CN1040121A - 视频信号的选频帧内处理器 - Google Patents

Abstract

帧内处理器含有信号延迟网络，其第一和第二262H延迟单元耦合于输入端和输出端之间。在第一场时间间隔内，延迟输入端的信号和延迟单元之间中间点的信号相减组合产生耦合到信号通路上的差项。在第二场时间间隔内，延迟输出端的信号和中间点的信号相减组合产生耦合到信号通路上的差顶。信号通路的差项与中间延迟点的信号组合产生帧内处理的输出信号。在信号通路中的滤波器及电子门只确定中心视频信息的可选择帧内处理的频率。

Description

本发明涉及便于视频信号的选频帧内处理的装置。本发明特别涉及在宽屏幕电视系统中用于对含有中心视频信息组和两侧视频信息组的图象信息进行处理的这种装置。

传统的电视接收机，例如依据在美国及其它地区采用的NTSC广播标准的接收机，具有4∶3宽高比（显示图象的宽度与高度之比）。近来，对较大宽高比例如2∶1、16∶9或5∶3的电视接收机系统感兴趣，因为这种较大宽高比的电视接收机比传统的4∶3宽高比的电视接收机更近似或等于人眼的宽高比。具有5∶3宽高比的视频信息信号受到特别的注意，因为这种比率近似于电影影片的宽高比，因此，这样的信号能够不用剪切图象信息而被发送和接收。然而，简单地发射相对于传统系统具有增大的宽高比的信号的宽屏幕电视系统是与传统宽高比的接收机不兼容的。这就使宽屏幕系统的推广使用变得困难。

因此，希望有一种与传统的电视接收机兼容的宽屏幕系统。一种这样的系统公开于C、H    Strolle等人的共同未决的美国专利申请（序号为No.078150，标题为“兼容宽屏幕电视系统”，1987年7月27日提交）中。特别希望能有考虑到增强或扩展显示图象的清晰度以提供特别好的图象细节的这样一种兼容宽屏幕系统。例如，这样的宽屏幕EDTV（扩展清晰度电视）系统可以包括提供逐行扫描图象的装置。这种类型的一个系统公开于M.A.Isnardi和R.N.Hurst，Jr的共同未决的美国专利申请（序号为No.139338，标题为“予调整辅助电视信号信息”，1987年12月29日提交）中。

在Isnardi和Hurst所公开的系统中，宽屏幕电视信号的主分量包括中心视频信息组信息和已时间压缩到水平过扫描区域中的两侧视频信息组信号。对于在给定频率以上的中心视频信息组信息及两侧视频信息组信息进行帧内平均。Isnardi和Hurst系统的改进型阐述于M.A.Isnardi和T、R、Smith的共同未决的美国专利申请[序号No.（RCA85010）标题为“具有中心及两侧视频信息组图象分X率均一性的宽屏幕电视信号处理系统”]中。Isnardi和Smith认为，对于时间压缩的两侧视频信息组信息不用进行帧内处理就能达到改善两侧视频组图像X率的目的。

依据本发明的原理，在这里所公开的用来便于帧内视频信号处理的装置符合Isnardi和Hurst及Isnardi和Smifh系统的目的。所公开的装置只需要两个具有简单滤波技术要求的场存储设备来完成选频帧处理。

依据本发明公开的一个优选实施例的装置包括：具有第一和第二262H延迟单元的信号延迟网络，这些延迟单元耦合到该延迟网络的输入端和输出端之间。在第一场时间间隔内，来自延迟输入端及来自延迟单元之间的中间点的信号相减组合起来产生耦合到信号通路上的差项。在第二场时间间隔内，来自延迟输出端及来自中间点的信号相减组合起来产生耦合到信号通路上的差项。通过把来自信号通路的差项与来自中间延迟点的信号组合起来产生已帧内处理的输出信号。利用在信号通路中安装一适当的滤波器达到选频帧内处理。利用在信号通路中安装一电子门电路获得对于输入信号的一个选定空间部分上的帧内处理。

依据本发明原理的装置公开于兼容宽屏幕EDTV电视系统的上 下文中，这种系统采用时间压缩和帧内信号处理技术，（例如，帧内平均）。宽屏幕EDTV信号含有多个分量，包括主第一分量和辅助第二分量，主第一分量含有中心视频信息组及时间压缩的两侧视频信息组信息，辅助第二分量含有两侧视频信息组信息。在主分量中，只有在给定频率以上的中心视频信息组信息才被所公开的设备进行帧内处理。主分量的已时间压缩的两侧视频信息组的信息部分不进行帧内处理。

第一分量是一个具有标准4∶3宽高比的主2∶1隔行信号。该分量由宽屏幕信号的中心部分和两侧视频信息组水平低频信息组成，其中宽屏幕信号的中心部分已被时间扩展占据了几乎整个4∶3宽高比的行正程时间，而两侧视频信息组水平低频信息已被时间压缩到左侧和右侧水平图象过扫描区域中，在标准电视接收机显示器的过扫描区域中，这样的信息被隐藏起来，看不到。只有在给定频率以上的这个分量的中心部分才进行帧内平均。

第二分量由左侧和右侧视频信息组高频信息的辅助2∶1隔行信号组成，每个左侧、右侧视频信息组的高频信息都被时间扩展到半个行正程时间。因此，已扩展的两侧视频信息组信息基本上占据整个行正程时间。这个分量被“变换”，以占据与第一分量的中心部分同样的时间周期，并且被帧内平均。

第三分量是来自宽屏幕信号源的辅助2∶1隔行信号，它由约5.0MHZ与6.0MHZ之间的高频水平亮度细节信息组成。此分量也被“变换”以占据与第一分量的中心部分一样的时间周期，并且也被帧内平均。 已帧内平均的第二和第三分量正交调制一个相控交替副载波，已调交替付载波与已帧内平均的第一分量组合起来。

可选择的第四分量是辅助的2∶1隔行“辅助者”信号，它由时间场差亮度细节信息组成，用以在宽屏幕EDTV接收机上帮助重新构成丢失的图象信息。

在宽屏幕EDTV接收机中，利用含有所公开装置的设备，把含有上述四种分量的复合信号解码成组成的四个分量。已解码的分量分别被处理以产生代表具有增强分辨率的宽屏幕信号的图象。

图1示出包括依据本发明帧内处理器装置的兼容宽屏幕EDTV的编码器系统的总图;

图1a示出所公开系统的编码器的详细框图;

图1b-1e包括有助于了解所公开系统的工作图;

图2-5画出有助于了解所公开系统的工作的信号波形及图;

图11b说明依据本发明在信号的编码器中的帧内处理器;

图15及16说明依据本发明在信号解码器中的帧内处理器;

图13示出宽屏幕EDTV接收机解码器的部分方框图;以及

图6-11a、12-14和17-24更详细地说明所公开系统的其它方面。

试图通过标准的例如NTSC广播通道发射大宽高比例如5∶3图像的系统，应当在宽屏幕接收机上获得高质量的图象显示，同时大大减小或消除在标准4∶3宽高比显示中可见的劣化。对于图象的两侧视频信息组采用信号压缩技术利用了标准NTSC电视接收和显示的水平过扫描区域，但可能损失重新构成的宽屏幕图象的两侧视频信息组区域中的 图象分辨率。因为时间压缩引起了频域的扩展，只有低频分量在标准的电视通道中能经得住处理，因为标准电视通道呈现出比宽屏幕信号所要求的带宽要小的带宽。因此，当兼容宽屏幕信号的已压缩两侧视频信息组在宽屏接收机中被扩展时，在显示的宽屏幕图象的中心部分的分辨率（或高频内容）与两侧视频信息组之间产生显著的差别，除非采取措施以避免这种影响。这种显著的差别是由于低频两侧视频信息组信息将要被恢复，而高频信息由于视频通道频带限制的影响将要被丢失。

在图1的系统中，为图1a更详细系统所共有的元件由相同参考号标记。如图1所示，对一个具有左侧、右侧和中心视频信息组的原始宽屏幕逐行扫描信号进行处理，以产生出四个独立的编码分量。这四个分量如上所述，在图1中用图说明。第一分量（包括已时间扩展的中心部分信息及已时间压缩的两侧部分低频信息）的处理是这样的，使得产生的亮度带宽不超过本实例中NTSC4、2MHz的亮度带宽。此信号以标准NTSC格式被彩色编码，此信号的亮度和色度分量被适当地前置滤波（例如，用场梳状滤波器）以便在标准NTSC接收机和宽屏幕接收机中提供改进亮色分离度。

对第二分量（两侧视频信息组的高频信息）的时间扩展，把它的水平带宽减小到大约1.16MHZ。此分量与主信号（第一分量）是空间不相关的，并采取了专门措施掩蔽其在标准NTSC接收机上的可见性，如将要讨论的。

第三分量已扩展的5.0至6.0MHZ高频亮度信息的内容在进一步处理之前，首先向下频移到0-1.0MHZ频率范围内。

第四分量（时间场差“辅助者”）被“变换”到标准4∶3格式，使它与主信号分量相关，从而遮掩其在标准NTSC接收机上的可见性，并水平带宽限制到750KHZ。

如接下来将更详细讨论的，第一、第二和第三分量分别由相应的帧内平均器38、64和76（一种垂直一时间（V-T）滤波器）处理，以消除在宽屏幕接收机中主信号和辅助信号分量之间的V-T串扰。对于近似1.5MHZ以上的第一分量的中心视频信息组信息进行帧内平均。第二和第三已帧内平均的分量用X和Z标记，当它们在方框80中正交调制一个3.108MHZ交替付载波ASC以前被非线性幅度压缩，该ASC具有一场交变（倒相）相位。来自方框80的已调制信号（M）在加法器40中与已帧内平均的第一分量（N）相加。产生的输出信号是4.2MHZ带宽的基带信号（NTSCF），与来自滤波器79的已750KHZ低通滤波的第四分量一起在方框57中正交调制一射频图象载波，产生一NTSC兼容射频信号，此信号能够通过单个标准带宽的广播通道发送给标准NTSC接收机或宽屏幕逐行扫描接收机。

对第一分量进行时间压缩可以使低频两侧视频信息组完全压缩到标准NTSC信号的水平过扫描区域中。通过采用将要讨论的、包括方框80在内的交替付载波正交调制技术，第二分量的高频两侧视频信息组信息和第三分量的高频亮度细节信息，以对于标准接收机透明的方式与通过视频发射通道的标准NTSC信号共享频谱。当标准NTSC接收机接收时，只能看到主信号（第一分量）的中心视频信息组部分。第二和第三分量可产生小幅度干扰图形，但这种干扰图形在正常的观察距离和 正常的图象调节位置下察觉不到。第四分量在具有同步视频检波器的接收机中被完全除去了。在具有包络检波器的接收机中，对第四分量进行处理，但因为它与主信号是相关的，所以察觉不到。

