JPH0191583A - 多重伝送信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重伝送システムに係り、特に映像信号にデ
ィジタル符号化した音声などを多重して伝送するに有効
な伝送信号を受信する多重伝送信号再生装置に関する。

〔従来の技術〕

ディジタル符号化されたＰＣＭ音声と映像信号を多重す
る方法については、昭和５８年６月発行財団法人電波技
術協会編の衛星放送受信技術調査会報告書第１部「衛星
放送受信機」などで報告されているが、現行ＮＴＳＣの
映像信号に５．７２７２Ｍ七の副搬送波を用いてＰＣＭ
音声を多重しているため、現行の地上テレビジョン放送
の帯域を満足せず、地上テレビジョン放送に用いること
は困難である。

一方、現行地上テレビジョン放送への多重伝送の可能性
を昭和５８年１月に日本放送出版協会より発行された日
本放送協会編の放送技術双書２「放送方式」の２０５頁
に記載されているが、高品質音声２チヤネルを伝送する
ための約ＩＭビット／秒の伝送容量を確保できる方式に
ついては記載されていなかった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、現行地上テレビジョン放送に高品質の
音声信号を多重伝送する方式が無かった。

本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多重
伝送する場合、それらの信号を安定に受信再生するため
の再生装置を提供することにあり、特に現行地上テレビ
ジ目ン放送に高品質なディジタル符号化した音声信号な
どの信号を多重伝送する伝送方式を安定に受信再生する
に有効な多重伝送信号再生装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、搬送波を振幅変調する信号以外の多重信号
で前記搬送波と直交位相関係を有した搬送波を変調した
後、前記振幅変調した搬送波と合成して多重伝送された
多重信号を復調する受信機において、搬送波再生回路と
同期検波回路により直交位相関係で多重伝送された多重
伝送信号を検波した後の信号を３値復調回路、またはデ
ィジタル復号回路を用いることにより達成される。また
前記振幅変調した搬送波の検波に搬送波再生型検波（擬
似同期検波ともいう）を用いているものは搬送波再生回
路を構成する搬送波周波数選択回路の選択帯域を搬送波
付近のスペクトルの抑圧された帯域以内に狭＜Ｌ、ＰＬ
Ｌ同期検波を用いているものは搬送波再生回路を構成す
るＰＬＬの応答周波数帯域を搬送波付近のスペクトルの
抑圧された帯域以内に狭帯域にすることにより達成され
る。

〔作　用〕

同期検波回路と搬送波再生回路により多重された信号を
検波し、その後２つのコンパレータを用いた３値復調回
路またはディジタル復号回路によって多重された信号を
再生することができ、多重伝送する信号の搬送波近傍の
スペクトルが抑圧された帯域内となるように搬送波再生
回路の応答帯域が狭くされているので、多重されて伝送
された信号を安定に再生できる。また、搬送波再生型検
波の場合は搬送波周波数の選択帯域を狭くすることによ
り、ＰＬＬ同期検波の場合はＰＬＬの応答周波数帯域を
狭くすることによって、振幅変調された搬送波と直交位
相関係の搬送波で多重伝送された直交多重信号からの振
幅変調した搬送波への妨害が軽減されるので、直交変調
信号によって引き起こされた位相変動による振幅変調し
た搬送波の位相変動を低減できる。

〔実施例〕

以下、本発明の受信機の一実施例として現状の地上放送
テレビジョンにディジタル符号化した音声信号を多重伝
送した場合の例を第１図に示す。

１０１はアンテナ、１０２は高周波増幅回路、１０３は
周波数変換回路、１０４は受信機用の再生ＩＦフィルタ
、１０５は中間周波増幅回路、１０６は映像信号検波回
路、１０７は映像信号増幅回路、１０８は色差信号復調
回路、１０９は原色信号復調回路、１１０はブラウン管
、１１１は音声中間周波増幅回路、１１２は音声ＦＭ検
波回路、１１３は音声信号出力端子、１１４は帯域通過
フィルタ、１１５は同期検波回路、１１６は搬送波再生
回路、１１７は３値識別回路、１１８は２値変換回路、
１１９は符号識別回路、１２０はクロック再生回路、１
２１はディジタル信号処理回路、１２２はディジタル・
アナログ変換回路（以下ＤＡＣと略す）、１２３はディ
ジタル符号化して伝送された音声信号の出力端子である
。

アンテナ１０１より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路１０２で増幅し１周波数変換回路１０３で復調
用の中間周波に周波数変換し、受信機用の再生ＩＦフィ
ルタ１０４を介し、中間周波増幅回路１０５で増幅する
０選局は周波数変換回路１０３の局部発振周波数を変え
ることで行われる。中間周波増幅回路１０５で増幅され
た信号から映像信号帯域については映像信号検波回路１
０６で検波し、映像信号増幅回路１０７の出力の輝度信
号と色差信号復調回路１０８の出力の色差信号とから原
色信号復調回路１０９でＲ，Ｇ。

Ｂの三原色を得、ブラウン管１１０に映し出す。

一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回路
１１１で増幅し、音声ＦＭ検波回路１１２で検波復調し
て音声信号出力端子１１３に音声信号を得る０以上は従
来のテレビジョン受信機と同一である。

以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調する
ために１周波数変換回路１０３の出力を帯域通過フィル
タ１１４により多重伝送されたディジタル符号化した音
声信号帯域を選択して増幅し、同期検波回路１１５にお
いて、搬送波再生回路１１６で再生された搬送波に同期
した信号を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分
で変調された信号を検波復調する。その復調波形を３値
識別回路１１７で＋１．Ｏ，−１の３つの状態に識別す
る。この３値ディジタル信号を２値変換回路１１８で＋
１，０の２値ディジタル信号に変換する。３値識別回路
１１７と２値変換回路１１８の詳しい説明はあとで行う
。２値変換回路１１８において２値に変換されたディジ
タル信号は符号識別回路１１９とクロック再生回路１２
０を用いて誤り率の少ない点（いわゆるアイパターンの
最大開口部）でディジタル符号にする。ディジタル符号
はディジタル信号処理回路１２１で伝送途中で生じた誤
りを誤り検出訂正符号を用いて検出訂正する。誤り検出
訂正された後のディジタル信号をＤＡＣ１２２でアナロ
グ信号に変換して音声信号に戻し、ディジタル符号化し
た音声信号の出力端子１２３に得る０本実施例によれば
、搬送波再生回路１１６の搬送波周波数選択帯域または
ＰＬＬの応答周波数帯域は直交多重信号のスペクトルが
抑圧されている帯域内なので安定に直交多重信号を受信
できる効果がある。

