CN1074575A - 图象强度光栅扫描样本次奈奎斯特取样所用的数字调制器 - Google Patents

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Abstract

对视频信号处理以产生折叠频谱视频信号的装 置，所述视频信号是规定带宽延展到规定最大频率的 基带信号。对其数字化并加到交叉频率为所述规定 最大频率一半的数字频带分离滤波器以将其分离为 较低和较高频带分量样本。连接平衡调制器调制规 定最大频率的折叠载波，按较高频带分量完成该调制 以产生平衡调制信号；将该平衡调制信号与较低频带 分量线性组合产生折叠频谱视频信号。最好数字化 视频信号的取样速率恰好是规定最大频率的奈奎斯 特速率，简化适当定相折叠载波的平衡调制为交替地 用+1和-1乘以连续调制信号样本。

Description

本发明涉及数字同步调制器，更具体地说，涉及为对描述图象强度的光栅扫描样本的数字视频信号进行次奈奎斯特（sub-Nyquist）取样而运行、从而产生具有压缩带宽的折叠的视频信号的调制器。
已提出的电视系统使用亮度信号的次奈奎斯特取样以通过频谱交错获得增高的分辨率，并且保持亮度信息所占频谱相同，同时达到与现有电视接收机某种程度向后兼容性。对逐行扫描电视信号进行次奈奎斯特取样时，在第一组交替帧中，奇数号行中每个奇数样本被零取代，偶数号行中每个偶数样本被零取代，在第二组交替帧中（时间上与第一组交错），奇数号行中每个偶数样本被零取代，偶数号行中每个奇数样本被零取代，而零样本不予传送。场隔行电视信号也可以被次奈奎斯特取样。对高达常规广播亮度信号带宽两倍的亮度信号的次奈奎斯特取样产生了其带宽不大于常规广播亮度信号带宽的“折叠的亮度”信号。
E.A.Howson和D.A.Bell在文章“通过频谱交错压缩电视带宽”（1960年2月的“Journal    of    British    Institute    of    Radio    Engineers”的P127-136）中描述了模拟量范畴亮度信息的频谱交错。在Howson等人预见的一个方案中，全部亮度信号用于幅度调制其频率正好高于亮度信号最高频率的载波，所导出信号送到具有中频带截止频率的低通滤波器。在Howson等人预见的另一方案中，借助频带分离滤波器将亮度信号分离为存在于各自等带宽低频和高频带中的两个分量，高频带分量用于对其频率正好高于该高频带的载波进行幅度调制，而从幅度调制产生的较低边带与低频带分量组合以获得折叠亮度信号。然而，以频谱交错来压缩电视带宽不能在模拟量范畴内理想地实现，这是因为难以通过频谱交错消去表现为重构的全频带电视图象中令人讨厌的点蠕动的后生现象。
已经提出利用亮度信号的次奈奎斯特取样来改进使用VHS格式的家用盒式磁带录象机（VCR）。VHS格式是一种欠色格式。色度信息记录为相内的被抑制629KHz载波的同相和正交幅度调制边带，该频率是水平同步频率的40次谐波。亮度信息记录为其频率可从3.4到4.4MHz（±0.1MHz）变化的频率调制的载波，在滤波后占据1.4-70MHz频带以将边带能抑制在1.4MHz以下。用安装在旋转磁头鼓组件上的螺旋形扫描磁头记录和重放亮度和色载波，将图象信息的这两个分量记录在对角线磁迹上。固定磁头可用来记录和重放记录在录象带上横向声音磁迹上的声音信息。此外，利用同样包含在旋转磁头鼓组件中的宽隙磁头实现的螺旋扫描过程从深对角线记录的声音磁迹记录和重放高保真立体声。该高保真立体声频率调制1.2MHz载波。
Faroudja在1989年5月16日授权的、题为“将高频亮度信号分量折叠为中频带频谱的视频处理”的4，831，463号美国专利中提出了VHS格式磁带录象的一种变型。在Faroudja录象系统中（见美国专利是4，831，463的9段30-35行），从基带亮度的行和帧扫描频率的奇数倍的精确谐波中的那些频率中仔细选出次奈奎斯特折叠频率。Faroudja对整个亮度信号执行次奈奎斯特取样，以折叠时钟频率取样以产生频率变换为基带的反向频谱，并与原始频谱交错，然后将结果加到其截止频率为1/2折叠时钟频率的低通滤波器以产生折叠的亮度信号。该过程对调制步骤中的折叠时钟频率调幅，虽然它可能对于抑制折叠时钟频率平衡，而不能对于调制信号平衡。
VHS格式磁带录象的另一种变型由C.H.Strolle，J.W.Ko和Y.J.Kim在他们的一篇题为“兼容地改进的VHS系统”的文章中已作简短描述，该文刊登于1991年6月5-7日在Rosemont，Illinois举行的会议的“IEEE    1991消费品电子学国际会议技术论文摘要”的第122-123页上。在Christopher    H.Strolle等人提出的，题为“通过窄带宽介质记录和重放宽带宽视频信号的系统”、并已转让给三星电子公司（SamsungElectronics）的美国专利申请787，690号中更详细地描述了这种改进的VHS录象系统。在该改进的录象系统中，将次奈奎斯特折叠载波选择为行扫描频率的320倍，而不是Faroudja在美国专利授权号4，831，463中说明的频率之一。
为避免产生观看自以次奈奎斯特频率取样的视频信号恢复的电视图象的人所不能容忍的折叠后生现象，在记录亮度信号之前，美国专利申请787，690号描述的录象系统以如下说明方式处理亮度。利用一频带分离滤波器将时空滤波的亮度信号分离为低频带和高频带频谱。高频带频谱相对于低频带频谱适当去加重或缩减幅度。
如果在去加重后，高频带频谱与低频带谱重新组合产生带有去加重高频成分的全频带亮度信号，用Faroudja所用方法从该全频带信号产生折叠亮度信号在相对于低频带频谱将去加重高频带频谱恢复为其原始幅度的重放期间会带来问题。该问题是由于，除了由用来将空间时间滤波后的亮度信号分离为低频带和高频带频谱的频带分离滤波器引起高频带频谱中较低频率的衰减之外，还存在由用于从次奈奎斯特取样的全频带信号产生折叠亮度信号的低通滤波器造成的高频带频谱中较低频率的额外衰减。
在美国专利申请787，690号中所述录象系统通过把去加重的高频带频谱加到平衡调制器上来免除这种额外的衰减。其中，调制信号与折叠载波成差拍。该调制过程是抑制调制信号及调制结果中的折叠时钟频率的一个过程。所得平衡调制器输出信号是频率变换为基带的反向频谱并且不伴有调制信号原始频谱。该反向频谱，对去加重高频带频谱编码，只有原频带分离滤波器的衰减。在低于原始去加重高频带频谱所占折叠时钟频率的频率范围，或在高于折叠时钟频率的镜象频率范围内不存在有效频谱能。折叠时钟频率以上该频率范围的镜象中也不存在有效频谱能。即，平衡调制器输出信号无折叠时钟频率边带的一次谐波（及其它所有奇次谐波）。将平衡调制器输出信号加到低频带频谱以产生折叠亮度信号。对滤波器设计专业人士来说，很容易设计一种对平衡调制器产生的折叠时钟频率的偶次谐波边带进行抑制而不引入频带分离滤波器交叉频率附近折叠亮度信号的令人讨厌的额外的衰减的低能滤波器。
折叠亮度信号作为调制信号加到频率调制器。频率调制器产生的调频亮度载波与复值幅度调制的欠色载波相组合以产生螺旋扫描录象头的记录信号。
在重放期间，美国专利申请787，690号中描述的录象系统按以下方式操作。由螺旋扫描视频放头恢复的重放信号中的调频亮度载波和复值幅度调制欠色载波在各自被解调之前由相应带通滤波器彼此分离。通过对亮度载波的频率调制检波然后将检出的折叠亮度信号进行展开过程，从而恢复已折叠的亮度信号。在该过程中，折叠亮度信号作为调制信号送到调制器，与折叠载波形成差拍，将其反向频谱部分恢复到其原高频带。该差拍过程产生在其频谱部分伴有高频带的低频带的不希望有的图象。低频带、恢复的高频带和低频带的高频带图象被时空滤波以抑制该图象，从而恢复带有去加重高频带的亮度信号。
去加重高频带频谱由频带分离滤波器从低频带中分出，并再加重以便相对原基带频谱的幅度恢复其原始幅度。该恢复步骤受高频带频谱中较低频率的衰减的阻碍，所述高频带频谱是记录期间与所使用频带分离滤波器相关的频谱所附加的。这种衰减会引起中频频谱频率的幅度的衰减。
然后将幅度恢复高频带频谱与从中分离的低频带重新结合，从而恢复宽带宽亮度信号的全带宽复制信号。该宽带宽亮度信号、从复值幅度调制欠色载波解调出的色度信号以及从音频带迹恢复的声音信号适合于以基本符合广播彩色电视标准进行编码，以及用以幅度调制广播频带载波，从而产生适合于作为输入信号加到彩色电视广播接收机的信号。此外，该宽带宽亮度信号、色度信号和声音信号可直接加到彩色电视监视器而不是用来幅度调制广播频带载波。
从宽带宽亮度信号产生折叠视频信号以及从折叠视频信号重新产生宽带宽亮度信号最好是以数字而不是模拟量方式执行的过程。通常，以如下数字方式实现平衡调制器。用一对四象限数字乘法器将数字化调制信号样本乘以第一数字化载波的样本以及乘以相位上与第一数字化载波的样本相反的第二数字化载波的样本，而数字加法器组合这两个乘积，结果形成平衡调制器的输出信号。以视频样本频率工作的数字乘法器昂贵，并占据单晶集成电路上大的面积。这种乘法器消耗实质性功率因此存在释放它们所产生热量的问题。
选择亮度取样速率为录象系统所用折叠亮度信号中折叠载波频率的两倍使取样频率第一谐波边带的较低部分落在正好高于基带频谱的频率范围内。这会影响亮度频谱的折叠。然而，基带中和较低第一谐波边带中的高亮度频谱相组合，提供与中心在折叠载波频率的带通滤波器响应等价的频谱。以折叠载波频率运行的平衡调制器响应中心在折叠载波频率的带通滤波器响应以产生其中两高亮度频谱一起折叠在零频率周围形成反向高亮度频谱而不增大预计干扰的输出信号。选择亮度取样速率为录象系统所用折叠亮度信号中折叠载波频率的两倍，将适当定相折叠载波的平衡调制简化为交替用+1和-1乘以连续的调制信号样本。进行这种乘法无须使用数字乘法器。
用本发明的装置处理视频信号以产生折叠频谱的视频信号，所述视频信号是规定带宽延展达规定最大频率的基带信号。将该视频信号数字化并送到为所述规定最大频率的1/2的交叉频率的数字频带分离滤波器，以将数字化视频信号分离为较低频带分量的样本和较高频带分量的样本。连接一平衡调制器用以调制规定最大频率的折叠载波，依据较高频带分量进行调制以产生平衡的调制信号;并将该平衡的调制信号线性地与较低频带分量组合产生折叠频谱的视频信号。在以最佳形式实现本发明的装置中，数字化视频信号的取样速率正好是规定最大频率的奈奎斯特速率，将适当定相折叠载波的平衡调制简化为交替用+1和-1乘以连续调制信号样本的乘法。执行这种乘法，无需使用数字乘法器。
图1是磁带录象机中将亮度信号（以及在记录时3.58MHz色度边带信号）取样锁相为水平同步的电子电路的原理图，该电子电路包括在重放时提供子象素（sub-pixel）相位控制（SPPC）的电路。
图2为磁带录象机中对记录时插入子象素相位基准信号的扫描行进行识别以实现重放时子象素相位控制的电子电路的原理图，该电子电路包括用于产生视频信号的场和帧的模2计数的计数器。
图3是磁带录象机中用于将数字化复合视频信号分离为亮度、色度和活动信号分量的录象电子电路的原理图。
图4是磁带录象机中用于产生其中高频（例如2.5MHz以上）带分量已去加重的折叠亮度信号的记录电子电路的原理图，该电子电路包括一平衡调制器并体现本发明。
图5是用于展开折叠亮度信号，用于从欠色载波分离活动和色度信号以及用于将色度边带重新调制到抑制的3.58MHz彩色副载波上的磁带录象机重放电子电路的原理图。
图6是图5可选择象限滤波器所用加权内核的示意图。
图7是处理未折叠亮度信号以解除在记录过程中所做对较高频率（例如2.5MHz以上）频带中分量的去加重的磁带录象机重放电子电路的原理图，该电子电路将导出的亮度信号与图5电路中重新调制回到抑制的3.58MHz彩色副载波的色度边带相组合，从而产生复合视频信号，并基本上按NTSC标准以复合视频信号及声音副载波调制电视频带射频载波。
图8是子象素相位基准发生器原理图，该发生器构造如状态机并适合于包含于图1磁带录象机电子电路中。
图9是子象素相位控制电路原理图，该电路适合于包含在图1磁带录象机电子电路中。
图10是可用于图9子象素相位控制电路中的相关滤波器一种形式的原理图。
图11-18示出可取代图4中说明性示出的平衡调制器的各种可选形式。
图19-24包含共享相同频率横坐标轴的一组频谱，这些频谱是使用其中以折叠载波频率三倍执行数字化的折叠亮度信号来描述磁带录象机电子电路的。
图25-30包含共享相同频率横坐标轴的一组频谱，这些频谱是用其中以折叠载波频率的3倍执行数字化的折叠亮度信号来描述磁带录象机电子电路的。
