JP2001522203A - Ｈｄｔｖ受信機用コ・チャネル干渉検出ネットワーク - Google Patents
Ｈｄｔｖ受信機用コ・チャネル干渉検出ネットワークInfo
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Synchronizing For Television (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
地上放送高精細度テレビジョン情報とパイロット成分を含むＶＳＢ変調信号を処理するための受信機が、受信シンボル・レートの２倍の速度でオーバーサンプリングされるデータストリームを生成するための入力アナログ／ディジタル変換器（１９）と、位相制御ループにおけるデータ・リダクション・ネットワークを備えたディジタル復調器（２２）とを含む。セグメント同期検出器（２４）は、短縮された相関リファレンス・パターンを使用し、ディジタル変換器（１９）に対して２倍のシンボルレート・サンプリング・クロックをリカバリする。パイロット成分に関連付けられたＤＣオフセットは、ＮＴＳＣ干渉検出ネットワーク（３０）へ加えられる前に、復調信号から除去される（２６）。干渉検出ネットワーク（３０）は、２倍のシンボル・レート標本化データ・データストリームに応答する櫛形フィルタ・ネットワークを含み、櫛形周波数スペクトルにおいて折り返し歪を避けるような次元のサンプル遅延を提示し、これにより、ＮＴＳＣコチャネル干渉検出の有効性を増大させる。
Description
【０００１】 本発明は、高精細度テレビジョン信号を処理するための受信機システム、例え
ば、米国のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅによって提案されたＶＳＢ変調形式の
高精細度テレビジョン信号を処理するための受信機システムに関する。
ば、米国のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅによって提案されたＶＳＢ変調形式の
高精細度テレビジョン信号を処理するための受信機システムに関する。
【０００２】 シンボル形式においてディジタル情報を伝達する変調信号からのデータのリカ
バリ（復元）は、通常、受信機において３つの機能を必要とする。即ち、シンボ
ル同期化のためのタイミング・リカバリ、搬送波リカバリ（ベースバンドへの周
波数復調）、およびチャネル等化である。タイミング・リカバリは、受信機クロ
ック（タイムベース）が送信機クロックへ同期化されるプロセスである。これは
、受信信号を最適な時点で標本化することを可能にし、受信シンボル値の指向判
定処理（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）に関係
付けられたスライシング・エラーを縮減する。搬送波リカバリは、下位中間周波
数通過帯域（例えば、ベースバンドに近い）へ周波数変換された後で変調したベ
ースバンド情報をリカバリするように、受信高周波信号がベースバンドへ周波数
偏移されることに関するプロセスである。適応チャネル等化は、信号伝送チャネ
ルにおける変化する条件および外乱の影響が補償されることに関するプロセスで
ある。このプロセスは、一般に、伝送チャネルのタイム・バリアント特性（ｔｉ
ｍｅ ｖａｒｉａｎｔ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ）に左右される周波数
に起因する振幅歪みおよび位相歪を取り除くフィルタを使用し、シンボル判定能
力を改良する。
バリ（復元）は、通常、受信機において３つの機能を必要とする。即ち、シンボ
ル同期化のためのタイミング・リカバリ、搬送波リカバリ（ベースバンドへの周
波数復調）、およびチャネル等化である。タイミング・リカバリは、受信機クロ
ック（タイムベース）が送信機クロックへ同期化されるプロセスである。これは
、受信信号を最適な時点で標本化することを可能にし、受信シンボル値の指向判
定処理（ｄｅｃｉｓｉｏｎ−ｄｉｒｅｃｔｅｄ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）に関係
付けられたスライシング・エラーを縮減する。搬送波リカバリは、下位中間周波
数通過帯域（例えば、ベースバンドに近い）へ周波数変換された後で変調したベ
ースバンド情報をリカバリするように、受信高周波信号がベースバンドへ周波数
偏移されることに関するプロセスである。適応チャネル等化は、信号伝送チャネ
ルにおける変化する条件および外乱の影響が補償されることに関するプロセスで
ある。このプロセスは、一般に、伝送チャネルのタイム・バリアント特性（ｔｉ
ｍｅ ｖａｒｉａｎｔ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ）に左右される周波数
に起因する振幅歪みおよび位相歪を取り除くフィルタを使用し、シンボル判定能
力を改良する。
【０００３】 本発明の原理により、高精細度テレビジョン情報を含む受信残留側波帯（ＶＳ
Ｂ）変調信号を処理するためのシステムは、オーバーサンプルされたシンボルの
データストリームに対応する櫛型フィルタネットワークを具備し、エイリアシン
グ（ａｌｉａｓｉｎｇ）無しのスペクトルの周波数を生成するためのあらかじめ
決められた遅延を有する、ＮＴＳＣコ・チャネル干渉検出ネットワークを含む。
Ｂ）変調信号を処理するためのシステムは、オーバーサンプルされたシンボルの
データストリームに対応する櫛型フィルタネットワークを具備し、エイリアシン
グ（ａｌｉａｓｉｎｇ）無しのスペクトルの周波数を生成するためのあらかじめ
決められた遅延を有する、ＮＴＳＣコ・チャネル干渉検出ネットワークを含む。
【０００４】 図１において、地上放送アナログ入力ＨＤＴＶ信号は、ＲＦ同調回路を含む入
力ネットワーク１４と、ＩＦ通過帯域出力信号を生成するための複変換チューナ
、および適切な自動利得制御（ＡＧＣ）回路を含む中間周波数（ＩＦ）プロセッ
サ１６によって処理される。受信信号は、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅによっ
て提案された如く、搬送波抑圧８−ＶＳＢ変調信号であり、米国での使用のため
に採用される。そのようなＶＳＢ信号は、一次元データシンボル・コンスタレー
ションによって表現され、この場合、唯一の軸は、受信機によってリカバリされ
る量子化データを含む。図を簡単にするために、例示の機能ブロックをクロッキ
ング（ｃｌｏｃｋｉｎｇ）するための信号は示されない。
力ネットワーク１４と、ＩＦ通過帯域出力信号を生成するための複変換チューナ
、および適切な自動利得制御（ＡＧＣ）回路を含む中間周波数（ＩＦ）プロセッ
サ１６によって処理される。受信信号は、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅによっ
て提案された如く、搬送波抑圧８−ＶＳＢ変調信号であり、米国での使用のため
に採用される。そのようなＶＳＢ信号は、一次元データシンボル・コンスタレー
ションによって表現され、この場合、唯一の軸は、受信機によってリカバリされ
る量子化データを含む。図を簡単にするために、例示の機能ブロックをクロッキ
ング（ｃｌｏｃｋｉｎｇ）するための信号は示されない。
【０００５】 １９９４年、４月１４日付けのＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシス
テム仕様において記載された如く、ＶＳＢ伝送システムは、図２に示す規定され
たデータ・フレーム・フォーマットでデータを伝達する。抑圧搬送波周波数にお
ける小パイロット信号は、ＶＳＢ受信機における搬送波ロックの実現に役立たせ
るために、伝送信号へ付加される。図２を参照すると、各データ・フレームは、
２つのフィールドを具備し、各フィールドは、８３２個の多重レベルシンボルか
らなる３１３個のセグメントを含んでいる。各フィールドの第１セグメントは、
フィールド同期セグメントと呼ばれ、そして残りの３１２個のセグメントは、デ
ータ・セグメントと呼ばれる。データ・セグメントは、一般に、ＭＰＥＧ互換デ
ータ・パケットを含む。各データ・セグメントは、４シンボル・セグメント同期
キャラクタを具備し、８２８個のデータ・シンボルが続く。各フィールド・セグ
メントは、４シンボル・セグメント同期キャラクタを含み、所定の５１１シンボ
ル擬似乱数（ＰＮ）シーケンスと３つの所定の６３シンボルＰＮシーケンスを具
備するフィールド同期成分が続き、３つのＰＮシーケンスの中間のものは、連続
フィールドにおいて反転される。ＶＳＢモード制御信号（ＶＳＢシンボル・コン
スタレーション・サイズを規定する）は、９６個の予備シンボルと前フィールド
から複写された１２個のシンボルを伴う最後の６３ＰＮシーケンスに続く。
テム仕様において記載された如く、ＶＳＢ伝送システムは、図２に示す規定され
たデータ・フレーム・フォーマットでデータを伝達する。抑圧搬送波周波数にお
ける小パイロット信号は、ＶＳＢ受信機における搬送波ロックの実現に役立たせ
るために、伝送信号へ付加される。図２を参照すると、各データ・フレームは、
２つのフィールドを具備し、各フィールドは、８３２個の多重レベルシンボルか
らなる３１３個のセグメントを含んでいる。各フィールドの第１セグメントは、
フィールド同期セグメントと呼ばれ、そして残りの３１２個のセグメントは、デ
ータ・セグメントと呼ばれる。データ・セグメントは、一般に、ＭＰＥＧ互換デ
ータ・パケットを含む。各データ・セグメントは、４シンボル・セグメント同期
キャラクタを具備し、８２８個のデータ・シンボルが続く。各フィールド・セグ