上記受信機の一実施例で受信できる信号を発生する送信
機の例を第２図に示す。２０１は音声信号入力端子、２
０２はＦＭ変調器、２０３は音声信号搬送波発生器、２
０４は映像信号入力端子、２０５はマトリックス回路、
２０６は輝度信号処理回路、２０７は色差信号処理回路
、２０８は加算回路、２０９は映像変調器、２１０は映
像信号搬送波発生器、２１１はディジタル符号化して伝
送する音声信号の入力端子、２１２はアナログ・ディジ
タル変換器（以下ＡＤＣと略す）、２１３はディジタル
信号処理回路、２１４は３値交換回路、２１５は低域通
過フィルタ、２１６は９０度移相器、２１７はディジタ
ル符号化した音声信号用の変調器、２１８は加算器、２
１９は残留側波帯振幅変調用の送信ＶＳＢフィルタ、２
２０は加算器、２２１はアンテナ、２２２はイコライザ
である。

音声信号入力端子２０１からの音声信号で音声信号搬送
波発生器２０３からの音声用搬送波をＦＭ変調器２０２
においてＦＭ変調する。映像入力端子２０４に入力され
たＲＧＢの三原色信号をマトリックス２０５で輝度信号
と色差信号とに分けおのおの輝度信号処理回路２０６と
色差信号処理回路２０７で処理した後、加算器２０８で
加算する。加算後の信号で映像信号搬送波発生器２１０
からの搬送波を映像変調器２０９を用いて変調し送信Ｖ
ＳＢフィルタ２１９でテレビジョン放送帯域に帯域制限
して加算器２２０で音声信号と加算してアンテナ２２１
より送信する。

以上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送と
同一である０以上の信号に高品質な音声を伝送するため
に以下を追加する。

多重する音声信号を入力端子２１１に加え、音声信号を
ＡＤＣ２１２でディジタル信号に変換し、ディジタル信
号処理回路２１３で伝送中に生じる誤りを検出訂正する
ための符号を追加したり、インタリーブ処理をほどこす
。処理後のディジタル符号は３値変換回路２１４で＋１
，０の２値ディジタル信号から＋１．Ｏ，−１の３値デ
ィジタル信号に変換し、３値ディジタル信号のスペクト
ル帯域に適した低域通過フィルタ２１５を介して不要な
高域成分を削除する。このディジタル符号化した音声で
、移相器２１６を介して９０度移相された映像信号搬送
波をディジタル符号化した音声信号用の変調器２１７で
変調し、受信機の再生１Ｆフイルタ１０４の特性による
直交性への影響を防ぐため再生ＩＦフィルタの逆特性を
有したイコライザ２２２を通し、加算器２１８を用いて
映像信号で変調された搬送波と加算する。その結果、映
像用の搬送波は、映像信号とディジタル符号化した音声
信号と直交関係で変調されることとなる。

変調されるスペクトルを第３図に示し、映像搬送波の映
像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態の
ベクトル図を第４図に示す。

第３図の３０１は映像信号のＶＳＢフィルタ後のスペク
トル、３０２はＦＭ変調された音声信号のスペクトル、
３０３はディジタル符号化した音声信号のスペクトルを
示す、３０４については後で説明する。ここで、映像信
号スペクトル３０１とディジタル符号化した音声信号の
スペクトル３０２とは直交で多重するため第３図では２
段に分けて示し、ディジタル符号化した音声信号のスペ
クトルは、イコライザ２２２の影響を考慮していない。

第３図において、映像搬送波に対して−０，７５ＭａＸ
以下のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とす
るＶＳＢフィルタによって減衰されている、４．２ＭＨ
ｚまでは映像信号が４．５ＭＨｚ近傍には音声搬送波が
ＦＭ変調されたスペクトラムが存在している。映像搬送
波に対して±０．７５ＭＨｚについては両側波帯が送信
されるため、一般の振幅変調（ＤＳＢ）と考えて良い。

その両側波帯を有している搬送波に直交して±０．７５
ＭＨｚ以内の信号をディジタル符号の１と０に相当させ
て振幅Ａと−Ａとで変調すると、搬送波のベクトルは映
像信号を１とした場合 ｅｏｓωｃｔ　　±Ａ　ｓｉｎ　（１）　　ｃｔ　　　
　（１）となる、ここでωＣは搬送波の角周波数である
。

このようすを第４図に示す。

ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した音
声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路がｃｏｓ
ωａｔで同期検波しているものについてはＡの値にかか
わらずＣＯＳωａｔの係数のみ（すなわち映像信号のみ
）が再生され妨害とはならない、また映像信号検波回路
が包絡線検波をしているものについてはＡの値を１より
下げることで妨害を軽減できる０例えばＡを０．１とす
ると、８　：　１　、　ＯＯ５ト’ｔ　リ、１に比べて
０．００５の信号（約−４０ｄＢ）が影響するが。

映像信号のＳＮ比は４０ｄＢ以上あれば実用上問題ない
と考える。

一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨害
は、第１図に示すように同期検波回路１１５で搬送波に
直交した成分のみを復調することで排除できる。信号レ
ベル対雑音の比（以下ＳＮ比と呼ぶ）について考えると
、映像信号のＳＮ比が４０ｄＢが実用レベルとすると、
帯域幅がディジタル符号化した音声信号の伝送帯域幅Ｉ
ＭＨｚに比べ約４倍であるため、ディジタル符号化した
音声信号のＳＮ比は４６ｄＢとなるが、変調レベルＡを
０．１とすると伝送ＳＮ比は２６ｄＢ程度となる。

また、ディジタル信号のＳＮ比とピットエラーレートと
の関係を一般的な二値信号で考えてもＳＮ比が１７．４
ｄＢテ１０−”ｔ”アル、映像信号ノＳＮ比が４０ｄＢ
の場合にはディジタル符号化した音声信号の伝送ＳＮ比
は２６ｄＢであり、ディジタル信号の伝送として実用上
充分な値である。

次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル３０３
及び３値変換回路２１４について考える。

ディジタル符号化した音声信号のスペクトル３０３は第
３図に示すように搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧
したものとする。これは、変調器２１７で変調する前の
ベースバンドディジタル信号の低域成分を抑圧すること
で実現でき、３値変換回路２１４は２値のディジタル信
号を３値に変換することで、伝送容量を減らすことなく
低域成分を抑圧することができる。

