JP4559734B2 - テレビ受信機およびライン／フレームパターンと同期して信号サンプルストリームを処理するための方法 - Google Patents

Description

（発明の背景）
本発明は、一般的にはテレビ受信機の分野に関し、より詳細にはテレビ受信機およびゴーストを低減し、かつマルチパス伝搬に起因するテレビ信号受信に対する有害な作用を緩和するための方法に関する。

米国ではカウントリー内に分散するタワーから変調されたビデオ信号を送信するテレビ局が多数ある。多くの場所において、テレビ送信塔が種々の向きに存在し得る場合、一定の方向を向いた指向性アンテナを使用することは困難または不可能となることがある。一般に、デジタル、すなわち高品位テレビ規格を導入してもサイトのより良好な回転角相関を期待できる理由はない。

この問題を克服するために、アンテナローテータが使用されることが多いが、これらローテータは一般に視聴者がチャンネル切り替えを行い得る速度よりも低速で作動する。異なるチャンネルを受信するのにアンテナの向きを再度変えなければならないことは不便であり、同時に多数の異なる視聴者が、異なる多数のテレビチャンネルを選択し得るアパートのような異なる部屋または住宅で、多数のテレビセットの間で１つのアンテナを共用する場合にはこのようにアンテナの向きを変えなければならないことによって別の問題が生じ得る。

共同アンテナシステムを持たないアパートでは、視聴者は放送されているテレビ信号を受信するのに屋内アンテナを使用しなければならず、この屋内アンテナは同じ部屋内の近接物体からの反射、または電波を透過する壁の別の側面での反射の歪を受け得る。周辺の高い地形によって遮られている場所では、テレビ信号は丘の上での回折または反射により受信できるが、適当な外部アンテナのマスト高さで直接テレビ信号波を受信することが困難となったり、または不可能となることがある。これら回折および／または反射信号はマルチパス伝搬に起因し、欠陥となり、この結果、マルチパス遅延がライン走査周期のうちの無視できない何分の１かになった場合、ビデオ信号の一部の周波数成分が減衰したり、および／またはゴーストが生じ得る。高利得の野外指向性アンテナが好まれるのは、より大きい信号強度を求めたいということだけでなく、ゴーストを低減するために到達角度弁別により信号の反射を除きたいという要求からも生じていることが多い。

Ayanoglu et al.に付与された米国特許第5,119,196号（以下、'196号特許とする）、本書ではこの米国特許の開示内容を参考例として援用する、はテレビ画像ゴーストキャンセルのための有限インパルス応答（ＦＩＲ）および無限インパルス応答（ＩＩＲ）等化技術について述べている。この'196号特許はチャンネル記述ｚ多項式の極が単位円に近似するときのＩＩＲチャンネル逆等化器の限界について述べている。この'196号特許はチャンネル記述多項式を単位円内に極を有する因果的因数と単位円内に極を有しない非因果的因数とに因数分解し、非因果的部分を実現するように時間が逆の順で信号サンプルの走査ラインを処理することについても述べている。この'196号特許はライン間のガード時間と見なすことができる操作ラインの各終了時にライン同期パルスを所定の周期の間のゼロビデオ信号であると仮定することにより、これら従来の等化器の限界を部分的に解消できると説明している。従って、このガード時間よりも短いゴースト遅延拡散のために、隣接するラインからの、または隣接するラインへのキャリーオーバーを行わないラインごとの方式で信号等化を実行できる。この技術はライン内のビデオ信号を等化するが、同期パルスからの干渉を除くことはできない。不幸にも、米国のＮＴＳＣ規格によれば、この同期パルスはピーク値がゼロとなるようなＤＣ回復回路によってクランプされている場合には、検出後の一周期に限りゼロ信号となっているに過ぎない。同期パルスはゼロ信号とはならず、むしろ最大送信周期となる時間にテレビ信号の予備検出を等化することが望ましい。

'196号特許に記載の技術もこれら技術が等化する遅延時間に制限がある。'196号特許は検査信号を最小二乗再生のために等化器の重みを適合化する処理集中技術について述べている。'196号特許は適応アンテナによりゴースト低減等化器を相補化することを示唆しているが、適応アンテナのための実現の細部は述べていないし、またこの適応アンテナを２つの別個の出力信号を有するダイバーシティアンテナとすることができることも示唆していない。'196号特許は検波後のテレビビデオ信号を処理することを示唆しているようであり、この処理は遅延した信号パス間の相対的位相差を利用できない。最後に、'196号特許に記載の等化システムは所望信号からエコーを減算することによりエコーをキャンセルするようになっている。残念なことに、この解決方法にはエコーキャンセルプロセス中に所望する信号が劣化するという危険性がある。

ゴースト除去について述べている別の特許として、Ebihara et al.に付与された米国特許第5,253,063号（以下、'063号特許と称す）、Cahill,IIIに付与された米国特許第5,812,217号（以下、'217号特許と称す）、およびPatel et al.に付与された米国特許第5,331,416号（以下、'416号特許と称す）が挙げられる。アンテナ選択ダイバーシティについて述べている特許として、Lendemeier et al.に付与された米国特許第5,335,010号（以下、'010号特許と称す）およびLeeに付与された米国特許第5,818,543号（以下、'543号特許と称す）が挙げられる。本明細書では上記'063号特許、'217号特許、'416号特許、'010号特許および'543号特許を参考例として援用する。

残念なことに、アンテナ選択ダイバーシティはアンテナの切り換えに伴ってゴースト特性が変化することに起因し、ゴーストの等化と両立させることが困難である。従って、ダイバーシティ受信とゴースト除去とを経済上効率的に両立できる改善されたテレビ受信機が望まれている。

（発明の概要）
本発明の実施例はテレビ受信機およびテレビ信号を受信し、複素ベースバンド信号を発生するために受信信号をダウンコンバートするテレビ受信機を作動させる方法を提供するものである。複素ベースバンド信号は微分され、次に複素ベースバンド信号内の直流（ＤＣ）オフセットを低減するために再積分される。このテレビ受信機は既知の周期的情報フィールドを含むことができる。この既知の情報フィールドは積分された信号と相関化され、微分された複素ベースバンド信号を再積分することから得られる任意の定数に関連する残留オフセットを内部で決定する。微分された複素ベースバンド信号を積分する際に、微分され、再積分された複素ベースバンド信号の定数から残留オフセットを減算する。

添付図面を参照し、特定の実施例の次の詳細な説明を読めば本発明の上記以外の特徴についてより容易に理解できよう。

（好ましい実施例の詳細な説明）
本発明は種々の変形をしたり、または別の形態にし得るが、本発明の特定の実施例を図面に例示し、以下、本明細書で詳細に説明する。しかしながら、本発明を開示した特定の形態に限定しようとする意図はなく、逆に本発明は特許請求の範囲に記載の発明の要旨内に入るすべての変形例、均等物および代替例をカバーすると理解すべきである。図面の説明全体において、同じ参照番号は同じ要素を意味する。ある要素が別の要素に「接続されている」または「結合されている」と記載されているときには、この要素は別の要素に直接接続または結合でき、もしくは介在する要素も存在し得ることも理解できよう。これと対照的に、ある要素が別の要素に「直接接続されている」または「直接結合されている」と記載されているときには、介在する要素は存在しない。

次に図１を参照すると、ここにはマルチパステレビ信号受信の一例が示されている。セルラー電話システムまたはテレビ放送システムでは一般にＵＨＦ信号が使用されている。放送システムはその性質としてアンテナサイトから広いエリアに電波を送り、建造物または地貌のような物体からの反射信号が直接波と同じようにテレビ受信機で受信され得る。図１に示されるように、テレビ１２は地貌から反射された第２信号およびビル１６から反射された第３信号と共に送信機１４からの直接波信号を受信する。これら遅延波の重なりによって情報の変調に歪が生じ得る。デジタルセルラー電話システムでは、マルチパス歪に起因するデジタルデータ誤り率の劣化を低減するのに種々の等化方法がこれまで開発されている。テレビ放送システムではマルチパス伝搬はゴーストとして知られる画像劣化の原因であるとしてこれまで長い間認識されてきた。ゴーストを低減する１つの方法は、低減する信号の受信をするために指向性アンテナを使用したり、最も強い波を受信するようにアンテナの向きを定め、別の方向から到達する他の波を排除することであった。しかしながらこの方法は、原則的に正しく積分できれば受信の改善に基本的には使用できた、テレビ受信機に到達するエネルギーを廃棄するものである。

