KR100208783B1 - 영상신호강도의 래스터 주사된 샘플들을 서브-나이키스트 샘플링하는데 사용하기 위한 디지탈변조기를 가지는 비디오 신호 처리장치 - Google Patents

Abstract

소정의 최대 주파수에 까지 신장하는 대역폭을 갖는 기저대역 신호인 비디오 신호를 테이프에 기록하기 위한 유용한 장치로서, 이것은 상기 비디오 신호를 처리하여 중첩-스펙트럼의 비디오 신호를 발생한다. 이 비디오 신호는 디지털화되어 상기 최대주파수의 절반의 크로스오버 주파수를 갖는 디지털 대역분리 필터에 인가되고, 그 디지털화된 비디오 신호를 저주파수 대역성분의 샘플들과 고주파수 대역 성분의 샘플들로 분할한다.

상기 최대주파수의 중첩반송파를 변조하기 위한 평형 변조기가 접속되어, 평형 변조신호를 발생하기 위해 상기 고주파수 대역 성분에 의거한 변조가 행해지고, 또한 이 평형 변조신호는 상기 저주파수대역 성분과 선형 결합되어 전술한 중첩-스펙트럼 비디오 신호를 생성한다. 가급적, 상기 디지털화된 비디오 신호의 샘플링율은 정확하게 상기 최대주파수의 나이키스트율로 하고, 적절한 위상의 중첩반송파의 변조신호를 변조신호의 연속적인 샘플들을 +1로 -1로 번갈아 승산한 것으로 변환한다. 이러한 승산과정은 디지털 승산기를 사용할 필요없이 수행된다.

Description

영상신호강도의 래스터 주사된 샘플들을 서브-나이키스트 샘플링하는데 사용하기 위한 디지털 변조기

제1도는 휘도신호( 및 기록시에 3.58의 색신호측파대)의 샘플링을 수평동기신호에 위상동기시키기 위한 것으로서 재생시에 서브픽셀위상제어(SPPC)를 제공하는 회로를 포함하는 비디오테이프 레코더장치의 개략도.

제2도는 기록중에 서브픽셀위상기준신호가 삽입되는 주사선들을 확인하여 재생중에 서브픽셀위상제어를 하기 위한 것으로서 영상신호의 필드수와 프레임수를 모듈로2(Modulo-two)로 계수하는 계수기를 포함하는 비디오테이프 레코더장치의 개략도.

제3도는 디지털복합영상신호를 휘도, 색 및 동작신호성분들로 분리하는데 사용되는 비디오테이프 레코더 기록장치의 개략도.

제4도는 고주파대역(예컨대, 2.5이상)의 성분들이 디엠퍼시스된 중첩휘도신호를 발생시키는데 사용되는 것으로서 평형 변조기를 포함하는 본 발명의 비디오 테이프 레코더 기록장치의 개략도.

제5도는 중첩된 휘도신호를 중첩해제하고, 칼라언더(color-under) 반송파로부터 동작 및 색신호들을 분리하고, 그 색신호측파대를 억제된 3.58의 칼라 부반송파(subcarrier)로 재변조하는데 사용되는 비디오테이프 레코더 재생장치의 개략도.

제6도는 제5도의 4분원 선택(quadrant-selective) 필터에서 사용되는 가중치 커넬(kernel of weights)을 나타낸 개략도.

제7도는 중첩해제된 휘도신호를 처리하여 기록과정에서 이루어진 고주파수 대역(예컨대, 2.5이상)에 있는 성분들의 디엠퍼시스를 복구하고, 그 결과 얻어진 휘도신호를 제5도의 회로에서 억제된 3.58의 칼라 부반송파로 재변조된 색신호측파대와 결합시켜 복합비디오신호를 발생시키고, 텔레비젼 대역 라디오주파수 반송파를 그 복합비디오신호로 변조함과 아울러 음향 부반송파를 사실상 NTSC 규격에 따라서 변조하는 비디오테이프 레코더 재생장치의 개략도.

제8도는 스테이트 머신으로서 형성되어 제1도의 비디오 테이프 레코더장치에 부착되는 서브픽셀 위상기준신호발생기의 개략도.

제9도는 제1도의 비디오테이프 레코더장치에 부착되는 서브픽셀 위상제어 회로의 개략도.

제10도는 제9도의 서브픽셀 위상제어회로에서 사용될 수 있는 상관필터의 한 형태의 개략도.

제11 내지 18도는 제4도에서 구체적으로 도시된 것을 대신할 수 있는 여러 가지 형태의 평형 변조기.

제19도 내지 제36도는 주파수에서 동일한 수평좌표축을 공유하는 일군의 주파수스펙트럼들로서, 중첩시키는 반송파 주파수의 3배되는 속도로 디지털 변환되는 중첩된 휘도신호를 사용하는 비디오테이프 레코더장치를 설명하는 도면.

[발명의 배경]

본 발명은 디지털 동기 변조기에 관한 것으로서, 특히 영상신호강도(image intensity)의 래스터 주사된(Raster-Scanned) 샘플들을 표시하는 디지털 비디오 신호들을 서브-나이키스트(Sub-Nyquist) 샘플링하여 감소된 주파수대역폭을 갖는 중첩된 비디오신호들을 발생시키는 변조기를 가지는 비디오 신호 처리장치에 관한 것이다.

휘도신호를 서브-나이키스트 샘플링하여 주파수 끼워넣기(Frequency Interleaving)에 의해서 해상도를 증가시킴과 동시에 그 휘도정보에 의해서 점유된 주파수 스펙트럼을 동일하게 유지시킴과 아울러, 기존의 텔레비젼 수상기들과 어느정도 호환성을 갖는 텔레비젼 시스템들이 제안되어 왔다. 연속적으로 주사되는 텔레비젼 신호들을 서브-나이키스트 샘플링할 때, 제1조의 교호하는 프레임들에서 기수번 째의 라인들중 모든 기수샘플은 영(zero)으로 대체됨과 아울러 우수번 째의 라인들중 모든 우수샘플도 영으로 대체되는 한편, 제2조의 교호하는 프레임들(제1조의 프레임들과 시간적으로 교직된)에서 기수번 째 라인들중 모든 우수 샘플은 영으로 대체됨과 아울러 우수번 째 라인들중 모든 기수샘플들도 영으로 대체되어, 이 영의 샘플들은 전송되지 않는다. 필드 비월된(Field-interlaced) 텔레비젼 신호들도 서브-나이키스트 샘플된다. 기존의 방송되는 휘도신호의 주파수대역폭의 두배까지 휘도신호를 서브-나이키스트 샘플링함으로써 기존의 방송되는 휘도신호의 주파수대역폭을 갖는 중첩휘도 신호(folded-luminance signal)를 발생시킨다.

이. 에이. 하우슨(E.A.Howson)과 디.에이. 벨(D.A.Bell)은 영국 무선기술자 학회지(Journal of the British Institute of Radio Engineers) 1960년 2월호의 제127-136페이지에 실린 주파수 비월에 의한 텔레비젼 주파수대역폭의 감소 라는 제하의 논문에서 아날로그 영역에서의 휘도정보의 주파수 끼워넣기에 관해서 서술하고 있다. 하우슨 등 제씨의 의도중 하나는 휘도신호 전체를 사용하여 그 휘도신호에서 최대주파수 바로 이상되는 주파수를 갖는 반송파를 진폭변조하여 얻어진 신호를 중간 주파수대역에서 차단주파수를 갖는 저역통과필터에 공급하는 것이다. 하우슨 등 제씨의 또 다른 의도는 휘도신호를 주파수대역 분리필터에 의해서 동일한 주파수대역폭을 갖는 저주파 및 고주파대역내에 각각 존재하는 두 개의 성분들로 분리하여, 그 고주파대역성분은 그 고주파대역 바로 이상의 주파수를 갖는 반송파를 진폭변조하는데 사용하고, 그 진폭변조에 기인하는 저측파대는 그 저주파대역성분과 결합하여 중첩휘도신호를 얻는 것이다. 그럼에도 불구하고, 주파수비월에 의해서 텔레비젼 주파수대역폭을 감소시키는 것은 아날로그 영역에서는 만족스럽게 달성될 수 없는데, 그 이유는 재구성된 전대역(full-band) 텔레비젼 영상에 바람직하지 못한 점 얼룩(dot crawl) 현상을 일으키는 주파수 끼워넣기에 의해 야기되는 인위적인 요소들(artifacts)을 제거하기가 어렵기 때문이다.

VHS 포맷(format)을 사용하는 가정용 비디오 카셋트 레코더(VCR)를 개량하기 위하여 휘도신호를 서브-나이키스트 샘플링하는 방안들이 제안된 바 있다. VHS 포맷이란 칼라언더 포맷을 말한다.색정보는 수평동기신호의 40번째 조파(harmonic)인 억제된 629kHz 반송파의 동상(in-phase) 및 직각(quadrature) 진폭변조된 측파대들로서 기록된다. 색정보는 주파수가 3.4에서 4.4까지 (+ 또는 -0.1)의 범위에 존재하는 반송파의 주파수변조로서 기록되어, 1.4미만의 측파대 에너지를 억제하도록 필터링된 후에 1.4-7.0의 주파수대역을 점유하게 된다. 이 휘도와 색반송파들은 회전하는 헤드휘일 조립체(Headwheel Assembly)에 부착된 나선방향 주사식 헤드를 사용하여 기록 및 재생되는데, 그 두가지 비디오정보 신호성분들은 대각선 방향의 트랙을 따라서 기록된다. 비디오테이프의 측음향트랙에 음향정보를 기록 및 재생하는데 고정헤드를 사용할 수 있다. 이와는 달리, 회전하는 헤드휘일 조립체에 갖추어진 와이드갭(Wide-gap) 헤드로 이루어지는 나선방향 주사에 의하여 고감도 스테레오음향을 음향트랙에 대각선 방향으로 기록 및 재생할 수도 있다. 이 고감도 스테레오음향으로 1.2㎒반송파를 주파수 변조한다.

이러한 VHS 포맷 비디오테이프 기록방법에 관한 일 예가 1989년 5월 16일자로 파로우자(Faroudja)에게 특허사정된 고주파 휘도신호 성분들을 중간 주파수대역의 스펙트럼에 중첩시키는 비디오 프로세싱이란 제목의 미국특허 제4,831,463호에 제안되어 있다. 이 파로우자 비디오 기록시스템에서는 (상기한 특허의 9번째 컬럼의 30-35 행을 보면), 기저주파수대역의 휘도신호의 라인 및 프레임 주사속도 모두의 정확한 기수배의 조파들인 주파수들 가운데서 서브-나이키스트 중첩주파수를 선택한다. 파로우자는 휘도신호 전체에 대하여 중첩 클럭주파수의 속도로 서브-나이키스트 샘플링을 하여 반전된 주파수 스펙트럼을 발생시켜 이것을 기저주파수 대역으로 주파수 변환시켜 여기에서 원래의 주파수 스펙트럼과 끼워넣기를 한 다음, 그 결과를 중첩 클럭주파수의 반에 해당하는 차단주파수를 갖는 저역통과필터로 공급함으로써 중첩휘도신호를 발생시킨다. 이러한 방식은 중첩 클럭주파수를 억제하는 것에 관하여는 평형을 이룰 수가 있지만 변조신호에 관해서는 평형을 이룰 수 없는 변조방식으로 중첩 클럭주파수를 진폭변조하는 것이다.

VHS 포맷 비디오테이프 기록방법에 관한 또 다른 일 예는1991년 6월 5일에서 7일까지 미국 일리노이주 로즈몬트에서 열린 회의에서의 IEEE 1991 소비자 전자제품에 관한 국제회의 기술논문 요약서의 122-123페이지에 실린 씨. 에이취. 스트롤(C.H.Strolle), 제이. 더블유. 고(J.W.Ko) 및 와이. 제이. 김(Y.J.Kim) 제씨의 호환될 수 있게끔 개량된 VHS 포맷 시스템 이란 제목의 논문에 간략하게 서술되어 있다. 이 개량된 VHS 비디오 기록시스템에 관해서는 크리스토퍼 에이취. 스트롤등 제씨에 의해서 미국 특허출원되어 삼성전자 주식회사에 양도된 좁은 주파수대역폭을 갖는 매체에 의해서 넓은 주파수대역폭을 갖는 비디오신호를 기록 및 재생하는 시스템이란 제목의 미국특허출원번호 제787,690호에 더욱 상세히 설명되어 있다. 이 개량된 비디오 기록시스템에서는, 서브-나이키스트 중첩반송파를 파로우자의 미국특허 제4,831,463호에 규정된 주파수들의 어느 한 주파수 대신에 라인 주파속도의 320배가 되도록 선택하는 것이다.

서브-나이키스트 속도로 샘플링되는 비디오신호로부터 복구되는 텔레비젼 영상에 알리에이싱 요소들(aliasing artifacts)이 발생되는 것을 방지하기 위하여, 미국특허출원번호 제787,690호에 소개된 비디오 기록시스템은 휘도신호를 기록하기전에 후술하는 바와 같이 휘도신호를 처리한다. 주파수대역 분리필터 (Band-splitting Filter)를 사용하여 공간-시간적으로 필터링된 휘도신호를 저주파대역과 고주파대역의 스펙트럼으로 분리한다. 고주파대역 스펙트럼은 적절하게 디엠퍼시스(De-emphasis)시키거나, 또는 저주파대역 스펙트럼에 대하여 진폭이 감소되도록 한다.

디엠퍼시스된 고주파성분을 가진 전대역 휘도신호를 발생시키기 위하여 그 디엠퍼시스된 고주파대역 스펙트럼을 저주파대역 스펙트럼과 재결합시키면, 파로우자가 사용하는 방법에 의해서 그 전대역 신호로부터 중첩휘도신호를 발생시키는 것은 재생중에 그 디엠퍼시스된 고주파대역 스펙트럼을 그 저주파대역 스펙트럼에 대하여 원래의 진폭상태로 복구시키는 것에 관한 문제를 일으킨다. 이러한 문제가 일어나는 이유는 공간-시간적으로 필터링된 휘도신호를 저주파수대역과 고주파수대역 스펙트럼으로 분리하는 주파수대역 분리필터에 의해서 고주파대역 스펙트럼중 비교적 낮은 주파수들의 진폭감쇠(roll-off)와 더불어, 서브-나이키스트 샘플링된 전대역 신호로부터 중첩휘도 신호를 발생시키는 저주파통과 필터에 의해서도 그 고주파 대역 스펙트럼중 비교적 낮은 주파수들이 부수적으로 진폭감쇠되기 때문이다.

이 부수적인 진폭감쇠 현상은 미국특허출원번호 제787,690호에 소개된 비디오 기록시스템에서 그 디엠퍼시스된 고주파대역 스펙트럼을 평형 변조기에 가함으로써 방지되는데, 여기서 그 변조신호는 그 중첩반송파와 헤테로다인(heterodyne)된다. 이러한 변조 결과 중첩클럭주파수 뿐만 아니라 변조신호가 억제된다. 그 결과 평형 변조기의 출력신호는 기저주파수대역으로 주파수변환되어 반전된 스펙트럼으로서 그 변조신호의 원래의 스펙트럼을 수반하지 않는다. 이 반전된 스펙트럼은 그 디엠퍼시스된 고주파대역 스펙트럼을 부호화하는 것으로서, 원래의 주파수 대역 분리필터에 의한 주파수 진폭감쇠만을 갖게 된다. 원래의 디엠퍼시스된 고주파 대역 스펙트럼에 의해서 점유된 중첩클럭주파수 이하의 주파수범위에는 현저한 스펙트럼 에너지의 결핍이 있으며, 이 주파수범위와 대칭되는 그 중첩클럭주파수 이상의 주파수범위에도 현저한 스펙트럼에너지의 결핍이 있다. 즉, 평형 변조기의 출력신호는 그 중첩클럭주파수의 첫 번째 조파( 및 모든 기수번 째의 조파)의 측파대들을 갖고 있지 않다. 이 평형 변조기의 출력신호는 저주파대역 스펙트럼에 부가되어 중첩휘도신호를 발생시킨다. 평형 변조기에 의해서 발생되는 중첩클럭주파수의 우수번째의 조파의 측파대들을 억제하는 한편, 그 주파수대역 분리필터의 교차주파수(cross-over frequency)에 인접한 중첩휘도신호의 바람직하지 못한 부가적인 진폭감쇠현상을 일으키지 않는 저역통과필터를 설계하는 것은 필터설계분야에서 숙련된 자에게는 용이한 일이다.

이 중첩휘도신호는 주파수변조기에 변조신호로서 공급된다. 그 주파수변조기에 의해서 발생된 주파수 변조된 휘도반송파는 복합진폭변조 칼라언더 반송파와 결합되어 나선방향으로 주사하는 비디오 기록 헤드를 향하여 기록신호를 발생시킨다.

미국특허출원번호 제787,690호에 소개된 비디오 기록시스템은 재생시에 다음과 같이 동작한다. 나선방향으로 주사하는 비디오 재생헤드에 의해서 복구된 재생신호내에 존재하는 주파수변조된 휘도반송파와 복합진폭변조 칼라언더 반송파는 각각 복조되기 전에 각각의 주파수대역필터에 의해서 서로 분리된다. 그 중첩휘도 신호는 그 휘도반송파의 주파수변조를 검출함에 의하여 복구된 다음, 중첩해제과정을 거치게 된다. 이 과정에서 중첩휘도신호는 변조기에 변조신호로서 공급되어 중첩반송파와 헤테로다인됨으로써 그 반전된 스펙트럼부분을 원래의 고주파대역에 대하여 회복시켜 놓는다. 이러한 헤테로다이닝 과정은 고주파대역을 수반하는 저주파 대역의 바람직하지못한 영상을 그 스펙트럼부분에서 발생시킨다. 저주파대역, 회복된 고주파대역 및 저주파대역의 고주파대역 영상은 공간-시간적으로 필터링되어 억제됨으로써 디엠퍼시스된 고주파대역을 갖는 휘도신호를 회복시킨다.

디엠퍼시스된 고주파대역 스펙트럼은 주파수대역 분리필터에 의해서 저주파 대역으로부터 분리되어 재엠퍼시스됨(re-emphasized)으로써 원래의 기저주파수대역 스펙트럼의 진폭을 회복한다.이 회복과정이 기록시에 사용되는 주파수대역 분리필터와 결합된 것에 부수적인 고주파대역 스펙트럼중 비교적 낮은 주파수들의 진폭감쇠에 의해서 방해를 받는 것이다. 이러한 주파수의 진폭감쇠는 중간스펙트럼 주파수들의 진폭에 있어 감소를 야기하는 경향이 있다.

이어서, 이 진폭이 회복된 고주파대역 스펙트럼은 그로부터 분리되었던 저주파대역과 재결합됨으로써 광대역폭(wide-bandwidth)의 휘도신호를 전대역폭(full-bandwidth)으로 회복시킨다. 이 광대역폭의 휘도신호, 복합진폭변조 칼라-언더 반송파로부터 복조된 색신호들 및 오디오테이프 트랙으로부터 재생된 음향신호는 사실상 방송 칼라텔레비젼 규격에 따라서 부호화되어 방송주파수대역(broadcast-band)의 반송파를 진폭변조하는데 적절히 사용됨으로써, 칼라텔레비젼 방송수신기에 대한 입력신호로서 공급하기에 적합한 신호들을 발생할 수 있게 된다. 이와는 달리, 광대역폭 휘도신호, 색신호, 및 음향신호는 방송주파수대역 반송파를 진폭변조하는데 사용되는 대신에 직접 칼라텔레비젼 모니터에 공급될 수도 있다.

광대역폭 휘도신호로부터 나오는 중첩된 비디오신호의 발생과 중첩된 비디오신호로부터 나오는 광대역폭 휘도신호의 재발생은 아날로그 보다는 오히려 디지털방식으로 더 잘 이루어진다. 일반적으로 평형 변조기는 다음에 언급하는 바와 같이 디지털방식으로 실현시킨다. 한쌍의 4분원 디지털 승산기를 사용하여 디지털로 변환된 변조신호의 샘플들에 첫 번째의 디지털로 변환된 반송파의 샘플들과 이것에 대하여 위상이 반대되는 두 번째의 디지털로 변환된 반송파의 샘플들을 곱하고, 평형 변조기의 출력신호를 발생시키게 되는 그 두 개의 디지털 출력신호들을 디지털 가산기로 결합하는 것이다. 비디오샘플 속도로 동작하는 디지털승산기들은 값이 비싸며, 하나의 반도체 기판으로 이루어진 집적회로상에서 큰 면적을 차지한다. 이러한 승산기들은 전력을 많이 소모하며, 이에 따라서 발생되는 열을 제거해야 한다는 문제들을 야기시킨다.