图31-36包含共享相同频率横坐标轴的一组频谱，这些频谱是使用其中以折叠载波频率三倍执行数字化的折叠亮度信号来描述磁带录象机电子电路的。
图19-36频率横坐标轴是以兆赫（MHz）来定标的。
在附图的图以及紧接本段落对这些图的详细说明中，通常略去均衡延迟的描绘及说明，以强调本发明固有特征，以及避免在众多的录象系统中通常可找到的一般细节中看不到本发明的那些与众不同的特点。从事这种系统设计的专业人员会理解对这些延迟的需要，以正确地相互对齐视频信号并对由于对这些信号处理方式上的差异引起视频信号间不需要的不同延迟进行补偿。这类专业人员知道何处需要延迟以及延迟的数值必须是多少。
另外，在示出或说明模拟数字变换器的场合，本领域技术人员理解用模拟低通滤波器对其处理以消折叠的要求;而在示出或说明数字/模拟变换器的场合，本领域技术人员理解将模拟量低通滤波器接在其后以抑制时钟残余物及量化噪声的要求。下文并未清楚地示出或说明这些滤波器。
在方块原理图中，以虚线表示控制信号连接，以实线示出数据信号连接。
本发明将以具有磁带记录和重放能力的磁带录象机的角度进行说明，尽管本发明可在只有这些能力之一的磁带录象机的一定方面加以实施。本发明与记录及重放图象伴音的方式无关。因此，为以下说明简单起见，对普通的与图象伴音的记录和重放相关联的设备不作说明。在带有磁带记录和磁带重放能力的磁带录象机中，在记录模式期间以及重放模式期间使用电子电路部分以及用多极记录/重放开关以两两种模式不同方式重新连接这些部分是很寻常的。在记录方式期间及重放方式期间所用电子电路的那些部分中的元件在描述任一操作方式时以相同的数字来标识，这些元件的多极记录/重放开关的连接的细节不特别说明，因为理解这些互连的细节对设计磁带录象机记录和重放电子电路的普通技术人员来说是基本的。该多极记录/重放开关本质上可完全是机械的，例如可由晶片开关提供，或全部或部分由电子装置实现该开关。
参考图1，由记录/重放开关的极2在记录期间从NTSC信号源3、在重放期间从重放放大器4选出模拟视频（ANALOG    VIDEO）信号。NTSC信号源3可以是摄象机或电视接收机前端。在重放期间，由记录/重放开关的另一极5将重放放大器4连接到录象带传输的螺旋扫描磁头6。
将复合视频（COMPOSITE    VIDEO）信号加到模/数变换器7数字化，加到水平同步分离器8分离水平同步脉冲而产生一水平同步（HORIZONTAL    SYNC）信号，并加到垂直同步分离器9分离垂直同步脉冲以产生一垂直同步（VERTICAL    SYNC）信号。在从录象带重放时，从录象带传输的螺旋扫描重放磁头得到复合视频（COMPOSITE    VIDEO）信号。在录象期间，该复合视频（COMPOSITE    VIDEO）信号可由摄象机、重放另一录象带的磁带放象机或电视接收机的视频（或“第二”）检波器提供。
频率和相位受控主振荡器10以水平同步脉冲频率的640倍频率产生主时钟脉冲，如同受控于锁定为来自水平同步分离器8的水平同步（HORIZONTAL    SYNC）信号的自动频率及相位控制（AFPC）环路。水平同步分离器8最好是其中均衡脉冲不伴随水平同步（HORIZONTAL    SYNC）信号中分离出的水平同步脉冲。可通过消去水平同步分离器8输出信号“水平同步”中均衡脉冲来避免正好在垂直回扫间隔后出现的水平扫描行不同步的AFPC环路误差。当AFPC环路锁定时，可通过图1所示控制信号连线响应从垂直同步分离器9送到水平同步分离器8的垂直回扫消隐来消除该均衡脉冲。也有可能使用RADAR中众所周知的短脉冲消除器来消去水平同步（HORIZONTAL    SYNC）信号中的均衡脉冲。现在说明AFPC环路控制振荡器10，该环路使用由产生锁定信号的分离的水平同步脉冲键控的脉冲鉴别器。
将主时钟脉冲加到九级二进制计数器11的进位端，该计数器将其计数输出送到译码器12，检测何时达到319二进制计数以将计数器11在下一次计数时复位为零。因此，计数器11产生模320象素计数（MODULO-320    PIXEL    COUNT）信号，反复对1/2扫描行亮度样本数计数，以两倍扫描行频率产生数字化锯齿。
模320象素计数信号对只读存储器（ROM）13寻址，该只读存储器存储鉴别器特征曲线，该曲线在零计数时为零值，并基本上对称于零计数，其呈现通过零计数的高斜率，在从大于零的小计数到159二进制计数的宽范围内较平坦，而在从160二进制计数到小于319二进制计数的小计数宽范围也平坦。通过零计数的鉴别器特征曲线的高斜率用于改进AFPC环路中相位锁定的紧密程序。两完整鉴别器特征曲线通过整个连续间隔，每个相同时间段为一水平扫描行。这些鉴别器特征曲线之一用于维持锁定到奇扫描场的水平同步脉冲;这些鉴别器特征曲线中的另一个用于维持锁定到偶扫描场的水平同步脉冲，恢复两场中水平同步脉冲之间的半扫描行偏移。响应来自水平同步分离器8的每个水平同步脉冲，键控锁存器14锁存从ROM    13读出的鉴别器特征曲线时间一致的值，该锁存值作用AFPC环路数字化误差信号。用数/模变换器15将该数字化误差信号变换为模拟误差信号。将该模拟误差信号送到环路滤波器16，将该滤波器的响应作为AFPC信号送到受控主时钟振荡器10。
模320象素计数信号的8个最低有效位对用于存储产生四相4.21MHz载波的正弦和余弦表的只读存储器（ROM）17寻址。模320象素计数信号的最低四个有效位对存储正弦和余弦表的只读存储器（ROM）18寻址以产生未调制的四相629KHz欠色载波。
图1还示出现在予以说明的子象素相位控制电路。由受控振荡器10以640倍水平同步脉冲频率提供的主时钟脉冲作为输入信号加到抽头模拟延迟线19，其相继抽头上的信号延迟连续的子象素增量。响应由子象素相位控制电路20提供的命令，乘法器21选择主时钟脉冲的这些子象素相位之一以便作为取样命令加到模/数变换器7。在记录期间，由控制电路20施加规定的中间子象素调相。
亮度相位锁定键发生器22只在记录期间产生RECORD    LUMA-PHASE-LOCKKEY（记录亮度相位锁定键）或R    L-P-L键信号，该信号在垂直回扫间隔期间或其后出现的扫描行部分期间变为逻辑1，所述行部分插入有用于控制子象素相位的信号。R    L-P-L键信号用以控制乘法器23在R    L-P-L键信号为1时选择来自子象素相位基准信号发生器24的输出信号作为DIGITAL    VIDEO（数字视频）信号，或在R    L-P-L键信号为0时选择来自变换器7的数字化复合视频（COMPOSITE    VIDEO）信号。子象素相位基准信号发生器24接收来自亮度相位锁定键发生器22的控制信号。
在重放期间，亮度相位锁定键发生器22产生PLAUBACK    LUMA-PHASE-LOCK    KEY（重放亮度相位锁定键）或P-B    L-P-L键信号，该信号在垂直回扫间隔或其后出现、在其行部分插入有用于控制子象素相位的扫描行部分期间内变为逻辑1。子象素相位控制电路20响应P-B    L-P-L键信号变为1以按照用于控制重放期间从录象带所恢复并由模/数变换器7数字化的复合视频信号中所含子象素相位的信号调整子象素定相。
图2示出图1中亮度相位锁定键发生器22的具体细节。图2中的10级二进制计数器25对来自译码器12的脉冲进行计数，在图1中复位用以产生模320象素计数的计数器11。这些脉冲以扫描行频率的两倍出现，因此计数器25的计数输出信号是半行计数（HALF-LINE    COUNT）信号。在图2中，译码器26在计数524之后将来自计数器25的计数复位为0，这样计数器25对一场的半扫描进行计数。由译码器26输出信号响应524计数变为高产生的复位信号通过“或”（OR）门27加到计数器25。
“或”门27从“与”门28接收另一复位信号，当相对于由图1垂直同步分离器9提供的分离的垂直同步脉冲判出在计数器25半行计数中存在垂直同步误差时加到计数器25。“与”门28接收这些分离的垂直同步脉冲作为其输入信号之一，仅当判定出来自计数器25的半行计数中有垂直同步误差时，其别的输入信号为逻辑1。此时调整“与”门28重复在其加到“或”门27的输出信号中的垂直同步脉冲，使该“或”门输出信号复位计数器25使其0计数对应出现垂直同步脉冲的时刻。由于AFPC技术太慢，引起电视屏重现图象的垂直滚动，而用干扰技术实现计数器25的同步。
判定由计数器25提供的半行计数中存在垂直同步误差是如下以图2电路实现的。逻辑反相器29只在无垂直同步脉冲时提供逻辑1的输出。“与”门30的输出信号变为逻辑1指出在无垂直同步脉冲期间，译码器26何时复位计数器25，大概指出半行计数中有垂直同步误差。“与”门30的输出信号可直接加到“与”门28以允许垂直同步信息的可选通路，但单个垂直同步间隔中的误差会扰乱计数器25对半扫描行的正确计数。为防止此种情形的发生，将“与”门30的逻辑1加到计数器31。由计数器31计数到规定次数的连续垂直同步误差指示之后，例如，两级计数器中的3，译码器32响应该计数允许“与”门28响应来自分离器9的垂直同步脉冲，通过“或”门27复位计数器25为0计数，通过“或”门33将计数器31复位为0计数。
避免计数器31如下那样在隔离的垂直同步误差指示积累到满计数。“与”门34响应垂直同步脉冲和译码器26产生计数器25的复位脉冲的同时出现而产生计数器25的半行计数正确地与垂直回扫同步的指示。该指示通过“或”门33用作计数器31的复位脉冲。
来自译码器26的垂直回扫间隔的指示通过“或”门35作为计数输入信号加到一级二进制计数器36，该计数器产生视频信号场个数的模2计数的场计数（FIELD    COUNT）信号。来自场计数器36的溢出、或进位出信号通过“或”门179，作为计数输入提供给另一个一级二进制计数器37，该计数器产生视频信号帧数的模2计数的帧计数（FRAME    COUNT）信号。场计数信号的二进制反码前有9个高有效零位零扩展到较大有效位数，并用数字加法器38将该产生的10位的数与计数器25产生的10位的半行计数相加。加法器38和的最低有效位用作扫描行象素计数（SCAN-LINE    PIXEL    COUNT）信号的模，该信号的余数为模320象素计数。形成行计数（LINE    COUNT）信号，该信号为具有由正确同步的场计数信号提供的模以及由来自加法器38的11位和的10个更有效位提供的余数的模数。计数器25在视频信号每个场期间与计数525个半扫描行同步的方式如上所述。场计数器的正确同步将在本说明书作进一步说明。
上述行计数有些特性会在亮度信号折叠中展示出来，折叠过程将在本说明书参考附图4加以描述。奇数场中，奇数行的行计数信号的最低有效位为0（例如，通常认为第1行造成来自加法器38的00    0000    0000和00    0000    0001的未增加的连续的半行计数，当最低有效位被删去时形成余数为0），而奇数行的计数信号最低有效位为1（例如，通常认为第二行造成来自加法器38的00    0000    0010和00    0000    0011的未增加的连续的半行计数，结果当最低有效位被删去时，余数为1）。在偶数场中，奇数行的行计数信号的最低有效位为1，（例如，通常认为第263行引起加法器38的00    0000    0010和00    0000    0011的增加的连续的半行计数，结果当最低位删去时余数为1），而偶数行的行计数信号最低有效位为0。
图2中译码器图39对标识水平扫描行的行计数进行译码，该水平扫描行插入有子象素相位信息，从而产生LUMA-PHASE-LOCK键（亮度相位锁定键）或L-P-L键信号，该信号是作为一输入信号送至二输入“与”门40和41的逻辑1。除了在重放期间，当记录/重放开关的极42将其输出端短路为逻辑0，负载（pull-up）43将逻辑1作为另一输入信号加到“与”门40，调控“与”门40产生记录亮度相位锁定键（RECORD    LUMA-PHASE-LOCK    KEY）或R    L-P-L键信号。除了在记录期间，当记录/重放开关的极42将其输出端短路为逻辑0时，负载44将逻辑1作为另一输入信号加到“与”门41，调控“与”门41产生重放亮度相位锁定键（PLAYBACK    LUMA-PHASE-LOCK    KEY）或P-B-L-P-L键信号。