メントは、４シンボル・セグメント同期キャラクタを含み、所定の５１１シンボ
ル擬似乱数（ＰＮ）シーケンスと３つの所定の６３シンボルＰＮシーケンスを具
備するフィールド同期成分が続き、３つのＰＮシーケンスの中間のものは、連続
フィールドにおいて反転される。ＶＳＢモード制御信号（ＶＳＢシンボル・コン
スタレーション・サイズを規定する）は、９６個の予備シンボルと前フィールド
から複写された１２個のシンボルを伴う最後の６３ＰＮシーケンスに続く。
【０００６】 さらに図１に関して、ユニット１６からの通過帯域ＩＦ出力信号は、アナログ
／ディジタル変換器１９によってオーバーサンプルされたディジタル・シンボル
・データストリームへ変換される。ＡＤＣ１９からのオーバーサンプルされたデ
ィジタル・データストリームの出力は、全ディジタル復調器／搬送波リカバリ・
ネットワーク２２によってベースバンドへ復調される。これは、受信ＶＳＢデー
タ・ストリームにおける小リファレンス・パイロット搬送波に応答して、全ディ
ジタル位相同期ループによって行われる。ユニット２２は、図３を参照して非常
に詳細に記載される如く、出力Ｉ位相復調シンボル・データストリームを生成す
る。
／ディジタル変換器１９によってオーバーサンプルされたディジタル・シンボル
・データストリームへ変換される。ＡＤＣ１９からのオーバーサンプルされたデ
ィジタル・データストリームの出力は、全ディジタル復調器／搬送波リカバリ・
ネットワーク２２によってベースバンドへ復調される。これは、受信ＶＳＢデー
タ・ストリームにおける小リファレンス・パイロット搬送波に応答して、全ディ
ジタル位相同期ループによって行われる。ユニット２２は、図３を参照して非常
に詳細に記載される如く、出力Ｉ位相復調シンボル・データストリームを生成す
る。
【０００７】 ＡＤＣ１９は、入力した１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒のＶＳＢシンボル・
データストリームを、２１．５２ＭＨｚのサンプリング・クロック、即ち、受信
シンボル・レートの２倍で、オーバーサンプリングし、これにより、シンボル当
たり２つのサンプルによりオーバーサンプリングされた２１．５２Ｍｓａｍｐｌ
ｅｓ／秒のデータストリームを供給する。そのようなシンボル当たり２サンプル
のサンプルをベースにした処理を使用することは、シンボル毎の（シンボル当た
り一サンプル）のシンボルをベースにした処理に比べて、後述される如く、例え
ば、ＤＣ補償ユニット２６とＮＴＳＣ干渉検出器３０に関連づけられている後続
の信号処理機能について都合の良い働きを生じさせる。
データストリームを、２１．５２ＭＨｚのサンプリング・クロック、即ち、受信
シンボル・レートの２倍で、オーバーサンプリングし、これにより、シンボル当
たり２つのサンプルによりオーバーサンプリングされた２１．５２Ｍｓａｍｐｌ
ｅｓ／秒のデータストリームを供給する。そのようなシンボル当たり２サンプル
のサンプルをベースにした処理を使用することは、シンボル毎の（シンボル当た
り一サンプル）のシンボルをベースにした処理に比べて、後述される如く、例え
ば、ＤＣ補償ユニット２６とＮＴＳＣ干渉検出器３０に関連づけられている後続
の信号処理機能について都合の良い働きを生じさせる。
【０００８】 ＡＤＣ１９と復調器２２に関連して、セグメント同期およびシンボル・クロッ
ク・リカバリ・ネットワーク２４がある。ネットワーク２４は、ランダム・デー
タから各データ・フレームの反復データ・セグメント同期成分を検出し、分離す
る。セグメント同期は、アナログ／ディジタル変換器１９によるデータストリー
ム・シンボル・サンプリングを制御するために使用される適正な位相の２１．５
２ＭＨｚのクロックを再生するために使用される。図４と図５に関連して議論さ
れる如く、ネットワーク２４は、セグメント同期を検出するために、短縮された
２シンボル相関リファレンス・パターンと、対応する２シンボル・データ相関器
を、都合よく使用する。
ク・リカバリ・ネットワーク２４がある。ネットワーク２４は、ランダム・デー
タから各データ・フレームの反復データ・セグメント同期成分を検出し、分離す
る。セグメント同期は、アナログ／ディジタル変換器１９によるデータストリー
ム・シンボル・サンプリングを制御するために使用される適正な位相の２１．５
２ＭＨｚのクロックを再生するために使用される。図４と図５に関連して議論さ
れる如く、ネットワーク２４は、セグメント同期を検出するために、短縮された
２シンボル相関リファレンス・パターンと、対応する２シンボル・データ相関器
を、都合よく使用する。
【０００９】 ＤＣ補償ユニット２６は、適応トラッキング回路を使用し、図６に関連して後
述される如く、パイロット信号成分によるＤＣオフセット成分を、復調ＶＳＢ信
号から取り除く。ユニット２８は、各受信データ・セグメントを、受信器のメモ
リに記憶された理想フィールド・リファレンス信号と比較することにより、デー
タ・フィールド同期成分を検出する。フィールド同期化のほかに、フィールド同
期信号は、チャネル・イコライザ３４に対してトレイニング信号を供給する。
述される如く、パイロット信号成分によるＤＣオフセット成分を、復調ＶＳＢ信
号から取り除く。ユニット２８は、各受信データ・セグメントを、受信器のメモ
リに記憶された理想フィールド・リファレンス信号と比較することにより、デー
タ・フィールド同期成分を検出する。フィールド同期化のほかに、フィールド同
期信号は、チャネル・イコライザ３４に対してトレイニング信号を供給する。
【００１０】 ＮＴＳＣ干渉検出および抑圧は、図７と図８に関して非常に詳細に以下に議論
される如く、ユニット３０によって行われる。その後、信号は、ブラインド、ト
レイニング、および指向判定モードの組み合わせにおいて動作するチャネル・イ
コライザ３４によって適応的に等化される。イコライザ３４は、Ｇｒａｎｄ Ａ
ｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と、Ｗ．Ｂｒｅｔｌ他著の論文「ＶＳＢ
Ｍｏｄｅｍ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｇｒａｎｄ Ａｌ
ｌｉａｎｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」
、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔ
ｒｏｎｉｃｓ、１９９５年８月において記載された形式である。イコライザ３４
はまた、Ｓｈｉｕｅ他の同時係属米国特許出願Ｎｏ．（ＲＣＡ８８，９４７）に
おいて記載された形式でもある。検出器３０からの出力データストリームは、イ
コライザ３４の前に、一サンプル／シンボル（１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒
）データストリームへダウンコンバートされる。このダウンコンバージョンは、
適切なダウンサンプリング・ネットワーク（図面を簡単にするために不図示）に
よって実現される。
される如く、ユニット３０によって行われる。その後、信号は、ブラインド、ト
レイニング、および指向判定モードの組み合わせにおいて動作するチャネル・イ
コライザ３４によって適応的に等化される。イコライザ３４は、Ｇｒａｎｄ Ａ
ｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と、Ｗ．Ｂｒｅｔｌ他著の論文「ＶＳＢ
Ｍｏｄｅｍ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｇｒａｎｄ Ａｌ
ｌｉａｎｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」
、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔ
ｒｏｎｉｃｓ、１９９５年８月において記載された形式である。イコライザ３４
はまた、Ｓｈｉｕｅ他の同時係属米国特許出願Ｎｏ．（ＲＣＡ８８，９４７）に
おいて記載された形式でもある。検出器３０からの出力データストリームは、イ
コライザ３４の前に、一サンプル／シンボル（１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒
）データストリームへダウンコンバートされる。このダウンコンバージョンは、
適切なダウンサンプリング・ネットワーク（図面を簡単にするために不図示）に
よって実現される。
【００１１】 イコライザ３４は、チャネル歪を訂正するが、位相雑音は、シンボル・コンス
タレーションをランダムに回転させる。位相トラッキング・ネットワーク３６は
、パイロット信号に応答する前段の搬送波リカバリ・ネットワークによって除去
されなかった位相雑音を含むイコライザ３４からの出力信号における残留位相お
よび利得雑音を取り除く。それから、位相が訂正された信号は、ユニット４０に
よってトレリス復号され、ユニット４２によってデインタリーブされ、リード・
ソロモン誤りはユニット４４によって訂正され、ユニット４６によってデスクラ
ンブル（デランダマイズ）される。その後、復号されたデータストリームは、ユ
ニット５０により音声、ビデオおよび表示の処理に委ねられる。
タレーションをランダムに回転させる。位相トラッキング・ネットワーク３６は
、パイロット信号に応答する前段の搬送波リカバリ・ネットワークによって除去
されなかった位相雑音を含むイコライザ３４からの出力信号における残留位相お
よび利得雑音を取り除く。それから、位相が訂正された信号は、ユニット４０に
よってトレリス復号され、ユニット４２によってデインタリーブされ、リード・
