JP2010541486A - Ｉ／ｑキャリブレーション技術 - Google Patents

Abstract

【解決手段】 静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロックと、相関／積分ブロックとを備える受信器を提供する。静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロックは、比較的周波数に依存しないＩ／Ｑ不整合に対応付けられるスペクトルの一部分の同相成分と直交成分との間の不整合を実質的に解消する。相関／積分ブロックは、静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロックが生成する一対の信号に従って、比較的周波数依存性を持つＩ／Ｑ不整合に対応付けられるスペクトルの一部分の同相成分と直交成分との間の不整合を実質的に解消する。
【選択図】 図２

Description

関連出願

本願は、米国特許法第１１９条第（ｅ）項に基づき、米国仮特許出願第６０／９７６，６９５号（出願日：２００７年１０月１日、発明の名称：「Ｉ／Ｑキャリブレーション技術」）および米国仮特許出願第６０／９７７，０２０号（出願日：２００７年１０月２日、発明の名称：「Ｉ／Ｑキャリブレーション技術」）に基づく恩恵を主張する。両仮特許出願の内容は全て、参照により本願に組み込まれる。

アナログ複素信号経路またはＲＦ複素信号経路を有するシステム、例えば、ダイレクトコンバージョン式低ＩＦ受信器システムにおいては、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号の振幅および位相についてのシステムのバランスをキャリブレーションすることが必要である。このようなキャリブレーションは、インバランスに起因して複素経路の負の周波数が望ましい信号に折り返されると受信した信号内で干渉が発生するので、重要である。ダイレクトコンバージョン型の受信器では、このように信号が自身に対して折り返されてしまうという問題があることが知られている。折り返しに起因する干渉が除去される程度を、サイドバンド除去と呼ぶ。

静的Ｉ／Ｑキャリブレーションを実行する方法および位相および振幅のインバランスを推定する方法として、多くの方法が考案されている。Ｉ／Ｑインバランス、または不整合は従来、通信チャネルの定数としてモデル化されている。このような近似は、不整合の大半がローカルオシレータ（ＬＯ）およびミキサのような構成要素で発生する不整合に関連付けられるＲＦ成分であるような狭帯域システムでは可能である。このようなＲＦベースの不整合は、チャネル周波数にわたって一定の値として扱われるので、明細書において、静的Ｉ／Ｑ不整合または静的Ｉ／Ｑインバランスと呼ぶ。

しかし、広帯域通信システムでは、ベースバンド回路で不整合が発生する。このような不整合が発生すると、帯域にわたって４５ｄＢを超えるサイドバンドリジェクションを実現することが困難となる。例えば、ベースバンドアナログ信号経路における周波数依存性不整合は、アナログテレビ放送のような高度な用途には６０ｄＢ以上が必要なところ、サイドバンドリジェクションを４０ｄＢにまで大きく劣化させてしまう可能性がある。

図１は、先行技術で公知のダイレクトコンバージョン式受信器を示す概略図である。ＬＯ１８の位相差および振幅差、ならびに、Ｉ経路ミキサ２２とＱ経路ミキサ１２との間の差異に起因するＩ／Ｑ不整合は一般的に、静的Ｉ／Ｑ不整合を発生させる。Ｉ経路に設けられているアナログフィルタ２４およびＱ経路に設けられているアナログフィルタ１４は、信号スペクトルのうちフィルタ通過帯域エッジに近い成分のレベルを低減するように構成されている。この場合、信号は比較的シャープな遷移帯域を持つことが多く、高いＱ値のポール（ｐｏｌｅ）が存在することになる。このようなポールは特に、アナログ素子の不整合に対して感度が高い。この結果、Ｉ経路のアナログフィルタとＱ経路のアナログフィルタとの間で伝達関数に差異が発生し、周波数依存性不整合が発生する。この周波数依存性不整合は、サイドバンドリジェクション特性を劣化させ、フィルタ帯域エッジに近づくにつれて継続的に大きくなる。