图2也示出来自场计数器36的场计数信号与复合视频信号正确同步的方式，假设计计数器35为触发的或“T”型触发器。将扫描行象素计数（SCAN-LINE    PIXEL    COUNT）信号送到译码器45，以在每个扫描行期间产生两次逻辑1信号，在复合视频信号的场中应出现水平同步脉冲的周期内以及在一扫描行后半周期内产生一次逻辑1。“与”门46响应该逻辑1和水平同步脉冲的同时出现以产生逻辑1，假若图1的受控主时钟振荡器10与水平同步锁位，该“与”门46重复该水平同步脉冲。“与”门46利用主时钟振荡器10    AFPC环路的噪声不敏感性抑制水平同步脉冲间出现的脉冲噪声。
由于水平和垂直同步脉冲间时序关系在奇数场和偶数场有点不同。如果由场计数器36提供的场计数信号正确定相，在水平扫描线的前一半期间来自加法器38的和的最低有效位为1，而当场计数信号不正确定相时为0。“与”门47响应重复的水平同步脉冲，及由位反相器48提供的作为加法器38之和的零值最低有效位的补码的1的同时出现而产生一逻辑1。“与”门47的1指出水平脉冲落在场计数器36错误地推算为水平扫描行后一半的开始并在场计数中发出一误差的时间间隔。
来自“与”门47的1可直接加到“或”门35并用于触发计数器36以校正场计数。然而，正好在水平扫描行后一半起始之后出现的脉冲噪声漂移会产生场计数中错误的误差发信。为提供对这种噪声漂移的偶尔或短时间出现的不敏感性，用多级计数器49对“与”门47产生的逻辑1计数。当计数器49已达到规定的计数，译码器50对此计数译码，产生一逻辑1作为复位脉冲通过“或”门51提供给计数器49。来自译码器50的逻辑1也通过“或”门35提供给场计数器36的计数输入，使得不正确场计数变为正确的场计数。
当加法器38的和的最低有效位为1指出场计数器36算出正在扫描一水平行的前一半时，“与”门52响应“与”门46提供的重复的水平同步脉冲而产生逻辑1信号。指出场计数正确的、由“与”门52产生的该逻辑1作为复位脉冲通过“或”门51提供给计数器49。因此，只有当在多个连续扫描行中产生出场计数误差时才能达到译码器50译出的规定计数条件。借助例子，所示计数器49为四级计数器，译码器50对15计数译码以产生逻辑1。在出现扫描行时这加上计数器49的复位而不产生场计数误差信号令“或”门51输出信号变为逻辑1，使得有必要在场计数器36之前在15个连续扫描行期间产生场计数误差。因此，不太可能使触发器被脉冲噪声误触发，将已正确的场计数变为不正确的场计数。
图2也示出产生COLOR    BURST    KEY（彩色同步键控）信号的方式。扫描行象素计数信号供给译码器53，译码器53在记录期间作为模拟视频信号供给的复合视频信号中应出现彩色同步信号的时刻产生逻辑1信号。
图3示出用于将图1模/数变换器7提供的数字视频信号分离为亮度，色度和活动信号分量的记录电子线路，所述模/数变换器对来自信号源3的NTSC复合视频信号数字化。将数字视频信号供给级联的单水平扫描行（1H）数字延迟线54和55，以暂时获得代表电视图象垂直对齐的三象素的对齐样本，用在行梳状滤波过程中。例如可用随机存取存储器实现这些1H数字延迟线，所述存储器以扫描行象素计数信号一维寻址并以先读后写方式操作。
如所知，低通行梳状滤波（横向或垂直方向的空间低通滤波）从复合视频信号中抽取亮度分量而无帧间活动造成滤波后亮度信号的令人讨厌的后生现象，但在行扫描对角线方向上有些空间分辨率损失。加权求和电路56以+0.5因子对由1H延迟线54延迟一行后的数字视频样本加权，并由因子-0.25对当前数字视频样本和由串接的1H延迟线54和55延迟两行后的数字视频样本加权。在电路56中对这些加权样本求和以产生垂直高通滤波器响应，将该响应送到多抽头数字延迟线57。将来自延迟线57抽头的信号加至加权求和电路58，实现特别在1.7MHz左右呈现6dB截止的水平高通滤波器。与前面垂直高通滤波器级联的该水平高通滤波器选择色度分量和对角亮度细节分量。然后用数字减法器59从复合数字视频信号中减去这些分量，所述复合数字视频信号已由1H延迟线54延迟一个扫描行，并由数字延迟线60提供进一步延迟以补偿水平高通滤波器延迟，从而恢复数字视频信号的行梳状亮度分量的差信号。将该差信号送到多抽头数字延迟线61，并将延迟线61抽头信号加到加权求和电路62，该电路实现数字视频信号行梳状亮度分量的水平低通滤波器，该低通滤波器通常在3.3MHz附近呈现6dB截止频率。
由1H延迟线54延迟1扫描行的数字视频信号加到单帧延迟线63。延迟线63可以用例如随机存取存储器实现，该存储器以扫描象素计数信号在第一维中选址以行计数信号在第二维中进行选址，并以先读再写方式工作。如我们所知，低通帧梳状滤波（时间低通滤波）从复合视频信号中抽取出亮度分量而无分辨损失，只要帧与帧之间没有活动便不会将令人讨厌的后生现象引入滤波后的亮度信号。在时间高通滤波步骤，加权求和电路64对自1H延迟线54所取的一扫描行延迟后的数字视频信号以+0.5因子加权，对从单帧延迟线63所取的一帧加一扫描行延迟后的数字视频信号以-0.5因子加权，并对加权后的数字视频信号求和。从加权求和电路64导出的时间梯度信号可能有强的色副载波边带分量，因为色副载波的相位从一个帧到另一帧交替变化。将来自加权求和电路64的时间梯度信号作为输入信号加到多抽头数字延迟线65。将来自延迟线65的抽头的信号加到加权求和电路66，实现时间梯度信号的水平高通滤波器，从中分离出该信号中彩色副载波边带分量。将由时间梯度信号水平高通滤波分离出的彩色副载波边带分量在数字减法器67中从已经过1H延迟线54作一个扫描行延迟和数字延迟线60作进一步补偿延迟的复合数字视频信号中减去，以恢复差信号。将该差信号，即无色度的帧梳状水平低通滤波器响应供给数字延迟线68，以提供与水平低通滤波元件61和62引入数字视频信号的行梳状亮度分量中的延迟匹配的补偿延迟。
图3中，交叉衰减器或“软开关”69通过对一个帧中有实质性活动的那些部分进行行梳状空间低通滤波选择从数字视频信号抽取出的亮度信号、通过对帧中活动少或没有的那些部分进行帧梳状时间低通滤波选择从数字视频信号抽取出亮度信号来产生L亮度信号。交叉衰减器69受MOTION（活动）信号控制，该信号在查找表中寻址存储乘法器信号X和（1-X）的只读存储器70。在有大量活动的帧的部分中，活动（MOTION）信号有一个算术1的值;在很少或没有活动信号帧的部分中，活动（MOTION）信号为算术0值;在活动信号分别为0和1的帧的各部分间跃迁期间，活动信号可暂时假设为算术0与1间的值。乘法器信号X加到从加权求和电路62接收行核状水平低通滤波的数字视频信号的数字乘法器71。乘法器信号（1-X）加到从数字延迟线68接收帧梳状时间低通滤波的数字视频信号的数字乘法器72。由数字加法器73对来自数字乘法器71和72的乘积进行求和，其和信号是记录期间为交叉衰减器69的输出信号的L亮度信号。
活动信号产生如下。数字减法器74从取自抽头数字延迟线65的适当延迟的时间梯度信号中减去水平高通滤波器响应时间梯度信号时由加权求和电路66分离出的色副载波边带分量。这提供了通常在1.7MHz附近呈现6dB截止的时间梯度信号的水平低通滤波。由减法器74产生的结果差信号代表每个顺序扫描象素单元亮度幅度的帧-帧变化，这些变化（忽略噪声变动）通常链接到图象活动。该差信号送到绝对值电路75作整流。阈值检测器151包含产生1位输出信号的数字比较器，当且仅当产生的的整流响应超过阈值时该输出信号为1否则为0。该阈值被设置为高于期望噪声电平。阈值检测器151输出信号作为输入信号送到信号扩展电路76，该电路响应上述输入信号产生活动信号。该信号扩展电路76可采用J-W    KO和H.J.Weckenkrock在其美国授权专利号5083203中所述的形式，该专利授权于1992年1月21日，题目为“控制信号扩展器”，并已转让给三星电子株式会社。
通过对NTSC复合视频信号数字化得到的数字视频信号送到多抽头数字延迟线77，以及实现色度带通滤波器的加权求和电路78，所述色度带通滤波器将对由抑制的3.58MHz色副载波两侧的色副载波调制分量组成的色度信号进行分离，所述3.58MHz色副载波以主时钟频率采样。不利的是亮度信号的对角线细节在来自加权求和电路78的输出信号中伴随该色度信号，该输出信号加到级联的1H数字延迟线79和80。加权求和电路81以+0.5因子对由1H延迟线79延迟一行后的色带通滤波器响应的样值加权，再以+0.25因子对色度带通滤波器响应的当前样本及由级联的1H延迟线79和80延迟2行后的色度带通滤波器响应的样本进行加权。这些加权样值在电路81中求和产生对分离色度信号的垂直低通滤波器响应，该响应不含亮度信号对角线细节。
数字滤波器设计领域的专业人员会理解图3所示梳状滤波电路可为其它设计所取代，如用带2条扫描线高度零位线而不是所示的3扫描线高度零位线的滤波器实现垂直滤波。这种可选设计某种程度上说是更为经济的数字硬件。
在抑制的3.58MHz色副载波两侧并且不含亮度对角细节的数字化色副载波调制分量由加权求和电路81供给四象限数字乘法器82，对每个扫描行区间与4相位4.21MHz载波的所选相位相乘产生调制的四相位欠色信号。载波相位选择电路83包括用于响应其通过模320象素计数信号的寻址，直接利用这些值的每一个以及乘以-1，在由图1的ROM17提供正弦和余弦值之前以0°、90°、180°、和270°相位产生4.12MHz载波的电路。载波相位选择电路83还包括多路调制器，用以响应场计数及行计数的最低有效位选择4.21MHz载波的0°、90°、180°、和270°相位中的合适一个，使得色度调制的欠色载波的相位作为数字乘法器82的乘积送到脉冲串加重电路84，按常规VHS视频记录标准每扫描行前进+90°。脉冲串加重电路84响应由图2译码器53提供的彩色脉冲串键（COLOR    BURST    KEY）信号以提升相应于调制的欠色载波的其它部分的脉冲串的幅度，以产生适合于视频磁带记录的C信号。
活动（MOTION）信号必须包含在用于视频磁带记录的信号中，以便在重放时恢复MOTION信号用于恢复亮度。该MOTION信号作为被乘数信号提供给四象限数字乘法器85，在每个扫描行期间被所选四相位629KHz欠色载波相位相乘以产生在图3中标识为M信号的调制的4相位欠色载波。载波相位选择电路86包括用于响应模320象素计数信号寻址图1中ROM18提供正弦和余弦之前，通过直接使用这些值的每一个以及乘以-1，以0°、90°、180°、270°相位产生629KHz欠色载波的电路。载波相位选择电路86还包括多路调制器，用以响应场计数及行计数的最低有效位选择629KHz欠色载波的0°、90°、180°、和270°相位中的合适一个，使得作为数字乘法器85的乘积提供的活动调制的欠色载波的相位每扫描行后退-90°。M和C信号在数字加法器87中求和，以产生在图3和图4中标识为C、M&C    IMAGE（图象）信号的信号，该信号包含一组复合的欠色载波边带。
图4示出接收C、M&C图象（IMAGE）信号作为其输入信号的多抽头数字延迟线88。加权求和电路89对来自延迟线88抽头的信号加权从而以1.2-1.3MHz的截止频率实现水平纸通滤波器，提供基本上没有7.8MHz    C图象信号的C&M信号响应，否则伴有作为乘法器82中4.2MHz差拍的结果的C信号。
在记录期间由图3中交叉衰减器69提供的L亮度信号加到图4中的抽头数字延迟线90。延迟线90、加权求和电路91和数字减法器92相连接构成频带分离滤波器，将L亮度信号分离为带2.52MHz交叉频率或1/4主时钟取样速率的低通和高通滤波器响应。来自延迟线90的信号加到加权求和电路91，产生水平低通滤波器响应。数字减法器92从取自抽头数字延迟线90的适当延迟的L信号减去由加权求和电路91提供的水平低通滤波器响应，以产生作为减法器92差输出信号的水平高通滤波器响应。
数字滤波领域专业人员认识到，数字频带分离滤波器优越于模拟频带分离滤波器之处在于容易得到低频与高频带之间交叉区域的线性相位响应，使得以后将两频带的重新结合相当简单。按常规水平低通滤器设计过程，该相位线性可通过使有限脉冲响应（FIR）低通滤波器包含抽头延迟线90和加权求和电路91来实现，从延迟线90抽头取得信号被对称加权。
二象限数字乘法器93将水平高通滤波器对L信号的响应乘以小于折叠为基带时所用因子的因子。完成对该响应的压缩，并相对于水平低通滤波器对L信号的响应对它加以衰减，从而减少该领域已有VHS磁带机所录制录象带所恢复电视图象中的折叠产生的反转频谱的可视度，用以压缩水平高通滤波器对L信号响应乘法因子确定如下。绝对值电路94对水平高通滤波器对L信号的响应进行整流。经整流的对L信号的水平高通滤波器响应提供给抽头数字延迟线95。来自延迟线95抽头的信号加到加权求和电路96。电路96提供低通滤波器对经整流的水平高通滤波器对L信号响应的响应，该响应寻址存储有供给数字乘法器93的乘法信号的只读存储器97以实现对水平高通滤波器对L信号的响应的压缩和衰减。
