JP2014022929A

JP2014022929A - 受信機

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Publication number: JP2014022929A
Application number: JP2012159552A
Authority: JP
Inventors: Hiroki Nagata; 紘基永田
Original assignee: Asahi Kasei Electronics Co Ltd
Current assignee: Asahi Kasei Electronics Co Ltd
Priority date: 2012-07-18
Filing date: 2012-07-18
Publication date: 2014-02-03

Abstract

【課題】製造時のフィードバックループ回路のループ安定性のバラツキを考慮して、妨害波が効率的に除去された高い線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを備えた受信機を提供すること。
【解決手段】ローノイズアンプから出力された信号を、受信信号の直交ローカル信号を用いて第１のコンバート処理を行う第１のコンバート手段と、第１のコンバート手段から出力された複数の信号をそれぞれ帯域制限する帯域制限手段と、帯域制限手段から出力された複数の信号を、直交ローカル信号を用いてそれぞれ第２のコンバート処理を行う第２のコンバート手段と、第１のコンバート手段および第２のコンバート手段にそれぞれ入力される直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整手段とを含むように妨害波抽出手段を構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、高線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを備えた受信機に関する。

図９は、従来の受信ＲＦフロントエンド１００の構成を示す。

加算器１０１の出力は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２の入力に接続されている。ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２の出力は、妨害波抽出回路１０３の入力と、ダウンコンバージョンミキサ１０４，１０５の入力とに接続されている。妨害波抽出回路１０３の出力は、加算器１０１の入力に接続されている。ダウンコンバージョンミキサ１０４，１０５は、直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ，ＲＸＬＯＱ）により駆動されている。

妨害波抽出回路１０３は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２の出力から妨害波２１０のみを抽出して、加算器１０１に出力する。加算器１０１の入力は互いに位相が反転しているため、加算器１０１の出力においては受信信号２００の周波数から遠い妨害波２１０は除去される。よって、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２の入力において、妨害波２１０は除去されており、受信信号２００のみが増幅されて出力される。

また、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２の出力は、ダウンコンバージョンミキサ１０４，１０５に入力され、ベースバンドに周波数変換される。

このように、図９の構成では、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２を組み込んだフィードバックループを構成し、妨害波２１０のみを除去することにより、受信ＲＦフロントエンドの高線形化を実現している。

ここで、想定している妨害波は、受信部に回り込む送信信号であり、受信信号の周波数から遠い妨害波である。

図１０は、図９の妨害波抽出回路１０３の構成例を示す。

ダウンコンバージョンミキサ１１１，１１２の出力は、ＬＰＦ１１３，１１４に接続されている。ローパスフィルタ（ＬＰＦ１１３，１１４）の出力は、アップコンバージョンミキサ１１５，１１６に接続されている。アップコンバージョンミキサ１１５，１１６の出力は、加算されて１つの信号となる。ダウンコンバージョンミキサ１１１，１１２及びアップコンバージョンミキサ１１５，１１６は、直交ローカル信号（ＴＸＬＯＩ,ＴＸＬＯＱ）により駆動されている。

送信信号の直交ローカル信号（ＴＸＬＯＩ,ＴＸＬＯＱ）を用いて、ダウンコンバートミキサ１１１，１１２で妨害波をベースバンドにダウンコンバートした後、ローパスフィルタ１１３，１１４で妨害波のみをフィルタリングし、受信信号を除去する。直交ローカル信号（ＴＸＬＯＩ,ＴＸＬＯＱ）を用いて、ベースバンドの妨害波をアップコンバートミキサ１１５，１１６においてアップコンバートする。

Ｖ．Ａｐａｒｉｎ．ＡＮｅｗＭｅｔｈｏｄｏｆＴＸｌｅａｋａｇｅＣａｎｃｅｌａｔｉｏｎｉｎＷ／ＣＤＭＡａｎｄＧＰＳＲｅｃｅｉｖｅｒｓ，２００８ＩＥＥＥＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔｓＳｙｍｐｏｓｉｕｍ，ｐｐ．８７−９０．

図９および図１０の妨害波抽出回路１０３の出力は、妨害波のみであるので、加算器１０１の出力で妨害波のみをキャンセルすることができる。

しかしながら、従来の構成では、フィードバックループ回路のループ安定性に対する配慮が不十分であり、量産レベルで妨害波除去の効果がばらつき、回路の発振が起こるおそれがある。