ソロモン誤りはユニット４４によって訂正され、ユニット４６によってデスクラ
ンブル（デランダマイズ）される。その後、復号されたデータストリームは、ユ
ニット５０により音声、ビデオおよび表示の処理に委ねられる。
【００１２】 チューナ１４、ＩＦプロセッサ１６、フィールド同期検出器２８、イコライザ
３４、位相トラッキング・ループ３６、トレリス・デコーダ４０、デインタリー
バ４２、リード・ソロモン・デコーダ４４、およびデスクランバー４６は、１９
９４年４月４日のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と上記
のＢｒｅｔｌ他の論文において記載された形式の回路を使用する。ユニット１９
と５０の機能を実現するための適切な回路はよく知られている。
３４、位相トラッキング・ループ３６、トレリス・デコーダ４０、デインタリー
バ４２、リード・ソロモン・デコーダ４４、およびデスクランバー４６は、１９
９４年４月４日のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と上記
のＢｒｅｔｌ他の論文において記載された形式の回路を使用する。ユニット１９
と５０の機能を実現するための適切な回路はよく知られている。
【００１３】 ユニット２２における復調は、搬送波リカバリを実現するために、全ディジタ
ル自動位相制御（ＡＰＣ）ループによって行われる。この位相同期ループは、初
期捕そくのためのリファレンスとしてパイロット成分と、位相捕そくのための通
常の位相検出器を使用する。パイロット信号は、ランダムで雑音状のパターンを
提示するデータを含む受信データストリーム中に埋め込まれている。ランダム・
データは、復調器ＡＰＣループのフィルタ作用によって基本的に無視される。Ａ
ＤＣ１９への１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒の入力信号は、５．３８ＭＨｚに
おいてＶＳＢ周波数スペクトルの中心をもち、２．６９ＭＨｚにパイロット成分
が位置するベースバンド信号に近い信号である。入力データストリームは、都合
の良いことに、２１．５２ＭＨｚでＡＤＣ１９によって２倍にオーバーサンプリ
ングされる。ユニット２２からの復調データストリームにおいて、パイロット成
分は、ＤＣへ周波数偏移される。
ル自動位相制御（ＡＰＣ）ループによって行われる。この位相同期ループは、初
期捕そくのためのリファレンスとしてパイロット成分と、位相捕そくのための通
常の位相検出器を使用する。パイロット信号は、ランダムで雑音状のパターンを
提示するデータを含む受信データストリーム中に埋め込まれている。ランダム・
データは、復調器ＡＰＣループのフィルタ作用によって基本的に無視される。Ａ
ＤＣ１９への１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒の入力信号は、５．３８ＭＨｚに
おいてＶＳＢ周波数スペクトルの中心をもち、２．６９ＭＨｚにパイロット成分
が位置するベースバンド信号に近い信号である。入力データストリームは、都合
の良いことに、２１．５２ＭＨｚでＡＤＣ１９によって２倍にオーバーサンプリ
ングされる。ユニット２２からの復調データストリームにおいて、パイロット成
分は、ＤＣへ周波数偏移される。
【００１４】 図３は、ディジタル復調器２２の詳細を示す。非常に低い周波数のパイロット
成分を含むＡＤＣ１９からの８ＶＳＢ変調オーバーサンプリング・ディジタル・
シンボル・データ・ストリームは、ヒルベルト・フィルタ３２０とディレー・ユ
ニット３２２の入力へ加えられる。フィルタ３２０は、入来ＩＦ標本化データス
トリームを、「Ｉ」（同相）および「Ｑ」（直角位相）成分へ分離する。ディレ
ー３２２は、ヒルベルト・フィルタ３２０の遅延に一致する遅延を示す。Ｉおよ
びＱ成分は、ＡＰＣループにおける複合乗算器（コンプレックス・マルチプライ
ア）３２４を使用して、ベースバンドへ回転される。一旦ループが同期化される
ならば、乗算器３２４の出力は、複合ベースバンド信号である。乗算器３２４か
らの出力Ｉデータストリームは、実復調器出力として使用され、そしてまた、低
域フィルタ３２６を用いて、受信データストリームのパイロット成分を抽出する
ために使用される。乗算器３２４からの出力Ｑデータストリームは、受信信号の
位相を抽出するために使用される。
成分を含むＡＤＣ１９からの８ＶＳＢ変調オーバーサンプリング・ディジタル・
シンボル・データ・ストリームは、ヒルベルト・フィルタ３２０とディレー・ユ
ニット３２２の入力へ加えられる。フィルタ３２０は、入来ＩＦ標本化データス
トリームを、「Ｉ」（同相）および「Ｑ」（直角位相）成分へ分離する。ディレ
ー３２２は、ヒルベルト・フィルタ３２０の遅延に一致する遅延を示す。Ｉおよ
びＱ成分は、ＡＰＣループにおける複合乗算器（コンプレックス・マルチプライ
ア）３２４を使用して、ベースバンドへ回転される。一旦ループが同期化される
ならば、乗算器３２４の出力は、複合ベースバンド信号である。乗算器３２４か
らの出力Ｉデータストリームは、実復調器出力として使用され、そしてまた、低
域フィルタ３２６を用いて、受信データストリームのパイロット成分を抽出する
ために使用される。乗算器３２４からの出力Ｑデータストリームは、受信信号の
位相を抽出するために使用される。
【００１５】 位相制御ループにおいて、乗算器３２４からのＩおよびＱ出力信号は、それぞ
れ、低域フィルタ３２６と３２８へ加えられる。フィルタ３２６と３２８は、約
１ＭＨｚの遮断周波数を有するナイキスト低域フィルタであり、ユニット３３０
と３３２による８：１データ・ダウンサンプリングの前に、信号帯域幅を縮小す
るために設けられる。ダウンサンプリングされたＱ信号は、自動周波数制御（Ａ
ＦＣ）フィルタ３３６によって濾波される。濾波の後、Ｑ信号は、ユニット３３
８によって振幅制限され、位相検出器３４０が必要とするダイナミックレンジを
縮減する。位相検出器３４０は、その入力へ加えられたＩおよびＱ信号の間の位
相差を検出および訂正し、ＡＰＣフィルタ３４４、例えば、二次低域フィルタに
よって濾波されるところの出力位相エラー信号を発生する。ユニット３４０によ
って検出された位相エラーは、ＤＣに近い期待パイロット信号周波数と受信パイ
ロット信号周波数の間の周波数差を表現する。
れ、低域フィルタ３２６と３２８へ加えられる。フィルタ３２６と３２８は、約
１ＭＨｚの遮断周波数を有するナイキスト低域フィルタであり、ユニット３３０
と３３２による８：１データ・ダウンサンプリングの前に、信号帯域幅を縮小す
るために設けられる。ダウンサンプリングされたＱ信号は、自動周波数制御（Ａ
ＦＣ）フィルタ３３６によって濾波される。濾波の後、Ｑ信号は、ユニット３３
８によって振幅制限され、位相検出器３４０が必要とするダイナミックレンジを
縮減する。位相検出器３４０は、その入力へ加えられたＩおよびＱ信号の間の位
相差を検出および訂正し、ＡＰＣフィルタ３４４、例えば、二次低域フィルタに
よって濾波されるところの出力位相エラー信号を発生する。ユニット３４０によ
って検出された位相エラーは、ＤＣに近い期待パイロット信号周波数と受信パイ
ロット信号周波数の間の周波数差を表現する。
【００１６】 受信パイロット信号が、ＤＣに近い期待周波数を提示するならば、ＡＦＣユニ
ット３３６は、位相偏移を生成しない。位相検出器３４０へ入力されたＩおよび
Ｑチャネル・パイロット成分は、相互直角位相関係からの偏差を示さず、これに
より、位相検出器３４０は、ゼロまたはゼロに近い値の位相エラー出力信号を生
成する。しかし、受信パイロット信号が不正確な周波数を提示するならば、ＡＦ
Ｃユニット３３６は、位相偏移を生成する。これは、位相検出器３４０の入力へ
加えられたＩおよびＱチャネル・パイロット信号の間の付加的な位相差を生ずる
。検出器３４０は、この位相差に応答して、出力エラー値を生成する。
ット３３６は、位相偏移を生成しない。位相検出器３４０へ入力されたＩおよび
Ｑチャネル・パイロット成分は、相互直角位相関係からの偏差を示さず、これに
より、位相検出器３４０は、ゼロまたはゼロに近い値の位相エラー出力信号を生
成する。しかし、受信パイロット信号が不正確な周波数を提示するならば、ＡＦ
Ｃユニット３３６は、位相偏移を生成する。これは、位相検出器３４０の入力へ
加えられたＩおよびＱチャネル・パイロット信号の間の付加的な位相差を生ずる
。検出器３４０は、この位相差に応答して、出力エラー値を生成する。
【００１７】 フィルタ３４４からの濾波された位相エラー信号は、ユニット３３０と３３２
による前段のダウンサンプリングを償うために、インターポレータ（補間器）３
４６によって１：８にアップサンプリングされ、その結果、ＮＣＯ３４８は、２
１．５２ＭＨｚにおいて動作する。補間器３４６の出力は、ＮＣＯ３４８の制御
入力へ加えられ、受信データストリームを復調するためのパイロット信号を局所
的に再生する。ＮＣＯ３４８は、ユニット３４０、３４４、３４６からの位相制
御信号に応答して、正しい位相においてパイロット・トーンを再生するためのＳ
ＩＮＥおよびＣＯＳＩＮＥのルックアップ・テーブルを含む。ＮＣＯ３４８の出
力は、乗算器３２４のＩおよびＱ信号出力が検出器３４０により生成された位相
エラー信号を実質的にゼロとするまで、制御され、これにより、適正に復調され
たベースバンドＩ信号が乗算器３２４の出力において存在することを指し示す。
による前段のダウンサンプリングを償うために、インターポレータ（補間器）３
４６によって１：８にアップサンプリングされ、その結果、ＮＣＯ３４８は、２
１．５２ＭＨｚにおいて動作する。補間器３４６の出力は、ＮＣＯ３４８の制御
入力へ加えられ、受信データストリームを復調するためのパイロット信号を局所