选择主时钟取样速率（对亮度信号取样）为折叠载波频率的两倍使折叠过程简单地实现而无需数字乘法器。由乘法器98通过以主时钟取样速率交替选择对L亮度信号的压缩及衰减的水平高通滤波器响应的当前样值，或其通过将每个当前样值加到取反器99并在数字加法器100中将结果加1所产生相反值，产生对压缩及衰减的高频亮度分量频带的折叠响应。
在前两段中所述过程的变型中，可折叠水平高通滤波器对L信号的响应而无须先相对水平低通滤波器对L信号的响应作衰减。如果不是特别关心提供以折叠亮度信号磁带录象的向后兼容性，可以这样做，以便适合本领域现有的VHS磁带机。还可完成对水平高通滤波器L信号响应的折叠而不是先对其衰减，这不牺牲向后兼容性，这是通过使来自多路调制器98的平衡调制信号被衰减而不是将水平高通滤波器L信号响应用作调制信号来实现的。这可通过将来自多路调制器98的平衡调制信号加到对应元件93-97的元件、并同样波此相连、将所得已衰减的平衡调制信号送到加法器101、与加权求和电路91提供的水平低通滤器对L信号响应相组合来实现的。
折叠为基带的较高频率亮度分量的频带由多路调制器98作为数字加法器101的加数输入信号提供，加法器101从加权求和电路91接收基带中残留的较低频率亮度分量的频带作为其另一加数输入信号。加法器101将其和信号即完整的折叠亮度信号提供给记录放大器102，在放大器102使该信号作记录均衡，并变换为模拟形式，然后用于对占据1.2-7.0MHz频带的载波作频率调制（FM）。记录放大器也接收已由C&M信号幅度调制的欠色载波，其变换为模拟形式并与也为模拟形式的频率调制的亮度载波相组合以形成加到录象带传送的螺旋扫描记录头103的复合信号。
数字设计领域的专业人员会认识到，元件98-101的组合常常称为“受控数字加法器”或“数字加法器/减法器”。不会引入很多误差，取反器99的输出信号可直接加到多路调制器98而代替直接通过加法器100作加1。在另一变形中，加法器100在取反器99的输出信号上加上多路调制器98的控制信号而不是加1。
产生折叠亮度信号中由加法器/减法器所用折叠载波的相位在每一场内从1水平扫描行到下一水平行相反，相反相位的模式在偶数帧不同于在奇数帧。这些过程减少了从录象带中恢复的电视图象中折叠为基带的较高频率亮度分量频带的可视度。“异或”门104接收模320象素计数的最低有效位作为其两个输入信号之一，将另一“异或门”105的输出信号作为其另一输入信号，并将其输出信号作为控制信号加到多路调制器98。
“异或”门105接收帧计数（FRAME    COUNT）作为其两个输入信号之一，将行计数（LINE    COUNT）的最低有效位作为其另一输入信号。这些信号在水平扫描行期间不变化，使“异或”门105到“异或”门104的输出信号在水平扫描行间不改变。加到“异或”门104的模320象素计数的最低有效位以10.2MHz主时钟频率在0和1间交替，但是控制“异或”门104供给多路调制器98的控制信号也以10.2MHz主时钟频率在每个扫描行期间在0和1间交替，其相位取决于该扫描期间保持的“异或”门105输出信号。扫描行的初始象素和作为输入信号加给“异或”门104的模320象素计数的0最低有效位相关联。
在以下5段中，以NTSC标准来描述水平扫描行的编号。在奇数帧期间，当帧计数为1，加到“异或”门104的“异或”门105的输出信号重复行计数信号最低有效位。
在奇数帧的初始奇数场，行计数的最低有效位在奇数编号的扫描行期间为0。这与扫描行初始象素的模320象素计数的0最低有效位一起，使“异或”门104的“0”响应调控多路调制器98在每个奇数编号的扫描行的初始象素期间选择未反相的折叠高频亮度频带在加法器101中与低频率亮度频带相加。
在奇数帧的初始奇数场中，在偶数编号的扫描行期间的行计数的最低有效位为1。这与扫描行初始象素的模320象素计数的0的最低有效位一起，使“异或”门104的“1”响应调控多路调制器98选择反相的折叠高频亮度频带以在这些偶数号扫描行的每一行的初始象素期间在加法器101中与低频亮度频带相加。
在奇数帧的最后的偶数场中，在奇数编号扫描行期间的行计数的最低有效位为1。这与扫描行初始象素的模320象素计数的0的最低有效位一起，使“异或”门104的“1”响应调控多路调制器98选择反相的折叠高频亮度频带以在这些奇数号扫描行的每一行的初始象素期间在加法器101中与低频亮度频带相加。
在奇数帧最后的偶数场中，在偶数号扫描行期间的行计数的最低有效位为0。这与扫描行初始象素的模320象素计数的0最低有效位一起，使“异或”门104的“0”响应调控多路调制器98选择反相的折叠高频亮度频带以在这些偶数号扫描行的每一行的初始象素期间在加法器101中与低频亮度频带相加。
在偶数帧期间，当帧计数为0，加到“异或”门104的“异或”门105的输出信号为行计数信号最低有效位之反，使偶数帧中水平扫描行的初始象素状态以与以上为奇数帧指定的状态相反。由于亮度信号折叠期间相位反转的模式在偶数帧中是不同于奇数帧的，因此有必要将帧计数（FRAME    COUNT）信息插入记录的视频信号中，使得以正确相位而不是相反相位在重放期间完成对亮度信号的展开。该帧计数信息可由图1中的子象素相位基准发生器29插入所记录的视频信号中。
图5示出图1和图2所示电子电路之外的录象机部分重放电路，该电路用于记录和重放。参考图1，重放期间多路调制器23提供的数字视频信号是模/数变换器7对模拟视频信号的数字化响应，所述模拟视频信号是由重放放大器4提供的亮度信号，因为记录/重放开关的极2处于重放位置。在重放期间，由多路调制器23提供的数字视频信号加到时基校正器106。（例如，时基校正器可以是先进先出的半导体存储器，有两组在扫描行过程期间交替读和写的640存储单元。由AFPC主时钟振荡器10计时的一行的640个数字样值被写入选择用来在当前扫描行期间写入的640存储单元组。同时，顺序读出另一组640个存储单元，用晶稳10.2MHz时钟振荡器计时。该晶稳10.2MHz时钟振荡器没有AFPC环路误差和由磁带管理问题带来的晃动，这些问题在从录象带重放时会影响AFPC的主时钟振荡器10）。所得的时基校正的数字视频信号由时基校正器106提供给多抽头数字延迟线107。来自延迟线107抽头的信号加到加权求和电路108，该电路实现数字视频信号的水平低通滤波，抑制了频率调制残余。
方便的是使用数字滤波执行对数字视频信号的衰减作补偿的重放均衡，否则会由于磁带录象过程中带宽限制而出现衰减。图5示出在含元件107和108的水平低通滤波器后级联的含多抽头数字延迟线152和加权求和电路153的有限脉冲响应重放均衡滤波器。加权求和电路153中的加权提供大约3MHz的峰值;而数字重放均衡滤波器的系统特征例如提供了上升的余弦响应。与其使用所示或相反次序级联的水平低通滤波器和重放均衡滤波器，不如使用其响应类似于级联的水平低通滤波器和重放均衡滤波器的响应之乘积的单个数字滤波器。
带重放均衡的时基校正的、水平低通滤波的数字视频信号送到包含多路调制器109的展开电路，多路调制器109受控于“异或门”104和105所产生的信。对时基校正的水平低通滤波的数字视频信号的展开的高频带响应通过由多路调制器109以主时钟取样速率交替选择时基校正的水平低通滤波的数字视频信号或算术0而产生。
记录/重放开关安排（通过其在图中未清楚示出的电极的连接）元件54-69，同样的元件在记录时用于活动自适应空间时间滤波，而在重放时以图7所示连接提供活动自适应的时空滤波器110。活动自适应时空滤波器110在上述展开过程以及“取消”在记录时所作活动自适应空间时间滤波之后抑制基带中折叠亮度分量残余物，活动自适应的时空滤波器110要求其操作恢复磁带录象过程所用的、以及在放象过程中提供的活动信号。活动信号的恢复及抑制的3.58MHz色副载波两侧的彩色副载波分量的再生，如同在重放期间所进行的，将参考图5在下文加以说明。
模/数变换器111以10.2MHz主时钟对图1所示重放放大器4提供的欠色载波进行取样。变换器111将数字化欠色载波提供给时基校正器电路112。所得的时基校正的、数字化欠色载波送到象限可选滤波器113。象限可选滤波器113是不可分离的、二维空间滤波器，其含抽头数字延迟线和安排实现二维零位线功能的加权求和电路，后者用于以10.2MHz主时钟取样速率对数字化欠色载波的三个连续扫描进行滤波。
图6描述了该二维零位线功能，滤波器零位线在水平扫描方向是这样的宽度即每4列示出一个系数。居中系数列均为0值系数的列。象限可选滤波器113的响应在奇数场时为M信号，在偶数场时为C信号。
减法器114通过从时基校正器112提供的时基校正的数字化欠色载波再经数字延迟线115作适当补偿延迟得到的信号中减去该象限可选滤波器113的响应来产生互补的象限可选滤波器响应。该补偿延迟等于通过象限可选滤波器113的延迟并可使用滤波器113中抽头数字延迟线获得。互补的象限可选滤波器在奇数场为C信号在偶数场为M信号。
多路调制器116由作为其控制信号供给的场计数信号的最低有效位控制，以在象限可选滤波器响应和互补的象限可选滤波器响应中进行选择，以产生从M信号分离出的C信号以及产生从C信号分离出的M信号。绝对值电路117对M信号整流，并将整流的M信号加到多抽头数字延迟线118。来自延迟线118抽头的信号加到加权求和电路119，实现对整流的M信号的水平低通滤波，再生活动自适应时空滤波器110所需的活动信号。
从M信号分离出的C信号从多路调制器116送到四象限数字乘法器120，在每个扫描行期间被由载波相位选择电路83选作乘法器信号的四相位4.21MHz载波的相位乘，从而再生数字化色度信号，该信号包含抑制的3.58MHz色副载波两侧的色副载波调制分量及其7.8MHz附近的图象分量。该数字化色度信号作为输入信号提供给多抽头数字延迟线121。如权求和电路122对来自延迟线121抽头的信号加权以实现提供抑制的3.58MHz色副载波两侧的色副载波调制分量的水平低通滤波器，该滤波器响应没有7.8MHz附近的图象分量。另外，数字延迟线121和加权求和电路122可被一多抽头数字延迟线和加权求和电路所取代，它们实现3.58MHz中心频率的数字带通滤波器。延迟线121和加权求和电路122由适当的记录/重放开关设置为和记录时所用延迟线88和加权求和电路89相同。
图7示出元件54-64及67-69，它们通过适当的记录/重放开关（未明确示出）加以配置以提供图5的活动自适应时空滤波器110。在记录和重放期间使用元件54-64及67-69，由于消去一帧存储及一些行存储而明显节约了硬件成本。将由加权求和电路64提供的亮度信号的帧-帧差的全部加到减法器67，作为其减数信号从来自延迟线60作为其被减数信号供给的亮度信号中减去，这将空间频率上全部分量向下移至OHz。完成该过程反映出以下事实：（1）折叠亮度分量比色度分量频率进一步向下扩展;（2）只有在不同于图3所示导出活动信号时才有可能的这种帧搜索提供低空间频率分量的3dB衰减。在重放期间，交叉衰减器69受控于图5的加权求和电路119提供的再生的活动信号。在其中有相当多活动的电视图象部分的扫描期间，交叉衰减器69将空间滤波的亮度选作为其亮度输出信号，如由含元件54-62的行梳状空间滤波器提供。该空间滤波器提供垂直低通滤波，在展开后抑制基带中折叠亮度分量残余，该残余分量的极性在行与行之间变化。在很少或没有活动的电视图象部分的扫描期间，交叉衰减器69将时间滤波的亮度选作其亮度输出信号，如由含元件54、60、66、64、67和68的帧梳状时间滤波器提供的。该帧搜索抑制展开后基带中折叠亮度分量残余，该残余分量极性在帧间变化。
如果在记录期间，由交叉衰减器69提供的全频带亮度信号的高频带相对其低频带被去加重，则用含元件123-131的电路消去该去加重。在用滤波器将该亮度信号分离为低频和高频带之后可完成该消去，所述滤波器具有2.52MHz或1/4主时钟取样速率的低通和高通响应。重放期间由图5交叉衰减器69提供的亮度信号加到图7的抽头数字延迟线123。来自延迟线123抽头的信号加到加权求和电路124，实现对亮度低频带分量进行分离的水平低通滤波。数字减法器125从取自抽头数字延迟线123的适当延迟的全频带亮度信号中减去由加权求和电路124提供的水平低通滤波响应，实现对亮度高频带分量进行分离的水平高通滤波。