図２はマルチパス信号を処理するためのダイバーシティテレビ受信の一例を示す。テレビ２２は第１受信機２４と、第２受信機２６とを備える。第１受信機２４は送信機２８から送信された直接波信号および地貌から反射された信号を第１アンテナ３２を介して受信する。第２受信機２６は送信機２８から送信され、ビル３４で反射された信号を第２アンテナ２６を介して受信する。第１受信機２４を介して受信された信号は遅延回路３８により遅延され、次に第１受信機２４および第２受信機２６の双方を介して受信された信号が加算回路４２によって組み合わされる。

本発明に係わる実施例のテレビ受信機はホモダイン、すなわちダイレクトコンバージョン受信アーキテクチャに基づくものである。これらアーキテクチャの改良点は、本明細書で参考例として援用する次の特許に記載されている。Dentに付与された米国特許第5,241,702号（以下、'702号特許と称す）、Lindquist et al.に付与された米国特許第5,568,520号（以下、'520号特許と称す）、Lindquist et al.に付与された米国特許第5,712,637号（以下、'637号特許と称す）、Dentに付与された米国特許第5,749,051号（以下、'051号特許と称す）、Dentに付与された米国特許第5,918,169号（以下、'169号特許と称す）。

'702号特許はホモダイン受信機、すなわちダイレクトコンバージョン受信機で生じ得る直流（ＤＣ）オフセット問題に対する解決案について述べている。このホモダインＤＣオフセット問題とはマイクロボルトからミリボルトの範囲の受信小信号を数ミリボルトから数百ミリボルトの大きさのＤＣオフセットで、ゼロ周波数（ＤＣ）を中心とする複素ベースバンド信号に直接変換することを意味する。残念なことに、大きなＤＣオフセットにより所望する信号がかくれる。例えばアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを使って、ホモダインダイレクトコンバータの出力信号をデジタル化すべき場合、Ａ／Ｄフルスケール設定値はクリッピングを防止するためにＤＣオフセットを含むことが望ましい。しかしながら、この場合、所望する信号は最小位の数ビットしか占有できないことがあり得る。所望する信号が占める最小位ビットの数が適当となるように十分大きいダイナミックレンジのＡ／Ｄコンバータを使用できる場合、ＤＣオフセットを所望する信号成分から区別できるデジタル領域処理により、ＤＣオフセットを保存できる。

ホモダインＤＣオフセットを除くための別の解決方法は、ＤＣオフセットを除くようにホモダインダウンコンバータ出力信号を微分し、微分された信号をＡ／Ｄ変換し、微分された信号のデジタル化されたサンプルを得て、次に微分を元に元に戻して、信号波形を回復するよう、デジタル累算を使ってデジタル化されたサンプルの積分を行う。デジタル累算の後の回復された信号波形はアキュムレータが最後にゼロとなったとき、またはゼロにセットされたときの受信信号の値に関連する再積分の任意の定数に等しいＤＣオフセット値を有する。このＤＣオフセット誤差は、最終アキュムレータリセット時の信号値の大きさにすぎず、従って、Ａ／Ｄコンバータのダイナミックレンジの要求を大幅に追加するものではない。この残留誤差は所望する信号を誤差から区別できるようにする所望信号のある特徴を使用して推定され、減算により除去できる。

'702号特許にはデジタル変調されたデータ信号およびアナログ周波数変調された（ＦＭ）信号の受信の種々の例が記載されている。デジタル信号の場合、送信信号内に既知のシンボルパターンまたは同期ワードを含ませることができ、デジタル累算後、このパターンまたは同期ワードと受信された波形とを比較し、マルチパスチャンネル伝搬係数だけでなくＤＣオフセットも決定できる。アナログＦＭ信号の場合、一定振幅の円内にホモダイン受信機で発生された複素信号値が存在するはずであり、位相角が変化するだけである。連続する値の軌跡を識別することにより、原点からの軌跡円の中心の変位量を識別できる。この変位量は実数チャンネル（Ｉ）および虚数（Ｑ）チャンネル内のＤＣオフセットに対応する。

本明細書では図解のため、残留側波帯振幅変調を使用した米国のＮＴＳＣ信号の受信に関連して本発明の実施例について説明する。図３にはＮＴＳＣ信号の周波数スペクトルが示されている。しかしながら、本発明の実施例は欧州ＰＡＬ規格および／またはフランスＳＥＣＡＭ規格のような他の規格に基づくアナログテレビ信号を受信することにも使用できると理解できよう。これら規格はバンド幅、サウンド、カラーサブキャリア（色副搬送波）の位置を調節すれば、米国のＮＴＳＣ規格に類似する。更に、本発明の実施例はデジタルテレビ信号の受信をするのにも使用できる。１つのデジタルテレビ規格とは８レベルの振幅変調を使用している。従って、本発明の実施例に係わるテレビ受信機は経済的な多規格のテレビの受信をするのにも使用できる。

次に図４を参照すると、本発明の実施例に係わるホモダイン受信機５２は、第１アンテナの入力端と第２アンテナ入力端とを備え、これら入力端はそれぞれ第１入力フィルタ５４および第２入力フィルタ５６にそれぞれ結合されている。受信機５２は更にデジタル周波数シンセサイザ５８も備え、このシンセサイザ５８は第１入力フィルタ５４および第２入力フィルタ５６に沿って直交ダウンコンバータ回路６２に結合されている。この直交ダウンコンバータ回路６２はＡ／Ｄコンバータ６６のバンクによりマルチモードデジタル信号処理（ＤＳＰ）回路６４にて結合されている。マルチモードＤＳＰ回路６４にはデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ６８のバンクが結合されている。

ダウンコンバータ回路６２は一対の低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）７２および７４を備え、これら増幅器７２および７４は第１入力フィルタ５４および第２入力フィルタ５６にそれぞれ結合されている。第１ＬＮＡ７２の出力端は２つの混合回路７６および７８の入力端に結合されており、第２ＬＮＡ７４の出力端は２つの混合回路８２および８４の入力端に結合されている。ダウンコンバータ回路６２は更に直交電圧制御発振器（ＱＶＣＯ）８６（すなわち局部発振器）を備え、この発振器は所望する周波数、たとえばビデオ搬送波周波数を中心とするサイン波に対応する第１出力信号と、所望する周波数を中心とするコサイン波に対応する第２出力信号とを発生する。ＱＶＣＯ８６から出力されるサイン波信号は混合回路７８および８２へ与えられ、一方、ＱＶＣＯ８６から出力されるコサイン波信号は混合回路７６および８４へ与えられる。このように混合回路７６および８４の各々の出力端ではＩ信号、すなわち合相信号が発生され、混合回路７８および８２の各々の出力端ではＱ信号、すなわち直交信号が発生される。

混合回路７６、７８、８２および８４からの出力信号はこれらに入力された入力信号の周波数の合計およびこれらに入力された入力信号の周波数の差の双方に対応する周波数成分を含む。従って、周波数の合計に対応する周波数成分を抑制し、周波数の差に対応する周波数成分を通過させるよう、混合回路７６、７８、８２および８４にはローパスフィルタ８７、８８、９２および９４が結合されている。ローパスフィルタ８７、８８、９２および９４から出力される各Ｉ、Ｑ信号ペアを複素ベースバンド信号と称すことができる。

