JPH07274042A - ビデオ搬送波と直交位相関係にある搬送波を変調する信号に於けるゴーストを抑圧する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、アナログ複合ビデオ信号によって
変調されるビデオ搬送波と直交位相関係で送信される補
助信号を回復する受信器に於て、それら補助信号のゴー
ストを抑圧することが可能な受信器を提供することを目
的とする。 【構成】 ディジタル情報を符号化する位相偏移キーイ
ングされた比較的低いパワーの信号と、ゴースト相殺基
準信号を選択された走査線に含む複合ビデオ信号が、互
いに直交位相関係にあるビデオ搬送波の位相で伝送され
る。ディジタル信号受信器はビデオ搬送波の第１の検出
を遂行して中間周波数信号を生成し、これは同相同期ビ
デオ検出器と直交位相同期ビデオ検出器による第２の検
出の前に増幅される。第１のゴースト相殺フィルタと第
１の等価フィルタとの直列結合が同相ビデオ検出器に続
き、第２のゴースト相殺フィルタと第２の等価フィルタ
とが直交位相ビデオ検出器に続く。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、アナログ複合ビデオ信
号によって変調されるビデオ搬送波と直交位相関係で送
信される補助信号を回復する受信器に関し、より詳しく
は、それら補助信号のゴーストの抑圧に関し、例として
ディジタル信号を符号化することが可能である。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル信号を符号化する比較的低い
パワー（例えば、ノイズレベルより１０ｄＢ上）の補助
信号は、もし適切な制限がディジタル信号フォーマット
に用いられるなら、複合ビデオ信号から生成されたテレ
ビジョン信号に無視できないほど明らかになることなく
複合ビデオ信号と混合されることが可能である。ディジ
タルデータを送信するＶＳＢ−ＡＭ画像搬送波と同一周
波数であるが、直交位相関係にある、抑圧された、残留
側波帯の、振幅変調された（ＶＳＢ−ＡＭ）搬送波を使
用することが有利である。この処理は、ディジタルデー
タを回復するためにその直交位相搬送波の変調の同期検
出を可能にする。受信器のバンド幅が、残留側波帯全体
を含むに充分な場合、ディジタルデータを妨害信号とし
て伴う残余複合ビデオ信号は、0.75ＭＨｚの周波数まで
広がるベースバンドにかなりのエネルギーを有する。Ｖ
ＳＢ−ＡＭビデオ搬送波が、両側側波帯振幅変調（ＤＳ
Ｂ−ＡＭ）搬送波から、単側波帯振幅変調（ＳＳＢ−Ａ
Ｍ）搬送波への遷移を開始するのは0.75ＭＨｚのあたり
であり、1.25ＭＨｚの周波数までエネルギー減少して残
留側波帯のロールオフが終了する。

【０００３】A.L.R.Limberg, C.B.Patel及びT.Liuは、
ここに参照される「ディジタル信号が埋め込まれた修正
されたＮＴＳＣテレビ信号を処理する装置」なる名称の
1993年8月20日に出願された米国特許出願第08/108,311
号において、同一周波数のＶＳＢ−ＡＭビデオ搬送波と
直交位相関係にあるＶＳＢ−ＡＭ搬送波の副搬送波の位
相偏移キーイング（ＰＳＫ）変調を説明する。それらの
副搬送波の周波数は0.5走査線周波数の奇数倍であり、
それは、走査線周波数の倍数であるシンボルレートで供
給される直列ビットディジタルデータにしたがって位相
偏移キーイングされる。Limberg他は、変調された副搬
送波のフレームを２回、しかし、ＮＴＳＣテレビジョン
信号の連続フレームの各連続ペアに於て反対の位相で、
送信することが好ましいと考える。人間の視覚システム
の応答スピードの限界及び受像管発光体のエレクトロル
ミネッセンスの崩壊から起因する平均化効果によって、
フレームペアでのデータのそのような反復は、スクリー
ンでの目視用に複合ビデオ信号から生成される画像に於
て、ＮＴＳＣテレビ信号から検出される複合ビデオ信号
を伴うＰＳＫ副搬送波をより目立たなくする。フレーム
ペアでのデータのそのような反復はまた、連続テレビ画
像の静止部分に対応する複合ビデオ信号の輝度部分から
ＰＳＫ副搬送波を分離するために、ディジタル信号受信
器においてフレーム櫛形フィルタリングを用いることの
理由付けを与える。Limberg他は、ＮＴＳＣテレビ信号
の隣接する走査線の隣接するペアに於て逆位相であるデ
ィジタルデータ変調を反復することもまた好ましいと考
え、複合ビデオ信号の色部分からＰＳＫ副搬送波を分離
するディジタル信号受信器に於てライン櫛形フィルタリ
ングを用いる理由付けを与える。

【０００４】Limberg他は、直交位相ＶＳＢ−ＡＭビデ
オ搬送波に対する同期ビデオ検出器に、ローパスライン
櫛形フィルタとハイパスフレーム櫛形フィルタの直列結
合が後続するディジタル信号受信器を説明する。ローパ
スライン櫛形フィルタは、0.5走査線周波数の奇数倍で
ある周波数を有するＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトラ
ムを、ＮＴＳＣ信号の周波数スペクトラムの色信号部分
から分離するためであり、特に、適切に前処理フィルタ
リングされたＮＴＳＣ信号を対象とする。ハイパスフレ
ーム櫛形フィルタは 0.5走査線周波数の奇数倍である周
波数を有するＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトラムを、
ＮＴＳＣ信号の周波数スペクトラムの動きのない色信号
部分から分離するためである。Limberg他は、直列接続
されたハイパス櫛形フィルタの応答に於けるＮＴＳＣ信
号の残余スペクトラムは、ＰＳＫ信号を伴う妨害信号の
周波数スペクトラムとして考えることができることを示
唆する。従って、直列接続されたハイパス櫛形フィルタ
の応答に於けるＮＴＳＣ信号の残余スペクトラムは、同
期シンボル検出によって弁別されることができる。

【０００５】J.Yangは、彼の「直交位相ビデオ搬送波に
ディジタル信号を有するＮＴＳＣＴＶ信号を処理する装
置」なる名称の1993年10月26日に出願された米国特許出
願第08/141,070号に於て、ビデオ搬送波と同一周波数で
直交位相関係にある抑圧された搬送波の２値位相偏移キ
ーイング（ＢＰＳＫ）変調を説明し、ここに参照され
る。ビデオ搬送波と直交位相関係にある抑圧された搬送
波は、副搬送波を使用することなく、直接に位相偏移キ
ーイングされる。Yangは、Limberg他が行ったように、
変調された副搬送波のフレームを２回、しかしＮＴＳＣ
テレビ信号の連続フレームの各連続ペアに於て逆位相で
送信することを提案する。Yangは、約２ＭＨｚのバンド
幅に制限されるＢＰＳＫ信号によって、櫛形フィルタリ
ングを用いることなく、輝度から色を分離するＴＶ受信
器に於いて色のクロストークを避けることを提案する。
Yangは、バランス振幅変調器用のアナログ変調信号にデ
ィジタルからアナログ変換を行う前に、プリライン櫛形
パーシャルレスポンスフィルタに、送信されるデータを
通すことが好ましいと指摘する。これは、複合ビデオ信
号の輝度部分からＰＳＫ副搬送波を分離するために、デ
ィジタル信号受信器に於てライン櫛形フィルタリングが
なされるときに、そこに含まれる情報を保存するために
行われる。ディジタル信号受信器に於けるライン櫛形フ
ィルタリングは、ライン櫛形フィルタリングがビデオ信
号の１水平走査線の期間だけ遅延された信号を差分的に
線形結合する２タップのタイプである場合、パーシャル
レスポンスフィルタリングされた２値ディジタル信号を
３値ディジタル信号に変換する。ディジタル信号受信器
に於けるライン櫛形フィルタリングは、ライン櫛形フィ
ルタリングがビデオ信号の１水平走査線の期間及びビデ
オ信号の２水平走査線の期間だけ遅延された信号を差分
的に線形結合する３タップのタイプである場合、パーシ
ャルレスポンスフィルタリングされた２値ディジタル信
号を５値ディジタル信号に変換する。従って、複数レベ
ルシンボル決定回路が、櫛形フィルタリング応答からＢ
ＰＳＫによって送信されたビット直列ディジタルデータ
を回復するために必要となる。

【０００６】J.Yang及びA.L.R.Limbergによる「ＴＶ信
号に埋め込まれたＢＰＳＫの"プリフレーム櫛形"及び"
プリライン櫛形"パーシャルレスポンスフィルタリン
グ」なる名称の現在継続中の米国特許出願は、ビデオ搬
送波と直交位相にある搬送波に対してＢＰＳＫ変調信号
が生成されるビット直列データを処理するディジタル信
号送信器に使用される、プリライン櫛形パーシャルレス
ポンスフィルタと同様に、プリフレーム櫛形パーシャル
レスポンスフィルタを説明する。ディジタル信号受信器
に於けるライン櫛形フィルタリングは、ライン櫛形フィ
ルタリングがビデオ信号の１水平走査線の期間だけ遅延
された信号を差分的に線形結合する２タップのタイプで
ある場合、パーシャルレスポンスフィルタリングされた
２値ディジタル信号を５値ディジタル信号に変換する。
ディジタル信号受信器に於けるライン櫛形フィルタリン
グは、ライン櫛形フィルタリングがビデオ信号の１水平
走査線の期間及びビデオ信号の２水平走査線の期間だけ
遅延された信号を差分的に線形結合する３タップのタイ
プである場合、パーシャルレスポンスフィルタリングさ
れた２値ディジタル信号を９値ディジタル信号に変換す
る。

【０００７】J.Yang及びA.L.R.Limbergによる「直交位
相ビデオ搬送波にＮＴＳＣと共に送信されるＢＰＳＫ信
号を処理する装置」なる名称の現在継続中の米国特許出
願は、ビデオ搬送波と直交位相関係にある搬送波に対す
るＢＰＳＫ変調信号であり、いかなるプリ櫛形フィルタ
パーシャルレスポンスフィルタリングもなしでビット直
列データから直接生成されるＢＰＳＫ変調信号を説明す
る。この特許出願は、妨害残余輝度信号を抑圧するため
に、直交ビデオ検出器の後ろでハイパスフレーム櫛形フ
ィルタとハイパスライン櫛形フィルタとの直列結合を使
用し、櫛形フィルタリングによって引き起こされたデー
タ変形を修正するために、シンボル決定回路の後ろでポ
スト櫛形フィルタパーシャルレスポンスフィルタリング
を使用するディジタル信号受信器を説明する。

【０００８】「ＴＶ信号内のディジタル信号のオーバー
サンプリングアナログ−ディジタル変換を行う受信器」
なる名称の1993年10月26日に出願された米国特許出願第
08/141,071号に於て、Yangのシステムに対する受信器が
T.V.Bolgerによって説明され、ここに参照される。それ
らの受信器は、オーバーサンプリングアナログ−ディジ
タル変換器を用いて直交位相ビデオ検出器の応答をディ
ジタル化する。ディジタル化された直交位相ビデオ検出
器応答は、残余複合ビデオ信号を抑圧するためにディジ
タルフレーム櫛形及びライン櫛形フィルタリングに適用
され、ここで、櫛形フィルタリング応答は、ＢＰＳＫに
よって送信されるビット直列ディジタルデータを回復す
るために複数レベルシンボル決定回路に供給され、ビッ
ト直列ディジタルデータは、データに含まれるフォワー
ドエラー補正符号を用いてデータに含まれるディジタル
情報を補正する復号化器に供給される。

【０００９】「ＴＶ信号に埋め込まれたディジタル信号
のシグマ−デルタ、アナログ−ディジタル変換を行う受
信器」なる名称の現在継続中の米国特許出願に於て、Ya
ngのシステムに対する受信器がJ.Yang、T.V.Bolger、A.
L.R.Limbergによって説明され、ここに参照される。そ
れらの受信器は、シグマ−デルタタイプのオーバーサン
プリングアナログ−ディジタル変換器を用いて直交位相
ビデオ検出器の応答をディジタル化する。好ましくは、
基本的複数ビット解像度フラッシュ変換器のビット解像
度は、シグマ−デルタ手順を使用することによって改良
されることができ、この手順に於て、基本的複数ビット
解像度ＡＤＣ出力信号のただ１ビットのみが各オーバー
サンプリング段階の間にフィードバックの目的のために
アナログ信号に変換される。これはT.C.Leslie及びB.Si
nghによる論文「改善されたシグマ−デルタ変調器アー
キテクチャー」（1990 IEEE SYMPOSIUM ON CIRCUITS & S
YSTEMS, 90 CH 2868-8900000-0372, pp.372-375）に説
明され、ここに参照される。ディジタル化された直交位
相ビデオ検出器応答は、残余複合ビデオ信号を抑圧する
ためにディジタルフレーム櫛形及びライン櫛形フィルタ
リングに適用され、ここで、櫛形フィルタリング応答
は、ＢＰＳＫによって送信されるビット直列ディジタル
データを回復するために複数レベルシンボル決定回路に
供給され、ビット直列ディジタルデータは、データに含
まれるフォワードエラー補正符号を用いてデータに含ま
れるディジタル情報を補正する復号化器に供給される。