主信号（分量1）呈现为近似52μs的标准NTSC行正程时间间隔。只有此分量的约1.5MHZ以上的高频信息才被帧内平均。此分量的已时间压缩两侧视频信息组低频信息不经过帧内平均处理。已发现，主信号这种有选择的帧内处理，由于消除了不希望的齿状对角线人工产物（有时称为“锯齿”）而改善了对角线两侧视频信息组图像信息的分辨率，假如主信号的已压缩两侧视频信息组信息被帧内平均了，则锯齿在重新构成的图象中按另一种方式产生。

关于这一点，要注意：主信号分量的两则视频信息组低频信息已以近似为6的两侧压缩系数（SCF）进行了时间压缩。假如这种已时间压缩的信息在接收机中时间扩展以重新构成图象之前，进行了帧内平均的话，则重新构成的两侧视频信息组图象信息就会呈现出齿状对角线，这是因为开始帧内平均的水平频率将降低到约为对于中心视频信息组的1/SCF。随着进行帧内平均的最低频率的降低，对角线图象信息的失真（“锯齿”）增大了。例如，假如主信号在频率为1.5MHZ以上进行帧内平均，分量1的两侧视频信息组的低频信息以等于6的SCF进行时间压缩，则两侧视频信息组信息的帧内平均有效地开始于250KHZ（1.5MHZ/SCF）那样低的频率，因此产生了齿状对角线。这样的齿状对角线在重新构成的两侧视频信息组区域内将更加显著。因为分量1在已时间压缩的两侧视频信息组区域内不进行帧内平均，在此区域（0-700 KMZ）的整个原始频率范围内，保持了全部垂直分辨率，而没有齿状对角线人工产物所产生的失真。

对于包括左侧和右侧视频信息组高频信息的分量2进行“变换”，使它占据与分量1的中心视频信息组部分一样的时间周期。这样，左侧、右侧视频信息组的高频被时间扩展而充满整个中心视频信息区域中，因此，分量2呈现出近似50μs的行正程扫描时间间隔，它对应于分量1的中心视频信息组部分的行扫描间隔。为此，两侧扩展系数（SEF）约为4.32，相比于把分量2的左侧、右侧视频信息组信息扩展到整个行正程时间52μs所要求的SEF约4.49。

由于对主分量1及辅助分量2和3所进行的帧内处理，分量2和3都被“变换”到中心视频信息组的区域中。如接着将要阐述的，帧内平均是一种便于把两个先前组合在一起的信号分量例如本实例中的主信号N和辅助已调制信号M分离开来的过程。因为在分量1中的帧内处理区已减小到仅拥有50μs的中心视频信息组区域内，所以调制分量2和3的“变换”类似地改变到仅拥有中心视频信息组区域。

如上所述，通过对于已扩展的水平亮度信息进行线性时间压缩，压缩到50μs，使分量3变换到与中心视频信息组的时间间隔一致。把分量3从52μs时间压缩到50μs，虽然牺牲了一些与主分量1的空间相关性，但更重要的是确保了重新构成图象的中心和两侧视频信息区域呈现为相同的水平分辨率。虽然为了掩蔽交替付载波与主信号之间串扰的影响需要分量1与分量3之间的空间相关性，但是，因为交替付载波已经含有分量2形式的非相关信息，因此，降低了保持分量3最佳空 间相关的重要性。分量3中损失的空间相关性的大小是微不足道的，也没有最终相同的中心及两侧视频信息组水平分辨率重要。分量4不进行帧内平均并保持不变，呈现出与主信号一致的整个52μs行正程时间。

如结合图13将讨论的，在解码器中，帧内处理仅相对于中心视频信息组区域进行以分离信号M和N。在把分量M解调为构成分量2和3以后，分量2和3被“变换”到它们的原始时槽中，即占据52μs的整个行正程时间间隔。

图16示出所公开的EDTV宽屏幕系统的射频频谱，其中包括辅助信息，以与标准NTSC系统的射频频谱相比较。在所公开系统的频谱中，两侧视频信息组的高频及附加高频水平亮度细节信息在3.108MHZ交替付载波（ASC）频率的每一侧扩展约1.16MHZ。V-T“辅助者”信号信息（分量4）在主信号图象载波频率的每一侧扩展750KHZ。

宽屏幕逐行扫描接收机包括用来重新构成原始宽屏幕逐行扫描信号的装置。与标准NTSC信号相比，重新构成的宽屏幕信号具有左侧、右侧视频信息组及4∶3宽高比的中心视频信息组;两侧视频信息组具有标准NTSC分辨率，中心视频信息组特别是在图象的静止部分中具有优良的水平和垂直亮度细节。

有两个基本的想法支配着与第一、第二、第三及第四信号分量的产生和处理有关的这种信号处理技术。这些想法是与现有接收机的兼容性和在接收机中的可恢复性。

全兼容性意味着接收机与发射机兼容，使得现有的标准接收机不 用专门的附加器就能够接收宽屏幕EDTV信号并且产生标准显示。在这个意义上的兼容性要求，例如，发射机的图象扫描格式与接收机的扫描格式是基本相同的，或是在接收机图象扫描格式的容差之内。兼容性还意味着，当在标准接收机上显示时，附加的非标准分量在实际上或感觉上必须隐藏在主信号内，为了达到后一个意义上的兼容性，所公开的系统利用下面的技术把辅助分量隐藏起来。

如上所讨论的，两侧视频信息组的低频实际上隐藏在标准接收机的正常行过扫描区域内。分量2与两侧视频信息组的低频分量相比是低能信号，分量3是一般低能高频细节信号，它们都被幅度压缩并正交调制到一个3.108MHZ的交替付载波上，这个频率是一个间置频率（半行频的奇数倍）。选择该交替副载波的频率、相位和幅度使得已调制的交替副载波信号的可见性尽可能低，即、控制交替副载波从一场到下一场的相位，使之从一场到下一场改变180°，而不象色度副载波从一场到下一场的相位那样。尽管已调制的交替副载波分量整个存在于色通带（2.0-4.2MHZ）内，但该已调制的交替副载波分量从感觉上来说是隐藏起来了，因为它显示为场频互补色闪烁，而人眼在正常色饱和度下察觉不到这种闪烁。还有，在幅度调制之前调制分量的非线性幅度压缩有利地把瞬时幅度过冲减小到可接受的较低水平。分量3相对于分量1的中心信息部分是空间相关的，并且相对于分量1的左侧、右侧信息部分的空间相关性稍小些。这一点由将要讨论的格式编码器来完成。

通过把中心信息时间扩展以便与标准4∶3格式匹配，从而使分量4（即“辅助者”信号）与主信号空间相关，进而使之被隐藏起来。在具 有同步检波器的标准接收机中，分量4被除去;在具有包络检波器的标准接收机中，因为分量4与主信号是空间相关的，所以它在感觉上被隐藏起来。

在宽屏幕逐行扫描接收机中，对分量1、2和3的恢复是通过在发射和和接收机中利用帧内处理过程而完成的。此过程与图1和图1a发射机系统中的元件38、64和76有关，也与将要讨论的接收机中的有关元件有关。帧内平均是一种信号调整技术，它使两个视觉上相关的信号准备相互组合起来，使得这两个信号以后能借助于例如场存储装置有效并精确地恢复出来，甚至在图象代表的信号中存在着运动的情况下也不含V-T（垂直-时间）串扰。为此目的所采用的这种信号调整主要包括以场为基础使这两个信号相同，即，获得两个相隔一场的、具有相同数值的取样。帧内平均是达到这个目的的一种合适的技术，当然也可以利用其它技术。帧内平均基本上是线性的、时变数字的前置滤波及后置滤波过程，以保证把两个视觉上相关的已组合信号精确地恢复出来。利用在发射机编码器中的水平前置滤波器及接收机解码器中的后置滤波器之间的保护带来消除水平串扰。

帧内平均是一种成对的象素处理。在时域内的帧内平均过程由图1C概括地说明，其中，通过把相隔262H的象素A、B和C、D取平均，使场对相同。用平均值代替每对中的原始值。图1d从图1系统的角度说明帧内平均过程。从分量2和分量3着手，对于在一帧内相隔262H的各象素（图像元素）对进行平均，用平均值（例如，X₁、X₃、和Z₁、Z₃）代替原始的象素值。V-T平均在一帧内进行，不越过帧边界。在分量1 的情况下，帧内平均只对于约1.5MHZ以上的中心视频信息进行，以便不断影响频率较低的垂直细节信息。在分量1和分量2的情况下，帧内平均是在整个色频带内对于含有亮度分量（Y）和色度分量（C）的复合信号进行的。复合信号的色度分量经受得住帧内平均，因为相隔262H象素相对于色副载波来说是“同相”的。控制新的交替付载波的相位，使得对于相隔262H的象素来说，该交替付载波是精确地不同相的，而不象色付载波的相位那样。因此，当分量2和分量3（在正交调制后）在单元40中加到分量1上时，相隔262H的象素是（M+A）和（M-A）的形式，其中M是1.5MHZ以上的主复合信号的取样，A是辅助已调制信号的取样。

利用帧内平均，V-T串扰实际上被消除了，甚至是在存在着运动的情况下。关于这点，帧内平均处理产生了相隔262H相同的取样。在接收机中精确地恢复这些取样的信息内容是一件简单的事情，即不含串扰地，按将要讨论的那样，在一帧内处理相隔262H的象素取样，从而恢复主信号和辅助信号信息。在接收机的解码器中，已帧内平均的原始信息通过帧内处理基本上能完整地恢复，因为基本上已使原始的高度视觉相关的信息从一场到另一场相同了。

还是在接收机中，采用同步射频检波器，对射频通道进行正交解调。从而把分量4与其它三个分量分离。帧内处理用来把分量1与已调制分量2和3分离，正交解调用来分离分量2和3，如将按照图13所讨论的。

在四个分量已经恢复以后，对于复合信号进行NTSC解码并将其分离成亮度和色度分量。对所有的分量执行反变换以恢复宽屏幕的宽高 到该预测值上。也就是，把预测误差X-（A+B）/2加到时间平均值（A+B）/2上，从而恢复X。因此，“辅助者”信号简化了从隔行到逐行扫描格式的转换。