Ａ／Ｄコンバータバンク６６は４つのＡ／Ｄコンバータ９６、９８、１０２および１０４を備え、これらコンバータはローパスフィルタ８７、８８、９２および９４からの出力信号からのデジタルサンプルをそれぞれ発生する。次に、これら出力サンプルはマルチモードＤＳＰ回路６４により処理され、例えばステレオサウンド信号、色信号、ライン走査信号およびフレーム走査信号を発生する。デジタル周波数シンセサイザ５８を制御するのにマルチモードＤＳＰ回路６４を使用することもできる。

上記のように、ＱＶＣＯ８６からの出力信号が従来のアナログテレビ操作で使用されるビデオキャリア周波数を中心とし、サイドバンド周波数での干渉を抑制するように第１入力フィルタ５４および第２入力フィルタ５６を構成できるように、デジタル周波数シンセサイザ５８を使ってＱＶＣＯ８６を制御することができる。本発明の別の実施例では、ＱＶＣＯ８６からの出力信号がテレビチャンネルの中心を中心とし、ローパスフィルタ８７、８８、９２および９４を使ってチャンネルの中心が中心となるよう選択度を対称にするために、デジタル周波数シンセサイザ５８によってＱＶＣＯ８６を制御してもよい。後者のケースではＩおよびＱ信号の各々は約２.５〜５ＭＨｚの幅とすることができるが、前者のケースではＩ、Ｑ信号は約６ＭＨｚ幅とすることができる。従って、これら信号はそれぞれ６ＭＨｚおよび１２ＭＨｚ、またはそれ以上のナイキストレートでサンプリングされる。最小ナイキストレートよりも大きく、カラーサブキャリア情報のその後の抽出を簡略化できる好適なレートはマルチモードＤＳＰ回路６４に接合されたマスター水晶発振子から発生できる２倍または４倍のカラーサブキャリア周波数の水晶発振子のクロックを使用するカラーサブキャリアの２倍または４倍のＩ、Ｑ信号サンプリングレートである。ＮＴＳＣ規格におけるカラーサブキャリア周波数は３.５７９５４５ＭＨｚであり、この結果、サンプリングレートは７.１５９０９ＭＨｚまたは１４.３１８１８ＭＨｚとなる。ホモダイン受信機がビデオキャリアを中心とする場合、隣接する低チャンネル信号を抑制するために非対称な選択度を実現するのにクロス結合されたＩ、Ｑベースバンドフィルタを使用できる。

図５はＮＴＳＣテレビ信号で使用される同期パルスを示す。この同期パルスは水平ブランキング（帰線消去）パルスを含み、この水平ブランキングパルスは図示するようなフロントポーチ周期と、水平同期パルス周期と、バックポーチ周期を含む。受信機がビデオキャリア周波数を中心とし、局部発振器とビデオキャリア周波数との間の周波数誤差が自動周波数制御（ＡＦＣ）または位相ロッキングによって除かれると、同期パルスレベルを含むビデオ信号レベルをシフトするように、ビデオ出力信号にＤＣオフセットが生じ得る。同期パルスが１００％で示されるピークレベルを有する場合、フロントポーチ周期とバックポーチ周期との間のレベルは７０％となる。加算的ＤＣオフセットＩｏは同期パルスピークレベルを１＋Ｉｏまで上げ、フロントポーチレベルおよびバックポーチレベルを.７５＋Ｉｏまで上げる。従って、このＤＣオフセットＩｏはフロント／バックポーチレベルの値の４倍の平均値から同期パルスピークレベル値の３倍を引いた値から演繹できる。次に、ＤＣオフセットを低減するようにホモダイン受信機の出力信号からＩｏの識別されたレベルを減算できる。同期パルスの補正されたピーク値を平均化し、その平均値が期待する、すなわち所望する１００％のビデオ波形レベルに等しくなるまで、受信機の利得を調整するように自動利得制御（ＡＧＣ）回路を使用することもできる。

従って、本発明の実施例によれば、ＮＴＳＣ同期パルスと同期してＩ、Ｑ信号を処理することによって、後により詳細に説明するようなホモダインＤＣオフセットの推定と減算を可能にできる。ＤＣオフセットを低減するためのこの方法は局部発振器（すなわち図４のＱＶＣＯ８６）によって使用される中心周波数と独立して使用できる。本発明の原理および概念はマルチパス伝搬歪を受けやすい、すなわちアナログテレビ受信においてゴーストを生じさせる同じ現象を受けやすいデジタルテレビ信号にも適用できることが更に理解できよう。

局部発振器がビデオキャリアを中心としない場合、局部発振器とビデオキャリアの間には周波数誤差が存在する。この周波数誤差を低減するために、ホモダインダウンコンバータ回路（例えば図４のダウンコンバータ回路６２）から出力されるＩ、Ｑ信号をシステマティックに回転し、デジタルサンプルへ変換される前または後で周波数誤差を除くことができる。この周波数誤差は同期パルスピークでサンプリングされる連続する（Ｉ、Ｑ）値における位相回転を検出することによって検出できる。この誤差は同期パルスピークの位相を平均としてゼロ度のポイントまで移動させることによって低減できる。しかしながら、ホモダインＤＣオフセット値は周波数差までシフトでき、この周波数差は反復されるサイン波のように同期パルスレベルを上下にドリフトさせ得る。

ＤＣオフセットを低減するためにダウンコンバータ回路から出力されるＩ、Ｑ複素ベースバンド信号をまず微分できる。次に、あるシーケンスのデジタルサンプリングを得るようにＡ／Ｄコンバータバンクにより微分された信号を処理できる。周波数誤差を補正し、ゴーストを緩和するよう、デジタル化され、微分された信号を処理した後で、この結果得られる信号は微分された複合ビデオ信号となり、このビデオ信号からサウンドサブキャリア周波数を除くように同調されたデジタルノッチフィルタによってサウンド信号を除くことができる。次に、この結果得られるサウンド信号を引いた信号をあらかじめ計算した微分同期パルスパターンと再結合し、アップデートなタイミングおよび周波数誤差を決定し、次に微分されていないビデオ信号を回復するように、デジタル値の累算を使って積分する。

しかしながら、微分されていないビデオ信号は任意の積分定数の形態をしたＤＣオフセットを含む。しかしながら、この積分定数は微分されていないビデオ信号の振幅の大きさの値に拘束される。同期パルス振幅の平均値Ｌ１を決定するように、同期パルスがピーク値にあるライン走査周期Ｈ（図５参照）の８％中に取られる回復されたビデオ信号サンプルを平均化し、平均値Ｌ２を得るためにフロントポーチ周期に対応するライン走査周期Ｈの２％中に取り込まれる回復されたビデオ信号サンプルを平均化することにより、この残留ＤＣオフセットを決定できる。同期パルスは、フロントポーチ周期中にそのピーク値の７０％にあるはずである。従って、除去すべきＤＣオフセットは下記の式１によって示すことができる。

ＤＣｏｆｆｓｅｔ＝４×Ｌ２−３×Ｌ１ （式１）

式１で計算されるＤＣオフセット値は多数のライン走査またはフレームにわたって任意に平均化でき、次に、微分されていない回復されたビデオ信号から減算できる。残留ＤＣオフセットを除いた後に、同期パルスのピーク振幅が所望するビデオ信号振幅の１００％に等しくなるまで、受信機チェーンのための利得制御設定値を調節するように、同期パルス振幅の平均レベルを使用できる。

