에서 공급되는응답에서 동영상을 나타내는 휘도성분을 억압하는 고역라인-콤 필터로 인가된다. 휘도성분은 주로 5-레벨 형태의 고역콤 필터링된 디지탈 신호샘플로 구성되는 출력단자(1869)에서 공급되는 응답에서 억압된다.

DATA ROW COUNT에 응답하는 디코더(100)는 DATA ROW COUNT가 데이터프레임의 최종행에 이르렀음을 나타낼 때 출력으로서 논리 1을 발생시키고 그렇지 않으면 출력신호로서 논리 0을 발생 시킨다. 디코더(100)의 출력신호는 멀티플렉서(1863과1864)에 제어신호로서 공급되는데 이 멀티플렉서(1863과1864)는 배선 산술0을 수신하는 각각의 제1입력과 각각의 제2입력을 구비한다. 멀티플렉서(1863과1864)는 1-H 디지탈지연선(1865와1866)의 입력에 각각 접속된 각각의 출력을 가진다. 1-H 지연선의 출력신호는 복합영상신호의 수평주사선의 지속시간(63.5 마이크로초)에 해당하는 지연후에 인가되는 입력신호를 재생한다. 1-H지연라인선(1865와1866)은 기호카운터(61)부터의 SYMBOL-PER-ROW COUNT(SAD)에 의하여 어드레싱되는 각각의 RAM으로 부터 구성될 수 있으며 독출된 후 기입되는 모드(read-and-then-write-over-mode)에서 동작될수 있다. 각 데이터프레임의 최종행 동안에 디코더(100)로 부터 출력신호로서 제공되는 논리1은 멀티플렉서(1863과1864)가 산술 0샘플의 각각의 행을 1-H 지연선(1865와1866)의 각각으로 기입하게 한다. 걸과적으로 산술 0샘플의 행이 각 데이터프레임의 최초행 동안에 1-H 지연선(1865와1866)으로 부터 독출되며 이는 부분응답필터(188)의 포스트-라인-콤 부분응답필터 영역이 적절하게 리셋될수 있도록 행해진다. 이 리셋과정은 제14도를 참조하여 상세히 후술될 것이다.

논리 0이 소자(1863-1868)로 구성된 고역 라인-콤 필터의 정상동작시 디코더(100)로 부터 출력신호로서 제공된다. 제어신호로서 디코더(100)로 부터 공급되는 논리 0에 응답하여 멀티플렉서(1863)는 감산기(861)의 출력으로 부터 멀티플렉서(1863)의 제2입력으로 인가되는 고역 프레임-콤 필터응답을 1-H디지탈 지연선(1865)의 입력으로 공급되는 그 출력신호에서 재생한다. 제어신호로서 디코더(100)로 부터 공급되는 논리 0에 응답하여 멀티플렉서(1864)는 감산기(1867)의 출력으로 부터의 차출력신호를 1-H 디지탈지연선(1866)의 입력으로 공급되는 그 출력신호에서 재생한다. 감산기(1867)는 고역 프레임-콤 필터응답과 하나의 수평주사선의 지속시간 만큼 지연되는 응답을 결합하고 디지탈감산기(1868)는 감산기(1867)로 부터의 차출력신호와 하나의 수평주사선의 지속시간만큼 지연된 차출력신호를 결합하여, 감산기(861)의 출력으로 부터의 고역 프레임-콤 필터응답에 대한 고역 라인-콤 필터 응답을 출력단자(1869)에서 발생시킨다.

제12도의 데이터분리필터(186) 혹은 제13도의 데이터분리필터(187)에서의 콤 필터링은 BPSK신호를 2진 형태가 아닌 5-레벨 디지탈정보로 변환한다. -2,-1,0,+1,+2에 각각 중심이 있는 5개의 비교기 범위를 제공하는 기호결정회로(187)는 그러한 5-레벨 디지탈정보상에서 기호를 결정하는데 사용된다. 기호결정회로(187)는 데이터분리필터(186 혹은 286)로 부터의 출력신호에 대한 정류된 디지탈 응답을 발생시키는 절대값회로(1871)을 구비하고 있다. 절대값회로(1871)의 정류된 디지탈응답은 키잉신호의 2진 코팅을 나타내는 것이아닌 직전압페디스틀(direct-voltage pedestal)에 중첩되는 3진 (즉 3-레벨) 키잉신호를 나타내며 이 정류된 디니탈응답은 2중 임계치 검출기(1872)로 공급된다. 2중 임계치 검출기(1872)는 절대값회로(18751)로 부터 기호스트림을 수신하고 기호가 0일 것 같은지 혹은 1일 것 같은지 혹은 0과마찬가지인 2일 것 같은지에 관하여 결정한다. 일반적으로 2중 임계치 검출기(1872)는 2개의 디지탈비고기를 포함하고 있으며 (각각은 단일 임계검출기로 동작하도록 배열되며 이들 단일임계 검출기중 하나는 다른 하나가 동작되는 임계 디지탈값의 2배의 임계 디지탈값에서 동작된다) 임계 검출결과에 따라 기호의 정체를 결정하기 위한 몇몇 간단한 논리회로도 구비하고 있다. 만약 어떤 임계 디지탈값도 초과되지 않거나 두 개의 임계 디지 값이 다 초과되면 그 논리회로는 기호가 0일것으로 나타낸다. 만일 더 낮은 임계 디지탈 값만이 초과되면 논리회로는 기호가 1일 것으로 나타낸다. 2중 임계치 검출기(1872)는 임계검출을 위한 임계값을 결정하는 비교기로 인가되는 디지탈값이 기호세기에 응답하여 자동적으로 조절되는 형태의 것이 바람직하다. 이 경우 2중 임계치 검출기(1872)는 절대값회로 (1871)에 의해 공급되는 기호스트림의 평균레벨 혹은 평균 피크레벨 혹은 양쪽 다를 검출하기 위한 관련회로를 가진다. 임계치 검출을 위해 그 각각의 임계치를 확정하기 위하여 디지탈비교기로 공급되는 디지탈값을 검출되는 각 레벨로 부터 계산하는 회로가 있다. 기호결정 임계치를 결정하기위한 검출과정은 복합영상신호가 동기검출기(70)에 의하여 검출되는 신호 기여한 에너지가 거의 없을 때 수직귀선소거 구간 동안에 선택적으로 수행되는 것이 바람직하다.

2중 임계치 검출기(1872) 부터의 비트-직렬 신호는 부분응답필터(188)의 입력단자(880)을 통하여 2-입력 XOR게이트(1881)의 제1입력으로 인가된다. 2-입력 멀티플렉서(1882)는 배선된0이 인가되는 제1입력과 XOR게이트(1881)의 응답이 인가되는 제2입력과 1-H 디지탈지연선(1883)의 입력으로 접속된 출력을 가진다. 디지탈지연선(1883)은 하나의 수평 주사선의 지속시간 만큼 지연된 멀티플렉서(1882)로부터의 출력신호에 대한 응답을 그 출력접속에서 XOR게이트(1881)의 제2입력으로 공급한다. 소자(1881,1882,1833)는 소자(1884,1885,1886)을 포함하는 최종부를 가진 제14도에 도시한 포스트-라인-콤 부분응답필터의 최초부를 제공한다. 2-입력 XOR게이트(1884)는 프리-라인-콤 부분응답필터링의 최초부의 응답을 인가하기 위해 XOR게이트(1881)의 출력이 접속된 제1입력을 가진다. 2-입력 멀티플렉서(1885)는 배선된 0이 인가되는 제1입력과 XOR게이트(1884)의 응답이 인가되는 제2입력과 1-H 디지탈지연선(1886)의 입력에 접속되는 출력을 가진다. 디지탈지연선(1886)은 하나의 수평주사선의 지속시간만큼 지연되는 멀티플렉서(1885)로 부터의 출력신호에 대한 응답을 그 출력접속에서 XOR게이트(1883)의 제2입력으로 공급한다. 멀티플렉서(1882와1885)의 각각은 디코더(100)로 부터의 출력신호를 그 제어신호로서 수신한다.

디코더(100)의 출력신호는 각각의 데이터 프레임의 최종행 동안에만 1이 되어 멀티플렉서(1863,1864)가 데이터 분리 필터(186)내의 1-H 디지탈 지연선(1865,1866)으로 산술0 샘플을 부가하도록 하고 부분응답 필터(188)내의 멀티플렉서(1863,1864)가 1-H 디지탈 지연선(1883,1886)으로 산술0 샘플을 부가하도록 한다. 이에 따라 포스트-라인-콤 부분응답 필터내의 1- H 디지탈 지연선(1883,1886)내에 포함된 내용이 데이터 분리 필터(186)의 고역 통과 라인-콤 필터부내의 1-H디지탈 지연선(1865,1866)내에 포함된 내용의 초기화와 동기되도록 주기적으로 초기화된다. 이 주기적인 초기화는 수직귀선 소거기간동안 행해지므로 재밍 신호로 작용하는 NTSC영상신호의 잔류성분을 감소시키게 된다. 칼라 버스트가 송신되지 않을 경우에는 데이터 프레임이 주사되는 동안 시작되고 끝남으로써 동기 및 이퀄라이징 펄스만이 재밍신호로서 남게 된다.