비디오 기록시스템에 사용되는 중첩휘도신호에서 휘도신호의 샘플링속도를 중첩반송파의 주파수의 두배가 되도록 선택하면 그 샘플링 주파수의 제1 조파의 측파대들의 비교적 낮은 부분들이 기저주파수대역 스펙트럼 바로 위의 주파수범위로 떨어지게 된다. 이것은 그 휘도신호스펙트럼의 중첩과 간섭하는 것으로 나타난다. 그러나, 그 기저주파수대역과 그 비교적 낮은 제1조파의 측파대에 존재하는 고주파휘도 스펙트럼들이 결합하여 중첩반송주파수에 중심을 둔 대역통과필터의 응답신호와 등가인 주파수 스펙트럼을 제공한다. 중첩반송주파수로 동작하는 평형 변조기는 중첩반송주파수에 중심을 둔 대역통과필터의 응답신호에 응답하여 두 개의 고주파 휘도 스펙트럼들이 영(zero)주파수를 중심으로 함께 중첩하여 소정의 간섭을 일으키지 않고서도 반전된 고주파휘도 스펙트럼을 형성하는 출력신호를 발생시킨다. 비디오 기록시스템에 사용되는 중첩휘도신호에서 휘도샘플링속도를 그 중첩반송주파수의 두배가 되도록 선택하면 적절하게 위상이 맞추어진 중첩반송파의 평형변조과정이 그 변조신호의 연속적인 샘플들에 +1 및 -1을 교대로 곱하는 것으로 간소화된다. 이러한 곱셈들은 디지털 승산기를 사용할 필요없이 이루어지게 된다.

[발명의 요약]

소정의 최대주파수까지 연장되는 소정의 대역폭을 갖는 기저주파수대역 신호인 비디오신호를 본 발명에 의한 장치로 처리하면 스펙트럼 중첩 비디오신호가 발생된다. 비디오신호를 디지털신호로 변환시켜 상기한 소정의 최대주파수의 절반이 되는 교차주파수를 갖는 디지털 주파수대역 분리필터로 공급하여, 상대적인 저주파수대역성분의 샘플들과 고주파수대역성분의 샘플들로 분리한다. 평형 변조기에 의해서 그 소정의 최대주파수를 갖는 중첩반송파를 변조시키는데, 이 변조과정은 그 상대적인 고주파대역성분에 따라서 이루어져 평형 변조신호를 발생시키고, 이 평형변조신호는 그 상대적인 저주파대역성분과 선형적으로 결합되어 스펙트럼중첩 비디오 신호를 발생시킨다. 본 발명에 따른 바람직한 일 예에 의한 장치에서는, 디지털로 변환된 비디오신호의 샘플링속도가 소정의 최대주파수의 나이키스트 속도와 정확히 일치하며, 적절하게 위상이 맞추어진 중첩반송파의 평형 변조과정을 변조신호의 연속적인 샘플들에 +1 및 -1을 교대로 곱하는 것으로 간소화된다. 이러한 곱셈과정들은 디지털 승산기를 사용할 필요없이 이루어진다.

제19-36도에 도시한 주파수의 수평좌표축들은 메가헤르츠()로 표시한 것이다. 본 발명의 신규 특징들을 강조하기 위해서, 그리고 비디오 기록시스템에서 일반적으로 발견되는 복잡한 공지의 부품들 때문에 본 발명의 특징들이 감추어지지 않도록 하기 위해서, 도면들 및 이 도면들의 상세한 설명에서, 지연장치들을 등화시키는 것에 관한 설명은 생략한다. 비디오 기록시스템을 설계하는 기술에 숙련된 사람이라면 비디오신호들을 서로에 대하여 적절하게 정렬하기 위해서, 그리고 그 신호들을 처리하는 방법의 차이로 인해 일어나는 비디오신호들간의 지연시간차를 보상하기 위해서, 그러한 지연장치들이 필요하다는 것을 잘 알 수 있다. 아울러, 이러한 숙련기술자는 그러한 지연장치들을 어디에다 사용해야 할지, 또한 그 동작 특성치를 얼마로 해야 할지를 잘 알 수 있다.

또한, 숙련기술자는 아날로그 디지털 변환기들이 도시되어있거나 설명되어 있을 경우에 그 변환기들 앞에 아날로그 저역통과필터를 설치해야만 알리에이싱을 방지할 수 있음을 잘 알 수 있을 것이며, 디지털 아날로그 변환기들이 도시되어 있거나 설명되어 있을 경우에는 이 변환기들 뒤에 아날로그 저역통과필터들을 설치해야지만 클럭잔류신호(clock remnants)와 양자화잡음(quantizing noise)을 억제할 수 있음을 잘 알 수 있을 것이다.

블록개략도에서, 제어신호의 접속은 점선으로 표시하였으며, 데이터 신호의 접속은 실선으로 도시하였다.

[발명의 상세한 설명]

이하에서 본 발명에 관해서 테이프 기록 및 재생을 모두 할 수 있는 비디오 테이프장치를 예로 들어서 설명할 것이지만, 기록 또는 재생중 어느 한 기능만을 가진 비디오 테이프 장치에도 본 발명을 적용할 수 있음은 물론이다. 본 발명은 비디오에 수반되는 음향을 기록 및 재생하는 방법에는 상관하지 않는다. 따라서, 설명의 편의상 비디오에 수반되는 음향을 기록 및 재생하는데 관련된 공지의 장치들에 관해서는 설명을 생략한다. 테이프 기록 및 재생을 모두 할 수 있는 비디오 테이프 장치에서는 다극(multi-pole) 기록/재생 스윗치를 사용하여 기록모드 및 재생모드시에 장치의 부분들을 각각 다르게 접속시킴으로써 공통으로 사용하는 것이 보통이다. 따라서, 기록모드 및 재생모드에 모두 사용되는 장치부분들에 있는 요소들에는 어느 모드로서 동작하던지간에 동일한 부호들로서 표시하였다. 이 요소들의 다극 기록/재생 스윗치 접속에 관해서는 비디오 테이프 장치용 기록 및 재생장치를 설계하는 기술에 숙련된 기술자가 기본적으로 알고 있는 한 구체적인 설명을 생략한다. 다극 기록/재생 스윗치는 전적으로 기계식, 예컨대 웨이퍼 스윗치(wafer switch)로서 제공되거나, 일부 또는 전부를 전자적인 수단으로 구현할 수도 있다.

제1도를 보면, 아날로그 비디오 신호는 기록/재생 스윗치 폴2에 의해서 기록시에는 NTSC 신호공급원 3으로부터, 재생시에는 재생증폭기 4로부터 선택된다. NTSC 신호공급원 3은 비디오 카메라 또는 텔레비젼 수상기라고 할 수 있다. 재생중에 재생증폭기 4는 다른 기록/재생 스윗치 폴5에 의해서 이송되는 비디오테이프에 연결된 나선방향주사 테이프 헤드 6에 접속된다.

복합비디오(COMPOSITE VIDEO) 신호는 아날로그 디지털 변환기 7에 의해서 디지털신호로 변환되고, 수평동기신호를 발생하기 위해 수평동기펄스를 분리시키는 수평동기신호분리기 8과 수직동기신호를 발생하기 위해 수직동기펄스를 분리시키는 수직동기신호분리기 9에 가해진다. 비디오 기록 테이프로부터 재생시에는, 이송되는 비디오 테이프에 연결된 나선방향주사 재생헤드로부터 복합비디오신호가 얻어진다. 비디오 기록시에는 복합영상신호가 비디오카메라, 다른 비디오 기록 테이프를 돌리는 비디오 테이프 플레이어, 또는 텔레비젼 수상기의 비디오(또는 제2의)검출기로부터 공급될 수 있다.

주파수 및 위상제어 마스터발진기 10는 수평동기신호분리기 8로부터 나오는 수평동기신호에 위상고정시키는 자동주파수 및 위상제어루프(AFPC loop)에 의해서 제어되어 수평동기펄스 주파수의 640배 되는 주파수로 마스터클럭펄스를 발생시킨다. 수평동기신호분리기 8은 등화펄스들이 수평동기신호중의 분리된 수평동기펄스들에 수반되지 않는 형태의 것이 바람직하다. 수직귀선기간 바로 후에 일어나는 수평주사선들에 관한 AFPC 루프 시간오차들은 수평동기신호분리기 8의 출력인 수평동기신호에서 등화펄스들을 제거함으로써 방지될 수 있다. 등화펄스들은 AFPC 루프가 잠겨있을 때 제1도에 도시된 제어신호 접속선을 통해서 수직동기신호 분리기 9로부터 수평동기 신호분리기 8 로 공급되는 수직귀선소거신호에 응답하여 제거될 수 있다. 레이다 기술에서 잘 알려진 단펄스(short-pulse) 제거기를 사용하여 수평동기 신호에서 등화펄호들을 제거할 수도 있다. 이하에서는, 분리된 수평동기펄스들에 의해서 조정된 로킹(locking)신호들을 발생시키기 위한 펄스판별기(pulse discriminator)를 사용하는 AFPC 루프의 제어발진기 10에 관해서 설명할 것이다.

마스터클럭펄스들은 계수된 출력을 디코더 12로 공급하는 9단계의 이진계수기 11의 캐리 입력단(Carry-in)으로 인가되어 삼백십구의 이진계수가 이루어지면, 디코더 12에 의해서 검출되어 계수기 11이 다음번 영(zero)의 계수로 리셋된다. 따라서, 계수기 11은 주사선속도의 두배로 디지털화된 톱니파를 발생시키기 위하여 주사선속도의 절반이 되는 속도로 휘도신호의 샘플들의 수를 반복적으로 계수하면서 모듈로320 화소계수신호를 발생시킨다.

모듈로 320 화소계수신호는 롬(ROM) 13으로 연결되는데, 이 롬 13은 다음과 같은 판별기의 특성, 즉,영의 계수에서는 영의 값을 가지고, 영의 계수를 중심으로 사실상 대칭을 이루며, 영의 계수를 통해서 높은 기울기를 가지며, 영(0)이상 몇번의 계수로부터 159 의 이진계수까지 넓은 범위의 계수에 대해서는 평탄한 기울기를 가지며, 또한 160의 이진계수로부터 319의 이진계수 미만의 몇번의 계수까지 넓은 범위의 계수에 대해서도 평탄한 기울기를 갖는 판별기의 특성을 저장하고 있다. 영의 계수를 통한 판별기 특성의 높은 기울기는 AFPC 루프의 위상동기를 정확하게 개선하는데 사용된다. 두 개의 완전한 판별기의 특성들이 수평주사선과 동일한 시간 간격을 갖는 일련의 시간 간격의 각각을 통해서 나타나게 된다. 이 판별기 특성들중 하나는 기수번째의 주사필드들에서 수평동기펄스들에 대한 동기를 유지시키는데 사용되며, 다른 하나의 판별기 특성은 우수번째의 주사필드들에서 수평동기펄스들에 대한 동기를 유지시키는데 사용되고, 이것은 그 두 필드들에서 수평동기펄스들 간의 절반주사선의 상쇄(half-scan-line offset)를 반영한다. 수평동기분리기 8로부터의 각 수평동기펄스에 응답하여 키드 래치(keyed latch) 14는 롬 13으로부터 독출되어진 판별기 특성의 동시발생된 값을 래치하며, 래치된 값은 AFPC 루프를 위한 디지털화된 오차신호로서의 역할을 한다. 이 디지털화된 오차 신호는 디지털 아날로그 변환기 15에 의해 아날로그 오차 신호로 변환된다. 아날로그 오차 신호는 루프 필터 16에 공급되며, 그에 대한 응답이 제어마스터클럭발진기 10에 AFPC 신호로서 공급된다.

모듈로 320 화소계수신호의 여덟 개의 최하위 비트들은 4상(four-phase) 4.21반송파를 발생하는 사인(Sine) 및 코사인(Cosine) 표를 저장하는 ROM 17을 어드레스한다. 모듈로320 화소계수신호의 네 개의 최하위 비트들은 변조되지 않은 4상 629kHz 컬러언더 반송파를 발생하는 사인 및 코사인 표들을 저장하는 ROM 18을 어드레스한다.

제1도는 또한 이후 서술되어지는 서브픽셀 위상제어회로를 도시한 것이다. 수평동기펄스 속도의 640배로 제어발진기 10으로부터 공급된 마스터클럭 펄스들은 탭 아날로그 지연선(tapped analog delay line) 19에 입력신호로서 공급되며, 연속적인 탭들에서의 신호들은 연속적인 서브픽셀증가에 의해 지연된다. 서브픽셀 위상제어회로 20에 의해 공급되는 명령에 응답하여 멀티플렉서 21은 샘플링 명령어로서 아날로그 디지털 변환기 7로 공급하기 위한 마스터클럭펄스들의 이들 서브픽셀 위상중 하나를 선택한다. 기록중에는 상술한 메디안 서브픽셀 위상제어(median subpixel phasing)가 제어회로 20에 의해 부여된다.

단지 기록동안만 휘도위상동기 키발생기(luminance-phase-lock key generator) 22는 수직귀선 기간동안 또는 바로 다음에 발생하는 주사선의 영역동안 논리 1로 가는 기록 휘도위상동기 키신호를 발생하며, 서브픽셀위상을 제어하는 신호가 그 라인 영역에 삽입된다. 상기 기록 휘도위상동기 키신호는 상기 기록 휘도 위상동기 키신호가 1일 때 디지털 영상신호로서 서브픽셀 위상기준신호발생기 24로 부터의 출력신호를 선택하거나, 상기 기록 휘도위상동기 키신호가 0일때 변환기 7로부터의 디지탈화된 복합 영상신호를 선택하는 멀티플렉서 23을 제어하기 위해 사용된다. 상기 서브픽셀 위상기준신호발생기 24는 휘도위상동기 키발생기 22로부터 제어신호들을 입력한다.

재생하는 동안, 휘도위상동기 키발생기 22는 수직귀선 기간동안 또는 바로 그 다음에 발생하는 주사선의 영역동안 논리 1로 가는 재생 휘도위상동기 키신호를 발생하며, 서브픽셀 위상을 제어하는 신호가 그 라인 영역에 삽입된다. 상기 서브픽셀 위상제어회로 20은 1이 되는 재생 휘도위상동기 키신호에 응답하여 비디오테이프 기록으로부터 재생하는 동안 복구되며 아날로그디지탈 변환기 7에 의해 디지털화된 복합 영상신호에 포함된 서브픽셀위상을 제어하는 신호에 따라 서브픽셀 위상동기를 조절한다.

제2도는 제1도의 휘도위상동기 키발생기 22를 상세히 도시한 것이다. 제2도의 10단계 이진계수기 25는 제1도에서 모듈로 320 화소계수를 발생하기 위해 사용되는 계수기 11을 리셋하는 디코더12로부터의 펄스들을 계수한다. 이들 펄스들은 주사선 속도의 두배로 발생되며, 따라서 계수기 25로부터의 계수출력신호는 절반선계수신호이다. 제2도에서 디코더 26은 524의 계수후에 계수기 25로부터의 계수를 영으로 리셋하며, 따라서 계수기 25는 한 필드상의 절반 주사선들을 계수한다. 524의 계수에 응답하여 하이(high)로 가는 디코더26의 출력신호에 의해 발생되는 리셋신호는 오아 게이트(OR gate) 27을 거쳐 계수기 25에 공급된다.

상기 오아 게이트 27은 제1도의 상기 수직동기분리기 9로부터 공급된 분리된 수직동기펄스들에 관해서 계수기 25의 절반선 계수에서 수직동기오차가 있음이 판별되었을 때 계수기 25에 공급하기 위한 또 하나의 리셋신호를 앤드 게이트(AND gate) 28로부터 입력한다. 상기 앤드 게이트 28은 입력신호들의 하나로서 이들 분리된 수직동기펄스들을 입력하며, 이 입력신호들의 나머지 하나는 계수기 25로부터의 절반선계수에 수직동기오차가 있음이 판별되었을 때에만 논리1이다. 이때 상기 앤드 게이트 28은 오아 게이트 27에 공급된 그 출력신호에서의 수직동기펄스를 반복하도록 조절되어 오아 게이트 출력신호가 계수기 25를 리셋하도록 하며, 따라서 그 영 계수는 수직동기펄스가 발생하는 시간에 대응한다. 계수기 25의 동기화는 AFPC 기술이 너무 느려서, 텔레비젼 화면성에 재생되어질 때 영상들에서의 수직 흔들림(roll)을 일으키므로 재밍(jamming)기술로 수행된다.

계수기 25로부터 공급되는 절반선 계수에 수직동기오차가 있는가를 결정하는 것은 제2도의 회로에 의해 다음과 같이 수행된다. 논리 인버터 29는 수직 동기펄스들의 부재시에만 논리 1의 출력을 공급한다. 앤드 게이트 30의 출력신호는 논리1로 되어 수직동기펄스들의 부재중 디코더 26이 계수기 25를 리셋하는 때를 나타낸다. 가정컨대, 절반선계수에 수직동기오차가 있음을 나타낸다. 앤드 게이트 30의 출력신호는 수직동기정보의 선택적인 통로를 인에이블하기 위해 앤드 게이트 28에 직접 공급될 수 있으나, 하나의 수직동기기간에서의 오차는 계수기 25에 의한 절반 주사선들의 적절한 계수를 붕괴시킬 수 있다. 이를 미리 막기 위해 앤드 게이트 30으로부터의 논리 1은 계수기 31에 공급되어진다. 규정된 수만큼의 연속적인 수직동기오차의 표시들, 예를 들어, 2단 계수기에서는 세 번이 계수기 31에 의해 계수되어진 후, 디코더 32는 이 계수에 응답하여 분리기 9로부터의 수직동기펄스들에 응답하는 앤드게이트 28을 인에이블시켜, 오아 게이트 27을 거쳐 0의 계수로 계수기 25를 리셋시키며, 오아 게이트 33을 거쳐 0의 계수로 계수기 31을 리셋시킨다.

계수기 31에서 분리된 수직동기오차 표시값이 전계수(full count)까지 누적되는 것은 다음과 같이 방지되어진다. 앤드 게이트 34는 수직동기펄스 및, 계수기 25를 위한 리셋펄스를 발생시키는 디코더 26의 동시 발생에 응답하여, 계수기 25로 부터의 절반선계수가 수직귀선과 적절하게 동기화되었음을 표시한다. 이 표시는 계수기 31을 위한 리셋펄스로서 오아 게이트 33을 거쳐 공급된다.

상기 디코더26으로 부터의 수직귀선기간의 표시는 영상신호 필드들의 수의 모듈로 2 계수인 필드계수신호를 발생하는 1단 이진계수기 36에 계수 입력신호로서 오아 게이트 35를 거쳐 공급된다. 필드계수기 36의 오버플로우(overflow)나 캐리아웃(carry out)신호는 영상신호 프레임들의 수의 모듈로2 계수를 프레임계수신호로서 발생하는 또 하나의 1단 이진계수기 37를 위한 계수입력으로서 오아 게이트 179를 경유하여 공급된다. 필드계수신호의 1의 보수는 상위의 자릿수를 향해 영으로 채워진 아홉 개의 영 비트들에 의해 선행되며, 결과하는 10비트의 수는 계수기 25가 발생하는 10비트의 절반선계수와 함께 디지털 가산기 38에서 합산된다. 가산기 38의 합의 최하위 비트는 모듈로320 화소계수를 그 나머지로서 가지는 주사선 화소계수신호의 모듈러스(modulus)로서 사용된다. 선계수신호는 적절히 동기화된 필드계수신호에 의한 모듈러스와 가산기 38로부터의 11비트의 합중 열 개의 상위 비트들에 의한 나머지로 이루어진 모듈수(modular number)로 형성된다. 계수기 25가 영상신호의 각 필드동안 525개의 절반주사선들을 계수하기 위해 동기화되는 방법은 상기한 바와 같다. 필드계수신호의 적절한 동기화는 본 명세서상에서 좀더 서술되어질 것이다.