ＤＣオフセットを低減するようにビデオ信号を処理し、利得を調節した後に、カラー情報を抽出するように、例えばマルチモードＤＳＰ回路（例えば図４のマルチモードＤＳＰ回路６４）によってビデオ信号を更に処理できる。このカラー情報（色）をビデオ信号（輝度）と組み合わせ、ディスプレイのための赤、緑および青（ＲＧＢ）ドライブ信号を発生できる。これらデジタルＲＧＢ信号はＤ／Ａコンバータバンク（例えば図４のＤ／Ａコンバータバンク６８）により処理し、オプションとして陰極線管（ＣＲＴ）の電子銃またはその他のカラーディスプレイ、例えば液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）のアナログＲＧＢ強度制御装置をドライブするのに任意にレベルシフトされる。このデジタル処理はノッチフィルタを使用することによるモノラルおよび／またはステレオサウンド信号の除去を更に含むことができる。デジタルサウンド信号は出力信号が増幅され、このデジタルサウンド信号はスピーカーを駆動するのに出力信号を増幅し、これを使用できる１つ以上のＤ／Ａコンバータを使用してアナログフォームに変換してもよい。

本発明の一部の実施例では、テレビ受信機はビデオキャリアよりも高いカラーサブキャリア周波数の半分を中心とする局部発振器（図４のＱＶＣＯ８６）を有することができる。Ｉ、Ｑ信号をフィルタリングするのに使用されるローパスフィルタ（例えば図４のローパスフィルタ８７、８８、９２および９４）は対称的にすることができ、上下の隣接するチャンネルビデオキャリアおよびそれぞれの色信号の抑制を改善できるチャンネルスペース±（カラーサブキャリア周波数）／２に位置するノッチを有することができる。これら対称的なフィルタは簡略であるという点で有利となり得る。上記のように、ＤＣオフセットは局部発振器が使用する中心周波数とビデオキャリアとの差にシフトされる。従って、ＤＣオフセットはカラーサブキャリア周波数の半分である１.７８９７７２５ＭＨｚまでシフトされる。更にＩ、Ｑ信号はカラーサブキャリアの半分のオフセットを除くように徐々に位相回転できる。次にカラーサブキャリア周波数の倍でサンプリングされる実際のビデオ信号を得るように、ＩサンプルとＱサンプルとを組み合わせることによってビデオ出力サンプルを発生できる。

次に本発明の実施例に従い、テレビ受信機の局部発振器がビデオキャリアよりも高いカラーサブキャリア周波数の半分を中心とするときの積分定数に起因する残留ＤＣオフセットを低減するための方法について説明する。

ハーフカラーサブキャリアオフセットを除くように、Ｉ、Ｑ信号が徐々に位相回転されると、再積分定数に起因する残留ＤＣオフセットが不要な１.７８９７７２５ＭＨｚ信号として生じ得る。この周波数前後のビデオ信号成分からこの信号を区別することは困難である。同期パルスインターバル中、ビデオ信号成分は送信されないので、同期パルス周期中に生じる不要信号を決定し、多数のパルスにわたって平均化し、残留ＤＣオフセットに関連する推定値を決定することができる。次に同期パルス中に存在する１.７８９７７２５ＭＨｚ信号成分を低減するように、徐々に位相回転する前に、Ｉ、Ｑ信号から予測ＤＣオフセットを減算することができる。

図６は同期パルス中にハーフカラーサブキャリア信号が存在することを示している。ハーフカラーサブキャリア周波数において、１サイクルの半分である１カラーサブキャリアサイクルだけ離間しているデジタルサンプルを減算することにより、この不要な信号成分を検出できる。３.５８ＭＨｚにおけるカラーサブキャリアバーストは、１サイクルだけ離間した等しい値を有し、これら値は減算時にキャンセルしあう。

カラーサブキャリア周波数の倍のＩ、ＱサンプルをＺ（ｉ）＝｛Ｉ（ｉ），Ｑ（ｉ）｝と表示した場合、次の複素数を計算することができる。

ここで、ｉは同期パルスのフロントポーチの開始フランクの後の最初のサンプルである（図５参照）。同期パルスのバックポーチで取り込まれ、フロントポーチ計算により平均化されたサンプルを使用し、より良好な推定値を得るように上記のように複素数ＣおよびＳを計算することもできる。

Ｐの位相角は位相誤差、すなわち位相回転されたビデオ信号の実数（Ｉ）軸線からの差に対応し、Ｐの大きさは１００％ビデオ信号振幅であり、この振幅はＡＧＣに使用できる。Ｉ信号中の積分定数に起因する残留ＤＣオフセットはＣ×Ｐ’／｜Ｐ｜の実数部分（ここでＰ’はＰの共役数である）によって示され、Ｑ信号中の積分定数に起因する残留ＤＣオフセットはＳ×Ｐ’／｜Ｐ｜の実数部分によって示される。これら残留ＤＣオフセット推定値は、スケーリングし、フィードバックループ積分器を形成する平均化アキュムレータへ与えられ、ここで残留ＤＣオフセット低減のための位相回転前にＩ信号およびＱ信号からこれら推定値を減算する。

次に図７を参照する。ここには本発明の実施例に従ってビデオサブキャリアよりも高いカラーサブキャリア周波数の半分を中心とするテレビ受信機で使用できるように構成されたホモダイン受信機２０２が示されている。このホモダイン受信機２０２はテレビバンドパスフィルタ２０４を備え、このフィルタはテレビ信号を受信するためのアンテナに結合できる。バンドパスフィルタ２０４の出力はＬＮＡ２０６に結合されている。ＬＮＡ２０６の出力は２つの混合回路２０８および２１０の入力端に結合されている。ビデオキャリアよりも高いカラーサブキャリア周波数の半分の出力信号をＱＶＣＯ２１２が発生する。このＱＶＣＯ２１２からの出力信号は混合回路２０８および２１０の双方に入力信号として提供される。この混合回路２０８の出力は、図７に示されるように直列に接続された、ローパスフィルタ２１４、微分回路２１６およびＡ／Ｄコンバータ２１８に接合されている。同様に、混合回路２１０の出力もローパスフィルタ２２２、微分回路２２４およびＡ／Ｄコンバータ２２６に結合されており、Ａ／Ｄコンバータ２１８の出力は加算回路２２８およびアキュムレータ回路２３２に結合されており、これら回路は直列に接続されている。同様に、Ａ／Ｄコンバータ２２６の出力も加算回路２３４およびアキュムレータ回路２３６に結合されており、これら回路は直列に接続されている。アキュムレータ回路２３２および２３６の出力は回転回路２３８に結合されている。回転回路２３８からの出力を加算回路２２８および２３４の入力に結合するフィードバックループがＤＳＰ回路２４２によって形成されている。次に、本発明の実施例に従う、ホモダイン受信機２０２の作動例について説明する。

バンドパスフィルタ２０４は入進テレビ信号を受信し、この周波数バンド外の他の信号を除去するように構成されている。入進テレビ信号はＬＮＡ２０６によって増幅され、混合回路２０８および２１０に与えられる。混合回路２０８は受信したテレビ信号とＱＶＣＯ２１２から出力されたコサイン波信号とを乗算し、Ｉ信号成分を発生する。同様に、混合回路２１０も受信したテレビ信号とＱＶＣＯ２１２から出力されるサイン波信号とを乗算し、Ｑ信号成分を発生する。Ｉ信号成分およびＱ信号成分は入進ビデオ信号周波数とビデオキャリアより高いハーフカラーサブキャリア周波数との合計に対応する成分とを除くよう、それぞれローパスフィルタ２１４および２２２によってフィルタリングにより除去される。ローパスフィルタ２１４および２２２はサウンド処理回路２４４による処理をするために入進テレビ信号からオーディオ信号を分離するためのノッチフィルタも含むことができる。

微分回路２１６および２２４を使ってＩ信号およびＱ信号を微分し、Ａ／Ｄコンバータ２１８および２２６を使って微分された信号をデジタルサンプルに変換し、次に、加算回路２２８および２３４、およびアキュムレータ回路２３２および２３６を使用してデジタル累算によりデジタルサンプルを積分することによって、ホモダインＤＣオフセットを低減できる。