【００１０】上記の特許出願に説明される発明は、ここ
に説明されるもの同様、雇用範囲内でなされた発明の譲
渡に関する既存の雇用契約に従って、三星電子株式会社
に譲渡された。それらの特許出願に於ては、２値位相偏
移キーイング信号を生成するために使用されるビット直
列データが送信器に於て処理されるので、データに伴い
妨害信号として働く傾向がある複合ビデオ信号を抑圧す
るディジタル信号受信器に於て実行される櫛形フィルタ
リング処理によって、データは破壊されない。結合され
たＮＴＳＣテレビジョンとＢＰＳＫ送信器の動作に関し
て、２値位相偏移キーイング信号を生成するために後で
使用されるビット直列データのパーシャルレスポンスフ
ィルタリングは、第08/108,311号を除き、上記米国特許
出願各々によって支持される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上記特許出願に於て説
明されるディジタル受信器の全てに於て、一般的にゴー
ストと呼ばれる、多重経路効果に起因する再生ディジタ
ルデータに於けるエラーを軽減することは意味がある。
そのような効果はテレビジョン技術者によってよく知ら
れたものであり、無線放送或いは有線放送されるテレビ
ジョン画像に於て頻繁に発生する。

【００１２】テレビジョン受信器が同期する信号は、そ
れが受信する信号の最も強いものであり、それは基準信
号と呼ばれ、通常は最短受信経路で受信される直接信号
である。他の経路で受信される多重経路信号は、従っ
て、通常は基準信号に対して遅延され、尾を引くゴース
ト画像として現れる。しかしながら、直接或いは最短経
路信号が、受信器が同期する信号でないことがあり得
る。受信器が反射（より長い経路）信号に同期すると
き、直接信号によって起こる先導ゴースト画像が存在す
るか、受信器が同期した反射信号より少ない遅延の他の
反射信号と直接信号とによって起こる複数の先導ゴース
トが存在する。多重経路のパラメータ、即ち、異経路応
答の数、異経路応答の相対的振幅、及び異経路応答の異
なったもの間の差分遅延時間は、場所によって異なり、
また同一の場所においてもチャンネルによって異なる。
それらのパラメータはまた時間変動する。

【００１３】多重経路歪みの視覚的効果は、広義的に２
つのカテゴリーに分類され、チャンネルの周波数応答特
性の歪みと、多重画像である。両方の効果は、受信地点
に到着する多重経路信号間の時間及び振幅変動により発
生する。基準信号に関する多重経路信号の相対的遅延が
充分大きい場合、テレビジョンディスプレイ上で互いに
水平方向にずれた同一画像の多重コピーとして、視覚効
果が観測される。それらのコピーは、時に、すぐ後で説
明される「マイクロゴースト」と区別して「マクロゴー
スト」と呼ばれる。直接信号が支配的であり受信器が直
接信号に同期される通常の場合には、ゴースト画像は、
異なった位置、強度、及び極性で右にずれる。それら
は、尾を引くゴースト或いは「ポストゴースト」画像と
して知られる。受信器が反射信号に同期する頻度として
はより少ない場合に於ては、基準画像の左にずれた一つ
或いはそれ以上のゴースト画像が存在する。それらは、
先導ゴースト或いは「プリゴースト」として知られる。

【００１４】基準信号に関して比較的短い遅延の多重信
号は、支配的画像に分離して識別可能なコピーを発生す
ることはないが、チャンネルの周波数応答特性に歪みを
もたらす。この場合の視覚的効果は、増加された或いは
減少された画像の鮮鋭度、及びある場合には画像情報の
損失として観測される。それらの短い遅延のクローズイ
ン或いは近隣ゴーストは、一般的に、アンテナリード引
き込みや有線テレビジョンドロップケーブルなどのよう
に終端接続されなかったり或いは誤って終端接続された
ラジオ周波数伝送線によって引き起こされる。有線テレ
ビジョン環境の場合、異なった長さの複数の誤って終端
接続されたドロップケーブルを有することによって導入
される反射から引き起こされる複数のクローズインゴー
ストを有することがあり得る。そのような多重クローズ
インゴーストは、頻繁に、「マイクロゴースト」と呼ば
れる。

【００１５】長い多重経路効果或いはマクロゴースト
は、典型的には、相殺方法によって軽減される。短い多
重経路効果或いはマイクロゴーストは、一般的に、ビデ
オ周波数応答のピーク化及び／或いはグループ遅延補償
による波形等価によって軽減される。送信されるテレビ
ジョン信号の特性は予め知られているので、理論的に
は、ゴースト信号検出及び相殺のシステムに於て、その
ような特性を利用することは可能である。しかしなが
ら、様々な問題点がこのアプローチを制限する。代わり
に、例えば、ビデオの目的のためには現在使用されてい
ないＴＶ信号のセクションに位置された基準信号を反復
的に送信し、ゴースト信号抑圧を準備する前に、ゴース
ト信号検出のためにこの基準信号を利用するのが好まし
いことが発見された。典型的には、垂直帰線消去のライ
ンが利用される。そのような信号は、以下、ゴーストキ
ャンセリングリファレンス（ＧＣＲ）信号を呼ばれ、様
々な異なったＧＣＲ信号が、特許及び他の技術文献に説
明される。

【００１６】ベッセルパルスチャープ信号は、アメリカ
合衆国でのテレビジョン放送の結果的な標準であるＧＣ
Ｒ信号に於て用いられる。ベッセルパルスチャープ信号
に於けるエネルギー分布は、ビデオ周波数バンドにわた
って連続的に広がる平坦な周波数スペクトラムを有す
る。チャープは最も低い周波数で始まり、そこから4.1
ＭＨｚの最も高い周波数まで周波数領域を上方にスイー
プする。チャープは、各フィールドの１９番目のライン
が好まれる選択されたＶＢＩラインの初めの半分に挿入
される。＋３０ＩＲＥペデスタルにあるチャープは、−
１０から＋７０ＩＲＥまで振れ、先行する水平同期パル
スの後縁エッジの後、所定の時間で開始する。チャープ
信号は、８番目のフィールド周期に於て現れ、そこに於
て、第１、第３、第５、及び第７フィールドは、正とし
て定義される色バーストの極性を有し、第２、第４、第
６、及び第８フィールドは、負として定義される色バー
ストの極性を有する。第８フィールド周期の第１、第
３、第６、及び第８フィールドに現れるチャープ信号Ｅ
ＴＰの初期ローブは、＋３０ＩＲＥペデスタルから＋７
０ＩＲＥレベルまで上方に振れる。第８フィールド周期
の第２、第４、第５、及び第７フィールドに現れるチャ
ープ信号ＥＴＲの初期ローブは、＋３０ＩＲＥペデスタ
ルから−１０ＩＲＥレベルまで下方に振れ、またＥＴＰ
チャープ信号の補集合である。

【００１７】テレビジョン受信器のゴーストを除去する
方法は、送信されたＧＣＲ信号が、他のテレビジョン信
号と同一の多重歪みを受けることを前提とする。受信器
の回路は、受信された歪んだＧＣＲ信号を検査し、歪み
のないＧＣＲ信号の知識を用いて、多重歪みをキャンセ
ルし或いは少なくとも大幅に減衰させるために適応フィ
ルタを構築することができる。ＧＣＲ信号は、ＶＢＩ
（好ましくは１を越えないＴＶライン）に於て時間を費
やすべきでないが、受信器の回路が多重経路歪みを解析
し歪みをキャンセルする補償フィルタを構築することを
可能にするに充分な情報を含むべきである。ＧＣＲ信号
は、ゴースト相殺フィルタの調整可能な重み係数を計算
するテレビジョン受信器に於て使用され、このゴースト
相殺フィルタを通って、ビデオ検出器からの複合ビデオ
信号が通過し、ゴースト抑圧された応答を供給する。ゴ
ースト相殺フィルタは調整されて、ゴーストを発生する
伝送媒体のものに補完的であるフィルタ特性を有するよ
うにされる。ＧＣＲ信号は、ゴースト相殺フィルタに直
列に結合される等価フィルタの調整可能な重み係数を計
算するために更に使用され、送信残留側波帯振幅変調
器、受容媒体、テレビジョン受信器フロントエンド、及
び直列結合されたゴースト相殺及び等価フィルタを通る
完全な受信経路にわたって、本質的に平坦な周波数スペ
クトラム応答（或いは他の好ましい周波数スペクトラム
応答）を提供する。

【００１８】従来のアナログテレビジョン信号に埋め込
まれたディジタル信号を受信するディジタル信号受信器
に於て、ディジタル信号を回復するための直交位相ビデ
オ検出器に加えて、同相ビデオ検出器を使用してＶＳＢ
ビデオ搬送波の振幅を変調する複合ビデオ信号を検出す
ることには利点がある。複合ビデオ信号に対する同期パ
ルスは、大量の有益なタイミング情報を含んでおり、そ
れは、データフレーム、データ行、及び近似的ＰＳＫシ
ンボル位置を規定するのに使用され得る。このタイミン
グ情報はまた、複合ビデオ信号の妨害残余を抑圧するた
めに、直交位相ビデオ検出器によって検出される信号の
フレーム櫛形及びライン櫛形フィルタリングを制御する
ために使用される。それらの残余は、ＶＳＢ−ＡＭビデ
オ搬送波が、両側側波帯振幅変調（ＤＳＢ−ＡＭ）搬送
波から、片側側波帯振幅変調（ＳＳＢ−ＡＭ）搬送波へ
の遷移を開始する0.75ＭＨｚ周波数より上にあり、残留
側波帯のロールオフが完了する1.25ＭＨｚ周波数まで増
大されたエネルギーを示す。各フィールドの１９番目の
走査線に送信されたＧＣＲ信号は、データフレームを互
いに関連付けるに有効なモジュロ８フィールド（或いは
1/2フレームカウント）に関する情報を提供する。同相
ビデオ検出器は、有利なことに、いずれにせよディジタ
ル信号受信器に含まれているので、各フィールドの１９
番目走査線から検出されるＧＣＲ信号が、伝送チャンネ
ルに於ける多重経路を計算するための基として利用でき
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明にしたがって、ビ
デオ搬送波に直交位相の搬送波の変調側波帯に対する多
重経路条件が、ビデオ搬送波それ自身の変調側波帯に対
すると同一であることを前提とする方法を用いて、ディ
ジタル信号受信器に於てゴーストが除去される。ディジ
タル信号受信器に於ける同相ビデオ検出器は、第１のゴ
ースト相殺フィルタと第１の等価フィルタの第１の直列
フィルタ結合によって後続される。ディジタル信号受信
器の直交位相ビデオ検出器は、第２のゴースト相殺フィ
ルタと第２の等価フィルタの第２の直列フィルタ結合に
よって後続される。ゲーティング回路は、第１の直列フ
ィルタ結合のビデオ信号応答からのゴースト相殺基準信
号を含む走査線を選択する。走査線は蓄積されて、マイ
クロコンピュータによる使用のため、分離されゴースト
化されたゴースト相殺基準信号を生成する。第１及び第
２のゴースト相殺フィルタの調整可能なパラメータは、
マイクロコンピュータでなされた計算に応じて並列に調
整され、第１及び第２の等価フィルタの調整可能なパラ
メータは、マイクロコンピュータでなされた更なる計算
に応じて並列に調整される。第１の直列フィルタ結合の
応答に於けるゴーストは、繰り返しフィードバックによ
って軽減される。第２の直列フィルタ結合の応答に於け
るゴーストは、第１の直列フィルタ結合の応答に於ける
ゴーストの軽減と類似に軽減される。