소자(1881-1886)를 포함하는 포스트-라인-콤 부분응답 필터의 최종부분의 응답은 XOR게이트(1884)의 출력단에 나타나며 부분응답 필터(188)의 출력단(1887)에 인가된다. 데이터 프레임이 반복되므로 포스트-프레임-콤 부분응답 필터는 필요하지 않다.

제13도는 제9도에 도시된 데이터 분리필터(86)와 결정회로(87) 및 부분응답 필터(88)에 대한 특정 회로인 데이터 분리 필터(286)와 기호 결정회로(187) 및 부분응답 필터(288)를 나타낸 것이다. 기입하기 보다는 데이터분리 필터(286)내의 1-H지연부(2865,2866,2883,2886)로 부터 독출하도록 2-입력 멀티플렉서(2863,2864,2882,2883)가 배치되어 있다.이것은 독출하기 보다는 1-H지연부(1865,1866,1883,1886)으로 기입하도록 2-입력 멀티플렉서(1863,1864,1882,1883)가 배치된 제12도의 부분응답 필터(188) 및 데이터분리 필터(186)과는 다른 것이다.

제13도의 데이터분리 필터(286)에 있어서 멀티플렉서(2863,2864)의 제1입력단에는 각각 배선된 산술0 입력신호가 인가되며, 상기 멀티플렉서들(2863,2864)은 디코더(103)에 의해 그들 각각의 출력단에서 상기 입력 신호를 복제하여 제어신호로서 로직1을 제공하도록 되어 있다. 제13도의 부분응답 필터(288)에 있어서, 멀티플렉서(2882,2885)의 제1입력단에는 각각 배선된 로직0 입력신호가 인가되며, 상기 멀티플렉서들 (2882,2885)은 디코더(103)에 의해 그들 각각의 출력단에서 상기 입력신호를 복제하여 로직1을 제공하도록 되어 있다. 상기 디코더(103)는 데이터 행카운트 신호가 데이터프레임이 최초 행에 도달하였음을 나타낼 경우에만 로직1을 생성한다. 그렇지 않을 경우에는 상기 디코더(103)는 멀티플렉서(2863,2864,2882,2885)에 대한 제어신호로서 로직0을 생성하여 상기 멀티플렉서가 그들 각각의 출력단에서 그들 각각의 제2입력단으로 각각 연결되는 출력단을 구비하며 수평 주사선 기간만큼 지연된 후에 감산기(861), 감산기(2867), XOR게이트(2881) 및 XOR게이트(2884)의 각각의 출력단으로부터의 각각의 입력단에 인가되는 신호에 응답한다. 상기 멀티플렉서 (2863,2864,2882,2885)의 출력은 감산기(2867)의 피감수 입력과 감산기(2868)의 피감수 입력 XOR게이트(2881)의 제2입력 및XOR(2884)의 제2입력과 각각 연결된다.

제14도는 제9도에 도사된 데이터 분리필터(86)와 결정회로(87) 및 부분응답 필터(88)에 대한 특정 회로인 데이터 분리 필터(386)와 기호 결정회로(387) 및 부분응답 필터(388)를 나타낸 것이다. 제14도의 회로는 데이터분리 필터(386)에서의 라인-콤 필터링이 데이터분리 필터(186)에서와 같이 3수평주사선동안 이루어지지 않고 2수평주사선동안 이루어지므로 제12도의 회로와는 다르다. 따라서 데이터분리 필터(186)내의 소자(1864,1866,1868)에 해당하는 소자를 구비하고 있지 않으며, 디지탈 감산기(3867)로 부터의 차출력신호는 데이터분리 필터(386)의 출력단(3869)에 인가된다. 이 출력신호내의 디지탈신호는 5-레벨이 아니고 3진 또는 3-레벨이다.

따라서 제14도의 기호결정회로(387)내의 절대치 회로(3871)는 결정회로(387) 입력신호에 응답하여 절대치를 단일 임계 검출기(3872)로 공급하며, 이에 따라 각각의 기호가 0일 것인지 1일 것인지가 결정된다. 상기 단일 임계 검출기(3872)는 단일 임계 디지탈값에 대하여 상기 절대치 회로(3871)로 부터의 출력신호를 비교하는 하나의 디지탈 비교기를 포함한다. 임계 디지탈값이 초과되지 않을 경우에는 상기 임계 검출기(3872)는 기호가 0임을 나타내며 임계 디지탈값이 초과될 경우에는 상기 임계 검출기(3872)는 기호가 1임을 나타낸다. 상기 임계 검출기(3872)로는 임계 검출을 위한 임계 레벨을 결정하는 비교기에 인가되는 디지탈값이 기호 강도에 따라 자동적으로 조정되는 형태의 것이 바람직하다. 이 경우, 상기 임계 검출기(3872)는 절대치 회로(3871)에 의해 공급되는 기호 스트림의 평균레벨 또는 평균 피크레벨 또는 양쪽 레벨로부터 디지탈 비교기로 인가되는 디지탈값을 카운트하여 임계 검출을 위한 임계레벨을 설정하는 회로가 구비된다. 기호결정 임계치를 결정하기 위한 검출 절차는 복합영상신호가 동기 검출기(70)에 의해 검출된 신호에 최소의 에너지를 제공하는 경우, 수직귀선 소거기간동안 선택적으로 수행되는 것이 바람직하다.

제14도의 부분응답 필터(388)는 제12도의 부분응답 필터(188)의 소자(1884-1886)에 해당되는 소자를 구비하고 있지 않으며, XOR게이트(3881)의 출력은 부분응답 필터(388)의 출력단(3887)에 연결된다.

제15도는 제9도에 도시된 데이터 분리필터(86)와 결정회로(87) 및 부분응답 필터(88)에 대한 특정 회로인 데이터 분리 필터(486)와 기호 결정회로(487) 및 부분응답 필터(488)를 나타낸 것이다. 제15도의 회로는 데이터분리 필터(286)에서와 같이 3수평주사선동안 이루어지지 않고 2수평주사선동안 이루어지므로 제13도의 회로와는 다르다. 따라서 데이터분리 필터(286)내의 소자(2864,2866,2868)에 해당하는 소자를 구비하고 있지 않으며 디지탈 감산기(4867)로부터의 차출력신호는 데이터분리 필터(486)의 출력단(4869)에 인가된다. 이 출력신호내의 디지탈신호는 5-레벨이 아니고 사실상 3진 또응 3-레벨이므로 결정회로(387)가 사용된다. 상기 부분응답 필터(488)는 제13도의 부분응답 필터(288)의 소자(2884-2886)에 해당되는 소자를 구비하고 있지 않으며, XOR게이트 (4881)의 출력은 부분응답 필터(488)의 출력단(4887)에 연결된다.

제16도는 데이터분리 필터(86) 기호결정회로(87) 및 부분응답 필터(88)를 구비함으로써 적응 라인-콤 필터링을 수행하는 디지탈신호 수신부를 나타낸 것이다. 제16도의 회로는 제13도의 회로와 마찬가지로 3수평 주사선에 걸쳐 데이터분리 필터(586)에서 라인-콤 필터링을 수행하며 제15도의 회로에서와 같이 2수평 주사선에 걸쳐 데이터분리 필터(586)에서 라인-콤 필터링을 수행한다. 제16도의 회로는 동기 검출기(70) 응답내의 NTSC 복합영상신호의 잔류성분에 의해 방해에 가장 덜 민감한 라인-콤 필터링응답중의 하나를 결정하고 그 결정에 기초하여 레이트 버퍼(89)로의 응용을 위한 라인-콤 필터링응답으로부터 복구된 데이터 기호를 선택한다. 3수평 주사선에 걸친 라인-콤 필터링에 의해서는 수직 주사방향으로의 트랜지션에 하부 진폭이 즉시 응답하게 되나, 2수평 주사선에 걸친 라인-콤 필터링에 의해서는 수직 주사방향으로의 트랜지션에 하부 진폭이 지연되어 응답한다.

제12,13,14,15도의 회로에서와 같이 제16도의 회로에 있어서, 데이터분리 필터(586)의 입력단(860)에는 디지탈 감산기(861)의 피감수이력와 디지탈 프레임저장부(862)의 입력으로 공급하기 위한 시그마 델타 아날로그-디지탈 변환기(72)로 부터 디지탈 샘플이 입력된다. 디지탈 프레임저장부(862)의 출력으로 부터 독출된 디지탈 샘플은 디지탈 감산기(861)의 감수입력으로서 인가된다. 상기 프레임저장부(862)는 독출한 후 기입되는 모드(read-and-then-write-over mode)로 동작하는 RAM일 수 있으며, 이 RAM은 행 어드레스로서 인가되는 상기 카운터(69)로 부터 공급되는 데이다 행 카운트와 열 어드레스로서 인가되는 상기 카운터(61)로 부터 제공되는 기호/행 카운트에 의해 어드레싱 된다. 감산기(861)와 프레임저장부(862)는 함께 고역 통과 프레임-콤 필터를 형성하여 감산기(861)의 출력단에 데이터분리 필터(86)의 입력단(860)으로 입력된 디지탈 샘플의 고역 통과 프레임-콤 필터 응답을 제공한다. 정지화상을 나타내는 휘도성분이 억제되는 산기 감산기(861)로 부터 출력되는 상기 고역 통과 프레임-콤 필터 응답은 데이터 분리 필터(586)의 출력단(5869)에 인가되는 응답내의 동화상을 나타내는 휘도성분을 억압하는 고역 통과 라인-콤 필터로 인가된다. 휘도성분은 출력단(5869)에 인가되는 5-레벨 형태의 고역 통과 콤-필더링된 디지탈 샘플로 구성되는 응답내에서 억압된다.