第５図は上で述べた機能を有する３値変換回路２１４の
一例である。５０１は２値デイジタルデータ入力、５０
２は遅延回路、５０３，５０４はインバータ、５０５，
５０６はＡＮＤ回路、５０７はインバータ、５０８は加
算器、５０９は３値デイジタルデータ出力である。第５
図の動作を第６図のタイミングチャートを用いて説明す
る。

第６図（σ）は２値ディジタルデータ波形、（ｂ）は遅
延回路５０２出力、（ｃ）はＡＮＤ回路５０５出力、（
ｄ）はインバータ５０７出力、（ｅ）は３値デイジタル
データ波形（加算器５０８出力）である。

（σ）図に示す２値デイジタルデータは遅延回路５０２
により時間τだけ遅延を受け（ｂ）図に示すタイミング
波形となる。ここで時間τは１データ長Ｔよりも短い時
間とする。アンド回路５０５で２値デイジタルデータ（
σ）と遅延回路出力（ｂ）のインバートのアンドをとり
２値デイジタルデータ（σ）の立ち上がりエツジを（ｃ
）図のように検出する。同様にアンド回路５０６で２値
デイジタルデータのインバートと遅延回路出力（ｂ）の
アンドをとり２値デイジタルデータ（σ）の立ち下がり
エツジを検出し、これをインバート５０７で反転して（
ｄ）図の波形を得る。加算器５０８で（ｃ）図の波形と
（ｄ）図の波形を加算すると（６）図に示す３値デイジ
タルデータとなる。Ｃａ）図と（ｅ）図を見比べると、
３値デイジタルデータは２値ディジタルデータの立ち上
がりエツジでＨｉｇｈ（＋　１　）、立ち下がりエツジ
でＬｏｗ（−１）のパルスをパルス幅τで発生し、その
他ではＨｉｇｈとＬｏｗの中間電位（０）となっている
ことがわかる、このように２値デイジタルデータを３値
デイジタルデータに変換することによりベースバンドデ
ィジタル信号の低域成分を抑圧することができ、これか
ら不要高周波成分をＬＰＦ２１５で除去して、ディジタ
ル符号化した音声信号用の変調器２１７で変調すること
により搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したディジ
タル符号化した音声信号のスペクトル３０３が得られる
。

次に第５図の回路構成で搬送波近傍の周波数成分を低減
した場合の効果について説明する。第３図３０４は、搬
送波再生型検波の場合は搬送波再生回路を構成する搬送
波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域を、あるいは
ＰＬＬ同期検波の場合は搬送波再生回路を構成するＰＬ
Ｌの周波数応答帯域を表す。帯域３０４内に搬送波周波
数成分以外の信号が含まれている場合、それらは搬送波
再生の妨害となり、映像検波特性を劣化させる原因とな
る。ディジタル符号化した音声信号のスペクトル３０３
はこの妨害成分となるため、応答帯域３０４の帯域内の
スペクトルがより多く抑圧されることが望ましい。この
ように、ディジタル符号化した音声信号のスペクトル３
０３の搬送波周波数部分のスペクトルを抑圧した帯域内
に搬送波周波数選択帯域またはＰＬＬの周波数応答帯域
を選ぶことにより直交多重したディジタル符号化した音
声信号からの妨害が軽減できる効果がある。

第７図は第１図の３値識別回路１１７及び２値変換回路
１１８の一実施例を示す。１１７は３値識別回路、１１
８は２値変換回路であり、７０１は３値デイジタルデー
タ入力端子、７０２は直流カット用のコンデンサ、７０
３は直流動作点をＯＶ　（ＧＮＤ）にするための抵抗、
７０４はアンプ、７０５，７０６はコンパレータ、７０
７゜７０８は基準電圧源、７０９はＲ８−フリップフロ
ップ、７１０は２値デイジタルデータ出力端子である。

第８図は第７図の動作説明図である。第８図（σ）は帯
域制限を受けた３値デイジタルデータ（アンプ７０４出
力）、（ｂ）はコンパレータ７０５出力、（Ｃ）はコン
パレータ７０６出力、（ｄ）は２値デイジタルデータ（
Ｒ８−フリップフロップ７０９出力）である。入力端子
７０１より入力された３値デイジタルデータはコンデン
サ７０２で直流カットされる。３値デイジタルデータは
低域成分を含んでいないため抵抗７０３により動作点が
Ｏｖとなり、アンプ７０４で増幅され第８図（σ）の波
形を得る。アンプ７０４の出力はコンパレータ７０５．
７０６によりそれぞれ基準電圧源７０７．７０８１’発
生する電圧ｖ１．■２と第７図に示す極性で比較される
。基準電圧源７０７で発生する電圧Ｖ□及び基準電圧源
７０８で発生する電圧ｖ２は第８図（σ）に示すように
それぞれ符号誤り率が最小となるよう電圧値に調整して
おく。コンパレータ７０５，７０６の出力はそれぞれ第
８図（ｂ）、（Ｑ）のようになり、コンパレータ７０５
は３値デイジタルデータの＋１を、コンパレータ７０６
は３値デイジタルデータの−１を識別する。識別された
信号は２値変換回路１１８に送られる。今、３値デイジ
タルデータが第５図に示すように変調されているとする
と、２値変換回路１１８はＲ８−フリップフロップで構
成される。すなわち、３値デイジタルデータの＋１は２
値デイジタルデータの立ち上りを、３値デイジタルデー
タの−１は２値デイジタルデータの立ち下りを意味する
ため、立ち上り情報であるコンパレータ７０５出力をＲ
３−フリップフロップのセット端子Ｓに、立ち下り情報
であるコンパレータ７０６出力をＲ８−フリップフロッ
プのリセット端子Ｒに入力することにより、Ｒ３−フリ
ップフロップの出力端子から第８図（ｄ）に示す２値デ
イジタルデータを復調することができる。

第９図は３値識別回路１１７．２値変換回路１１８及び
符号識別回路１１９の機能をもった回路例である。第１
図、第７図と同一符号のものは同一機能を示し、９０１
はサンプル・ホールド回路（以下Ｓ／Ｈ回路と略す）９
０２はクロック信号である。第９図の説明を第１０図を
用いて行う。