【００２０】

【実施例】図１にアンテナ４２のような手段からその中
に埋め込まれたディジタル信号を有するテレビジョン信
号を受け、埋め込まれたディジタル信号を抽出するディ
ジタル信号受信機４０を示す。チューナー４３はその中
の第一の検出器により検出されるべきテレビジョンチャ
ンネルを選択し、その第一の検出器は選択されたテレビ
ジョン信号を中間周波数のセット及び周波数の画像セッ
トに変換する従来技術のスーパーヘテロダイン型の同調
可能なダウンコンバーターである。ビデオ中間周波数
（ＩＦ）フィルタ４４は中間周波数（ＩＦ）増幅器４５
に入力信号としてビデオ中間周波数を印加するよう選択
し、周波数の画像セットを除去する。現行の習慣に従っ
て、専用の表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタは中間段階の
同調なしに多段階増幅器としてビデオＩＦフィルタ４４
用に及びモノリシック集積回路（ＩＣ）内のビデオＩＦ
増幅器４５を構成するよう用いられうる。ビデオＩＦ増
幅器４５は増幅されたビデオＩＦ信号を同相同期ビデオ
検出器４６及び直交位相同期ビデオ検出器４７に供給す
る。４５．７５ＭＨｚの公称ＩＦビデオ搬送周波数で発
振する発振器４８は位相偏移なしに同相同期ビデオ検出
器４６に及びシフトネットワーク４９により供される９
０°の遅れのある位相偏移で直交位相同期ビデオ検出器
４７にそれの発振を供給する。発振器４８は直交位相同
期ビデオ検出器４７の出力信号に応答する自動周波数及
び位相制御（ＡＦＰＣ）を有する。同期ビデオ検出器４
６、４７はビデオＩＦ増幅器４５及びＩＣ内の発振器４
８の部分と共に専ら含まれる。ビデオ検出器４６、４７
のそれぞれは増強された搬送波型又は真の同期型のどち
らかである。同相同期ビデオ検出器４６により再生され
た同相改良複合ビデオ信号は水平同期分離器５０及び垂
直同期分離器５１に供給され、これらは同相改良複合ビ
デオ信号から水平及び垂直同期パルスをそれぞれ再生す
る。

【００２１】上記のディジタル信号受信機４０の特徴は
ＴＶ受信機の設計の当業者には一般に良く知られている
が、ビデオＩＦフィルタ４４はわずか約３．５ＭＨｚの
幅で、約４５．２５ＭＨｚに中心を持つよう作られるの
が好ましい。このビデオＩＦフィルタ４４は直交位相ビ
デオ検出器４７の後の音トラップフィルタ処理の必要な
しにチャンネル内及びチャンネルに近い音の両方を除去
するよう設けられる。このビデオＩＦフィルタは同相ビ
デオ検出器４６により検出されたビデオ信号及び直交位
相ビデオ検出器により検出された残りの複合ビデオ信号
の色成分をもまた除去する。直交位相ビデオ検出器４７
のバンド幅はシンボルレートより若干広くしなければな
らず、それによりＢＰＳＫ応答の「尾引き」の高い周波
数を減衰させない。直交位相ビデオ検出器４７は７５０
ｋＨｚ以上の周波数でＮＴＳＣ複合ビデオ信号のこれら
の部分のみにより伴われたキーイング信号を検出する。

【００２２】実際にはディジタル信号受信機４０は通常
ゴースト抑圧回路を含み、それは図１に示すように別の
明確な物ではなく、図２を参照して以下に更に詳細に説
明する。同相及び直交位相ビデオ検出器４６、４７のそ
れぞれはそれ自体の同期検出の後に他のビデオ検出器内
にそれ自体含まれる同期検出器後に用いられるのと類似
のゴースト相殺及び等化フィルタをそれぞれ含む。２つ
のゴースト相殺フィルタの調整可能なパラメーターはコ
ンピュータ内でなされた計算に平行して反応するよう調
整され、２つの等化フィルタの調整可能パラメーターは
コンピュータ内でなされた計算に平行して反応するよう
また調整される。それの制限されたＩＦバンド幅の故に
ディジタル信号受信機内で送信される時には４．１ＭＨ
ｚの周波数まで延在するが、わずか２．５ＭＨｚ位に延
在するゴースト相殺基準（ＧＣＲ）信号は同相同期ビデ
オ検出器４６により検出されたビデオ信号の選択された
垂直帰線消去間隔（ＶＢＩ）走査線から抽出される。Ｇ
ＣＲ信号はディジタル化され、ゴースト相殺及び等化フ
ィルタの調整可能なパラメーターを計算するようコンピ
ュータに入力信号として供給される。代替的に又は付加
的に直交位相ビデオ検出器４７の直流又は低周波数成分
では応答はゴースト相殺フィルタの調整可能なパラメー
ターを計算する基礎として検出され、用いられる。

【００２３】図１のディジタル信号受信機４０ではシン
ボル当たりのサンプルカウント信号は電圧制御発振器５
７から受けられた正弦波の発振に応答してゼロ交差検出
器５６により生成されるパルスをカウントするシンボル
当たりのサンプルカウンタ５２により生成される。シン
ボル当たりのサンプルカウンタ５２は４つの段階を有
し、発振器５７の発振の各１６の軸交差の平均にオーバ
ーフローキャリーを供給する。シンボルカウント信号は
シンボル当たりのサンプルカウンタ５２からのオーバー
フローキャリーをカウントするシンボルカウンタ５３に
より生成される。復号器５５はゼロ交差検出器５６によ
りカウンタ５２及び５３をリセットするパルスを生成す
るようシンボルカウントを２５５に達するまで復号し、
シンボル当たりのサンプルカウント及びシンボルカウン
トの両方を算術数ゼロに戻す。復号器５５に生成された
パルスは水平同期分離器５０により分離された水平同期
パルスＨと比較されるようＡＦＰＣ検出器５９に供給さ
れ、制御遅延ライン５７によりシンボル間隔の長さの何
分の一かに遅延される。比較の結果は自動周波数及び位
相制御（ＡＦＰＣ）電圧信号をＶＣＯ５７に印加するた
めに生成するようＡＦＰＣ検出器５９内でローパスフィ
ルタリングされる。これらの配置はラインロックＶＣＯ
５７から供給される発振の周波数を走査線周波数ｆH の
１６ｘ２５６＝４０９６倍、又は６４４４７５４５Ｈｚ
になるように制御する。「ラインロック」という用語は
それの発振が１５７３４２６４Ｈｚ走査線周波数に対す
る一定のレートに維持される制御された発振手段に関し
て用いられる。これはそれの周波数を適切なカウントに
より割算されるように水平同期パルスと比較するＡＦＰ
Ｃ回路により専らなされる。

【００２４】キーイング信号及び直交位相ビデオ検出器
４７により検出された７５０ｋＨｚ以上の周波数でＮＴ
ＳＣ複合ビデオ信号のそれに伴う部分は整合フィルタ６
０に供給され、それはキーイング信号に応答するが、そ
れに伴う複合ビデオ信号の７５０ｋＨｚ以上の周波数成
分については選択された部分のみに応答する。整合フィ
ルタ６０はシンボル間の干渉を減少するのに充分なＰＳ
Ｋバンド幅に延在するよう送信機内の遷移整形フィルタ
のロールオフに整合するピーク応答を示す。整合フィル
タ６０からの応答は好ましくはオーバーサンプリング型
のアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）６１に対する
入力信号として印加される。直交位相ビデオ検出器４７
は実質的に７５０ｋＨｚ以下の複合ビデオ信号周波数を
再生せず、ＢＰＳＫコーディングはそれがゼロ周波数成
分を有さないようにされる。７５０ｋＨｚ以上の周波数
の多くの出力のないＴＶ画像の送信中には直交位相同期
ビデオ検出器４７応答のＢＰＳＫ部分は１の極性から他
の部分へと変わる。それでＡＤＣ６１は正及び負の極性
のどちらかのアナログ信号をディジタル化しうる型であ
る。更に詳しくはＡＤＣ６１は好ましくはT.C.Leslie及
びB.Singh著の論文「改善されたシグマ−デルタ変調器
アーキテクチャー」1990IEEE SYMPOSIUM ONCIRCUITS &
SYSTEMS, 90 CH 2868-8900000-0372 pp.372-375に記載
されるような単一ビットフィードバックを有する多ビッ
トのシグマ−デルタ変換器である。８ビット分解能（こ
れは適正な価格である）のフラッシュ変換器は第二のオ
ーダーのシグマ−デルタフィードバックループ内でエラ
ー信号をサンプルし、単一ビットフィードバックはディ
ジタル／アナログ変換器エラーを最小化するよう用いら
れる。第二のオーダーのシグマ−デルタフィードバック
ループは無条件に安定である。エラー信号は特定の例で
は１６：１のオーバーサンプリングレートに対して水平
走査線レートｆH の２５６倍のシンボルレートの１６倍
でそれが発振器５７からの発振が上記方向での平均軸と
交差するのを検出する度毎にゼロ交差検出器５６からラ
イン６２上で受けられるパルスを毎回サンプリングする
ようサンプルされる。フラッシュ変換器のディジタル出
力は変換器６１内のＦＩＲローパスフィルタに供給さ
れ、このフィルタのディジタル応答はシンボル当たりの
サンプルカウンタ５２のキャリーオーバーフローからの
パルスがライン６３上で受けられる度毎にサンプリング
するサブサンプル器により１６：１にサブサンプルされ
る。この間引きは以下に示すディジタル櫛形フィルタの
遅延部分で要求される格納性能の容量を減少する。最適
位相でのシンボルレートでのサブサンプリングは同期シ
ンボル検出の形を取り、それはシンボルレートでの変化
を示す複合ビデオ信号の成分への応答を抑圧するが、直
交位相ではシンボルレートでのサンプリングである。サ
ブサンプル器に先行するローパスフィルタは色信号周波
数を抑圧する。

【００２５】ライン６２上のゼロ交差検出器５６により
供給されるパルスに応答してサンプリングする単一ビッ
トＡＤＣ６４は整合フィルタ６０の応答の極性の符号ビ
ットを示すよう供給するよう応答する整合フィルタ６０
に応答する。その符号ビット及びビットラッチ６５内の
１のサンプルカウントにより遅延されるその符号ビット
は排他的ＯＲゲート６６へのそれぞれの入力として供給
される。ＸＯＲゲート６６は整合フィルタ６０の応答を
検出し、この検出の結果をパルス位相弁別器６７に供給
する。パルス位相弁別器６７はゼロ交差検出器５６によ
る制御発振器５７の発振のゼロ交差に関する適切な同期
からＸＯＲゲート６６により検出される整合フィルタ６
０応答のゼロ交差のズレを選択的に検出する。サンプル
され保持され、それにより制御遅延ライン５８を遅延す
るよう調整する制御信号を生成するようなパルス位相弁
別器６７ローパスフィルタのこれらの選択的に検出され
たズレはＡＦＰＣ検出器５９に印加される水平同期パル
スＨを供給する。パルス位相弁別器６７による選択的な
検出は直交位相ビデオ検出器４７の複合ビデオ信号に対
する応答がゼロ値化されると予想される時に垂直帰線消
去期間の部分の間になされる。従って第二のオーダーの
シグマ−デルタエラー信号のそれのディジタル化中にＡ
ＤＣ６１内のフラッシュ変換器によりオーバーサンプリ
ングの同期は最小のシンボル間干渉で調整される。

【００２６】ラインロック発振器の同期の調整のための
配置は本発明の発明者の共同研究者のＪｕｎｇ−Ｗａｎ
Ｋｏにより開発された型のものである。制御遅延ライ
ン５７から供給された適合的に遅延された水平同期パル
スＨに関する制御発振器５７の発振の周波数を制御し、
同期をとるＡＦＰＣループは位相調整中の「グリッチ」
又は周期性の顕著な短縮を示すＡＤＣクロッキングを回
避するフィルタ機能を提供する。そのようなグリッチは
精密な位相調整がＡＤＣクロッキングそれ自身で企てら
れた場合に生ずる。

【００２７】垂直同期分離器５１はそれの閾値電圧が垂
直同期パルスが５と２分の１の走査線以上及び６と２分
の１の走査線以下にわたり統合される時にのみ閾値検出
器６８に対する分離された垂直同期パルスＶに対する
「損失のある」統合された応答を供給する。閾値検出器
６８はそれの入力信号がそれの閾値電圧を超えた時にの
み１が、さもなければ０が第一の入力信号としてＡＮＤ
ゲート６９の２つの入力に供給される信号を出力する。
復号器５５は各データ列（水平走査線の終了点で）内で
シンボルカウントの最終値に対して１を、さもなければ
０を生成する。検出器５５はそれへの第二の入力として
その出力信号をＡＮＤゲート６９に供給する。ＡＮＤゲ
ート６９は各エッジに応答するそれぞれのデータフレー
ム終了パルスを供給するように複合ビデオ信号フレーム
の最初のフィールドの始めに発生する垂直パルスのこれ
らの後縁エッジに応答するが、それぞれ最初と最後のフ
レームのフィールド間で発生する垂直パルスのこれらの
後縁エッジには応答しない。ＡＮＤゲート６９応答内の
データフレーム終了信号は送信機でのデータフレームカ
ウント信号から１走査線オフセットされた再生されたデ
ータフレームカウント信号を進めるようにカウント入力
信号（ＣＩ）としてモジュロ２データフレームカウンタ
７０に供給される。データフレームカウンタ７０をリセ
ットするフレーム同期器７１は図３を参照して以下に詳
細に説明する。