제16도에 도시된 고역 통과 라인-콤 필터의 구조는 제13도에 도시된 것과는 다르지만 출력단(5869)로 고역 통과 라인-콤 필터응답을 생성한다는 점에서는 전기적으로 등가의 관계를 갖는다. 제16도에 있어서, 1-H 지연선(5866)으로 기입되는 입력은 제13도에서와 같이 차출력으로 부터 취해지기 보다는 디지탈 감산기(5867)로의 감수입력으로 부터 취해진다. 제16도에 있어서 디지탈 감산기(5868)로의 감수입력은 제13도에서와 같이 멀티플렉서(5864)의 출력으로 부터 취해지기보다는 디지탈 감산기(5860)의 차출력으로 부터 취해진다. 제16도의 디지탈 감산기(5860)에는 자신의 피감수 입력으로 연결된 감산기(5867)의 감수입력이 공급되며, 자신의 피감수입력으로 연결된 멀티플렉서(5864)의 출력이 공급된다. 제16도에 있어서 감산기(5867)로부터의 차출력은 제13도의 데이터분리 필터(286)의 출력단(2869)으로부터 인가되는 출력신호에 해당되는 출력신호로서 데이터분리 필터(586)의 다른 출력단(5861)으로 인가된다. 제16도에 있어서, 데이터분리 필터(586)의 또다른 출력단(5862)에는 감산기(5860)로 부터의 출력이 인가된다.

제16도의 기호결정회로(587)는 데이터분리 필터(586)의 출력단 (5869,5861)에 각각 입력이 연결되는 절대치 회로(5871,5873)를 구비하고 있다. 출력단(5869)의 신호에는 그 신호의 성분으로서 5-레벨 디지탈신호가 포함된다. 이 신호에 따른 상기 절대치 회로(5871)의 정류된 디지탈 응답은 직전압 페디스틀상에서 중첩된 3진 (또는 3-레벨) 키잉신호를 나타내며, 이 정류된 디지탈 응답은 각각의 연속되는 기호가 0인지 1인지, 또는 0와 동등한 2인지를 결정하는 이중임계치 검출기(5872)로 인가된다 출력단(5861)의 신호에는 그신호의 성분으로서 3진(또는 3-레벨) 디지탈신호가 포함된다. 이 신호에 따른 절대치회로(5873)의 정류된 디지탈 응답은 직전압 페디스틀상에서 중첩된 2진 키잉신호를 나타내며, 각각의 연속되는 기호가 0인지 1인지를 결정하는 단일임계치 검출기(5874)로 인가된다.

제16도의 기호결정회로(587)는 또한 데이터분리 필터(586)의 출력단(5862)에 입력이 연결되는 절대치 회로(5875)를 구비하고 있다. 절대치 회로(5873,5875)의 각각의 출력신호는 회로(5873)의 절대치 응답이 회로(5875)의 절대치 응답을 초화할 경우에만 로직 1을 생성하는 디지탈 비교기(5876)에 의해 비교되어진다. 이 로직 1은 출력단(5869)에서의 3-라인 라인-콤 필터응답을 기초로 한 기호 결정이 출력단(5861)에서의 2-라인 라인-콤 필터응답을 기초로 한 기호 결정보다 좋다는 것을 나타낸다.

실제로 로직 1의 스트링이 비교기(5876)에 의해 생성되지 않으면 3-라인 라인-콤 필터로 스위칭하지 않는 편이 나은데 이는 복합영상 신호의 엣지에 의해 디지탈 비교기(5876)의 출력신호가 1이 된다는 것을 보다 신뢰성 높게 나타낸다. 이러한 동작 모드는 비교기(5876)의 출력신호를 업/다운 제어신호로서 PSK 기호 레이트로 카운트하는 업/다운 카운터에 인가함으로써 안정적이 될 수 있다. 이 업/다운 카운터로 부터의 카운트는 멀티플렉서(58812)에 대한 제어신호를 생성하는 다른 디지탈 비교기에 의해 임계치 검출이 이루어진다. 이 다른 디지탈 비교기는 로직 1의 스트링이 업/다운 카운터의 카운트에 비교되는 임계치보다 길게 발생하는 경우에만 멀티플렉서(58812)에 대한 제어신호로서 1을 생성한다.

제16도의 부분응답 필터(588)는 제13도의 부분응답 필터(288)내의 소자에 기능적으로 상응되는 소자(5880-5886)을 구비하며 이중 임계 검출기(5872)와 연결된다. 제16도의 부분응답 필터(588)는 또한 제15도의 부분응답 필터(488)내의 입력단(4880), XOR게이트(4881), 2-입력 멀티플렉서(4882) 및 1-H 디지탈 지연선(4883)에 기능적으로 각각 상응되는 입력단(5880), XOR게이트(5889), 2-입력 멀티플렉서(58810) 및 1-H 디지탈 지연선(58811)을 구비한다. 제16도의 단일 임계치 검출기 (5874)의 출력과 XOR게이트(5889)의 제1입력이 연결된 구성은 제15도의 단일 임계치 검출기(4874)의 출력과XOR게이트(4881)의 제1입력이 연결된 구성과 유사하다. 제16도의 부분응답 필터(588)의 출력단(5887)은 제1입력이 XOR게이트(5884)의 출력에 연결되고 제2입력이 XOR게이트(5889)에 연결되는 2-입력 멀티플렉서(58812)의 출력에 연결된다. 제16도의 XOR게이트(5884)에 의해 멀티플렉서(58812)의 제1입력으로 제공되는 신호는 제13도의 XOR게이트(2884)에 의해 출력단(2887)으로 제공되는 신호에 상응되며, 제16도의 XOR게이트(5889)에 의해 멀티플렉서(58812)의 제2입력으로 제공되는 신호는 제15도의 XOR게이트(4884)에 의해 출력단(4887)으로 제공되는 신호에 상응된다. 디지탈 비교기(5876)의 출력신호는 멀티플렉서(58812)에 대한 제어신호이다. 디지탈 비교기(5876)에 의해 생성된 로직 1에 의해 멀티플렉서(58812)가 출력단(5887)에 연결된 출력에서 XOR게이트(5884)에 의해 멀티플렉서(58812)의 제1입력으로 제공되는 신호를 복사하게 된다. 디지탈 비교기(5876)에 의해 생성된 로직 0에 의해 멀티플렉서(58812)가 출력단(5887)에 연결된 출력에서 XOR게이트(5889)에 의해 멀티플렉서(58812)의 제2입력으로 제공되는 신호를 복사하게 된다.

제16도에 있어서, 멀티플렉서(5863,5864)의 제1입력으로는 배선된 산술0 입력신호가 입력되며, 상기 멀티플렉서는 제어신호로서 로직1을 멀티플렉서에 공급하는 디코더(103)에 응답하는 각각의 출력에서 복사하도록 되어 있다. 제16도에 있어서, 멀티플렉서(5882,5885,58810)의 제1입력으로는 배선된 산술0 입력신호가 입력되며, 상기 멀티플렉서는 제어신호로서 로직1을 멀티플렉서에 공급하는 디코더(103)에 응답하는 각각의 출력에서 복사하도록 되어 있다. 디코더(103)는 데이터 행 카운트신호가 데이터 프레임의 초기 행이 도달되었음을 나타낼 경우에만 로직 1을 생성하며, 그렇지 않을 경우에는 멀티플렉서(5863,5864,5882,58810)에 대한 제어 신호로서 로직 0을 생성하여 멀티 플렉서로 하여금 각각의 출력에서 멀티플렉서의 제2입력으로 인가되는 신호를 복사하도록 한다.

제17도는 제16도의 회로의 변형된 회로로서, 동일한 형태의 기호결정회로(587)를 구비하고 있다. 제17도의 데이터분리 필터(686)와 부분응답 필터(688)는 제16도의 데이터분리 필터(586)와 부분응답 필터(588)와 다르다. 그러나 상기 필터(686,688)내의 2-입력 멀티플렉서(6863,6864,6882,6885,68810)는 1-H 지연부(6865,6866,6883,6886,69911)로부터 독출되기 보다는 기입되도록 위치한다.