第１０図（σ）は３値デイジタルデータ、（ｂ）はクロ
ック信号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路９０１出力、（ｄ）はコ
ンパレータ７０５出力、（ｅ）はコンパレータ７０６出
力、（ｆ）は２値デイジタルデータ（Ｒ８−フリップフ
ロップ１１８出力）である、Ｓ／Ｈ回路９０１は第１０
図（ｂ）に示すようなりロック信号９０２の立ち上りエ
ツジでサンプルし、次のサンプルまでその値をホールド
する。クロック再生回路１２０で再生されたクロック信
号９０２は１データ長Ｔを１周期とした信号であり、ク
ロックの立ち上りは符号誤り率の少ない点（いわゆるア
イパターンの最大開口部）に位置する。Ｓ／Ｈ回路９０
１出力は第１０図（ｃ）に示すものであり、入力端子７
０１で入力した３値デイジタルデータをクロック信号９
０２に同期した３値のディジタル符号に識別する。以下
３値ディジタル符号はコンパレータ７０５，７０６に入
力され第７図で説明した動作と同様に３値ディジタル符
号を＋１゜０２−１に識別し２値ディジタル符号（第１
０図（ｆ））に変換する。第９図の回路を用いることに
より、第１０図１００１に示すようなノイズが生じた場
合においてもそのノイズの位置がＳ／Ｈ回路９０１のサ
ンプル点からはずれていれば全く復調した２値ディジタ
ル符号に影響をおよぼさず、符号誤り率特性を劣化させ
ない効果がある。

第１１図は３値識別回路１１７．２値変換回路１１８及
び符号識別回路１１９の機能をもった他の回路例である
。第９図と同一符号のものは同一機能を示し、１１０１
はＳ／Ｈ回路、１１０２はウィンド・コンパレータ、１
１０３，１１０４は加算器１１０５は中間レベル検出信
号である。

第１１図の基本動作は第９図と同様であるため、第９図
と異なる動作をする部分を第１２図を用いて説明する。

第１２図において（σ）は３値デイジタルデータ。

（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路９０１出力
、（ｄ）はウィンド・コンパレータ出力（中間レベル検
出信号１１０５）である。今、アンテナ１０１で受けた
信号が空間伝送路や他の原因によりひずみを受けており
、そのため入力端子７０１に入力される３値デイジタル
データが第１２図（σ）に示すように中間レベルに対し
て）Ｉｉｇｈレベルのパルスの方がＬｏｗレベルのパル
スよりも高くなった場合を考える。この時、３値デイジ
タルデータはＤＣ成分を含んだ信号となりコンデンサ７
０２でＤＣカットし抵抗７０３で動作点を決めた場合、
第１２図（σ）に示すような中間レベルが○Ｖとならな
い信号となる。この信号をＳ／Ｈ回路９０１を用いて第
１２図（ｂ）のクロック信号９０２の立ち上りエツジで
サンプルし次のサンプル点までその値をホールドすると
第１２図（Ｃ）に示す波形となり、中間レベルでΔＶの
オフセットを持つ信号となる。第１２図（Ｃ）の信号は
コンパレータ７０５，７０６の入力となるとともに、ウ
ィンド・コンパレータ１１０２．Ｓ／Ｈ回路１１０１の
入力となる。ウィンドコンパレータ１１０２は第１２図
（Ｑ）の信号から中間レベル部分を検出しその期間だけ
！（ｉｇ　ｈレベルを第１２図（ｄ）のように出力する
。なお、中間レベル検出信号１１０５はコンパレータ７
０５，７０６出力からもつくることが可能である。Ｓ／
Ｈ回路１１０１はこのウィンド・コンパレータ１１０２
の出力を受はウィンド・コンパレータ１１０２の出力が
Ｈｉｇｈの期間でサンプルしＬｏｗの期間はホールドと
する。

このように動作することでＳ／Ｈ回路１１０１は３値デ
イジタルデータの中間レベルのオフセットΔＶを抽出す
ることができる。ここで基準電圧源７０７の出力ｖ１．
基準電圧源７０８の出力ｖ２は０Ｖ（ＧＮＤ）を基準と
して設定されているため３値デイジタルデータの中間レ
ベルに△Ｖのオフセットがあるとそれだけ誤差となる。

したがってその誤差成分であるΔＶを加算器１１０３゜
１１０４を用いてそれぞれ基準電圧源７０７出力Ｖ工、
基準電圧源７０８出力ｖ２と加算すれば最適な基準電圧
をコンパレータ７０５，７０６に与えることができる１
以上述べたように第１１図の回路構成によれば３値デイ
ジタルデータの中間レベルに対するＨｉｇｈ、　Ｌｏ％
ｌのパルス高のアンバランスの影響を打ち消すことがで
き、最適な基準電圧を用いて３値ディジタル信号の３値
識別を行うことができる。なお、第１１図の誤差電圧打
ち消し回路は第７図の３値識別回路に用いることもでき
る。

本発明の他の実施例を第１３図に示す、第１図と同一符
号のものは同一機能を表し、第１図と異なる点はクロッ
ク再生回路１２０の入力を２値変換回路１１８より得て
いる点である。この構成によるとクロック再生回路１２
０をディジタル回路で構成できる効果がある。

第１４図は本発明の他の実施例である。第１図と同一符
号は同一機能を表し、１４０１はディジタル復調回路で
ある。第１図と異なる点について説明する。同期検波回
路１１５により検波復調された信号は符号識別回路１１
９とクロック再生回路１２０に入力され、符号識別回路
１１９とクロック再生回路１２０を用いて誤り率゛の少
ない点（いわゆるアイパターンの最大開口部）でディジ
タル符号にする。このディジタル符号は低域成分を抑圧
するようなディジタル変調を受けておりディジタル復調
回路１４０１を用いてこれを復調し変調前のディジタル
符号を得、ディジタル信号処理回路１２１で伝送途中で
生じた誤りを誤り検出訂正符号を用いて検出訂正しＤＡ
Ｃ１２２でアナログ信号に変換して音声信号を出力端子
１２３より得る。