そこで、本発明の目的は、製造時のフィードバックループ回路のループ安定性のバラツキを考慮して妨害波を効率的に除去することにより、高い線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを備えた受信機を提供することにある。

本発明は、受信機であって、ローノイズアンプと、ローノイズアンプから出力された信号から妨害波に対応する信号を抽出する妨害波抽出手段と、抽出された妨害波に対応する信号を用いて受信信号に含まれる妨害波を除去し、該妨害波が除去された受信信号を前記ローノイズアンプに入力する妨害波除去手段とを具え、妨害波抽出手段は、ローノイズアンプから出力された信号を、受信信号の直交ローカル信号を用いて第１のコンバート処理を行う第１のコンバート手段と、第１のコンバート手段から出力された複数の信号をそれぞれ帯域制限する帯域制限手段と、帯域制限手段から出力された複数の信号を、直交ローカル信号を用いてそれぞれ第２のコンバート処理を行う第２のコンバート手段と、第１のコンバート手段および第２のコンバート手段にそれぞれ入力される直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整手段とを含むことを特徴とする。

妨害波抽出手段は、ローノイズアンプから出力された信号を、直交ローカル信号を用いてダウンコンバートする第１および第２ミキサと、第１および第２ミキサから出力された信号を、それぞれ帯域制限する第１および第２フィルタと、第１および第２フィルタから出力された信号を、直交ローカル信号を用いてそれぞれアップコンバートする第３および第４ミキサと、第１および第２ミキサに入力される直交ローカル信号の位相、および、第３および第４ミキサに入力される直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整器とを含むことを特徴とする。

位相調整器は、差動対と、差動対の負荷抵抗と、負荷抵抗に並列に接続された可変容量とを含むことを特徴とする。

位相調整器は、差動対と、差動対の負荷抵抗と、差動対の出力ノードの信号を入力ノードにフィードバックする可変容量とを含むことを特徴とする。

ローノイズアンプから出力された信号を、直交ローカル信号を用いてダウンコンバートする第５および第６ミキサをさらに具えたことを特徴とする。

本発明によれば、ローノイズアンプと、ローノイズアンプから出力された信号から妨害波に対応する信号を抽出する妨害波抽出手段と、抽出された妨害波に対応する信号を用いて受信信号に含まれる妨害波を除去し、該妨害波が除去された受信信号をローノイズアンプに入力する妨害波除去手段とを備えた受信機において、妨害波抽出手段は、ローノイズアンプから出力された信号を、受信信号の直交ローカル信号を用いて第１のコンバート処理を行う第１のコンバート手段と、第１のコンバート手段から出力された複数の信号をそれぞれ帯域制限する帯域制限手段と、帯域制限手段から出力された複数の信号を、直交ローカル信号を用いてそれぞれ第２のコンバート処理を行う第２のコンバート手段と、第１のコンバート手段および第２のコンバート手段にそれぞれ入力される直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整手段とを含むように構成したので、製造時のフィードバックループ回路のループ安定性のバラツキを考慮して妨害波を効率的に除去することができ、これにより、周波数変換過程で受信信号に変調歪が含まれなくなり、高い線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを構成することができる。

本発明の第１の実施の形態である、受信機の受信ＲＦフロントエンドの構成を示すブロック図である。妨害波抽出回路の構成を示すブロック図である。位相調整器を有する妨害波抽出回路の構成を示すブロック図である。位相調整器の内部構成を示すブロック図である。フィードバック回路のループ特性を示す説明図である。本発明の第２の実施の形態である、位相調整器を有する妨害波抽出回路の構成を示すブロック図である。本発明の第３の実施の形態である、位相調整器の変形例を示すブロック図である。本発明の第４の実施の形態である、複数の位相調整器を有する妨害波抽出回路の構成を示すブロック図である。従来の受信機の受信ＲＦフロントエンドの構成を示すブロック図である。従来の妨害波抽出回路の構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。

［第１の例］
本発明の第１の実施の形態を、図１〜図５に基づいて説明する。

＜回路構成＞
まず、本発明に係る受信機の構成について説明する。

図１は、受信機の受信ＲＦフロントエンドの回路構成を示す。

受信ＲＦフロントエンドは、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２と、ローノイズアンプ２から出力された信号から妨害波２２０に対応する信号を抽出する妨害波抽出手段としての妨害波抽出回路３と、抽出された妨害波２２０に対応する信号を用いて受信信号（ｆ_ＲＸＬＯ）２００の周波数に近い妨害波２２０を除去し該妨害波２２０が除去された受信信号２００をローノイズアンプ２に入力する妨害波除去手段として演算器１とを備えることによって構成されている。