멀티플렉서(6863,6864)의 제1입력으로는 배선된 산술0 입력신호가 입력되며, 상기 멀티플렉서는 제어신호로서 로직1을 멀티플렉서로 제공하는 디코더(100)에 응답하여 각각의 출력에서 복사하도록 되어 있다. 제 17도의 부분응답 필터(688)에 있어서의 멀티플렉서(6882,6885,68810)의 제1입력으로는 배선된 로직0 입력신호가 인가되며, 상기 멀티플렉서는 데이터 프레임의 최종 행이 도달되었음을 나타내는 제어신호로서 로직1을 멀티플렉서로 제공하는 디코더(100)에 응답하여 각각의 출력에서 복사하도록 되어 있다. 그렇지 않을 경우, 상기 디코더(100)는 멀티플렉서(863,863,882,885,8810)에 대한 제어신호로서 로직0을 생성하여 멀티플렉서로 하여금 각각의 출력에서 멀티플렉서의 제2입력으로 인가되는 신호를 복사하도록 한다.

제18도는 디지탈신호 수신기의 변형예를 나타낸 것으로, 초기의 프레임동안 한 로직으로 데이터가 전송되고 후기의 프레임동안 반대 로직으로 데이터가 재전송되는 한쌍의 프레임 사이의 프레임에서 프레임으로의변화에 기인하여 일어날 수 있는 에러를 줄이기 위한 것이다. 초기의 프레임과 바로 그 이전 프레임사이에 프레임 대 프레임의 변화가 같을 경우, 초기의 프레임동안 한 로직으로 데이터가 전송되고 후기의 프레임동안 반대 로직으로 데이터가 재전송되는 한쌍의 프레임 사이에 실제적으로 프레임에서 프레임으로의 변화가 검출되면, 초기의 프레임과 바로 그 이전 프레임에 응답하여 고역 통과 프레임-콤필터가 후 속의 고역 통과 라인-콤 필터링 및 기호 결정을 위해 보다 나은 토대로 제공한다.

제 18도에서 있어서, 입력단(860)으로는 디지탈 감산기(861)의 피감수입력과 디지탈 프레임저장부(862)의 입력으로 제공되는 시그마 델타 아날로그-디지탈 변환기(72)로부터의 디지탈 샘플들이 입력된다. 디지탈 프레임저장부(862)의 출력으로 부터 독출된 디지탈 샘플들은 디지탈 감산기(861)의 감수입력으로서 제공된다. 상기 감산기(861)와 프레임저장부(862)는 함께 고역 통과 프레임-콤 필터를 형성하여 감산기(861)의 출력에서 입력단(860)에서 수신된 디지탈 샘플에 고역 통과 프레임-콤 필터 응답을 공급한다. 정지 화상을 나타내는 응답 휘도 성분이 억압된 상기 감산기(861)의 출력으로 부터의 고역 통과 프레임-콤 필터 응답은 회로의 블록(863)으로 인가된다. 이 회로블럭(863)은 감산기(861)로 부터의 고역 통과 프레임-콤 필터 응답을 다시 필터링하기 위한 고역 통과 라인-콤 필터와, 이 고역 통과 라인-콤 필터 다음단에 오는 기호결정회로(87), 기호결정회로 다음단의 포스트-라인-콤-필터의 부분응답 필터(88)를 구비하여 이루어진다. 블록(863)의 회로는 제 12, 13, 14, 15, 16, 17도에 도시된 회로와 유사하다.

입력단(860)에서 수신된 디지탈 샘플에서 1-프레임 지연된 프레임 저장부(860)의 응답은 디지탈 감산기(864)의 피감수 입력과 디지탈 프레임저장부(865)의 기입 입력에 인가된다. 디지탈 프레임저장부(865)의 출력으로 부터 독출된 디지탈 샘플들은 디지탈 감산기(864)의 감수입력으로서 입력된다. 상기 감산기(864)와 프레임저장부(865)는 함께 고역 통과 프레임-콤 필터를 형성하여 감산기(864)의 출력단에서 입력단(860)으로 1프레임 먼저 수신된 디지탈 샘플로 고역 통과 프레임-콤 필터 응답을 공급한다. 정지 화상을 나타내는 응답 휘도 성분이 억압된 상기 감산기(861)의 출력으로부터의 고역 통과 프레임-콤 필터 응답은 회로의 블록(866)으로 인가된다. 이 회로블럭(865)은 감산기(864)로 부터의 고역 통과 프레임-콤 필터 응답을 다시 필터링하기 위한 고역 통과 라인-콤 필터와, 이 고역 통과 라인-콤 필터 다음단에 오는 기호결정회로, 기호결정회로 다음단의 포스트-라인-콤-필터의 부분응답 필터를 구비하여 이루어진다. 블록(863)과 블록(866)에 있어서의 고역 통과 라인-콤 필터와 포스트-라인-콤-필터는 각각 유사한 구조를 갖는다. 블록(866)의 기호결정회로는 블록(863)의 기호결정회로와는 다른 것으로서, 5-레벨 기호결정회로에서 대체된3-레벨 기호결정회로와 9-레벨 기호결정회로에서 대체된 5-레벨 기호결정회로이다.

제 18도에 도시된 바와 같이 회로의 블록(866)으로 부터 공급된 비트-직렬 디지탈 신호는 2-입력 XOR게이트(867)과 1-비트깊이의 디지탈프레임저장부(868)를 구비한 포스트-프레임-콤-필터의 부분응답필터로 인가된다. 회로의 블록(866)은 비트-직렬 출력신호를 XOR게이트(867)의 제1입력으로 공급한다. XOR게이트(867)의 출력은 2-입력 멀티플렉서(869)의 제1입력에 연결되며, 멀티플렉서(869)의제 2입력은 회로의 블록(863)의 비트-직렬 출력신호를 수신하기 위해 연결된다.

멀티플렉서(869)의 출력은 출력단(870)을 통해 레이트 버퍼(89)로 선택된 비트-직렬 출력신호를 공급하며, 이 선택된 비트-직렬 출력신호는 포스트-프레임-콤-필터의부분응답 필터내의 프레임저장부(868)의 기입 입력으로 공급되고, 1프레임후에 프레임저장부(868) 출력으로 부터 독출되어 XOR게이트(867)의 제2입력으로 공급된다. 교대의 프레임상에서 레이트 버퍼(89)가 선택된 비트-직력 출력신호로 기입됨으로써 단일 프레임에 의해 지연된 선택된 비트-직렬 출력신호로 기입됨으로써 단일 프레임에 의해 지연된 선택된 비트-직렬 출력신호가 1비트 깊이의 디지탈 프레임저장부(868)를 분리할 필요없이 XOR게이트(867)의 제2입력으로 다시 독출될 수 있다는 것은 당 분야의 통상의 지식을 가진자에 의해 이해될 수 있을 것이다.

감산기(861, 864)의 차출력 신호는 절대치 회로(871, 872)의 각각의 입력신호로서 공급된다. 절대치 회로(871,872)의 절대치 응답은 멀티플렉서(869)에 대한 제어신호를 증진시키기 위해 디지탈 비교기(873)에 의해 비교되며, 상기 제어신호는 멀티플렉서(869)의 제 1 및 제2입력으로 수신되어 출력에서 복사될 신호를 선택한다.

절대치 회로(871)로 부터의 응답이 절대치 회로(872)로 부터의 응답보다 적을 경우, 이는 감산기(864)와 프레임저장부(865)에 의한 고역통과 프레임-콤 필터링에 의해 디지탈 데이터를 수반하는 잔류 복합 비디오 신호가 감소된다기보다는 감산기(861)와 프레임저장부(862)에 의한 고역 통과 프레임-콤 필터링에 의해 디지탈 데이터를 수반하는 잔류 복합비디오 신호가 감소됨을 나타내는 것이다. 따라서 디지탈 비교기(873)는 멀티플렉서(869)로 제어신호를 공급하여 회로의 블록(863)으로 부터 제공되는 제 2입력신호를 멀티플렉서의 출력신호가 복사하도록 한다. 감산기(861)와 프레임저장부(862) 및 블록(863)에 의한 복사 동작은 제 12,13,14,15,16도의 그것과 유사하다.

절대치 회로(871)로 부터의 응답이 절대치 회로(872)로 부터의 응답을 초과하는 경우, 이는 감산기(864)와 프레임저장부(865)에 의한 고역 통과 프레임-콤 필터링에 의해 디지탈 데이터를 수반하는 잔류 복합비디오 신호가 감소되지 않을 뿐 아니라 감산기(861)와 프레임저장부(862)에 의한 고역 통과 프레임-콤 필터링에 의해 디지탈 데이터를 수반하는 잔류 복합비디오 신호가 감소되지 않음을 나타내는 것이다.

따라서 디지털 비교기(873)는 멀티플렉서(869)로 제어신호를 공급하여 XOR게이트(867)로 부터 제공되는 제1입력신호를 멀티플렉서의 출력신호가 복사하도록 한다.

본 명세서에 기술된 데이터 전송 구조는 단일의 광대역 데이터 전송 채널을 위한 것이다. 이 단일 데이터 전송 채널을 통해 다양한 형태의 시분할 다중화 구조를 이용하여 다양한 서비스가 제공될 수 있다. 예를 들면, 데이터는 제공되는 데이터 서비스의 특성 및 데이터 서비스의 창작자를 나타내기 위한 헤더 정보(header information)가 제공되는 연속적인 패킷을 갖는 패킷으로 전송될 수 있다. 텔레비젼 방송 및 케이블방송이 다양한 데이터 서비스의 창착자가 될 수 있다. 2-웨이 데이터 전송구조에 있어서, 전화 링크 또는 케이블방송의 채널과 같은 적절한 데이터 반송 채널을 선택하기 위해 창작자를 판별하는 패킷이 사용될 수 있다.