的に再生する。ＮＣＯ３４８は、ユニット３４０、３４４、３４６からの位相制
御信号に応答して、正しい位相においてパイロット・トーンを再生するためのＳ
ＩＮＥおよびＣＯＳＩＮＥのルックアップ・テーブルを含む。ＮＣＯ３４８の出
力は、乗算器３２４のＩおよびＱ信号出力が検出器３４０により生成された位相
エラー信号を実質的にゼロとするまで、制御され、これにより、適正に復調され
たベースバンドＩ信号が乗算器３２４の出力において存在することを指し示す。
【００１８】 ディジタル復調器２２において、主信号処理エンジンは、本質的に、要素３３
６、３３８、３４０、３４４を具備する。ユニット３３０と３３２によって提供
される８：１ダウンサンプリングは、都合の良いことに、復調器の処理パワーお
よびハードウェアを節約し、低クロックレートにおいて、即ち、２１．５２ＭＨ
ｚの代わりに２１．５２ＭＨｚ／８または２．６９ＭＨｚのクロックを使用して
、ＡＰＣループ要素３３６、３３８、３４０、３４４がクロッキングされること
を許可し、効率的な処理を可能にしている。ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ
）が、ネットワーク２２、とくに位相検出器ループを実現するために使用される
とき、上記のデータ・リダクションは、例えば、命令コードについて比例した少
数の行（ライン）数しか必要としないことになり、ソフトウェア効率を高めるこ
とになる。ＤＳＰマシン・サイクルが、他の信号処理目的のために利用可能にな
る。特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）が、ネットワーク２２を実現するために
使用されるとき、データ・リダクションは、ハードウェアおよびパワー要件を削
減させ、集積回路表面積を縮小させる。復調器は、搬送波リカバリを実現するた
めに、パイロット成分を使用し、スライサー判定データを使用する複雑で時間を
消費するフィードバック処理ではなく、フィード・フォワード処理を都合のよく
使用する。
６、３３８、３４０、３４４を具備する。ユニット３３０と３３２によって提供
される８：１ダウンサンプリングは、都合の良いことに、復調器の処理パワーお
よびハードウェアを節約し、低クロックレートにおいて、即ち、２１．５２ＭＨ
ｚの代わりに２１．５２ＭＨｚ／８または２．６９ＭＨｚのクロックを使用して
、ＡＰＣループ要素３３６、３３８、３４０、３４４がクロッキングされること
を許可し、効率的な処理を可能にしている。ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ
）が、ネットワーク２２、とくに位相検出器ループを実現するために使用される
とき、上記のデータ・リダクションは、例えば、命令コードについて比例した少
数の行（ライン）数しか必要としないことになり、ソフトウェア効率を高めるこ
とになる。ＤＳＰマシン・サイクルが、他の信号処理目的のために利用可能にな
る。特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）が、ネットワーク２２を実現するために
使用されるとき、データ・リダクションは、ハードウェアおよびパワー要件を削
減させ、集積回路表面積を縮小させる。復調器は、搬送波リカバリを実現するた
めに、パイロット成分を使用し、スライサー判定データを使用する複雑で時間を
消費するフィードバック処理ではなく、フィード・フォワード処理を都合のよく
使用する。
【００１９】 復調Ｉチャネル・データストリームは、図４と図５に詳細に示された如く、セ
グメント同期およびシンボル・クロック・リカバリ・ユニット２４へ加えられる
。反復データ・セグメント同期パルスが受信データストリームのランダム・デー
タ・パターンからリカバリされるとき、セグメント同期は、アナログ／ディジタ
ル変換器１９（図１）のサンプリング動作を制御するシンボルレート・サンプリ
ング・クロックの２倍の適正な位相の２１．５２ＭＨｚを再生することにより、
適正なシンボル・タイミングを実現するために使用される。図５は、Ｇｒａｎｄ
Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶ仕様に従い、８ＶＳＢ変調地上放送信号に対して
、対応セグメント同期を含めて、８レベル（−７から＋７）データ・セグメント
の部分を描く。セグメント同期は、各データ・セグメントの開始時に発生し、４
シンボル間隔を占有する。セグメント同期は、＋５から−５のセグメント同期パ
ルスの振幅レベルに対応するパターン１ −１ −１ １によって規定される。
グメント同期およびシンボル・クロック・リカバリ・ユニット２４へ加えられる
。反復データ・セグメント同期パルスが受信データストリームのランダム・デー
タ・パターンからリカバリされるとき、セグメント同期は、アナログ／ディジタ
ル変換器１９（図１）のサンプリング動作を制御するシンボルレート・サンプリ
ング・クロックの２倍の適正な位相の２１．５２ＭＨｚを再生することにより、
適正なシンボル・タイミングを実現するために使用される。図５は、Ｇｒａｎｄ
Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶ仕様に従い、８ＶＳＢ変調地上放送信号に対して
、対応セグメント同期を含めて、８レベル（−７から＋７）データ・セグメント
の部分を描く。セグメント同期は、各データ・セグメントの開始時に発生し、４
シンボル間隔を占有する。セグメント同期は、＋５から−５のセグメント同期パ
ルスの振幅レベルに対応するパターン１ −１ −１ １によって規定される。
【００２０】 ４シンボル・セグメント同期は、８３２シンボル毎に生ずるが、データはラン
ダムで、雑音状の特性を有するために、復調ＶＳＢディジタル・データストリー
ムにおける所在位置を突き止めることは困難である。これらの条件下でセグメン
ト同期を検出するために、データ相関器の一入力へ復調Ｉチャネル・データスト
リームを加え、復調データとの比較のために、相関器のリファレンス入力へ１
−１ −１ １特性を有するリファレンス・パターンを加えることは従来の慣行
であった。相関器は、８３２シンボル毎にリファレンス・パターンと一致する補
強（ｒｅｉｎｆｏｒｃｅｍｅｎｔ）を作出する。補強されたデータ事象（ｅｖｅ
ｎｔｓ）は、相関器に関連づけられた累算器によって累算される。介在するラン
ダムな（非補強）相関は、補強された相関セグメント同期成分に関して消失する
。このようにしてセグメント同期データをリカバリするためのネットワークは、
例えば、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶ仕様と前記のＢｒｅｔｌ他の
論文から公知である。
ダムで、雑音状の特性を有するために、復調ＶＳＢディジタル・データストリー
ムにおける所在位置を突き止めることは困難である。これらの条件下でセグメン
ト同期を検出するために、データ相関器の一入力へ復調Ｉチャネル・データスト
リームを加え、復調データとの比較のために、相関器のリファレンス入力へ１
−１ −１ １特性を有するリファレンス・パターンを加えることは従来の慣行
であった。相関器は、８３２シンボル毎にリファレンス・パターンと一致する補
強（ｒｅｉｎｆｏｒｃｅｍｅｎｔ）を作出する。補強されたデータ事象（ｅｖｅ
ｎｔｓ）は、相関器に関連づけられた累算器によって累算される。介在するラン
ダムな（非補強）相関は、補強された相関セグメント同期成分に関して消失する
。このようにしてセグメント同期データをリカバリするためのネットワークは、
例えば、Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶ仕様と前記のＢｒｅｔｌ他の
論文から公知である。
【００２１】 ここで、セグメント同期は一般に所在位置を見いだすことが困難であるが、マ
ルチパス（「ゴースト」）条件が存在する状態で検出することは、とくに困難で
あることが認識されている。さらに、セグメント同期パターン（−１ １）の最
後の２つの特性（振幅レベル）は、マルチパスのような伝送歪によって容易に形
が損なわれるが、セグメント同期パターン（１ −１）の最初の２つの特性は、
非常に形が損なわれ難いことが認識されている。さらに、セグメント同期パター
ンの最初の２つの振幅特性（１ −１）の形状が損なわれるとしても、それらは
、同じ態様で形状が損なわれ、その態様は最初の２つの特性を相関技術により容
易に検出させることが判明している。こうして、開示されたシステムにおいて、
セグメント同期を検出するために相関器へ加えられたリファレンス・パターンは
、好ましくは、すべての４つのパターン・レベル（１ −１ −１ １）ではな
く、最初の２つのパターン・レベル（１ −１）によって構成される。こうして
、相関器リファレンス・パターンは、好ましくは、２シンボル間隔のみを包含す
る。
ルチパス（「ゴースト」）条件が存在する状態で検出することは、とくに困難で
あることが認識されている。さらに、セグメント同期パターン（−１ １）の最
後の２つの特性（振幅レベル）は、マルチパスのような伝送歪によって容易に形
が損なわれるが、セグメント同期パターン（１ −１）の最初の２つの特性は、
非常に形が損なわれ難いことが認識されている。さらに、セグメント同期パター
ンの最初の２つの振幅特性（１ −１）の形状が損なわれるとしても、それらは
、同じ態様で形状が損なわれ、その態様は最初の２つの特性を相関技術により容
易に検出させることが判明している。こうして、開示されたシステムにおいて、
セグメント同期を検出するために相関器へ加えられたリファレンス・パターンは
、好ましくは、すべての４つのパターン・レベル（１ −１ −１ １）ではな