【００２８】ＡＮＤゲート６９応答内のデータフレーム
終了パルスはリセット（Ｒ）信号としてそれの出力信号
が、５２４であるべきそれを算術ゼロにするよう再生さ
れるデータ行カウントをリセットするようデータ行カウ
ンタ７２にまた印加される。データ行カウンタ７２は水
平同期分離器５０から供給される水平同期パルスＨをカ
ウントするよう接続される。データ行カウントはビデオ
検出器４６、４７内の等化及びゴースト相殺フィルタの
調節可能フィルタパラメーターを計算するコンピュータ
（図１には明示せず）に対してデータを収集する回路
（図１には明示せず）内のＧＣＲ信号を含むＶＢＩ走査
線の選択を制御するよう用られる。

【００２９】データ分離及び検出回路７６は入力信号と
してＡＤＣ６１のディジタル応答を受ける。データ分離
及び検出回路７６の特定の具体例は本発明の「従来技
術」で説明した。データ分離及び検出回路７６はビット
直列ディジタル出力信号を供する。それぞれの奇数デー
タフレーム中に送信されたＰＳＫ信号は次の偶数データ
フレーム中に反対の意味の変調で繰り返されると仮定す
ると、レートバッファ７７はＰＳＫシンボルレートで回
路７６から供給されるビット直列ディジタル出力信号を
有する１つおきのデータフレームに書き込まれる。レー
トバッファ７７はエラー補正符号復号器７８にＰＳＫシ
ンボルレートの半分でそれ自身のビット直列ディジタル
出力信号を供給するよう連続的に読み取られる。復号器
７８はそれの直列ビットディジタル入力データをパラレ
ルビットの形に変換し、ディジタル信号受信機４０の出
力データである補正されたディジタルデータを供給する
ようその中のエラーを補正する。

【００３０】好ましくは、フォワードエラー補正符号は
改良されたリードソロモン型であり、ディジタル信号は
ＰＳＫに変換される前にデータフレーム毎にインターリ
ーブされる。そのような場合にレートバッファ７７はそ
の中に格納される２フレームを含み、デインターリーブ
器として動作される。レートバッファ７７はデータフレ
ームペアの交互の１つ上にその中に格納される２フレー
ムの異なる１つを書き込み、書き込むよう選択されてい
ないこれらの２つのフレーム格納の１つを読み取るよう
データフレームカウントの上位ビットにより条件づけら
れる。データフレームカウントの下位ビットは各データ
フレームペア内の許可データフレームがデインターリー
ブ器として動作されるレートバッファ７７内に書き込ま
れた時に決定される。書き込むよう選択するデータフレ
ームカウントの上位ビットに格納するフレームに対する
書き込みアドレスはカウンタ７２により供給されるデー
タ行カウント及びカウンタ５３により供給されるデータ
行当たりのシンボルカウントから形成される。シンボル
当たりのサンプルカウンタ５２からのキャリーオーバー
フローパルスはデータ列カウントを生成するようデータ
列カウンタによりカウントされる。カウンタ７３、７４
は１になるように応答するＡＮＤゲート６９により各デ
ータフレームの開始点での初期カウントにリセットされ
る。データ列カウント及び列当たりのシンボルカウント
は共にデータフレームカウントの上位ビットがエラー補
正符号復号器７８にデインターリーブされた直列ビット
データを読みだすよう選択されるデインターリーバーと
して動作されるレートバッファ７７内のフレーム格納に
対して読み出しアドレッシングを提供する。

【００３１】図２に図１内のディジタル信号受信機に含
まれるゴースト抑圧回路を示し、そのゴースト抑圧回路
はアメリカ合衆国内で標準であるゴースト相殺基準（Ｇ
ＣＲ）信号を用いるよう設計される。図２、３及び４を
参照して記載されたゴースト抑圧回路はビデオＩＦフィ
ルタ４５が次に高いチャンネル数を有する隣接するチャ
ンネルを排除するディジタル信号受信機に適切である。
各ＧＣＲ信号のベッセルパルスチャープ成分は最低周波
数から始まり、それから４．１ＭＨｚの最高周波数まで
周波数内で上方にスイープするチャープを有するビデオ
周波数帯を連続して横切るよう延在する平坦な周波数ス
ペクトルを有する。好ましい設計ではビデオＩＦフィル
タ４４のより低いカットオフ周波数は２ＭＨｚ位を越え
る同相ビデオ検出器４６により検出される各ＧＣＲ信号
のベッセルパルスチャープ成分をロールオフするのに充
分高い周波数である。

【００３２】図２に同相ビデオ検出器４６により検出さ
れた複合ビデオ信号及びその中に埋め込まれた残余のＰ
ＳＫ副搬送波が図１を参照して記載された上記ＡＤＣ６
１と類似の構成及び動作のアナログ／ディジタル変換器
１０４によりディジタル化されるのを示す。図２にＡＤ
Ｃ１０４がＩＩＲ型の適応フィルタであるポストゴース
ト相殺フィルタ１０５；ＦＩＲ型の適応フィルタである
プリゴースト相殺フィルタ１０６；及びＦＩＲ型の適応
フィルタである等化フィルタ１０７のカスケード接続へ
の入力信号としてその中に埋め込まれた残余のＰＳＫ有
するディジタル化された同相複合ビデオ信号を供給する
のを示す。等化フィルタ１０７の応答は図１のディジタ
ル信号受信機の水平同期分離器５０及び垂直同期分離器
５１に印加するようディジタル／アナログ変換器１０８
によりアナログの形に逆変換される。

【００３３】図１と同様に図２にＰＳＫ副搬送波及び直
交位相ビデオ検出器４７により検出され、整合フィルタ
６０によりフィルタされる複合ビデオ信号のより高い周
波数はアナログ／ディジタル変換器６１によりディジタ
ル化されるのを示す。ＡＤＣ６１からの出力信号は入力
信号としてポストゴースト相殺フィルタ１０９のカスケ
ード接続に印加され、そのフィルタはポストゴースト相
殺フィルタ１０５；プリゴースト相殺フィルタ１１０と
類似であり、そのフィルタはプリゴースト相殺フィルタ
１０６；及び等化フィルタ１１１と類似であり、そのフ
ィルタは等化フィルタ１０７と類似である。等化フィル
タ１１１の応答は入力信号として図１のデータ分離及び
検出回路７６に供給される。

【００３４】フィルタ係数コンピュータ１１２は適応フ
ィルタ１０５乃至１０７及び１０９乃至１１１に対する
重み係数を計算する。これらの重み係数は２進数であ
り、これをフィルタ係数コンピュータ１１２がディジタ
ルフィルタ１０５乃至１０７及び１０９乃至１１１のレ
ジスタ内に書き込む。ＩＩＲフィルタ１０５及び１０９
ではそれのレジスタ内に格納された重み係数は掛け算さ
れる信号として種々の遅延量を有するフィルタ出力信号
を受けるディジタル掛け算器に対して掛け算器信号とし
て用いられる。ディジタル掛け算器からの生成信号はＩ
ＩＲフィルタ応答を生成するようディジタル加算／減算
器回路内で代数的に結合される。それぞれのＦＩＲフィ
ルタ１０６、１０７、１１０、１１１ではそれのレジス
タ内に格納された重み係数はディジタル掛け算器が掛け
算される信号として種々の遅延量を有するフィルタ入力
信号を受けるように用いられる。それぞれのＦＩＲフィ
ルタ１０６、１０７、１１０、１１１ではディジタル掛
け算器からの生成信号はＦＩＲフィルタの重み付けられ
た和の応答特性を生成するようディジタル加算／減算器
回路内で代数的に結合される。

【００３５】ＦＩＲフィルタ１０６、１０７、１１０、
１１１のタップの数はゴースト相殺が要求される範囲に
依存する。フィルタコストを商品としての制限内に維持
するために特にＦＩＲフィルタ１０６及び１１０は直接
の信号から６マイクロ秒だけ変位したゴーストをキャン
セルするそれぞれ周辺６４タップを有する。周波数等化
に用いられるＦＩＲフィルタ１０７及び１１１はそれぞ
れ３２位のタップを有する必要があるのみである。ＦＩ
Ｒフィルタ１０７及び１１１は典型的には３．６ＭＨｚ
で２０ｄＢだけロールオフされうるが、通常３．６ＭＨ
ｚでロールオフが１０ｄＢより少ない帶域内ビデオ応答
を補正するよう要求される。ロールオフは通常空中以外
の受信ではアンテナの不正確な向きに帰しうる。カスケ
ードされたＦＩＲフィルタ１０６、１０７はカスケード
されたＦＩＲフィルタ１１０，１１１のように約８０タ
ップを有する単一ＦＩＲフィルタにより設計上で代替さ
れる。

【００３６】直接の信号から４０マイクロ秒だけ変位し
た全レンジにわたりポストゴーストをキャンセルするよ
う要求されるＩＩＲポストゴースト相殺フィルタ１０５
及び１０９はそれぞれ６００タップを有する。しかしな
がらポストゴーストは通常オーバーラップせず、離散的
な変位で発生するのでフィルタ１０５、１０９のこれら
タップの多くに対する重み係数はゼロの値又はそれに近
い。ＩＩＲフィルタ１０５、１０９内のタップされた遅
延ラインのそれぞれは、プログラム可能な「バルク」遅
延装置と混合された約１０タップの遅延ラインのカスケ
ード接続として通常設計され、時に「疎重みづけ」フィ
ルタと称されるフィルタ１０５、１０９の各々を形成す
る。約１０タップの遅延ラインは重み付けのために信号
をディジタル掛け算器に供給する。それぞれの約１０タ
ップの遅延ラインの連続したタップ間の増加する遅延は
半シンボル間隔である。プログラム可能なバルク遅延装
置は２進数で表された制御信号に応答して制御されうる
相互に連結したそれぞれ種々の長さの遅延ラインからな
る。そのような疎重み付けフィルタはプログラム可能な
遅延装置の遅延を特定する２進数に対するレジスタを含
み、そのレジスタの内容はフィルタ係数コンピュータ１
１２によりまた制御される。 ＩＩＲフィルタ１０５及
び１０９は、同一のセットのレジスタが、両フィルタに
対する重み係数とバルク遅延プログラミング情報とを格
納する集積装置に含まれることが可能である。ＦＩＲフ
ィルタ１０６及び１１０は、同一のセットのレジスタ
が、両フィルタに対する重み係数を格納する集積装置に
含まれることが可能である。

【００３７】図２に於て、垂直同期分離器５１によって
分離される垂直同期パルスは、モジュロ８フィールドカ
ウントを生成する３ステージフィールドカウンタ１１３
によって、モジュロ８計数される。この２ステージフィ
ールドカウンタ１１３の２つのステージは、図１のデー
タフレームカウンタ７０である。カウンタ１１３の第１
のステージは、モジュロ２データフレームペアカウント
に対応する係数を生成し、これは、２つのフレーム格納
のうちの書き込まれ及び読み出される方を選択するため
に、レートバッファ７７によって使用される。カウンタ
１１３の中間ステージは、モジュロ２データフレームカ
ウントに対応する係数を生成し、これは、書き込みに選
択された２つのフレーム格納のうちの一つに対する、更
なる書き込み可能信号として図１のレートバッファ７７
によって使用される。モジュロ８フィールドカウント、
カウンタ５３からのデータ行あたりシンボルカウント、
及びカウンタ６４からのデータ行カウントが、動作タイ
ミングに使用するために、フィルタ係数コンピュータ１
１２に利用可能であるが、それらのカウントをコンピュ
ータ１１２に供給するための結合は、図２からはその複
雑性を減ずるために省略される。復号化器１１４及び１
１５は、各々、１９及び２５１であるビデオ信号ライン
カウントに対応するデータ行カウントに応答して、ＯＲ
ゲート１１６に１を供給する。ＯＲゲート１１６は応答
して、ＧＣＲ信号を含む各垂直帰線消去内の走査線の
間、１を供給し、マルチプレクサ１１７の出力信号を条
件付けして、そこへの０番目の入力信号として供給され
る結線０ではなく、第１入力信号として供給されるフィ
ルタ１０５、１０６、及び１０７の直列結合の出力から
のディジタル化された複合ビデオ信号に一致するように
する。