본 명세서에 기술된 데이터 전송 구조는 협대역 데이터 전송 채널 또는 각기 다른 반송파 주파수를 갖는 복수개의 협대역 데이터 전송채널에 적용된다. 이러한 전송구조는 협대역의 데이터 전송채널을 통해 전송될 수 있는 레이트로 기호레이트를 감소시키로 송신기 및 수신기의 적절한 지점에서의 주파수 선택 필터링을 이용하도록 조절될 수 있다. 디지탈신호 수신기에 있어서의 주파수선택 필터링에 의해 변조된 데이터 반송파에 방해신호로서 간섭하는 복합영상신호의 잔류신호의 진폭이 감소된다. 디지탈 신호 수신기의 아날로그-디지탈 변환기전단에서 주파수선택 필터링을 이용함으로써 입력신호의 다이나믹 범위를 감소시킬 수 있다. 상기 아날로그-디지탈 변환기는 낮은 파워 신호의 인코딩 디지탈 정보를 수반하는 아날로그 복합영상신호 성분에 의해 오버랩되지 않도록 하기 위해 제공되어야 한다.

이상 본 발명의 바람직한 실시예들을 기술하였으나, 통신 시스템, 송신기 및 수신기 디자인 분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 특허청구의 범위내에서 여러 가지 다양한 변형으로 실시가능함이 이해될 수 있을 것이다.