く、最初の２つのパターン・レベル（１ −１）によって構成される。こうして
、相関器リファレンス・パターンは、好ましくは、２シンボル間隔のみを包含す
る。
【００２２】 図４において、復調器２２（図１と図３）からのオーバーサンプリングされた
出力データストリームは、位相検出器４１０の一信号入力と８３２シンボル相関
器（コリレータ）４２０へ加えられる。位相検出器４１０の他方の信号入力は、
相関器４２０と、相関器４２０のリファレンス入力へ結合された対応する相関リ
ファレンス・パターン発生器４３０と、セグメント・インテグレータ（積分器）
およびアキュームレータ（累算器）４２４とを含むデータ相関処理径路（パス）
から入力信号を受信する。相関器４２０は、本質的に、コード化されたデータ・
セグメント同期のシンボルに応答する。リファレンス・パターン発生器４３０は
、比較的簡単で短縮されたリファレンス・パターン１ −１を供給し、これによ
り、簡易相関器ネットワークの使用を許容している。簡易リファレンス・パター
ンは、より安定で信頼できる情報が使用されるために、同期検出プロセス、とく
に劣悪な信号条件において、混乱を生じにくい。開示されたシステムは、４つの
相関の内の２つの形状が損なわれたとしても、混乱を起こしにくい。さらに、相
関器４２０による計算時間は、大幅に縮小されている。
出力データストリームは、位相検出器４１０の一信号入力と８３２シンボル相関
器（コリレータ）４２０へ加えられる。位相検出器４１０の他方の信号入力は、
相関器４２０と、相関器４２０のリファレンス入力へ結合された対応する相関リ
ファレンス・パターン発生器４３０と、セグメント・インテグレータ（積分器）
およびアキュームレータ（累算器）４２４とを含むデータ相関処理径路（パス）
から入力信号を受信する。相関器４２０は、本質的に、コード化されたデータ・
セグメント同期のシンボルに応答する。リファレンス・パターン発生器４３０は
、比較的簡単で短縮されたリファレンス・パターン１ −１を供給し、これによ
り、簡易相関器ネットワークの使用を許容している。簡易リファレンス・パター
ンは、より安定で信頼できる情報が使用されるために、同期検出プロセス、とく
に劣悪な信号条件において、混乱を生じにくい。開示されたシステムは、４つの
相関の内の２つの形状が損なわれたとしても、混乱を起こしにくい。さらに、相
関器４２０による計算時間は、大幅に縮小されている。
【００２３】 相関器４２０からの出力は、ユニット４２４によって積分および累算される。
所定のしきい値との比較器を含むセグメント同期発生器４２８は、データ・セグ
メント同期間隔に対応するデータストリームにおける適切な時点においてセグメ
ント同期を発生することにより、ユニット４２４の出力に応答する。これは、補
強されたデータ事象（ｅｖｅｎｔ）（セグメント同期の出現）の累算が所定レベ
ルを超えるとき、発生する。位相検出器４１０は、ユニット２２からの復調デー
タストリームにおいて出現するセグメント同期の位相とユニット４２８によって
発生されたセグメント同期の位相を比較し、出力位相エラー信号を生成する。こ
のエラー信号は、自動位相制御（ＡＰＣ）フィルタ４３４によって低域濾波され
、ＡＤＣ１９に対して２１．５２ＭＨｚのオーバーサンプリング・クロックを供
給するところの２１．５２ＭＨｚの電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）４３６を制
御するための好適な信号を、生成する。このサンプリング・クロックは、位相エ
ラー信号がＡＰＣ作用によりほぼゼロであるとき、適正なタイミングを提示する
。シンボル・タイミング（クロック）・リカバリは、この点において完了する。
ユニット４２８によって発生されたセグメント同期は、また、自動利得制御（Ａ
ＧＣ）回路（不図示）を含むほかのデコーダ（復号器）回路へ加えられる。
所定のしきい値との比較器を含むセグメント同期発生器４２８は、データ・セグ
メント同期間隔に対応するデータストリームにおける適切な時点においてセグメ
ント同期を発生することにより、ユニット４２４の出力に応答する。これは、補
強されたデータ事象（ｅｖｅｎｔ）（セグメント同期の出現）の累算が所定レベ
ルを超えるとき、発生する。位相検出器４１０は、ユニット２２からの復調デー
タストリームにおいて出現するセグメント同期の位相とユニット４２８によって
発生されたセグメント同期の位相を比較し、出力位相エラー信号を生成する。こ
のエラー信号は、自動位相制御（ＡＰＣ）フィルタ４３４によって低域濾波され
、ＡＤＣ１９に対して２１．５２ＭＨｚのオーバーサンプリング・クロックを供
給するところの２１．５２ＭＨｚの電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）４３６を制
御するための好適な信号を、生成する。このサンプリング・クロックは、位相エ
ラー信号がＡＰＣ作用によりほぼゼロであるとき、適正なタイミングを提示する
。シンボル・タイミング（クロック）・リカバリは、この点において完了する。
ユニット４２８によって発生されたセグメント同期は、また、自動利得制御（Ａ
ＧＣ）回路（不図示）を含むほかのデコーダ（復号器）回路へ加えられる。
【００２４】 受信ＶＳＢ信号における低い周波数の抑圧搬送波パイロット成分により、復調
器２２からの復調された出力Ｉシンボル・データ中にＤＣオフセットが存在する
。このＤＣオフセットは、すべてのシンボルに関連し、後の処理に先だって補償
ネットワーク２６（図１）によって除去される。伝送されたシンボルＤＣ成分の
除去は、８ＶＳＢ信号の対称シンボル値、即ち、±７±５±３±１のリカバリを
容易にする。図６は、主にＤＣトラッキング・フィードバック・ネットワークで
あるネットワーク２６の詳細を示す。図６におけるネットワーク２６の配置は、
都合の良いことに、２倍のシンボル・レートにおいてクロッキングされ、ＤＣ成
分を迅速に排除させる。この作用は、受信機およびその幾つかの相互従属するサ
ブシステムの迅速な収束を促進し、表示用の受信ビデオデータを処理するための
適正な動作条件を迅速に生成する。
器２２からの復調された出力Ｉシンボル・データ中にＤＣオフセットが存在する
。このＤＣオフセットは、すべてのシンボルに関連し、後の処理に先だって補償
ネットワーク２６（図１）によって除去される。伝送されたシンボルＤＣ成分の
除去は、８ＶＳＢ信号の対称シンボル値、即ち、±７±５±３±１のリカバリを
容易にする。図６は、主にＤＣトラッキング・フィードバック・ネットワークで
あるネットワーク２６の詳細を示す。図６におけるネットワーク２６の配置は、
都合の良いことに、２倍のシンボル・レートにおいてクロッキングされ、ＤＣ成
分を迅速に排除させる。この作用は、受信機およびその幾つかの相互従属するサ
ブシステムの迅速な収束を促進し、表示用の受信ビデオデータを処理するための
適正な動作条件を迅速に生成する。
【００２５】 図６において、非所望のＤＣオフセットを含むオーバーサンプリング復調デー
タストリームは、負のコンバイナ６１０の一入力へ加えられる。コンバイナ６１
０の反転入力（−）は、次の如く、コンバイナ６１０の出力に応答して生成され
た制御信号に応答して、ＤＣ電圧発生器６１６からＤＣ補償電圧を受け取る。コ
ンバイナ６１０からの出力信号におけるＤＣオフセットは、２倍のシンボル・レ
ートのオーバーサンプリング率においてフィードバック作用により漸次的に減衰
される。このＤＣオフセットは、ユニット６２２によって検出され、比較器６２
４によってリファレンスと比較される。比較器６２４の出力は、残留ＤＣオフセ
ットの大きさおよび極性を指示し、制御信号発生器６２６から制御信号を生成す
るために使用される。制御信号により、発生器６１６は、復調データストリーム
と結合されたＤＣ値の大きさおよび極性を増分的に調整する。このプロセスは、
定常状態条件に達するまで継続し、この場合、フィードバック作用により、それ
以上のＤＣ値の調整はユニット６１６によって行われない。伝送チャネル外乱は
、受信機において正負の補償値が必要とされる如く、伝送器で付加される（正）
ＤＣオフセットを変化させるので、発生器６１６は正負のＤＣ補償値を供給する
。
タストリームは、負のコンバイナ６１０の一入力へ加えられる。コンバイナ６１
０の反転入力（−）は、次の如く、コンバイナ６１０の出力に応答して生成され
た制御信号に応答して、ＤＣ電圧発生器６１６からＤＣ補償電圧を受け取る。コ
ンバイナ６１０からの出力信号におけるＤＣオフセットは、２倍のシンボル・レ
ートのオーバーサンプリング率においてフィードバック作用により漸次的に減衰
される。このＤＣオフセットは、ユニット６２２によって検出され、比較器６２
４によってリファレンスと比較される。比較器６２４の出力は、残留ＤＣオフセ
ットの大きさおよび極性を指示し、制御信号発生器６２６から制御信号を生成す
るために使用される。制御信号により、発生器６１６は、復調データストリーム
と結合されたＤＣ値の大きさおよび極性を増分的に調整する。このプロセスは、
定常状態条件に達するまで継続し、この場合、フィードバック作用により、それ
以上のＤＣ値の調整はユニット６１６によって行われない。伝送チャネル外乱は
、受信機において正負の補償値が必要とされる如く、伝送器で付加される（正）
ＤＣオフセットを変化させるので、発生器６１６は正負のＤＣ補償値を供給する
。
【００２６】 図７は、図１におけるＮＴＳＣコチャネル干渉検出ネットワーク３０の詳細を
示す。Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様において説明され
た如く、ＶＳＢ伝送システムの干渉波抑圧特性は、６ＭＨｚテレビジョン・チャ