由所公开的时间预测算法产生的“辅助者”信号与由其它算法（例如，在M.Tsin    bery所写论文“ENTSC双通道兼容HDTV系统”IEEE    Transactions    on    Consumer    Electronics    Vol.CE-33.No.31987年8月第146～153页中所述用来产生行差信号的方法）产生的预测信号相比有利地是低能信号。在图象的静止区中，因为预测是完善的，所以误差能量是零。低能条件由静止和基本上静止的图象（例如以对着静止背景的新闻广播员为特征的新闻广播）表示。已发现，所公开的算法在接收机中重新构成图象以后，产生的有害人工产物最少，且由所公开的算法产生的“辅助者”信号在带限（滤波）到约750KHZ以后保留了其有用性。由所公开的算法产生的辅助者信号在存在静止图象信息的情况下，呈现为零能量，因此，与静止图象有关的“辅助者”信号不受滤波的影响。即使不发射“辅助者”信号，也能大大改进重新构成的宽屏幕图象。在这种情况下，图象的静止部分比标准NTSC图象更清晰，但是运动部分的轮廓将有点“模糊”，并且可能出现“差拍”人工产物。因此，广播发射机最初不需要发送“辅助者”信号，但迟一会儿可选择提高射频发射。

所公开的时间预测系统可用于具有高于标准行频的逐行扫描和隔行系统，但以象素A、X和B在一幅图象中占据相同空间位置的逐行扫描源工作得最好，它对于静止图象产生完善的预测。如果原始的宽屏比，并且把两侧视频信息组的高频与低频组合起来以恢复整个两侧视频信息组的分辨率。把已扩展的高频亮度细节信息移到其原始频率范围并加到亮度信号上，利用时间内插和“辅助者”信号，将亮度信号变换到逐行扫描格式。利用独立的时间内插把色度信号变换到逐行扫描格式。最后，把亮度和色度逐行扫描信号变换成模拟形式并作矩阵变换以产生用于宽屏幕逐行扫描显示器显示的RGB彩色图象信号。

在讨论图1a的兼容宽屏幕编码系统之前，参看图2信号波形A和B。信号A是一个5∶3宽高比的宽屏幕信号，此信号将被变换到如信号B所画的具有4∶3宽高比的标准NTSC兼容信号。宽屏幕信号A包括与主图象信息有关的占据时间间隔TC的中心视频信息组部分和与辅助图象信息有关的占据时间间隔TS的左侧、右侧视频信息组部分，在本实例中，左侧、右侧视频信息组部分呈现出基本上相等的宽高比，小于中心位于两侧视频信息组中间的、占据统治地位的中心视频信息组的宽高比。

通过把一定的两侧视频信息组信息完全压缩到与时间间隔TO有关的水平过扫描区域中去，把宽屏幕信号A变换到NTSC信号B。标准NTSC信号有行正程时间间隔TA，（52.6μs持续时间）TA包括过扫描时间间隔TO、含有要显示的视频信息的显示时间间隔TD，整个水平行时间间隔TH为63.556μs持续时间。对于宽屏幕及标准NTSC信号来说，时间间隔TA和TH都是一样的。已发现，几乎所有的用户电视接收机都有占据至少4%整个行正程时间TA的过扫描时间间隔，即;在左侧、右侧有2%过扫描区。隔行取样速率为4×fsc（fsc是彩色副载波频率）时，每一水平行时间间隔包括910个象素（图像元素），其中754个象素构成要 到隔行扫描以后，在主信号中（图1中的分量1）产生不期望的隔行人工产物（例如，闪烁、锯齿边缘，以及其它与混淆有关的影响）。在图像的静止部分中，这些滤波器保持了几乎全部垂直分X率。

中心视频信息组的扩展系数（CEF）是宽屏幕接收机上显示的图象宽度与标准接收机上显示的图象宽度之差的函数。以5∶3宽高比的宽屏幕显示的图象宽度是以4∶3宽高比的标准显示的图象宽度的1.25倍。这个系数1.25是初步的中心视频信息组扩展系数，必须对它进行调整，以便考虑到标准接收机的过扫描区域，并且考虑到将要加以说明的在中心和两侧视频信息组之间的边界上故意的一点重叠。这些考虑确定CEF为1.9。

来自滤波器网络16的逐行扫描信号呈现为0～14.32MHZ的带宽并借助于逐行扫描（P）到隔行（I）的转换器17a、17b和17c分别转换为2∶1隔行信号，该转换器的细节将结合图22和23加以讨论。来自转换器17a～17c的输出信号IF′，QF′和YF′的带宽为0～7.16MHZ，这是由于隔行信号的水平扫描频率是逐行扫描信号的水平扫描频率的一半。在转换过程中，对于逐行扫描信号进行二次取样，以有效象素取样的一半产生2∶1隔行的主信号。通常，通过保持每场中的奇数行或偶数行并以4×fsc的速率（14.32MHZ）读出所保持的象素，把每个逐行扫描信号转换到2∶1隔行格式。已隔行信号的所有接着的数字处理都以4×fsc的速率进行。

网络17c还包括一个误差予测网络。网络17c的一个输出信号YF′是已前滤波的逐行扫描分量的已隔行二次取样的亮度型式。网络17c 显示的行正程图象信息。

宽屏幕EDTV系统更详细地示于图1a。参照图1a，一个525行、60场/秒的宽屏幕逐行扫描摄象机10提供具有R、G、B分量及在本实例中为5∶3宽高比的宽屏幕彩色信号。也可以用隔行信号源，但逐行扫描信号源能产生较好的效果。宽屏幕摄像机与标准NTSC摄像机相比较，具有较大的宽高比及较大的视频带宽，宽屏幕摄像机的视频带宽正比于其宽高比与每帧总行数连同其它参数的乘积。假设宽屏幕摄像机以恒定速度扫描，则宽高比的增加引起视频带宽的相应增加，当信号通过4∶3宽高比的标准电视接收机显示时，还引起图像信息水平压缩的相应增加。因此，为这实现全NTSC兼容性，必须改进宽屏幕信号。

用图1的编码器系统处理的彩色视频信号含有亮度和色度信号两种分量。亮度和色度信号都既含有低频也含有高频信息，在下面的讨论中将其分别称为“低频”和“高频”。

来自摄像机10的宽带宽屏幕逐行扫描彩色视频信号在单元12中进行矩阵处理，从而由R、G、B彩色信号中得到亮度分量Y和色差信号分量I和Q。宽带逐行扫描信号Y、I、Q以8倍色副载波速率（8×fsc）取样并通过ADC单元14中分开的模/数转换器（ADC）分别从模拟形式转换成数字（二进制）形式，之后在滤波器单元16中由分开的垂直-时间（V-T）低通滤波器分别滤波以产生已滤波的信号YF、IF和QF。这些信号每一个都是图2中波形A所示的形式。这种分开的滤波器是将要讨论的图10d所示类型的3×3线性时间不变滤波器。这些滤波器稍微降低了垂直-时间分辨率，特别是对角线的V-T分辨率，以防止由逐行扫描转换 的另一个输出（亮度）信号YT包括从图象场差信息得来的时间信息，并表示在接收机中“丢失”的亮度取样的实际值与予测值之间的时间预测误差或时间内插误差，如将要解释的。此预测是以在接收机中可以得到的“前”象素和“后”象素幅度的时间平均为基础的。信号YT，即在接收机中帮助重新构成逐行扫描信号的亮度“辅助者”信号，主要考虑到预期接收机相对于非静止图象信号所产生的误差，YT便于在接收机中把这种误差抵消掉。在图象的静止部分中，此误差是零，在接收机上完成了完善的重新构成。已发现，实际上色度“辅助者”信号并不是必须的，因为人眼对于有没有色度垂直或时间细节不太敏感，亮度“辅助者”信号就足以产生良好的效果。图2a说明用来产生“辅助者”信号YT的算法。

参考图2a，逐行扫描信号中的象素A、X和B占据了一幅图象中同样的空间位置。黑象素例如A和B做为主信号被发射，在接收机上是有用的。白象素例如X不被发射，由时间帧平均预测为（A+B）/2。就是说，在编码器中，通过平均前、后象素A和B的幅度来预测“丢失”的象素X。从实际X中减去预测值（A+B）/2产生预测误差信号，该信号相当于“辅助者”信号，其幅度根据表达式：X-（A+B）/2。此表达式除了确定时间帧平均信息外，还确定时间场差信息。借助于750KHZ低通滤波器“辅助者”信号被水平低通滤波并作为“辅助者”信号YT被输出去。“辅助者”信号必须带限到750KHZ，以防止此信号被调制到射频图象载波上以后与下一个较低的射频通道相干扰。在接收机中，通过利用把取样A和B平均对丢失的象素X进行类似的预测，并且把预测误差加 幕图象来自隔行信号源，则即使是在图象的静止部分中，时间预测也是不完善的。在这种情况下，“辅助者”信号将有较大的能量并在重新构成图象的静止部分中引入轻微的人工产物。实验表明：采用隔行信号源产生能够接受的、具有人工产物的结果，这些人工产物仅在近处检查时才能够看得见，但是，逐行扫描信号源31引入的人工产物要少得多并产生较好的结果。

回到图1a，来自转换器17a-17c的隔行宽屏幕信号IF′，QF′和YF′分别通过水平低通滤波器19a、19b、和19c进行滤波产生具有0-600KHZ带宽的信号IF′，具有0-600KHZ带宽的信号OF”及具有0-5MHZ带宽的信号YF”。这些信号紧跟着受到格式编码处理，即利用与两侧一中心信号分离器及处理器单元18有关的格式编码装置，把这些信号的每一个编码成4∶3格式。简言之，把每一宽屏幕行的中心部分时间扩展并“变换”到具有4∶3宽高比的行正程时间的显示部分中去。时间扩展引起了带宽的减小，因此，使原始宽屏幕隔行频率与标准NTSC带宽兼。两侧视频信息但被分裂成行频带，使得I和Q彩色高频分量呈现为83KHZ-600KH的带宽（如图7中为信号IH所示）而Y亮度高频分量呈现为700KHZ-5.0MHZ的带宽（图6中为信号YH所示）。两侧视频信息组的低频，即如图6和7所示产生的信号YO、IO及QO，含有直流分量并被时间压缩及“变换”到每行的左侧、右侧水平图象过扫区域中去。

两侧视频信息组的高频分开处理。格式编处理的细节如下面即所描述的。

在考虑下述编码细节的过程中，也考虑图1e将是有益的，图1e画 出从显示中心及两侧视象信息组信息的角度对分量1、2、3和4进行编码的过程。已滤波的隔行信号IF″、QF″和YF″由两侧一中心信息组信号分离器和处理器18处理产生三组输出信号：YE、IE和QE;YO、IO和QO;以及YH、IH和QH。前两组信号（YE、IE、QE和YO、IO、QO）被处理，产生含有全带宽中心视频信息组分量和已压缩到水平过扫描区域中两侧视频信息组亮度低频的信号，第三组信号（YH、IH、QH）被处理，产生含有两侧视频信息组高频的信号。当把这些信号组合起来时，产生了具有4∶3宽高比显示的NTSC兼容宽屏幕信号。包括单元18的电路的细节将结合图6、7和8示出并讨论之。