Claims

동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서, 상기 텔레비젼신호가 소정의 영상 라인 레이트 또는 주사선 주파수로 차례로 주사되는 연속적인 이미지 프레임의 주사를 나타내는 영상신호와 상기 주사를 위한 라인 및 프레임 동기펄스에 따라 진폭이 변조되는 영상 반송파를 포함하고, 상기 이미지 프레임이 소정의 영상 프레임 레이트로 발생되고, 상기 데이터신호가 상기 영상 반송파의 주파수와는 소정의 주파수 오프셋만큼 다른 주파수를 갖는 적어도 제 1위상조정된 억압된 데이터 반송파를 변조하고, 상기 영상신호의 다른 면상에는 이미지를 갖지 않음으로써 상기 억압된 데이터 반송파의 진폭 변조 측파대를 생성하며; 상기 디지탈 신호는 상기 소정의 영상 라인 레이트의 배수의 기호 레이트를 가지며, 영상 프레임 레이트와 동일한 데이터 프레임 레이트로 발생하는 데이터 프레임을 가지며, 상기 텔레비젼 신호의 라인 및 프레임 동기펄스와 비교할 때 항상 진폭이 작으며, 상기 수신기는 상기 억압된 데이터 반송파에 의해 점유되는 상기 동일 송신채널의 일부와 상기 텔레비젼신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부분이내의 진폭 변동에 디지탈화된 응답을 생성하되, 상기 디지탈화된 응답의 생성이 상기 텔레비젼신호의 영상 검출에 의해 수행되지 않음으로써 상기 디지탈화된 응답이 디지탈화된 데이터신호와 상기 데이터 반송파의 디지탈화된 응답이 디지탈화된 데이터신호와 상기 데이터 반송파의 디지탈화된 원치않는 교차산물 및 상기 텔레비젼 신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부를 포함하도록 하는 회로와; 상기 영상 반송파를 변조하는라인 및 프레임 동기펄스를 검출하는 회로; 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부이내의 진폭 변동으로의 상기 디지탈화된 응답을 수신하고 상기 디지탈화된 데이터신호에는 민감하고 상기 디지탈화된 원치않는 교차산물에는 민감하지 않은 콤필터 응답을 생성하는 콤 필터회로; 상기 콤 필터 응답을 수신하고 이에 응답하여 기호 스트림을 공급하는 기호결정회로를 포함하며, 상기 콤 필터회로는 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부이내의 진폭 변동으로의 상기 디지탈화된 응답을 일시적으로 저장하며 기입 및 독출 어드레스가 공급되는 디지탈 RAM과; 검출된 라인 동기펄스를 카운트하여 상기 RAM에 대한 기입 및 독출 어드레스에 이용되는 데이터 행 카운트를 생성하는 데이터 행 카운터; 상기 검출된 라인 동기펄스 주파수의 배수의 주파수의 발진을 발생시키는 로크된 발진기; 상기 로크된 발진기의 발진의 선택된 평균축 크로싱을 카운트하여 상기 RAM에 대한 기입 및 독출 어드레스에 이용되는 기호/행 카운트를 생성하는 기호/행 카운터; 및 검출된 필드 동기펄스의 표대하는 펄스에 응답하여 소정의 카운트로 상기 데이터 행 카운터를 주기적으로 리셋하는 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서, 상기 텔레비젼신호가 소정의 영상 라인 레이트 또는 주사선 주파수로 차례로 주사되는 연속적인 이미지 프레임의 주사를 나타내는 영상신호와 상기 주사를 위한 라인 및 프레임 동기펄스에 따라 진폭이 변조되는 영상 반송파를 포함하고, 상기 이미지 프레임이 소정의 영상 프레임 레이트로 발생되고; 상기 데이터신호가 상기 영상 반송파의 주파수와는 소정의 주파수 오프셋만큼다른 주파수를 갖는 적어도 제1위상조정된 억압된 데이터 반송파를 변조하고, 상기 영상 신호의 다른 면상에는 이미지를 갖지 않으며; 상기 디지탈 신호는 상기 소정의 영상 라인 레이트의 배수의 기호 레이트를 가지며, 영상 프레임 레이트와 동일한 데이터 프레임 레이트로 발생하는 데이터 프레임을 가지며, 상기 수신기는 텔레비젼 송신채널을 선택하고, 동시에 송신된 데이터신호와 텔레비젼신호를 중간주파수 데이터신호와 중간주파수 텔레비젼신호로 변환하는 튜너와; 상기 중간주파수 데이터신호와 중간주파수 텔레비젼신호에 증폭된 응답을 제공하느 중간주파수 증폭회로; 상기 중간주파수 텔레비젼신호의 중간주파수 영상 반송파성분에 동기되는 발진 주파수를 갖는 국부발진기; 기준대역 영상신호를 제공하기 위한 상기 중간주파수 텔레비젼 신호에 응답하는 영상검출기; 상기 기준대역 영상신호로 부터 수평 주사 동기펄스를 분리하기 위한 수평 동기신호 분리기; 상기 기준대역 영상신호로 부터 수직 주사 동기펄스를 분리하기 위한 수직 동기신호 분리기; 상기 수평 동기신호 분리기에 의해 분리된 상기 수평 주사 동기펄스 주파수의 배수의 주파수의 제1발진을 생성하는 제1로크된 발진기; 상기 제1발진의 선택된 평균축 크로싱을 카운트하며, 상기 수평동기신호 분리기에 의해 분리된 수평 주사 동기펄스에 응답하여 초기 기호/행 카운트로 리셋되는 기호/행 카운터; 상기 기호/행 카운트가 최종 수평주사선과 관련된 값에 도달되면 이를 결정하여 최종라인 표시를 생성하는 최종라인 디코더; 상기 최종라인 표시를 카운트하여 데이터 행 카운트를 생성하는 데이터 행 카운터; 상기 기호/행 카운트가 최종 수평주사선과 관련된 값에 도달함과 동시에 상기 수직 주사 동기펄스중의 하나가 상기 수직 동기신호 분리기에 의해 분리될 때 이를 결정하여 상기 데이터 행 카운터를 소정의 데이터 행 카운트로 리셋하는데 사용되는 최종프레임 표시를 생성하는 회로; 상기 최종프레임 표시를 카운트하여 데이터 프레임이 기수인지우수인지를 나타내는 비트를 갖는 데이터 프레임 카운트를 생성하는 데이터 프레임 카운터; 상기 수평 동기신호 분리기에 의해 분리된 상기 수평 주사 동기펄스 주파수의 홀수배수 1/2의 주파수의 제2발진을 생성하는 제1로크된 발진기; 상기 제1발진과 제2발진을 승산 혼합하여 구성성분의 하나로서 재생성된 데이터 반송파플 포함하는 혼합기 출력신호를 생성하는 혼합기; 상기 혼합기 출력신호의 다른 성분으로 부터 상기 제1위상조정된 재생성된 데이터 반송파를 선택하는 데이터 반송파 분리필터; 상기 테이타 반송파 분리필터에 의해 분리된 상기 제1위상조정된 재생성 데이터 반송파에 따라 상기 중간주파수 데이터신호로의 상기 증폭된 응답을 검출하여 제1동기검출기 응답을 생성하는 제1동기검출기; 상기 제1동기검출기 응답에 따라 디지탈화된 제1동기검출기 응답을 생성하는 제1아날로그-디지탈 변환회로; 및 상기 디지탈화된 제1동기검출기 응답에 따라 제1분리된 데이터응답을 생성하며, 상기 디지탈화된 제1동기검출기 응답을 위하여 그 응답이 상기 제1분리된 데이터응답을 제공하는데 사용되는 고역통과 디지탈 프레임-콤 필터를 포함하는제 1데이터 분리필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제2항에 있어서, 상기 최종라인 디코더가 상기 기호/행 카운트가 최종 수평주사선과 관련된 값에 도달됨과 동시에 상기 수직 주사 동기펄스중의 하나가 상기 수직 동기신호 분리기에 의해 분리될 때 이를 결정하는 회로와, 상기 최종라인 표시와 상기 수직 동기신호 분리기에 의해 분리된 수직 주사 동기펄스에 응답하며 상기 최종 프레임 표시를 생성하는 앤드게이트에 포함되는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제2항에 있어서, 상기 최종라인 디코더가 상기 기호/행 카운트가 최종 수평주사선과 관련된 값 또는수평 주사선의 중간점과 관련된 값에 도달될 때 이를 결정하여 상기 수평주사 동기펄스 주파수의 2배의 주파수의 신호를 생성하는 회로와, 상기 기호/행 카운트가 수평 주사선의 중간점과 관련된 값에 도달될 때 이를 결정하여 중간점 표시를 생성하는 중간점 디코더, 및 상기 최종라인 표시 및 중간점 표시를 받아서 상기 수평 주사 동기펄스 주파수의 2배의 주파수의 신호를 생성하는 오아 게이트에 포함되는 것을 특징으로 하는동일한 송신채널을 통해 텔렐비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제2항에 있어서, 상기 제1분리된 데이터응답에 응답하여 제1비트스트립을 생성하기 위한 제1기호결정회로와, 상기 제1비트스트립에 응답하여 제2비트스트립을 복구하는 제1부분응답 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제5항에 있어서, 상기 데이터신호는 인터리브되고 포워드 에러정정코딩되며, 상기 수신기는 상기 데이터 프레임 카운트 및 상기 제1부분응답 필터에 의해 복구된 제2비트스트림에 응답하여 디인터리브되고 포워드 에러정정 코딩된 제3비트스트림을 제공하는 디인터리버와, 상기 제3비트스트림에 응답하여 상기 데이터신호를 나타내는 에러정정된 제4비트스트림을 제공하느 포워드 에러정정 디코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제5항에 있어서, 상기 제 1분리된 데이터 응답을 제공하는 상기 제1 데이터 분리필터내의 상기 제1고역 통과 디지탈 프레임-콤 필터 후단에 제 1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 직렬로 연결되며, 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 상기 제1고역통과 프레임-콤 필터 응답이 입력되는 입력연결부와; 상기 제1분리된 데이터 응답을 공급하는 출력연결부; 상기제1고역통과 디지탈 라인 필터의 입력연결부에 입력된 상기 제1고역통과 디지탈 프레임-콤 필터 응답을 상기 복합 영상신호의 수평 주사선 기간과 동일한 시간 간격만큼 지연시키는제1 1-H 지연선; 상기 제1 1-H지연선으로 부터의 지연된 응답이 입력되는 상기 제1입력연결부와, 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 입력연결부로 실제적인 지연없이 연결되는 제2입력연결부 및 제1디지탈 감산기의 제1 및 제2입력연결부의 신호로의 차동응답을 제공하는 출력연결부를 갖는 제1디지탈 감산기; 제2디지탈 감산기의 차동응답을 1-H 기간과 동일한 시간 간격만큼 지연하는 제2 1-H지연선; 및 상기 제2 1-H지연선으로 부터의 지연된 응답이 입력되는 상기 제1입력연결부와, 제2디지탈 감산기의 출력연결부로 실제적인 지연없이 연결되는 제2입력연결부 및 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 출력연결부로 상기 제2디지탈 감산기의 제1 및 제2입력연결부의 신호로의 차동응답을 제공하는 출력연결부를 갖는 제2디지탈 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제7항에 있어서, 상기 기호결정회로가 상기 제1분리된 데이터를 정류하는 절대치 회로와; 상기 정류된 제1분리된 데이터에서 응답하여 상기 제1비트스트림을 생성하는 이중임게치 검출기를 포함하며, 상기 제1부분응답 필터가 입력단과 출력단; 상기 부분응답 필터의 입력단에 연결되는 각각의 제1입력부와, 각각의 제2입력부 및 제1익스클루시브 오아게이트 응답이 공급되는 각각의 출력부를 갖는 제1의 2-입력 익스클루시브 오아게이트; 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 출력부에 연결되는 입력부와 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 연결되는 출력부를 구비하며, 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 인가되는 상기 제1익스클루시브 오아게이트 응답을 상기 소정의 수평주사선 레이트를 갖는 수평주사선의 1-H기간과 동일한 시간간격만큼 지연시키는 제3 1-H지연선; 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 출력단에 연결되는 각각의 제1입력부와, 각각의 제2입력부 및 상기 제1부분응답 필터의 출력단에 출력부가 연결되는 제2익스클루시브 오아게이트의 응답이 공급되는 각각의 출력부를 갖는 제2의 2-입력 익스클루시브 오아게이트; 및 상기 제2익스클루시브 오아게이트의 출력부에 연결되는 입력부와 상기 제2익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 연결되는 출력부를 구비하며, 상기 제2익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 인가되는 상기 제 제2익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 인가되는 상기 제 2익스클루시브 오아게이트 응답을 상기 소정의 수평 주사선 레이트를 갖는 수평주사선의 1-H기간과 동일한 시간간격만큼 지연시키는 제4 1-H기간과 동일한 시간간격만큼 지연시키는 제4 1-H지연선을 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채럴을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기.
제5항에 있어서 상기 제1분리된 데이터 응답을 제공하는 상기 제1데이터 분리필터내의 상기 제1고역 통과 디지탈 프레임-콤 필터 후 단에 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 직렬로 연결되며 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 상기 제1고역통과 프레임-콤 필터 응답이 입력되는 입력연결부와; 상기 제1분리된 데이터 응답을 공급하는 출력연결부; 상기 제1고역통과 디지탈 라인 필터의 입력연결부에 입력된 상기 제1고역통과 디지탈 프레임-콤 필터 응답을 상기 복합 영상신호의 수평 주사선 기간과 동일한 시간 간격만큼 지연시키는 제1 1-H지연선; 상기 제1 1-H지연선으로 부터의 지연된 응답이 입력되는 상기 제1입력연결부와 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 입력연결부로 실제적인 지연없이 연결되는 제2입력연결부 및 제1디지탈 감산기의 제1 및 제2입력연결부의 신호로의 차동응답을 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 출력부로 제공하기 위한 출력연결부를 갖는 제1디지탈 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제9항에 있어서 상기 기호결정회로가 상기 제1분리된 데이터를 정류하는 절대치 회로와; 상기 정류된 제1분리된 데이터에 응답하여 상기 제1비트스트림을 생성하는 단일임계치 검출기를 포함하며, 상기 제1부분응답 필터가 입력단과 출력단; 상기 부분응답 필터의 입력단에 연결되는 각각의 제1입력부와 각각의 제2입력부 및 상기 제1부분응답 필터의 출력단에 출력부가 연결되는 제1익스클루시브 오아게이트의 응답이 공급되는 각각의 출력부를 갖는2-입력 익스클루시브 오아게이트; 및 상기 익스클루시브 오아게이트의 출력부에 연결되는 입력부와 상기 익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 연결되는 출력부를 구비하며, 상기 익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 인가되는 상기 익스클루시브 오아게이트 응답을 상기 소정의 수평 주사선 레이트를 갖는 수평주사선의 1-H기간과 동일한 시간간격만큼 지연시키는 제2 1-H지연선을 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신 하기 위한 수신기.