上記受信機の一実施例で受信できる信号を発生する送信
機の例を第１５図に示す。第２図と同一符号は同一機能
を示し、１５０１はディジタル変調回路である。第２図
と異なる点について説明する。ディジタル信号処理回路
２１３により伝送中に生じる誤りを検出訂正するための
符号の追加やインタリーブ処理をほどこしたディジタル
符号はディジタル変調回路１５０１によって低域成分を
抑圧するようなディジタル変調方式１例えばＦＭ変調方
式やＺＭ変調方式を用いてディジタル変調を行う、なお
ＦＭ変調方式やＺＭ変調方式については例えば１９７８
．１２．１１号日経エレクトロニクスＰ１２６〜Ｐ１６
４　ｒディジタル磁気記録の変復調方式」に述べられて
いるためここでは説明を省略する。ディジタル変調回路
１５０１出力はＬＰＦ２１５で不要高周波成分を除去し
、ディジタル符号化した音声信号用の変調器２１７で変
調することにより搬送波周波数部分のスペクトルを抑圧
したディジタル符号化した音声信号のスペクトル第３図
３０３が得られる。以下第２図と同様の動作である。

第１４図の実施例の場合良好なＳＮ比で受信再生できる
効果がある。

第１６図は本発明の他の実施例であり、第１図。

第１４図と同一符号は同一機能を示し、１６０１は多値
復調回路である。本実施例で受信できる信号を発生する
送信機の例を第１７図に示す。第２図、第１５図と同一
符号は同一機能を示し、１７０１は多値変調回路である
。ディジタル変調回路１５ｏ１は第１５図と同様の動作
であるが。

ディジタル変調を行うことにより低域成分を抑圧させる
ことができる反面、伝送容量を一定とすると伝送帯域が
広がってしまう、そこで多値変調回路１７０１により多
値方式やデュオバイナリ−符号などの符号間干渉を積極
的に利用するパーシャルレスポンス方式を用いて伝送帯
域の圧縮などを行い、伝送容量を改復することができる
。多値変調回路１７０１はＬＰＦ２１５に入力され、以
下は第１５図と同様の動作である。第１６図の受信回路
は第１７図からの送信信号を受け、同期検波回路１１５
により検波復調された信号は、多値復調回路１６０１に
入力し、ディジタル変調されたディジタルデータを復調
する。以下は第１４図の動作と同様である。なお、パー
シャルレスポンス方式については、昭和５６年９月発行
オーム社版「現代ディジタル通信方式」のＰ１３７〜Ｐ
１４２などに示されているので詳細は省略する。第１４
図の実施例によれば伝送容量を減らすことなく低域成分
を抑圧できる効果がある。

本発明の他の実施例を第１８図に示す、第１図と同一符
号のものは同一機能を示し、１８０１は映像信号ＡＧＣ
回路、１８ｏ２はディジタル音声系ＡＧＣ回路である。

アンテナ１０１で入力される電波に強弱があると、それ
に応じて３値識別回路１１７の入力も変動し、その結果
３値識別回路１１７を構成するコンパレータ７０５，７
０６の基準電圧源７０７，７０８の発生電圧Ｖ工、ｖ２
の値が最適な基準電圧ではなくなる問題が第１図の実施
例では考えられる。第１８図は第１図の受信機のディジ
タル音声系にＡＧＣ回路を設け、上記対策を行ったもの
である。また映像信号ＡＧＣ回路１８０１は従来のテレ
ビジョン受信機に用いられており、ここでは説明の都合
上図に加えたものである。映像信号ＡＧＣ回路１８０１
は検波された映像信号を利用して入力電波の強弱を判断
し、それに応じて高周波増幅回路１０２や中間周波増幅
回路１０５の利得を制御する。映像信号の電波の強弱と
映像信号と直交関係に変調されたディジタル符号化した
音声信号の強弱は比例しているため、映像信号ＡＧＣ回
路１８０１のＡＧＣ制御電圧を用いてディジタル音声系
のＡＧＣもかけることができる。ＡＧＣ回路１８０２は
、映像信号ＡＧＣ回路１８０１のＡＧＣ１制御信号を受
け、３値識別回路１１７の入力レベルを一定とするよう
に利得を制御する。本実施例によれば簡単な回路構成で
検波後のディジタルデータにＡＧＣをかけることができ
、またＡＧＣ回路１８０２の動作帯域をベースバンド帯
域とすることができる効果がある。

本発明の他の実施例を第１９図に示す。第１８図と同一
符号のものは同一機能を示し、１９０１はディジタル音
声系ＡＧＣ回路である。第１９図も第１図の受信機のデ
ィジタル音声系にＡＧＣ回路を設けたものであり、映像
信号ＡＧＣ回路１８０１のＡＧＣ制御電圧を用いる点は
第１８図と同様であるがＡＧＣ回路の挿入位置をＢＰＦ
１１４と同期検波回路１１５の間とする点が第１８図の
例と異なる。第１９図の実施例によると簡単な回路構成
でディジタル音声系のＡＧＣをかけることができ、また
同期検波回路１１５の入力レベルが一定となるようにＡ
ＧＣ回路１９０１は制御されるため、その一定レベルを
同期検波回路１１５の最適動作レベルとすれば、同期検
波回路１１５は常に最良の状態で動作することができる
効果がある。なお、ＢＰＦ１４の前にＡＧＣ回路を設け
たり、高周波増幅回路１０２の利得可変のみで従来テレ
ビジョン受信回路、ディジタル音声回路の両方ともＡＧ
Ｃをかけることも考えられる。

本発明の他の実施例を第２０図に示す。本実施例もディ
ジタル音声系のＡＧＣ回路に関する。第１８図と同一符
号のものは同一機能を示し、２００１はエンベロープ検
出回路である。第２０図はＡＧＣ回路上８０２のＡＧＣ
制御信号をエンベロープ検出回路２００１を用いて生成
する。エンベロープ検出回路２００１の動作を第２１図
及び第２２図を用いて説明する。第２１図のエンベロー
プ検出回路は３値識別回路の１部を利用して構成してい
る。第９図と同一符号は同一機能を表し、２１０１はＳ
／Ｈ回路、２１０２はＡＧＣ制御信号、２１ｏ３はＡＧ
Ｃ制御信号出力端子である。第２１図の３値識別回路と
しての動作は第９図と同様であり、エンベロープ検出動
作について第２２図を用いながら説明する。第２２図に
おいて（σ）は入力端子７０１より入力される３値デイ
ジタルデータ、（ｂ）はクロック信号９０２、（ｃ）は
Ｓ／Ｈ回路９０１出力、（ｄ）はコンパレータ７０５出
力、（、）はＳ／Ｈ回路２１０１出力でありＡＧＣ制御
信号２１ｏ２である。今、３値デイジタルデータは第２
２図（σ）のように正、負のパルス高が第２０図アンテ
ナ１０１に入力する電波の強弱に応じて変化していると
すると、クロック信号９０２によりサンプル・ホールド
された３値デイジタルデータも第２２図（ｃ）のように
パルス高が変化する。コンパレータ７０５により抽出さ
れたパルスＨｉｇｈの区間は第２２図（ｄ）のようにな
り、この信号のＨｉｇｈの期間にＳ／Ｈ回路２１０１は
サンプル動作Ｌｏｗの期間にホールド動作をする。