従って、大きいホモダインオフセット値を任意の積分定数に置換できる。この定数は境界条件を適用することにより、古典的な微分方程式の原理を使用して決定できる。境界条件とは、再生されたラインまたはフレーム同期パルスがアプリオリに知られる波形に一致することである。特に、同期パルス中に生じるハーフカラーサブキャリア成分は存在してはならない。図６を参照してこれまで説明したような非ゼロハーフカラーサブキャリア成分を検出することによって、複素数の値Ｃ×Ｐ’／｜Ｐ｜およびＳ×Ｐ’／｜Ｐ｜を決定し、これらを加算回路２２８および２３４へフィードバックし、オフセット量を補正することが可能となる。アキュムレータ回路２３２および２３６による処理前に加算回路２２８および２３４へ入力される、フィードバックで決定された値は、オフセット補正ループ内に効果的に積分機能を挿入するので、オフセットをゼロにするための一次サーボシステムが形成される。制御されるパラメータが静的である場合、かかる一次系は、誤差がゼロの定常状態に落ち着く。従って、再積分定数に起因する残留ホモダインオフセットを本発明の実施例に係わる図７のホモダイン受信機によりゼロに制御できる。

アキュムレータが信号を再積分した後に、回転回路２３８によりハーフカラーサブキャリア周波数オフセットが除去される。この回転回路２３８は周期シーケンス０、−４５、−９０、−１３５、−１８０、−２２５、−２７０、−３１５、．．．度により逐次ＩおよびＱの値の位相を回転させるよう、複素乗算を実行することによって逆回転機能を実行する。逆回転後、同期パルス波形が回復されるが、Ｉストリーム、Ｑストリーム、すなわち実数軸線と虚数軸線との間のある位相で同期パルス波形が生じる点を除く。ＤＳＰ回路２４２は回転回路２３８からの出力信号における位相誤差およびドリフトを補正するための位相補正機能を実行するので、同期パルスおよびビデオ信号はＩ波形で生じる。ＤＳＰ回路２４２の位相補正機能は効果的に位相ロックループである。局部発振器ＱＶＣＯ２１２をＡＦＣとして制御するのに推定された周波数誤差成分を使用できる。別の実施例では正確な水晶発振子の周波数基準を使用することによりデジタル周波数シンセサイザによってＱＶＣＯ２１２を制御できる。１００％のビデオレベルを表示する所望するレベルに同期パルスの振幅が達するように、アナログ利得またはデジタルスケーリングを調節するＡＧＣのために同期パルスの振幅を使用できる。ＤＳＰ回路２４２は同期パルスピークの周期性にロックオンするよう、ライン走査レート位相ロックループを使用し得る公知の同期分離技術を使用することにより、同期パルスの発生時間を決定することもできる。この位相ロックループはＤＳＰ２４２の位相補正ループによってＰの角度が補正される前に作動できるように、｜Ｐ｜の値に対して演算できる。一旦複合ビデオ信号が得られた場合、通常アナログ回路で実行されるＲＧＢ信号に対するカラーサブキャリア復調およびカラーデマルチプレクシングを数値的に実行するようにデジタルによってこの信号を処理できる。

ＮＴＳＣ規格ではフレーム周波数は６０Ｈｚのライン周波数未満であり、２つのフレームにわたって１つの完全なビデオフィールドがインターレース化され、これによってフィールド周波数は２９.９７Ｈｚとなる。フィールドごとのライン数は５２５本であり、これによってライン走査周波数は５２５×２９.９７、すなわち１５７３４.２６３７Ｈｚとなる。カラーサブキャリアはライン走査周波数の２つの整数倍の中間に故意にセットされ、ライン走査周波数の２２７.５倍、すなわち３５７９５４５Ｈｚとされる。この目的は、カラー信号から輝度信号への干渉が隣接するライン間のサイクルの半分だけオフセットされ、視覚的な影響を低減するためである。図７を参照したホモダイン受信機の実施例の上記説明では、Ｉ信号およびＱ信号ではカラーサブキャリア周波数の４倍でサンプリングできるので、サンプリングはカラーサブキャリアとコヒーレントとなる。固定された特徴、例えば同期パルスに対するサンプルの位置は隣接するライン間のカラーサブキャリアの周波数の半分だけシフトし、この値はそれにもかかわらずラインごとに２２７.５×４＝９１０個のサンプルの整数となる。他のテレビの規格、例えばＰＡＬおよびＳＥＣＡＭとも同じような関係が存在する。

次に図８を参照すると、ここには本発明の実施例に従ってビデオキャリアよりも高いハーフカラーサブキャリア周波数を中心とするテレビ受信機で使用できるように構成された多チャンネルダイバーシティホモダイン受信機３０２が示されている。図８には２チャンネルしか示されていないが、本発明の原理および概念は本発明の実施例に従い、追加チャンネルにも適用できると理解できよう。各チャンネルの信号は図７を参照してこれまで説明したように、ホモダインダウンコンバータ回路で処理され、微分され、デジタルサンプルに変換される。ダイバーシティホモダイン受信機３０２はリアルタイムの処理部分と非リアルタイムの処理部分とを有するものと見なすことができる。リアルタイム処理部分は第１チャンネルに関連するデジタルＩ信号サンプルを受信する加算回路３０４と、第１チャンネルに関連するデジタルＱ信号サンプルを受信する加算回路３０６と、第２チャンネルに関連するデジタルＩ信号サンプルを受信する加算回路３０８と、第２チャンネルに関連するデジタルＱ信号サンプルを受信する加算回路３１２とを備える。加算回路３０４および３０６の出力端には一対のアキュムレータ回路３１４および３１６が結合されている。同様に、加算回路３０８および３１２の出力端には一対のアキュムレータ回路３１８および３２２が結合されている。第１回転回路３２４がアキュムレータ回路３１４および３１６の出力端を第１位相補正回路３２６に結合しており、更に、第２回転回路３２８がアキュムレータ回路３１８および３２２の出力端を第２位相補正回路３３２に結合している。

位相補正回路３２６および３２８からの出力端はメモリバッファ３３４に結合されており、このメモリバッファはダイバーシティホモダイン受信機３０２の非リアルタイム処理部分の一部を備える。ダイバーシティホモダイン受信機３０２の非リアルタイム処理部分は更にライン同期化回路３３６と、複素デジタルフィルタ回路３３８と、チャンネル推定回路３４２と、位相および周波数誤差回路３４４と、ホモダインオフセット推定回路３４６とを備え、これら回路は図８に示されるように構成されている。次に本発明の実施例に従う、ダイバーシティホモダイン受信機３０２の作動例について説明する。

ダイバーシティホモダイン受信機３０２のリアルタイム処理部分の作動は、ホモダイン受信機２０２に関して図７を参照して説明した作動に類似する。２つのチャンネルに関連した位相補正された出力信号はＳ１＝Ｉ１＋ｊＱ１およびＳ２＝Ｉ２＋ｊＱ２と表示できる。これら２つの出力信号はメモリバッファ３３４に記憶できる。このメモリバッファ３３４は例えば１ラインまたは２ラインメモリのような周期バッファとして、またはそれよりも大きいメモリユニットとして実現できる。出力信号Ｓ１およびＳ２はメモリバッファ３３４から値を読み出し、これら値に対して演算を行い、異なる性質を抽出するよう、値を何回も処理できるようにこれら値をメモリバッファ３３４に書き込みし直すことによって処理できる。ゴーストを補償するのに特に時間を反転した処理が特に有効であり、ダイバーシティの使用によって比較的長いゴースト遅延を補償することが可能となる。

図８に示されるように、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタおよび無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタの双方を使用する複素デジタルフィルタ回路によって信号Ｆ１およびＦ２をフィルタリングすることができる。チャンネル１からの複素ビデオサンプルデータＳ１は、チャンネル１にマッチングされたフィルタを使ってＦＩＲフィルタリングされる。このフィルタはＣ１^＃として表示されており、時間ドメインでは第１マルチパスチャンネルを記述するｚ−多項式Ｃ１の係数から形成された時間が逆にされた共役フィルタである。チャンネル２からの複素ビデオサンプルデータＳ２は、チャンネル２にマッチングされたフィルタを使ってＦＩＲフィルタリングされる。このフィルタはＣ２^＃として表示されており、時間ドメインでは第２マルチパスチャンネルを記述するｚ−多項式Ｃ２の係数から形成された時間が逆にされた共役フィルタである。次に、これらＦＩＲフィルタからの時間の和は、次の伝達関数を有するＩＩＲフィルタを使ってＩＩＲフィルタリングされる。
１／（Ｃ１^＃Ｃ１＋Ｃ２^＃Ｃ２）．