제2항에 있어서 상기 데이터신호는 제2위상의 데이터 반송파를 상기 제2위상의 데이터 반송파와 직각위상 관계를 갖도록 변조하며 상기 데이터 반송파 분리필터는 상기 제2위상의 재생성된 데이터 반송파를 제공하도록 연결되며, 상기 수신기가 상기 데이터 반송파 분리필터에 의해 제공되는 상기 제2위상의 재생성된 데이터 반송파에 따른 상기 중간주파수 데이터신호로의 상기 증폭된 응답을 동시에 검출함으로써 제2동기검출기 응답을 생성하는 제2동기검출기와; 상기 제2동기검출기 응답에 따라 디지탈화된 제2동기검출기 응답을 생성하는 제2아날로그-디지탈변환회로; 및 상기 제1데이터분리 필터와 유사한 구성을 가지며 상기 디지탈 변환된 제2동기검출기 응답에 따라 제2의 분리된 데이터응답을 생성하며 그 응답이 상기 제2의 분리된 데이터 응답을 제공하기 위해 사용되는 상기 디지탈변환된 제2동기검출기 응답을 위한 제2고역통과 디지탈 프레임-콤 필터를 포함하는 제2데이터분리 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제11항에 잇어서 상기 제1 및 제2데이터분리 필터는 유사한 구조를 가지며 상기 수신기가 상기 제1의 분리된 데이터 응답에 따라 제1비트스트림을 생성하는 제1기호결정회로; 상기 제1비트스트림에 따라 제2비트스트림을 복구하는 제1부분응답 필터; 상기 제1기호결정회로와 구조가 유사하며 상기 제2의 분리된데이타 응답에 따라 제2비트스트림을 생성하는 제2기호결정회로; 상기 제1부분응답 필터와 구조가 유사하며 상기 제3비트스트림에 따라 제4비트스트림을 복구하는 제2부분응답 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제12항에 있어서 상기 데이터신호는 인터리브되고 포워드 에러정정 코딩되며 상기 수신기가 상기 제1부분응답 필터에 의해 복구된 상기 제2비트스트림에 응답하여 디인터리브된 제5비트스트림을 공급하는 제1디인터리버; 상기 제2부분응답 필터에 의해 복구된 상기 제4비트스트림과 상기 데이터 프레임에 응답하여 디인터리브된 제6비트스트림을 공급하는 제2디인터리버;상기 제5 및 제6비트스트림을 교대로 선택함으로써 포워드 에러정정 코딩된 제6비트스트림을 생성하는 비트인터리버; 및 제7 비트스트림에 응답하여 상기 데이터신호를 나타내는 에러정정된 제8비트스트림을 제공하는 포워드 에러정정 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제12항에 있어서 상기 제1분리된 데이터 응답을 제공하는 상기제1데이터 분리필터내의 상기 제1고역 통과 디지탈 프레임-콤 필터 후단에 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 직렬로 연결되며 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 상기 제1고역통과 프레임-콤 필터응답이 입력되는 입력연결부와; 상기 제1분리된 데이터 응답을 공급하는 출력연결부; 상기 제1고역통과 디지탈 라인 필터의 입력연결부에 입력된 상기 제1고역통과 디지탈 프레임-콤 필터 응답을 상기 복합 영상신호의 수평 주사선 기간과 동일한 시간 간격 만큼 지연시키는 제1 1-H 지연선; 상기 제1 1-H지연선으로 부터의 지연된 응답이 입력되는 상기 제1입력연결부와 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 입력연결부로 실제적인 지연없이 연결되는 제2입력연결부 및 제1디지탈 감산기의 제1 및 제2입력연결부의 신호로의 차동응답을 제공하는 출력연결부를 갖는 제1디지탈 감산기; 제2디지탈 감산기의 차동응답을 1-H기간과 동일한 시간 간격 만큼 지연하는 제2 1-H지연선; 및 상기 제2 1-H지연선으로 부터의 지연된 응답이 입력되는 상기 제1입력연결부와 제2디지탈 감산기 출력연결부로 실제적인 지연없이 연결되는 제2입력연결부 및 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 출력부로 상기 제2디지탈 감산기의 제1 및 제2입력연결부의 신호로의 차동응답을 제공하는 출력연결부를 갖는 제2디지탈 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제14항에 있어서 상기 제1기호결정회로가 상기 제1분리된 데이터를 정류하는 절대치 회로와; 상기 정류된 제1분리된 데이터에 응답하여 상기 제1비트스트림을 생성하는 이중임계치 검출기를 포함하며 상기 제1부분응답 필터가 입력단과 출력단; 상기 부분응답 필터의 입력단에 연결되는 각각의 제1입력부와 각각의 제2입력부 및 제1익스클루시브 오아게이트 응답이 공급되는 각각의 출력부를 갖는 제1의 2-입력 익스클루시브 오아게이트; 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 출력부에 연결되는 입력부와 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 연결되는 출력부를 구비하며 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 인가되는 상기 제1익스클루시브 오아게이트 응답을 상기 소정의 수평 주사선 레이트를 갖는 수평주사선의 1-H 기간과 동일한 시간간격만큼 지연시키는 제3 1-H지연선; 상기 제1익스클루시브 오아게이트의 출력단에 연결되는 각각의 제1입력부와 각각의 제2입력부 및 상기 제1부분응답 필터의 출력단에 출력부가 연결되는 제2익스클루시브 오아게이트의 응답이 공급되는 각각의 출력부를 갖는 제2의 2-입력 익스클루시브 오아게이트; 및 상기 제2익스클루시브 오아게이트의 출력부에 연결되는 입력부와 상기 제2익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 연결되는 출력부를 구비하며 상기 제2익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 인가되는 상기 제2익스클루시브 오아게이트 응답을 상기 소정의 수평 주사선 레이트를 갖는 수평주사선의 1-H 기간과 동일한 시간간격만큼 지연시키는 제4 1-H지연선을 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제12항에 있어서 상기 제1분리된 데이터 응답을 제공하는 상기 제1데이터 분리필터내의 상기 제1고역 통과 디지탈 프레임-콤 필터 후단에 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 직렬로 연결되며 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터가 상기 제1고역통과 프레임-콤 필터 응답이 입력되는 입력연결부와; 상기 제1분리된 데이터 응답을 공급하는 출력연결부; 상기 제1고역통과 디지탈 라인 필터의 입력연결부에 입력된 상기 제1고역통과 디지탈 프레임-콤 필터 응답을 상기 복합 영상신호의 수평 주사선 기간과 동일한 시간 간격만큼 지연시키는 제1 1-H지연선; 상기 제1 1-H지연선으로 부터의 지연된 응답이 입력되는 상기 제1입력연결부와 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 입력연결부로 실제적인 지연없이 연결되는 제2입력연결부 및 상기 제1고역통과 디지탈 라인-콤 필터의 출력부로 상기 제1디지탈 감산기의 제1 및 제2입력연결부의 신호로의 차동응답을 제공하는 출력연결부를 갖는 제2디지탈 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제16항에 있어서 상기 제1기호결정회로가 상기 제1분리된 데이터를 정류하는 절대치 회와; 상기 정류된 제1분리된 데이터에 응답하여 상기 제1비트스트림을 생성하는 단일임계치 검출기를 포함하며 상기 제1부분응답 필터가 입력단과 출력단; 상기 부분응답 필터의 입력단에 연결되는 각각의 제1입력부와 각각의 제2입력부 및 익스클루시브 오아게이트 응답이 공급되며 상기 제1부분응답 필터의 출력부와 연결된는 각각의 출력부를 갖는2-입력 익스클루시브 오아게이트; 상기 익스클루시브 오아게이트의 출력부에 연결되는 입력부와 상기 익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 연결되는 출력부를 구비하며 상기 익스클루시브 오아게이트의 제2입력부에 인가되는 상기 익스클루시브 오아게이드 응답을 상기 소정의 수평 주사선 레이트를 갖는 수평주사선의 1-H 기간과 동일한 시간간만큼 지연시키는 제2 1-H지연선을 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서 상기 텔레비젼신호가 소정의 영상 라인 레이트 또는 주사선 주파수로 차례로 주사되는 연속적인 이미지 프레임의 주사를 나타내는 영상신호와 상기 주사를 위한 라인 및 프레임 동기펄스에 따라 진폭이 변조되는 영상 반송파를 포함하고 상기 이미지 프레임이 소정의 영상 프레임 레이트로발생되고; 상기 데이터신호가 상기 영상 반송파의 주파수와는 소정의 주파수 오프렛만큼 다른 주파수를 갖는 적어도 제1위상조정된 억압된 데이터 반송파를 변조하고 상기영상 신호의 다른 면상에는 이미지를 갖지 않음으로써 상기된 데이터 반송파의 진폭변조 측파대를 생성하며; 상기 디지탈 신호는 상기 소정의 영상 라인 레이트의 배수의 기호 레이트를 가지며 영상 프레임 레에트와 동일한 데이터 프레임 레이트로 발생하는 데이터 프레임을 가지며 상기 텔레비젼 신호의 라인 및 필드 동기펄스와 비교할 때 항상 진폭이 작으며 상기 수신기는 상기 억압된 데이터 반송파에 의해 점유되는 상기 동일 송신채널의 일부와 상기 텔레비젼신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부분이내의 진폭 변동에 디지탈화된 응답을 생성하되 상기 디지탈화된 응답의 생성이 상기 텔레비젼신호의 영상 겁출에 의해 수행되지 않음으로써 상기 디지탈화된 응답이 디지탈화된 데이터신호와 상기 데이터 반송파의 디지탈화된 원치않는 교차산물 및 상기 텔레비젼신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부를 포함하도록 하는 진폭검출회로와; 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부이내의 진폭 변동으로의 상기 디지탈화된 응답을 수신하고 상기 디지탈화된 데이터신호에는 민감하고 상기 디지탈화된 원치않는 교차산물에는 민감하지 않은 콤필터 응답을 생성하며 적어도 때때로 콤필터회로에 의해 인가되는 상기 동일 텔레비젼 전송채널의 일부분이 내에서의 진폭 변동으로의 상기 디지탈화된 응답의 디지탈화된 데이터신호 성분보다 많을 레벨을 갖는 다중레벨형태의 디지탈화된 데이터 샘플을 포함하는 콤 필터회로; 다중레벨 형태의 상기 디지탈화된 데이터 샘플에 응답하며 상기 콤필터 응답을 수신하여 그에 대한 응답으로 기호스트림을 제공하는 형태로 된 기호결정회로; 및 상기 기호스트림에 응답하여 상기 데이터신호를 재생성하며 상기 콤필터회로에 의해 이루어지는 상기 디지탈화된 데이터신호의 필터링에 대한 필터링 보수를 제공하는 부분응답 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제18항에 있어서 상기 진폭검출회로는 상기 억압된 데이터 반송파에 대하여 상기 텔레비젼신호의 영상검출이 사전에 수행되는 일없이 상기 텔레비젼신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부분 및 상기 억압된 데이탑 반송파에 의해 점유되는 상기동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이 내에서의 진폭 변동을 검출하고 진폭변조 검출기응답을 생성하는 동기검출기회로와; 상기진폭변조 검출기응답에 따라 디지탈화된 진폭변조 검출기 응답을 생성하는 아날로그-디지탈 변환회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제18항에 있어서 상기 콤필터회로가 라인콤 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제20항에 있어서 상기 라인콤 필터아 고역통과 라인콤 필터인 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제21항에 있어서 상기 라인콤 필터가 지연되지 않은 입력신호와 상기 텔레비젼신호의 1수평주사선 기간만큼 지연된 입력신호 및 상기 텔레비젼신호의 2수평주사선 기간만큼 지연된 입력신호를 1:(-2);1의 비율로 합성하는 것임을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제18항에 있어서 상기 콤필터회로가 라인콤 필터와 프레임콤필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제23항에 있어서 상기 라인콤필터가 고역통과 라인콤필터인 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기.
제23항에 있어서 상기 프레임콤필터가 고역통과 프레임콤 필터인 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한수신기.
제25항에 있어서 상기 고역통과 프레임콤 필터가 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이내에서의 진폭변동으로의 디지탈화된 응답을 받아서 1프레임 지연된 응답을 제공하는 프레임저장부와; 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이내에서의 진폭변동으로의디지탈화된 응답과 상기 1프레임 지연된 응답을 합성하여 상기 콤필터 응답이 의존하는 디지탈 차신호를 생성하는 감산기를 포함하는 형태의 것임을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제18항에 있어서 상기 콤필터회로가 프레임콤필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제25항에 있어서 상기 프레임콤필터가 고역통과 프레임콤필터인 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제28항에 있어서 상기 고역통과 프레임콤 필터가 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이내에서의 진폭변동으로의 디지탈화된 응답을 받아서 1프레임 지연된 응답을 제공하는 프레임저장부와; 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이 내에서의 진폭변동으로의 디지탈화된 응답과 상기 1프레임 지연된 응답을 합성하여 상기 콤필터 응답이 의존하는 디지탈 치신호를 생성하는 감산기를 포함하는 형태의 것임을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제18항에 있어서 상기 억압된 데이터 반송파의 주파수를 상기 영상 반송파의 주파수와 다르게 하는 소정의 주파수 오프셋은 상기소정의 영상라인 주파수의 1/2의 배수임을 특징으로 하는 동일한송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기.
제30항에 있어서 교대되는 각각의 데이터프레임에 전송되는 기호들이 다음 데이터프레임동안 반대 위상으로 전송되는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기.
동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서 상기 텔레비젼신호가 소정의 영상 라인 레이트 또는 주사선 주파수로 차례로 주사되는 연속적인 이미지 프레임의 주사를 나타내는 영상신호와 상기 주사를 위한 라인 및 프레임 동기펄스에 따라 진폭이 변조되는 영상 반송파를 포함하고 상기 이미지 프레임이 소정의 영상 프레임 레이트로 발생되고; 상기 데이터신호가 상기 영상 반송파의 주파수와는 소정의 주파수 오프셋만큼 다른 주파수를 갖는 적어도 제1위상조정된 억압된 데이터 반송파를 변조하고 상기 영상 신호의 다른 면상에는 이미지를 갖지 않음으로써 상기 억압된 데이터 반송파의 진폭변조 측파대를 생성하며; 상기 디지탈 신호는 상기 소정의 영상 라인 레이트의 배수의 기호 레이트를 가지며 영상 프레임 레이트와 동일한 데이터 프레임 레이트로 발생하는 데이터 프레임을 가지며 상기수신기는