演算器１は、受信信号２００から抽出された妨害波２２０に対応する信号を、妨害波２２０を含む受信信号から減算する加算器により構成することができる。

図２は、妨害波抽出回路３の構成例を示す。

妨害波抽出回路３は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２から出力された信号を、受信信号２００の直交ローカル信号を用いて第１のコンバート処理を行う第１のコンバート手段と、第１のコンバート手段から出力された複数の信号をそれぞれ帯域制限する帯域制限手段と、帯域制限手段から出力された複数の信号を、直交ローカル信号を用いてそれぞれ第２のコンバート処理を行う第２のコンバート手段と、第１のコンバート手段および第２のコンバート手段にそれぞれ入力される直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整手段とから構成される。

（具体例）
以下、具体的な構成例について説明する。

図２に示すように、妨害波抽出回路３は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２から出力された信号を、直交ローカル信号（ｉ（ｔ）ＲＸＬＯＩ，ｑ（ｔ）ＲＸＬＯＱ）を用いてダウンコンバートする第１のコンバート手段としての第１および第２ミキサ１１，１２と、第１および第２ミキサ１１，１２から出力された信号をそれぞれ帯域制限する帯域制限手段としての第１および第２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３，１４と、第１および第２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３，１４から出力された信号を直交ローカル信号（ｉ（ｔ）ＲＸＬＯＩ，ｑ（ｔ）ＲＸＬＯＱ）を用いてそれぞれアップコンバートする第２のコンバート手段としての第３および第４ミキサ１５，１６と、第１および第２ミキサ１１，１２に入力される直交ローカル信号の位相、および、第３および第４ミキサ１５，１６に入力される直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整手段としての位相調整器（後述する図３の２０，２１参照）とから構成される。

（位相調整器）
図３は、位相調整器２０，２１を備えた妨害波抽出回路３の構成例を示す。

本例では、位相調整器２０，２１は、ダウンコンバージョンミキサ１１，１２の入力に接続されている。これにより、ダウンコンバージョンミキサ１１，１２は、位相調整器２０，２１によって位相調整された直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ´,ＲＸＬＯＱ´）により駆動される。

図４は、位相調整器２０，２１の回路構成例を示す。

位相調整器２０，２１は、差動対３０と、差動対３０の抵抗３６，３７と、抵抗３６，３７に並列に接続された可変キャパシタ３８，３９とから構成される。

差動対３０は、トランジスタ３１，３４，３５と、差動入力対３２，３３と、出力ノード４０，４１とを備えて構成される。

トランジスタ３１は、ゲート電圧を固定入力とした電流源を構成している。トランジスタ３１のドレインは、ゲートに差動入力対３２，３３を有するトランジスタ３４，３５のソースに接続されている。トランジスタ３４，３５のドレインは、抵抗３６，３７と、可変キャパシタ３８，３９とに接続されている。差動入力対３２，３３からトランジスタ３４，３５に入力された信号は、出力ノード４０，４１に差動出力される。

位相調整器２０，２１の動作について説明する。

トランジスタ３４，３５の差動入力対３２，３３には、直交ローカル信号が差動で入力される。これにより、位相調整された信号が、出力ノード４０，４１から差動にて出力される。トランジスタ３１は、バイアス電流が流れている。

抵抗３６，３７および可変キャパシタ３８,３９は、ローパスフィルタを構成しているので、位相調整が可能である。キャパシタ３８,３９の値は、レジスタによって切り替えができ、任意の位相調整量に合わせることが可能である。

（位相調整）
受信ＲＦフロントエンドのＩＣ製造後において、位相調整器２０，２１の位相遅延補正を個別に調整する方法について説明する。

図４の位相調整器２０，２１において、位相調整量をレジスタで切り替えながら、図１に示す受信機の受信ＲＦフロントエンドに妨害波２１０を入力し、ダウンコンバートミキサ４，５の出力である、ベースバンド信号が最小になるポイントを探す。

その探し出したレジスタ値を、レーザートリミングにより固定入力とすることによって、位相調整量の個別調整を行うことができる。

＜回路動作＞
受信機の受信ＲＦフロントエンドの回路動作について説明する。

図１に示す受信機の受信ＲＦフロントエンドにおいて、受信信号２００に比較して強大な妨害波はベースバンド帯に周波数変換される過程で２次相互変調歪を作り出す。２次相互変調歪は、同様にベースバンド帯に周波数変換される受信信号２００と分離が不可能であるため、受信感度劣化が起こる。変調歪を発生させないためには、原因となる妨害波を除去すればよい。