二象限数字乘法器126将亮度高频带分量乘以大于1的因子，对该频带去抑制并相对亮度低频带分量将其恢复为其原始幅度。乘法因子确定如下。绝对值电路127对减法器125的差信号提供的亮度高频带分量进行整流。整流的亮度高频带分量提供给抽头数字延迟线128。延迟线128抽头的信号加到加权求和电路129。电路129提供对亮度的经整流的高频带分量的低通滤波器响应，该响应对存储加到乘法器126的乘法器信号的只读存储器130寻址，以对亮度的高频带分量去抑制。由乘法器126作为其乘积信号提供的亮度的去抑制的高频带分量在数字加法131中与由加权求和电路124提供的亮度低频带分量相加。该加法器131的和信号为完全恢复的亮度信号。
数字加法器132将该信号与图5加权求和电路122提供的带有抑制的3.58MHz彩色载波的色度信号相加。数字加法器133将加法器132的和信号与声音副载波相加，以产生低功率电视调制器134的调制信号，该调制器134用于产生加到用以观看录象带重放图象的彩色电视接收机的电视射频信号。用于频率调制声音副载波的声音信号或者是固定的音频重放磁头从录象带上横向声迹恢复的声音信号，或者是螺旋扫描旋转磁头鼓组件中宽隙音频重放磁头从录象带上深录制的对角线声迹恢复的声音信号。
如果在记录期间，由交叉衰减器69提供的全频带亮度信号的高频带没有相对其低频带去加重，则包含元件123-131的电路可用从加法器73到加法器132的直接连接取代。
子象素相位基准信号可包含重复伪随机脉冲序列的所选扫描行，该扫描行出现在所选垂直扫描间隔或在正好其后的图象部分内，它们被屏蔽以便不被电视观众所见。通常，对时间基准信号使用重复的伪随机脉冲序列是众所周知的，例如，在W.Peterson的书《纠错码》（MIT    Press，1961年）的147-148页、P    Horowitz和W.Hills的书《电子学技术》（剑桥大学出版社，1989年）第二版的655-657页、F.G.Stremler的书《通信系统导论》（Addison-Wesley出版公司，Reading    MA，1990年）第三版的439-443页上，以及本发明人和其它人题为“作为扩展分辨率宽屏电视信号处理系统的视频信号同步系统”、而且转让给给RCA许可公司的于1990年3月27日公布的美国专利号4，912，549中均有描述。伪随机脉冲序列是一串-1和+1样值N，表示N与其自身的相关性和单位值与相移本身的相关。
图8示出适合于图1录象机电路中的子象素相位基准发生器24的电路。图8电路包括一个状态变量发生器135，产生每个为7个样本长的15个连续伪随机脉冲序列，这些样本中每个的持续时间为主时钟振荡器10时钟脉冲之间间隔的4倍，从而保持伪随机脉冲的带宽正好在视频录放过程的带宽之内脉动。状态变量发生器135包括三个时钟位锁存器136、137和138，用以分别产生三个状态变量中相对应的一个。位锁存器136、137和138中的每一个用来自图1九级二进制计数器11的第二级的进位信号来定时，该进位信号每四个主振荡器10时钟脉冲产生1个，这样，这三个状态变量样本的每一个的时间区间为主振荡器10时钟脉冲间隔的4倍。“异或门”139接收作为其两个输入信号的来自锁存器137和138的状态变量，并将其输出信号作为输出信号送到位锁存器136。由状态变量发生器135供给的伪随机脉冲序列从位锁存器138发出，并作为输入信号加到“异或门”140，该门接收模2帧计数（FRAME    COUNT）作为它两个输入信号的另一个。在奇数帧期间，“异或门”140响应产生由状态变量发生器135产生的伪随机脉冲序列的负值，而在偶数帧期间，“异或门”140响应简单地重复由状态变量发生器135产生的伪随机脉冲序列。
“异或门”140的响应作为两个输入信号之一送到“与”门141。“与”门141在它自己响应中有选择地重复“异或门”140的响应，并作为控制信号送到多路调制器142。根据该控制信号是0或1，多路142选择与0    IRE电平或与80    IRE电平相关联数字值，从而产生供给图1多路调制器23的子象素相位基准信号。“与”门141的另一输入信号为脉冲窗口（PULSE    WINDOW）信号，该信号在将伪随机脉冲序列供给多路调制器142时在水平扫描行内的周期内为1。在扫描行的开始和结束处，当脉冲窗口信号为0时，“与”门141的响应为0，调控多路器调制142选择与0    IRE电平关联的数字值。该脉冲窗口信号对应于置位/复位触发器143的置位计数（Q）输出。
触发器143的置位和复位处理如下。由数字加法器144将扫描行象素计数加2，舍去所得和的两个最低有效位，以1/4主振荡器10时钟脉冲频率获得稀疏计数，在来自计数器11第二级的进位信号之间该稀疏计数时时递增。译码器145对起始稀疏计数（例如，16，对应于62的扫描行象素计数）译码，以产生供给“或”门146-149的“1”。将“或”门147、148和149的“1”响应分别供给位锁存器136、137和138以作为时钟使得初始伪随机脉冲序列在所有位锁存器136、137和138中始终以“1”开始。“或”门149的“1”响应作为置位脉冲送至触发器143，该触发器在其置位状态允许“与”门141将伪随机脉冲序列供给多路调制器142。译码器150对结束的稀疏计数（例如120，对应于478的扫描行象素计数）译码，以产生触发器143的复位脉冲。在其复位状态，触发器143禁止“与”门141，所以它不再提供伪随机脉冲序列给多路调制器142。
上述连接导出以下操作循环，其在触发器143置位期间重复15次，产生“1”作为脉冲窗口信号。
锁存器136    锁存器137    锁存器138
状态    状态    状态
1    1    1
0    1    1
0    0    1
1    0    0
0    1    0
1    0    1
1    1    0
锁存器138给出的1110010序列可以认为代表带有抑制的未改变的“1”最低有效位的二进制补码伪随机脉冲序列11，11，11，01，01，11，01
图9示出适合于图1录象机线路中子象素相位控制电路20的电路。数字减法器154接收来自图1模/数变换器7的数字化信号作为其减数输入信号。多路调制器155提供减法器154的被减数信号。“与”门156以“1”响应同时为“1”的图2“与”门41产生的P-B    L-P-L键信号及图8触发器143产生的脉冲窗口信号，从而调控多路调制器155选择与40    IRE电平相关的数字值作为减法器154的被减数信号，偏置伪随机脉冲序列使之有0值的直接分量。
在大多数扫描行期间，当P-B    L-P-L键信号为“0”时，和在这些每帧扫描行一次的开始和结束期间，当P-B    L-P-L键信号为“1”但脉冲窗口信号为“0”时，“与”门156以“0”响应，调制多路调制器155从图1模/数变换器7选择数字化信号作为减法器154的被减数信号。减法器154响应相同的被减数和减数信号而产生“0”值数字差信号。
28样本相关滤波器157从减法器154接收偏置的伪随机脉冲序列以具有“0”值直流分量。当输入信号与滤波器零位线间相关最佳，或当输入信号与滤波器零位线间反相关最佳时，滤波器157的相关响应为减法器154提供信号的28倍，这样便比模/数转换器7的数字化信号多5位。滤波器157的响应有13位宽，假定ADC7以8位分辨率数字化。为节省硬件，这些位的四个最低有效位没有用在后继电路中。滤波器157的响应提供给绝对值电路158，以产生1位的较窄的绝对值相关响应，将之送到并行位寄存器159和160的级联连接点上。并行位寄存器159和160的级联连接点提供三抽头的延迟，允许在一时刻考虑三个连续的相关响应。当达到相关滤波器157零位线和减法器154的伪随机脉冲序列的循环相关时，滤波器157的响应呈现一正的峰值，该峰值以主振荡器时钟速率延续一个以上的样本，因为伪随机脉冲频率为1/4主振荡器时钟速率。当达到相关滤波器157零位线和减法器154的伪随机脉冲序列的循环非相关时，滤波器157的响应呈现延续同样少数样本的负峰值。可认为该峰值延续7个样本或正好5个样本。
无论如何，这些样本中三个连续样本被认为构成该峰值的顶，每个相关峰值（或不相关峰值）峰顶处的三个样本的分析用于判断重放时模/数变换器7具有的数字化处理的时序与记录时模/数变换器7的数字化处理时序相对应的紧密程序。如果完全对应，最大幅度的最顶样本前和后的两样本具有相等的、略小于它们侧面最大幅度样本的幅度。如果重放时模/数变换器7的数字化处理时序领先记录时模/数变换器7的数字化处理时序，则最大幅度的最顶样本前的样本的幅度小于最大幅度样本后的样本幅度。如果重放时模/数变换器7的数字化处理时序落后于记录时模/数变换器7的数字化处理时序，则最大幅度的最顶样本前的样本的幅度大于最大幅度样本后的样本幅度。
来自寄存器160的当前样本D，来自寄存器159的当前样本E以及来自绝对值电路158的当前样本F是在任何一个时刻考虑的三个连续的相关性响应。当且仅当E＞D时数字比较器161产生“1”;当且仅当E＞F时数字比较器162产生“1”;当且仅当E＞ET时数字比较器163产生“1”，其中ET为规定的正阈值。当三个比较器161-163同时都产生“1”时，“与”门164以“1”响应，指出当前样本E为最大幅度的、最顶点样本。
当且仅当D＞F时数字比较器165产生“1”，指出重放时模/数变换器7数字化处理的时序领先于记录时模/数变换器7的数字化处理时序。当且仅当F＞D时数字比较器166产生“1”，指出重放时模/数变换器7的数字化处理时序滞后于记录时模/数变换器7的数字化处理时序。“或”门167接收来自比较器165和166的输出信号作为其输入信号，并当且仅当D＝F时产生“0”，指出重放时模/数转换器7的数字化处理时序正确对应于记录时模/数转换器7数字化处理时序。（数字比较器161-163、165和166中的每一个是一般类型的，当且仅当A输入信号超过B输入信号时产生输出“1”。这种比较器可用分别接收其A和B输入信号作为二进制补码的减数和被减数信号的数字减法器提供，其差的符号给出比较结果）。
“与”门168响应“与”门164产生“1”，指出当前样本E为最大幅度样本，响应“或”门167产生的“1”指出当前D和F样本的幅度不等，以产生为重放期间校正亮度象素定相所需的指示的“1”。五级增/减二进制计数器169对这些指示的个数计数。当译码器145或译码器146输出信号脉冲变为“1”，便将计数器169复位为初始值16。比较器165的输出信号控制计数器169的计数方向。
当重放时模/数变换器7的数字化处理时序超前于记录时模/数变换器7的数字化处理时序时，计数器169响应比较器165的输出信号“1”而向下计数。当重放时模/数变换器7的数字化处理时序滞后于记录时模/数变换器7的数字化处理时序时，计数器169响应比较器165的输出信号“0”而向上计数。
“或”门172或者响应由译码器170检出的来自计数器169的1计数，或者响应由译码器171检出的来自计数器169的31计数，产生“1”。在重放时，该“1”以1改变增/减二进制计数器173的计数，用以控制图1所示多路调制器21选择抽头数字延迟线19的抽头，从中取得加到模/数变换器7的主振荡器时钟脉冲。计数器169接收来自计数器169计数的最有效位或“符合”位作为其增/减控制信号。因此，来自计数器169的、指出重放时超前亮度象素相位的15个连续指示的计数31使计数器173的计数递增1，接着使多路调制器21从多抽头数字延迟线19上的下一较后抽头选择加到模/数变换器7的主振荡器时钟脉冲。而计数器169指示重放时滞后亮度象素相位的15次连续指示的计数1使计数器173的计数递减1，并使多路调制器21从多抽头数字延迟线19的下一较先抽头选择加到模/数变换器7的主振荡器时钟脉冲。
记录期间，计数器173连续地复位为算术0，迫使多路调制器21选择多抽头数字延迟线19的中间抽头。
图9也示出模2帧计数器37（也在图2中示出）如何布局以在重放时正确定相，使亮度象素采样的模式对应于记录时所用的模式。增/减二进制计数器174对P-B    L-P-L键信号为“1”时的一个扫描行期间相关函数中正的或负的峰值的个数进行计数。类似于计数器169，当译码器145或译码器146输出信号脉冲变为“1”便将计数器174复位为初始值16。“与”门164响应“1”的脉动，告知样本正在相关响应中是最顶点样值，该脉动由计数器174计数。从相关滤波器157抽取出响应的符号位，并在以10.2MHz主时钟振荡器脉冲频率作为时钟的位锁存器175中延迟1个象素间隔时间。暂时存储在位锁存器175中的位对应于以样本E作为共绝对值的样本的符号，它时间上与样本E对齐，并控制计数器174的计数方向。