ネル内のＮＴＳＣコチャネル干渉信号の主要成分の周波数位置、およびＶＳＢ受
信機のベースバンド櫛形フィルタの周期的ノッチに基づいている。これらの櫛形
フィルタ・ノッチは、高エネルギーＮＴＳＣ成分に干渉する周波数位置において
高減衰（ヌル）を提示する。これらの成分は、低帯域エッジから１．２５ＭＨｚ
に位置するビデオ搬送波、ビデオ搬送波周波数よりも高い３．５８ＭＨｚに位置
する色副搬送波、およびビデオ搬送波周波数よりも上の４．５ＭＨｚに位置する
音声搬送波を含んでいる。
示す。Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様において説明され
た如く、ＶＳＢ伝送システムの干渉波抑圧特性は、６ＭＨｚテレビジョン・チャ
ネル内のＮＴＳＣコチャネル干渉信号の主要成分の周波数位置、およびＶＳＢ受
信機のベースバンド櫛形フィルタの周期的ノッチに基づいている。これらの櫛形
フィルタ・ノッチは、高エネルギーＮＴＳＣ成分に干渉する周波数位置において
高減衰（ヌル）を提示する。これらの成分は、低帯域エッジから１．２５ＭＨｚ
に位置するビデオ搬送波、ビデオ搬送波周波数よりも高い３．５８ＭＨｚに位置
する色副搬送波、およびビデオ搬送波周波数よりも上の４．５ＭＨｚに位置する
音声搬送波を含んでいる。
【００２７】 ＮＴＳＣ干渉は、図７に示された回路によって検出され、ここで、フィールド
同期パターンについての信号に対する干渉および雑音は、櫛形フィルタ・ネット
ワークの入力と出力において測定され、これらのパターンは相互に比較される。
この目的のために使用されたリファレンス・フィールド同期パターンは、受信Ｖ
ＳＢ信号フィールド同期パターンについてのプログラムされ、ローカルに記憶さ
れた「理想」版である。
同期パターンについての信号に対する干渉および雑音は、櫛形フィルタ・ネット
ワークの入力と出力において測定され、これらのパターンは相互に比較される。
この目的のために使用されたリファレンス・フィールド同期パターンは、受信Ｖ
ＳＢ信号フィールド同期パターンについてのプログラムされ、ローカルに記憶さ
れた「理想」版である。
【００２８】 図７において、オーバーサンプリングされた復調Ｉチャネル・シンボル・デー
タは、ＮＴＳＣリジェクション櫛形フィルタ７１０の入力、マルチプレクサ７４
５の第１入力、および負のコンバイナ７２０の入力へ加えられる。櫛形フィルタ
７１０は、櫛形Ｉチャネル・シンボル・データストリームを生成するために、入
力Ｉデータから遅延要素７１４によって遅延されたサンプルを減算する減算器７
１２を含む。櫛形フィルタ７１０は、前記のＮＴＳＣ周波数に干渉する高エネル
ギーの周波数において、大きな振幅減衰または「ヌル」を生ずる。フィルタ７１
０からの櫛形Ｉデータは、マルチプレクサ７４５の第２入力へ加えられる。櫛形
フィルタ遅延要素７１４は、都合の良いことに、下記の如く２４サンプル遅延を
提示する。
タは、ＮＴＳＣリジェクション櫛形フィルタ７１０の入力、マルチプレクサ７４
５の第１入力、および負のコンバイナ７２０の入力へ加えられる。櫛形フィルタ
７１０は、櫛形Ｉチャネル・シンボル・データストリームを生成するために、入
力Ｉデータから遅延要素７１４によって遅延されたサンプルを減算する減算器７
１２を含む。櫛形フィルタ７１０は、前記のＮＴＳＣ周波数に干渉する高エネル
ギーの周波数において、大きな振幅減衰または「ヌル」を生ずる。フィルタ７１
０からの櫛形Ｉデータは、マルチプレクサ７４５の第２入力へ加えられる。櫛形
フィルタ遅延要素７１４は、都合の良いことに、下記の如く２４サンプル遅延を
提示する。
【００２９】 プログラムされた２１．５２Ｍｓａｍｐｌｅｓ／秒（２倍のシンボル・レート
）のリファレンス・フィールド同期パターンは、受信データストリームのフィー
ルド同期インターバル中、ローカル・メモリから獲得される。フィールド同期リ
ファレンス・パターンは、ＮＴＳＣリジェクション（抑圧）櫛形フィルタ７１８
の入力と、コンバイナ７２０の反転入力（−）へ加えられる。櫛形フィルタ７１
８は、櫛形フィルタ７１０と同様であり、２４サンプル遅延を都合よく提示する
遅延要素を含む。図７のネットワーク、とくに櫛形フィルタ７１０、７１８およ
び関連遅延ネットワークは、２１．５２ＭＨｚでクロッキングされる。
）のリファレンス・フィールド同期パターンは、受信データストリームのフィー
ルド同期インターバル中、ローカル・メモリから獲得される。フィールド同期リ
ファレンス・パターンは、ＮＴＳＣリジェクション（抑圧）櫛形フィルタ７１８
の入力と、コンバイナ７２０の反転入力（−）へ加えられる。櫛形フィルタ７１
８は、櫛形フィルタ７１０と同様であり、２４サンプル遅延を都合よく提示する
遅延要素を含む。図７のネットワーク、とくに櫛形フィルタ７１０、７１８およ
び関連遅延ネットワークは、２１．５２ＭＨｚでクロッキングされる。
【００３０】 コンバイナ７２０の出力において生成された第１エラー信号は、入力データス
トリームにおける受信フィールド同期パターンとリファレンス・フィールド同期
パターンの間の差分を表現する。このエラー信号は、ユニット７２２によって平
方（２乗）され、ユニット７２４によって積分される。コンバイナ７３０の出力
において生成された第２エラー信号は、フィルタ７１０による櫛形濾波の後の受
信フィールド同期パターンとフィルタ７１８による櫛形濾波の後のリファレンス
・フィールド同期パターンの間の差分を表現する。この第２エラー信号は、ユニ
ット７３２によって平方（２乗）され、ユニット７３４によって積分される。ユ
ニット７２２と７３２の出力は、それぞれのエラー信号のエネルギーを表現する
。積分器（インテグレータ）７２４と７３４からの積分出力信号は、それぞれ、
非櫛形および櫛形受信フィールド同期成分の信号対干渉および雑音内容を表現す
る。これらの積分エネルギー表現信号は、積分された第１および第２エラー信号
の大きさを比較するエネルギー検出器（比較器）７４０のそれぞれの入力へ加え
られる。検出器７４０からの出力信号は、マルチプレクサ７４５の制御入力に加
えられ、マルチプレクサ７４５は、高品質、即ち、信号対雑音および干渉比の改
善を示す入力信号の一つをデータ出力として供給する。こうして、大きなＮＴＳ
Ｃコチャネル干渉の場合に、フィルタ７１０からの櫛形濾波された出力信号は、
マルチプレクサ７４５から出力されるが、非濾波受信シンボル・データストリー
ムは、そのような干渉の不在において出力される。
トリームにおける受信フィールド同期パターンとリファレンス・フィールド同期
パターンの間の差分を表現する。このエラー信号は、ユニット７２２によって平
方（２乗）され、ユニット７２４によって積分される。コンバイナ７３０の出力
において生成された第２エラー信号は、フィルタ７１０による櫛形濾波の後の受
信フィールド同期パターンとフィルタ７１８による櫛形濾波の後のリファレンス
・フィールド同期パターンの間の差分を表現する。この第２エラー信号は、ユニ
ット７３２によって平方（２乗）され、ユニット７３４によって積分される。ユ
ニット７２２と７３２の出力は、それぞれのエラー信号のエネルギーを表現する
。積分器（インテグレータ）７２４と７３４からの積分出力信号は、それぞれ、
非櫛形および櫛形受信フィールド同期成分の信号対干渉および雑音内容を表現す
る。これらの積分エネルギー表現信号は、積分された第１および第２エラー信号
の大きさを比較するエネルギー検出器（比較器）７４０のそれぞれの入力へ加え
られる。検出器７４０からの出力信号は、マルチプレクサ７４５の制御入力に加
えられ、マルチプレクサ７４５は、高品質、即ち、信号対雑音および干渉比の改
善を示す入力信号の一つをデータ出力として供給する。こうして、大きなＮＴＳ
Ｃコチャネル干渉の場合に、フィルタ７１０からの櫛形濾波された出力信号は、
マルチプレクサ７４５から出力されるが、非濾波受信シンボル・データストリー
ムは、そのような干渉の不在において出力される。
【００３１】 櫛形フィルタ７１０と７１８における２４サンプル遅延の使用とともに、オー
バーサンプリングされたＩチャネル・データおよびフィールド同期リファレンス
・パターン・データの使用は、都合の良いことに、ＮＴＳＣコチャネル干渉につ
いての全スペクトル情報を生成する。これは、都合の良いことに、ＮＴＳＣ干渉
分析および検出をより正確にし、櫛形濾波を改善する。具体的に、オーバーサン
プリング入力データと対応する回路クロッキングによる櫛形フィルタ７１０と７
１８における２４サンプル遅延の使用により、１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒
のシンボル・レートにおいて入力データストリームを供給し、１０．７６Ｍｓｙ
ｍｂｏｌｓ／秒のシンボル・レートにおいて櫛形フィルタ７１０と７１８を動作
させることにより生成される位相および振幅折り返し効果によって櫛形濾波され
た周波数スペクトルは損なわれない。櫛形フィルタ７１０と７１８の出力におい
て生成された合成周波数スペクトルは、図８において示され、１０．７６ＭＨｚ
に中心をもち、両側に２つの櫛形濾波された全ＮＴＳＣ通過帯域成分を含む。減
衰ノッチは、上記の如く、干渉する高エネルギーＮＴＳＣ周波数において現れる
。
バーサンプリングされたＩチャネル・データおよびフィールド同期リファレンス
・パターン・データの使用は、都合の良いことに、ＮＴＳＣコチャネル干渉につ
いての全スペクトル情報を生成する。これは、都合の良いことに、ＮＴＳＣ干渉
分析および検出をより正確にし、櫛形濾波を改善する。具体的に、オーバーサン
プリング入力データと対応する回路クロッキングによる櫛形フィルタ７１０と７