本発明の一実施形態に係る受信器は、構成要素の一部として、ローカルオシレータと、第１の周波数変換モジュールと、第２の周波数変換モジュールと、第１のフィルタと、第２のフィルタと、第３のフィルタと、第４のフィルタと、キャリブレーションブロックと、相関器／積分器とを備える。第１の周波数変換モジュールは、ローカルオシレータ信号および受信信号に呼応して、同相信号を生成する。第２の周波数変換モジュールは、位相シフトされたローカルオシレータ信号および受信信号に呼応して、直交信号を生成する。第１のフィルタは、同相信号に呼応し、第２のフィルタは、直交信号に呼応する。第３のフィルタは、第１のフィルタに呼応し、第４のフィルタは、第２のアナログフィルタに呼応する。キャリブレーションブロックは、第３および第４のフィルタの出力に呼応する。相関器／積分器は、キャリブレーションブロックの出力に呼応して、第３のフィルタに適用される第１のフィードバック信号および第４のフィルタに適用される第２のフィードバック信号を生成する。第１および第２のフィードバック信号は、第３および第４のフィルタの周波数特性を変化させて、第１および第２のフィルタにおける周波数依存性不整合を補償する。一実施形態によると、第３および第４のフィルタは、デジタルフィルタである。

一実施形態によると、キャリブレーションブロックは、一部の構成要素として、第３のフィルタに呼応する第１のローパスフィルタと、第４のフィルタに呼応する第２のローパスフィルタと、第１および第２のローパスフィルタが生成する信号の位相差を検出する位相検出ブロックと、検出された位相差に第３のフィルタの出力を乗算する第１の乗算器と、第３のフィルタの出力から第１の乗算器の出力を減算して、第１の出力信号を生成する第１の信号合成器と、第１および第２のローパスフィルタが生成する信号の振幅差を検出する振幅検出ブロックと、検出された振幅差に第３のフィルタの出力を乗算して、第２の出力信号を生成する第２の乗算器とを有する。

一実施形態によると、相関器／積分器ブロックはさらに、一部の構成要素として、第１の出力信号と、第１のフィルタがフィルタリングで除去した周波数帯域内の発振周波数を持つ第１の発振信号とに呼応して、第３の信号を生成する第１のミキサと、第１の出力信号と、第１の発振信号に対して位相が９０度シフトしている第２の発振信号とに呼応し、第４の信号を生成する第２のミキサと、第２の出力信号と、第１の発振信号とに呼応し、第５の信号を生成する第３のミキサと、発振信号に呼応し、第６の信号を生成する第４のミキサと、第１および第２の複素信号を積分して、第１および第２のフィードバック信号を生成する相関／積分ブロックとを有する。第３および第５の信号は、オフセット周波数について第１の複素信号を定義する。第４および第６の信号は、オフセット周波数について第２の複素信号を定義する。

本発明の一実施形態に係る、受信器においてキャリブレーションを行う方法は、一部の段階として、受信したＲＦ信号を、第１の同相信号および第１の直交信号に周波数変換する段階と、同相信号経路において第１の同相信号をフィルタリングして、第２の同相信号を生成する段階と、直交信号経路において第１の直交信号をフィルタリングして、第２の直交信号を生成する段階と、第２の同相信号および第１のフィードバック信号に呼応して第１のデジタルフィルタリング処理を実行して、第３の同相信号を生成する段階と、第２の直交信号および第２のフィードバック信号に呼応して第２のデジタルフィルタリング処理を実行して、第３の直交信号を生成する段階とを備える。第１および第２のフィードバック信号は、同相信号経路および直交信号経路における周波数依存性不整合を補償する。

一実施形態によると、当該方法はさらに、一部の段階として、第２の同相信号および第２の直交信号の位相差を検出する段階と、検出された位相差に第２の同相信号を乗算して、第１の乗算信号を生成する段階と、第２の直交信号から第１の乗算信号を減算して、第１の出力信号を生成する段階と、第２の同相信号および第２の直交信号の振幅差を検出する段階と、検出された振幅差に第２の同相信号を乗算して、第２の出力信号を生成する段階とを備える。