そこで、本例では、加算器１とローノイズアンプ（ＬＮＡ）２と妨害波抽出回路３とから構成されるフィードバックループ回路によって、妨害波を除去することにより、受信ＲＦフロントエンドにおいて、妨害波を除去することにより高い線形性を実現することができる。

以下、具体的な回路動作について説明する。

図１および図２の妨害波抽出回路３の動作について説明する。

受信信号２００の直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ，ＲＸＬＯＱ）を用いて、ダウンコンバートミキサ１１，１２において、妨害波２１０をベースバンドにダウンコンバートする。

その後、バンドパスフィルタ１３，１４において、妨害波のみをフィルタリングして、受信信号２００を除去する。

その後、直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ，ＲＸＬＯＱ）を用いて、アップコンバートミキサ１５，１６において、ベースバンドの妨害波をアップコンバートする。

図１の妨害波抽出回路３の出力は、妨害波のみであるので、加算器１の出力で妨害波のみをキャンセルすることができる。

（伝達関数）
ここで、受信フロントエンドにおいて、フィードバック回路の伝達関数を計算する。

図１において、加算器１において、入力信号x(t)を、妨害波抽出回路３からの信号と差分をとって、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２にて増幅する。

図２において、図１のローノイズアンプ（ＬＮＡ）２で増幅した信号をダウンコンバートミキサ１１，１２に入力して、直交ローカル信号i(t)、q(t)を用いてダウンコンバートする。そして、バンドパスフィルタ１３,１４においてフィルタリングする。

さらに、フィルタリングされた信号をアップコンバートミキサ１５，１６に入力して、直交ローカル信号i(t)、q(t)を用いてアップコンバートする。その後、アップコンバートされた信号を、図１の加算器１に入力する。

ここで、図２のバンドパスフィルタ１３,１４のインパルス応答をｈＢＰＦ（ｔ）とすると、任意の入力に対する出力は畳み込み積分で表現できる。
よって、信号の時間領域における取扱いは、

ここで、ＧはＬＮＡのゲインとミキサの変換ゲインを含むオープンループゲインである。

式（１）の２Ｇの２は、負周波数成分の折り返しを考慮している。

周波数ωＬｏ（＝２πｆＬｏ）のｉ（ｔ），ｑ（ｔ）を代入して整理すると、

ここで、

であるから、ｓ領域での推移定理を考慮してラプラス変換すると、

よって、フィードバック回路の伝達関数Ｈ（ｓ）は、

となる。

図５は、ループのゲイン周波数特性（上段）と位相周波数特性（下段）を示す。

この図５により、受信フロントエンドにおけるフィードバックの安定性を見ることができる。安定性を確認する際には、理想的には、図５（ａ）に示すゲイン０ｄＢにおいて、図５（ｂ）に示す実線で示した位相周波数特性を見ればよい。

しかし、実際にはフィードバックループでは周波数変換を行っているため、高周波領域での位相遅延を考慮して図５（ｂ）の点線で示した位相周波数特性を見なければならない。位相遅延はＩＣ製造工程上の素子ばらつきに影響を受けるため、常に一定とはならず、量産レベルでの安定性確保ができないことがある。

また、その位相遅延如何によっては、妨害波除去の効果が落ちてしまうおそれがあり、発振が起こる懸念がある。

（位相遅延補正）
そこで、本発明では、位相遅延補正を個別に調整することにより、量産レベルで妨害波除去の効果を安定的に実現する。この位相遅延補正の個別調整は、ＩＣ製造後に行ってもよい。

位相遅延を補正する方法について説明する。

図２のダウンコンバートミキサ１１，１２の直交ローカル信号の位相を遅らせることで位相遅延を補正できる。

ここで、直交ローカル信号i(τ)、q(τ)の位相をφ（＝ωLoφ'）遅らせた場合を考えると、再掲する以下の式

の｛｝内の箇所は、

となる。ここで

であるから、伝達関数H(s)は

となる。式（１０）のｅ^jφの箇所は位相進みであり、図５で示した位相遅延を打ち消す効果がある。

図３は、妨害波抽出回路３の回路構成を示す。

ダウンコンバージョンミキサ１１，１２は、位相調整器２０，２１により位相調整された直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ´,ＲＸＬＯＱ´）により駆動されている。アップコンバージョンミキサ１５，１６は、直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ，ＲＸＬＯＱ）により駆動されている。