ＩＩＲフィルタの伝達関数の分母は共役−逆数の対で生じる根を有する。従って、これら根の半分は１未満の大きさを有し、順方向時間処理を通して適用できる。根の他方の半分はより大きい大きさ、すなわち非因果的であり、時間を逆にした順序で取り込まれたビデオサンプルデータに適用される逆数の根から形成されるＩＩＲフィルタを使って実現できる。これらＩＩＲフィルタは原則的には無限フィルタであるが、これらフィルタは次のように一度にビデオサンプルの１ラインを処理するのに使用できる。

（ｉ）アプリオリに公知である予測された同期パルス波形においてジャミングすることにより、時間逆ＩＩＲフィルタメモリを初期化し、
（ｉｉ）同期パルス直前のサンプルでスタートする時間が逆にされた順序で取り込まれたビデオサンプルに対して、（ｉ）で初期化されたＩＩＲフィルタを作動させる。前の同期パルスのすべてのサンプルを通す処理を続行する。
（ｉｉｉ）アプリオリに公知の前の同期パルスの予想される同期パルス波形および前のラインからの所望するのと同じ数の既に処理されたビデオサンプル内でジャミングすることにより、順方向時間ＩＩＲフィルタメモリを初期化し、
（ｉｖ）（ｉｉ）で参照した同期パルス後の第１ビデオサンプルから（ｉｉｉ）で初期化されたＩＩＲフィルタを作動させ、次の同期パルスの終了まで処理を続行する。

上記４回の演算の後で、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）で述べた「前の同期パルス」は順方向時間順序と逆方向の時間順序の双方で処理され、他の特徴を決定するために波形を処理できる。

ＩＩＲフィルタを実現するために多項式Ｃ１^＃Ｃ１＋Ｃ２^＃Ｃ２の根を計算する。Ｃ１またはＣ２が変化するときは常にこれら根を再計算することもできる。全体の再計算を回避し、その代わりにＣ１およびＣ２の小さい変化を考慮する根更新手順を実行することにより、Ｃ１およびＣ２の推定値を更新し、根を再計算するプロセスを簡略化できる。複素定数を有する多項式の複素根を決定する方法については、２００１年７月２６日に出願された米国特許出願第09/915,896号に記載されており、この米国特許出願の内容の開示を本明細書で参考例として援用する。この方法は下記の式２からの根に対する現在の近似を仮定した場合の根（ｉ）の誤差の複素数の値を判断することに基づく。

ここで、Ｐは因数分解すべき多項式である。多項式Ｐに対する係数の新しい組を仮定した場合において、最初に根を発見すべきときは、根に対する初期値からスタートして、次にインデックスｉを１〜２Ｎ（ここでＮはビデオサンプル周期における最大マルチパスチャンネル遅延である）まで増分することにより、この式２を繰り返し計算する。

係数が完全に異なる組に変化した場合、根を探す繰り返しプロセスを新しく開始する。しかしながら、受信したより多数の信号サンプルに基づき、前の値から新しい値へチャンネル推定値を更新するときのように、係数がわずかにしか変化しない場合、繰り返しプロセスを必ずしも新しく始めなくてもよい。むしろ更新された多項式に対する新しい根は旧い根の位置からわずかにしか移動しないとの仮定のもとで、根を更新するには上記式を１回繰り返すだけで十分である。従って、式２を使用したチャンネルトラッキングと同じように、根のトラッキングを実行することが可能となり得る。テレビ受信機ではビデオサンプルの新しいラインを受信したときに、チャンネル係数を組Ｃ１、Ｃ２から新しい組Ｃ１＋ｄＣ１、Ｃ２＋ｄＣ２に更新するように、ビデオ信号データの１つ以上のラインを等化するように上記演算を実行できる。多項式Ｐを変形するのに新しい係数を使用することができ、この多項式は組Ｐ＋ｄＰに更新された係数の組を有することになる。更新された係数Ｐ＋ｄＰを使用してｉの各値に対し、式２を１回計算すると、根の誤差、すなわち値が更新された多項式の係数の根となるように値を正しくするように根を変更しなければならない量を決定できる。Ｐの根は共役逆数の対で生じるので、式２はＮ回計算するだけでよい。各時間で根およびその共役逆数の相手の数を更新する。ライン周期（例えば２７３個のサンプル）のうちのかなりの部分（例えば３０％）に等しいゴースト遅延時間に対しては、比較的高速のプロセッサが必要となる。根更新演算の周期はマルチパス係数が変化するスピードにリンクしている。従って、ライン走査周期ごとに根更新演算を実行しなくてもよい。静止しているテレビ受信機に対してはフレーム周期あたり１回またはそれ以下の回数で根更新演算を実行すれば十分であるが、移動テレビ受信をするには１０のライン走査周期ごとに１回で十分である。各フレーム周期で起こり得る２７３個の根の対のすべてを更新するように、ライン走査周期ごとに１つだけの根を更新するように式２を実行することが１つの妥協法である。

上記根のトラッキング演算とは別に、２７３の長さを有するＦＩＲおよびＩＩＲフィルタを実現し、処理集約的なビデオサンプルレートで作動させることができる。しかしながら、かかるフィルタは本発明の実施例に従ってプログラム可能な係数を有するハードウェアで実現してもよい。

図８を参照すると、同期パルスサンプルの大きさの二乗はＥ^２＋Ｆ^２で示される。ここでＥおよびＦは次のとおりである。
Ｅ＝Ｓ１Ｃ１^＃／（Ｃ１^＃Ｃ１＋Ｃ２^＃Ｃ２）かつ、Ｆ＝Ｓ２Ｃ２^＃／（Ｃ１^＃Ｃ１＋Ｃ２^＃Ｃ２）．

この大きさはライン同期化を調節するのにライン同期化回路３３６で使用できる。最初にライン同期の推定値が利用できるようになる前に、同期パルスの起こり得る位置を表示するピークビデオ値に対し、処理されたサンプルのサーチを行うことができる。その後、立ち上がりエッジおよび降下エッジがある場所を推定し、立ち上がりエッジおよび降下エッジに一致するように、平均同期パルス位置の推定値を調節することにより、周期バッファメモリにおける同期パルス位置の推定値を正確にすることができる。

チャンネル推定回路は同期パルス位置を決定した後に、処理されていないチャンネル信号Ｓ１およびＳ２と予想される同期パルス波形とを相関化することにより、チャンネル多項式Ｃ１およびＣ２の推定値を更新する。本発明の一部の実施例によれば、予想同期パルス波形はカラーサブキャリアの基準バーストを含むことができる。別の実施例では、チャンネル信号と同期パルス波形とを相関化する代わりに、フィルタ、例えばエッジを明瞭にするように微分器を使用し、よって改善された時間分解能の精度を高めることにより、フィルタリングされたチャンネル波形と、同様にフィルタされた同期パルス波形とを相関化することができる。より詳細には、フィルタは、フィルタ処理された同期パルス波形のスペクトルをできるだけ白色に近くする効果を有することができる。かかるフィルタは相関化に使用されるフィルタリングされた同期パルス波形と共にあらかじめ計算できる。