一実施形態によると、当該方法はさらに、一部の段階として、同相信号をフィルタリングすべく用いられる周波数帯域内の発振周波数を持つ第１の発振信号に呼応して、前記第１の出力信号を第３の同相信号へと周波数変換する段階と、第１の発振周波数に対して位相が９０度シフトしている第２の発振信号に呼応して、前記第１の出力信号を第４の同相信号へと周波数変換する段階と、第１の発振信号に呼応して前記第２の出力信号を第３の直交信号へと周波数変換する段階と、第２の発振信号に呼応して、前記第２の出力信号を第４の直交信号へと周波数変換する段階と、第３の同相信号および前記第３の直交信号によってオフセット周波数について定義されている第１の複素信号と、前記第４の同相信号および前記第４の直交信号によって前記オフセット周波数について定義されている第２の複素信号を積分して、前記第１および第２のフィードバック信号を生成する段階を備える。

本発明の別の実施形態に係る、ワイヤレス通信受信器で受信信号を処理する方法は、一部の段階として、受信信号の周波数スペクトルの第１の部分の同相成分と直交成分との間の不整合を解消する段階と、受信信号の周波数スペクトルの第２の部分の同相成分と直交成分との間の不整合を解消する段階とを備える。当該方法はさらに、受信信号の周波数スペクトルの第１の部分の同相成分と直交成分との間の不整合を解消する段階を行った結果生成される一対のフィードバック信号に従って、受信信号の周波数スペクトルの第２の部分の同相成分と直交成分との間の不整合を解消する段階を行う段階を備える。

先行技術で公知のダイレクトコンバージョン式受信器を示す概略ブロック図である。

本発明の一実施形態例に係るダイレクトコンバージョン式受信器を示す概略ブロック図である。

本発明の一実施形態例に係る、図２のダイレクトコンバージョン式受信器の静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロックを示すブロック図である。

図３に示す静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロックが受信する信号のスペクトルを示す図である。

本発明の一実施形態例に係る、図２のダイレクトコンバージョン式受信器の相関／積分ブロックを示すブロック図である。

本発明の一実施形態によれば、ダイレクトコンバージョン式受信器におけるＩ／Ｑ不整合（スキュー）が大幅に低減される。図２は、ダイレクトコンバージョン式受信器５００を示すブロック図である。同図に示すように、ダイレクトコンバージョン式受信器５００は、一部の構成要素として、アナログフロントエンド１００と、デジタルベースバンド２００と、静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロック３００と、相関器／積分器４００とを備える。例えばアナログフィルタ１４および２４に起因する不整合等のベースバンドアナログＩ／Ｑ信号経路不整合は、アナログ信号経路の伝達関数においてスケーリングする系統的な周波数応答としてモデル化される。言い換えると、アナログ信号経路における不整合は、周波数依存性を持つものとして扱われる。

図４は、受信器５００が受信する信号のスペクトル３７０を示す図である。スペクトル３７０は、比較的周波数に依存しないＩ／Ｑ不整合に対応付けられる第１の部分３５５と、周波数依存性を持つＩ／Ｑ不整合に対応付けられる第２の部分３５０、３５２とを有するスペクトルとして図示されている。第２の部分３５０および３５２は、バンドパスフィルタのエッジにより近く、以下ではオフセット部分とも呼ぶ。上述したように、静的Ｉ／Ｑ不整合は、受信信号のスペクトルの第１の部分３５５における不整合、例えば、フィルタ１４および２４の出力における不整合に対応し、比較的周波数に依存せず、従来の方法のうち任意の方法を用いて除去され得る。受信信号のスペクトルのうちオフセット部分３５０および３５２（図４ではｄＦとも示す）における不整合は、周波数依存性不整合として扱われる。以下でさらに説明するが、スペクトルの第１の部分３５５におけるＩ／Ｑチャネル間の不整合は、静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロック３００を用いて抽出される。スペクトルのオフセット部分３５０、３５２における不整合は、相関器／積分器ブロック４００を用いて抽出される。