これによりＳ／Ｈ回路２１０１は３値デイジタルデータ
のＨｉｇｂレベルのエンベロープを第２２図（ｅ）に示
すように検出することができこの信号をＡＧＣ制御信号
に用いることができる。これと同様にコンパレータ７０
６の出力をＳ／Ｈ回路２１０１の制御信号に用いれば３
値デイジタルデータのＬｏｗレベルのエンベロープを検
出でき、また、コンパレータ７０５，７０６出力のＯＲ
をとったものをＳ／Ｈ回路２１０１の入力とし、Ｓ／Ｈ
回路２１０１の出力を余波整流すれば、３値デイジタル
データのＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの両方をＡＧＣ
制御信号に用いることができる。

第２０図の実施例によれば、ディジタル音声系の出力を
みなからＡＧＣをかけるため、ディジタル音声系にとっ
て最適な状態で動作することができ、かつＡＧＣ回路１
８０２の動作帯域はベースバンドディジタルデータの帯
域にできる効果がある。

本発明の他の実施例を第２３図に示す、第１９図、第２
０図と同一符号のものは同一機能を示す。

本実施例もディジタル音声系のＡＧＣ回路に関し、エン
ベロープ検出回路２００１を用いる点は第２０図と同様
であるが、ＡＧＣ回路の挿入位置をＢＰＦＩ　１４と同
期検波回路１１５の間とする点が第２０図の例と異なる
。第２３図の実施例によると、ディジタル音声系の出力
をみながらＡＧＣをかけるため、ディジタル音声系にと
って最適な状態で動作することができ、また同期検波回
路１１５の入力レベルが一定となるようにＡＧＣ回路１
９０１は制御されるため、第１９図と同様に同期検波回
路１１５は常に最良の状態で動作できる効果がある。

以上、第１８図、第１９図、第２０図、第２３図のＡＧ
Ｃ回路の例は第１図の実施例に対して説明したが、第１
３図、第１４図、第１６図の実施例に対しても用いるこ
とが可能である。またＡＧＣ制御信号を用いて３値識別
回路１１７を構成するコンパレータ７０５，７０６の基
準電圧を制御して、入力レベルの強弱に応じてスライス
レベルを最適にすることもできる。第２４図はその実施
例であり、第７図と同一符号は同一機能を示す。

２４０１はデータスライスレベル信号入力端子であり、
ＡＧＣ制御信号と同様である。２４０２゜２４０３は基
準電圧制御回路であり、データスライスレベル信号２４
０１を受はコンパレータ７０５．７０６の基準電圧が最
適となるように調整する。第２４図の例によれば、最適
なスライスレベルで３値識別ができる効果がある。

本発明の他の実施例を第２５図に示す。

２５０１はフィルタ、２５０２は周波数変換回路であり
、第１図と同一符号のものは同一機能を示す。第１図と
異なる点は、ディジタル符号化して多重伝送された音声
信号を復調する周波数を映像信号復調用の周波数より下
げるために、フィルタ２５０１および周波数変換回路２
５０２を設けたことである。

本実施例によれば、周波数変換回路１０３の出力の中間
周波数（日本の地上放送テレビジョンでは５８．７５Ｍ
ＨＥが一般的に多く用いられる）で映像信号の復調を行
ない、周波数変換回路２５０２の出力のさらに周波数の
低い中間周波（例えば５ＭＨｚ程度）でディジタル符号
化して伝送された音声信号の復調を行なうので、同期検
波回路１１５に用いる搬送波再生回路１１６で再生され
た搬送波の回路遅延時間などによる位相誤差が周波数が
低くなることにより軽減され、安定にディジタル符号化
して伝送された音声信号を復調することのできる効果が
ある。

本発明のさらに他の実施例を第２６図に示す。

受信信号は第１図の場合と同一であり、第１図および第
２５図と同一符号のものは同一機能を示す。

２６０１は混合回路、２６０２は電圧制御形の局部発振
器、２６０３は基準信号発生器、２６０４は低域通過フ
ィルタ、第２５図の周波数変換回路２５０２を混合回路
２６０１と電圧制御形の局部発振器２６０２で構成する
。

第２５図と異なる点は、第２５図では搬送波再生回路１
１６で再生され搬送波の映像信号と直交されて変調され
ディジタル符号化して伝送された音声信号に同期して同
期検波回路１１５で検波しているのに比べ、第２６図で
はディジタル符号化した音声信号による変調と映像信号
による変調とが直交関係にあり、ディジタル符号化した
音声信号による変調の直流成分が少ないことを利用して
、基準信号発生器２６ｏ３と搬送波を含む中間周波信号
との位相差を同期検波回路１１５と低域通過フィルタ２
６０４で検出し、電圧制御形の局部発振器２６０２に帰
還することで、中間周波数の搬送波を基準信号発生器の
出力と同期させて同期検波回路１１５の出力を検波出力
としていることにある。

本実施例によれば、基準信号発生器２６０３の周波数に
復調用の中間周波数が一致する負帰還ループであるため
、周波数変換回路１０３などの周波数ドリフトなどによ
るＢ　Ｐ　Ｆ　１１４の周波数ずれや復調周波数ドリフ
トが少なく、第２５図に示す実施例よりさらに安定に復
調できる効果がある。

第２５図、第２６図の例は第１図の実施例に対して説明
したが第１３図、第１４図、第１６図の実施例に対して
も用いることが可能である。

第２７図は３値識別回路１１７．２値変換回路１１８、
符号識別回路１１９の機能をもった他の回路例である。

第１図、第７図と同一符号のものは同一機能を示し、２
７０１．２７０２はラッチである。第２７図の説明を第
２８図を用いて行う。

第２８図において、（σ）は３値デイジタルデータ。

（ｂ）はコンパレータ７０５出力、（Ｃ）はコンパレー
タ７０６出力、（ｄ）はクロック信号、（ｅ）はラッチ
１３０１出力、（ｆ）はラッチ１３０２出力、（ｇ）は
２値デイジタルデータ（Ｒ３−フリップフロップ７０９
出力）である。コンパレータ７０５゜７０６の出力が得
られるまでの動作は第７図と同様である。コンパレータ
７０５，７０６出力はラッチ２７０１．２７０２により
クロック再生回路１２０で再生されたクロック信号を用
いて第２８図の（ｄ）のタイミングでラッチされ、クロ
ック信号に同期したディジタル信号となる。以下ラッチ
２７０１．２７０２の出力をＲ８−フリップフロップ７
０９に第２７図のように入力し、第７図と同様の動作で
ディジタル信号に識別された２値ディジタル符号を復調
する。第２７図によれば、簡単な回路構成であり、かつ
３値デイジタルデータに第２８図（σ）の２８０１．２
８０２などの不要なノイズが混入した場合でもそれがク
ロック信号の立ち上りの場所になければ復調した２値デ
ィジタル符号に全く影響をおよぼさず、符号誤り率特性
を劣化させない効果がある。