１８における２４サンプル遅延の使用により、１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒
のシンボル・レートにおいて入力データストリームを供給し、１０．７６Ｍｓｙ
ｍｂｏｌｓ／秒のシンボル・レートにおいて櫛形フィルタ７１０と７１８を動作
させることにより生成される位相および振幅折り返し効果によって櫛形濾波され
た周波数スペクトルは損なわれない。櫛形フィルタ７１０と７１８の出力におい
て生成された合成周波数スペクトルは、図８において示され、１０．７６ＭＨｚ
に中心をもち、両側に２つの櫛形濾波された全ＮＴＳＣ通過帯域成分を含む。減
衰ノッチは、上記の如く、干渉する高エネルギーＮＴＳＣ周波数において現れる
。
【００３２】 図７は、要素７２２、７２４、７３２、７３４、７４０を含むＮＴＳＣコチャ
ネル干渉検出器の一形式を示す。しかし、他の形式の検出器も使用される。こう
して、これらの要素は、４入力検出器、即ち、所謂「ブラック・ボックス」によ
って表現され、ここで、検出器は、特定システムの要件に従い動作するようにプ
ログラムされる。そのような場合に、４つの入力は、コンバイナ７２０への２つ
のオーバーサンプリング（２サンプル／シンボル）入力と、コンバイナ７３０へ
の２つのオーバーサンプリング入力であり、フィルタ７１０の出力からコンバイ
ナ７３０の入力まではとくに重要である。
ネル干渉検出器の一形式を示す。しかし、他の形式の検出器も使用される。こう
して、これらの要素は、４入力検出器、即ち、所謂「ブラック・ボックス」によ
って表現され、ここで、検出器は、特定システムの要件に従い動作するようにプ
ログラムされる。そのような場合に、４つの入力は、コンバイナ７２０への２つ
のオーバーサンプリング（２サンプル／シンボル）入力と、コンバイナ７３０へ
の２つのオーバーサンプリング入力であり、フィルタ７１０の出力からコンバイ
ナ７３０の入力まではとくに重要である。
【００３３】 図７の配置（ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）は、上側通過帯域成分の下側帯域エッ
ジと下側通過帯域成分の上側帯域エッジの周波数重なりによって生じる振幅およ
び位相の劣化（折り返し歪）を付随させることなく、図８に示された如く、クリ
ーンな（ｃｌｅａｎ）周波数スペクトルを生成する。結果的に、要素７２０、７
２２、７２４、７３０、７３２、７３４と７４０によるコチャネル干渉検出は、
１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒シンボル・レートにおける１２サンプル遅延処
理入力データにより櫛形フィルタを使用するシステムによる検出よりも正確であ
る。後者の場合に、振幅および位相転化は、５．３８ＭＨｚの近傍において生じ
やすく、ここで、通過帯域成分が不完全に整合するとき、上側および下側通過帯
域は重なり、そのような重なりにおいて取り消されない。そのような不完全な整
合は、例えば、マルチパスを含む、信号チャネル条件の下で発生しやすい。この
折り返し歪条件は、ＮＴＳＣコチャネル干渉検出の有効性を低下させるが、開示
されたシステムによって避けられる。
ジと下側通過帯域成分の上側帯域エッジの周波数重なりによって生じる振幅およ
び位相の劣化（折り返し歪）を付随させることなく、図８に示された如く、クリ
ーンな（ｃｌｅａｎ）周波数スペクトルを生成する。結果的に、要素７２０、７
２２、７２４、７３０、７３２、７３４と７４０によるコチャネル干渉検出は、
１０．７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒シンボル・レートにおける１２サンプル遅延処
理入力データにより櫛形フィルタを使用するシステムによる検出よりも正確であ
る。後者の場合に、振幅および位相転化は、５．３８ＭＨｚの近傍において生じ
やすく、ここで、通過帯域成分が不完全に整合するとき、上側および下側通過帯
域は重なり、そのような重なりにおいて取り消されない。そのような不完全な整
合は、例えば、マルチパスを含む、信号チャネル条件の下で発生しやすい。この
折り返し歪条件は、ＮＴＳＣコチャネル干渉検出の有効性を低下させるが、開示
されたシステムによって避けられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の原理による装置を含む高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）受信機の部
分のブロックダイヤグラム図である。
分のブロックダイヤグラム図である。
【図２】 米国のＧｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステムによるＶＳＢ変調信
号のデータ・フレーム・フォーマットを示す図である。
号のデータ・フレーム・フォーマットを示す図である。
【図３】 図１におけるディジタル復調器／搬送波リカバリ・ネットワークの詳細を示す
図である。
図である。
【図４】 図１におけるセグメント同期検出器およびシンボル・クロック・リカバリの詳
細を示す図である。
細を示す図である。
【図５】 図４におけるネットワークの動作を理解する際に役立つ信号波形を示す図であ
る。
る。
【図６】 図１のシステムによって処理されたシンボル・データストリームにおいてＤＣ
オフセットを除去するための補償ネットワークの詳細を示す図である。
オフセットを除去するための補償ネットワークの詳細を示す図である。
【図７】 図１のシステムにおけるＮＴＳＣコチャネル干渉検出ネットワークの詳細を示
す図である。
す図である。
【図８】 図７におけるネットワークの動作に関連した周波数スペクトルを示す図である
。
。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１１年１０月１１日（１９９９．１０．１１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００３】 本発明の原理により、ＶＳＢシンボルコンステレーションによって表現される
高精細度映像データを含み、コ・チャネル干渉を提示する受信残留側波帯（ＶＳ
Ｂ）変調信号を処理するためのシステムにおいて使用される装置が、開示される
。データは、複数のデータセグメントに先行するフィールド同期成分を具備する
一連のデータフレームによって構成されたデータフレームフォーマットを有する
。受信信号は、復調および濾波される。基準信号が供給され、基準信号は濾波さ
れる。また、入力ネットワークおよび信号処理パスに結合された出力を備えたＮ
ＴＳＣ干渉検出器が含められる。復調データストリーム、基準信号、濾波復調デ
ータストリーム、および濾波基準信号が、入力ネットワークへ供給される。入力
ネットワークへ加えられた復調データストリームおよび濾波復調データストリー
ムは、受信信号の記号速度の倍数でオーバーサンプリングされた記号データを含
む。
高精細度映像データを含み、コ・チャネル干渉を提示する受信残留側波帯（ＶＳ
Ｂ）変調信号を処理するためのシステムにおいて使用される装置が、開示される
。データは、複数のデータセグメントに先行するフィールド同期成分を具備する
一連のデータフレームによって構成されたデータフレームフォーマットを有する
。受信信号は、復調および濾波される。基準信号が供給され、基準信号は濾波さ
れる。また、入力ネットワークおよび信号処理パスに結合された出力を備えたＮ
ＴＳＣ干渉検出器が含められる。復調データストリーム、基準信号、濾波復調デ
ータストリーム、および濾波基準信号が、入力ネットワークへ供給される。入力
ネットワークへ加えられた復調データストリームおよび濾波復調データストリー
ムは、受信信号の記号速度の倍数でオーバーサンプリングされた記号データを含
む。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１０】 ＮＴＳＣ干渉検出および抑圧は、図７と図８に関して非常に詳細に以下に議論
される如く、ユニット３０によって行われる。その後、信号は、ブラインド、ト
レイニング、および指向判定モードの組み合わせにおいて動作するチャネル・イ
コライザ３４によって適応的に等化される。イコライザ３４は、Ｇｒａｎｄ Ａ
ｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と、Ｗ．Ｂｒｅｔｌ他著の論文「ＶＳＢ
Ｍｏｄｅｍ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｇｒａｎｄ Ａｌ
ｌｉａｎｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」
、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔ
ｒｏｎｉｃｓ、１９９５年８月において記載された形式である。イコライザ３４
はまた、１９９８年６月２３日に出願されたＳｈｉｕｅ他の同時係属米国特許出
願０９／１０２，８８５において記載された形式でもある。検出器３０からの出
力データストリームは、イコライザ３４の前に、一サンプル／シンボル（１０．
７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒）データストリームへダウンコンバートされる。この
ダウンコンバージョンは、適切なダウンサンプリング・ネットワーク（図面を簡
単にするために不図示）によって実現される。
される如く、ユニット３０によって行われる。その後、信号は、ブラインド、ト
レイニング、および指向判定モードの組み合わせにおいて動作するチャネル・イ
コライザ３４によって適応的に等化される。イコライザ３４は、Ｇｒａｎｄ Ａ