Ｉ／Ｑ不整合を解消するためには、Ｉ経路に設けられているデジタルフィルタ３２の周波数応答を、Ｑ経路に設けられているアナログフィルタ２４の周波数応答を模倣するように変更し、Ｑ経路に設けられているデジタルフィルタ４２の周波数応答を、Ｉ経路に設けられているアナログフィルタ１４の周波数応答を模倣するように変更する。両側のオフセット部分、つまり、スペクトル部分３５０および３５２を特徴とする複素スペクトルにより、アナログ信号経路の不整合により発生するＩ／Ｑスキューが推定される。デジタルフィルタ３２および４２の伝達関数を、Ｉ経路およびＱ経路において全体的に略同一の伝達関数を得るべく、ベースバンドアナログフィルタに存在する推定Ｉ／Ｑスキューと反対方向にスケーリングする。この処理は以下で詳述する。

デジタルベースバンドブロック２００は、広帯域アプリケーションにおける不整合をキャリブレーションする回路を有する。上述したように、静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロック３００は、スペクトル部分３５５におけるＩチャネルとＱチャネルとの間の不整合を検出する。相関器／積分器４００は、受信スペクトル４７０のオフセット部分３５０および３５２における不整合を検出して、この検出に応じて、信号Ｘ１およびＸ２（−Ｘ１）を生成する。信号Ｘ１およびＸ２はそれぞれ、デジタルフィルタ３２および４２の周波数特性を調整して、アナログフィルタ１４および２４の周波数依存性不整合を相殺する。この結果、アナログフィルタ２４とアナログフィルタ１４との間の不整合は、デジタルフィルタ４２とデジタルフィルタ３２との間の略等しいが反対の不整合によって相殺され、縦続接続されているＩ伝達関数およびＱ伝達関数を、所与の周波数範囲にわたって、整合させる。

ＲＦ増幅器１０は、入力信号Ｖ_ＲＦを受信および増幅する。ＲＦ増幅器１０は、例えば、シングルエンドワイヤ、差動ワイヤ、ツイストペア、同軸ケーブル、送信ライン、導波路、光ファイバで光信号を受信する光受信器等のアンテナまたは有線接続から信号を受信するとしてよい。一実施形態によると、ＲＦ増幅器１０は、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）であってよい。別の実施形態によると、ＲＦ増幅器１０は、可変ゲイン増幅器であってよい。ＲＦ増幅器１０は、単段増幅器または多段増幅器であってよい。

ＲＦ増幅器１０の出力信号は、第１および第２の周波数変換モジュール１２および２２の入力に結合されるように図示されている。周波数変換モジュール１２および２２は、図２の示す実施形態例では、ミキサとして図示されている。ミキサ１２および２２は、同相（Ｉ）周波数ダウンコンバート信号成分および直交（Ｑ）周波数ダウンコンバート信号成分を生成する。ミキサ１２は、同相信号経路に設けられるものとして図示されており、ミキサ２２は直交信号経路に設けられるものとして図示されている。

ローカルオシレータ（ＬＯ）１８は、ミキサ１２に与えられるローカル発振信号を生成する。移相器３５は、ＬＯ信号の位相を９０度シフトさせて、ミキサ２２に与えられる直交ＬＯ信号を生成する。ミキサ１２の出力は、フィルタ１４に供給される同相信号である。フィルタ１２の出力信号は、増幅器１６によって増幅された後、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）３０によってデジタル化される。ミキサ２２の出力は、フィルタ２４に供給される直交信号である。

フィルタ１４の出力信号は、増幅器２４によって増幅された後、ＡＤＣ４０によってデジタル化される。ＡＤＣ３０および４０はそれぞれ、出力信号をデジタルフィルタ３２および４２へと供給する。図示するように、デジタルフィルタ３２の出力は、可変ゲインブロック（段）３４によって増幅され、デジタルフィルタ４２の出力は、可変ゲインブロック４４によって増幅される。

図３は、本発明の一実施形態例に係る、ダイレクトコンバージョン式受信器２００の静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロック３００を示すブロック図である。上述したように、Ｉ／Ｑキャリブレーションブロック３００は、スペクトル部分３５５における、受信器５００の同相（Ｉ）経路（チャネル）と直交（Ｑ）経路（チャネル）との間の不整合を検出する。図３および図４をともに参照しつつ説明すると、ローパスフィルタ３０２および３０４は、可変ゲイン段３４および４４からそれぞれ受け取る、ＩチャネルおよびＱチャネルに対応付けられている、受信スペクトル３７０全体のうち、部分３５０および３５２をフィルタリングで除去する。