在奇数帧扫描行期间，该扫描横跨P-B    L-P-L键信号为“1”的期间，来自相关滤波器157的响应应有15个负向峰值。因此，暂存于位锁存器175的位在计数器174对各最顶样本计数时应为“1”，来自位锁存器175的增/减信号调控计数器174向下计数。假定计数器174从其初始值16递减计数到15，译码器176检出所得的1计数以产生帧计数应为奇或“1”的指示。“与”门177将译码器176输出信号与帧计数之补进逻辑“与”运算以产生指示帧计数应为奇时而为偶的“1”。“或”门178响应“与”门177产生的任何“1”以产生“1”作为正确帧（CORRECT    FRAME）信号，通过“或”门179作为计数输入信号加到计数器174，以交换其模2计数输出信号“帧计数”和其为帧计数之补的另一模2计数数输出信号的逻辑状态。
图10示出图9相关滤波器157的代表性结构，数字滤波器结构是带+1和-1滤波系数的输入加权型的。减法器154到相关滤波器的二进制补码输入信号由求反电路182对其各位求反，以滤波器系数-1作输入加权，并用数字加法器183将算术1加到求反电路182的输出信号上。28抽头数字延迟线由元件184-237构成，这些元件中偶数号的是由10.2MHz主时钟振荡器脉冲作为时钟的字锁存器，这些元件中奇数号的元件均是接收来自具有下一比其自身小的编号的字锁存器的被加数的数字加法器。除了加法器237该28抽头数字延迟线中每个加法器均将其和信号供给下一编号比它小的字锁存器。从减法器154到相关滤波器的二进制补码输入信号固然由滤波系数+1作输入加权，并供给28抽头数字延迟线起始处的字锁存器184，并作为相加的输入信号加到数字加法器191、187、189、215、217、219、221、223、225、227和229中的每一个。由滤波系数-1进行输入加权的从减法器154到相关滤波器的二进制补码输入信号，作为加法器183的和信号提供，并作为相加的输入信号加到数字加法器191、193、195、197、199、201、203、205、207、209、211、213、231、233、235和237中的每一个。加法器237将其和信号作为相关滤波器157的响应供给绝对值电路158。
参考图4，有若干种替换电路可取代包含元件98-101、104和105的平衡调制器电路。元件98和99是以线接的2作为减数的等价数字减法器。元件98-101常一起被认为是一组，构成数字加法器/减法器，响应“0”控制信号将其数据输入信号相加，响应“1”控制信号而从另一个减去其数据输入信号之一。
图11-14各示出替换图4所示的平衡调制器，其中元件98和99被以线接的2作为减数的等价数字减法器所替代，其中“异或”门104和105未使用，多路调制器150被三个多路调制器的级联所取代，其中前两个239和240是“双刀又掷开关”型而最后一个240是“单刀双掷开关”型。在图11和12中，第一多路调制器239响应模320象素计数的最低有效位逆转其输出信号的极性。在图11中，第二多路调制器240响应行计数而逆转其输出信号的极性，而第三多路调制器241响应帧计数反转其输出信号极性;在图12中，第二多路调制器240响应帧计数而反转其输出信号的极性，而第三多路调制器241响应行计数反转其输出信号的极性。从伴随多路调制器239、240和241的切换的功率损耗观点来看，“单刀双掷开关”型的多路调制器241为最快切换的是有利的。
图13和14示出控制第三多路调制器241的切换的模320象素计数。在图13中，第一多路调制器239响应行计数信号反转其输出信号的极性，第二多路调制器240响应帧计数反转其输出信号的极性。在图14中，第一多路调制器239响应帧计数反转其输出信号的极性，而第二多路调制器240响应行计数反转其输出信号的极性。多路调制器239、240和241的控制信号连接的两种另外的排列是可能的，排列中每一种内，第二多路调制器240受模规320象素计数信号控制。多路调制器239、240和241中仅两个的任何级联可被异或帧计数、行计数、和模320象素计数信号中的两个来加以控制的单个多路调制器而不是控制另一多路调制器的多路调制器所取代。
在图15-18中，平衡调制器包含在用于在折叠过程期间组合亮度信号的低通滤波分量和去加重高通滤波分量的电路中。在图15-18的每一个中，数字加法器243将加权求和电路91提供的亮度信号的低通滤波分量与由数字乘法器93作为乘积输出信号给出的亮度信号的去加重高通滤波分量作相加组合。数字加法器243产生亮度信号的低通滤波和高通滤波分量的加权和，其中低通滤波分量按+1加权，高通滤波分量的正的加权数由数字乘法器93确定。在图15-18中每一图中，数字减法器244从加权求和电路91接收亮度信号低通滤波分量作为其减数输入信号，从数字乘法器93接收亮度信号的去加重高通滤波分量作为其被减数信号。数字减法器244产生亮度信号的低通滤波和高通滤波分量的加权和，其中低通滤波分量以+1加权，高通滤波分量由数字乘法器93确定负的加权数。在加法器243的和信号与减法器244的差信号之间选择象素频率产生加到记录放大器102的折叠亮度信号。至于加权求和电路91提供的亮度信号的低通滤波分量，该分量是调制信号的单端分量，由图15-18的调制电路执行的调制过程仅就折叠载频而论是平衡的。
在图15和16中，可由级联多路调制器239-241完成在加法器243和信号和减法器244差信号间选择象素频率。在本发明另一些实施例中，还有将三个控制信号帧计数、行计数LSB和模320象素计数LSB加到多路调制器239-241的其它四种排列。
图17示出图15（或16）的一种变型，其中级联多路调制器239和240由受控于“异或”门105响应的单个多路调制器245取代，以控制信号帧计数和行计数LSB。图15调制器电路中级联的多路调制器240和241在附图中未示出的本发明的另一实施例中可被受控于“异或”门的单个多路调制取代，所述“异或”门接收帧计数和模320象素计数LSB输入信号。在图中未示出的本发明另一实施例中，图16调制器电路中级联的多路调制器240和241可被受控制于接收行计数LSB和模320象素计数LSB输入信号的“异或”门的响应的单个多路调制器取代。
图18示出在加法器243和信号和减法器244差信号之间选择象素频率由单个多路调制器246完成，“异或”门104和105响应三个控制信号帧计数、行计数LSB和模320象素计数LSB对选择加以控制。
美国专利申请787.690号中所述的录象系统中平衡调制器的操作中在折叠频率和亮度信号取样速率之间的各种关系由共享相同频率横座标轴的图19-24的频谱以及共享相同频率横座标轴的图31-36的频谱示出。
图19描述全频带亮度信号的频谱，其中以5.1MHz折叠载波频率的3倍的速率执行数字化。除了从0延展到5MHz的基带子频谱，还存在为15.3MHz亮度取样载波的一次谐波边带、从15.3MHz向下延展到10.3MHz的较低边带、从15.3MHz向上延展到20.3MHz的较高边带的子频谱。还会有在取样载波较高次谐波侧的边带，这些附加子频谱此处无影响固此被忽略。
图20描绘2.55MHz截止频率的数字低通滤波器对其中以5.1MHz折叠载波频率的3倍的速率执行数字化的图19全频带亮度信号频谱的响应频谱。除了从0延展到2.55MHz的基带子频谱外，还存在为15.3MHz亮度取样载波的一次谐波边带、从15.3MHz向下延展到12.75MHz的较低边带、从15.3MHz向上延展到17.85MHz的较高边带的子频谱。
图21描绘2.55MHz截止频率的数字高通滤波器对其中以5.1MHz折叠载波频率的3倍的速率执行数字化的图19全频带亮度信号频谱的响应频谱。除了从2.55延展到5MHz的基带子频谱外，还存在为15.3MHz亮度取样载波的一次谐波边带、从12.75MHz向下延展到10.3MHz的较低边带、从17.85MHz向上延展到20.2MHz的较高边带的子频谱。
图22描述由图21数字高通滤波响应从5.1MHz折叠频率载波的平衡调 制产生的频谱。从2.55MHz延展到5MHz的基带子频谱被5.1MHz折叠频率载波差拍以产生从2.55向下延展到0.1MHz的反转频谱较低边带以及产生从7.65向上延展到10.1MHz的较高边带。10.3-12.75MHz频带中较低一次谐波边带被转换为5.2-7.65Hz频带和15.4-17.85MHz频带。17.35-20.3MHz中较高一次谐波边带被变换为12.25-10.2Hz频带和22.45-25.4MHz频带（图右侧之外）。
图23描绘将图20和22频谱相加得出的频谱。图23频谱中图19高通滤波器响应所在频带中存在间隙。这些间隙为2.5MHz宽，使截止频率范围为2.55-5.1MHz的低通滤波器很容易设计，以抑制5.2-10.1MHz频带及其谐波中的子频谱。
图24描述低通滤波图23频谱所得到的频谱，由数/模变换器将其子频谱变换为模拟低通滤波器响应。
图25描绘其中以2.5倍于5.1MHz折叠载波频率的速率执行数字化的全频带亮度信号频谱。除了从0延展到5MHz的基带子频谱，还存在12.75MHz亮度取样载波一次谐波边带、从12.75MHz向下延展到7.75MHz的较低边带、从12.75MHz向上延展到17.75MHz的较高边带的子频谱。还会有在取样载波较高谐波侧面的边带，这些附加子频谱此处无影响因此被忽略。
图26描绘2.55MHz截止频率的数字低通滤波器对其中以5.1MHz折叠载波频率的2.5倍的速率执行数字化的图25全频带亮度信号频谱的响应频谱。除了从0延展到2.55MHz的基带子频谱外，还存在为12.75MHz亮度取样载波的一次谐波边带、从12.75MHz向下延展到10.2MHz的较低边带、从12.75MHz向上延展到15.3MHz的较高边带的子频谱。
图27描绘2.55MHz截止频率的数字高通滤波器对其中以5.1MHz折叠载波频率的2.5倍的速率执行数字化的图25全频带亮度信号频谱的响应频谱。除了从2.55延展到5MHz的基带子频谱外，还有存在为12.75MHz亮度取样载波的一次谐波边带、从10.2MHz向下延展到7.65MHz的较低边带、从15.3MHz向上延展到17.85MHz的较高边带的子频谱。
图28描述由图27数字高通滤波响应从5.1MHz折叠频率载波的平衡调制产生的频谱。从2.55MHz延展到5MHz的基带子频谱被5.1MHz折叠频率载波差拍以产生从2.55向下延展到0.1MHz的反转频谱较低边带以及产生从7.65向上延展到10.1MHz的较高边带。7.65-10.2MHz频带中较低一次谐波边带被转换为2.55-5.1MHz频带和12.75-15.3MHz频带。15.3-17.85MHz中较高一次谐波边带被变换为10.2-12.75Hz频带和20.4-22.95MHz频带（图右侧之外）。
图29描绘将图26和28频谱相加得出的频谱。图29频谱中图27高通滤波器响应所在频带中存在间隙。使得需要具有非常尖锐的2.55MHz截止频率的低通滤波器来抑制2.55-5.1MHz频带及其谐波中的子频谱。
图30描述低通滤波图29频谱所得到的频谱，由数/模变换器将其子频谱变换为模拟低通滤波器响应。用2.55MHz极尖锐截止频率进行低通滤波使从展开的亮度信号的0-2.55MHz部分到其2.55-5.1MHz部分的交叠不平滑，因为2.55MHz交叉频率附近通常有些许能量损耗。
由于亮度信号取样速率变为小于2.5倍的折叠频率，在基带及以5.1MHz折叠载波差拍的取样频率的较低一次谐波边带中的高通滤波响应的子频谱通过其频率各自下降变换、覆盖基带子频谱而产生。这是不能不去除的折叠失真。然而，令人惊奇的是，当亮度信号取样速率正好为折叠载波频率的2倍时，即正好为奈奎斯特极限最低取样速率，取样频率较低的一次谐波边带折叠到基带不再成为问题，因为该折叠正好重复并加强基带的折叠高通滤波器响应。
图31描绘其中以2倍于5.1MHz折叠载波频率的速率执行数字化的全频带亮度信号的频谱。除了从0延展到5MHz的基带子频谱，还存在为10.2MHz亮度取样载波一次谐波边带、从10.2MHz向下延展到5.2MHz的较低边带、从10.2MHz向上延展到15.2MHz的较高边带的子频谱。还会有在取样载波较高谐波侧面的边带，这些附加子频谱在此无影响因此被忽略。
图32描绘2.55MHz截止频率的数字低通滤波器对其中以5.1MHz折叠载波频率的2倍的速率执行数字化的图31全频带亮度信号频谱的响应频谱。除了从0延展到2.55MHz的基带子频谱外，还存在为10.2MHz亮度取样载波的一次谐波边带、从10.2MHz向下延展到7.65MHz的较低边带、从10.2MHz向上延展到12.75MHz的较高边带的子频谱。