ｌｌｉａｎｃｅ ＨＤＴＶシステム仕様と、Ｗ．Ｂｒｅｔｌ他著の論文「ＶＳＢ
Ｍｏｄｅｍ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｇｒａｎｄ Ａｌ
ｌｉａｎｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」
、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔ
ｒｏｎｉｃｓ、１９９５年８月において記載された形式である。イコライザ３４
はまた、１９９８年６月２３日に出願されたＳｈｉｕｅ他の同時係属米国特許出
願０９／１０２，８８５において記載された形式でもある。検出器３０からの出
力データストリームは、イコライザ３４の前に、一サンプル／シンボル（１０．
７６Ｍｓｙｍｂｏｌｓ／秒）データストリームへダウンコンバートされる。この
ダウンコンバージョンは、適切なダウンサンプリング・ネットワーク（図面を簡
単にするために不図示）によって実現される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図７
【補正方法】変更
【補正内容】
【図７】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ， ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，Ｌ Ｕ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ， ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，Ｕ Ｇ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (71)出願人 46，Ｑｕａｉ Ａ， Ｌｅ Ｇａｌｌｏ Ｆ−92648 Ｂｏｕｌｏｇｎｅ Ｃｅｄｅ ｘ Ｆｒａｎｃｅ Ｆターム(参考） 5C021 PA23 PA26 PA28 PA32 PA34 PA37 PA56 PA66 PA67 PA72 PA76 YA01 YC08 ZA11 5C063 AA11 AB01 AB07 AC01 CA27 CA34 5K047 AA11 HH01 HH43 MM33 MM36 MM45 MM46 MM50 MM63
Claims (13)
- 【請求項１】 ＶＳＢシンボルコンステレーションによって表現される高精
細度映像データを含み、コ・チャネル干渉を提示する受信残留側波帯（ＶＳＢ）
変調データストリームを処理するためのシステムにおいて、前記データは、複数
のデータセグメントに先行するフィールド同期成分を具備する一連のデータフレ
ームによって構成されたデータフレームフォーマット（図２）を有し、前記装置
は、 前記受信データストリームに応答して復調データストリームを生成する手段（
２２）と、 前記復調データストリームを濾波して濾波復調データストリームを生成する手
段（７１０）と、 基準信号（フィールド同期）を供給する手段と、 前記基準信号を濾波して濾波基準信号を生成する手段（７１８）と、 入力ネットワーク（７２０、７３０）および信号処理パスへ結合された出力を
有するＮＴＳＣ干渉検出器（７２０〜７４０）と、 前記復調データストリーム（Ｉデータ）、前記基準信号、前記濾波復調データ
ストリーム（７１０）および前記濾波基準信号を前記入力ネットワークへ供給す
る手段とを具備し、 前記入力ネットワークへ加えられた前記復調データストリームおよび前記濾波
復調データストリームは、前記受信データストリームのシンボル・レートの倍数
でオーバーサンプリングされたシンボル・データを含むことを特徴とする装置。 - 【請求項２】 前記基準信号および前記濾波基準信号は、前記受信データス
トリームのシンボル・レートの前記倍数でオーバーサンプリングされたシンボル
・データを含むことを特徴とする請求項１に記載のシステム。 - 【請求項３】 前記濾波手段（７１０、７１８）は、櫛形フィルタ・ネット
ワークを具備し、前記入力ネットワークは、前記復調データストリームおよび前
記基準信号に応答する第１差分ネットワーク（７２０）と、前記濾波復調データ
ストリームおよび前記濾波基準信号に応答する第２差分ネットワーク（７３０）
とを具備することを特徴とする請求項１に記載のシステム。 - 【請求項４】 前記基準信号は、フィールド同期基準パターンであることを
特徴とする請求項１に記載のシステム。 - 【請求項５】 ＶＳＢシンボルコンステレーションによって表現される高精
細度映像データを含み、コ・チャネル干渉を提示する受信残留側波帯（ＶＳＢ）
変調データストリームを処理するためのシステムにおいて、前記データは、複数
のデータセグメントに先行するフィールド同期成分を具備する一連のデータフレ
ームによって構成されたデータフレームフォーマットを有し、前記装置は、 前記復調データストリームに応答して、有意ＮＴＳＣコ・チャネル干渉エネル
ギーに対応する周波数での情報を減衰させ、濾波データストリームを生成するフ
ィルタ（７１０、７１８）と、 前記復調データストリームおよび前記濾波データストリームに応答して前記復
調データストリームおよび前記濾波データストリームの相対干渉含有量を表す制
御信号を生成する信号品質アナライザー（７２０〜７４０）と、 前記制御信号に応答して、前記制御信号が前記干渉の存在を指示する時、前記
濾波復調データストリームを出力チャネルヘ供給し、それ以外の時、前記復調シ
ンボル・データストリームを前記出力チャネルへ供給する出力ネットワーク（７
４５）とによって特徴付けられる、前記受信データストリームに応答して復調記
号を生成するプリプロセッサ（２２）を具備し、 前記プリプロセッサによって生成された前記復調データストリームは、前記受
信データストリームのシンボル・レートの倍数でオーバーサンプリングされ、 前記フィルタネットワーク（７１０、７１８）が、サンプル１２個分の遅延よ
りも大きな遅延を提示することを特徴とする装置。 - 【請求項６】 前記復調記号データストリームは、前記受信データストリー
ムのシンボル・レートの２倍でオーバーサンプリングされ、 前記フィルタ（７１０、７１８）は、少なくともサンプル２４個分の遅延を提
示することを特徴とする請求項５に記載の装置。 - 【請求項７】 前記フィルタ（７１０、７１８）は、ノン・オーバーラッピ
ングの上側および下側通過帯域（図８）によって構成された出力周波数スペクト
ルを生成することを特徴とする請求項５に記載の装置。 - 【請求項８】 前記フィルタは、 （ａ）前記復調データストリームと出力に応答する第１櫛形フィルタ（７１０
）と、 （ｂ）基準信号と出力に応答する第２櫛形フィルタ（７１８）とを具備する櫛
形フィルタネットワークであり、 前記アナライザーは、 （ａ）前記復調データストリームと前記基準信号の間の差分を決定するための
第１検出器（７２０〜７２４）と、 （ｂ）前記第１および第２櫛形フィルタからの櫛形出力信号の間の差分を決定
するための第２検出器（７３０〜７３４）と、 （ｃ）前記第１および第２検出器からの出力を比較して前記制御信号を生成す
る手段（７４０）とを含むことを特徴とする請求項５に記載の装置。 - 【請求項９】 前記基準信号は、フィールド同期基準パターンであることを
特徴とする請求項８に記載の装置。 - 【請求項１０】 ＶＳＢシンボルコンステレーションによって表現される高
精細度映像データを含み、コ・チャネル干渉を提示する受信残留側波帯（ＶＳＢ
）変調データストリームを処理するためのシステムにおいて、前記データは、複
数のデータセグメントに先行するフィールド同期成分を具備する一連のデータフ
レームによって構成されたデータフレームフォーマットを有し、前記信号処理方
法は、 前記受信データストリームのシンボル・レートの倍数でオーバーサンプリング
された復調記号データストリームを、前記受信データストリームから発生するス
テップと、 サンプル１２個分の遅延よりも大きな遅延により前記復調データストリームを
濾波して、有意ＮＴＳＣコ・チャネル干渉エネルギーを表す周波数での情報を減
衰させるステップと、 前記濾波ステップからの非濾波復調データストリームおよび濾波復調データス
トリームを分析して、前記復調データストリームおよび前記濾波復調データスト
リームの相対干渉含有量を表す制御信号を生成するステップと、 前記制御信号に応答する出力ネットワークであって、前記制御信号が有意な干
渉の存在を指示する時、前記濾波復調データストリームを出力チャネルへ伝達し
、そうでない時、前記復調データストリームを前記出力チャネルへ供給するステ
ップとを具備することを特徴とする方法。 - 【請求項１１】 前記発生ステップによって供給された前記オーバーサンプ
リングデータストリームは、シンボル当たり２つのサンプルを供給するための２
の係数によりオーバーサンプリングされ、 前記濾波ステップは、サンプル２４個分の遅延を提示することを特徴とする請
求項１０に記載の方法。 - 【請求項１２】 前記濾波ステップは、前記受信データストリームのシンボ
ル・レートに対応する周波数のまわりに配置されたノン・オーバーラッピングの
上側および下側通過帯域によって構成された周波数スペクトルを生成することを
特徴とする請求項１１に記載の方法。 - 【請求項１３】 前記受信データストリームは、８ＶＳＢ変調データストリ
ームであり、前記受信データストリームの前記シンボル・レートは、約１０．７
６ＭＨｚであることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
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