位相調整器２０，２１により位相調整された受信信号の直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ´，ＲＸＬＯＱ´）を用いて、ダウンコンバートミキサ１１，１２において、妨害波をベースバンドにダウンコンバートする。その後、バンドパスフィルタ１３、１４において、妨害波のみをフィルタリングして、受信信号を除去する。そして、直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ，ＲＸＬＯＱ）を用いて、アップコンバートミキサ１５，１６において、ベースバンドの妨害波をアップコンバートする。

上述したように、図１の妨害波抽出回路３の出力は、妨害波のみであるので、加算器１の出力で受信信号の周波数に近い妨害波のみをキャンセルすることができる。

従って、位相調整器２０，２１を用いて、ダウンコンバートミキサ１１，１２に入力する直交ローカル信号の位相を調整することにより、位相遅延を補正することができる。

以上より、ダウンコンバートミキサ１１，１２に入力される、直交ローカル信号の位相を調整する位相調整器２０，２１を、妨害波抽出回路３内に構成したので、製造時のフィードバックループ回路のループ安定性のバラツキを考慮して妨害波を効率的に除去することができ、これにより、周波数変換過程で受信信号に変調歪が含まれなくなり、高い線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを構成することができる。

［第２の例］
次に、本発明の第２の実施の形態を、図６に基づいて説明する。なお、前述した第１の例と同一部分については、その説明を省略し、同一符号を付す。

前述した第１の例では、位相調整器２０，２１をダウンコンバートミキサ１１，１２に入力した。本例では、位相調整器５０，５１を、アップコンバートミキサ１５，１６に入力する場合の例である。

位相調整器５０，５１の内部回路構成としては、前出した図４と同様に、差動対３０と、差動対３０の抵抗３６，３７と、抵抗３６，３７に並列に接続された可変キャパシタ３８，３９とから構成してもよい。

位相調整器５０，５１を用いて、アップコンバートミキサ１５，１６に入力する直交ローカル信号の位相を調整することにより、位相遅延を補正することができる。このように、アップコンバートミキサ１５，１６に入力される、直交ローカル信号の位相を調整する位相調整器３０，３１を、妨害波抽出回路３内に構成したので、製造時のフィードバックループ回路のループ安定性のバラツキを考慮して妨害波を効率的に除去することができる。その結果、周波数変換過程で受信信号に変調歪が含まれなくなり、高い線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを構成することができる。

［第３の例］
次に、本発明の第３の実施の形態を、図７に基づいて説明する。なお、前述した各例と同一部分については、その説明を省略し、同一符号を付す。

本例は、前述した図４の位相調整器２０，２１の変形例を示す。

図７は、位相調整器６０の回路構成例を示す。

位相調整器６０は、差動対３０と、差動対３０の抵抗３６，３７と、差動対３０の出力ノード４０，４１の信号を入力ノードである差動入力対３２，３３にフィードバックする可変キャパシタ６１，６２とから構成される。差動対３０内のトランジスタ構成は、前述した第１の例で説明した図４の構成と同じである。

位相調整器６０は、前述した図４の位相調整器２０，２１の可変キャパシタ３８，３９の配置が異なっている。出力ノード４０，４１の信号は、可変キャパシタ６１，６２を介して、入力ノード３２，３３にフィードバックされており、これによりローパスフィルタを構成している。

位相調整器６０は、図３に示すようにダウンコンバートミキサ１１，１２に入力するか、又は、図６に示すようにアップコンバートミキサ１５，１６に入力するように構成してもよい。

図７に示す可変キャパシタ６１，６２の値は、図４と同様に、レジスタによって切り替えができるようにしておくことにより、任意の位相調整量に合わせることが可能である。

ＩＣ製造後に、位相調整器６０の位相遅延補正の個別調整を行う場合は、図７の位相調整器６０において、位相調整量をレジスタで切り替えながら、図１の受信ＲＦフロントエンドにおいて妨害波を入力し、ダウンコンバートミキサ４，５の出力であるベースバンド信号が最小になるポイントを探す。次に、探し出したレジスタ値をレーザートリミングにより固定入力とすることにより、位相調整量を個別に調整することができる。

このように、ダウンコンバートミキサ１１，１２又はアップコンバートミキサ１５，１６に入力される、直交ローカル信号の位相を調整する位相調整器６０を、妨害波抽出回路３内に構成したので、製造時のフィードバックループ回路のループ安定性のバラツキを考慮して妨害波を効率的に除去することができる。その結果、周波数変換過程で受信信号に変調歪が含まれなくなり、高い線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを構成することができる。