信号YE、IE和QE含有全部中心视频信息组信息并呈现出与图3中信号YE所示同样的格式。简言之，信号YE是从信号YF″得来的，如下所述。宽屏幕信号YF″含有在该宽屏幕信号的行正程时间间隔内出现的象素1-754，这些象素含有两侧和中心视频信息组信息。宽带中心视频信息组信息（象素75-680）通过时间多路分离处理作为中心视频信息组亮度信号YC分离出来。信号YC以中心视频信息组扩展系数1.19进行时间扩展（即：5.0MHZ÷4.2MHZ），产生NTSC兼容中心视频信息组信号YE。由于以系数1.19进行时间扩展，所以，信号YE呈现为NTSC兼容带宽（0-4.2MHZ）。信号YE占据在两个过扫描区域TO之间的图象显示时间间隔TD（图2）。信号IE和QE分别由信号IF″和QF″产生，并且以信号YE的方式作类似的处理。

信号YO、IO和QO提供插入到左侧、右侧水平过扫描区域中的低频两侧视频信息组信息（“低频”）。信号YO、YI及QO呈现为与图3中信 号YO所示同样的格式。简言之，信号YO从信号YF″得出，如下所述。宽屏幕信号YF″含有与象素1-84有关的左侧视频信息组信息和与象素671-754有关的右侧视频信息组信息。如将讨论的，对于信号YF″进行低通滤波，以产生具有0-700KHZ带宽的亮度低频信号，从这个信号YF″通过时间多路分离处理，分离出左侧、右侧视频信息组低频信号（图3中的信号YL′）。亮度低频信号YL′被时间压缩，以产生两侧视频信息组低频信号YO，YO在过扫描区域中具有与象素1-14和741-754有关的已压缩低频信息。已压缩的两侧低频信号呈现出正比于时间压缩量的、增加的带宽（BW）。信号IO和QO分别从信号IF″和QF″产生并以信号YO的方式作类似的处理。

信号YE、IE、QE和YO、IO、QO由两侧一中心信号组合器28，例如时间多路转换器组合起来，产生具有NTSC兼容带宽和4∶3宽高比的信号YN、IN和QN。这些信号是图3所示信号YN的形式。组合器28还包括用于均衡被组合信号过渡时间的适当的信号延迟。在系统中别的要求均衡信号过渡时间的地方，也包括这种均衡信号延迟。

调制器30、带通滤波器32、H-V-T带阻滤波器34和组合器36构成一个改进的NTSC信号编码器31。色度信号IN和QN通过调制器30，以NTSC色付载波频率、一般是3.58MHZ，被正交调制到副载波SC上，产生已调制信号CN。调制器30是传统设计的，将结合图9描述。已调制信号CN借助于二维（V-T）滤波器32，在垂直（V）和时间（T）方向上进行带通滤波，32把隔行色度信号中的串扰人工产物除去，然后作为信号CP被送到组合器36的色度信号输入端上。亮度信号YN借助于三维H-V -T带阻滤波器34，在水平（H）、垂直（V）和时间（T）方向上进行带阻滤波，然后作为信号YP被送到组合器36的亮度信号输入端上。滤波亮度信号YN和色差信号IN及QN用以保证在随后的NTSC编码之后，显著地减小亮色串扰。多维空间-时间滤波器例如图1a中的H-V-T滤波器34及V-T滤波器32包括由接着将讨论的图10所说明的结构。

图1a中的H-V-T带阻滤波器34呈现为图10b的结构，并从亮度信号YN中除去向上移动的对角线频率分量。这些频率分量看上去与色付载波分量一样并被除去，以便在频谱中形成频段死点，把已调制的色度插入到这个频段死点中去。从亮度信号YN中除去向上移动的对角线频率分量，并不会显著劣化所显示的图象，因为人眼对这些频率分量实际上不敏感，这一点是确定的。滤波器34呈现为约1.5MHZ的截止频率，以便不损伤亮度垂直细节信息。

V-T带通滤波器32减小色度带宽，使得已调制的色度两侧视频信息组信息能插入到滤波器34在亮度频谱中所产生的频段死点中去。滤波器32降低了色度信息的垂直和时间分辨率，使得静止和运动的边缘稍微有点糊模，但是，由于人眼对这种影响不敏感，故这种影响无足轻重。

来自组合器36的输出中心/两侧低频信号C/SL含有从宽屏幕信号的中心视频信息组得到的、要显示的NTSC兼容信息，以及从宽屏幕信号的两侧视频信息组得到的、位于NTSC接收机的观众看不到的左侧、右侧水平过扫描区域中的已压缩两侧视频信息组的低频（亮度和色度）。在过扫描区域中的已压缩的两侧视频信息组的低频代表用于宽屏幕显 示的两侧视频信息组信息的一个组成部分。另一个组成部分，即两侧视频信息组的高频利用处理器18来产生，如下面将讨论的。图4示出两侧视频信息组的高频YH（亮度高频）、IH（I高频）和QH（Q高频）。图6、7和8说明用来产生这些信号的装置，如将讨论的。在图4中，信号YH、IH和QH含有与左侧视频信息组象素1-84有关的左侧视频信息组的高频信号，以及与右侧视频信息组象素671-754有关的右侧视频信息组的高频信息。

信号C/SL的中心视频信息组部分由帧内平均器38处理以产生信号N，把N送到加法器40的输入端上。由于信号C/SL的帧内图象信息的高度视觉相关性，所以，已帧内平均的信号N基本上与信号C/SL一样。平均器38平均约1.5MHZ以上的信号C/SL，并帮助减少或消除主信号与辅助信号之间的垂直-时间串扰。选择帧内平均器38工作在高通频率范围1.5MHZ和1.5MHZ以上，以保证对于2MHZ和2MHZ以上的信息执行全部帧内平均，以防止由于帧内平均处理使亮度垂直细节信息劣化。借助于在编码器31中与帧内平均器38有关的滤波器和在图13解码器中与帧内处理单元有关的滤波器之间的200KHZ保护带，来消除水平串扰。图11b示出高频帧内平均器38的细节。接下去将讨论图11b和13。

借助于与编码器31类似的NTSX编码器60，把信号IH、QH和YH编成NTSC格式。明确地讲，编码器60包括图9所示类型的装置，以及在3.58MHZ两侧视频信息组亮度高频信息上正交调制两侧视频信息组色度高频信息的装置，以产生信号NTSCH，即NTSC格式的两侧视频信息组高频信息。此信号示于图5。

当接收机包括用来分离亮度和色度信息的互补多维滤波时，在NTSC编码器31和60中使用多维带通滤波有利地允许实际上无串扰地在接收机中把亮度和色度分量分离开来。为亮度/色度编码和解码而使用互补滤波器称为合作处理，在C.H.Strolle所写题为“用来改善亮色分离的合作处理”，发表在SMPTE    Journal    Vol.95    No.8    1986年8月第782-789页上的论文中作了详细讨论。甚至是利用传统陷波和行梳状滤波器的标准接收机也能从在编码器中使用这样的多维前置滤波中受益，呈现为亮色串扰降低。

信号NTSCH通过单元62进行时间扩展，以产生具有50μs行正程时间间隔（即小于近似52μs的标准NTSC行正程时间间隔）的已扩展两侧高频信号ESH。明确地讲，如图5所示，扩展是通过“变换”处理完成的：把信号NTSCH的左侧视频信息组象素1-84“变换”到信号ESH的象素位置15-377上去，即：信号NTSC的左侧“高频”被扩展以占据信号ESH的约一半行时间。对于信号NTSCH的右侧视频信息组部分（象素671-754）作同样的处理。这种时间扩展处理使包括信号ESH的信息的水平带宽，与信号NTSCH的带宽相比较减小一个系数363/84。这种完成时间扩展的“变换”处理能够利用图12-12d所示并将结合图12-12d讨论的那种类型的装置来实现。信号ESH通过图11a所示型式的网络64进行帧内平均，产生如图5所示的信号X。由于信号ESH的帧内图象信息的高度视觉相关性，已帧内平均的信号X基本上与信号ESH相同。信号X送到正交调制器80的信号输入端上。

信号YF′还通过通带为5MHZ-6MHZ的水平带通滤波器70滤波。来 自滤波器70的输出信号-水平亮度“高频”，送到幅度调制器72上，在那儿，它对5MHZ载波信号fc进行幅度调制。调制器72包括具有近似1.0MHZ截止频率的输出低通滤波器，以便在调制器72的输出端上获得0-1.0MHZ通带的信号。由调制处理产生的上（混淆）边带（5.0-6.0MHZ）利用1.0MHZ低通滤波器除去。实际上，由于幅度调制处理及接着的低通滤波，频率在5.0MHZ-6.0MHZ范围内的水平亮度高频信号已移到0-1.0MHZ范围。载波幅度应足够大，以便通过1.0MHZ低通滤波器滤波以后保持原始信号的幅度。就是说，产生了频率移动而不影响幅度。

来自单元72的已频率移动的水平亮度高频信号借助于格式编码器74编码（时间压缩）。即，编码器74利用将结合图6-8讨论的技术，对已频率移动的水平亮度高频信号进行编码，使得这个信号呈现为50μs的行正程时间间隔，（小于标准NTSC行正程时间间隔52.6μs）。当到编码器74上的输入信号被编码器74时间压缩时，在编码器74的输出端上，此信号的带宽从约1.0MHZ增加到1.1MHZ。来自编码器74的信号在作为信号Z送到单元80之前，借助于与图11a所示装置类似的装置76进行帧内平均。由于来自编码器74的信号中帧内图象信息的高度视觉相关性，所以，已帧内平均的信号Z基本上与来自编码器74的信号相同。调制信号X（含有亮度和色度信息的复合信号）与调制信号Z基本上呈现约0-1.1MHZ的同样带宽。

如结合图24将要讨论的，在信号X和Z正交调制交替付载波信号ASC之前，装置80对于这两个辅助信号X和Z的大幅度偏移执行非线性γ函 数的幅度压缩。所用γ为0.7，从而，每个取样的绝对值都自乘到0.7次幂并乘以原始取样值的符号。γ压缩降低了在现有接收机中已调制信号大幅度偏移的潜在干扰的可见性，并且容许在宽屏幕接收机中进行预测恢复，因为在编码器中采用的γ函数的倒数是可以预测的，并且能很快地在接收和解码器中实现。

然后，已幅度压缩信号被正交调制到3.1075MHZ相位控制的交替副载波ASC上，这个频率是行频一半的奇数倍，（395×H/2）。交替副载波的相位从一场到下一场交替180°，不象色度副载波的相位。交替副载波的场交替相位允许信号X和Z的辅助调制信息与色度信息重叠，并且产生已调制辅助信号的互补相位的辅助信息分量A1、-A1和A3、-A3，这便于在接收机中利用相对简单的场存储器件来分离辅助信息。已正交调制的信号M在加法器40中加到信号N上。合成的信号NTSCF是4.2MHZ    NTSC兼容信号。