【００３８】フィルタ係数コンピュータ１１２は、フィ
ルタ１０５−１０７の動作パラメータ、及びフィルタ１
０９−１１１の同様な動作パラメータに対して制御権を
有する。従って、フィルタ１０５−１０７の動作パラメ
ータの走査によって、コンピュータ１１２は、それらの
フィルタの直列結合のある点であって、ＧＣＲ信号が要
素１１４−１１７よりなるＧＣＲ信号分離器によって分
離される点を選択することができる。例えば、フィルタ
１０５−１０７の直列結合に供給される入力信号は、コ
ンピュータ１１２によって、ＩＩＲフィルタ１０５の反
復経路の重み係数を０値にセットしてＩＩＲフィルタ１
０５の出力応答をその入力信号に一致させることによっ
て、ＦＩＲフィルタ１０６のカーネル中心を規定する単
位値１を除いた全ての重み係数を０にセットすることに
よって、及びＦＩＲフィルタ１０７のカーネル中心を規
定する単位値１を除いた全ての重み係数を０にセットす
ることによって、ＧＣＲ信号分離器に対して選択される
ことができる。代わりに、ＧＣＲ信号が分離されるフィ
ルタ１０５−１０７の直列結合における点を、より直接
及びより高速に選択することを実現する回路配置を作成
することができる。ＧＣＲ信号が分離されるフィルタ１
０５−１０７の直列結合における点が選択され得ること
を理解することは重要であり、何故なら、このことは、
フィルタ１０５−１０７の様々なパラメータを計算する
手順の実現を理解することを助けるからであり、これは
図４の流れ図に参照して更に説明される。ゴースト除去
フィルタの出力に於てＧＣＲ信号を抽出することは、
「閉ループ」ゴースト除去手順が実現され得ることを可
能にする。

【００３９】図２に於て、一時的（走査）ライン格納１
１８は、各格納場所がデータ行あたりシンボルカウント
にしたがって順番にアドレスされるとき、読み出し後上
書き走査するよう配備されたランダムアクセスメモリ
（ＲＡＭ）によって提供される。それらの同一アドレス
はフィルタ係数コンピュータ１１２によって供給され、
分離されたＧＣＲ信号が一時的ライン格納１１８からそ
こに転送されるとき、ライン格納レジスタをアドレスす
る。一時的ライン格納１１８は、８つの連続フィールド
に対して画素毎に１９番目のＶＢＩ線ＧＣＲ信号を累積
する配置に結合され、１９番目のＶＢＩ走査線の間に発
生するほかの情報からベッセルチャープ情報を分離する
時間的フィルタリング動作する。

【００４０】図２の回路の要素１１３−１２３は、この
ローパスフィルタリング動作を実行するＧＣＲ信号平均
化フィルタを形成するように結合し、このフィルタリン
グ動作は、それらの１９番目のＶＢＩ走査線間に発生す
るベッセルチャープ情報を相関付け、１９番目のＶＢＩ
走査線からそれが発生したときにベッセルチャープ情報
を分離する単純なゲートを使用するのに比較して、改良
された信号雑音比を提供する。８つのＧＣＲ信号の対応
する画素が、８番目フィールドシーケンスの８番目であ
り最後のフィールドであるフィールド０００の１９番目
の線の間に蓄積されたとき、分離されたベッセルチャー
プ情報が、フィルタ係数コンピュータ１１２のレジスタ
に一度に１画素ずつ順番にロードされるが、これは、デ
ータ行カウントが復号化器１２５によって規定されるよ
うに２０から２６１まで含む範囲にあるビデオ信号線カ
ウントに一致するときである。図２に於て、データ行カ
ウントが、２６２であるビデオ信号ラインカウントに一
致することを復号化器１４３が決定したとき、ライン格
納１１８は、８番目フィールドシーケンスの最後のフィ
ールドの最後のラインの間にデータクリアされる。

【００４１】一時的ライン格納１１８が、直列フィルタ
１０５−１０７を介してＡＤＣ１０４から供給されるデ
ィジタル化された複合ビデオ信号の８並列ビットサンプ
ルの８ラインを、符号付きベースで蓄積すると仮定し
て、一時的ライン格納１１８は１６並列ビットサンプル
を格納する能力を有する必要がある。符号付き算術は、
好ましくは、２の補数の算術である。ＧＣＲ信号に対す
る符号付きアキュムレータとして一時的ライン格納１１
８を操作する配置の部分的実現に於て、ディジタル加算
器／減算器１１９は、１６並列ビット出力信号を、その
結線入力信号として一時的ライン格納１１８に供給す
る。ディジタル加算器／減算器１１９は、第１の入力と
して、マルチプレクサ１２０の出力信号を受け取り、こ
の出力信号は、通常は、マルチプレクサ１２０の０番目
の入力として受け取られる一時的ライン格納１１８から
の読み出しに一致する。ディジタル加算器／減算器１１
９は、第２の入力として、符号ビット拡張としての８つ
の結線ゼロと共に、マルチプレクサ１１７の８並列ビッ
ト出力信号を受け取る。

【００４２】復号化器１２１は、１、３、６、或いは０
（即ち８）であるモジュロ８フィールドカウントを復号
化し、論理０をディジタル加算器／減算器１１９に供給
して、それがその入力信号を加算するように条件付けす
る。復号化器１２１は、２、４、５、或いは７であるモ
ジュロ８フィールドカウントを復号化し、論理０をディ
ジタル加算器／減算器１１９に供給して、（マルチプレ
クサ１１７から供給される）その第２の入力信号を（マ
ルチプレクサ１２０から供給される）その第１の入力信
号から減算するようにそれを条件付けする。この配置
は、一時的ライン格納１１８に以下の機能を累積する。

【００４３】（フィールド００１ライン１９）−（フィ
ールド０１０ライン１９）＋（フィールド０１１ライン
１９）−（フィールド１００ライン１９）−（フィール
ド１０１ライン１９）＋（フィールド１１０ライン１
９）−（フィールド１１１ライン１９）＋（フィールド
０００ライン１９） 各フレームデータが、ＮＴＳＣテレビジョン信号の順次
の番号のフレームの奇数番号のものの間に、第１の論理
で１回目に転送され、それらのフレームの次の偶数番号
のものの間に第１の論理の逆の論理で２回目に転送され
て、２回転送されたとき、データは、最終蓄積に於て平
均してゼロになる。データの各フレームが一回だけ転送
されたときには、データ転送は、各フィールドの１９番
目の走査線の間に中断されるので、ＧＣＲ信号の蓄積の
結果はデータによって影響されない。

【００４４】８フィールドの各シーケンスの８番目のフ
ィールドの最終ラインの間に、マルチプレクサ１２０へ
の通常０の制御信号は、１にさせられる。この１は、マ
ルチプレクサ１２０が第１の入力信号に対応する出力信
号を供給するように条件付けし、これは結線０の１６並
列ビットよりなる算術０である。これは、一時的ライン
格納１１８に於ける蓄積結果を算術０にリセットするこ
とになる。マルチプレクサ１２０に対する制御信号は、
２入力ＡＮＤゲート１２２によって生成されるものとし
て図２に示される。復号化器１４３は、ＡＮＤゲート１
２２への入力の一つを生成し、データ行カウントが、２
６２であるビデオ信号走査線カウントに一致する時の
み、ＡＮＤゲート１２２に１を供給する。復号化器１２
３は、ＡＮＤゲート１２２のもう一方の入力信号を生成
するために、フィールドカウンタ１１３からの モジュ
ロ８フィールドカウントを復号化する。８フィールドの
各シーケンスの８番目のフィールドは、フィールドカウ
ンタ１１３から０００であるモジュロ８フィールドカウ
ントを生成し、復号化器１２３にＡＮＤゲート１２２へ
１を供給させる。ＡＮＤゲート１２２への入力信号の両
方は、８フィールドの各シーケンスの８番目のフィール
ドの最後のラインの間に限り１であり、そのラインの
間、ＡＮＤゲート１２２は、マルチプレクサ１２０にそ
の制御信号として１を供給し、一時的ライン格納１１８
に格納される蓄積結果が算術０にリセットされるように
する。

【００４５】一時的ライン格納１１８に格納される蓄積
結果が、コンピュータ１１２の内部メモリ内のゴースト
化されたベッセルチャープレジスタに転送のために利用
可能であるとき、２入力ＡＮＤゲート１２４は、１をフ
ィルタ係数コンピュータ１１２に供給する。復号化器１
２３の出力信号は、ＡＮＤゲート１２４への入力の一つ
であり、８フィールドの各シーケンスの８番目のフィー
ルドの間のみ１である。復号化器１２５は、データ行カ
ウントを復号化し、ＡＮＤゲート１２４への入力信号の
もう一方を生成し、これは走査線２０から２６１の間１
である。従って、一時的ライン格納１１８に格納される
蓄積結果は、８フィールドの各シーケンスの８番目のフ
ィールドに於て走査線２０から２６１までを含める期間
の間、いつでもコンピュータ１１２の内部メモリに転送
のために利用可能である。

【００４６】実施形態に於て、一時的ライン格納１１８
はサンプルの約２つの走査線を格納し、従って、ポスト
ゴーストに対するゴースト除去の範囲は２０マイクロ秒
ぐらいにまで拡張されることができる。一時的ライン格
納１１８として使用されるＲＡＭの格納場所は、データ
行あたりシンボルカウントと共にデータ行カウントの最
下位ビットによってアドレスされることができる。復号
化器１１４は、データ行カウントが１９か２０である時
のみ１を生成する復号化器によっておき変えられ、復号
化器１１６は、データ行カウントが２５１か２５２のビ
デオ走査線カウントに一致する時のみ１を生成する復号
化器によっておき変えられる。回復されたＧＣＲ信号の
信号雑音比を改良するために、８走査線１９にわたって
だけでではなく、１６（或いは更に大きな８の倍数）走
査線１９にわったってＧＣＲ信号を平均化することが有
利である。これは、図２のライン１９蓄積回路を変更す
ること、或いは、更なる平均化がコンピュータ１１２内
でなされるように手配することによってなされる。

【００４７】図３は、モジュロ８フィールドカウンタ１
１３をリセットし、そのカウントが正しい位相にされる
か或いは４フィールド位相がずらされるようにする回路
を示す。一時的ライン格納１２６は、カウンタ５３から
のデータ行あたりシンボルカウントによってアドレスさ
れるランダムアクセスメモリとして示される。ライン格
納１２６は、読み出し及び上書き操作に設定される。各
フィールドの１９番目の走査線の間のみＯＲゲート１１
６によって生成される論理１は、マルチプレクサ１２７
に供給され、ＡＤＣ１２４から供給されるディジタル化
された１９番目の走査線サンプルで一時的ライン格納１
２６を更新するように条件付けする。他の走査線の間に
ＯＲゲート１１６によって生成される論理０は、マルチ
プレクサ１２７を条件付けし、一時的ライン格納１２６
から読み出されるデータを、そこに再書き込みするため
提供するようにする。

【００４８】一時的ライン格納１２６には、ゼロ交差検
出器５６（そのクロッキング結合は図３のは示されな
い）からの出力信号によってクロックされる画素ラッチ
１２８及び１２９が提供される。画素ラッチ１２８及び
１２９は、一時的ライン格納１２６に書き込まれる最後
の画素と、一時的ライン格納１２６から読み出される最
後の画素とを各々一時的に格納するために使用され、デ
ィジタル減算器１３０の被減算数及び減算数入力信号の
対応する一つとすべく時間軸上でそれらのサンプルを位
置あわせする。減算器１３０からの差信号の画素サンプ
ルは、１９番目の走査線の間を除いて、全て０にされ
る。減算器１３０からの差信号は、絶対値回路１３１に
供給される。例として、絶対値回路１３１は、その加算
数／被減算数入力信号として結線０を受け取り、その加
算数／減算数入力信号として減算器１３０から差信号を
受け取り、その差信号の符号ビットに応答して、そのビ
ットが０のときに加算し、そのビットが１の時に減算す
るディジタル制御加算器／減算器よりなる。