상기한 선계수는 휘도신호의 중첩에 이용되는 몇가지 특성을 가지고 있으며, 그 과정은 제4도를 참조하여 본 명세서상에서 좀 더 상세히 서술되어질 것이다. 기수필드들에서 선계수신호의 최하위 비트는 기수선들에 대해서는 0이며(예를 들어, 최하위 비트들이 삭제되어질 때 나머지가 0이 되도록 가산기 38로부터 00 0000 0000 과 00 0000 0001의 증가되지 않는 연속적인 절반선계수들을 야기하는 것으로 종래에는 간주되었던 제1선), 짝수선들에서 대해서는 1이다(예를 들어, 최하위 비트들이 제거되어질 때 나머지가 1이 되도록 가산기 38로부터의 00 0000 0010과 00 0000 0011의 증가되지 않는 연속적인 절반선계수들을 야기하는 것으로 종래에는 간주되었던 제2선). 짝수필드들에서는, 선계수신호의 최하위 비트가 홀수선들에 대해서는 1이며(예를 들어, 최하위 비트들이 제거되었을 때 나머지가 1이 되도록 가산기 38로부터의 00 0000 0010 과 00 0000 0011의 증가된 연속적인 절반선계수들을 일으키는 것으로 종래에는 간주되었던 제263번째선), 짝수선들에 대해서는 0이다.

제2도의 디코더 39는 서브픽셀 위상정보가 삽입되어질 수평주사선을 확인하는 선계수를 디코드하여 두 개의 입력을 가지는 앤드 게이트 40과 두 개의 입력을 가지는 앤드 게이트 41 모두에 하나의 입력신호로서 공급되는 논리 1의 휘도 위상동기 키신호를 발생한다. 재생동안을 제외하고는 기록/재생 스위치의 폴 42가 논리 0으로 그 출력단자를 단락시킬 때, 풀업(pull-up) 43은 또 다른 입력신호로서 앤드 게이트 40에 논리 1을 공급하여, 앤드 게이트 40이 기록 휘도위상동기 키신호를 발생시키는 것을 조절한다. 기록중을 제외하고는 기록/재생 스위치의 폴 42가 그 출력단자를 논리 0으로 단락시킬 때, 풀업 44는 앤드 게이트 41에 또 다른 입력신호로서 논리 1을 공급하여 앤드 게이트41이 재생 휘도위상동기 키신호를 발생하도록 조절한다.

제2도는 또한 계수기 35가 트리거되거나(trigger) 또는 'T'형 플립플롭이라고 가정할 때, 필드계수기 36으로부터의 필드계수신호가 어떻게 복합 영상신호에 적절하게 동기될 수 있는지를 도시한다. 상기 주사선 화소계수신호는 각 주사선동안 두 번 즉, 수평동기펄스들이 복합 영상신호의 필드들에서 발생하여야만 하는 기간동안에 한번, 그리고 후에 주사선의 반에 해당하는 기간동안에 다시 한번, 논리 1의 신호를 발생하는 디코더 45에 공급된다. 앤드 게이트 46은 이 논리1과 수평동기펄스의 동시 발생에 응답하여 제1도의 제어 마스터클럭 발진기 10이 수평동기와 위상동기된다면, 수평동기펄스를 반복하는 논리 1을 발생한다. 상기 앤드 게이트 46은 수평동기펄스들간에 발생할 임펄스 잡음을 제거하여, 마스터클럭발진기 10의 AFPC 루프의 잡음 면역의 잇점을 얻게 된다.

기수필드와 우수필드에서 다소 다른 수평과 수직동기펄스들간의 타이밍 관계 때문에, 가산기 38로부터의 합의 최하위 비트는 만일 필드계수기 36으로부터 공급된 필드계수신호가 올바르게 위상지어지면, 수평주사선들의 첫 번째 절반동안 1일 것이며, 만일 필드계수신호가 부적절하게 위상지어지면 0일 것이다. 앤드 게이트 47은 반복되는 수평동기펄스와, 가산기 38로부터의 합중 영의 최하위 비트의 보수로서 비트 인버터(bit inverter) 48로부터 공급된 1의 동시 발생에 응답하여 논리 1을 발생한다. 상기 앤드 게이트 47로부터의 논리 1은 수평펄스가 필드계수기 36이 수평주사선의 나머지 절반의 시작임을 잘못 계수하며, 필드계수에 오차가 있음을 나타내는 시간 간격에 있음을 나타낸다.

앤드 게이트 47로부터의 논리 1은 직접 오아 게이트 35에 공급될 수 있으며, 계수기 36을 토글(toggle)하여 필드계수를 정정하기 위해 사용될 수 있다. 그러나, 수평주사선의 나머지 반의 시작의 바로 다음에 발생하는 임펄스 잡음의 폭주현상(excursion)은 이 필드계수에서의 오차에 대한 잘못된 시그날링(signalling)을 발생할 것이다. 그러나, 이러한 때때로 또는 몇번 발생하는 잡음 폭주현상에 대한 면역을 제공하기 위해, 앤드 게이트 47로부터 나온 논리1들은 다단계계수기 49에서 계수된다. 상기한 계수가 계수기 49에 의해 도달될 때, 디코더 50은 이 계수를 디코드하여 오아 게이트 51을 거쳐 계수기 49에 리셋펄스로서 공급되는 논리 1을 발생한다. 상기 디코더 50으로 부터의 이 논리 1은 또한 오아 게이트 35를 거쳐 필드계수기 36의 계수입력에 공급되어져, 틀린 필드계수가 올바른 필드계수로 변경되도록 한다.

앤드 게이트 52는 가산기 38로부터의 합의 최하위 비트가 수평선의 처음 절반이 주사됨을 필드계수기 36이 계수함을 나타내는 1일 때, 반복되는 수평동기펄스를 공급하는 앤드 게이트 46에 응답하여 1을 발생한다. 필드계수가 옳음을 나타내는 앤드 게이트 52에 의해 발생된 논리 1은 오아 게이트 51을 거쳐 계수기 49에 리셋펄스로서 공급되어진다. 따라서, 디코더 50에 의해 디코드된 규정된 계수조건은 필드 계수오차들이 같은 수의 연속적인 주사선들에서 발생될 때에만 도달되어질 것이다. 예로서, 계수기 49는 4단계수기이며, 디코더 50은 15의 계수를 디코드하여 논리 1을 발생하는 것을 나타낸다. 이것은, 오아 게이트 51의 출력신호를 논리 1로 펄스화하기 위해 발생되는 필드계수오차 신호없이 주사선이 발생할 때 계수기 49의 리셋팅에 부가하여, 필드 계수오차들이 필드계수기 36에 앞서 15개의 연속적인 주사선들 간에 발생되는 것을 필요케 한다. 따라서, 플립플롭이 임펄스 잡음에 의해 잘못 트리거되어 이미 올바른 필드계수를 틀린 필드계수로 변경시키지는 않을 것이다. 제2도는 또한 어떻게 컬러버스트신호가 발생되는지를 보여준다. 주사선 화소계수신호는 기록중 아날로그 영상신호로서 공급되는 복합 영상신호에 컬러버스트(color burst)가 발생해야만 할 시간중에 논리 1의 신호를 발생하는 디코더 53에 공급된다.

제3도는 제1도의 소오스 3으로부터 NTSC 복합영상신호를 디지털화하는 제1도의 아날로그 디지털 변환기 7에 의해 공급되는 디지털 영상신호를 휘도, 색 및 동작 신호성분들로 분리하기 위해 사용되는 기록장치를 보여준다. 디지털 영상신호는 종속접속된 1수평주사선(1H) 디지털 지연선들 54와 55에 공급되어 텔레비젼영상의 수직정렬에서 세 개의 화소들을 표시하는 시간상으로 정렬된 샘플들을 얻게 되며 라인콤필터링(line-comb filtering) 과정에서 사용된다. 이들 1H 디지털 지연선들은 예를 들어 주사선 화소계수신호에 의해 하나의 차원(dimension)에서 어드레스되며, 독출-그리고나서-기입 기초하에 작동되는 랜덤 억세스 메모리(random access memory:RAM)로 실현될 수 있다.

알려진 것처럼, 저역통과 라인콤필터링(횡방향이나 수직방향에서의 공간 저역통과 필터링)은 복합 영상신호로부터 필터링된 휘도신호에 못마땅한 인위적 요소를 야기하는 프레임간의 동작없이 그러나 주사선에 대각선방향에 있어서의 공간해상도의 약간의 소실과 함께 휘도 성분을 추출한다. 가중치 및 합회로(weight-and-sum circuit) 56은 인자 +0.5에 의해 1H 지연선 54에 의해 지연된 하나의 선으로부터의 디지털 영상샘플에 가중치를 가하며, 현재의 디지털 영상샘플 및 종속접속된 1H 지연선들 54와 55에 의해 지연된 두 선으로부터의 디지털 영상샘플들 모두에 인자 -0.25 에 의해 가중치를 가한다. 이들 가중치가 가해진 샘플들은 회로 56에서 더해져서 수직 고역통과필터의 응답을 발생하며, 이것은 다수 탭의 디지털 지연선 57로 공급된다. 지연선 57의 탭들로부터의 신호들은 가중치 및 합회로 58에 공급되며, 이것은 대표적으로 약 1.7에서 6dB의 차단을 나타내도록 설계된 수평 고역통과 필터를 구현한다. 앞서의 수직 고역통과필터와 종속접속된 이 수평 고역통과필터는 색성분과 대각휘도 상세(detail)성분들을 선택한다. 이들 성분들은 수평 고역통과 지연을 보상하기 위해 1H 지연선 54에 의해 1주사선 지연되고 디지털 지연선 60에 의해 더 지연된 복합 디지털영상신호로부터 디지털감산기 59에서 감산되어, 디지털 영상신호의 라인콤 휘도성분인 차신호를 복구한다. 이 차신호는 다수 탭 디지털 지연선 61에 공급되며, 지연선 61의 탭들로부터의 신호들은 가중치 및 합회로 62에 공급되며, 이것은 대표적으로 약 3.3에서 6dB의 차단을 나타내도록 설계된 디지털 영상신호의 라인콤 휘도성분을 위한 수평 저역통과필터를 구현한다.

1H 지연선 54에 의해 지연된 한 주사선으로서의 상기 디지털영상신호는 1프레임 지연선 63에 공급된다. 지연선 63은 예를 들어 주사선 화소계수신호에 의해 제1차원으로 어드레스되며, 선계수신호에 의해 제2차원으로 어드레스되며 기입-그리고나서-독출의 기초하에 동작되는 램(RAM)으로 실현될 수 있다. 알려진 것처럼, 저역통과 프레임콤필터링은 (시간 저역통과필터링) 공간해상도의 손실없이 그리고, 프레임간에 동작이 없는 한 필터링되어진 휘도신호로 도입된 못마땅한 인위적 요소들없이 복합영상신호로부터 휘도성분을 추출한다. 시간상의 고역통과필터링단계에서, 가중치 및 합회로 64는 +0.5인자에 의해 1H 지연선 54로부터 택해진 1 주사선으로부터의 디지털영상신호에 가중치를 가하여, 1프레임 지연선 63으로부터 취해진 1주사선에 1프레임을 더한 것으로 부터의 디지털 영상신호에 인자 -0.5로 가중치를 가하며, 가중치 가해진 디지털 영상신호들을 더한다. 가중치 및 합회로 64로부터의 결과되어지는 시간 그라디언트(temporal gradient) 신호는 색 부반송파의 위상이 한프레임에서 다른 프레임으로 변화하기 때문에 강한 색 부반송파 측파대성분을 갖는 경향이 있다. 가중치 및 합회로 64로부터의 시간 그라디언트신호는 입력신호로서 다수 탭의 디지털 지연선 65에 공급되어진다. 지연선 65의 탭들로부터의 신호들은 가중치 및 합회로 66에 공급되며, 이것은 색 부반송파 측파대성분을 분리하는 시간 그라디언트신호를 위한 수평 고역통과필터를 실현한다. 시간 그라디언트신호의 수평 고역통과필터링에 의해 분리된 색 부반송파 측파대성분은 1H 지연선 54에 의한 1 주사선 지연과 그리고 더 나아가 디지털지연선 60에 의한 보상지연이 제공된 복합디지탈영상신호로부터 디지털감산기 67에서 감산되어 차신호를 복구한다. 크로마가 없는 프레임콤 수평 저역통과필터 응답인 이 차신호는 수평 저역통과필터 소자들 61 및 62가 디지털 영상신호의 라인콤 휘도성분에 도입시킨 지연에 맞추기 위해 보상지연을 제공하는 디지털 지연선 68에 공급된다.

제3도에서 크로스페이더(cross-fader) 또는 소프트 스위치(soft switch) 69는 실질적인 동작이 있는 프레임의 영역들에서 라인콤된 공간 저역통과필터링에 의해 디지털 영상신호로부터 추출된 휘도신호를 선택하며, 동작이 거의 또는 전혀 없는 프레임의 영역들에서 프레임콤 시간 저역통과필터링에 의해 디지털 영상신호로부터 추출된 휘도신호를 선택함으로써 L 휘도신호를 발생한다. 상기 크로스페이더 69는 조사표(look-up table) 에 승산기 신호들 X 와 1-X를 저장하는 롬70을 어드레스하는 동작신호에 의해 제어된다. 실질적인 동작이 있는 프레임의 영역들에서는 상기 동작신호는 산술 1값을 가지며, 동작이 거의 또는 전혀 없는 프레임의 영역들에서는 산술 0값을 가지며, 동작신호가 각각 0과 1인 프레임의 영역들간의 천이동안은 상기 동작신호는 일시적으로 산술 0과 1간의 값들을 가정할 수 있을 것이다. 승산기 신호 X는 가중치 및 합회로 62로부터 라인콤 수평 저역통과 필터링된 디지털 영상 신호를 받아들이는 디지털 승산기 71에 공급된다. 상기 승산기 신호 1-X는 디지털지연선 68로부터 프레임콤 시간 저역통과 필터링된 디지털 영상신호를 받아들이는 디지털 승산기 72에 공급된다. 디지털 승산기들 71과 72로부터의 곱들은 디지털 가산기 73에 의해 가산되며, 이 디지털 가산기로부터의 합신호는 기록중의 크로스페이더 69의 출력신호인 L 휘도신호이다.

상기 동작신호는 다음과 같이 발생되어진다. 디지털 감산기 74는 시간 그라디언트 신호에 대한 수평 고역통과필터의 응답으로서 가중치 및 합회로 66에 의해 분리된 색 부반송파 측파대성분을 탭 디지털 지연선 65로부터 얻어진 적절히 지연된 시간 그라디언트 신호로부터 감산한다. 이것은 전형적으로 약 1.7에서 6dB 차단을 나타내도록 설계된 시간 그라디언트신호의 수평 저역통과필터링을 제공한다. 상기 감산기 74로부터 공급된 결과의 차신호는 각 순서대로 주사된 화소위치에 대한 휘도진폭의 프레임대 프레임 변화들을 나타내며, 그 변화들은 (잡음변화를 무시할 때) 보통 영상 동작과 연관되어 있다. 이 차신호는 정류를 위해 절대치회로 75에 공급되어진다. 한계검출기(threshold detector) 151은 결과의 정류응답이 한계값(threshold value)을 초과할때만 1이고 그렇지 않으면 0인 1비트 출력신호를 발생하는 디지털 비교기를 가진다. 상기 한계값은 예상되는 잡음레벨 이상으로 세트된다. 상기 한계검출기 151의 출력신호는 응답하여 동작신호를 발생하는 신호스프레더(spreader)회로 76에 입력신호로 공급된다. 상기 신호스프레더회로 76은 제어신호 스프레더(CONTROL SIGNAL SPREADER)란 제목하에 삼성전자 주식회사에 양도되어 1992년 1월 21일자 미국특허번호 5,083,203에서 J-W Ko 와 H.J. Weckenbrock 에 의해 서술된 형태를 가진다.

NTSC 복합 영상신호를 디지털화함으로서 얻어진 디지털 영상신호는 다수 탭의 디지털 지연선 77에 공급되고, 그후 마스터클럭속도로 샘플되어, 압축된 3.58색 부반송파 주변의 색 부반송파 변조성분들로 구성된 크로마신호를 분리하는 크로마 대역통과필터를 실현하는 가중치 및 합회로 78에 공급된다. 휘도신호의 대각선 성분 세부신호는 출력신호가 종속접속된(cascaded) 1H 디지털 지연선들 79와 80에 공급되는 가중치 및 합회로 78로부터의 출력신호에 있는 이 크로마신호를 바람직하지 않게 수반한다. 가중치 및 합회로 81은 1H 지연선 79에 의해 지연된 한 라인으로부터의 크로마 대역통과필터 응답의 샘플에 인자 +0.5에 의해 가중치를 가하며, 크로마 대역통과필터 응답의 현재 샘플 및 종속접속된 1H 지연선들 79와 80에 의해 지연된 두 라인으로부터의 크로마 대역통과필터 응답의 샘플 모두에 인자 +0.25에 의해 가중치를 가한다. 이들 가중치가 가해진 샘플들은 회로 81에서 합산되어, 분리된 색신호에 대한 수직 고역통과필터의 응답을 제공하며, 이 응답은 휘도신호 대각선성분 세부신호가 없다.

디지털필터 설계분야에서 통상의 기술을 가진 자는 제3도에 도시된 콤필터 회로들이 수직 필터링이 도시된 3개의 주사선높이 커넬들보다는 2개의 주사선높이 커넬(two-scan-line height kernel)들을 가지는 필터들에 의해 수행되는 대체 설계들로 대체될 수 있다는 것을 알 것이다. 이러한 대체 설계들은 디지털 하드웨어를 다소 줄인다.

압축된 3.58색 부반송파 주변의 휘도 대각선성분 세부신호가 없는 디지털화된 색 부반송파 변조성분들은 가중치 및 합회로 81로부터 4분원 디지털 승산기 82에 공급되며, 거기서 각 주사선의 기간동안 4상 4.21반송파의 선택된 위상과 곱해져서 변조된 4상 컬러언더신호를 발생한다. 반송파 위상선택회로 83은 모듈로320 화소계수신호에 의한 어드레싱에 응답하여 제1도의 롬 17에 의해 공급되는 사인과 코사인 값들로부터 이들 값들의 각각을 직접 사용하고 -1을 곱하여 0, 90, 180, 270위상들의 4.21반송파를 발생하는 회로를 포함한다. 반송파 위상선택회로 83은 또한 필드계수와 선계수의 최하위 비트에 응답하여 4.21반송파의 0, 90, 180, 270의 위상들중 적절한 하나를 선택하는 멀티플렉서를 포함하여, 디지털 승산기 82로부터 버스트 엠퍼시스회로 84에 곱으로서 공급된 크로마 변조된 컬러언더반송파의 위상은 종래의 VHS 비디오 기록표준에 따라 주사선당 +90를 앞선다. 상기 버스트 엠퍼시스회로 84는 제2도의 디코더 53으로부터 공급된 컬러버스트 키신호에 응답하여 변조된 컬러언더반송파의 다른 부분들에 대해 버스트의 진폭을 부스트(boost)하여, 비디오테이프 기록에 적합한 C 신호를 발생한다.

상기 동작신호는 비디오테이프 기록을 위해 사용되는 신호에 포함되어야만하며, 따라서 동작신호는 휘도를 복구하는데 사용하기 위해 재생중 복구되어질 것이다. 상기 동작신호는 4분원 디지털 승산기 85에 피승수(multiplicand)신호로서 공급되며, 거기서 4상 629kHz 컬러언더반송파의 선택된 위상과 각 주사선의 기간동안 곱해져 제3도에서 M 신호로서 확인되는 변조된 4상 컬러언더반송파를 발생한다. 반송파 위상선택회로 86은 모듈로320 화소계수신호에 의한 어드레싱에 응답하여 제1도의 롬 18에 의해 공급된 사인과 코사인 값들로부터 그들 값들의 각각을 사용하고 -1을 곱하여 0, 90, 180, 270위상들의 629컬러언더반송파를 발생하는 회로를 포함한다. 반송파 위상선택회로 86은 또한 필드계수와 선계수의 최하위 비트에 응답하여 629컬러언더반송파의 0, 90, 180, 270의 위상들중 적절한 하나를 선택하는 멀티플렉서를 포함하며, 디지털 승산기 85로부터 곱으로서 공급되는 동작이 변조된 컬러언더반송파의 위상은 라인당 -90후퇴한다. 상기 M 과 C 신호들은 디지털 가산기 87에 더해져서 제3도와 제4도에서 C, M 및 C 영상 신호로서 확인되는 신호를 발생하며, 이 신호는 복합 컬러언더반송파 측파대들의 세트를 포함한다.