图33描绘2.55MHz截止频率的数字高通滤波器对其中以5.1MHz折叠载波频率的2倍的速率执行数字化的图31全频带亮度信号频谱的响应频谱。除了从2.55延展到5MHz的基带子频谱外，还存在为10.2MHz亮度取样载波的一次谐波边带、从7.65MHz向下延展到5.2MHz的较低边带、从12.75MHz向上延展到15.2MHz的较高边带的子频谱。
图34描述由图33数字高通滤波器响应从5.1MHz折叠频率载波的平衡调制产生的频谱。从2.55MHz延展到5MHz的基带子频谱被5.1MHz折叠频率载波差拍以产生从2.55向下延展到0.1MHz的反转频谱较低边带以及产生从7.65向上延展到10.1MHz的较高边带。变换从7.65向下延展到5.2MHz的较低一次谐波边带以产生从2.55向下延展到0.1MHz的反转频谱较低边带;变换从12.75向上延展到15.2MHz的较高一次谐波边带以产生从7.65向上延展到10.1MHz的子频谱。一次谐波边带的这些折叠失真和折叠高通滤波器响应基带分量的结果相同。那么在重放期间，无需将这些折叠失真与折叠高通滤波响应基带分量的结果分开并丢弃它们。
图35描绘将图32和34频谱相加得出的频谱。图34频谱中图33高通滤波器响应所在频带中存在间隙。这些间隙为2.5MHz宽，使截止频率范围为2.55-5.1MHz的低通滤波器很容易设计，以抑制5.2-10.1MHz频带及其谐波中的子频谱。
图36描述低通滤波图35频谱所得到的频谱，由数/模变换器将其子频谱变换为模拟低通滤波器响应。
尽管已具体在提供改进的VHS记录的环境里描述了本发明，本发明还对有关视频信息传输中受限带宽媒介的其它问题提供了解决途径。例如，本发明还可用于高分辨率或扩展分辨率电视信号的磁带记录，不管这种记录是模拟还是数字方式。在本发明的这些实施例中可作适当变型以适合使用顺序帧扫描而非各帧中交替扫描场的扫描。

Claims (42)

1、一种对光栅扫描的视频信号进行处理的装置，该视频信号在图象场内以规定扫描行频率出现连续扫描行，在每个所述图象场内的第一和第二组空间交错的扫描行中出现连续扫描行，所述视频信号为延续达规定的最大频率的规定带宽的基带信号，所述装置包含有：
用以数字化所述视频信号的装置，
其交叉频率为所述规定最大频率的一半的数字频带分离滤波器，用以将所述数字化视频信号分离为较低频带分量的样本及较高频带分量的样本，
用于按照所述较高频带分量调制所述规定最大频率的载波而连接的平衡调制器，以产生基本上没有残余较高频带分量和载波的数字平衡调制信号；以及
用于线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置。
2、如权利要求1所述视频信号处理装置，其特征在于，所述视频信号代表电视图象的亮度。
3、如权利要求1所述的装置，其特征在于，数字化所述视频信号的所述装置是这样一种类型的，即以所述规定最大频率的奈奎斯特速率规则地数字化所述视频信号，在所述规定的最大频率的每个周期产生两个样本。
4、如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述平衡调制器包括：
用于产生样本在每个所述扫描行内按时间顺序出现的所述数字化视频信号的至少每个交替样本的负样本的装置，以及
选择装置，用于选择每个所述扫描行内所述数字化视频信号所述每个交替样本的负插入所述数字平衡调制信号，所述样本按时间依次出现，以及用于选择样本按时间次序出现的每个所述扫描行内的所述数字化视频信号的每一其它样本包含在所述数字平衡调制信号中。
5、如权利要求4所述装置，其特征征在于，所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第一和第二组之一的扫描行期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合、以及在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组成，所述第一和第二组分别出现在所述图象场的每一个之内。
6、如权利要求4所述的装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间以与所述第1或奇数图象场期间相反意义将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的类型。
7、如权利要求4所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间以与所述第1或奇数图象场期间相反含义将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的类型。
8、如权利要求4所述的装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间以与所述第1或奇数图象场期间相反含义将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的类型，在所述第一和第二组之一的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
9、如权利要求4所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识;
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场期间相反的类型，在所述第一和第二组之一的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
10、如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种用于在所述第一和第二组之一的扫描行期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合的类型，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
11、如权利要求3所述的装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识。
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场期间相反的类型。
12、如权利要求3所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场相反的类型。
13、如权利要求3所述的装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场相反的类型，在所述第一和第二组之一的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
14、如权利要求3所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识;
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场期间相反的类型，在所述第一和第二组之一的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
15、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种用于在所述第一和第二组之一的扫描行期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合的类型，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
16、如权利要求1所述的装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间以与所述第1或奇数图象场期间相反意义将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的类型。
17、如权利要求1所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场期间相反的类型。
18、如权利要求17所述用于处理视频信号的装置，其特征在于，它包含在视频记录机内。
19、如权利要求1所述装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识，
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字均衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场相反的类型，在所述第一和第二组之一的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
20、如权利要求1所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识;
所述线性地将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的装置是一种在所述第0或偶数图象场期间将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量组合的意义与所述第1或奇数图象场相反，以及用于在所述第一和第二组之一的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相加组合，而在所述第一和第二组之另一个的扫描行期间，该装置将所述数字平衡调制信号与所述较低频带分量相减组合，所述第一和第二组分别在所述图象场中每一个内出现。
21、一种对光栅扫描的视频信号进行处理的装置，该视频信号在图象场内以规定扫描行频率出现连续扫描行，在每个所述图象场内的第一和第二组空间交错的扫描行中出现连续扫描行，所述视频信号为延续达规定的最大频率的规定带宽的基带信号，所述装置包含有：
用以数字化所述视频信号的装置，
其交叉频率为所述规定最大频率的一半的数字频带分离滤波器，用以将所述数字化视频信号分离为较低频带分量的样本及较高频带分量的样本。
用于产生所述较低频带分量和所述较高频带分量的第一和第二加权和的装置，在产生所述第一和所述第二加权和时用相同加权因子对所述较低频带分量加权，在产生所述第一和所述第二加权和时以相同幅度但相反极性的加权因子对所述较高频带分量加权;以及
用于选择所述第一和第二加权和的交替样本以产生折叠视频信号的装置。
22、如权利要求21所述的装置，其特征在于，数字化所述视频信号的所述装置是这样一种类型的，即以所述规定最大频率的奈奎斯特速率规则地数字化所述视频信号，在所述规定的最大频率的每个周期产生两个样本。
23、如权利要求21所述装置，其特征在于，所述用于选择所述第一和第二加权和的交替样本以产生折叠视频信号的所述装置是这种类型的，即在所述第一和第二组之一中的扫描行期间选择所述第一加权和的第0个样本及所述第二加权和的第1个样本，而在所述第一和第二组之另一个中的扫描行期间选择所述第二加权和的第0个样本和所述第一加权和的第1个样本，所述第一和第二组分别在所述图象场的第一个内出现。
24、如权利要求23所述用于处理视频信号的装置，其特征在于它包含在录象机中。
25、如权利要求22所述的装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识，
所述用于选择所述第一和第二加权和的交替样本以产生折叠视频信号的所述装置是一种在所述第0或偶数图象场期间以和所述第1或奇数图象场期间相反含义选择所述第一和第二加权和的交替样本的装置。
26、如权利要求22所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识，
所述用于选择所述第一和第二加权和的交替样本的所述装置是一种在所述第0或偶数图象场期间以和所述第1或奇数图象场期间相反含义选择所述第一和第二加权和的交替样本的装置。
27、如权利要求22所述的装置，其特征在于，至少一些所述图象场共享扫描行的公共轨迹，所述共享扫描行公共轨迹的所述某些所述图象场可为权利要求目的通过按照这些图象场时间上的连续出现指定的连续有序模2数来加以标识，