ビデオ信号が実数平面に位置するようにビデオ波形の位相を補正するために、ダイバーシティが組み合わされ、処理された同期パルスサンプルを位相および種は数誤差回路３４４で使用することもできる。同期パルスピークにあるサンプルの位相角を決定し、二次のデジタル位相ロックループへ送ることができる。この位相ロックループは従来の技術により、位相の変化するレートから位相および周波数の双方の誤差を推定する。ダイバーシティホモダイン受信機３０２の実時間信号処理部分（例えば第１位相補正回路３２６および第２位相補正回路３３２）に存在し得るすべてのチャンネルの位相補正ユニットへ共通位相回転値が送られる。周波数誤差が更新される時間の間で、位相補正値が連続的に更新されるよう、モジュロ２πアキュムレータに周波数誤差を適用することにより、位相補正値を計算することができる。

上記のように任意の積分定数に置換されるホモダインオフセットはホモダインオフセット推定回路３４６によって推定される。図７を参照して上で説明したように、ハーフカラーサブキャリア周波数信号と信号Ｓ１およびＳ２とを相関化することによってオフセットを推定できる。次に、一次オフセットゼロ化スープを形成するのに、加算回路３０４、３０６、３０８および３１２によってそれぞれオフセット値ｄＩ１、ｄＱ１、ｄＩ２およびｄＱ２を適用できる。

上記のような演算の後で、処理されたビデオサンプルの実数部分Ｅを使用して色信号の抽出、復調および輝度信号との組み合わせを実行し、ＲＧＢ信号を形成できる。

ＮＴＳＣ、ＰＡＬおよび／またはＳＥＣＡＭ規格を満たすアナログテレビ送信をデジタルテレビ放送で補足することができる。デジタルビデオ放送は、より高品位（ＨＤＴＶ）および高画質を提供できる。マルチパス伝搬歪が存在する場合、デジタル信号をデコードするのに等化器を使用することは上記アナログテレビのゴースト補償よりも一般により広く理解され、かつ実施されている。しかしながら、本明細書に説明した原理および概念は、デジタルテレビ信号のための等化技術として使用できる。更に、デジタル信号における誤差を低減するのにダイバーシティ受信も有益である。例えば誤り訂正デコーディングを使用して信号から二進データをデコードするためのデジタルデコーダとして作動するように、ライン同期化回路を改善することにより、図８のダイバーシティホモダイン受信機をデジタルテレビ受信のために使用できる。ライン同期化と類似する機能は、デジタルストリームにおける既知のシンボルパターンの存在を検出することにより、デジタル信号とのフレーム同期化を取得できる。アナログテレビ環境におけるチャンネル推定のために同期パルスを使用する代わりに、チャンネル推定のために送信機において周期的に挿入される既知のシンボルパターンを使用することもできる。この既知のシンボルパターンは、例えばデジタル携帯電話システムで実用化されているデジタル信号等化技術における同期ワードと称すことができる。従って、同じハードウェアユニットまたはチップ内のアナログ処理アルゴリズムと共にデジタルプロセスアルゴリズムを組み込むことにより、デジタルおよびアナログテレビ受信のために図４、７および８のブロック図を使用できる。

単一無線チップおよび単一デジタル信号処理チップを使用して実現でき、ホモダイン受信およびデジタル信号処理に基づいて作動できるテレビ受信機の実施例についてこれまで説明した。更にこれら受信機の実施例は、デジタルチップ内に適当なモードを組み込み、選択された規格をデコードするようにチップを制御することにより、アナログテレビ規格信号およびデジタル、すなわち高品位テレビ規格信号をデコードするように、これら受信機の実施例を容易に設計できる。従って、各モードまたは規格に対して実質的に同じ部品を使用してマルチモードアナログ／デジタルまたはマルチ規格テレビ受信機を構成できる。本発明にかかわるテレビ受信機の実施例はダイバーシティ受信にも適合し、ゴーストを低減することもできる。上記ダイバーシティ等化技術を使用して移動受信中の画像の安定性を改善することもできる。

詳細な説明の結論として、本発明の原理から実質的に逸脱することなく、好ましい実施例について多数の変形および変更を行うことができると理解すべきである。かかる変形例および変更例のすべては特許請求の範囲に記載の発明の要旨内に含まれるものである。

マルチパステレビ受信の一例を示す。 マルチパス信号を処理するためのダイバーシティテレビ受信の一例を示す。 ＮＴＳＣテレビ信号の周波数スペクトルを示す。 本発明の実施例に係わるホモダインテレビ受信機を示すブロック図である。 ＮＴＳＣテレビ信号の同期パルスを示す。 同期パルスにおけるハーフカラーサブキャリア信号の存在を示す。 本発明の別の実施例に係わるホモダインテレビ受信機を示すブロック図である。 本発明の実施例に係わるダイバーシティホモダインテレビ受信機を示すブロック図である。

Claims (32)