제4도는 입력신호로서 C, M 및 C 영상 신호를 입력하는 다수 탭의 디지털 지연선 88을 도시한 것이다. 가중치 및 합회로 89는 지연선 88의 탭들로부터의 신호들에 가중치를 가하여, 다른 경우라면 승산기 82에서의 4.2헤테로다인의 결과로서 C 신호를 수반하는 7.8C 영상신호가 사실상 없는 C 및 M 신호 응답을 제공하는 1.2-1.3주변의 차단주파수를 가지는 수평 저역통과필터를 실현한다.

제4도에서 제3도의 크로스페이더 69로부터 기록중 공급된 상기 L 휘도신호는 탭디지탈 지연선 90에 공급되어진다. 상기 지연선 90, 가중치 및 합회로 91 및 디지털 감산기 92는 상기 L 휘도신호를 2.52의 교차주파수 또는 1/4 마스터클럭 샘플링속도로 저역통과 및 고역통과필터의 응답들로 분리하는 대역 분할기필터(band splitter filter)를 형성하기 위해 결합된다. 상기 지연선 90의 탭들로부터의 상기 신호들은 수평 저역통과필터 응답을 발생하는 상기 가중치 및 합 회로 91에 공급된다. 디지털 감산기 92는 탭 디지털 지연선 90으로부터 얻어진 적절히 지연된 L 신호로부터 가중치 및 합회로 91에 의해 공급된 수평 저역통과필터의 응답을 감산하여, 감산기 92의 차출력신호로서 수평 고역통과필터의 응답을 발생한다.

디지털 필터링의 기술에 숙련된 자가 인식하는 바와 같이 디지털 대역분할기필터들이 아날로그대역분할기필터들에 비해 저역주파수 및 고역주파수대역들간의 교차 영역을 통한 선형위상응답이 즉각 되어진다는 잇점을 가지며, 이것은 후에 두 대역들의 재결합을 상당히 더 간단하게 할 것이다. 위상의 선형성은 탭 지연선 90과 가중치 및 합회로 91을 포함하는 유한 임펄스응답(finite-impulse-response:FIR)의 저역통과필터를 통상적인 수평 저역통과필터 설계과정에 따라 지연선 90의 탭들로부터 얻어진 신호들에 대칭적인 가중치를 가하여 성취된다.

2분원 디지털 승산기 93은 L 신호에 대한 수평 고역통과필터 반응에 기저대역에 중첩되어지기 전에 1보다 작은 인자들을 곱한다. 이것은 상기 응답을 압축하고 L 신호에 대한 수평 저역통과필터 응답 각각에 그것을 감쇠하여 수행되며, 이미 필드에서 VHS 테이프 기기에 의해 비디오테이프 기록으로부터 복구되는 텔레비젼 영상들에서 중첩을 초래하는 반전된 주파수 스펙트럼의 가시성을 감소시킨다. L 신호에 대한 상기 수평 고역통과필터 응답을 압축하기 위해 사용된 상기 승산 인자는 다음과 같이 결정되어진다. 절대치회로94는 L 신호에 대한 수평 고역통과필터 응답을 정류한다. L 신호에 대한 상기 정류된 수평 고역통과필터 응답은 탭 디지털 지연선 95에 공급된다. 상기 지연선 95의 탭들로부터의 상기 신호들은 가중치 및 합회로 96에 공급된다. 상기 회로 96은 저역통과필터 응답을 L 신호에 대한 정류된 수평 고역통과필터 응답에 공급하며, 이 응답은 디지털 승산기 93에 공급된 승산기 신호들을 저장하는 롬 97을 어드레스하여 L 신호에 대한 수평 고역통과필터 응답의 압축과 감쇠를 가져온다.

(휘도신호들을 샘플하는) 마스터클럭 샘플링속도를 중첩 반송파 주파수의 두배로 선택하는 것은 디지털 승산기를 필요로 하지 않고 단순히 중첩과정이 수행될 수 있도록 한다. 압축되고 감쇠된 고주파 휘도성분들의 영역에 대한 중첩된 응답은 L 휘도신호에 대한 압축되고 감쇠된 수평 고역통과필터 응답의 현재의 샘플이나 1의 보수기 99에 각 현재의 샘플을 공급하고 디지털 가산기 100에서 1로 증가시킴으로서 발생된 그것의 음의 값중 하나를 마스터클럭 샘플링속도로 번갈아 선택함으로서 멀티플렉서 98에 의해 발생되어진다.

바로 앞의 두 문단에서 서술된 과정들의 변형으로, L 신호에 대한 수평 고역 통과필터 응답이 L 신호에 대한 수평 저역통과필터 응답에 대해 처음의 감쇠됨없이 중첩되어질 수 있을 것이다. 이것은 중첩된 휘도신호로서 비디오 테이프 기록하는 것의 역 호환성을 제공하는 것에 특별한 관심이 없다면, 당 분야에 이미 존재하는 VHS 테이프 기기에 적응시키기 위해 수행될 수 있다. L 신호에 대한 수평 고역통과필터 응답을 처음의 감쇠됨없이 중첩하는 것은 또한 변조신호로서 사용된 L 신호에 대한 수평 고역통과필터 응답보다는 멀티플렉서 98로부터의 평형 변조신호를 감쇠되게 함으로서 역방향 양립성을 희생시키지 않고 수행될 수 있을 것이다. 이것은 멀티플렉서 98로부터의 평형변조신호를, 소자들 93내지 97에 해당하는 서로를 비슷하게 연결한 소자들에 공급하고, 결과의 감쇠된 평형변조신호를 가중치 및 합회로 91로부터 공급된 L 신호에 대한 수평 저역통과필터 응답과 결합되도록 가산기 101에 공급함으로서 수행된다.

기저대역에 중첩된 고주파수 휘도성분들의 대역은 디지털 가산기 101에 가산입력신호로서 멀티플렉서 98에 의해 공급되어지며, 이 가산기는 가중치 및 합회로 91로부터 그것의 다른 가산입력신호로서 기저대역에 남겨진 저주파수 성분들의 대역을 입력한다. 상기 가산기 101은 완전히 중첩된 휘도신호인, 그 합신호를 기록증폭기 102에 공급하며, 여기에서 상기 신호는 기록등화되고, 아날로그 형태로 변환되며, 1.2-7.0대역을 점유하는 반송파를 주파수변조하기 위해 사용된다. 상기 기록증폭기는 또한 C 및 M 신호에 의해 진폭변조되었던 컬러언더 반송파를 수신하며, 이것은 아날로그 형태로 변환되며, 아날로그 형태의 주파수변조된 휘도반송파와 결합되어 비디오테이프 수송의 나선형으로 주사하는 기록헤드(들) 103에 공급되는 복합신호를 형성한다.

디지털 디자인분야에 통상의 기술을 가진 자라면 소자들 98 내지 101 의 조합이 제어되는 디지털 가산기 또는 디지탈 가산기/감산기로서 일반적으로 참조되는 것이라는 것을 알 것이다. 큰 오차없이, 1의 보수기 99의 출력신호는 1로 증가시키는 가산기 100을 통하는 대신 멀티플렉서 98에 직접 공급되어질 수 있다. 또다른 변형으로서, 가산기 100은 1의 보수기 99의 출력신호를 1에 의해서보다는 멀티플렉서 98을 위한 제어신호에 의해 증가시킬 수 있을 것이다.

중첩된 휘도신호들을 발생하는데 있어서 가산기/감산기에 의해 사용되는 중첩반송파의 위상은 각 필드내의 한 수평주사선에서 다음 주사선으로 반전되며, 반대 위상의 패턴은 홀수 프레임들에서보다는 짝수 프레임들에서 다르다. 이들 과정들은 비디오 테이프 기록으로부터 복구되는 텔레비젼 화면에서 기저대역으로 중첩된 고주파 휘도성분들의 대역의 가시성을 감소시킨다. 배타논리합(exclusive-OR) 게이트 104는 모듈로320 화소계수의 최하위 비트를 두 입력신호들의 하나로서 수신하며, 또 다른 배타논리합 게이트 105의 출력신호를 나머지 입력신호로 수신하며, 출력신호를 멀티플렉서 98에 제어신호로서 공급한다.

상기 논리합 게이트 105는 프레임계수를 그 두 입력신호들의 하나로서 그리고 선계수의 최하위 비트를 그 또다른 입력신호로서 입력한다. 이 신호들은 수평주사선의 기간동안 변화하지 않으며, 따라서 상기 논리합 게이트 104에 대한 논리합 게이트 105의 출력신호는 수평주사선기간동안 변화하지 않는다. 상기 배타논리합 게이트 104에 공급된 모듈로320 화소계수의 최하위 비트는 10.2마스터클럭속도로 0과 1사이를 교대하여, 각 수평 주사선동안 10.2마스터클럭속도로 0과 1사이를 또한 교대하는 제어신호를 멀티플렉서 98에 공급하도록 배타논리합 게이트 104를 조절하며, 상기 배타논리합 게이트 105의 출력신호에 따른 위상제어는 그 주사선 기간동안 유지된다. 주사선의 최초의 화소는 상기 배타논리합 게이트 104에 입력신호로서 공급됨으로서 모듈로 320 화소계수의 0의 최하위 비트와 관련되어 있다.

다음의 다섯 문단에서는, 수평주사선들의 넘버링이 NTSC 표준에 의하여 서술되어진다. 홀수 프레임동안, 프레임계수가 1일 때, 상기 배타논리합 게이트 104에 공급된 상기 배타논리합 게이트 105의 출력신호는 선계수신호의 최하위비트를 복제한다.

기수프레임의 처음의 기수필드에서는 선계수의 최하위 비트는 기수번째의 주사선들동안 0이다. 주사선의 최초의 화소에 대한 모듈로 320 화소계수의 0의 최하위 비트와 함께 이것은 0의 배타논리합 게이트 104의 응답을 일으키며, 이 응답은 멀티플렉서 98이 이들 기수번째 주사선들의 각각의 최초 화소들동안 상기 가산기 101에서 저주파 휘도대역과 더해질 비반전된 중첩 고주파휘도대역을 선택하도록 조절한다.

기수프레임의 처음의 기수필드에 있어서, 선계수의 최하위 비트는 우수번째 주사선들동안 1이다. 이것은 주사선의 최초 화소에 대한 모듈로320 화소계수의 0의 최하위 비트와 함께 1의 배타논리합 게이트 104의 응답을 일으키며, 이 응답은 멀티플렉서 98이 이들 우수번째 주사선들의 각각의 최초 화소들동안 상기 가산기 101에서 저주파 휘도대역과 더해질 상기 반전된 중첩 고주파휘도 대역을 선택하도록 조절한다.

기수프레임의 마지막 우수필드에서, 선계수의 최하위 비트는 기수번째의 주사선들 동안 1이다. 이것은 주사선의 최초 화소에 대한 모듈로320 화소계수의 0의 최하위 비트와 함께 1의 배타논리합 게이트 104의 응답을 일으키며, 이 응답은 멀티플렉서98이 이들 기수번째 주사선들의 각각의 초기 화소들동안 상기 가산기 101에서 저주파 휘도대역과 더해질 상기 반전된 중첩 고주파휘도대역을 선택하도록 조절한다.

기수프레임의 마지막 우수필드에서는 선계수의 최하위 비트는 우수번째의 주사선들동안 0이다.이것은 주사선의 최초 화소에 대한 모듈로320 화소계수의 0의 최하위비트와 함께 0의 배타논리합 게이트 104의 응답을 일으키며, 이 응답은 멀티플렉서 98이 이들 우수번째 주사선들의 각각의 초기 화소들동안 상기 가산기 101에서 저주파 휘도대역과 더해질 상기 비반전된 중첩 고주파휘도 대역을 선택하도록 조절한다.

우수프레임동안, 프레임계수가 0일 때, 상기 배타논리합 게이트 104에 공급된 상기 배타논리합 게이트 105의 출력신호는 선계수신호의 최하위 비트의 보수이며, 기수프레임에 대해 상술된 것들로부터의 우수프레임내 수평주사선들에 대한 최초의 화소상태를 반전 시킨다. 휘도신호의 중첩동안 반전된 위상의 패턴이 기수프레임들에서 보다는 우수프레임들에서 다르기 때문에, 프레임계수 정보를 기록된 영상신호에 삽입하여, 재생동안 휘도신호의 비중첩화가 반전위상제어보다는 정정 위상제어로 수행되어지는 것이 필요하다. 이 프레임계수정보는 제1도의 서브픽셀 위상기준 발생기 29에 의해 기록된 영상신호에 삽입될 수 있다.

제5도는 제1도 및 제2도에서 도시된 장치에 더하여 비디오레코더를 위한 재생장치를 도시하며, 이것은 기록과 재생 모두에 사용되어진다. 제1도를 재참조하면, 재생동안 멀티플렉서 23으로부터 공급된 디지털 영상신호는 기록/재생스위치의 폴 2가 재생위치에 있음으로 재생증폭기 4로부터 공급된 휘도신호인 아날로그 영상신호에 대한 아날로그 디지털 변환기 7의 디지털화된 응답이다. 상기 멀티플렉서 23으로부터 공급된 상기 디지털 영상신호는 재생동안 시간축 보정기 106에 공급된다. (예로서, 시간축 보정기는 한 주사선의 코스동안 각각 교대로 기입되고 독출되는 두 세트의 640개의 저장위치들을 가지는 선입/선출 (first-in/first-out) 반도체 메모리일 수 있다. AFPC 된 마스터클럭발진기 10에 의해 시간이 맞추어져 640 디지털 샘플들의 한 선은 현지의 주사선동안 기입하기 위해 선택된 640 저장위치들의 한 세트에 기입되어진다. 한편, 640개의 저장위치들의 나머지 세트는 크리스탈 안정화된 (crystal-stablized) 10.2클럭발진기에 의해 시간이 맞추어져 순차적으로 독출되어진다. 이 크리스탈 안정화된 10.2클럭발진기는 비디오테이프 기록으로부터 재생동안 AFPC 된 마스터클럭발진기 10을 방해할 수 있는 테이프 취급문제들에 의한 AFPC 루프오차들 및 지터(jitter)를 보여주지 않는다. 결과의 시간축이 보정된 디지털 영상신호는 시간축 보정기 106으로부터 다수 탭 디지털 지연선 107로 공급된다. 상기 지연선 107의 탭들로부터의 신호들은 가중치 및 합회로 108에 공급되며, 이것은 주파수변조의 나머지를 압축하는 디지털 영상신호의 수평 저역통과필터링을 실현한다.

비디오테이프 기록과정에서의 대역폭의 제한 때문에 발생할 디지털 영상신호의 진폭감쇠를 보상하는 재생등화를 수행하기 위해서는 디지털 필터링을 사용하는 것이 편리하다. 제5도는 소자들107과 108을 가지는 수평 저역통과필터의 뒤에 종속접속되는, 다수탭 디지털 지연선 152와 가중치 및 합회로 153을 가지는 유한 임펄스응답 재생등화필터를 보여준 것이다. 가중치 및 합회로 153에서의 가중치들은 3주변에서 피크를 제공하며, 디지털 재생등화필터에 대한 시스템 특성은 예로서, 높아진 코사인 응답을 제공할 수 있다. 도시된 것처럼 혹 반대의 순서로 종속접속된 수평 저역통과필터와 재생등화필터들을 사용하기 보다는 상기 종속접속된 수평 저역통과필터 및 재생등화필터들의 응답들의 곱과 유사한 응답을 가지는 하나의 디지털 필터가 대신 사용될 수 있을 것이다.

시간축이 보정되고 수평 저역통과필터링되며, 재생등화를 갖는 디지털 영상신호는 상기 배타논리합 게이트들 104와 105에 의해 발생된 신호에 의해 제어되는 멀티플렉서 109를 포함하는 비중첩화(unfolding) 회로에 공급된다. 시간축이 보정되고 수평 저역통과필터링된 디지털 영상신호에 대한 비중첩된 고역통과 응답은 마스터클럭 샘플링속도로 시간축이 보정되고 수평 저역통과필터링된 디지털 영상신호의 현재의 샘플이나 산술 0중 하나를 교대로 선택함으로서 멀티플렉서 109에 의해 발생된다.

상기 기록/재생스위치는 기록중 동작적응형 시공간필터링을 위해 사용된 것들과 같은 소자들 543내지 69가 제7도에 도시된 것처럼 연결되어 재생동안 사용되는 동작적응형 시공간필터 110을 또한 제공한다. 상기 동작적응형 시공간필터 110은 기록중 수행되는 동작적응형 시공간필터링을 원상으로 돌릴 뿐만아니라 상기한 비중첩화 과정후 기저대역에 남겨진 중첩된 휘도성분들을 압축한다.상기 동작적응형 시공간필터 110은 그 동작을 위해서 비디오테이프 기록 과정에서 사용되는 동작신호가 비디오테이프 재생과정중에 복구되고 공급되어지는 것을 요구한다. 동작신호의 복구 및 압축된 3.58색 부반송파 주변의 색 부반송파 변조성분들의 재발생은 제5도를 참조하여 바로 다음에 설명되어진다.

아날로그 디지털 변환기 111은 10.2마스터클럭속도로 제1도에 도시된 상기 재생증폭기 4로부터 공급된 컬러언더 반송파를 샘플한다. 상기 변환기 11은 디지털화된 컬러언더 반송파를 시간축 보정기 회로 112에 공급한다. 결과의 시간축이 보정되고 디지털화된 컬러언더 반송파는 분원선택필터 113에 공급된다. 상기 분원 선택필터 113은 분리될 수 없는 2차공간필터이며, 이것은 10.2마스터클럭 샘플링속도로 디지털화된 컬러언더 반송파의 세 개의 연속적인 주사선들을 필터링하는 이차 커넬함수를 구현하기 위해 마련된 탭 디지털 지연선들과 가중치 및 합회로를 포함한다.

제6도는 이 이차 커넬함수를 보여준다. 상기 필터커넬은 계수들의 매 네 번째 컬럼들만 보여지는 수평주사 방향에서의 그러한 폭을 가진다. 계수들의 개재하는(intervening) 컬럼들은 모두 영의 값이 된 계수들의 컬럼들이다. 상기 분원선택필터 113의 응답은 기수필드동안에는 M 신호이며 우수필드들 동안에는 C 신호이다.

감산기 114는 시간축 보정기 112로부터 공급되며 디지털 지연선 115에 의해 적절히 보상지연된 시간축이 보정되고 디지탈화된 컬러언더 반송파로부터 분원선택필터 113의 응답을 감산함으로서 보수의 분원선택필터 응답을 발생한다. 이 보상지연은 상기 분원선택필터 113을 통한 지연과 같으며, 필터 113에서 탭 디지털 지연선들을 사용하여 얻어질 수 있다. 보수의 분원선택필터 응답은 기수필드들 동안은 C 신호이며 짝수필드들 동안에는 M 신호이다.

멀티플렉서 116은 분원선택필터 응답과 보수의 분원선택필터 응답으로부터 선택하기 위한 제어신호로서 공급된 필드계수신호의 최하위 비트에 의해서 조절되어, M 신호로부터 분리된 C 신호와 C 신호로부터 분리된 M 신호를 발생한다. 절대치회로 117은 M 신호를 정류하며, 정류된 M 신호는 다수 탭 디지털 지연선 118 에 공급된다. 지연선 118의 탭들로부터의 상기 신호들은 가중치 및 합회로 119에 공급되며, 이것은 정류된 M 신호의 수평 저역통과필터링을 실현하여, 동작적응형 시공간필터 110에 의해 요구되는 동작신호를 재생산한다.