第２９図は３値識別回路１１７．２値変換回路１１８の
他の回路例である。第１図、第７図と同一符号のものは
同一機能を示し、２９０１゜２９０２はゲート、２９ｏ
３はゲート制御回路である。第３０図は第２９図の説明
のためのタイミング図であり、（σ）は３値デイジタル
データ、（ｂ）はコンパレータ７０５出力、（Ｃ）はコ
ンパレータ７０６出力、（ｄ）はゲート制御信号、（ｅ
）はゲート２９０１出力、（ｆ）はゲート２９ｏ２出力
、（ｇ）は２値デイジタルデータ（Ｒ８−フリップフロ
ップ７０９出力）である。コンパレータ７０５゜７０６
の出力が得られるまでの動作は第７図と同様である。コ
ンパレータ７０５，７０６出力はゲート２９０１．２９
０２にそれぞれ入力されゲートをかけられる。ゲート信
号は、クロック再生回路１２０より得られるクロックを
用いてゲート制御回路２９０３でつくられ、第３０図（
ｄ）に示すようにコンパレータ７０５，７０６出力の正
常なデータの立ち上りをとらえるものとする。これによ
りコンパレータ７０５，７０６出力はそれぞれゲート２
９０１．２９０２により第３０図（ｅ）。

（ｆ）のようにゲートをかけられ、Ｒ８−フリップフロ
ップ７０９に送られる。以下は第７図と同様の動作で２
値デイジタルデータを復調する。第２９図の例によれば
、３値デイジタルデータに第３０図（σ）の３００１．
３００２などの不要なノイズが混入した場合でもそれが
ゲート信号のゲートＯＮの間になければ復調した２値デ
ィジタル符号に全く影響をおよぼさず、符号誤り率特性
を劣化させない効果がある。なお、ゲート制御回路２９
０３において、ゲート信号のゲートパルス間隔のちがう
ものを複数個設けておき、これを符号誤り率などを監視
することでどのパルス間隔を選らぶかを判別して符号誤
り率を最良の状態にすることもできる。またゲートパル
スタイミングを符号誤り率などを監視することで変化さ
せていき符号誤り率を最良の状態にすることもできる。

第３１は３値識別回路１１７．２値交換回路１１８の他
の回路例である。第１図、第７図と同一符号のものは同
一機能を示し、３１０１゜３１０２はメモリ回路、３１
０３はメモリ制御回路、３１０４はディジタル信号処理
回路である。

第３１図の例も第２９図と同様に３値デイジタルデータ
に不要なノイズが混入した場合のノイズ除去機能を有す
る例である。クロック再生回路１２０よりデータ伝送周
期のｎ倍のクロック信号を再生し、これを用いてメモリ
制御回路３１０３はそれぞれコンパレータ７０５，７０
６出力を１クロツク毎に分割してディジタルデータとし
メモリ回路３１０１．３１０２に記憶する。その後、デ
ィジタル信号処理回路３１０４で正規なデータサンプル
ポイントに近い、３値デイジタルデータのＨｉｇｈの部
分を示すセットパルス、またはＬｏｗの部分を示すリセ
ットパルスを選択し、３値デイジタルデータに混入した
不要ノイズを除去する。その後、Ｒ５−フリップフロッ
プ７０９で２値デイジタルデータに変換する。第３１図
の実施例によれば、種々のディジタル処理をほどこし、
３値デイジタルデータに混入した不要ノイズを除去でき
る効果がある。なお、符号誤り率などを参考にして、前
記正規なデータサンプルポイントを調整して符号誤り率
が最良となる最適なサンプルポイントを選ぶこともでき
る。また、コンパレータ７０５．７０６出力をメモリ制
御回路３１０３．ディジタル信号処理回路３１０４に入
力し、セットパルスがリセットパルスがくる前に複数個
表れたときに、また、リセットパルスがセットパルスが
くる前に複数個表れたときに正規なデータサンプルポイ
ントを選びこともできる。