1. テレビ送信機から受信した、同期パルスを含むテレビ画像信号に応答して複素ベースバンド信号を発生するように構成されている直交コンバータ回路を含むダイレクトコンバージョン高周波（ＲＦ）回路と、
   同期パルス周期中に前記複素ベースバンド信号の直流オフセットを検出し、検出された直流オフセットを前記複素ベースバンド信号から除算することにより前記複素ベースバンド信号における直流（ＤＣ）オフセットを減衰するように構成されているオフセットキャンセル回路と、
   前記複素ベースバンド信号に応答して数値サンプルを発生するように構成されているアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータと、
   前記数値サンプルに応答してデコードされたカラービデオ信号を発生するように構成されているデジタル信号処理（ＤＳＰ）回路とを備えた、テレビ画像受信装置。
2. 前記ＤＳＰ回路が第１テレビ規格のための第１デコードモードと第２テレビ規格のための第２デコードモードとの間でスイッチング可能である、請求項１記載の装置。
3. 前記第１テレビ規格がアナログ送信規格であり、前記第２テレビ規格がデジタル送信規格である、請求項２記載の装置。
4. 前記アナログ送信規格がＮＴＳＣである、請求項３記載の装置。
5. デジタルテレビ送信規格が８レベルの残留側波帯振幅変調を使用する、請求項３記載の装置。
6. 前記ダイレクトコンバージョンＲＦ回路が２つの異なるアンテナからテレビ画像信号を受信するための２つの受信チャンネルを備え、
   前記直交コンバータ回路が前記アンテナのうちの第１アンテナを通して受信したテレビ画像信号に応答して第１複素ベースバンド信号を発生し、
   前記アンテナのうちの第２アンテナを通して受信したテレビ画像信号に応答して第２複素ベースバンド信号を発生するように構成されており、
   前記Ａ／Ｄコンバータが前記第１複素ベースバンド信号に応答して第１デジタルサンプルを発生し、前記第２複素ベースバンド信号に応答して第２デジタルサンプルを発生するように構成されており、
   前記ＤＳＰ回路が更に前記第１デジタルサンプルと前記第２デジタルサンプルとを組み合わせ、デコードされたカラービデオ信号を発生するように構成されている、請求項１記載の装置。
7. 前記ＤＳＰ回路が等化回路を備え、該等化回路が前記第１デジタルサンプルおよび前記第２デジタルサンプルを処理してデコードされたカラービデオ信号におけるゴーストを低減するように構成されている、請求項６記載の装置。
8. 前記等化回路が、
   内部に記憶された少なくとも１つの水平ライン走査周期に関連する前記第１数値サンプルおよび前記第２数値サンプルのうちの一方を有するメモリを備え、
   前記等化回路が、時間を逆にした順序で前記第１数値サンプルおよび前記第２数値サンプルのうちの一方を処理するように構成されている、請求項７記載の装置。
9. 前記テレビ画像信号がビデオキャリア周波数信号とカラーサブキャリア周波数信号とを備え、直交コンバータ回路がビデオキャリア周波数からカラーサブキャリア周波数の半分だけずれた周波数で出力信号を発生する局部発振器を備えた、請求項１記載の装置。
10. 同期パルスを有するテレビ信号を受信する工程と、
    前記テレビ信号をダウンコンバートして、複素ベースバンド信号を発生する工程と、
    前記複素ベースバンド信号内の直流（ＤＣ）オフセットを減衰するよう同期パルス周期中に前記複素ベースバンド信号の直流オフセットを検出し、検出された直流オフセットを前記複素ベースバンド信号から除算する工程とを備えた、テレビ受信機を作動させる方法。
11. 前記複素ベースバンド信号を処理する工程が、
    前記複素ベースバンド信号を微分する工程と、
    前記微分した複素ベースバンド信号を積分して、積分された出力信号を発生する工程とを備えた請求項１０記載の方法。
12. 前記微分された複素ベースバンド信号をサンプリングし、そのデジタルサンプルを発生する工程を更に備え、
    前記微分された複素ベースバンド信号を積分する工程が、前記デジタルサンプルを積分することを含む、請求項１０記載の方法。
13. 前記テレビ信号をダウンコンバートし、前記複素ベースバンド信号を発生する工程が、
    テレビ信号のキャリア周波数とは異なる周波数を有する局部発振器の信号と前記テレビ信号とを乗算することを含む、請求項１０記載の方法。
14. 前記テレビ信号がカラーサブキャリア周波数を備え、前記局部発振器の信号がテレビ信号のキャリア周波数にカラーサブキャリア周波数の半分を加えた値に等しい、請求項１２記載の方法。
15. 複素領域において、前記積分された出力信号を回転し、前記カラーサブキャリア周波数の半分に対応する周波数オフセットを除く工程を更に含む、請求項１３記載の方法。
16. 実数軸上に前記同期パルスが存在するように、前記積分された出力信号の位相を調節する工程を更に含む、請求項１０記載の方法。
17. 前記積分された出力信号と前記同期パルスとを相関化し、前記微分された複素ベースバンド信号の積分の際に使用される定数に関連した内部の残留オフセットを決定する工程と、
    前記微分された複素ベースバンド信号を積分する際に使用される定数から前記残留オフセットを減算する工程を更に含む、請求項１０記載の方法。
18. 前記テレビ信号を受信する工程が、
    第１同期パルスを含む第１テレビ信号を第１チャンネルで受信する工程と、
    第２同期パルスを含む第２テレビ信号を第２チャンネルで受信する工程と、
    前記第１テレビ信号をダウンコンバートして第１複素ベースバンド信号を発生する工程と、
    前記第２テレビ信号をダウンコンバートして第２複素ベースバンド信号を発生する工程と、
    前記第１および第２複素ベースバンド信号のサンプルをメモリに記憶する工程と、
    前記記憶されたサンプルを順方向の時間順序および逆方向の時間順序で処理することにより、前記第１および第２複素ベースバンド信号の前記記憶サンプルをフィルタリングする工程とを備えた、請求項１０記載の方法。
19. 前記記憶されたサンプルをフィルタリングする工程が、
    前記第１チャンネルにマッチングされた伝達関数を有する第１有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを使って前記第１複素ベースバンド信号の記憶されたサンプルをフィルタする工程と、
    前記第２チャンネルにマッチングされた伝達関数を有する第２有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを使って前記第２複素ベースバンド信号の記憶されたサンプルをフィルタする工程とを備えた、請求項１８記載の方法。
20. 記憶されたサンプルをフィルタリングする前記工程が更に、
    前記第１ＦＩＲフィルタの出力と前記第２ＦＩＲフィルタの出力とを加算する工程と、
    １／（Ｃ１^#Ｃ１＋Ｃ２^#Ｃ２）（ここで、Ｃ１は第１チャンネルを記述するｚ多項式の係数に対応し、Ｃ１^#は前記第１ＦＩＲフィルタの係数に対応し、Ｃ２は第２チャンネルを記述するｚ多項式の係数に対応し、Ｃ２^#は前記第２ＦＩＲフィルタの係数に対応する）で示される伝達関数を有する無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを使って加算された前記第１ＦＩＲフィルタの出力および前記第２ＦＩＲフィルタの出力をフィルタリングする工程を備えた、請求項１９記載の方法。
21. 前記記憶され、フィルタリングされたサンプルに基づき、前記第１および第２の同期パルスの位置を決定する工程を更に含む、請求項１８記載の方法。
22. 前記第１および第２複素ベースバンド信号と前記第１および第２の同期パルスとを相関化することにより、前記記憶され、フィルタリングされたサンプルに基づき、前記第１および第２チャンネルの伝達関数を推定する工程を更に含む、請求項１８記載の方法。
23. 前記第１および第２複素ベースバンド信号を微分する工程と、
    前記微分された複素ベースバンド信号を積分する工程を更に備えた、請求項１８記載の方法。
24. 前記オフセットキャンセル回路が、
    テレビ信号に応答して複素ベースバンド信号を発生するダウンコンバート回路と、
    前記複素ベースバンドに応答して微分された複素ベースバンド信号を発生する微分回路と、
    前記微分された複素ベースバンド信号に応答して、積分された出力信号を発生する積分回路とを備えた、請求項１記載のテレビ画像受信装置。
25. 前記積分回路が、直列に接続された加算回路とアキュムレータ回路を含む、請求項２４記載のテレビ画像受信装置。
26. 前記微分回路と前記加算回路とを結合するアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを更に備えた、請求項２５記載のテレビ画像受信装置。
27. 前記積分された出力信号と前記同期パルスとを相関化し、内部の残留オフセットを決定するようになっているプロセッサ回路を更に備え、前記加算回路が前記残留オフセットに応答自在である、請求項２５記載のテレビ画像受信装置。
28. 前記複素領域中の前記積分された出力信号を回転し、前記積分された出力信号内の周波数オフセットを調節する回転回路を更に備えた、請求項２４記載のテレビ画像受信装置。
29. 前記ダイレクトコンバージョン高周波（ＲＦ）回路が、
    第１チャンネルで受信され、第１同期パルスを含む第１テレビ信号に応答して、第１複素ベースバンド信号を発生する第１ダウンコンバート回路と、
    第２チャンネルで受信され、第２同期パルスを含む第２テレビ信号に応答して、第２複素ベースバンド信号を発生する第２ダウンコンバート回路と、
    内部に記憶された前記第１および第２複素ベースバンド信号のサンプルを有するメモリと、
    前記第１および第２複素ベースバンド信号の前記記憶されたサンプルを順方向および逆方向の時間順序でフィルタリングするフィルタ回路とを備えた、請求項１記載のテレビ画像受信装置。
30. 前記フィルタ回路が、
    前記第１チャンネルにマッチングした伝達関数を有し、前記第１複素ベースバンド信号の前記記憶されたサンプルに応答して第１出力信号を発生する第１有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
    前記第２チャンネルにマッチングした伝達関数を有し、前記第２複素ベースバンド信号の前記記憶されたサンプルに応答して第２出力信号を発生する第２有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
    １／（Ｃ１^#Ｃ１＋Ｃ２^#Ｃ２）（ここで、Ｃ１は第１チャンネルを記述するｚ多項式の係数に対応し、Ｃ１^#は前記第１ＦＩＲフィルタの係数に対応し、Ｃ２は第２チャンネルを記述するｚ多項式の係数に対応し、Ｃ２^#は前記第２ＦＩＲフィルタの係数に対応する）で示される伝達関数を有し、前記第１ＦＩＲフィルタの第１出力信号と前記第２ＦＩＲフィルタの前記第２出力信号の和に応答自在な第３出力信号を発生する無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとを備えた、請求項２９記載のテレビ画像受信装置。
31. 前記記憶され、フィルタリングされたサンプルに応答して前記第１および第２同期パルスの位置を決定する同期化回路を更に備えた、請求項２９記載のテレビ画像受信装置。
32. 前記第１および第２複素ベースバンド信号と前記第１および第２同期パルスとを相関化することにより、前記記憶され、フィルタリングされたサンプルに応答して前記第１および第２チャンネルの伝達関数を推定するチャンネル推定回路を更に備え、前記フィルタ回路が前記第１および第２チャンネルの推定された伝達関数に応答自在である、請求項２９記載のテレビ画像受信装置。

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