상기 억압된 데이터 반송파에 의해 점유되는 상기 동일 송신채널의 일부와 상기 텔레비젼신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부분이내의 진폭 변동에 디지탈화된 응답을 생성하되 상기 디지탈화된 응답의 생성이 상기 텔레비젼신호의 영상 검출에 의해 수행되지 않음으로써 상기 디지탈화된 응답이 디지탈화된 데이터신호와 상기 데이터 반송파의 디지탈화된 원치않는 교차산물 및 상기 텔레비젼 신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부를 포함하도록 하는 진폭검출회로와; 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부이내의 진폭 변동으로의 상기 디지탈화된 응답을 수신하고 상기 디지탈화된 데이터신호에는 민감하고 상기 디지탈화된 원치않는 교차산물에는 민감하지 않은 콤필터 응답을 생성하며 고역통과 라인콤 필터를 통과하는 단일 경로를 가지며 상기 콤필터 응답의 인한 다른 콤 필터링이 콤필터회로에 의해 수신되는 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이내에서의 진폭변동으로의 상기 디지탈화된 응답의 디지탈화된 데이터 신호 성분보다 많은 레벨의 다중레벨 형태를 가지도록 하는 콤필터회로; 및 상기 콤필터회로에 의해 수신되는 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이내에서의 진폭변동으로의 상기 디지탈화된 응답의 디지탈화된 성분보다 많은 레벨의 다중레벨 형태를 갖는 상기 디지탈화된 데이터샘플에 응답하고 상기 콤필터응답을 입력받아 이에 대한 응답으로 상기 데이터신호를 재생성하는 디코더회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제32항에 있어서 상기 억압된 데이터 반송파의 주파수를 상기 영상 반송파의 주파수와 다르게 하는 소정의 주파수 오프셋은 상기 소정의 영상라인 주파수의 1/2의 배수임을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제33항에 있어서 교대되는 각각의 데이터프레임에 전송되는 기호들이 다음 데이터프레임동안 반대위상으로 전송되는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기.
동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기에 있어서 상기 텔레비젼신호가 소정의 영상라인 레이트 또는 주사선 주파수로 차례로 주사되는 연속적인 이미지 프레임의 주사를 나타내는 영상신호와 상기 주사를 위한 라인 및 프레임 동기펄스에 따라 진폭이 변조되는 영상 반송파를 포함하고 상기 이미지 프레임이 소정의 영상 프레임 레이트로 발생되고; 상기 데이터신호가 상기 영상 반송파의 주파수와는 소정의 주파수 오프셋만큼 다른 주파수를 갖는 적어도 제1위상조정된 억압된 데이터 반송파를 변조하고 상기 영상 신호의 다른 면상에는 이미지를 갖지 않음으로써 상기 억압된 데이터 반송파의 진폭 변조 측파대를 생성하며; 상기 디지탈 신호는 상기 소정의 영상 라인 레이트의 배수의 기호 레이트를 가지며 영상 프레임 레이트와 동일한 데이터 프레임 레이트로 발생하는 데이터 프레임을 가지며 상기 수신기는 상기 억압된 데이터 반송파에 의해 점유되는 상기 동일 송신채널의 일부와 상기 텔레비젼신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부분이내의 진폭 변동에 디지탈화된 응답을 생성하되 상기 디지탈화된 응답의 생성이 상기 텔레비젼신호의 영상 검출에 의해 수행되지 않음으로써 상기 디지탈화된 응답이 디지탈화된 데이터신호와 상기데이터 반송파의 디지탈화된 원치않는 교차산물 및 상기 텔레비젼신호의 주파수 스펙트럼의 적어도 일부를 포함하도록 하는 진폭검출회로와; 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부이내의 진폭 변동으로의 상기 디지탈화된 응답을 수신하고 상기 디지탈화된 데이터신호에는 민감하고 상기 디지탈화된 원치않는 교차산물에는 민감하지 않은 콤필터 응답을 생성하며 고역통과 라인콤 필터를 통과하는 단일 경로를 가지며 상기 콤필터 응답의 인한 다른 콤 필터링이 콤필터회로에 의해 수신되는 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이내에서의 진폭변동으로의 상기 디지탈화된 응답의 디지탈화된 데이터 신호 성분보다 많은 레벨의 다중레벨 형태를 가지도록 하는 콤필터 회로; 및 상기 콤필터회로에 의해 수신되는 상기 동일 텔레비젼 송신채널의 일부분이 내에서의 진폭변동으로의 상기 디지탈화된 응답의 디지탈화된 데이터신호 성분보다 많은 레벨의 다중레벨 형태를 갖는 상기 디지탈화된 데이터샘플에 응답하고 상기 콤필터응답을 입력받아 이에 대한 응답으로 상기 데이터신호를 재생성하는 디코더회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제35항에 있어서 상기 억압된 데이터 반송파의 주파수를 상기 영상 반송파의 주파수와 다르게 하는 소정의 주파수 오프셋은 상기 소정의 영상라인 주파수의 1/2의 배수임을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈신호를 수신하기 위한 수신기.
제36항에 있어서 교대되는 각각의 데이터프레임에 전송되는 기호들이 다음 데이터프레임동안 반대 위상으로 전송되는 것을 특징으로 하는 동일한 송신채널을 통해 텔레비젼신호와 동시에 송신되는 디지탈 신호를 수신하기 위한 수신기.