位相誤差推定ブロック３０６は、ローパスフィルタ３０２および３０４から受信するＩ信号／Ｑ信号の位相差を検出する。振幅誤差推定ブロック３０８は、ローパスフィルタ３０２および３０４から受信するＩ信号／Ｑ信号の振幅差を検出する。位相誤差推定処理および振幅誤差推定処理は、周波数には依存しないＩ／Ｑ不整合を含むスペクトル部分３５５に対して行われる。乗算器３１４は、検出された位相差に、Ｉチャネルの信号を乗算して、補正信号Ａを生成する。補正信号ＡをＱチャネルの信号から減算して、第１の出力信号Ｑ−ｏｕｔを生成する。乗算器３１２は、検出された振幅差にＩチャネルの信号を乗算して、信号Ｉ−ｏｕｔを生成する。信号Ｉ−ｏｕｔおよびＱ−ｏｕｔは、不整合を除去した後の、受信信号のスペクトル部分３７０に相当し、図２に示すように、相関器／積分器４００に与えられる。

図５は、本発明の一実施形態例に係る相関器／積分器４００（以下では、積分器と呼ぶ）を示すブロック図である。積分器４００は、受信信号の周波数スペクトルのうちオフセット部分３５０、３５２の、同相成分と直交成分との間の不整合を除去する。積分器５００は、一部の構成要素として、受信スペクトルのうちオフセット部分３５０および３５２内の周波数「Ｆ＿オフセット」に合わせられるローカルオシレータ（ＬＯ）４１０を有するものとして図示されている。

信号Ｉ＿ＯＵＴは、乗算器（またはミキサ）４０２および４０６に与えられる。信号Ｑ＿ＯＵＴは、ミキサ４０４および４０８に与えられる。移相器４１５は、ＬＯ４１０の出力信号に対して位相が９０度シフトしている発振信号を生成する。ミキサ４０２、４０４、４０６、および４０８が生成する出力信号のスペクトルは、一実施形態によると、ＤＣ成分に中心がある。ローパスフィルタ４１２、４１４、４１６、および４１８は、ミキサ４０２、４０４、４０６、および４０８の出力に含まれるスペクトルから、公知のスペクトル３５５をフィルタリングで除去することによって、±Ｆ＿オフセットの周囲の信号スペクトルを保持する。信号Ｅおよび信号Ｇは、周波数（＋Ｆ＿オフセット）の周囲のＩチャネル信号およびＱチャネル信号を表し、まとめてスペクトルｂ_＋と呼ぶ。信号Ｆおよび信号Ｈは、周波数（−Ｆ＿オフセット）の周囲のＩチャネル信号およびＱチャネル信号を表し、まとめてスペクトルｂ₋と呼ぶ。積分／相関ブロック４２０は、スペクトルｂ_＋およびスペクトルｂ₋を相関させて、信号Ｘ１およびＸ２（−Ｘ１）を生成する。この処理は、以下で詳述する。信号Ｘ１およびＸ２はそれぞれ、図５に示すように、デジタルフィルタ３２および３４に与えられる。

図２を参照して説明すると、アナログフィルタ１４および２４に対応付けられているベースバンドアナログ信号経路伝達関数は、以下の式で表され得る。

式中、α_Ｉおよびα_Ｑは、１であるのが理想的であるが、実際には、ＲＦ／アナログフロントエンド１００に設けられている構成要素間のさまざまな不整合のために、等しい値にはならない。Ｈ_ａは、理想的なアナログ信号経路伝達関数を表している。一部の実施形態によると、自動キャリブレーションでは、α_Ｉおよびα_Ｑの偏差の範囲を、例えば、平均偏差が１から１％未満となるように制限する。