M 신호로부터 분리된 상기 C 신호는 멀티플렉서 116으로부터 4분원 디지털 승산기 120에 공급되며, 거기서, 반송파 위상선택회로 83에 의해 승산기 신호로서 선택된 4상 4.21반송파 위상과 각 주사선기간동안 곱해져서, 압축된 3.58색 부반송파 주변의 색 부반송파 변조성분들과 7.8주변의 그들의 영상성분들을 포함하는 디지털화된 크로마신호를 재생산한다. 이 디지털화된 크로마신호는 다수 탭디지탈 지연선 121에 입력신호로서 공급된다. 가중치 및 합회로 122는 지연선 121의 탭들로부터의 신호들에 가중치를 가하여 압축된 3.58색 부반송파 주변의 색 부반송파 변조성분들을 제공하는 수평 저역통과필터를 구현하며, 이 필터의 응답에는 7.8주변의 영상성분들이 없다. 선택적으로, 상기 디지털 지연선 121과 가중치 및 합회로 122는 3.58의 중심 주파수를 가지는 디지털 대역통과필터를 실현하는 다수 탭 디지털 지연선과 가중치 및 합회로에 의해 대체될 수 있다. 상기 지연선 121과 가중치 및 합회로 122는 기록중 사용되는 지연선 88과 가중치 및 합회로 89와 같이 적절한 기록/재생 스위칭에 의해 조정될 수 있다.

제7도는 적절한 기록/재생 스위칭에 (명백히 도시되지 않음)의해 제5도의 동작적응형 시공간필터 110을 제공하기 위해 주어지는 소자들 54내지 64 및 67 내지 69를 도시한 것이다. 기록 및 재생중 모두에서의 소자들 54내지 64 및 67내지 69의 사용은 하나의 프레임 저장영역과 몇 개의 선저장영역들을 제거함으로서 하드웨어의 비용을 사실상 줄여준다. 상기 가중치 및 합회로 64로부터 공급된 휘도신호에서 프레임대 프레임 차의 전체를 상기 지연선 60으로부터 피감수신호로서 공급된 휘도신호로부터 감산되어지도록 상기 감산기 67에 공급하는 것은 공간 주파수에서의 0Hz 로 다운된 모든 성분들을 제거한다. 이것은 다음 사실들을 반영하여 수행한다. (1) 중첩된 휘도성분들이 색성분들보다 주파수가 더 아래로 확장되며, (2) 제3도에 도시된 것처럼 동작신호가 유도되었을때에만 가능한 이러한 프레임콤은 낮은 공간주파수성분들의 3dB의 감소를 제공한다. 재생동안 크로스페이터 69는 제5도의 가중치 및 합회로 119로부터 공급된 재생산된 동작신호에 의해 제어된다. 상당한 동작이 있는 텔레비젼 영상영역들의 주사동안, 상기 크로스페이터 69는 소자들 54 내지 62를 포함하는 라인콤 공간필터로부터 공급된 휘도출력신호로서 공간적으로 필터링된 휘도를 선택한다. 이 공간필터는 비중첩화 후에 기저대역에 남겨진 중첩된 휘도성분들을 압축하는 수직 저역통과필터링을 제공하며, 이 남겨진 성분들은 라인에서 라인으로 극성이 변한다. 동작이 거의 또는 전혀 없는 텔레비젼 영상영역의 주사동안, 상기 크로스페이터 69는 소자들 54, 60, 66,64, 67 및 68을 포함하는 프레인콤 시간 필터로부터 공급된 휘도출력신호로서 시간적으로 필터링된 휘도를 선택한다. 상기 프레임콤하는 것은 비중첩화후에 기저대역에 남겨진 중첩된 휘도성분들을 압축하며, 이 남겨진 성분들은 프레임으로부터 프레임으로 극성이 변한다.

만일 기록도중 상기 크로스페이더 69로부터 공급된 전대역 휘도신호의 고주파수대역이 그 저주파수대역에 대해 디엠퍼시스되었다면, 이 디엠퍼시스는 소자들 123 내지 131을 포함하는 회로에서 제거되어진다. 상기 제거는 2.52의 교차주파수나 1/4의 마스터클럭 샘플링속도로 저역통과 및 고역통과 응답들을 가지는 필터들로 저주파수 및 고주파수대역들로 이 휘도신호를 분리한 후에 수행된다. 제7도에서 상기 크로스페이더 69로부터 재생동안 공급된 상기 휘도 신호는 제7도의 탭 디지털 지연선 123에 공급된다. 상기 지연선 123의 탭들로부터의 상기 신호들은 가중치 및 합회로 124에 공급되며, 이것은 휘도의 저주파수대역 성분을 분리하는 수평 저역통과필터링을 구현한다. 디지탈 감산기 125는 상기 가중치 및 합회로 124에 의해 공급되는 수평 저역 통과필터 응답을 탭 디지털 지연선 123으로부터 얻어진 적절히 지연된 전대역 휘도신호로부터 감산하며, 이것은 휘도의 고주파수 대역성분을 분리하는 수평 고역통과필터링을 구현한다.

2분원 디지털 승산기 126은 휘도의 고주파수 대역성분을 1보다 큰 인자들과 곱하여, 상기 대역을 비압축화(de-compress)하고 휘도의 저주파수대역 성분에 대해 그것의 원래 진폭을 복구한다. 상기 곱셈인자는 다음과 같이 결정되어진다. 절대치 회로 127은 상기 감산기 125로부터 차신호로서 공급된 휘도의 고주파수대역 성분을 정류한다. 휘도의 상기 정류된 고주파수 대역 성분은 탭 디지털 지연선 128에 공급된다. 상기 지연선 128의 탭들로부터의 상기 신호들은 가중치 및 합회로 129에 공급된다. 상기 회로 129는 휘도의 상기 정류된 고주파수대역 성분에 대한 저역통과 필터의 응답을 공급하며, 그 응답은 휘도의 고주파수대역 성분을 비압축화하기 위한 승산기 126에 공급된 승산기 신호들을 저장하는 롬 130을 어드레스한다. 곱신호로서 승산기 126에 의해 공급된 휘도의 비압축된 고주파수대역 성분은 상기 가중치 및 합회로 124로부터 공급된 휘도의 상기 저주파수대역 성분과 디지털 가산기 131에서 가산되어진다. 상기 가산기 131로부터의 상기 합신호는 완전히 복구된 휘도신호이다.

디지털 가산기 132는 이 신호를 제5도의 상기 가중치 및 합회로 122로부터 공급된, 압축된 3.58색 반송파를 가지는 색신호와 더한다. 디지털 가산기 133은 상기 가산기 132로부터의 상기 합신호를 음향 부반송파와 더하여 비디오 테이프 기록으로부터 재생을 시청하기 위해 사용되는 컬러 텔레비젼 수상기에 적용하기 위한 텔레비젼 고주파수(radio-frequency) 신호들을 발생하기 위해 사용되는 저전력 텔레비젼 변조기 134를 위한 변조신호를 발생한다. 상기 음향 부반송파를 주파수 변조하기 위해 사용되는 상기 음향신호는, 고정된 오디오 재생헤드가 비디오테이프 기록의 측음향 트랙으로부터 복구한 것이거나, 또는 회전하는 헤드휘일 조립체에서 와이드 갭의 오디오 재생 헤드들이 나선형주사에 의해 비디오테이프 기록의 깊게 기록된 대각선 음향 트랙으로부터 복구한 것 중의 하나이다.

만일 기록도중 상기 크로스페이더 69로부터 공급된 전대역 휘도신호의 고주파수 대역이 그 저주파수 대역에 대하여 디엠퍼시스되지 않았었다면, 소자들 124내지 131을 포함하는 회로는 상기 가산기 73으로부터 상기 가산기 132로의 직접적인 접속점에 의해 대체될 수 있다.

서브픽셀 위상기준신호(들)은 반복되는 의사랜덤(pseudo-random) 펄스열들의 선택된 주사선들을 포함할지도 모르며, 이 주사선들은 선택된 수직귀선기간들중에 또는 텔레비젼 시청자에게 보여지지 않도록 마스크된 바로 다음의 영상의 영역들내에서 발생한다. 일반적으로, 시간기준신호들에 대한 반복된 의사랜덤 펄스열들은 잘 알려져 있다. 예를 들어, W. Peterson 의 책 에러정정코드 의 147 내지 148 페이지 (MIT 출판사, 1961년); P. Horowitz와 W. Hills 의 책 전자공학의 655 내지 657페이지 (캠프리지 대학출판사, 1989년, 제2판); F. G. Stremler 의 책 통신시스템개론의 439내지 443페이지 (애디슨-웨슬리 출판사, 1990년, 제3판); 또는 확장된 해상도의 와이드 스크린 텔레비젼 신호처리시스템에 관한 영상신호 동기화시스템이란 제목으로 RCA 에 양도되어 1990년 3월 27일 본 발명자등에 의해 출원된 미국특허번호 제4,912,549호에 개시되어 있다. 상기 의사랜덤 펄스열은 -1과 +1 샘플들 N 개의 열이며, 이것은 그 자신과 N과의 상관관계 및 값 1과 그 위상변환된 자신과의 상관관계를 나타낸다.

제8도는 제1도의 비디오 테이프 레코더 장치에서의 서브픽셀 위상기준발생기 24에 적절한 회로를 보여준 것이다. 상기 제8도의 회로는 각각 일곱 개 샘플들의 길이를 가지며, 이들 샘플들의 각 기간이 마스터발진기 10의 클럭펄스들간의 기간의 네배인 15개의 연속적인 의사랜덤 펄스열들을 발생하는 상태 가변발생기 135를 포함하여, 의사랜덤 펄스의 대역폭을 비디오기록 및 재생과정의 대역폭내에 잘 있도록 유지시킨다. 상기 상태 가변발생기 135는 세 개의 상태변수들 중의 각각을 발생하는 세 개의 클럭된 비트래치들 136, 137 및 138을 포함한다. 비트래치들 136, 137 및 138 각각은 발생되는 매 4번째 마스터발진기 10의 클럭펄스로서 제1도의 9단 이진계수기 11의 제2단계로부터의 캐리신호와 클럭되어져서, 세 개의 상태변수들의 샘플들 각각이 마스터발진기 10의 클럭펄스들간의 기간이 각각 네배인 기간들을 갖게 된다. 배타논리합 게이트 139는 두 입력신호들로서 래치들 137과 138로부터의 상태변수들을 입력하며, 출력신호를 비트래치 136에 입력신호로서 공급한다. 상태변수 발생기 135에 의해 공급된 상기 의사랜덤 펄스열들은 비트래치 138로부터 나오며, 배타논리합 게이트 140에 입력신호로서 공급되며, 이 게이트는 그 두 개의 입력신호들의 나머지 하나로서 상기 모듈로2 프레임계수를 입력한다. 기수 프레임들 동안, 배타논리합 게이트140의 응답은 상태변수발생기 135에 의해 발생된 의사랜덤 펄스열들의 음수를 발생하며, 우수프레임들동안은 배타논리합 게이트 140의 응답은 단순히 상태변수발생기 135에 의해 발생되는 의사랜덤 펄스열들을 반복한다.

상기 배타 논리합 게이트 14의 응답은 앤드 게이트 141에 두 입력신호들중의 하나로서 공급되어진다. 상기 앤드 게이트 141은 멀티플렉서 142에 제어신호로서 공급되는 그 자신의 응답으로 상기 배타논리합 게이트 140의 응답을 반복한다. 이 제어신호가 0인지 1인지에 따라, 상기 멀티플렉서 142는 0 IRE 레벨이나 80 IRE 레벨과 관련된 디지털 값을 선택하여, 제1도에서 멀티플렉서 23에 공급되는 서브픽셀 위상기준신호를 발생한다. 상기 앤드 게이트 141로의 나머지 입력신호는 의사랜덤 펄스열들이 상기 멀티플렉서 142에 공급되어질 때 수평 주사선내의 한 주기동안 1인 펄스윈도우신호이다. 주사선의 시작과 끝에서, 펄스윈도우신호가 0일 때 앤드 게이트 141의 응답은 0이며, 멀티플렉서 142를 0 IRE 레벨과 관련된 디지털 값을 선택하도록 조절한다.상기 펄스윈도우신호는 세트리셋 플립플롭 143의 세트계수 Q 출력에 해당한다.

플립플롭 143의 셋팅과 리셋팅은 다음과 같다. 상기 주사선 화소계수는 디지털 가산기 144에서 2만큼 증가되며, 결과의 합중 두 개의 최하위 비트들은 포기되어 1/4 마스터발진기 10의 클럭펄스 속도로 희박(sparser)계수를 얻게 되며, 희박계수는 계수기 11의 제2단계로부터의 캐리신호들간에서 때때로 증가한다. 디코더 145는 시작희박계수 (예를들면, 62의 주사선 화소계수에 대응하는 16)를 디코드하여, 오아 게이트들 146 내지 149에 공급될 1을 발생한다. 상기 오아 게이트들 147,148 및 149의 1의 응답들은 각각 비트래치들 136, 137 및 138에 공급되어 거기서 클럭되어져서, 최초의 의사랜덤 펄스열은 비트래치들 136, 137 및 138 모두에서 항상 1로 시작한다. 상기 오아 게이트 149의 상기 1의 반응은 플립플롭 143을 위한 세트펄스로서 공급되며, 세트상태에 있는 플립플롭은 앤드 게이트 41을 인에이블하여 의사랜덤 펄스열들을 멀티플렉서 142에 공급한다. 디코더 150은 끝의 희박계수(예를 들면, 478의 주사선 화소계수에 대응하는 120)를 디코드하여, 플립플롭 143을 위한 리셋펄스를 발생한다. 이 리셋상태에서 상기 플립플롭 143은 상기 앤드게이트 141을 디스에이블하며, 따라서, 더 이상 멀티플렉서 142에 의사랜덤 펄스열들을 공급할 수 없다.

상기한 접속들은 플립플롭 143이 세트되어 펄스윈도우신호로서 1을 발생하는 기간동안 열 다섯 번 반복하는 다음의 동작싸이클을 이끈다.

래치 136상태 래치 137상태 래치 138상태

1 1 1

0 1 1

0 0 1

1 0 0

0 1 0

1 0 1

1 1 0

상기 래치 138로부터 공급된 상기 1110010열은 2의 보수 의사랜덤 펄스열 11,11,11,01,01,11,01를 나타내는 것으로 생각되어질 수 있으며, 변하지 않는 1의 최하위 비트는 압축된다.

제9도는 제1도의 비디오 테이프 레코더 장치에서의 서브픽셀 위상제어회로 20에 적합한 회로를 도시한 것이다. 디지털 감산기 154는 그 감수입력신호로서 제1도의 아날로그 디지털 변환기 7로부터의 디지털화된 신호를 입력한다. 멀티플렉서 155는 감산기 154를 위한 피감수신호를 공급한다. 앤드 게이트 156은 제2도의 앤드 게이트 41에 의해 발생된 재생 휘도위상동기 키신호 및 제8도의 플립플롭 143에 의해 발생된 펄스윈도우신호가 동시에 1이므로 1로써 응답하여, 멀티플렉서 155가 영의 값을 가지는 직접성분을 갖기 위해 의사펄스열들을 바이어스(bias)하는 감산기 154를 위한 피감수신호로서 40 IRE 레벨과 연관된 디지털값을 선택하도록 조절한다.

대부분의 주사선들동안, 재생 휘도위상동기 키신호가 0일 때 및 이들 한 프레임에 한번 나오는 주사선들의 처음과 끝동안, 재생 휘도위상동기 키신호가 1이나 펄스윈도우신호가 0일 때, 상기 앤드 게이트 156은 0으로 응답하여, 상기 멀티플렉서 155가 제1도의 아날로그 디지털 변환기 7로부터의 디지털화된 신호를 상기 감산기 154를 위한 피감수신호로서 선택하도록 조절한다. 상기 감산기 154는 동일한 감수 및 피감수신호들에 응답하여 0의 값을 가지는 디지털 차신호를 발생한다.

28-샘플상관필터 157은 영의 값의 직접성분들을 갖기 위해 바이어스된 의사랜덤 펄스열들을 감산기 154로부터 입력한다. 상기 상관관계가 입력신호와 필터커넬간에서 최상일 때 또는 비상관관계가 입력신호와 필터커넬간에서 최상일 때, 상기 필터 157의 상관관계 응답은 상기 감산기 154로부터 공급된 신호의 28배일 것이며, 따라서, 상기 아날로그 디지털 변환기 7로부터의 디지털화된 신호보다 다섯비트를 더 가질 것이다. 상기 필터 157의 응답은 아날로그 디지털 변환기 7이 8비트의 해상도로 디지털화하는 것을 가정할 때 열세개의 비트폭(wide)일 것이다. 하드웨어의 보호를 위해, 이들 비트들중 네 개의 최하위비트는 다음의 회로에서는 사용되지 않는다. 상기 필터 157의 응답은 절대치회로 158에 공급되어, 평형 비트 레지스터들 159와 160의 종속결합점에 공급되는 1비트 좁아진 절대치 상관관계 응답을 발생한다. 상기 종속결합된 평형 비트 레지스터들 159와 160의 종속연결점은 세 개의 연속적인 상관관계 응답들이 동시에 고려되어지도록 하는 3탭의 지연을 제공한다. 상관필터 157의 커넬과 감산기 154로부터의 의사랜덤 펄스열간의 원형 상관이 도달되어질 때, 필터 157의 응답은 의사랜덤 펄스속도가 마스터발진기 클럭속도의 4분의 1이라는 사실 때문에 마스터발진기 클럭속도로 한 샘플위에 이르는 양의 피크를 보여준다. 상관필터 157의 커넬과 감산기 154로부터의 의사랜덤 펄스열간의 원형의 비상관관계가 도달될 때, 필터 157의 응답은 유사한 작은 수의 샘플들 위에 이르는 음의 피크를 나타낸다. 상기 피크는 7샘플들 이상으로 또는 단지 5샘플들 이상으로 확장되기 위해 고려되어질 수 있다.

어떤 경우에 있어서도, 이들 샘플들중의 세 개의 연속하는 것들이 상기 피크의 팁(tip)을 구성하기 위해 고려되어지며, 상관 피크의 (또는 비상관 피크의) 각 팁에서의 세 개의 샘플들의 분석은 재생동안의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍에 얼마나 가깝게 대응하는가를 결정하기 위해 사용된다. 만일 상기 대응이 완전하다면, 최대진폭 베리팁(very-tip) 샘플의 앞과 뒤의 두 개의 샘플들은 그들이 접하는 최대진폭의 샘플보다 다소 작은 동일한 진폭들을 갖는다. 만일 재생동안의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍을 앞선다면, 최대진폭 베리팁 샘플에 앞서는 샘플은 최대진폭 샘플을 뒤따르는 샘플보다 진폭이 작다. 만일 재생중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중 아날로그 디지탈 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍보다 늦는다면, 최대진폭 베리팁 샘플을 앞서는 샘플의 진폭이 최대진폭 샘플을 뒤따르는 샘플의 것보다 더 크다.

상기 레지스터 160으로부터의 현재의 샘플 D, 레지스터 159로부터의 현재의 샘플 E, 절대치 회로 158로부터의 현재의 샘플 F는 동시에 고려되어지는 세 개의 연속적인 상관관계 응답들이다. 디지털 비교기 161은 ED 일때에만 1을 발생하며, 디지털 비교기 162는 EF 일때에만 1을 발생하며, 디지털 비교기 163은 EE_T일때에만 1을 발생하며, 여기서 E_T는 규정된 양의 한계값이다. 앤드 게이트 164는 동시에 1을 모두 발생하는 세 개의 비교기들 161 내지 163 에 대해 현재의 샘플 E 가 최대진폭의 베리팁 샘플인 것을 나타내는 1로 응답한다.

디지털 비교기 165는 DF 일때에만 1을 발생하며, 재생중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍을 앞서는 것을 나타낸다. 디지털 비교기 166은 FD 일 때 에만 1을 발생하여, 재생중 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍 보다 뒤지는 것을 나타낸다. 오아 게이트 167은 입력신호들로서 비교기들 165와 166으로부터의 출력신호들을 입력하며, D=F 일 때에만 0을 발생하여, 재생중 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍에 적절히 해당함을 나타낸다. (디지탈 비교기들 161 내지 163, 165 및 166 각각은 A 입력신호가 B 입력신호를 초과할때에만 1을 발생하는 일반적인 형태의 것이다. 이러한 비교기는 A 와 B 의 입력신호들을 2의 보수의 감수와 피감수신호들로서 입력하는 디지털 감산기에 의해 주어지며, 차의 부호는 비교결과를 제공한다.