为了大幅度压缩而在编码器中采用的所述非线性γ函数是非线性压扩（压缩-扩展）系统的一个组成部分，此系统还包括在宽屏幕接收机的解码器中用于幅度扩展的互补γ函数，如接下去将要讨论的。已发现所公开的非线性压扩系统会大大减小辅助的非标准信息对于标准信息的影响，不会由于噪声效应而引起图象的显著劣化。压扩系统利用非线性γ函数以便在编码器中瞬时压缩辅助的、非标准的宽屏幕高频信息的大幅度偏移，利用互补的非线性γ函数在解码器中相应地扩展这种高频信息。结果是减小了由于大幅度辅助高频信息引起的、对现有标准视频信息的干扰量，在所公开的兼容宽屏幕系统中，把非标 准辅助宽屏幕信息分裂成低频和高频部分进行压扩。在解码器中，已压缩高频信息的非线性幅度扩展并没有产生过大的可以察觉的杂波，因为大幅度高频信息通常与高反差图象边缘有关，而人眼对于在这种边缘上的杂波是不敏感的。随着可见差拍产物的减少，所述的压扩处理还有利地减少了在交替副载波和色副载波之间的交叉调制产物。

亮度细节信号YT呈现7.16MHZ的带宽并借助于格式编码器78（例如，图6所示的形式）编码成为4∶3格式，并且利用一个滤波器79水平低通滤波到750KHZ，以产生信号YTN。在借助于格式编码器78的输入低通滤波器进行时间压缩以前，两侧部分低通滤波到125KHZ，该输入低通滤波器相应于图6所示装置的输入滤波器610，但具有125KHZ的截止频率。两侧部分的高频被除掉。因此，信号YTN与主信号C/SL空间相关了。

在信号YTN和NTSC被送到用来调制电视射频载波信号的射频正交调制器57上以前，这些信号分别借助于DAC装置53和54由数字形式（二进制）变换成模拟形式。以后，把射频已调制的信号送到发射机55上，通过天线播出。

与调制器80有关的交替副载波ASC被行同步并且具有选定的频率以保证两侧和中心信息有足够的分离度（例如，20-30db），并且对标准NTSC接收机所显示的图象没有显著的影响。ASC的频率最好应该是以行频一半的奇数倍的隔行频率，使得不产生损害所显示图象质量的干扰。

例如由装置80提供的正交调制有利地允许两个窄带信号同步发射。对调制高频信号进行时间扩展引起带宽减小，与正交调制的窄带要求 一致。带宽减小得越多，载波和调制信号之间产生的干扰可能就越小。进一步说，两侧视频信息组信息典型的高能直流分量被压缩到过扫描区域中去而不是被用作调制信号。因此，调制的信号的能量，因而调制信号的潜在干扰被大大减小。

通过天线56播出的已编码NTSC兼容宽屏幕信号打算不仅被NTSC接收机所接收，而且也被宽屏幕接收机所接收，如图13所示。

在图13中，广播兼容宽屏幕EDTV隔行电视信号由天线1310接收并送到NTSC接收机1312的天线输入端上。接收机1312以正常方式处理此兼容宽屏幕信号而产生具有4∶3宽高比的显示图象，这种图象具有宽屏幕两侧视频信息组信息，该信息部分（即“低频”）被压缩到观众看不到的水平过扫描区域中去，部分（即“高频”）被包含在不干扰标准接收机工作的已调制交替载波信号中。

天线1310接收的兼容宽屏幕EDTV信号还送到能够显示具有宽的宽高比例如5∶3的视频图象的宽屏幕逐行扫描接收机1320上。所接收的宽屏幕信号由输入装置1322处理，输入装置1322含有射频（RF）调谐器及放大器电路。产生基带视频信号的同步视频解调器、以及用来产生二进制形式基带视频信号（NTSCF）的模/数转换器（ADC）电路。ADC电路以4倍色副载波频率（4×fsc）的取样速率工作。

信号NTSCF送到帧内处理器1324上，1324处理在帧内相隔262H的、1.7MHZ以上的图象行，以基本上没有V-T串扰地恢复主信号N和已正交调制的辅助信号M。单元1324的下限工作频率为1.7MHZ，图1a的编码器中，单元38的下限工作频率为1.5MHZ，在它们之间提供了200KHZ 的水平中扰保护带。由于图1a的编码器中帧内平均时原始主信号C/SL的高度视觉帧内图象相关性，所以已恢复的信号N中含有基本上在视觉上与主信号C/SL的图象信息相同的信息。

信号M耦合到正交解调器和幅度扩展器单元1326上，用来响应于具有场交替相位的交替副载波ASC来解调辅助信号X和Z，该ASC类似于结合图1a所讨论的信号ASC。已解调信号X和Z含有基本上在视觉上与信号ESH和从图1a来自单元74的输出信号的图象信息相同的信息，这是由于通过图1a的编码器中帧内平均时这些信号的高度视觉帧内图象的相关性。单元1326还含有一个1.5MHZ的低通滤波器，以除去期望的二倍于交替副载波频率的高频解调产物，1326还包括一幅度扩展器，利用倒γ函数（γ＝1/0.7＝1.429）即：利用图1a中单元80所执行非线性压缩函数的倒数来扩展（以前已压缩的）已解调的信号。

单元1328时间压缩彩色编码的两侧视频信息组的“高频”，使得它们占据其原始时槽，从而恢复信号NTSCH。装置1328以与图1a的装置62时间扩展信号NTSCH的相同量压缩信号NTSCH。

亮度（Y）的“高频”解码器1330通过把亮度水平高频信号Z时间扩展一个与图1a编码器中对相应分量的时间压缩相同的量，这里利用所描述的“变换”技术，把Z解码成宽屏幕格式，如图17所示。

调制器1332以来自解码器1330的信号对于5.0MHZ的载波fc进行幅度调制。以后，利用一具有5.0MHZ截止频率的滤波器1334对于已幅度调制的信号进行高通滤波，以除去下边带。在来自滤波器1334的输出信号中，恢复了5.0-6.0MHZ的中心视频信息组频率，并且恢复了5.0 -6.0MHZ的两侧视频信息组频率。来自滤波器1334的信号送到加法器1336上。

来自压缩器1328的信号NTSCH送到单元1340上，用来把亮度“高频”与色度“高频”分离而产生信号YH、IH和QH。这可以通过图18的装置来完成。

来自单元1324的信号N借助于亮色分离器1342（它可以类似于分离器1340，它可以采用图18所示型式的装置），分离成其构成的亮度及色度分量YN、IN和QN。

信号YH、IH、QH和YN、IN、QN作为输入提供给Y-I-Q格式解码器1344，此解码器把亮度和色度分量解码成为宽屏幕格式。两侧视频信息组的“低频”被时间扩展，中心视频信息组被时间压缩，两侧视频信息组的“高频”被加到两侧视频信息组的“低频”上，利用图14的原理以10个象素的重叠区把两侧视频信息组拼接到中心视频信息组上。解码器1344的细节示于图19。

信号YF′被耦合到加法器1336上，在这里它与来自滤波器1334的信号相加。经过这样处理，已恢复的、已扩展的高频水平亮度细节信息被加到已解码的亮度信号YF′上。

信号YF′、IF′和QF′分别借助于转换器1350、1352和1354从隔行转变为逐行扫描格式。亮度逐行扫描转换器1350还响应于来自格式解码器1360的“辅助者”亮度信号YT，解码器1360解码已编码的“辅助者”信号YTN。解码器1360把信号YTN解码成宽屏幕格式，1360呈现出类似于图17的结构。

I和Q转换器1352和1354通过对于相隔一帧的各行进行时间平均，把隔行扫描信号转换成逐行扫描信号，以产生丢失的的逐行扫描行信息。这可以通过图20所示类型的装置来完成。

亮度逐行扫描转换器1350类似于图20所示，所不同的是利用图21所示的装置加的是信号YT。在此单元中，“辅助者”信号的取样YT，被加到时间平均值上以帮助重新构成丢失的逐行扫描象素取样。包含在已编码的行差分信号（编码以后为750    KHZ）中的全部时间细节在行频频带内被恢复。在这个行频频带以上信号YT是零，这样，丢失的取样通过时间平均重新构成。

宽屏幕逐行扫描信号YF、IF和QF在送到视频信号处理器及矩阵放大器单元1364上之前，借助于数/模转换器1362转换成模拟形式。单元1364的视频信号处理器部分包括信号放大、直流电平移动、峰化、亮度控制、对比度控制及其它传统视频信号处理电路。矩阵放大器1364把亮度信号YF与色差信号IF和QF组合起来，以产生表示彩色图象的视频信号R、G和B。彩色信号被单元1364中的显示激励放大器放大到适于直接激励宽屏幕彩色图象显示器件1370例如宽屏幕显象管的电平。

图6阐述了包含在图1a的处理器18中的装置，此装置用来从宽带宽屏幕信号YF产生信号YE、YO和YH。信号YF″被具有截止频率为700    KHZ的输入滤波器610水平低通滤波，产生低频亮度信号YL，YL送到减法组合器612的一个输入端上。信号YF″在通过单元614延迟以补偿滤波器610的信号处理延迟之后被送到组合器612的另一个输入端及时间多路分离器616上。把已延迟的信号YF″和已滤波的信号YL组合 起来在组合器612的输出端上产生高频亮度信号YH。

已延迟的信号YF″及信号YH和YL被送到多路分离器装置616分开的输入端上，616含有用来分别处理信号YF″、YH和YL的多路分离（DEMUX）装置618、620和621。多路分离装置616的细节将结合图8讨论。从多路分离装置618、620和621分别获得如图3、图4所述整个带宽的中心视频信息组信号YC、两侧视频信息组“高频”信号YH和两侧视频信息组“低频”信号YL′。

信号YC被时间扩展器622时间扩展产生信号YE。信号YC以足以为左侧、右侧水平过扫描区域留下余地的中心扩展系数进行时间扩展。中心扩展系数（1.19）是图3所示信号YE（象素15-740）的预定宽度与信号YC（象素75-680）的宽度之比。

信号YL′通过时间压缩器628，以两侧压缩系数进行压缩，产生信号YO。两侧压缩系数（6.0）是图3所示信号YL′（例如左侧象素1-84）相应部分的宽度与信号YO（例如左侧象素1-14）的预定宽度之比。时间扩展器622、624和626及时间压缩器628可以是图12所示的类型，将讨论之。