【００４９】絶対値回路１３１の出力信号の連続サンプ
ルに対するアキュムレータ１３２は、蓄積結果の連続値
を一時的に格納する出力ラッチ１３３と、絶対値回路１
３１の出力信号の連続サンプルを蓄積結果にその値を拡
大するために加算するディジタル加算器１３４と、拡張
された蓄積結果を出力ラッチ１３３にその内容更新のた
めに選択的に供給するマルチプレクサ１３５を含む。マ
ルチプレクサ１３５は、ＧＣＲ信号が現在の走査線に存
在することを示す１を、ＯＲゲート１１６が供給しない
ときは何時でも、算術０を出力ラッチ１３３に挿入する
よう結線される。復号化器１３６は、ベッセルチャープ
情報を含むであろう走査線部分を示すカウンタ５３から
のデータ行あたりシンボルカウントに応答して、ＡＮＤ
ゲート１３７に於いてゼロ交差検出器５６からの出力信
号とＡＮＤがとられる１を供給する。出力ラッチ１３３
は、ＡＮＤゲート１３７から受け取られる１にのみ応答
して入力データを受け取るようにクロックされる。

【００５０】絶対値回路１３１から順番に供給される、
現在とその前のフィールドの１９番目のラインの差の絶
対値の連続サンプルは、アキュムレータ１３２を用いて
蓄積される。蓄積結果は、現在のフィールドがフィール
ド００１或いはフィールド１０１でない場合、意味のあ
る値を有するべきである。フィールド０００及びフィー
ルド００１の１９番目のラインは、両方共にＥＴＰ信号
を含み、従って、それらの差は雑音を除けば０である。
フィールド１００及びフィールド１０１の１９番目のラ
インは、両方共にＥＴＲ信号を含み、従って、それらの
差は雑音を除けば０である。蓄積結果が算術０よりも充
分大きい場合のみ１であってそれ以外は０である閾値検
出器１３８の出力信号は、ＮＯＴゲート１３９によって
補数がとられ、ＡＮＤゲート１４０の４入力信号のうち
の一つを供給する。復号化器１４１は、カウンタ１１３
からの００１でも１０１でもないフィールドカウントを
検出してＡＮＤゲートに１を供給し、この１は、フィー
ルドカウントが誤位相でありカウンタ１１３をリセット
することが可能であることを示す。フィールドの１９番
目のラインの発生を検出するＯＲゲート１１６の出力信
号及び、カウンタ５３からのデータ行あたりシンボルカ
ウントに応答して走査線の終端を検出する復号化器１４
２の出力信号は、ＡＮＤゲート１４０への他の２つの入
力信号である。フィールドカウントが００１或いは１０
１でない場合、ＡＮＤゲート１４０は、同相ビデオ検出
器４９によって検出される複合ビデオ信号に於けるフィ
ールド０００或いはフィールド１００の１９番目のライ
ンの終端に於て００１フィールドカウントにカウンタ１
１３をリセットする１を生成する。

【００５１】図２に戻って、フィールドカウンタ１１３
によって提供されるモジュロ８フィールドカウントが正
しい位相にされている場合、代数的蓄積周期の最後のフ
ィールドであるフィールド０００の間に一時的ライン格
納１１８に納められる蓄積結果は、付随する水平同期パ
ルス、フロントポーチ、カラーバースト及び＋３０ＩＲ
Ｅペデスタルを含むバックポーチのない、ＥＴＰベッセ
ルチャープ信号の８倍である。一方、フィールドカウン
タ１１３によって提供されるモジュロ８フィールドカウ
ントが４フィールド位相がずれている場合、蓄積周期の
最後のフィールドであるフィールド０００の間に一時的
ライン格納１１８に納められる蓄積結果は、付随する水
平同期パルス、フロントポーチ、カラーバースト及び＋
３０ＩＲＥペデスタルを含むバックポーチのない、ＥＴ
Ｒベッセルチャープ信号の８倍である。振幅低減方向に
向かった３つの結線２値位置シフトは、フィールド００
０の間の一時的ライン格納１１８に納められた格納結果
を８で割り、結果の商が、フィルタ係数コンピュータ１
１２へＥＴＰ或いはＥＴＲ信号として供給される。

【００５２】内部レジスタに格納されたゴーストのない
ベッセルチャープ関数ＥＴＰ或いはＥＴＲに対して相関
を実行するに適したフィルタ係数コンピュータ１１２
は、フィールド０００の間に一時的ライン格納１１８か
ら受け取る入力がＥＴＰ信号であるか、ＥＴＲ信号であ
るか、或いはＥＴＰにもＥＴＲにも関連のないものであ
るかを決定する相関副段階を遂行するようプログラムさ
れる。この手順は、フィルタ係数コンピュータ１１２
が、同相ビデオ検出器４９によって検出される複合ビデ
オ信号に、何時ＧＣＲ信号が含まれないかを決定するこ
とを可能にする。コンピュータ１１２は、内部のレジス
タに格納された所定の「バイパスモード」重み係数を、
ゴースト抑圧回路の初期電源投入でなされるごとくに、
フィルタ１０５、１０６、及び１０７に入力する。

【００５３】図４は、フィルタ１０５−１０７及び１０
９−１１１の動作パラメータを確立する手順のフローチ
ャートを示し、この手順はフィルタ係数コンピュータ１
１２によって実行される。手順の開始条件１８１へ入る
のは、テレビジョン受信器に於て電源が投入されたと
き、新しいチャンネルが合わせられたとき、或いは最後
のゴースト除去手順から所定の時間が経過したときであ
る。全デゴーストフィルタリセット段階１８２は、好ま
しくは、フィルタ１０５−１０７及び１０９−１１１の
フィルタ係数を、チューナ４６が同調されたチャンネル
に対して以前に決定されチャンネルアドレスされたメモ
リに格納された値に設定する。代わりに、電源投入或い
は再同調の間に、フィルタ１０５−１０７及び１０９−
１１１のフィルタ係数は、ゴーストなし信号に関連する
「バイパスモード」値に設定されることができ、周期的
なゴースト除去の間にフィルタ係数の以前の値はリセッ
トの間保持される。

【００５４】データ収集段階１８３が次に続き、この段
階１８３は、コンピュータ１１２への適切な入力データ
である分離されたＧＣＲ信号を生成するために、コンピ
ュータ１１２が一時的ライン格納１１８への格納が完了
するのを待たなければならない数のフィールドが経過し
た後に完了する。データ収集段階１８３は、図４には示
されない相関副段階を含み、これは、コンピュータ１１
２がフィールド０００の間に一時的ライン格納１１８か
ら受け取る入力が、ＥＴＰ信号であるか、ＥＴＲ信号で
あるか、或いはＥＴＰにもＥＴＲにも関連しないかを決
定する。

【００５５】チャンネル特性化段階１８４が次に行われ
る。コンピュータ１１２は、これを、時間領域に於て、
持続メモリに格納されるゴーストなしＧＣＲ信号と、受
信された複合ビデオ信号から分離されたゴーストのある
ＧＣＲ信号との相関をとることによって実行する。コン
ピュータ１１２に供給されるデータに於ける支配的な応
答の時間位置が検出され、更に、フィルタ１０５及び１
０９によって抑圧可能なポストゴーストの数及び、フィ
ルタ１０６及び１１０によって抑圧可能なプリゴースト
の数までの充分に大きなゴースト応答のうちの各順次の
小さな方の一つの各時間位置が検出される。支配的応答
の各時間位置及びコンピュータ１１２に供給されるデー
タの多重経路応答は計算され、コンピュータ１１２の内
部メモリに一時的に格納されて、ＩＩＲフィルタ１０５
及び１０９のタップのクランプの間に混合されるバルク
遅延ラインをプログラムする際の基本として使用され
る。支配的応答の相対的強度及びコンピュータ１１２に
供給されるデータの多重経路応答は計算され、コンピュ
ータ１１２の内部メモリに一時的に格納されて、ＩＩＲ
フィルタ１０５及び１０９のクランプされたタップ及び
ＦＩＲフィルタ１０６及び１１０のタップに重みを割り
当てる際の基本として使用される。チャンネル特性化段
階１８４は、収集されたＧＣＲ信号の離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）をとること及びゴーストなしＧＣＲ信号のＤ
ＦＴの対応する項でＤＦＴの項を割算することによっ
て、フィルタ係数コンピュータ１１２に於て実行され、
ここで後者のＤＦＴは予め知られておりコンピュータ１
１２の内部メモリに格納される。この項毎の割算手順
は、受信チャンネルのＤＦＴを生成し、これはコンピュ
ータ１１２の内部メモリに一時的に格納される。

【００５６】チャンネル特性化段階１８４の一部とし
て、受信チャンネルのＤＦＴの項を、支配的画像に於け
るエネルギーに対して正規化することが好ましい。受信
チャンネルのＤＦＴの最大振幅項が決定され、その項及
びその近傍周辺（例えば、各側の５から７）項のＲＭＳ
エネルギーが決定される。正規化は支配的画像及び全て
のゴースト画像に於てなされることができるが、正規化
の前に低エネルギーゴーストを捨てることが計算軽減の
観点から好ましく、これは以下のようにしてなされる。
支配的画像を示すものとして、受信チャンネルのＤＦＴ
の最大振幅項及びその近傍項のＲＭＳエネルギーがスケ
ールダウンされ、ゴースト画像の各々が充分大きいか或
いはそうでないかを決定するために、受信チャンネルの
ＤＦＴの他の項によって説明されるゴースト画像のＲＭ
Ｓエネルギーと比較される閾値レベルを提供する。支配
的画像のＲＭＳエネルギーから−３０ＤＢ落ちる閾値レ
ベルが、満足できるものである。閾値レベルより小さな
ＲＭＳエネルギーを有するゴースト画像を示す受信チャ
ンネルのＤＦＴの各項は、受信チャンネルの近似ＤＦＴ
を生成するために、単純に０によって置き換えられ正規
化される。正規化に於て、近似ＤＦＴに於ける０でない
項は、支配画像のＲＭＳエネルギーによって割算され
る。受信チャンネルの正規化された近似ＤＦＴは、コン
ピュータ１１２の内部メモリに一時的に格納され、計算
の残りの部分を行うために使用される。図４の手順に於
ける後の決定段階１８８を実現する補助として、この正
規化手順に於て遂行されるべき割算の数は数えられても
よく、或いは、閾値レベルよりも小さくて０で置き換え
られる項の数が数えられても良い。

【００５７】図４の手順に戻って、安定ゴースト決定段
階１８５が、チャンネル特性化段階１８４に続く。この
段階は、最も最近のチャンネル特性化段階１８４に先行
するチャンネル特性化段階１８４の結果がフィルタ係数
コンピュータ１１２の内部メモリに於けるレジスタから
フェッチされ、現在のチャンネル特性化段階１８４の結
果によってそのレジスタ内で置き換えられるようなサブ
ルーチンを使用して実行される。最も最近のチャンネル
特性化段階１８４の結果はその前のチャンネル特性化段
階１８４の結果と相互相関がとられ、その相関が、ゴー
スティングの状態が安定或いは不変と見なせるほど充分
に良いかを決定する。ゴースティング状態が充分に不変
である時のみ、Ｙ（ＥＳ）信号が生成されて、最も最近
のチャンネル特性化結果を使用したゴースト除去手順で
更に進行する理由があることを指し示す。安定ゴースト
決定段階１８５が、変化するゴースト状態を示すＮ
（Ｏ）信号を生成した場合、動作はデータ収集段階１８
３に戻り、ＩＩＲフィルタ１０５及びＦＩＲフィルタ１
０６の調整可能フィルタリングパラメータはその初期値
に戻され、その状態でフィルタ１０５及び１０６は、信
号を変化させることなく通過させる。代わりに、より複
雑なプログラミングに於て、コンピュータ１１２は、ゴ
ースティングのはげしさを算定し、フィルタ１０５及び
１０６の調整可能フィルタリングパラメータをその初期
値に戻すか、或いはそれらのパラメータを現在の値に戻
すかを決定する。安定ゴースト決定段階１８５がＹ（Ｅ
Ｓ）信号を生成した場合、手順は段階１８６−１８８に
進行し、それらの段階は、最も最近のチャンネル特性化
段階１８４の結果を、ＩＩＲフィルタ１０５及び１０９
及びＦＩＲフィルタ１０６及び１１０の調整可能フィル
タリングパラメータを更新する基として用いる。