앤드 게이트 168은 현재의 샘플 E 가 최대진폭의 샘플임을 나타내는 1을 발생하는 앤드 게이트 164와 현재의 D 와 F 샘플들을 진폭이 다름을 나타내는 1을 발생하는 오아 게이트 167에 응답하여, 재생중 휘도 화소들의 위상제어는 정정할 필요가 있음을 나타내는 1을 발생한다. 5단 업/다운 이진계수기 169는 이들 표시들의 수를 계수한다. 상기 계수기 169는 1을 펄스화하는 디코더 145나 디코더 146의 출력신호에 의해 16의 초기값으로 리셋된다. 비교기 165로부터의 출력신호는 계수기 169에 의한 계수 방향을 제어한다.

재생중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍을 앞설 때, 1인 비교기 165의 출력신호에 응답하여 상기 계수기 169는 카운트 다운한다. 재생중의 아날로그 디지털 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍이 기록중의 아날로그-디지탈 변환기 7에 의한 디지털화 공정의 타이밍에 뒤질 때, 상기 계수기 169는 0인 비교기 165의 출력신호에 응답하여 카운트 업한다.

오아 게이트 172는 디코더 170에 의해 검출되는 계수기 169로부터의 1의 계수나 디코더 171에 의해 검출되는 계수기 169로부터의 31의 계수에 응답하여, 1을 발생한다. 재생중 이 1은 아날로그 디지털 변환기 7로 공급되기 위한 마스터발진기 클럭 펄스가 얻어지는 탭 디지털 지연선 19의 탭을 선택함으로서, 제1도에 도시된 멀티플렉서 21을 제어하기 위해 사용되는 업/다운 이진계수기 173에서의 계수를 1씩 변화시킨다. 상기 계수기 169는 그것의 업/다운 제어신호로서 계수기 165로부터 최상위 비트 또는 '부호' 비트를 입력한다. 따라서, 재생중 앞선 휘도 화소 위상의 15개의 연속적인 표시들을 나타내는 계수기 169로부터의 31의 계수는 계수기 173으로부터의 계수를 1씩 증가시키며, 차례로 멀티플렉서 21이 다수 탭의 디지털 지연선 19상의 다음-이후의 탭으로부터 아날로그-디지탈 변환기 7로 공급된 마스터발진기 클럭 펄스들을 선택하도록 한다. 그리고 재생동안 뒤지는 휘도 화소 위상의 연속적인 15개의 표시들을 나타내는 계수기 169로부터의 1의 계수는 계수기 173으로부터의 계수가 1씩 증가되도록 하며, 차례로 멀티플렉서 21이 다수 탭의 디지털 지연선 19상의 다음-이전의 탭으로부터 아날로그 디지털 변환기 7로 공급된 마스터발진기 클럭 펄스들을 선택하도록 한다.

기록중에 상기 계수기 173은 계속적으로 산술 0으로 리셋되어, 멀티플렉서 21이 다수 탭의 디지탈 지연선 19의 중간 탭을 선택하도록 만든다.

제9도는 또한 어떻게 모듈로2 프레임계수기 37이 (또한 제2도에 도시됨) 재생중 올바르게 위상제어되도록 준비되는가를 도시하며, 휘도 화소 샘플링의 패턴은 기록중에 사용되는 것에 해당한다. 업/다운 이전계수기 174는 재생 휘도-위상-동기 키신호가 1일 때 한 주사선동안 상관 함수에서의 양 또는 음의 피크들의 수를 계수한다. 계수기 169 처럼, 계수기 174는 1을 펄스화하는 디코더 145 또는 디코더 146의 출력신호에 의해 16의 초기값으로 리셋된다. 샘플 E 가 상관 응답에서의 베리팁 샘플임을 시그널링하는 1에 대한 앤드 게이트 164의 응답의 펄스화는 계수기 174에 의해 계수된다. 상관필터 157로부터의 응답의 부호비트는 추출되며, 10.2마스터클럭발진기 펄스 속도로 클럭된 비트래치 175에서 1화소 기간만큼 지연된다. 비트래치 175에 일시적으로 저장되는 비트는 절대치로서 샘플 E를 가지는 샘플의 부호에 해당하며, 샘플 E 와 시간적으로 정렬되며, 계수기 174에 의한 계수의 방향을 제어한다.

재생 휘도위상동기 키신호가 1일 때 그 주사선이 한 주기에 걸친 기수 프레임에서 일 주사선 동안 상관필터 157로부터의 응답은 15개의 음의 근처 피크들을 가져야만 한다. 따라서,비트래치 175에 일시적으로 저장된 비트는 각 베리팁 샘플을 계수할 때 1이어야만 하며, 비트래치 175로부터의 업/다운 신호는 아래로 계수하는 계수기 174를 조절한다. 계수기 174가 16의 초기치로부터 15만큼 아래로 계수한다고 가정할 때 디코더 176은 프레임계수가 기수거나 1이어야만 하는 표시를 발생하기 위해 결과적으로 1의 계수를 검출한다. 앤드 게이트 177은 디코더 176의 출력신호를 프레임계수의 보수와 논리곱 연산하고 기수여야만하는 프레임계수가 우수임을 나타내는 1을 발생한다. 오아 게이트 178은 상기 앤드 게이트 177에 의해 발생된 어떠한 0에도 응답하여, 계수 입력신호로서 오아 게이트 179를 거쳐 계수기 174에 공급되는 정정 프레임신호로서 1을 발생하며, 그 모듈로2 계수 출력신호 프레임계수와 프레임계수의 보수인 또 다른 모듈로2 계수 출력신호의 논리 상태들을 교환한다.

재생 휘도위상동기 키신호가 1일 때 그 주사선이 한 주기에 걸친 우수 프레임에서 한 주사선동안 상관필터 157로부터의 응답은 15개의 양의 근처 피크들을 가져야만 한다. 따라서, 비트래치 175에 일시적으로 저장된 비트는 각 베리팁 샘플을 계수할 때 0이어야만 하며, 비트래치 175로부터의 업/다운 신호는 위로 계수하는 계수기 174를 조절한다. 계수기 174가 16의 초기치로부터 15만큼 위로 계수한다고 가정할 때 디코더 180은 프레임계수가 우수거나 0이어야만 하는 표시를 발생하기위해 결과적으로 31의 계수를 검출한다. 앤드 게이트 181은 디코더 180의 출력신호를 프레임 계수와 논리곱 연산하고 우수여야만하는 프레임계수가 기수임을 나타내는 1을 발생한다. 오아 게이트 178은 상기 앤드 게이트 181에 의해 발생된 어떠한 1에도 응답하여, 계수 입력신호로서 오아 게이트 179를 거쳐 계수기 137에 공급되는 올바른 프레임 신호로서 1을 발생하며, 그 모듈로 2 계수 출력신호 프레임계수와 프레임계수의 보수인 또 다른 모듈로2 계수 출력신호의 논리 상태들을 교환한다.

제10도는 제9도의 상관필터 157에 대한 대표적인 구조를 도시하며, 디지털 필터의 구조는 +1과 -1의 필터계수들을 가지는 입력가중화된 타입이다. 감산기 154로부터 상관필터로의 2의 보수 입력신호는 1의 보수기회로 182에서 비트들 각각을 보수화하고 1의 보수기회로 182로부터의 출력신호에 산술 1을 더하는 디지털 가산기 183을 사용함으로서 필터계수 -1에 의해 입력가중화되어진다. 28-탭 디지털 지연선은 소자들 184 내지 237로 형성되며, 이들 소자들중 우수번째의 것들은 10.2마스터클럭발진기 펄스들에 의해 클럭되는 워드 래치들이며, 이들 소자들중 기수번째의 것들은 그자신보다 더 낮은 넘버링을 가지는 가장 가까운 워드 래치로부터 가수(addend)를 각각 입력하는 디지털 가산기들이다. 가산기 237을 제외하고는 28-탭디지탈 지연선에서의 가산기들의 각각은 그 자신보다 더 낮은 넘버링을 가지는 가장 가까운 워드래치에 그 합신호를 공급한다. 감산기 154로부터 상관필터로의 2의 보수 입력신호는 필터계수인 +1에 의해 고유적으로 입력가중화되고, 28-탭 디지털 지연선의 처음에 있는 워드래치 184로 공급되며, 디지털 가산기들 185, 187, 189, 215, 217, 219, 221, 223, 225, 227 및 229 의 각각에 피가산수(augend) 입력신호로서 공급된다. 감산기 154로부터 상관필터로의 필터계수 -1에 의해 입력 가중화된 상기 2의 보수 입력신호는 가산기 183으로부터 합신호로서 공급되고, 디지털 가산기들 191, 193, 195, 197, 199, 201, 203, 205, 207, 209, 211, 213, 231, 233, 235 및 237 의 각각에 피가산수 입력신호로서 공급된다. 상기 가산기 237은 그 합신호를 상관필터 157의 응답으로서 절대치회로 158에 공급한다.

제4도를 다시 참조할 때, 소자들 98 내지 101, 104 및 105를 포함하는 평형변조기회로를 대체할 수 있는 많은 대체 회로들이 있다. 소자들 98과 99는 감수로서 와이어된 2(wired 2)를 가지는 디지털 감산기와 동등하다. 소자들 98 내지 101은 종종 하나의 그룹으로서, 0의 제어신호에 응답하여 데이터 입력신호들을 가산하며 1의 제어신호에 응답하여 데이터 입력신호들중의 하나를 나머지 하나로부터 감산하는 디지털 가산기/감산기를 형성하는 것으로 생각되어진다.

제11도 내지 제14도는 각각 제4도에 도시된 것의 대체인 평형변조기를 도시하며, 여기서 소자들 98과 99는 감수로서 와이어된 2를 가지는 동등한 감산기 238로 대체되고, 배타논리합 게이트들 104와 105는 사용되지 않으며, 멀티플렉서 100은 종속접속된 세 개의 멀티플렉서들로 대체되며, 처음의 두 멀티플렉서들 239와 240은 이극이단(double-pole-double-throw) 스위치 형이며 나머지 하나인 240은 극이단(single-pole-double-throw) 스위치형이다. 제11도와 제12도에서 제1멀티플렉서 239는 모듈로320 화소계수의 최하위 비트에 응답하여 그 출력신호들의 극성들을 반전시킨다. 제11도에서, 제2멀티플렉서 240은 선계수에 응답하여 그 출력신호들의 극성들을 반전시키며, 제3멀티플렉서 241은 프레임계수에 응답하여 그 출력신호들의 극성들을 반전시키며; 제12도에서 제2멀티플렉서 240은 프레임계수에 응답하여 그 출력신호들의 극성들을 반전시키며, 제3 멀티플렉서 241 은 선계수에 응답하여 그 출력신호들의 극성들을 반전시킨다. 멀티플렉서들 239, 240 및 241의 스위칭에 따르는 전력소모의 견지에서 볼 때 단극이단 스위치타입인 멀티플렉서 241이 가장 빠르게 스위치되는 장점을 가진다.

제13도와 제14도는 제3멀티플렉서 241의 스위칭을 제어하는 모듈로320 화소계수를 도시한 것이다. 제13도에서 제1멀티플렉서 239는 선계수에 응답하여 출력신호들의 극성들을 반전시키며, 제2멀티플렉서 240은 프레임계수에 응답하여 출력신호들의 극성들을 반전시키며; 제14에서 제1멀티플렉서 239는 프레임계수에 응답하여 출력신호들의 극성들을 반전시키며, 제2멀티플렉서 240은 선계수에 응답하여 출력신호들의 극성들을 반전시킨다. 상기 멀티플렉서들 239,240 및 242의 제어신호 접속점의 두 개의 치환이 더 가능하며, 이 치환들 각각에서 제2멀티플렉서 240은 모듈로320 화소계수에 의해 제어된다. 멀티플렉서들 239, 240 및241 중 단지 둘의 어떠한 종속접속도 나머지 하나의 멀티플렉서를 제어하는 것 보다는 프레임계수, 선계수, 및 모듈로320 화소계수 신호들중 둘을 배타 논리합함으로서 제어된 하나의 멀티플렉서로 대체될 수 있다.

제15도 내지 제18도에서, 평형변조기는 중첩과정동안 휘도신호의 저역통과필터링된 성분과 디엠퍼시스된 고열통과필터링된 성분을 조합하는 회로에 포함된다. 제15도 내지 제18도의 각각에서, 디지털 가산기 243은 상기 가중치 및 합 회로 91로부터 공급된 휘도신호의 저역통과필터링된 성분을 디지털 승산기 93으로부터 곱출력신호로서 공급된 휘도신호의 디엠퍼시스된 고역통과필터링된 성분과 가산적으로 조합한다. 상기 디지털 가산기 243은 휘도신호의 저역통과필터링된 성분 및 고역통과필터링된 성분의 가중치 가해진 합을 발생하며, 저역통과필터링된 성분에는 1의 양의 가중치가 부여되며, 디지탈 승산기 93은 고역통과필터링된 성분에 부여되는 양의 가중치를 결정한다.제15도 내지 제18도의 각각에서, 디지털 감산기 244는 가중치 및 합회로 91로부터 휘도신호의 저역 통과 필터링된 성분을 그 감수입력신호로서 입력하고, 디지털 승산기 93으로부터의 휘도 신호의 디엠퍼시스된 고역 통과 필터링된 성분을 피감수신호로서 입력한다. 디지털 감산기 244는 휘도신호의 저역 통과 필터링되고 고역 통과 필터링된 성분들의 가중치 가해진 합을 발생하며, 저역통과필터링된 성분에는 일의 양의 가중치가 부여되며, 디지털 승산기 93은 고역통과 필터링된 성분에 부여되는 음의 가중치를 결정한다. 가산기 243의 합신호와 감산기 244의 차신호간의 화소 속도로의 선택은 기록증폭기 102에 공급하기 위한 중첩된 휘도 신호를 발생한다. 변조신호의 일단의 성분인 상기 가중치 및 합 회로 91로부터 공급된 휘도 신호의 저역통과필터링된 성분에 대해, 제15도 내지 제18도 중의 한 변조 회로에 의해 수행되는 변조 과정은 중첩반송파주파수가 고려될 때 평형된다.

제15도 및 제16도에서 가산기 243의 합신호와 감산기 244의 차신호간의 화소 속도로의 선택은 종속접속된 멀티플렉서들 239내지 241에 의해 수행된다. 본 발명에 따른 또 다른 실시예로서, 세 개의 제어신호들인 프레임계수, 선계수의 최하위비트, 및 모듈로 320 화소계수의 최하위비트를 상기 멀티플렉서들 239 내지 241에 공급하는 네 개의 또다른 변환들이 있다.

제17도는 제15도 (또는 제16도)의 한 변형을 도시하며, 여기서 종속접속된 멀티플렉서들 239 및 240은 제어신호들인 프레임계수와 선계수의 최하위 비트에 대한 배타논리합 게이트 105의 응답에 의해 제어되는 하나의 멀티플렉서 245로 대체된다. 제15도의 변조기 회로에서 상기 종속접속된 멀티플렉서들 240 및 241은 도시되지 않은 본 발명에 따른 또 다른 실시예에서는 프레임계수 및 모듈로320 화소계수의 최하위비트를 입력하는 배타논리합 게이트의 응답에 의해 제어되는 하나의 멀티플렉서로 대체된다. 도면에 도시되지 않은 본 발명에 따른 또 다른 실시예로서, 제16도의 변조기회로에서의 종속접속된 멀티플렉서들 240 및 241은 선계수의 최하위비트 및 모듈로320 화소계수의 최하위비트 입력신호들을 입력하는 배타 논리합 게이트의 응답에 의해 제어되는 하나의 멀티플렉서로 대체된다.

제18도는 가산기 243의 합신호와 감산기 244의 차신호간의 화소 속도로의 선택이 하나의 멀티플렉서 246에 의해 제어됨을 도시한 것이며, 상기 선택은 세 개의 제어신호들인 프레임계수, 선계수의 최하위비트, 및 모듈로 320 화소계수의 최하위 비트에 응답하여 배타논리합 게이트들 104 및 105에 의해 제어된다.

휘도신호의 중첩 주파수와 샘플링 속도간의 여러 가지 관계들에 관한 미국특허출원번호 제787,690호에서 서술된 비디오기록시스템에서의 평형변조기의 작동은 주파수상의 횡좌표들에 있어 동일축을 가지는 제19도 내지 제24도의 주파수스펙트럼들과 주파수상의 횡좌표들에 있어 동일축을 가지는 제25도 내지 제30도의 주파수스펙트럼들 및 주파수상의 횡좌표들에 있어 동일축을 가지는 제31도 내지 제36도의 주파수스펙트럼에 의해 서술된다.

제19도는 전대역 휘도 신호의 주파수스펙트럼을 도시한 것이며, 여기서 디지털화는 5.1중첩반송파 주파수의 세배의 속도로 수행된다. 0부터 5에 이르는 기저대역의 부스펙트럼(subspectrum)에 더하여, 15.3휘도 샘플링반송파의 제1조파의 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 이들은 15.3로부터 아래로 10.3에 이르는 하측의 측파대와, 15.3에서 위로 20.3에 이르는 상측의 측파대이다. 샘플링 반송파의 고조파들쪽에 있는 측파대들이 있으나, 이 부가적인 부스펙트럼들은 중요하지 않으므로 여기에서는 무시된다.

제20도는 2.55의 차단주파수를 가지는 디지털 저역통과필터의 제19도의 전대역 휘도신호스펙트럼에 대한 응답 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며, 여기에서 디지털화는 5.1의 중첩반송파 주파수의 세배의 속도로 수행된다. 0부터 2.55에 이르는 기저대역 부스펙트럼에 더하여, 15.3의 휘도 샘플링 반송파의 제1조파의 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 15.3에서 아래로 12.75에 이르며, 상측의 측파대는 15.3에서 위로 17.85에 이른다.

제21도는 2.55의 차단주파수를 가지는 디지털 고역통과필터의 제19도의 전대역 휘도신호스펙트럼에 대한 응답 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며, 여기에서 디지털화는 5.1의 중첩반송파 주파수의 세배의 속도로 수행된다. 2.55부터 5에 이르는 기저대역 부스펙트럼에 더하여, 15.3의 휘도 샘플링 반송파의 제1조파의 측파대들의 부스페트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 12.75에서 아래로 10.3에 이르며, 상측의 측파대는 17.85에서 위로 20.2에 이른다.

제22도는 제21도의 디지털 고역통과필터 응답에 의한 5.1의 중첩 주파수 반송파의 평형변조로부터 초래되는 주파수 스펙트럼을 도시한 것이다. 2.55에서 5에 이르는 기저대역의 부스펙트럼은 5.1의 중첩 주파수 반송파에 의해 헤테로다인 효과를 얻게 되어 2.55에서 아래로 0.1에 이르는 반전된 스펙트럼의 하측의 측파대와 7.65로부터 위로 10.1에 이르는 상측의 측파대를 발생한다. 10.3-12.75의 하측의 제1조파 측파대는 5.2-7.65대역 및 15.4-17.85대역으로 바뀌어진다. 17.35-20.3의 상측의 제1조파 측파대는 12.25-10.2의 대역과 22.45-25.4의 대역으로 (도면의 오른쪽은 생략됨) 변환된다.

제23도는 제20도 및 제22도의 스펙트럼들을 더한 결과인 주파수 스펙트럼을 도시한 것이다. 제19도의 고역통과필터의 응답들에 기초한 대역들에서의 제23도의 스펙트럼에는 갭(gap)들이 있다. 이들 갭들은 2.5의 폭을 가지며, 따라서 2.55-5.1의 범위에 있는 차단주파수를 가지는 저역통과필터는 5.2-10.1의 대역과 그들의 조파들의 부스펙트럼들을 압축하기 위해 쉽게 설계된다.

제24도는 제23도의 스펙트럼을 저역통과필터링하여 얻어진 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며, 이것의 부스펙트럼들은 디지털-아날로그 변환기에 의한 아날로그 저역통과필터 응답으로 변환된다.

제25도는 전대역 휘도신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며, 여기서 디지털화는 5.1의 중첩반송파 주파수의 2.5배의 속도로 수행된다. 0에서 5에 이르는 기저대역의 부스펙트럼에 더해서, 12.75의 휘도 샘플링 반송파의 제1조파 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 12.75에서 아래로 7.75에 이르며, 상측의 측파대는 12.75에서 위로 17.75에 이른다. 또한, 샘플링 반송파의 고조파들쪽에 있는 측파대들이 있으나, 이 부가적인 부스펙트럼은 중요하지 않으므로 무시된다.