信号IE、IH、IO及QE、QH、QO分别从信号IF″和QF″产生，其方式类似于利用图6装置来产生信号YE、YH和YO的方式。关于这一点参考图7，它阐述了从信号IF″产生信号IE、IH和IO的装置。以类似的方式从信号QF″产生信号QE、QH和QO。

在图7中，宽带宽屏幕信号IF″通过单元714延迟后，被耦合到多路分离装置716上并且还与来自低通滤波器710的低频信号IL在减法组 合器712中相减组合，产生高频信号IH。已延迟的信号IF″及信号IH和IL分别通过与多路分离装置716有关的多路分离器718、720和721多路分离，产生信号IC、IH和IL′。信号IC通过扩展器722时间扩展产生信号IE，信号IL′通过压缩器728时间压缩产生信号IO。信号IC以类似于信号YC所采用的、已讨论过的中心扩展系数进行扩展，信号IL′以类似于信号YL′所采用的、也已讨论过的压缩系数进行压缩。

图8示出例如可用于图6的装置616及图7的装置716中的多路分离装置816。图8的装置是从图6中多路分离器616的角度阐述的。输入信号YF″含有确定图象信息的754个象素。象素1-84确定左侧视频信息组，象素671-754确定右侧视频信息组，象素75-680确定中心视频信息组，中心视频信息组与左侧、右侧视频信息组稍有重叠。信号IF″和QF″呈现出类似的重叠。如将讨论的，已发现，这种信息重叠便于在接收机中基本上消除了边界人工产物地把中心和两侧视频信息组组合起来。

多路分离器装置816含有分别与左侧、中心、右侧视频信息组信息有关的第一、第二和第三多路分离器（DEMUX）单元810、812和814。每一多路分离器单元都有一输入端“A”，信号YH、YF″和YL分别送到“A”端上，以及一输入端“B”，消隐信号（BLK）送到“B”端上。消隐信号例如可以是逻辑“O”电平或地。只要单元810的信号选择输入端（SEL）接受来自计数的比较器817的、指示左侧视频信息组象素1-84和右侧视频信息组象素671-754存在的第一控制信号，单元810就从输入信号YH中提取含有左侧、右侧“高频”的输出信号YH。在其 它时间，来自计数比较器817的第二控制信号使得输入端B上的BLK信号而不是输入端A上的信号YH被耦合到单元810的输出端上。单元814及计数比较器820以类似的方式工作用来从信号YL中得出两侧视频信息组“低频”信号YL′。单元812仅当来自计数比较器818的控制信号指示中心视频信息组象素75-680存在时，才从其输入端A把信号YF″耦合到输出端上，产生中心视频信息组信号YC。

计数比较器817、818和820借助于来自计数器822的脉冲输出信号与视频信号YF″同步，计数器822响应于4倍色副载波频率（4×fsc）的时钟信号并且响应于从视频信号YF″得到的行同步信号H。来自计数器822的每个输出脉冲相应于沿着行方向上的一个象素位置。计数器822呈现出一个计数值为-100的原始偏置，这个计数值相应于从时间THS时行同频脉冲开始到行消隐时间间隔结束（此时，象素1出现在行显示时间间隔的开始）的100个象素。因此，在行显示时间间隔开始时，计数器822呈现计数值“1”。也可以产生其它计数器结构。多路分离装置816所采用的原理也能应用于用来执行相反的信号组合工作的多路转换装置上，（例如图1a中两侧-中心视频信息组合器28所执行的工作）。

图9示出图1a的编码器31和60中的调制器30的细节。在图9中，信号IN和QN以4倍色付载波频率（4×fsc）出现并分别被送到锁存器910和912的信号输入端上。锁存器910和912还接受fsc的时钟信号以便传送信号IN和QN，还接受2×fsc的开关信号，分别送到锁存器910的倒相开关信号输入端及锁存器912的不倒相开关信号输入端上。锁存器910 和912的信号输出组合成一单输出线，信号I和Q交替在这条输出线上出现并被送到不倒相锁存器914和倒相锁存器916的信号输入端上。这些锁存器以4×fsc频率钟控并分别在倒相及不倒相输入端上接受色副载波频率fsc的开关信号。不倒相锁存器914产生正极性信号I和Q的交替输出序列，而倒相锁存器916产生负极性信号I和Q即-I、-Q的交替输出序列。锁存器914和916的输出组合成一单输出线，在此线上呈现极性相反的交替I、Q信号对的序列，即I、Q、-I、-Q……等组成信号CN。此信号在单元36中与亮度信号YN的已滤波型式组合起来以产生形式为Y+I、Y+Q、Y-I、Y-Q、Y+I、Y+Q…等的已NTSC编码的信号C/SL以前，通过滤波器32进行滤波。

图10示出一垂直-时间（V-T）滤波器，它通过调节加权系数a₁-a₉可以呈现为V-T带通、V-T带阻或V-T低通的结构。图10a的表列出了在所公开的系统中采用的与V-T带通和带阻滤波器结构有关的加权系数。H-V-T带阻滤波器例如图1a的滤波器34，以及H-V-T带通滤波器例如图13的解码器系统中所含有的，分别包含如图10b所示的水平低通滤波器1020和V-T带阻滤波器1021的组合，以及如图10c所示的水平带通滤波器1030和V-T带通滤波器1031的组合。

在图106的H-V-T带阻滤波器中，水平低通滤波器1020呈现出给定的截止频率并提供已滤波的低频信号分量。此信号在组合器1023中与来自延迟单元1022的输入信号的已延迟型式相减组合起来，产生高频信号分量。低频分量在送到用来提供H-V-T带阻滤波的输出信号的加法组合器1025上以前借助于网络1024受到一帧延迟。V-T滤波器 1021呈现出图10a中所示的V-T带阻滤波器系数。H-V-T带通滤波器（例如图13解码器中含有的）示于图10C，由具有给定截止频率的水平带通滤波器1030与具有图10a的表中所列V-T带通滤波器系数的V-T带通滤波器1031串联组成。

图10的滤波器含有多个串联的存储器单元（M）1010a-1010h用来在相应的抽头t₁-t₉上提供连续的信号延迟，并用来提供整个滤波器的延迟。把这些抽头所传送的信号分别送到乘法器1012a-1012i的一个输入端上。每个乘法器的另一个输入端按照要执行的滤波处理的特点分别接受指定的加权值a₁-a₉。滤波处理的特点还限定了存储单元1010a-1010h给与的延迟。水平方向的滤波器采用象素存储的存储器，使得整个滤波器的延迟小于一个图象行（1H）的时间间隔。垂直方向滤波器专门采用行存储的存储器，时间方向的滤波器专门采用帧存储的存储器。这样，一个H-V-T三维（3-D）滤波器包括象素（＜1H）、行（1H）和帧（＞1H）存储器的组合器，而V-T滤波器仅包括后两种类型的存储器。来自单元1012a-1012i的已加权抽头（互相延迟）的信号在加法器1015中组合起来产生已滤波的输出信号。

这样的滤波器是非递归的有限脉冲响应（FIR）滤波器。由存储器提供的延迟的特点取决于被滤波信号的类型以及在本例中亮度、色度和两侧视频信息组“高频”信号之间能够容许的串扰量。增加串联存储器数目可以提高滤波器截止特性的锐度。

图10d示出了图1a中网络16的一个单元单独的滤波器，它包括串联的存储（延迟）单元1040a-1040d，具有指定的相应加权系数a₁-a₅、 用来接受来自信号抽头t₁-t₅信号的有关乘法器1042a-1042e，以及信号组合器1045，组合器1045把来自乘法器a₁-a₅的已加权输出信号a₁-a₅相加产生一输出信号。

图11a画出适用为图1a中帧内平均器64和76的帧内平均器。输入复合视频信号送到含有262H延迟单元1110和1112的延迟网络上，还送到多路转换器（MUX）1115的一个输入端上，多路转换器1115响应于30HZ开关信号以场频进行切换。30HZ    MUX开关信号响应于与输入复合视频信号有关的帧时间间隔同步脉冲而被垂直同步。MUX    1115的另一个输入端接受来自延迟单元1112输出端的信号。在来自MUX    1115的输出信号以及来自延迟单元1110与1112之间中心抽头的输出信号已经以平均系数1/2加权之后，组合器1118把这些信号相加组合起来。这个加权系数可以分别借助于组合器1118中合适的矩阵网络来提供，或是借助于组合器1118的输入信号通路中的信号乘法器来提供。

信号“Y₁+C₁”和“Y₂+C₂”是在连续的第一和第二图象场中相隔262H的复合彩色视频信号，信号“M1”是已帧内平均的输出信号，如图1d中举例所示。在第一场期间，多路转换器1115是处于输入位置“1”上，并且把信号Y₂+C₂传送到组合器1118上，在这里，它与中心抽头的信号Y₁+C₁相加产生平均输出信号M1。在下一场中，延迟单元1110与1112之间的中心抽头含有信号值Y₂+C₂并且MUX 1115是处于位置“2”上以选择来自延迟单元1112输出的信号通路，它含有信号值Y₁+C₁，因此，从组合器1118的输出端获得信号M1的同样平均值。所述的装置产生相同的相隔262H的象素对，而不受使用平均处理的限制。为了产 生象素对所需的加权组合可以利用任何加权值，不是262H的延迟也可以使用（只与NUX切换频的变化有关），这取决于特定系统的要求。

图11b示出了适用为图1a的帧内平均器38的选频帧内平均器。图11b包含图11a的结构，但与组合器1128有关的是减法信号组合而不是加法信号组合，以及包括滤波器1130，门电路1132和组合器1134之外。简言之，组合器1128的输出表示图象场之间的差，而不是像在图11a结构中的平均值。这个差值基本上是一个抵消项，此抵消项通过组合器1134被加回到信号Y₁+C₁上来抵消连续图象场之间的差，以保证连续图象场的内容被全同地平均。滤波器1130滤掉来自组合器1128输出端的抵消项，以便把平均处理限制到所需的频率范围。控制门电路1132，以确定何时在图象的时间间隔内进行平均处理;在这种情况下，是在中心视频信息组的区域内，不包括已时间压缩的两侧视频信息组的区域。

更具体地说，到组合器1128的输入信号通路呈现出如所示的+1/2和-1/2的信号加权系数，因此，来自组合器1128的输出信号相应于输入到组合器1128的输入信号的信息内容之差，这些输入信号是在相邻场中在时间上相隔262H。互补的加权系数可以通过在组合器1128的相应输入通路中利用信号乘法器来提供，或者通过把组合器1128安排成差分放大器。来自组合器1128的输出信号在送到电子传输门1132上以前，通过1.5MHZ水平高通滤波器1130进行滤波。门电路1132响应于开关控制信号，用来仅在主信号（分量1）的中心部分期间，让来自滤波器1130输出端的高频信号通过。此时，门电路1132是开的（导通）。在 已时间压缩的主信号两侧视频信息组部分的期间内，例如，在控制信号的所示正脉冲时间间隔内，门电路1132是关的（不导通）。来自门电路1132的输出信号在组合器1134中与出现在延迟单元1120和1122之间的中心抽头上的复合视频信号相加。门电路的控制信号相应于与输入复合视频信号有关的帧时间间隔同步脉冲而垂直同步。门控制信号也是行同步的。行同步可借助于响应于输入复合视频信号的行同步脉冲分量的、并且包括一个象素计数的装置来达到，该象素计数器用来确定跟随每个行同步脉冲的门控制信号的正脉冲分量的定时。能够很容易地确定行同步脉冲与第一象素之间的预定的时间间隔。