【００５８】ＩＩＲ係数更新段階１８６に於て、ＩＩＲ
フィルタ１０５及び１０９のゼロでない重み係数及びプ
ログラム可能な遅延が、最も最近のチャンネル特性化段
階１８４の結果を更新の基として用いて更新される。よ
り詳細には、最大振幅項より時間的に後である、最も最
近の正規化された受信チャンネルＤＦＴ結果のポストゴ
ースト部分が、望ましいＩＩＲフィルタ１０５（及び１
０９）応答のＤＦＴを生成するために補数がとられ、そ
のＤＦＴから、更新されたＩＩＲフィルタ係数がとられ
る。望ましいＩＩＲフィルタ１０５（及び１０９）応答
のＤＦＴのゼロでない項が、重み係数を決定するために
使用される。全てゼロの係数を含む間隔の長さが測定さ
れ、ＩＩＲフィルタ１０５及び１０９が疎係数タイプで
ある場合に、バルク遅延装置の調整可能遅延を決定す
る。更新されたＩＩＲフィルタパラメータは、ＩＩＲフ
ィルタ１０５及び１０９に適用される。

【００５９】ＩＩＲ係数更新段階１８６の後に、ＦＩＲ
係数更新段階１８７が遂行される。ＦＩＲフィルタ１０
６及び１１０のゼロでない重み係数が、最も最近のチャ
ンネル特性化段階１８４の結果を更新の基として用いて
更新される。より詳細には、最大振幅項より時間的に前
である、最も最近の正規化された受信チャンネルＤＦＴ
結果のプリゴースト部分が、望ましいＦＩＲフィルタ１
０６（及び１１０）応答のＤＦＴを生成するために補数
がとられ、そのＤＦＴから、更新されたＦＩＲフィルタ
係数がとられる。全てゼロの係数を含む間隔の長さが測
定され、ＦＩＲフィルタ１０６及び１１０が疎係数タイ
プである場合に、バルク遅延装置の調整可能遅延を決定
する。更新されたＦＩＲフィルタパラメータは、ＦＩＲ
フィルタ１０６及び１１０に適用される。

【００６０】図４は、ＩＩＲ係数更新段階１８６及びＦ
ＩＲ係数更新段階１８７が遂行された後に到達される閾
値以下ゴースト決定段階１８８を示す。段階１８８は、
チャンネル特性化段階１８４に於て受信チャンネルＤＦ
Ｔを正規化する際に遂行された割算の数のカウントに続
いて実現されてもよく、ここでゼロであるこのカウント
はＹ（ＥＳ）信号を生成し、ゼロ以外のカウントはＮ
（Ｏ）信号を生成する。代わりに、段階１８８は、チャ
ンネル特性化段階１８４に於て受信チャンネルＤＦＴを
正規化する際にゼロによって置き換えられた閾値レベル
より小さな項の数のカウントに続いて実現されてもよ
く、ここで１マイナス受信チャンネルＤＦＴの全項数で
あるカウントはＹ（ＥＳ）信号を生成し、それ以外のカ
ウントはＮ（Ｏ）信号を生成する。

【００６１】閾値以下ゴースト段階１８８の結果のＮ
（Ｏ）信号は、動作を、繰り返し最大数段階１８９に進
める。コンピュータのカウンタは、閾値以下ゴースト決
定段階１８８の結果のＮ（Ｏ）信号の数をカウントし、
閾値以下ゴースト段階１８８の結果のＹ（ＥＳ）信号に
よってゼロカウントにリセットされる。このカウンタが
最大カウントに達する前に、閾値以下ゴースト段階１８
８から結果として与えられるＮ（Ｏ）信号は、動作をデ
ータ収集段階１８３に戻す。この場合、段階１８４に於
て計算されるフィルタパラメータは、以前に段階１８６
及び１８７に於て計算されたフィルタ係数を拡張する。
この繰り返し手順は、フィルタ１０５及び１０６の与え
られた構造から得られることができる、最大のゴースト
抑圧を提供する。

【００６２】段階１８８に於ける決定がＹ（ＥＳ）であ
る場合、全ての有意なゴーストはキャンセルされ、或い
は、段階１８９に於ける決定がＹ（ＥＳ）である場合、
これは充分な数の繰り返しがなされ、フィルタ１０５、
１０６、１０９、及び１１０は少なくとも更に一つのゴ
ーストをキャンセルするために更に調整される能力を有
さない保証があるときであるが、マクロゴーストをキャ
ンセルすることに関連する手順の部分が行われ、手順は
等化係数更新段階１９０に進行し、ここで、振幅等化フ
ィルタ１０７及び１１１の重み係数が計算される。

【００６３】等化係数更新段階１９０は、好ましくは、
フィルタ１０７の重み係数を調整するための繰り返し最
小平均２乗エラー法を使用することによって遂行され、
それにより、一時的ライン格納１１８に蓄積される直列
結合フィルタ１０５−１０７の応答が、コンピュータ１
１２のメモリに格納されるゴーストなしＧＣＲベッセル
チャープに対する理想的な応答に最良に一致する。ゴー
ストなしＧＣＲベッセルチャープに対する理想的なチャ
ンネル特性化応答は、時間領域で(sinx)/x包絡線を有
し、これは、周波数領域での平坦応答に対応する。この
応答は、ＰＳＫに於ける最小シンボル間干渉を提供す
る。フィルタ１１１の重み係数は、フィルタ１０７の重
み係数と同一に調整される。

【００６４】等化係数更新段階１９０に続いて、別のデ
ータ収集段階１９１が、図４の手順に於て続き、この段
階１９１は、コンピュータ１１２への適切な入力データ
である分離されたＧＣＲ信号を生成するために、コンピ
ュータ１１２が一時的ライン格納１１８への格納が完了
するのを待たなければならない数のフィールドが経過し
た後に完了する。データ収集段階１９１は、図４には示
されない相関副段階を含み、これは、コンピュータ１１
２がフィールド０００の間に一時的ライン格納１１８か
ら受け取る入力が、ＥＴＰ信号であるか、ＥＴＲ信号で
あるか、或いはＥＴＰにもＥＴＲにも関連しないかを決
定する。

【００６５】別のチャンネル特性化段階１９２が、受信
チャンネルのＤＦＴを再計算するために、段階１９１に
於て収集されるＥＴＰ或いはＥＴＲ信号を使用して遂行
される。同一ゴースト決定段階１９３に於て、チャンネ
ル特性化段階１９２に於て再計算された受信チャンネル
のＤＦＴが、チャンネル特性化段階１８４に於て以前に
計算された受信チャンネルのＤＦＴと相関がとられる。
簡単な実現という観点から、チャンネル特性化段階１８
４及びチャンネル特性化段階１９３の両方に於ける残留
ゴーストが、全て所定の閾値レベル以下であるかどうか
をチェックすることによって、間接的な形での相関計算
がなされることが好ましい。相関がよい場合、即ちゴー
スティングが有意には変化していない場合、決定段階１
９３はＹ（ＥＳ）信号を生成して、動作を、データ収集
段階１９１に戻して、ゴースティングが有意なほど変化
したかどうかを見いだすためのチェックを継続する。フ
ィルタ１０５−１０７（及びフィルタ１０９−１１１）
のフィルタパラメータは、一定に保たれる。

【００６６】相関が小さい場合、即ちゴースティングが
変化した場合、決定段階１９３はＮ（Ｏ）信号を生成し
て、動作を、全ディゴーストフィルタリセット段階１８
２に戻す。この手順は、急速に変化する多重経路状態が
発生する場合、或いは、異なった受信チャンネルが選択
される場合に、ゴースト抑圧を行わない。フィルタ１０
５−１０７及び１０９−１１１のフィルタリングパラメ
ータは、次に、既に説明された段階に続く再計算の対象
となる。

【００６７】図４の手順に於て、ＩＩＲ係数更新段階１
８６及びＦＩＲ係数更新段階１８７は、それらの２つの
連続段階を通る各通過の間に独立して遂行される。ここ
ではポストゴーストフィルタ１０５及び１０９である直
列ゴースト相殺フィルタの初期のもののフィルタ係数の
更新は、プリゴーストフィルタ１０６及び１１０である
それらのフィルタの最終のもののフィルタ係数の更新に
よって抑圧可能なタイプの疑似ゴーストを発生する。Ｉ
ＩＲ係数更新段階１８６及びＦＩＲ係数更新段階１８７
は、それらの疑似ゴーストを考慮に入れないので、それ
らの順次の段階を次に通過する際の直列ゴースト相殺フ
ィルタの初期のものの重み係数の次ぎなる再計算は、最
終フィルタ応答に於て疑似ゴーストを低減する保証ゴー
ストを導入する。この低減は完全ではないので、直列ゴ
ースト相殺フィルタの初期のものの重み係数の再計算が
提供される必要がある。段階１８３−１８９の周りのこ
の決定ループは、それらの再計算を実現する。

【００６８】図２及び３のゴースト抑圧回路、及びその
回路のフィルタに対するフィルタパラメータを計算する
図４に示される方法は、「ＴＶ受信器或いはビデオレコ
ーダに対するゴースト相殺基準信号収集回路」なる名称
で、発明がなされた際に発明を譲渡する発明者の既存義
務に従って、三星電子株式会社に譲渡された、1992年12
月2日に出願された米国特許出願第07/984,488号に説明
されているChandrakantB.Patel及びJian Yangの発明の
基づいている。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の技術に於て説明されるタイプの一つであ
り、ディジタル信号が埋め込まれたテレビジョン信号を
受信して、その埋め込まれた信号を抽出するディジタル
信号受信器の概略図である。

【図２】本発明による図１のディジタル信号受信器に含
まれるべきゴースト抑圧回路の概略図である。

【図３】図２のゴースト抑圧回路に於けるモジュロ８フ
ィールドカウンタをリセットする回路の概略図である。

【図４】図２のゴースト除去回路と共に用いられるゴー
スト除去方法のフローチャートである。

【符号の説明】

４２ アンテナ ４３ チューナー ４４ ビデオＩＦフィルタ ４５ ビデオＩＦ増幅器 ４６ 同相ビデオ検出器 ４７ 直交ビデオ検出器 ４８ ＡＦＰＣ’Ｄ45.75ＭＨｚ発信器 ４９ ９０°遅延 ５０ 水平同期分離器 ５１ 垂直同期分離器 ５２ サンプル／シンボルカウンタ ５３ シンボル／行カウンタ ５５ 行終端復号化 ５６ ゼロ交差検出器 ５７ 4096fH制御発信器 ５８ 調整可能遅延ライン ５９ ＡＦＰＣ検出器 ６０ 整合フィルタ ６１ １ビットフィードバック複数ビットΣ−ΔＡＤ
Ｃ ６４ ＡＤＣ ６５ ビットラッチ ６６ ＸＯＲゲート ６７ パルス弁別器 ６８ 閾値検出器 ６９ ＡＮＤゲート ７０ データフレームカウンタ ７１ データフレーム同期器 ７２ データ行カウンタ（フレーム用） ７３ シンボル／列カウンタ ７４ データ列カウンタ（フレーム用） ７６ データ分離及び検出回路 ７７ レートバッファ（デインターリーバ） ７８ エラー補正符号復号化器 １０４ ＡＤＣ １０５ ポストゴースト相殺フィルタ １０６ プリゴースト相殺フィルタ １０７ 等化フィルタ １０８ ＤＡＣ １０９ ポストゴースト相殺フィルタ １１０ プリゴースト相殺フィルタ １１１ 等化フィルタ １１２ フィルタ係数コンピュータ １１３ モジュロ８フィールドカウンタ １１４ 復号化ライン１９ １１５ 復号化ライン２８１ １１６ ＯＲゲート １１７ ＶＢＩマルチプレクサ １１８ 一時的ライン格納 １１９ 加算器／減算器 １２０ マルチプレクサ １２１ ０１０、１００、１０１、或いは１１１復号化 １２２ ＡＮＤゲート １２３ ０００復号化 １２４ ＡＮＤゲート １２６ 一時的ライン格納ＲＡＭ １２８ 書き込み画素ラッチ １２９ 読み出し画素ラッチ １３０ 減算器 １３１ 絶対値 １３２ アキュムレータ １３３ ラッチ １３４ 加算器 １３５ マルチプレクサ １３６ チャープ領域復号化 １３７ ＡＮＤゲート １３８ 閾値検出器 １４０ ＡＮＤゲート １４１ ０１でない最終２ビット復号化

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 1/10 Ｍ Ｈ０４Ｌ 27/18 Ｚ 9297−5Ｋ