제26도는 약 2.55㎒의 차단주파수를 갖는 디지털 저역통과필터의 제25도의 전대역 휘도신호 스펙트럼에 대한 응답 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며, 디지털화는 5.1㎒의 중첩반송파 주파수의 2.5배의 속도로 수행된다. 0부터 2.55㎒에 이르는 기저대역의 부스펙트럼에 더하여, 12.75㎒의 휘도샘플링반송파의 제1조파 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 12.75㎒로부터 아래로 10.2㎒에 이르며, 상측의 측파대는 12.75㎒로부터 위로 15.3㎒에 이른다.

제27도는 약 2.55㎒의 차단주파수를 갖는 디지털 고역통과필터의 제25도의 전대역 휘도신호 스펙트럼에 대한 응답 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며,디지탈화는 5.1㎒의 중첩반송파 주파수의 2.5배 속도로 수행된다. 2.55㎒로부터 5㎒에 이르는 기저대역의 부스펙트럼에 더하여, 12.75㎒의 휘도 샘플링 반송파의 제1조파 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 10.2㎒로부터 아래로 7.65㎒에 이르며, 상측의 측파대는 15.3㎒로부터 위로17.85㎒에이른다.

제28도는 제27도의 디지털 고역통과필터 응답에 의한 5.1㎒의 중첩주파수 반송파의 평형변조로부터의 결과 주파수 스펙트럼을 도시한 것이다. 2.55㎒로부터 5㎒에 이르는 기저대역의 부스펙트럼은 5.1㎒의 중첩 주파수 반송파에 의해 헤테로다인효과를 얻게되어, 2.55㎒로부터 아래로 0.1㎒에 이르는 반전된 스펙트럼의 하측의 측파대와 7.65㎒로부터 위로는 10.1㎒에 이르는 상측의 측파대를 발생한다. 7.65-10.2㎒ 대역의 상측의 제1조파 측파대는 2.55-5.1㎒ 대역 및 12.75-15.3㎒ 대역으로 변환된다. 15.3-17.85㎒의 상측의 제1조파 측파대는 10.2-12.75㎒ 대역과 20.4-22.95㎒ 대역으로 변환된다 (도면의 오른쪽은 생략).

제29도는 제26도 및 제28도의 스펙트럼들을 더한 결과인 주파수 스펙트럼을 도시한 것이다. 제27도의 고역통과필터응답들이 기초되었던 대역들에서의 제29도의 스펙트럼은 갭을 갖고 있지 않아서, 2.55㎒의 매우 감도가 좋은 (sharp) 차단주파수를 가지는 저역 통과 필터가 2.55-5.1㎒의 대역 및 그들의 조파들의 부스펙트럼들을 압축하는 것이 요구된다.

제30도는 제29도의 스펙트럼을 저역 통과 필터링한 주파수 스펙트럼을 도시한 것으로, 그 부스펙트럼들은 디지털-아날로그 변환기에 의해 아날로그 저역통과필터 응답으로 변환된다. 2.55㎒의 매우 감도 좋은 차단주파수를 가지는 저역통과필터링은 2.55㎒의 교차주파수 주변의 에너지에 있어서의 일반적인 손실 때문에 평탄하기보다는 비중첩된 휘도신호의 0-2.55㎒ 영역에서부터 2.55-5.1㎒의 영역까지를 교차시키려는 경향이 있다.

휘도신호의 샘플링 속도가 중첩 주파수의 2.5배보다 작아짐에 따라, 5.1㎒의 중첩 반송파로 헤테로다인되어질 때 기저대역과 샘플링 주파수 하측의 제1조파의 측파대에서의 고역통과필터 응답의 부스펙트럼들은 그들 각각의 주파수에 있어서의 다운-변환(down-conversion)들에 의해 기저대역에서 겹치는 부스펙트럼들을 제공한다. 그러나, 놀랍게도, 휘도신호의 샘플링 속도가 정확하게 중첩반송파주파수의 두배일 때, 즉, 정확하게 나이키스트 한계 최저 샘플링 속도일 때, 기저대역으로의 샘플링 주파수의 하측의 제1조파 측파대의 알리에이싱은 이제 더 이상 문제되지 않는데, 이 알리에이싱이 기저대역에서의 중첩된 고역통과 응답을 정확하게 반복하며, 보강시키기 때문이다.

제31도는 전대역 휘도신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며, 디지털화는 5.1㎒의 중첩반송파 주파수의 두배의 속도로 수행된다. 0부터 5㎒에 이르는 기저대역의 부스펙트럼에 더하여, 10.2㎒의 휘도 샘플링반송파의 제1조파 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 10.2㎒로부터 아래로 5.2㎒에 이르며, 상측의 측파대는 10.2㎒로부터 위로 15.2㎒에 이른다. 또한, 샘플링반송파의 고조파들쪽에 있는 측파대들이 있으나, 이 부가적인 부스펙트럼들은 중요하지 않으므로 여기서는 무시된다.

제32도는 2.55㎒의 차단주파수를 가지는 디지털 저역통과필터의, 제31도의 전대역휘도 신호 스펙트럼에 대한 응답 주파수 스펙트럼을 도시한 것이며, 디지털화는 5.1㎒의 중첩반송파 주파수의 두배의 속도로 수행된다. 0부터 2.55㎒에 이르는 기저대역의 부스펙트럼에 더하여, 10.2㎒의 휘도샘플링반송파의 제1조파 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 10.2㎒로부터 아래로 7.65㎒에 이르며, 상측의 측파대는 10.2㎒로부터 위로 12.75㎒에 이른다.

제33도는 2.55㎒의 차단주파수를 가지는 디지털 고역통과필터의, 제31도의 전대역 휘도 신호 스펙트럼에 대한 응답 주파수 스펙트럼을 도시한 것으로, 디지털화는 5.1㎒의 중첩반송파주파수의 두배의 속도로 수행된다. 2.55㎒로부터 5㎒에 이르는 기저대역 부스펙트럼에 더하여, 10.2㎒의 제1조파 측파대들의 부스펙트럼들이 있으며, 하측의 측파대는 7.65㎒로부터 아래로 5.2㎒에 이르며, 상측의 측파대는 12.75㎒로부터 위로 15.2㎒까지 이른다.

제34도는 제33도의 디지털 고역통과필터 응답에 의한 5.1㎒의 중첩 주파수 반송파의 평형변조로부터의 결과인 주파수 스펙트럼들을 도시한 것이다. 2.55㎒에서 5㎒에 이르는 기저대역의 부스펙트럼은 5.1㎒의 중첩주파수 반송파에 의해 헤테로다인효과를 얻게 되어 2.55㎒에서 아래로 0.1㎒에 이르는 반전된 스펙트럼의 하측 측파대와 7.65㎒에서 위로 10.1㎒에 이르는 상측 측파대를 발생한다. 7.65㎒로부터 아래로 5.2㎒에 이르는 하측의 제1조파의 측파대는 2.55㎒에서 아래로 0.1㎒에 이르는 반전된 스펙트럼의 하측의 측파대를 발생하도록 변환되며; 12.75㎒로부터 위로 15.2㎒에 이르는 상측의 제1조파 측파대는 7.65㎒로부터 위로 10.2㎒에 이르는 부스펙트럼을 발생하기 위해 변환된다. 제1조파 측파대들의 알리에이스들은 고역통과필터 응답의 기저대역 성분들을 중첩시킨 결과와 같다. 그러면, 재생동안, 고역통과필터의 응답의 기저대역 성분을 중첩시킨 결과로부터 이들 알리에시스들을 분리하여 그들을 제거할 필요가 없다.

제35도는 제32도와 제34도의 스펙트럼들을 더한 결과인 주파수 스펙트럼을 도시한 것이다. 제33도의 고역 통과 필터의 응답들이 기초되었던 대역들에서의 제34도의 스펙트럼에는 갭들이 있다. 이들 갭들은 2.5㎒의 폭을 가지며, 2.55-5.1㎒의 범위에 있는 차단주파수를 가지는 저역통과필터가 5.2-10.1㎒ 대역과 그들의 조파들에서의 부스펙트럼들을 압축하도록 쉽게 설계된다.

제36도는 제35도의 스펙트럼을 저역통과필터링한 결과인 주파수 스펙트럼을 도시하며, 이들의 부스펙트럼들은 디지털-아날로그 변환기에 의해 아날로그 저역통과 필터의 응답으로 변환된다.

본 발명은 개선된 VHS 기록을 제공하는 내용을 특히 참조하여 서술되었지만, 본 발명은 영상정보의 전송을 위한 한정된 대역폭에 관한 다른 문제들에 대한 해결책도 제공한다. 예를들어, 본 발명은 기록이 아날로그 기초하에 수행되든 혹은 디지털 기초하에 수행되든간에 고해상도(high-definition) 또는 확장된 해상도(extended-definition)의 텔레비젼 신호들의 테이프 기록에 유용할 것이다. 본 발명의 이러한 실시예들에서 적절한 변형들이 각 프레임에서 인터리브된(interleaved) 주사필드들의 주사보다는 진보된 프레임주사의 사용에 적합하도록 만들어질 수 있다.

Claims (42)