図４に示すスペクトル３７０の部分３５０および３５２は、相関器／積分器４００によって相関および積分されて、以下の式で表すような値Ｘ_Ｉが生成される。

式中、ｂ_＋（ｔ）およびｂ₋（ｔ）は、上述した信号スペクトルｂ_＋およびｂ₋の時間領域変換を表しており、記号「＊」は、畳み込み演算を表している。相関器／積分器４００は公知である。スペクトルの両端のスペクトル部分３５０および３５２の幅ｄＦは、特定のシステムの性能を最適化するように調整され得る。デジタル領域では、ベースバンドアナログ信号経路伝達関数は、以下に示す伝達関数のデジタルフィルタ３２および４２を用いて複製される。

デジタルフィルタ３２および４２の周波数応答は、入力信号Ｘ_１および係数βでスケーリングされる。一部の実施形態によると、このような周波数スケーリングは、別の方法でも実施可能であり、例えば、フィルタ内のプログラマブルフィルタタップを用いて実施することもできる。

フィルタ３２および４２、静的Ｉ／Ｑキャリブレーションブロック３００、および積分器／相関器４００の間に設けられているフィードバック回路は、以下に説明するように動作する。Ｘ_１が大きくなると、フィルタ３２の周波数応答は相関を低減するように移動し、フィルタ４２の周波数応答は反対方向に移動する。このため、以下の式が得られる。

１からのα_Ｉおよびα_Ｑの偏差は小さいので、Ｉベースバンドアナログ信号経路とＱベースバンドアナログ信号経路との間の位相差および振幅差は、α_Ｉとα_Ｑとの間の差分のみに略依存することになり、α_Ｉおよびα_Ｑの絶対値に対する依存性はわずかとなる。

上述した本発明の実施形態は、例として挙げたものに過ぎず、本発明を限定するものではない。さまざまな変更例および均等例を実施することができる。本発明は、本開示内容が実装される集積回路の種類について限定されるものではない。また、本開示内容は、例えば、製造の際に利用する加工技術について、ＣＭＯＳ型、バイポーラ型、またはＢＩＣＭＯＳ型等の特定の種類の加工技術に限定されるものではない。本開示内容を参照すれば上記以外の内容を追加すること、上記の内容の一部を削除すること、または上記の内容の一部を変更することが可能なのは明らかであり、そのような追加、削除、変更の内容は本願の特許請求の範囲に含まれるものとする。

Claims (10)