所述用于选择所述第一和第二加权和的交替样本的所述装置是一种在所述第0或偶数图象场期间以和所述第1或奇数图象场期间相反含义选择所述第一和第二加权和的交替样本，在所述第一和第二组之一的扫描行期间，以与所述第一和第二组另一个的扫描期间不同的含义选择所述第一和第二加权和的交替样本，而所述第一和第二组分别出现在所述图象场的每一个内。
28、如权利要求22所述装置，其特征在于，所述图象场以具有隔行扫描线的相继对出现，所述对中较早图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按照那些时间上较早图象场的连续出现指定的相继有序的模2数来标识，所述对中较迟图象场共享扫描行的公共轨迹，并为权利要求目的通过按那些时间上较早图象场的连续出现指定的连续有序的模2数来标识，
所述用于选择所述第一和第二加权和的交替样本的装置是这样一种装置，即在所述第一组扫描行期间在一种意义上选择所述第一和第二加权和的交替样本而在所述第二组扫描行期间以相反意义选择所述第一和第二加权和的交替样本，而所述第一和第二组分别出现在所述图象场的每一个内，该类型装置还在所述第0或偶数图象场馗这与所述第1或奇数图象场相反意义选择所述第一和第二加权和的交替样本。
29、一种用于对光栅扫描视频信号进行处理的装置，该视频信号以规定的扫描行速率出现连续扫描行，它们被分为第一组和第二组扫描行，所述视频信号为其规定带宽向上扩展到为所述规定扫描行速率多倍的规定最大频率的基带信号，所述装置包含有：
用来以所述最大频率的奈奎斯特速率对所述视频信号取样的装置，使每个扫描行有规定的整数个顺序的样本;
交叉频率为所述规定最大频率的1/2的频带分离滤波器，用以将所述视频信号分离为其极性和其连续样本中每一个相联系的较低频带分量和较高频带分量，其每个扫描行有所述规定的整数个样本的每个分量为权利要求目的通过按照那些以第0开始的所述样本的顺序出现来指定的连续的模2数加以标识;
用于产生平衡调制信号的装置，该信号每个扫描行具有所述规定整数个样本，并为权利要求目的用按所述样本依次出现指定的连续的模2数来加以标识，在所述第一组扫描行期间，所述平衡调制信号的每一第0样本在幅度上对应于所述较高频带分量当前第0样本并且极性相同，在所述第一组扫描行期间，所述平衡调制信号的每个第一样本幅度上对应于所述较高频带分量当前第一样本但极性相反，在所述第二组扫描行期间，所述平衡调制信号的每个第0样本在幅度上对应于所述较高频带分量的当前第0样本但极性相反，以及在所述第二组的扫描行期间，所述平衡调制信号的每一个第一样本在幅度上对应于所述较高频带分量的当前第一样本而且极性相同，以及
用于线性地将所述平衡调制信号与所述较低频带分量相组合的装置。
30、如权利要求29所述视频信号处理装置，其特征在于，所述视频信号代表电视图象的亮度。
31、如权利要求29所述视频信号处理装置，其特征在于：
所述视频信号是这样一种类型，即其每个连续帧由扫描行的第一扫和其后的扫描行的第二场构成，其每个第二场的扫描行被定时以便与其每第一场的扫描行交错，每个帧的连续扫描行是在该所述帧的第一和第二场之间分配的一个奇数，并为权利要求目的用按照所述扫描行时间上以第1开始出现的次序指定的连续的有序数来加以标识，所述视频信号的连续帧为权利要求目的用按照那些以第1开始的所述帧的顺序出现指定的连续的模2数来加以标识;
所述第一组扫描行包括每个所述第1帧的第一场中以奇序数标识的扫描行，每个所述第一帧的第二场中以偶序数标识的扫描行，每个所述第2帧的第1场中以偶序数标识的扫描行，以及每个所述第2帧的第2场中以奇序数标识的扫描行;以及
所述第二组扫描行包括每个所述第1帧的第一场中以偶序数标识的扫描行，每个所述第一帧的第二场中以奇序数标识的扫描行，每个所述第2帧的第1场中以奇序数标识的扫描行，以及每个所述第2帧的第2场中以偶序数标识的扫描行;
32、如权利要求31所述的视频信号处理装置，其特征在于它包含在录象机内。
33、如权利要求31所述的视频信号处理装置，其特征在于所述用于产生平衡调制信号的装置包含：
用于响应所述较高频带分量以产生极性相反的另一较高频带分量的装置;
多路调制器，响应所加控制信号以在所述较高频带分量和极性相反的所述另一较高频带分量间进行选择从而产生所述平衡调制信号;
第一“异或”门，用于产生对表示为彼此不同的逻辑状态的当前帧的奇偶性以及当前扫描行的奇偶性的响应;以及
第二“异或”门，用于产生对所述第一“异或”门的响应及表示为彼此不同的逻辑状态的当前样本的奇偶性的响应，该响应是所述多路调制器的控制信号。
34、如权利要求31所述的视频信号处理装置，其特征在于所述用于产生平衡调制信号的装置包含：
用于响应所述较高频带分量以产生极性相反的另一较高频带分量的装置;
第一多路调制器，用于选择提供给其第一和第二数据输入端的所述较高频带分量和极性相反的所述另一较高频带分量，以便按加到所述第一多路调制器的第一控制信号控制分离其第一和第二数据输出端上的信号;
第二多路调制器，用于选择分别从所述第一多路调制器的第一和第二数据输出端供给所述第二多路调制器的第一和第二数据输入端的信号，将它们在加到所述第二多路调制器上的第二控制信号控制下分别送到所述第二多路调制器的第一和第二数据输出接头，以及
第三多路调制器，用于将从所述第二多路调制器的第一和第二数据输出端送到所述第三多路调制器的第一和第二数据输入端上的信号，在加到所述第三多路调制器上的第三控制信号控制下选择到所述第三多路调制器的数据输出端，所述第一、第二和第三控制信号是对当前帧奇偶性的响应、对当前扫描行奇偶性的响应、以及对当前样本奇偶性的响应中的独立响应，从而在所述第三多路调制器数据输出端上产生所述平衡调制信号。
35、如权利要求31所述的视频信号处理装置，其特征在于所述用于产生平衡调制信号的装置包含：
第一多路调制器，用于选择送到其数据输入端的所述较高频带分量以在加到所述第一多路调制器的第一控制信号的控制下分离第一和第二数据输出端上的信号;
取反装置，用于在其输出端产生由所述第一多路调制器第一数据输出端提供给其数据输入端的信号的逆的信号;
第二多路调制器，用于在加到所述第二多路调制器的第二控制信号控制下选择分别由所述取反装置的数据输出端和所述第一多路调制器的第二数据输出端提供给所述第二多路调制器第一和第二数据输入端的信号到所述第二多路调制器的第一和第二数据输出端，以及
第三多路调制器，用于将从所述第二多路调制器的第一和第二数据输出端送到所述第三多路调制器的第一和第二数据输入端上的信号，在加到所述第三多路调制器上的第三控制信号控制下选择到所述第三多路调制器的数据输出端，所述第一、第二和第三控制信号是对当前帧奇偶性的响应、对当前扫描行奇偶性的响应、以及对当前样本奇偶性的响应中的独立响应，从而在所述第三多路调制器数据输出端上产生所述平衡调制信号。
36、如权利要求31所述的视频信号处理装置，其特征在于所述用于产生平衡调制信号的装置包含：
第一多路调制器，用于选择送到其数据输入端的所述较高频带分量以在加到所述第一多路调制器的第一控制信号的控制下分离第一和第二数据输出端上的信号;
第二多路调制器，用于选择分别从所述第一多路调制器的第一和第二数据输出端供给所述第二多路调制器的第一和第二数据输入端的信号，将它们在加到所述第二多路调制器上的第二控制信号控制下分别送到所述第二多路调制器的第一和第二数据输出接头;
取反装置，用于在其输出端产生由所述第二多路调制器第一数据输出端提供给其数据输入端的信号的逆的信号;
第三多路调制器，用于将从所述取反装置的数据输出端和所述第二多路调制器的第二数据输出端分别送到所述第三多路调制器的第一和第二数据输入端上的信号，在加到所述第三多路调制器上的第三控制信号控制下选择到所述第三多路调制器的数据输出端，所述第一、第二和第三控制信号是对当前帧奇偶性的响应、对当前扫描行奇偶性的响应、以及对当前样本奇偶性的响应中的独立响应，从而在所述第三多路调制器数据输出端上产生所述平衡调制信号。
37、一种用于对光栅扫描视频信号进行处理的装置，该视频信号以规定的扫描行速率出现连续扫描行，它们被分为第一组和第二组扫描行，所述视频信号为其规定带宽向上扩展到为所述规定扫描行速率多倍的规定最大频率的基带信号，所述装置包含有：
用来以所述最大频率的奈奎斯特速率对所述视频信号取样的装置，使每个扫描行有规定的整数个顺序的样本;
交叉频率为所述规定最大频率的1/2的频带分离滤波器，用以将所述视频信号分离为其极性和其连续样本中每一个相联系的较低频带分量和较高频带分量，其每个扫描行有所述规定的整数个样本的每个分量为权利要求目的通过按照那些以第0开始的所述样本的顺序出现来指定的连续的模2数加以标识;
用于产生所述较低频带分量和所述较高频带分量的第一和第二加权和的装置，在产生所述第一和所述第二加权和时用相同加权因子对所述较低频带分量加权，在产生所述第一和所述第二加权和时以相同幅度但相反极性的加权因子对所述较高频带分量加权;以及
用于产生折叠视频信号的装置，该信号每个扫描行具有所述规定整数个样本，并为权利要求目的用按所述样本依次出现指定的连续的模2数来加以标识，在所述第一组扫描行期间，所述折叠视频信号的每一第0样本在幅度上对应于所述第一加权和的当前第0样本并且极性相同，在所述第一组扫描行期间，所述折叠视频信号的每个第一样本对应于所述第二加权和的当前第一样本，在所述第二组扫描行期间，所述折叠视频信号的每个第0样本对应于所述第二加权和的当前第0样本，以及在所述第二组的扫描行期间，所述折叠视频信号的每一个第一样本对应于所述第一加权和的当前第一样本。
38、如权利要求37所述视频信号处理装置，其特征在于所述视频信号代表电视图象的亮度。
39、如权利要求37所述视频信号处理装置，其特征在于：
所述视频信号是这样一种类型，即其每个连续帧由扫描行的第一扫和其后的扫描行的第二场构成，其每个第二场的扫描行被定时以便与其每第一场的扫描行交错，每个帧的连续扫描行是在该所述帧的第一和第二场之间分配的一个奇数，并为权利要求目的用按照所述扫描行时间上以第1开始出现的次序指定的连续的有序数来加以标识，所述视频信号的连续帧为权利要求目的用按照那些以第1开始的所述帧的顺序出现指定的连续的模2数来加以标识;
所述第一组扫描行包括每个所述第1帧的第一场中以奇序数标识的扫描行，每个所述第一帧的第二场中以偶序数标识的扫描行，每个所述第2帧的第1场中以偶序数标识的扫描行，以及每个所述第2帧的第2场中以奇序数标识的扫描行;以及
所述第二组扫描行包括每个所述第1帧的第一场中以偶序数标识的扫描行，每个所述第一帧的第二场中以奇序数标识的扫描行，每个所述第2帧的第1场中以奇序数标识的扫描行，以及每个所述第2帧的第2场中以偶序数标识的扫描行。
40、如权利要求39所述视频信号处理装置，其特征在于它包含在录象机中。
41、如权利要求39所述的视频信号处理装置，其特征在于所述用于产生折叠视频信号的装置包含：
多路调制器，响应所加控制信号以在所述第一加权和与第二加权和之间选择从而产生所述折叠视频信号;
第一“异或”门，用于产生对表示为彼此不同的逻辑状态的当前帧的奇偶性以及当前扫描行的奇偶性的响应;以及
第二“异或”门，用于产生对所述第一“异或”门的响应及表示为彼此不同的逻辑状态的当前样本的奇偶性的响应，该响应是所述多路调制器的控制信号。
42、如权利要求39所述的视频信号处理装置，其特征在于所述用于产生折叠视频信号的装置包含：
用于响应所述较高频带分量以产生极性相反的另一较高频带分量的装置;
第一多路调制器，用于选择提供给其第一和第二数据输入端的所述较高频带分量和极性相反的所述另一较高频带分量，以便按加到所述第一多路调制器的第一控制信号控制分离其第一和第二数据输出端上的信号;
第二多路调制器，用于选择分别从所述第一多路调制器的第一和第二数据输出端供给所述第二多路调制器的第一和第二数据输入端的信号，将它们在加到所述第二多路调制器上的第二控制信号控制下分别送到所述第二多路调制器的第一和第二数据输出接头，以及
第三多路调制器，用于将从所述第二多路调制器的第一和第二数据输出端送到所述第三多路调制器的第一和第二数据输入端上的信号，在加到所述第三多路调制器上的第三控制信号控制下选择到所述第三多路调制器的数据输出端，所述第一、第二和第三控制信号是对当前帧奇偶性的响应、对当前扫描行奇偶性的响应、以及对当前样本奇偶性的响应中的独立响应，从而在所述第三多路调制器数据输出端上产生所述平衡调制信号。
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