1. 영상필드 내에서 소정의 주사선 율로 발생되고 상기 각 영상필드내에서 공간적으로 인터리브된 제1 및 제2의 주사선 셋들로서 발생하는 연속적인 주사선들을 가지며, 소정의 최대 주파수에까지 확장되는 소정 대역폭의 기저대역 신호인 래스터 주사된 비디오 신호를 처리하기 위한 장치에 있어서, 상기 비디오 신호를 디지털화하는 수단과, 상기 최대주파수의 절반에서 크로스오버 주파수를 가지며, 상기 디지털화한 비디오 신호를 저주파수 대역 성분의 샘플들과 고주파수 대역 성분의 샘플들로 분리하기 위한 디지털 대역분리 필터와, 상기 최대주파수의 반송파를 상기 고주파수대역 성분에 따라서 변조하여 잔존하는 고주파수 대역성분과 반송파가 없는 디지털 평형 변조신호를 발생하도록 구성된 평형 변조기와, 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하는 수단을 포함하는 비디오 신호 처리장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 비디오 신호는 텔레비젼 영상의 휘도를 표시함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 비디오 신호를 디지털화하는 상기 수단은 상기 소정의 최대 주파수의 매 싸이클당 두 개의 샘플을 발생하며, 상기 소정의 최대주파수에 대한 나이키스트율로써 상기 비디오신호를 규칙적으로 디지털화함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
4. 제3항에 있어서, 상기 평형 변조기는, 상기 샘플들이 상기 각 주사선 내에서 순차적으로 적시에 발생될 때 상기 디지털화된 비디오 신호의 적어도 매 교호 샘플의 부의 치를 발생하기 위한 수단과, 상기 샘플들이 순차적으로 적시에 발생될 때 상기 각 주사선 내에서 상기 디지털화된 비디오 신호의 상기 매 교호 샘플의 부의 치를 상기 디지털 평형 변조신호에 삽입을 위해 선택함과 아울러, 상기 샘플들이 순차적으로 적시에 발생될 때 그 동일한 주사선 내에서 상기 디지털화된 비디오 신호 각각의 다른 샘플을 상기 디지털 평형 변조신호에 삽입을 위해 선택하는 수단을 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형으로 결합하기 위한 상기 수단은; 상기 제1 및 제2 세트들이 상기 영상필드들의 각 하나에서 각각 발생될 때, 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 제1 및 제2 세트중의 하나에 있어서의 주사선 구간에서 상기 저주파수대역 성분에 가산적으로 결합하기 위함과, 상기 제1 및 제2 세트들중의 다른 하나에 있어서의 주사선 구간에서 상기 디지털 평형 변조신호를 감산적으로 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
6. 제4항에 있어서, 상기 영상 필드들 중의 적어도 어느 하나들이 주사선들에 대한 하나의 공통위치(로커스)를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들중의 상기 어느하나들이 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드들 보다도 상기 영번째 또는 우수 영상필드들에 있어서 반대의 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 혼합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
7. 제4항에 있어서, 상기 영상필드들이 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적인 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 적시에 그 이전영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드들보다 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들에 있어서 반대의 의미로 상기 저 주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 혼합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
8. 제4항에 있어서, 상기 영상필드들 중의 적어도 어느 하나가 주사선들에 대한 하나의 공통위치 로커스를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들중의 상기 어느 하나가 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2 값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위하여 식별되며; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드 구간보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들 구간에서 반대 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 결합하기위한 형태로서,상기 제1 및 제2 셋들에 있어서의 주사선 구간동안 가산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수대역 성분과 결합함과 아울러, 상기 제1 및 제2 셋들이 상기 영상필드를 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 제1 및 제2 셋들의 다른 것에 있어서의 주사선구간 동안 감산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
9. 제4항에 있어서, 상기 영상필드들은 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치(로커스)를 공유함과 아울러 적시에 그 이전 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지적된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드 구간보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들 구간에서 반대 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 결합하기 위한 형태로서, 상기 제1 및 제2 셋들에 있어서의 주사선 구간동안 가산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합함과 아울러, 상기 제1 및 제2 셋들이 상기 영상필드들 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 제1 및 제2 셋들의 다른 것에 있어서의 주사선 구간 동안 감산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
10. 제3항에 있어서, 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형으로 결합하기 위한 상기 수단은; 상기 제1 및 제2 세트들이 상기 영상필드들 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 디지탈 평형 변조신호를 상기 제1 및 제2 세트중의 하나에 있어서의 주사선 구간에서 상기 저주파수대역 성분에 가산적으로 결합하기 위함과, 상기 제1 및 제2 세트들중의 다른 하나에 있어서의 주사선 구간에서 상기 디지털 평형 변조신호를 감산적으로 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
11. 제3항에 있어서, 상기 영상 필드들 중의 적어도 어느 하나들이 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들 중의 상기 어느 하나들이 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드들 보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들에 있어서 반대의 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 혼합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
12. 제3항에 있어서, 상기 영상필드들이 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 적시에 그 이전 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지적된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드들보다 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들에 있어서 반대의 의미로 상기 저 주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 혼합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
13. 제3항에 있어서, 상기 영상필드들 중의 적어도 어느 하나가 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들중의 상기 어느 하나가 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2 값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위하여 식별되며; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드 구간보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들 구간에서 반대의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 결합하기 위한 형태로서, 상기 제1 및 제2 셋들에 있어서의 주사선 구간동안 가산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합함과 아울러, 상기 제1 및 제2 셋들이 상기 영상필드들 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 제1 및 제2 셋들의 다른 것에 있어서의 주사선 구간 동안 감산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
14. 제3항에 있어서, 상기 영상필드들은 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 적시에 그 이전 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지적된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드 구간보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들 구간에서 반대 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 결합하기 위한 형태로서, 상기 제1 및 제2 셋들에 있어서의 주사선 구간동안 가산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합함과 아울러, 상기 제1 및 제2 셋들이 상기 영상필드들의 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 제1 및 제2 셋들의 다른 것에 있어서의 주사선 구간 동안 감산적으로 상기 디지털 평형변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
15. 제1항에 있어서, 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 및 제2 세트들이 상기 영상필드들 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 제1 및 제2 세트중의 하나에 있어서의 주사선 구간에서 상기 저주파수대역 성분에 가산적으로 결합하기 위함과, 상기 제1 및 제2 세트들중의 다른 하나에 있어서의 주사선 구간에서 상기 디지털 평형 변조신호를 감산적으로 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
16. 제1항에 있어서, 상기 영상 필드들 중의 적어도 어느 하나들이 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들 중의 상기 어느 하나들이 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드들 보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들에 있어서 반대의 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 혼합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
17. 제1항에 있어서, 상기 영상필드들이 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 적시에 그 이전 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지적된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드들보다 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들에 있어서 반대의 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
18. 제17항에 기재된 것과 같은 비디오 신호를 처리하기 위한 비디오 기록 장치내에 포함됨을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
19. 제1항에 있어서, 상기 영상필드들 중의 적어도 어느 하나가 주사선들에 대한 하나의 공통위치 로커스를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들 중의 상기 어느 하나가 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2 값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드 구간보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들 구간에서 반대 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 결합하기 위한 형태로서, 상기 제1 및 제2 셋들에 있어서의 주사선 구간동안 가산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합함과 아울러, 상기 제1 및 제2 셋들이 상기 영상필드들 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 제1 및 제2 셋들의 다른 것에 있어서의 주사선 구간 동안 감산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
20. 제1항에 있어서, 상기 영상필드들은 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 적시에 그 이전 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 또한 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 선형적으로 결합하기 위한 상기 수단이, 상기 제1 또는 기수의 영상필드구간 보다도 상기 영번째 또는 우수의 영상필드들 구간에서 반대의 의미로 상기 저주파수 대역 성분과 상기 디지털 평형 변조신호를 결합하기 위한 형태로서, 상기 제1 및 제2 셋들에 있어서의 주사선 구간동안 가산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합함과 아울러, 상기 제1 및 제2 셋들이 상기 영상필드들의 각각의 하나에서 각각 발생될 때, 상기 제1 및 제2 셋들의 다른 것에 있어서의 주사선 구간 동안 감산적으로 상기 디지털 평형 변조신호를 상기 저주파수 대역 성분과 결합하기 위한 형태의 것임을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
21. 소정의 최대주파수까지 확장되는 소정 주파수 대역의 기저대역 신호인 래스터 주사된 비디오 신호를, 영상필드내에서 소정의 주사선 율로 발생되고 또한 상기 각 영상필드 내에서 공간적으로 인터리브된 제1 및 제2 주사선 셋으로서 발생되는 연속적인 주파선들로써 처리하기 위한 비디오 신호 처리장치에 있어서, 상기 비디오 신호를 디지털화하는 수단과, 상기 최대주파수의 절반에서 크로스오버 주파수를 가지며, 상기 디지털화 비디오 신호를 저주파수 대역 성분의 샘플들과 고주파수 대역 성분의 샘플들로 분리하기 위한 디지털 대역분리 필터와, 상기 저주파수대역 성분과 상기 고주파수 대역 성분의 제1 및 제2 가중치 합을 발생하기 위한 수단으로서, 상기 제1 및 제2가중치합을 발생함에 있어 상기 저주파수대역 성분이 동일한 가중인자에 의해 가중치화됨과 아울러, 상기 고주파수 대역 성분은 상기 제1 및 제2 가중치합을 발생함에 있어 동일한 크기이나 반대극성인 가중인자에 의해 가중치화되는 수단과, 중첩된 비디오 신호를 발생하기위해 상기 제1 및 제2 가중치합의 교호하는 샘플들을 선택하는 수단을 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
22. 제21항에 있어서, 상기 비디오신호를 디지털화하는 수단은, 상기 소정의 최대주파수의 매 싸이클 당 두 개의 샘플들을 발생하며 정기적으로 상기 최대주파수에 대한 나이키스트 율로 상기 비디오 신호를 디지털화함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
23. 제21항에 있어서, 하나의 중첩된 비디오 신호를 발생하기 위해 상기 제1 및 제2 가중치합의 교호하는 샘플들을 선택하는 상기 수단은, 상기 제1 및 제2 셋들이 각각 상기 영상필드들 각각의 하나 내에서 발생할 때, 상기 제1 및 제2 셋들중의 하나에 있어서의 주사선 구간에서 상기 제1 가중치합의 영번째 샘플들과 상기 제2 가중치합의 제1 샘플들을 선택함과 아울러, 상기 제1 및 제2 셋들의 다른것에 있어서의 주사선 구간동안 상기 제2 가중치합의 영번째 샘플들과 상기 제1 가중치합의 제1샘플들을 선택하는 방식인 것을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
24. 제23항에 기재된 비디오 신호를 처리하기 위한 비디오 기록장치내에 포함됨을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
25. 제22항에 있어서, 상기 영상필드들 중의 적어도 어느 하나가 주사선들에 대한 하나의 공통 위치를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들 중의 상기 어느 하나들이 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2 값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 중첩된 비디오 신호를 발생하기 위해 상기 제1 및 제2 가중치 합의 교호하는 샘플들을 선택하기 위한 상기 수단이 상기 제1 또는 기수의 영상신호들의 구간에서 보다는 상기 영번째 또는 우수의 영상신호들의 구간에서 반대의 의미로 상기 제1 및 제2 가중치 합의 교호하는 샘플들을 선택하기 위한 방식인 것을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
26. 제22항에 있어서, 상기 영상필드들이 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 적시에 그 이전 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 또한 상기 제1 및 제2 가중치합의 교호하는 샘플들을 선택하는 상기 수단이 상기 제1 또는 기수의 영상신호들의 구간에서 보다는 상기 영번째 또는 우수의 영상신호들의 구간에서 반대의 의미로 상기 제1 및 제2 가중치합의 교호하는 샘플들을 선택하기 위한 방식인 것을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
27. 제22항에 있어서, 상기 영상필드들 중의 적어도 어느 하나가 주사선들에 대한 하나의 공통 위치를 공유하고, 주사선들에 대한 하나의 공통위치를 공유하는 상기 영상필드들 중의 상기 어느 하나가 적시에 그 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지정된 모듈로-2 값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위하여 식별되며; 한편 상기 제1 및 제2 셋들이 각각 상기 영상필드들의 각각의 하나내에서 발생될 때, 중첩된 비디오 신호를 발생하기 위해 상기 제1 및 제2 가중치 합의 교호하는 샘플들을 선택하기 위한 상기 수단이 상기 제1 또는 기수의 영상신호들의 구간에서 보다는 상기 영번째 또는 우수의 영상신호들의 구간에서 반대의 의미로 상기 제1 및 제2 가중치 합의 교호하는 샘플들을 선택하기 위한 방식인 것을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
28. 제22항에 있어서, 상기 영상필드들이 인터리브된 주사선들을 갖는 연속적 쌍들로 나타나고, 상기 쌍들의 이전 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 그 이전 영상필드들의 연속적 발생에 따라 적시에, 지정된 모듈로-2를 연속적인 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되며, 한편 상기 쌍들의 이후 영상필드들은, 주사선들에 대한 공통 위치를 공유함과 아울러 적시에 그 이전 영상필드들의 연속적인 발생에 따라서 지적된 모듈로-2값을 연속되는 서수들에 의해 요구하기 위한 목적으로 식별되고; 상기 제1 및 제2 셋들이 각각 상기 영상필드들의 각각의 하나내에서 발생될 때, 상기 제1 및 제2 가중치합의 교호하는 샘플들을 선택하는 상기 수단이, 상기 제1 셋에서의 주사선 동안 하나의 의미로 상기 제1 및 제2 가중치합들의 교호하는 샘플들을 선택함과 아울러 상기 제2 셋에서의 주사선 동안 반대의 의미로 상기 제1 및 제2 가중치 합들의 교호하는 샘플들을 선택하는 방식으로서, 상기 제1 또는 기수의 영상신호들의 구간보다는 상기 영번째 또는 우수의 영상신호들의 구간에서 반대의 의미로 상기 제1 및 제2 가중치합의 교호하는 샘플들을 선택하는 방식인 것을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
29. 소정의 주사선 율로 발생되고 제1 및 제2 주사선 셋으로서 배분되어 있는 연속적인 주파선들로써 래스터 주사된 비디오 신호를 처리하기 위한 것으로서, 상기 비디오 신호는 상기주사선 율의 배수인 소정의 최대주파수와 같은 고주파수에까지 확장하는 소정 대역폭의 기저대역 신호인 비디오 신호 처리장치에 있어서: 단위 주사선 당 연속적인 샘플들의 소정의 적분된 수가 존재하는, 상기 최대주파수에 대하여 나이키스트 율로써 상기 비디오 신호를 샘플링하는 수단과, 상기 최대 주파수의 절반에서 크로스오버 주파수를 가지며, 연속적인 샘플들 중의 각각의 하나에 연관된 극성을 갖는 고주파 대역 성분과 저주파 대역 성분으로 상기 비디오 신호를 분리하기 위한 수단으로서, 영번째로부터 시작하는 상기 샘플들의 순차적인 발생에 따라서 지정된 연속적인 모듈로-2 수들에 의해 요구의 목적을 위해 식별되는 주사선 당 샘플들의 상기 소정의 적분된 수를 상기 각각의 성분이 갖도록 된 대역분리 필터와, 상기 샘플들의 순차적인 발생에 따라 지정된 연속적인 모듈로-2 수들에 의해 요구의 목적으로 식별되는 주사선 당 샘플들의 상기 소정의 적분된 수를 갖는 하나의 평형 변조신호를 발생하는 수단으로서, 이러한 발생은, i)크기에 있어서는 상기 고주파 대역 성분의 현재의 영번째 샘플에 상응하고 같은 극성을 갖는 상기 평형 변조신호의 상기 제1 셋의 각각의 영번째 샘플의 주사구간동안, ii)크기에 있어서는 상기 고주파 대역 성분의 현재의 제1 샘플에 상응하고 반대의 극성을 갖는 상기 평형 변조신호의 상기 제1 셋의 각각의 제1 샘플의 주사구간 동안, iii)크기에 있어서는 상기 고주파 대역 성분의 현재의 영번째 샘플에 상응하고 반대의 극성을 갖는 상기 평형 변조신호의 상기 제2 셋의 각각의 영번째 샘플의 주사구간 동안, 그리고 iv)크기에 있어서는 상기 고주파대역 성분의 현재의 제1 샘플에 상응하고 같은 극성을 갖는 상기 평형 변조신호의 상기 제2 셋의 각각의 제1 샘플의 주사구간동안에 수행되는 발생수단; 및 상기 저주파대역 성분과 상기 평형 변조신호를 선형적으로 결합하는 수단을 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
30. 제29항에 있어서, 상기 비디오 신호는 텔레비젼 영상의 휘도를 나타냄을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
31. 제29항에 있어서, 상기 비디오 신호는; 제1 필드의 주사선들과 그를 후속하는 제2 필드의 주사선들로 이루어진 각각의 연속적인 프레임이 존재하는 형태로서, 그 각각의 제2 필드의 주사선들은 그 각각의 제1 필드의 주사선들과 비월되도록 시간조절되고, 각 프레임의 연속적인 주사선들은 상기 프레임의 제1 및 제2 필드간에 할당된 기수의 수이고 또한 상기 주사선들이 처음부터 시작해 시간적으로 발생되는 순서에 입각하여 지정된 연속적인 서수들에 의해 요구의 목적을 위해 식별되는 형태이고, 상기 비디오 신호의 연속적인 프레임들은 상기 프레임들의 순차적인 발생에 입각해 지정된 연속적인 모듈로-2수에 의하여 요구의 목적으로 식별되는 형태이고; 상기 제1 셋의 주사선들은, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제1 필드에서의 주사선들과, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제2 필드에서의 주사선들과, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제1 필드에서의 주사선들과, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제2 필드에서의 주사선들을 포함하고; 그리고 상기 제2 셋의 주사선들은, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제1 필드의 주사선들과, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제2 필드의 주사선들과, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제1 필드의 주사선들과, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제2 필드의 주사선들을 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
32. 제31항에 있어서, 상기 비디오 신호 처리장치는 비디오 기록 장치내에 포함됨을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
33. 제31항에 있어서, 상기 평형 변조신호를 발생하는 상기 수단은; 상기 고주파대역 성분에 응답하여 그에 대해 부의 극성인 또 하나의 다른 고주파 대역 성분을 발생하는 수단과, 상기 고주파대역 성분과 그에 대해 부의 극성인 상기 다른 고주파 대역 성분과의 사이의 선택을 위한 제어신호에 응답하여 상기 평형 변조신호를 발생하는 멀티플렉서와, 현재의 프레임이 기수번째인가 또는 우수번째인가에 대하여 그리고 서로 다른 논리조건으로서 표현된 현재의 주사선이 기수번째인가 또는 우수번째인가에 대하여 소정의 응답을 제공하는 제1 배타적-OR 게이트와, 상기 제1 배타적-OR 게이트의 응답에 대하여 그리고 서로 다른 논리조건으로서 표현된 현재의 샘플이 기수번째인가 또는 우수번째인가에 대하여, 상기 멀티플랙서에 대한 제어신호에 해당하는, 소정의 응답을 제공하는 제2 배타적-OR 게이트를 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
34. 제31항에 있어서, 상기 평형 변조신호를 발생하는 상기 수단은; 상기 고주파 대역 성분에 응답하여 그에 대해 부의 극성인 또 하나의 다른 고주파 대역 성분을 발생하는 수단과, 상기 고주파대역 성분과 그에 대해 부의 극성인 상기 다른 고주파대역 성분을 선택하는 제1 멀티플렉서로서, 이 제1 멀티플렉서에 인가되는 제1 제어신호에 의해 제어될 때 제1 및 제2 데이터출력 연결부들 중의 하나를 분리하기 위해 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 상기 고주파 대역 성분들이 공급되는 상기 제1 멀티 플렉서와, 신호들을 선택하는 제2 멀티플렉서로서, 이 신호들이, 상기 제1 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들로부터 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 공급됨과 아울러 또한 각각 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들에 공급되어, 상기 제2 멀티플렉서에 인가되는 제2제어신호에 의해 제어되는 상기 제2 멀티플렉서와; 신호들을 선택하는 제3 멀티플렉서로서, 이 신호들이, 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들로부터 상기 제3 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 공급됨과 아울러 상기 제3 멀티플렉서의 데이터 출력 연결부에 공급되어, 상기 제3 멀티플렉서에 인가되는 제3 제어신호에 의해 제어되는 상기 제3 멀티플렉서,를 포함하고, 상기 제1, 제2 및 제3 제어신호들은 현재의 프레임의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 현재의 주사선의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 그리고 현재의 샘플의 기수성 또는 우수성에 대한 응답 중의 각각의 하나에 상응하고, 이들에 의해 상기 제3 멀티플렉서의 데이터 출력 연결부에서 상기 평형 변조신호를 발생함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
35. 제31항에 있어서, 상기 평형 변조신호를 발생하는 상기 수단은; 제1 및 제2 데이터출력 연결부들 중의 하나를 분리하기 위해 데이터 입력 연결부에 공급될 경우에 상기 고주파대역 성분을 선택하기 위한 것으로서, 제1 제어신호를 받아 그 신호에 의해 제어되는 제1 멀티플렉서와, 상기 제1 멀티플렉서의 제1 데이터 출력 연결부로부터 데이터 입력 연결부에 제공되는 신호의 부의 값의 신호를 데이터 출력 연결부에서 발생하는 네가티브화 수단과, 신호들을 선택하는 제2 멀티플렉서로서, 이 신호들이 상기 네가티브화 수단의 데이터 출력 연결부와 상기 제1 멀티플렉서의 제2 데이터 출력 연결부로부터 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부에 공급되는 한편으로, 각각 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들에 공급되어, 상기 제2 멀티플렉서에 인가되는 제 2제어신호에 의해 제어되는 상기 제2 멀티플렉서; 및 신호들을 선택하는 제3 멀티플렉서로서, 이 신호들이, 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들로부터 상기 제3 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 공급됨과 아울러 상기 제3 멀티플렉서의 데이터 출력 연결부에 공급되어, 상기 제3 멀티플렉서에 인가되는 제3제어신호에 의해 제어되는 상기 제3 멀티플렉서;를 포함하고, 상기 제1, 제2 및 제3 제어신호들은 현재의 프레임의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 현재의 주사선의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 그리고 현재의 샘플의 기수성 또는 우수성에 대한 응답중의 각각의 하나에 상응하고, 이들에 의해 상기 제3 멀티플렉서의 데이터 출력 연결부에서 상기 평형 변조신호를 발생함을 특징으로하는 비디오 신호 처리장치.
36. 제31항에 있어서, 상기 평형변조신호를 발생하는 상기 수단은; 제1 및 제2 데이터출력 연결부들 중의 하나를 분리하기 위해 데이터 입력 연결부에 공급된 경우에 상기 고주파대역 성분을 선택하기 위한 것으로서, 제1 제어신호를 받아 그 신호에 의해 제어되는 제1 멀티플렉서와, 신호들을 선택하는 제2 멀티플렉서로서, 이 신호들이, 상기 제1 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부로부터 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부에 공급됨과 아울러 또한 각각 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들에 공급되어, 상기 제2 멀티플렉서에 인가되는 제 2제어신호에 의해 제어되는 상기 제2 멀티플렉서; 및 상기 제1 멀티플렉서의 제1 데이터 출력 연결부로부터 데이터 입력 연결부에 제공되는 신호의 부의 값의 신호를 데이터 출력 연결부에서 발생하는 네가티브화 수단과, 신호들을 선택하는 제3 멀티플렉서로서, 이 신호들이, 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들로부터 상기 제3 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 공급됨과 아울러 상기 제3 멀티플렉서의 데이터 출력 연결부에 공급되어, 상기 제3 멀티플렉서에 인가되는 제3제어신호에 의해 제어되는 상기 제3 멀티플렉서,를 포함하고, 상기 제1, 제2 및 제3 제어신호들은 현재의 프레임의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 현재의 주사선의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 그리고 현재의 샘플의 기수성 또는 우수성에 대한 응답중의 각각의 하나에 상응하고, 이들에 의해 상기 제3 멀티플렉서의 데이터 출력 연결부에서 상기 평형 변조신호를 발생함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
37. 소정의 주사선 율로 발생되고 제1 및 제2의 주사선 셋으로 배분되어 있는 연속적인 주파선들로써 래스터 주사된 비디오 신호를 처리하기 위한 것으로서, 상기 비디오 신호는 상기 주사선 율의 배수인 소정의 최대주파수와 같은 고주파수에까지 확장하는 소정 대역폭의 기저대역 신호인 비디오 신호 처리장치에 있어서, 단위 주사선 당 연속적인 샘플들의 소정의 적분된 수가 존재하는, 상기 최대주파수에 대하여 나이키스트 율로써 상기 비디오 신호를 샘플링하는 수단과, 상기 최대 주파수의 절반에서 크로스오버 주파수를 갖으며, 연속적인 샘플들 중 각각의 하나에 연관된 극성을 갖는 고주파 대역 성분과 저주파 대역 성분으로 상기 비디오 신호를 분리하기 위한 수단으로서, 영번째로부터 시작하는 상기 샘플들의 순차적인 발생에 따라서 지정된 연속적인 모듈로-2 수들에 의해 요구의 목적을 위해 식별되는 주사선 당 샘플들의 상기 소정의 적분된 수를 상기 각각의 성분이 갖도록 된 대역분리 필터와, 상기 저주파수대역 성분과 상기 고주파수 대역 성분의 제1 및 제2 가중치 합을 발생하기 위한 수단으로서, 상기 제1 및 제2 가중치 합을 발생함에 있어 상기 저주파수대역 성분이 동일한 가중인자에 의해 가중치화됨과 아울러, 상기 고주파수 대역 성분은 상기 제1 및 제2 가중치합을 발생함에 있어 동일한 크기이나 반대극성인 가중인자에 의해 가중치화되는 수단과, 상기 샘플들의 순차적인 발생에 따라서 지정된 연속적인 모듈로2- 수들에 의해 요구의 목적으로 식별되는 주사선 당 샘플들의 상기 소정의 적분된 수를 갖는 하나의 중첩-비디오신호를 발생하는 수단으로서, 이러한 발생은, i)크기에 있어서는 상기 제 1가중치 합의 현재의 영번째 샘플에 상응하고 같은 극성을 갖는 상기 중첩-비디오 신호의 상기 제1 셋의 각각의 영번째 샘플의 주사구간 동안, ii)상기 제2 가중치 합의 현재의 제1 샘플에 상응하는 상기 중첩-비디오 신호의 상기 제1 셋의 각각의 제1 샘플의 주사구간 동안, iii)상기 제2 가중치 합의 현재의 영번째 샘플에 상응하는 상기 중첩-비디오 신호의 상기 제2 셋의 각각의 영번째 샘플의 주사구간 동안, 그리고 iv)상기 제1 가중치 합의 현재의 제1 샘플에 상응하는 상기 중첩-비디오 신호의 상기 제2 셋의 각각의 제1 샘플의 주사구간 동안에 수행되는 발생수단을 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
38. 제37항에 있어서, 상기 비디오 신호는 텔레비젼 영상의 휘도를 나타냄을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
39. 제37항에 있어서, 상기 비디오 신호는; 제1 필드의 주사선들과 그를 후속하는 제2 필드의 주사선들로 이루어진 각각의 연속적인 프레임이 존재하는 형태로서, 그 각각의 제2 필드의 주사선들은 그 각각의 제1 필드의 주사선들과 비월되도록 시간조절되고, 각 프레임의 연속적인 주사선들은 상기 프레임의 제1 및 제2 필드간에 할당된 기수의 수이고 또한 상기 주사선들이 처음부터 시작해 시간적으로 발생되는 순서에 입각하여 지정된 연속적인 서수들에 의해 요구의 목적을 위해 식별되는 형태이고, 상기 비디오 신호의 연속적인 프레임들은 상기 프레임들의 순차적인 발생에 입각해 지정된 연속적인 모듈로-2수에 의하여 요구의 목적으로 식별되는 형태이고; 상기 제1 셋의 주사선들은, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제1 필드에서의 주사선들과, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제2 필드에서의 주사선들과, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제1 필드에서의 주사선들과, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제2 필드에서의 주사선들을 포함하고; 상기 제2 셋의 주사선들은, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제1 필드의 주사선들과, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제1 프레임의 제2 필드의 주사선들과, 기수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제1 필드의 주사선들과, 우수의 서수에 의해 식별되는 상기 각각의 제2 프레임의 제2 필드의 주사선들을 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
40. 제39항에 있어서, 상기 비디오 신호 처리장치는 비디오 기록장치내에 삽입됨을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
41. 제39항에 있어서, 상기 중첩-비디오 신호를 발생하는 상기 수단은; 상기 제1 가중치합과 상기 제2 가중치합 사이의 선택을 위한 제어신호에 응답하여 상기중첩-비디오신호를 발생하는 멀티플렉서와, 현재의 프레임이 기수번째인가 또는 우수번째인가에 대하여 그리고 서로 다른 논리조건으로서 표현된 현재의 주사선이 기수번째인가 또는 우수번째인가에 대하여 소정의 응답을 제공하는 제1배타적-OR 게이트; 및 상기 제1 배타적-OR 게이트의 응답에 대하여 그리고 서로 다른 논리조건으로서 표현된 현재의 샘플이 기수번째인가 또는 우수번째인가에 대하여, 상기 멀티플렉서에 대한 제어신호에 해당하는, 소정의 응답을 제공하는 제2 배타적-OR 게이트를 포함함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.
42. 제39항에 있어서, 상기 중첩-비디오 신호를 발생하는 상기 수단은; 상기 고주파대역 성분에 응답하여 그에 대해 부의 극성인 또 하나의 다른 고주파 대역 성분을 발생하는 수단과, 상기 고주파대역 성분과 그에 대해 부의 극성인 상기 다른 고주파대역 성분을 선택하는 제1 멀티플렉서로서, 이 제1 멀티플렉서에 인가되는 제1 제어신호에 의해 제어될 때 제1 및 제2 데이터출력 연결부들 중의 하나를 분리하기 위해 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 상기 고주파 대역 성분들이 공급되는 상기 제1 멀티플렉서와, 신호들을 선택하는 제2멀티플렉서로서, 이 신호들이, 상기 제1 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들로부터 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 공급됨과 아울러 또한 각각 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들에 공급되어, 상기 제2 멀티플랙서에 인가되는 제2 제어신호에 의해 제어되는 상기 제2 멀티플렉서; 및 신호들을 선택하는 제3 멀티플렉서로서, 이 신호들이, 상기 제2 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 출력 연결부들로부터 상기 제3 멀티플렉서의 제1 및 제2 데이터 입력 연결부들에 공급됨과 아울러 상기 제3 멀티플렉서의 데이타 출력 연결부에 공급되어, 상기 제3 멀티플렉서에 인가되는 제3 제어신호에 의해 제어되는 상기 제 3멀티플렉서,를 포함하고, 상기 제1, 제2 및 제3 제어신호들은 현재의 프레임의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 현재의 주사선의 기수성 또는 우수성에 대한 응답과, 그리고 현재의 샘플의 기수성 또는 우수성에 대한 응답중의 각각의 하나에 상승하고, 이들에의해 상기 제3 멀티플렉서의 데이터 출력 연결부에서 상기 평형 변조신호를 발생함을 특징으로 하는 비디오 신호 처리장치.