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 水平走査線の順次のフィールドを有する
   複合ビデオ信号と共に結合された信号で伝送される補助
   信号用であり、該フィールドの各々に於ける該水平走査
   線の所定の一つはゴースト相殺基準信号の８フィールド
   周期の所定の一つを含み、該複合ビデオ信号はビデオ搬
   送波の振幅を変調し、該補助信号は該結合された信号に
   於ける該ビデオ搬送波と直交位相関係にある直交搬送波
   の振幅を変調し、該結合された信号はその伝送に先だっ
   て残留側波帯フィルタリングされる構成の受信器であっ
   て、 少なくとも一つの伝送路を介して受信される該結合され
   た信号に応答し、多重経路のために望ましくないゴース
   トを時として含む同相検出信号として、該残留側波帯フ
   ィルタリングのために該補助信号の上側周波数残余を伴
   なった、該複合ビデオ信号を再生成するために該ビデオ
   搬送波の振幅の変調を検出する同相同期ビデオ検出器
   と、 調整可能なフィルタリングパラメータを有する夫々のゴ
   ースト抑圧フィルタリングを含み、ゴーストが抑圧され
   るべき該同相検出信号に対する応答を提供する第１のゴ
   ースト除去回路と、 順次の蓄積の各々が、受信されたゴースト相殺基準信号
   を生成する該ゴースト相殺基準信号の少なくともひとつ
   の８フィールド周期にわたってなされ、該受信ゴースト
   相殺基準信号は多重経路のための望ましくないゴースト
   を含む対象であり、該水平走査線の該所定のもの中にの
   み発生する該第１のゴースト除去回路の応答を蓄積する
   回路と、 内部で予め利用可能なゴーストなしのゴースト相殺基準
   信号と該受信されたゴースト相殺基準信号との比較に基
   づき、該受信されたゴースト相殺基準信号と該ゴースト
   なしのゴースト相殺基準信号との実質的なマッチングに
   必要である該調整可能なフィルタリングパラメータの値
   を計算するコンピュータと、 該同相同期ビデオ検出器と同一の受信された結合された
   信号に応答して、多重経路のために望ましくないゴース
   トを時として含む直交位相検出信号として、該残留側波
   帯フィルタリングのために該複合ビデオ信号の上側周波
   数残余を伴う、該補助信号を再生成するために該直交搬
   送波の振幅の変調を検出する直交位相同期ビデオ検出器
   と、 該第１のゴースト除去回路に含まれる夫々のゴースト抑
   圧フィルタリングに於ける該調整可能なフィルタリング
   パラメータと同様に調整される調整可能なフィルタリン
   グパラメータを有する夫々のゴースト抑圧フィルタリン
   グを含み、ゴーストが抑圧されるべき該直交位相検出信
   号に対する応答を提供する第２のゴースト除去回路とよ
   りなる受信器。
2. 【請求項２】 前記同相検出信号の複合ビデオ信号成分
   から分離される水平同期パルスを供給する水平同期分離
   器と、 前記同相検出信号の複合ビデオ信号成分から分離される
   垂直同期パルスを供給する垂直同期分離器と、 該水平同期分離器から供給される水平同期パルスをカウ
   ントして、走査線カウントの値に各値が対応するデータ
   行カウントを生成し、該垂直同期分離器から供給される
   垂直同期パルスに応答してデータ行カウントの初期値に
   周期的にリセットされるデータ行カウンタと、 所定の値に到達する該データ行カウントに応答して、該
   受信されたゴースト相殺基準信号の成分として該同相検
   出信号の現在の走査線を獲得する手段とを更に含む請求
   項１記載の受信器。
3. 【請求項３】 前記補助信号はディジタル信号であっ
   て、 前記第２のゴースト除去回路の応答を入力信号として受
   け取り、該ディジタル信号を出力信号として再生成する
   データ分離及び検出回路を更に含む請求項１記載の補助
   信号のための受信器。
4. 【請求項４】 前記第１のゴースト除去回路に含まれる
   前記対応するゴースト抑圧フィルタリングは、その性質
   としてディジタルであり、 該第１のゴースト除去回路内の該夫々のゴースト抑圧フ
   ィルタリングに適用される前に、前記同相検出信号をデ
   ィジタル化する第１のアナログ−ディジタル変換器が先
   行し、 該同相検出信号に対してポストゴースト相殺フィルタと
   して機能するよう配置された第１の無限インパルス応答
   ディジタルフィルタを含み、ここで、前記第２のゴース
   ト除去回路に含まれる前記夫々のゴースト抑圧フィルタ
   リングは、その性質としてディジタルであり、 該第２のゴースト除去回路内の該対応するゴースト抑圧
   フィルタリングに適用される前に、前記直交位相検出信
   号をディジタル化する第２のアナログ−ディジタル変換
   器が先行し、 該直交位相検出信号に対してポストゴースト相殺フィル
   タとして機能するよう配置された第２の無限インパルス
   応答ディジタルフィルタを含み、該第１及び第２の無限
   インパルス応答ディジタルフィルタは各々前記コンピュ
   ータによって調整される調整可能なフィルタリングパラ
   メータを有する請求項３記載の受信器。
5. 【請求項５】 前記第１のゴースト除去回路内に含まれ
   る前記対応するゴースト抑圧フィルタリングは、前記第
   １の無限インパルス応答ディジタルフィルタと直列接続
   で、 第１の有限インパルス応答ディジタルフィルタを含み、 前記第２のゴースト除去回路内に含まれる前記対応する
   ゴースト抑圧フィルタリングは、前記第２の無限インパ
   ルス応答ディジタルフィルタと直列結合で、 第２の有限インパルス応答ディジタルフィルタを含み、
   該第１及び第２の無限インパルス応答ディジタルフィル
   タは各々前記コンピュータによって調整される調整可能
   なフィルタリングパラメータを有する請求項４記載の受
   信器。
6. 【請求項６】 前記第１の有限インパルス応答ディジタ
   ルフィルタは前記同相検出信号に対するプリゴースト相
   殺フィルタとして機能するように配置され、前記第２の
   有限インパルス応答ディジタルフィルタは前記直交位相
   検出信号に対するプリゴースト相殺フィルタとして機能
   するように配置される請求項５記載の受信器。
7. 【請求項７】 前記第１のゴースト除去回路内に含まれ
   る前記夫々のゴースト抑圧フィルタリングは、前記第１
   の無限インパルス応答ディジタルフィルタと前記第１の
   有限インパルス応答ディジタルフィルタと直列結合で、 前記同相検出信号に対して等価フィルタとして機能する
   よう配置される第３の有限インパルス応答ディジタルフ
   ィルタを含み、 前記第２のゴースト除去回路内に含まれる前記夫々のゴ
   ースト抑圧フィルタリングは、前記第２の無限インパル
   ス応答ディジタルフィルタと前記第２の有限インパルス
   応答ディジタルフィルタと直列結合で、 前記直交位相検出信号に対して等価フィルタとして機能
   するよう配置される第４の有限インパルス応答ディジタ
   ルフィルタを含み、 該第１及び第２の無限インパルス応答ディジタルフィル
   タは各々前記コンピュータによって調整される調整可能
   なフィルタリングパラメータを有する請求項６記載の受
   信器。
8. 【請求項８】 前記補助信号はディジタル信号であり、 前記同相検出信号の複合ビデオ信号成分から分離された
   水平同期パルスを供給する水平同期分離器と、 前記同相検出信号の複合ビデオ信号成分から分離された
   垂直同期パルスを供給する垂直同期分離器と、 該水平同期パルスによって分離され該水平同期パルスに
   よって制御され、水平走査線周波数の倍数での振動を生
   成するラインロックされた制御発信器と、 該ラインロックされた制御発信器の発信の平均軸交差に
   応答してデータ行あたりシンボルカウントを生成し、該
   水平同期分離器からの水平同期パルスに応答してデータ
   行あたりシンボルカウントの初期値に周期的にリセット
   されるデータ行あたりシンボルカウンタと、 該水平同期分離器から供給される水平同期パルスを計数
   して、走査線カウントの値に各値が対応するデータ行カ
   ウントを生成し、該垂直同期分離器から供給される垂直
   同期パルスに応答してデータ行カウントの初期値に周期
   的にリセットされるデータ行カウンタと、 Ｌを正の整数としてＭを少なくとも２である偶数の正の
   整数として、時としてＭのゴーストキャンセリング基準
   信号の周期の少なくとも一つを含む垂直帰線消去期間の
   間に、各フィールドの前記所定のラインを表わす得られ
   た該データ行カウントの所定の値の直後の該同相検出信
   号の走査線を分離するＬ番目ライン分離器と、 Ｎを少なくとも１の正の整数として、該分離された垂直
   同期パルスに応答してフィールドカウントモジュロＭＮ
   を生成するフィールドカウンタと、 該フィールドカウントモジュロＭＮをＭのゴーストキャ
   ンセリング基準信号の該周期に同期させる手段と、 該Ｌ番目ライン分離器によって分離されたＭＮ個の順次
   の走査線から対応する画素を結合して、該受信されたゴ
   ーストキャンセリング基準信号として前記コンピュータ
   に供給される時間フィルタ応答を生成する時間フィルタ
   と、 前記第２のゴースト除去回路の応答を入力信号として受
   け取り、データ分離と検出を制御する該データ行カウン
   ト及び該データ行あたりシンボルカウントを受け、該デ
   ィジタル信号を出力信号として再生成するデータ分離及
   び検出回路とを更に含む請求項１記載の補助信号用受信
   器。
9. 【請求項９】 前記時間フィルタは、 一時的ライン格納と、 各ＭＮ番目フィールドのＬ番目走査線の後で、かつ、次
   に続くフィールドのＬ番目走査線の前に、該一時的ライ
   ン格納を空にする手段と、 該ＭＮ番目フィールドのＬ番目走査線の前ではなく、し
   かし該一時的ライン格納を引続き空にする前に、各該Ｍ
   Ｎ番目フィールド毎に、該一時的ライン格納の内容を前
   記コンピュータに読み出す手段と、 カウントされる各フィールドのＧＣＲ信号の成分の極性
   に従って、第１及び第２のフィールドカウントの条件を
   決定する手段と、 該第１のフィールドカウントの条件に応答して、現在カ
   ウントされるフィールドのＬ番目走査線を該一時的ライ
   ン格納の内容に加算する手段と、 該第２のフィールドカウントの条件に応答して、現在カ
   ウントされるフィールドのＬ番目走査線を該一時的ライ
   ン格納の内容から減算する手段ととよりなる請求項８記
   載の補助信号用の受信器。
10. 【請求項１０】 前記数Ｎは１である請求項９記載の受
    信器。
11. 【請求項１１】 その極性が第１及び第２のフィールド
    カウントの条件を決定する、カウントされる各フィール
    ドのＧＣＲ信号の前記成分は、ベッセルチャープである
    請求項９記載の受信器。
12. 【請求項１２】 前記ラインロックされた制御発信器の
    発信の平均軸交差に応答してデータ列あたりシンボルカ
    ウントを生成し、該データ列あたりシンボルカウントが
    所定の最大カウント値に到達して初期カウント値に転換
    される時に常に最大カウント到達信号を供給し、前記水
    平同期分離器からの水平同期パルスに応答してデータ列
    あたりシンボルカウントの初期カウント値に周期的にリ
    セットされるデータ列あたりシンボルカウンタと、 該データ列あたりシンボルカウンタから供給される最大
    カウント到達信号をカウントしてデータ列カウントを生
    成し、前記垂直同期分離器から供給される垂直同期パル
    スに応答してデータ列カウントの初期値に周期的にリセ
    ットされるデータ列カウンタと、 デインターリーブされた出力信号を供給するために入力
    信号として供給される前記データ分離及び検出回路から
    の出力信号に応答してデインターリーバとして動作し、
    前記フィールドカウントモジュロＭＮ、前記データ行あ
    たりシンボルカウント、前記データ行カウント、該デー
    タ列あたりシンボルカウント、及び該データ列カウント
    を内部メモリに書き込み及び読み出しするための制御信
    号として受けるレートバッファと、 該レートバッファからの出力信号に応答して内部エラー
    を補正するエラー補正符号復号化器とを更に含む請求項
    ８記載の受信器。
13. 【請求項１３】 前記Ｌ番目ラインは各フィールドの１
    ９番目ラインである請求項８記載の受信器。
14. 【請求項１４】 前記数Ｍは８であり、前記ゴーストキ
    ャンセリング基準信号は、所定の大きさであり垂直帰線
    消去期間の対応する走査線内の所定のタイミングである
    対応するベッセルチャープよりなり、８連続フィールド
    の各周期に於ける該ゴーストキャンセリング基準信号の
    対応するベッセルチャープは、位相の所定パターンを有
    する請求項８記載の受信器。
15. 【請求項１５】 前記Ｌ番目ラインは各フィールドの１
    ９番目ラインである請求項１４記載の受信器。