［第４の例］
次に、本発明の第４の実施の形態を、図８に基づいて説明する。なお、前述した各例と同一部分については、その説明を省略し、同一符号を付す。

本例は、ダウンコンバートとアップコンバートのそれぞれの入力段に、複数の位相調整器を備えて構成した場合の例である。

図８は、図３の位相調整器２０，２１と、図５の位相調整器５０，５１とを有する、妨害波抽出回路３の構成例を示す。

位相調整器２０，２１および位相調整器５０，５１のそれぞれの内部構成は、図４又は図７の回路のいずれを用いて構成してもよい。

位相調整器２０，２１、５０，５１を用いて、ダウンコンバートミキサ１１，１２に入力する直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ´，ＲＸＬＯＱ´）と、アップコンバートミキサ１１，１６に入力する直交ローカル信号（ＲＸＬＯＩ”，ＲＸＬＯＱ”）の位相を調整することにより、位相遅延を補正できる。

このように、ダウンコンバートミキサ１１，１２およびアップコンバートミキサ１５，１６にそれぞれ入力される、直交ローカル信号の位相を調整する位相調整器２０，２１、５０，５１を、妨害波抽出回路３内に構成したので、製造時のフィードバックループ回路のループ安定性のバラツキを考慮して妨害波を効率的に除去することができる。その結果、周波数変換過程で受信信号に変調歪が含まれなくなり、高い線形性を有する受信ＲＦフロントエンドを構成することができる。

１妨害波除去手段（演算器（加算器））
２ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
３妨害波抽出手段（妨害波抽出回路）
４，５ダウンコンバートミキサ
１１，１２第１のコンバート手段（ダウンコンバートミキサ（ＢＰＦ））
１３，１４帯域制限手段（バンドパスフィルタ）
１５，１６第２のコンバート手段（アップコンバートミキサ）
２０，２１位相調整手段（位相調整器）
３０差動対
３１トランジスタ
３２，３３入力ノード（差動入力対）
３４，３５トランジスタ
３６，３７抵抗
３８，３９可変キャパシタ
４０，４１出力ノード
５０，５１位相調整手段（位相調整器）
６０位相調整手段（位相調整器）
６１，６２可変キャパシタ
２００受信信号
２１０，２２０妨害波

Claims

受信機であって、
ローノイズアンプと、
前記ローノイズアンプから出力された信号から妨害波に対応する信号を抽出する妨害波抽出手段と、
前記抽出された妨害波に対応する信号を用いて受信信号に含まれる妨害波を除去し、該妨害波が除去された受信信号を前記ローノイズアンプに入力する妨害波除去手段と
を具え、
前記妨害波抽出手段は、
前記ローノイズアンプから出力された信号を、前記受信信号の直交ローカル信号を用いて第１のコンバート処理を行う第１のコンバート手段と、
前記第１のコンバート手段から出力された複数の信号をそれぞれ帯域制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段から出力された複数の信号を、直交ローカル信号を用いてそれぞれ第２のコンバート処理を行う第２のコンバート手段と、
前記第１のコンバート手段および第２のコンバート手段にそれぞれ入力される直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整手段と
を含むことを特徴とする受信機。
前記妨害波抽出手段は、
前記ローノイズアンプから出力された信号を、前記直交ローカル信号を用いてダウンコンバートする第１および第２ミキサと、
前記第１および第２ミキサから出力された信号を、それぞれ帯域制限する第１および第２フィルタと、
前記第１および第２フィルタから出力された信号を、前記直交ローカル信号を用いてそれぞれアップコンバートする第３および第４ミキサと、
前記第１および第２ミキサに入力される前記直交ローカル信号の位相、および、前記第３および第４ミキサに入力される前記直交ローカル信号の位相の少なくとも１つを調整する位相調整器と、
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
前記位相調整器は、
差動対と、
前記差動対の負荷抵抗と、
前記負荷抵抗に並列に接続された可変容量と
を含むことを特徴とする請求項２記載の受信機。
前記位相調整器は、
差動対と、
前記差動対の負荷抵抗と、
前記差動対の出力ノードの信号を入力ノードにフィードバックする可変容量と
を含むことを特徴とする請求項２記載の受信機。
前記ローノイズアンプから出力された信号を、前記直交ローカル信号を用いてダウンコンバートする第５および第６ミキサをさらに具えたことを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載の受信機。