再与图11b一起参考图1d，当MUX 1125在如所示的位置1上并且门电路1132不导通时，只有来自单元1120和1122之间中心抽头的复合视频信号Y₁+C₁出现在组合器1134的输出端上。所以在此时，组合器1134的输出信号是与第一场有关的复合视频信号Y₁+C₁的不变的已压缩的两侧视频信息组信息。当MUX 1125处于位置2时，组合器1134的输出信号是与后继的第二场有关的复合视频信号Y₂+C₂的不变的已压缩两侧视频信息组信息。

当MUX 1125对于第一场处于1上且在两侧视频信息组时间间隔之间的中心视频信息组时间间隔期间内，门电路1132不导通时，来自组合器1134的输出信号含有信号分量Y₁+C₁和M1。分量Y₁+C₁含有不变的即没有帧内平均的、近似1.5MHZ及1.5MHZ以下的中心视频信息组信息。分量M1含有近似1.5MHZ以上已帧内平均的中心视频信息组信息。当MUX1125在后继第二场期间内处于位置2上，并且在中心视频信息组时间 间隔期间内门电路1132不导通时，来自组合器1134的输出信号含有如上所讨论的已帧内平均分量M1和分量Y₂+C₂。Y₂+C₂分量中含有近似1.5MH和1.5MHZ以下的不变的（没有帧内平均的）中心视频信息组信息。

图12示出了能用于图6和图7时间扩展器和压缩器的光栅“变换”装置。关于这一点，参考图12a的波形，它说明了“变换”过程。图12a示出具有象素84和670之间中心部分的输入信号波形S，该中心部分打算借助于时间扩展处理“变换”成输出波形W的象素位置1-754。波形S的端点象素84和670直接“变换”成波形W的端点象素1和754。由于时间扩展，中间的象素不直接以1∶1为基准进行“变换”，并且在许多情况下不以整数为基准进行“变换”。下面说明后一种情况，例如，当输入波形S的象素位置85.33对应于输出波形W的整数象素位置3时。所以，信号S的象素位置85.33含有整数部分（85）和小数部分DX（、33）波形W的象素位置3含有整数部分（3）和小数部分（0）。

在图12中，以4×fsc速率工作的象素计数器提供输出“写地址”信号M，代表在输出光栅上的象素位置（1……754）。信号M送到PROM（可编程只读存储器）1212上，1212中含有一个查询表，查询表中包含按照要执行的光栅“变换”特点（例如压缩或扩展）的已编程值。响应于信号M，PROM 1212提供代表整数的输出“读地址”信号N，以及代表等于或大于零而小于1的小数的输出信号DX。在6比特信号DX（2⁶＝64）的情况下，信号DX呈现出小数部分0、1/64、2/64、3/64……63/64。

PROM    1212允许视频输入信号作为信号N存储值的函数进行扩展或压缩。因此，响应于象素位置信号M的整数值，提供了读地址信号N的编 程值及小数部分信号DX的编程值。例如，为了获得信号扩展，可以把PROM    1212安排成以慢于产生信号M的速率来产生信号N。反之，为获得信号压缩，PROM    1212以高于提供信号M的速率来提供信号N。

视频输入信号S被串联的象素延迟单元1214a、1214b和1214c延迟以产生视频信号S（N）、S（N+1）和S（N+2），这些信号是视频输入信号已相互延迟的型式。把这些信号送到相应的、如所熟知的双端存储器1216a-1216d上。把信号M送到每个存储器1216a-1216d的写地址输入端上，把信号N送到每个存储器1216a-1216d的读地址输入端上。信号M确定输入的视频信号信息将被写入存储器的什么地方，信号N确定从存储器读出哪一个值。存储器可以写入一个地址，同时从另一个地址读出。来自存储器1216a-1216d的输出信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）根据存储器1216a-1216d的读/写操作呈现为已时间扩展或时间压缩的格式，该读/写操作是PROM    1212如何编程的函数。

来自存储器1216a-1216d的信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）通过四点线性内插器处理，此内插器包括峰化滤波器1220和1222，PROM1225和两点线性内插器1230，它们的细节示于图12b和12c。峰化滤波器1220和1222接受来自含有信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）的信号组的三个信号，如所示，还接受峰化信号PX。峰化信号PX的值作为信号DX值的函数从零变化到1，如12d所示，并且PROM    1225响应于信号DX而提供PX。PROM    1225含有一个查询表并被编程以便响应于给定的DX值来产生给定的PX值。

峰化滤波器1220和1222分别把已峰化、已相互延迟的视频信号 S′（N）和S′（N+1）提供给两点线性内插器1230，此内插器还接受信号DX。内插顺1230提供（已压缩或已扩展的）视频输出信号，其中，输出信号W由下列表达式确定：

W＝S′（N）+DX[S′（N+1）-S′（N）]

所述四点内插器及峰化函数有利地近似于高频细节分辨率高的内插函数Sinx/X。

图12b示出峰化滤波器1220和1222以及内插器1230的细节。在图12b中，信号S（N-1）、S（N）及S（N+1）送到峰化滤波器1220中的加权电路1240上，在这里，这些信号分别用峰化系数-1/4、1/2和-1/4加权。如图12c所示，加权电路1240包括乘法器1241a-1241c，使信号S（N-1）、S（N）和S（N+1）分别与峰化系数-1/4、1/2和-1/4相乘。来自乘法器1241a-1241c的输出信号在加法器1242中相加产生已峰化的信号P（N），此信号在乘法器1243中乘以信号PX产生一已峰化的信号，该已峰化的信号在加法器1244中与信号S（N）相加产生已峰化的信号S′（N）。峰化滤波器1222呈现出类似的结构及工作。

在两点内插器1230中，在减法器1232中从信号S′（N+1）中减去信号S′（N）产生差信号，此差信号在乘法器1234中乘以信号DX。来自乘法器1234的输出信号在加法器1236中与信号S′（N）相加产生输出信号W。图15示出图13帧内处理器1324的细节。图15的解码器装置基本上类似于图11b的编码器装置。

输入到图15中处理器1324的输入复合视频信号在第一场中含有信号分量“Y1+C1”和“M1+A1”。在后继的第二场中，输入信号含有分 量“Y2+C2”和“M1-A1”。分量Y1+C1，M1和Y2+C2、M1正如结合图11b所详细讨论的是由帧内处理器38提供的分量。分量+A1和-A1代表以来自单元64和76的分量2和分量3已帧内平均的信息在各自的后继场中调制了的交替副载波信号。在这一方面参考图1、1a，特别是图1d。

图15的帧内处理器以基本上与先前讨论过的图11b的结构同样的方式工作。当MUX    1525处于位置1时，在组合器1528的输出端获得场差分量。在由高通滤波器1530滤波并通过单元1532以后产生分量-A1当其在组合器1534中与信号Y1+C1、M1+A1组合时，-A1抵消了已调制的辅助副载波分量（+A1），产生一已恢复的主信号Y1+C1、M1。已恢复的主信号的分量Y1+C1在高通滤波器1530的1.7MHZ截止频率以下是不变的，分量M1代表在近似1.7MHZ以上的已帧内平均的中心视频信息组信息。场差抵消项（-A1）在通过单位增益放大器1535反相后，是已恢复的正调制辅助信号A1。

已恢复的主信号Y1+C1、M1相应于图13中的信号N，进一步通过如讨论过的网络1342处理。已恢复的辅助信号A1相应于图13中的信号M，A1通过网络1326来解调。

图16示出如图15所示的网络1324对于下一个相继的图象场的工作。在此情况下，信号Y2+C2、M1-A1在延迟单元1520和1522之间产生，多路转换器1525处于位置2上，以接受信号Y1+C1，M1+A1。在组合器1534的输出端上产生已恢复的主信号Y2+C2、M1，并恢复了相位相反的已调制辅助信号-A1。

在图18中，具有图10C的结构及3.58±0.5MHZ通带的H-V-T带通 滤波器1810，使信号NTSCH通到减法组合器1814上，此组合器还接受通过过渡时间均衡延迟器1812以后的信号NTSCH。已分离的亮度高频信号YH出现在组合器1814的输出端上。来自滤波器1810的已滤波的NTSCH信号由响应于色副载波信号SC的解调器1816进行正交解调，产生色度“高频”IH和QH。

在图19中，借助于两侧一中心视频信息组信号分离器（时间多路分离器）1940，信号YN、IN和QN分离成已压缩的两侧视频信息组“低频”YO、IO、QO及已扩展的中心视频信息组信号YE、IE、QE。多路分离器1940可利用先前讨论过的图8的多路分离器816原理。

借助于时间扩展器1942，信号YO、IO和QO以两侧扩展系数（对应于图1a编码器的两侧压缩系数）进行时间扩展，以恢复宽屏幕信号中两侧视频信息组“低频”的原始空间关系，正如以已恢复的两侧视频信息组“低频”信号YL、IL和QL所表示的。同样地，为了给两侧视频信息组让出位置，中心视频信息组信号YE、IE和QE以中心压缩系数（对应于图1a编码器的中心扩展系数）借助于时间压缩器1944进行时间压缩以恢复宽屏幕信号中中心视频信息组的原始空间关系，正如以恢复的中心视信息组信号YC、IC和QC所表示的。压缩器1944和扩展器1942可以是先前讨论过的图12所示的类型。

空间已恢复的两侧视频“高频”信号YH、IH和QH通过组合器1946与空间已恢复的两侧视频信息组“低频”YL、IL、和QL组合起来，产生已重新构成的两侧视频信息组信号YS、IS和QS。借助于拼接器1960，把上述信号拼接到已重新构成的中心视频信息组信号YC、IC和QC上， 形成已重新构成的整个宽屏幕亮度信号YF′及已重新构成整个宽屏幕色差信号IF′和QF′。两侧和中心视频信息组信号分量的拼接是以实际上中中心和两侧视频信息组之间的边界上消除了可见接缝的方法完成的，正如将接着对于图14所示拼接器1960的讨论中可以看到的。