1. ローカルオシレータと、
   前記ローカルオシレータおよび受信信号に呼応して、同相信号を生成する第１の周波数変換モジュールと、
   前記ローカルオシレータおよび前記受信信号に呼応して、直交信号を生成する第２の周波数変換モジュールと、
   前記第１の周波数変換モジュールに呼応する第１のフィルタと、
   前記第２の周波数変換モジュールに呼応する第２のフィルタと、
   前記第１のフィルタに呼応する第３のフィルタと、
   前記第２のアナログフィルタに呼応する第４のフィルタと、
   前記第３および第４のフィルタの出力に呼応するキャリブレーションブロックと、
   前記キャリブレーションブロックの出力に呼応して、前記第３のフィルタに適用される第１のフィードバック信号および前記第４のフィルタに適用される第２のフィードバック信号を生成する相関器／積分器と
   を備え、
   前記第１および第２のフィードバック信号は、前記第３および第４のフィルタの周波数特性を変化させて、前記第１および第２のフィルタにおける周波数依存性不整合を補償する
   受信器。
2. 前記第３および第４のフィルタは、デジタルフィルタである
   請求項１に記載の受信器。
3. 前記キャリブレーションブロックは、
   前記第３のフィルタに呼応する第１のローパスフィルタと、
   前記第４のフィルタに呼応する第２のローパスフィルタと、
   前記第１および第２のローパスフィルタが生成する信号の位相差を検出する位相検出ブロックと、
   検出された前記位相差に前記第３のフィルタの出力を乗算する第１の乗算器と、
   前記第３のフィルタの前記出力から前記乗算器の出力を減算して、第１の出力信号を生成する第１の信号合成器と、
   前記第１および第２のローパスフィルタが生成する前記信号の振幅差を検出する振幅検出ブロックと、
   検出された前記振幅差に前記第３のフィルタの前記出力を乗算して、第２の出力信号を生成する第２の乗算器と
   を有する
   請求項２に記載の受信器。
4. 前記相関器／積分器ブロックは、
   前記第１の出力信号と、前記第１のフィルタがフィルタリングで除去した周波数帯域内の発振周波数を持つ第１の発振信号とに呼応して、第３の信号を生成する第１のミキサと、
   前記第１の出力信号と、前記第１の発振信号に対して位相が９０度シフトしている第２の発振信号とに呼応し、第４の信号を生成する第２のミキサと、
   前記第２の出力信号と、前記第１の発振信号とに呼応し、第５の信号を生成する第３のミキサと、
   前記第２の発振信号に呼応し、第６の信号を生成する第４のミキサと、
   前記第３および第５の信号によってオフセット周波数について定義されている第１の複素信号と、前記第４および第６の信号によって前記オフセット周波数について定義されている第２の複素信号とを積分して、前記第１および第２のフィードバック信号を生成する相関／積分ブロックと
   を有する請求項３に記載の受信器。
5. 前記第１、第２、第３、および第４のミキサにそれぞれ呼応する第１、第２、第３、および第４のローパスフィルタ
   をさらに備える請求項４に記載の受信器。
6. 受信器においてキャリブレーションを行う方法であって、
   受信したＲＦ信号を、第１の同相信号および第１の直交信号に周波数変換する段階と、
   同相信号経路において前記第１の同相信号をフィルタリングして、第２の同相信号を生成する段階と、
   直交信号経路において前記第１の直交信号をフィルタリングして、第２の直交信号を生成する段階と、
   前記第２の同相信号および第１のフィードバック信号に呼応して第１のデジタルフィルタリング処理を実行して、第３の同相信号を生成する段階と、
   前記第２の直交信号および第２のフィードバック信号に呼応して第２のデジタルフィルタリング処理を実行して、第３の直交信号を生成する段階と、
   を備え、
   前記第１および第２のフィードバック信号は、前記同相信号経路および前記直交信号経路における周波数依存性不整合を補償する
   方法。
7. 前記第２の同相信号および前記第２の直交信号の位相差を検出する段階と、
   検出された前記位相差に前記第２の同相信号を乗算して、第１の乗算信号を生成する段階と、
   前記第２の直交信号から前記第１の乗算信号を減算して、第１の出力信号を生成する段階と、
   前記第２の同相信号および前記第２の直交信号の振幅差を検出する段階と、
   検出された前記振幅差に前記第２の同相信号を乗算して、第２の出力信号を生成する段階と
   をさらに備える請求項６に記載の方法。
8. 前記同相信号をフィルタリングすべく用いられる周波数帯域内の発振周波数を持つ第１の発振信号に呼応して、前記第１の出力信号を第３の同相信号へと周波数変換する段階と、
   前記第１の発振周波数に対して位相が９０度シフトしている第２の発振信号に呼応して、前記第１の出力信号を第４の同相信号へと周波数変換する段階と、
   前記第１の発振信号に呼応して前記第２の出力信号を第３の直交信号へと周波数変換する段階と、
   前記第２の発振信号に呼応して、前記第２の出力信号を第４の直交信号へと周波数変換する段階と、
   前記第３の同相信号および前記第３の直交信号によってオフセット周波数について定義されている第１の複素信号と、前記第４の同相信号および前記第４の直交信号によって前記オフセット周波数について定義されている第２の複素信号を積分して、前記第１および第２のフィードバック信号を生成する段階
   をさらに備える請求項７に記載の方法。
9. ワイヤレス通信受信器で受信信号を処理する方法であって、
   前記受信信号の周波数スペクトルの第１の部分の同相成分と直交成分との間の不整合を解消する段階と、
   前記受信信号の前記周波数スペクトルの第２の部分の同相成分と直交成分との間の不整合を解消する段階と
   を備える方法。
10. 前記受信信号の前記周波数スペクトルの前記第１の部分の同相成分と直交成分との間の前記不整合を解消する段階を行った結果生成される一対のフィードバック信号に従って、前記受信信号の前記周波数スペクトルの前記第２の部分の同相成分と直交成分との間の前記不整合を解消する段階を行う
    請求項９に記載の方法。

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