〔発明の効果〕

本発明によれば振幅変調された搬送波と直交位相関係の
搬送波を搬送波近傍のスペクトルを低減して変調多重さ
れた信号と、前記振幅変調された搬送波を合成伝送され
た多重伝送信号から多重信号中の搬送波に同期した信号
で同期検波し、３値識別回路やディジタル復調回路など
で復調できるので前記振幅変調とは別の前記振幅変調す
る信号以外の信号を再生できる効果がある。さらに搬送
波再生回路の応答帯域を、直交多重信号のスペクトルの
搬送波近傍の抑圧された帯域内にできるので安定に搬送
波を再生でき、直交多重された信号を安定に復調できる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のテレビジョン受信機のブロ
ック図、第２図はテレビジョン信号発生装置のブロック
図、第３図は本発明の説明のためのスペクトル図、第４
図は本発明の説明のためのベクトル図、第５図は第２図
の主要部分のブロック図、第６図は第５図の説明のため
のタイミング図、第７図は本発明の主要部分の一実施例
図、第８図は第７図の説明のためのタイミング図、第９
図は本発明の主要部分の他のブロック図、第１０図は第
９図の説明のためのタイミング図、第１１図は１本発明
の主要部分の他の例のブロック図、第１２図は第１１図
の説明のためのタイミング図、第１３図は本発明の他の
実施例のテレビジョン受信機のブロック図、第１４図は
本発明の他の実施例のテレビジョン受信機のブロック図
、第１５図はテレビジョン信号発生装置の他の例のブロ
ック図、第１６図は本発明の他の実施例のテレビジョン
受信機のブロック図、第１７図はテレビジョン信号発生
装置の他の例のブロック図、第１８図は本発の他の実施
例のテレビジョン受信機のブロック図、第１９図は本発
明の他の実施例のテレビジョン受信機のブロック図、第
２０図は本発明の他の実施例のテレビジョン受信機のブ
ロック図、第２１図は第２０図の主要部分のブロック図
、第２２図は第２１図の説明のためのタイミング図、第
２３図は本発明の他の実施例のテレビジョン受信機のブ
ロック図、第２４＠は本発明の主要部分のブロック図、
第２５゛図は本発明の他の実施例のテレビジョン受信機
のブロック図、第２６図は本発明の他の実施例のテレビ
ジョン受信機のブロック図、第２７図は、本発明の主要
部分の他の例のブロック図、第２８図は、第２７図の説
明のためのタイミング図、第２９図は、本発明の主要部
分の他の例のブロック図、第３０図は、第２９図の説明
のためのタイミング図、第３１図は、本発明の主要部分
の他の例のブロック図である。 １１７・・・３値識別回路、１１８・・・２値変換回路
、７０５．７０６・・・コンパレータ、７０７，７０８
・・・基準電圧源、７０９・・・Ｒ８−フリップフロッ
プ、９０１・・・Ｓ／Ｈ回路、１１０１・・・Ｓ／Ｈ回
路。 １１０２・・・ウィンドコンパレータ、１４０１・・・
ディジタル復調回路、１６０１・・・多値復調回路、１
８０２・・・ＡＧＣ回路、１９０１・・・ＡＧＣ回路、
２００１・・・エンベロープ検出回路、２１０１・・・
Ｓ／Ｈ回路、２４０２，２４０３・・・基準電圧制御回
路、２７０１．２７０２・・・ラッチ、２９０１゜２９
０２・・・ゲート、２９０３・・・ゲート制御回路、３
１０１．３１０２・・・メモリ回路、３１０３・・・メ
モリ制御回路、３１ｏ４・・・ディジタル信号処理回路
。 躬　３国 筋４区 ｓｒｎ　ｕＪ（：亡 躬５膓 躬　６２ 第　′７区 第　８図 （ｄ） 第　９　国 躬１０匿 （ｆ） 躬７７固 （む 千２１０ 躬２２固 （Ｉ）） （ｃり （ｅ） 第２４　Ｉｎ 躬２’７１１Ｄ 筋２ｇ回 Ｃり 肩２！Ｕ；１１．。１ 躬３０口 （仔） 躬３１図 ３ノＯ１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１の搬送波を振幅変調して伝送された信号を受信
   再生する装置において、前記第１の搬送波を振幅変調す
   る信号以外の多重信号で前記第１の搬送波と直交位相関
   係を有した第２の搬送波を変調し、さらに、前記第２の
   搬送波近傍のスペクトルが低減された変調信号と、前記
   振幅変調した第１の搬送波と合成して伝送された多重伝
   送信号から搬送波を再生する搬送波再生回路、前記多重
   伝送信号を前記搬送波再生回路の出力で同期検波して直
   交成分に変調された前記変調信号を検波する同期検波回
   路、前記同期検波回路の出力から前記多重信号を復調す
   る処理回路を設けたことを特徴とする多重伝送信号再生
   装置。 ２、第１の搬送波を振幅変調して伝送された信号を受信
   再生する装置において、前記第１の搬送波を振幅変調す
   る信号以外の多重信号で前記第１の搬送波と直交位相関
   係を有した第２の搬送波を変調しさらに、前記第２の搬
   送波近傍のスペクトルが低減された変調信号と、前記振
   幅変調した第１の搬送波と合成して伝送された多重伝送
   信号から搬送波を再生する搬送波再生回路、前記多重伝
   送信号を前記搬送波再生回路の出力で同期検波して直交
   成分に変調された前記変調信号を検波する同期検波回路
   、前記同期検波回路の出力から前記多重信号を復調する
   処理回路、振幅レベルを検出するレベル検出回路、利得
   を制御する利得制御回路を設けたことを特徴とする多重
   伝送信号再生装置。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記処理回路とし
   てコンパレータ、前記コンパレータの基準電圧源、フリ
   ップフロップを設けたことを特徴とする多重伝送信号再
   生装置。 ４、特許請求の範囲第２項において前記処理回路として
   コンパレータ、前記コンパレータの基準電圧源、サンプ
   ル・ホールド回路、フリップフロップを設けたことを特
   徴とする多重伝送信号再生装置。 ５、特許請求の範囲第２項において、前記処理回路とし
   て、コンパレータ、前記コンパレータの基準電圧源、サ
   ンプル・ホールド回路、ウインドコンパレータ、フリッ
   プフロップを設けたことを特徴とする多重伝送信号再生
   装置。 ６、特許請求の範囲第２項において前記処理回路として
   、コンパレータ、前記コンパレータの基準電圧源、２つ
   のラッチ、フリップフロップを設けたことを特徴とする
   多重伝送信号再生装置。 ７、特許請求の範囲第２項において前記処理回路として
   、コンパレータ、前記コンパレータの基準電圧源、ゲー
   ト、前記ゲートの制御回路、フリップフロップを設けた
   ことを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ８、特許請求の範囲第２項において前記処理回路として
   、コンパレータ、前記コンパレータの基準電圧源、メモ
   リ回路、前記メモリ回路を制御するメモリ制御回路、デ
   ィジタル信号処理回路を設けたことを特徴とする多重伝
   送信号再生装置。 ９、特許請求の範囲第２項において、前記処理回路とし
   て低域成分を抑圧するようなディジタル変調された前記
   多重信号を復調するディジタル復調回路を設けたことを
   特徴とする多重伝送信号再生装置。 １０、特許請求の範囲第２項において、前記処理回路と
   して低域成分を抑圧するようなディジタル変調された前
   記多重信号を復調するディジタル復調回路、符号間干渉
   を利用して伝送帯域を圧縮するパーシャルレスポンス符
   号を用いた前記多重信号を復調する復調回路を設けたこ
   とを特徴とする多重伝送信号再生装置。 １１、特許請求の範囲第３項、第４項、第５項、第６項
   、第７項または第８項において、前記基準電圧源の一機
   能として前記レベル検出回路の出力を入力して前記基準
   電圧源の電圧を制御する制御回路を設けたことを特徴と
   した多重伝送信号再生装置。 １２、特許請求の範囲第２項において、前記レベル検出
   回路としてサンプル・ホールド回路を用いることを特徴
   とする多重伝送信号再生装置。