在图20中，隔行信号IF′（或QF′）在送到双端存储器2020的输入端上之前，通过单元2010延迟263H。此已延迟信号在加法器2014中与输入信号相加以前，通过单元2012进行附加的262H延迟。来自加法器2014的输出信号在送到双端存储器2018的输入上以前，耦合到除2网络2016上。存储器2020和2018以8×fsc的速率读数据，以4×fsc的速率写数据。来自存储器2018和2020的输出送到多路转换器（MUX）2022上以产生输出的逐行扫描信号IF（QF）。图20还示出了说明隔行输入信号（具有标记为C和X的象素取样的两行）和含有象素取样C和X的逐行扫描输出信号的波形。图21示出了适用为图13中信号YF′的转换器1350的装置。隔行信号YF′，如示在加法器2114中被组合以前，通过单元2110和2112延迟。来自单元2110的已延迟信号送到双端存储器2120上。来自加法器2114的输出信号耦合到除2网络2116上，2116的输出在加法器2118中加到信号YT上。来自加法器2118的输出送到双端厚储器2122上。存储器2120和2122以4×fsc的速率写数据，以8×fsc的速率读数据，并且对产生逐行扫描信号YF的多路转换器2124提供输出信号。

图14画出了适用为例如图19中拼接器1960的两侧视频信息组-中心视频信息组的拼接装置。在图14中，所示接接器含有网络1410，此网络用来从两侧视频信息组亮度信号分量YS及中心视频信息组亮度信 号分量YC中产生整个宽带的亮度信号YF′，I信号拼接器1420和Q信号拼接器1430的结构和工作类似于网络1410。中心视频信息组和两侧视信息组特意重迭几个象素，例如，十个象素。这样，在拼接以前，在信号编码和传输过程中，中心和两侧视频信息组信号共享几个冗余象素。

在宽屏幕接收机中，中心和两侧视频信息组由其相应的信号重新构成，但是，由于对于视频信息组的信号进行了时间扩展、时间压缩及滤波，所以在两侧和中心视频信息组的边界上的几个象素是不可靠的，或失真的。重迭区（OL）和不可靠的象素（CP;为了清楚起见，稍有夸张）用与图14中信号YS和YC有关的波形表示。如果视频信息组无重迭区，则不可靠的象素将互相连接起来，就会看到一条接缝。已发现，10个象素宽的重迭区对于补偿三到五个不可靠的边界象素来说，是足够宽的。

冗余象素有利地容许两侧和中心视频信息组在重迭区中混合起来。在把信号YS送到信号组合器1415上以前，乘法器1411在重迭区中把两侧视频信息组信号YS乘以加权函数W，如有关波形所说明的。同样地，在把信号YC送到组合器1415上以前，乘法器材1412在重迭区中把中心视频信息组信号YC乘以互补加权函数（1-W），如有关波形所说明的。这些加权函数在重迭区具有线性斜坡型特性并含有0与1之间的值。加权以后，两侧和中心视频信息组通过组合器1415相加，因此，每个重新构成的象素都是两侧和中心视频信息组象素的线性组合。

加权函数在重迭区的最里面边界附近最好应接近于1，而在最外 面边界处应接近于零。这将保证不可靠的象素对重新构成的视频信息组边界有较小的影响。所示线性斜坡型加权函数满足这一要求。但是，加权函数不一定是线性的，也可以采用具有曲线或园拱端点部分（即在1和0加权点附近）的非线性加权函数。这样的加权函数能够通过滤波所示类型的线性斜坡型加权函数很容易地获得。

加权函数W和1-W能够通过含有响应于代表象素位置的输入信号查询表的网络及减法组合器很容易地产生。两侧-中心象素重迭位置是已知的，查询表是按照响应于输入信号来提供对应于加权函数W的、从0到1的输出值而编程的输入信号可以用各种方式来产生，例如用与每个同步脉冲同步的计数器。互补加权函数1-W可通过从1中减去加权函数W来产生。

图22示出适用为图1a中信号YF从逐行扫描转换到隔行的转换器17C的装置。图22还示出逐行扫描输入信号一部分的图，YF具有在所示垂直（V）和时间（T）平面中的取样A、B、C和X，V-T平面也示于图2a。逐行扫描信号YF通过单元2210和2212受到525H延迟，用来从取样B产生已相对延迟的取样X和A。取样B和A在送到除2网络2216上以前，在加法器2214中相加。来自网络2216的输出信号在网络2218中与取样X相减组合产生信号YT。此信号送到开关2220的一个输入端上，此开关以两倍隔行水平行扫描速率工作。开关2220的另一个输入端接受来自延迟单元2210输出的已延迟信号YF。开关2220的输出送到以4×fsc速率读、以8×fsc速率写的双端存储器2222上，以便在其输出端上产生隔行形式的信号YF′和YT。

图23示出适用为图1a中转换器17a和17b的装置。在图23中，在把逐行扫描信号IF（或QF）送到双端存储器2312上以前，把信号IF（或QF）送到525H延迟单元2310上，2312在4fsc速率读、8fsc速率写以便产生隔行输出信号IF′（或QF′）。图23还示出表示具有与取样C和X有关的第一、第二行逐行扫描输入信号和隔行输出信号（具有取样C的第一行以H/2的速率拉长）的波形。双端存储器2312仅输出拉长形式的、输入信号的第一行取样（C）。

图24示出单元80的细节。信号X和Z分别送到非线性幅度压缩器2410和2412的地址输入端上。压缩器2410和2412是可编程只读存储器（PROM），每一个PROM包括一查询表，表中含有相应于所需非线性γ压缩函数的已编程值。此函数由装置2412附近瞬时输入对输出响应来表示。来自单元2410和2412的数据输出端的已压缩信号X和Z分别送到信号乘法器2414和2416的信号输入端上。乘法器2414和2416的基准输入端接受相应的相互为正交相位关系的交替副载波信号ASC，即信号ASC是正弦和余弦形式。来自乘法器2414和2416的输出信号在组合器2420中相加产生已正交调制的信号M。在图13的解码器结构中，已压缩的信号X和Z利用传统的正交解调技术来恢复，这些信号的互补非线性幅度扩展利用具有查询表的有关可编程只读存储器来实现，查询表以与可编程只读存储器2410和2412数值互补的数值来编程。

Claims (13)

1、一种视频信号处理装置，包括：

具有一个用来接受视频信号的输入端，一个输出端和一个所述输入端及输出端的中间点的信号延迟装置；

用来有选择地在第一时间间隔内把所述输入端及所述中间点的信号耦合到信号通路中，并且有选择地在第二时间间隔内把所述中间点及所述的输出端信号耦合到所述信号通路中的装置；以及

用来把来自所述中间点和所述信号通路的信号组合起来的第一装置。

2、根据权利要求1的一种装置，其特征在于，

在所述第一时间间隔内，所述有选择的耦合装置对所述信号通路提供差信号，该差信号表示所述延迟装置输入端信号与所述中间点信号之间的信息内容之差;以及

在所述第二时间间隔内，所述有选择的耦合装置对所述信号通路提供差信号，该差信号表示在所述延迟装置输出端的信号与所述中间点信号之间的信息内容之差。

3、根据权利要求1的一种装置，其特征在于，

所述信号延迟装置在所述输入端和所述中间点之间以及在所述中间点和所述输出端之间呈现262H的时间间隔，此处H为水平行时间间隔;以及，

所述第一和第二时间间隔是图象场时间间隔。

4、根据权利要求3的一种装置，其特征在于，

由所述第一组合装置提供的已组合信号中含有已帧内处理的高频信息，不包括低频信息。

5、根据权利要求1的一种装置，其特征在于，

所述延迟装置接受电视类型的信号，此信号含有已帧内处理的信息的第一分量并含有已帧内处理的信息的第二分量，该已帧内处理的信息调制具有交替相位的载波信号;以及

所述第一组合装置提供一已组合信号，此信号含有从所述第一分量得到的信息。

6、根据权利要求5的一种装置，其特征在于，

所述信号延迟装置在所述输入端和所述中间点之间以及在所述中间点和所述输出端之间呈现262H的时间间隔，此处H为水平行时间间隔;

所述第一和第二时间间隔是图象场时间间隔;以及，

所述载波信号具有场交替相位。

7、根据权利要求1的一种装置，其特征在于，所述有选择的耦合装置包括：

具有用来接受来自所述中间点的信号的第一输入端，耦合到所述信号通路上的输出端，以及第二输入端的第二组合装置;以及

用来在所述第一时间间隔内，把来自所述延迟装置的所述输入端的信号耦合到所述第二组合装置的所述第二输入端上，并且用来在所述第二时间间隔内，把来自所述延迟装置的所述输出端的信号耦合到所述第二组合装置的所述第二输入端上的开关装置。

8、根据权利要求7的一种装置，其特征在于，

由所述第二组合装置处理的信号基本上被相等的加权并具有相反的极性。

9、根据权利要求1的一种装置，其特征在于，

所述信号通路含有一滤波器。

10、根据权利要求1的一种装置，其特征在于，

所述延迟装置接受电视类型的信号，此信号代表具有两侧部分图象信息和主要的并非两侧部分图象信息、并且图象宽高比大于标准电视图象宽高比的宽屏幕图象;

所述电视类型的信号含有第一分量;此分量具有已时间压缩到所述第一分量的过扫描区域中去的两侧部分图象信息，并具有非两侧部分的主要信息;所述第一分量在所述非两侧部分信息（不包括所述已压缩的部分信息）的高频部分内已进行帧内处理;

所述信号通路包括一个高通滤波器及一个门电路，用来允许所述信号通路基本上只在与所述非两侧部分主要信息有关的时间间隔内才通过来自所述选择耦合装置的信号。

11、根据权利要求10的一种装置，其特征在于，

在所述第一时间间隔内，所述选择耦合装置对所述信号通路提供一差信号，该差信号表示在所述延迟装置输入端的信号与在所述中间点的信号之间的信息内容之差;

在所述第二时间间隔内，所述选择耦合装置对所述信号通路提供一差信号，该差信号表示在所述延迟装置输出端的信号与所述中间点的信号之间的信息内容之差;

所述信号延迟装置在所述输入端与所述中间点之间及在所述中间点与所述输出端之间呈现262H的时间间隔，此处H为水平行时间间隔;以及

所述第一和第二时间间隔是图象场时间间隔。

12、根据权利要求11的一种装置，其特征在于，

所述电视类型的信号含有第二分量，此分量含有已帧内处理的辅助信息，该已帧内处理的辅助信息调制交替副载波，而不是色副载波，该交替副载波具有从一个图象场到下一个象场倒相的相位。

13、根据权利要求12的一种装置，进一步包括：

具有耦合到所述信号通路上，接着耦合到所述高通滤波器及门电路上的一个输入端，并具有一个输出端的信号倒相装置，用来提供所述第二分量。

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