JP2011514124A - 送信漏れキャンセルを備えた高い線形性受信機 - Google Patents

Abstract

送信（ＴＸ）漏れキャンセルを実行するための技術が説明されている。受信機は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）及びとＴＸ漏れキャンセラを含む。ＬＮＡは、受信機入力信号を増幅し、増幅された信号を提供する。ＴＸ漏れキャンセラは、ダウンコンバータ、ノッチフィルタ、そしてアップコンバータを含む。ダウンコンバータは、送信周波数において第１のＬＯ信号でキャンセラ入力信号（例えば、ＬＮＡ出力から得られた）をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号を提供する。ノッチフィルタは、望ましくない信号（例、ＴＸ漏れ信号）を受け渡すためにダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、そしてキャンセラ入力信号における望ましい信号とジャマーを減衰させる。アップコンバータは、送信周波数において第２のＬＯ信号でフィルタにかけられた信号をアップコンバートし、フィードバック信号を提供する。フィードバック信号は、望ましくない信号をキャンセルするために、ＬＮＡの入力あるいは出力で差し引かれる。

Description

背景

Ｉ．分野
本開示は、一般的にはエレクトロニクスに関し、より具体的には、無線通信システムのための受信機に関する。

ＩＩ．背景
無線全二重通信システム(wireless full-duplex communication system)における無線デバイスは、双方向通信のためのデータを同時に送信し受信することができる。送信パスでは、無線デバイス内の送信機は、変調された信号を得るために、データでローカルオシレータ(ＬＯ)信号を変調することができ、適切な信号レベルを有する送信信号を得るために、この変調された信号を増幅することができる。送信信号は、デュプレクサを通じて転送され(routed)、基地局に対して、アンテナを介して送信されることができる。受信パスでは、無線デバイス内の受信機は、アンテナとデュプレクサを介して、受信された信号を得ることができる。受信機は、ベース帯域信号を得るために受信された信号を増幅し、フィルタにかけ、そしてダウンコンバートすることができ、そしてそれは、基地局によって送信されたデータを回復するためにさらに処理されることができる。

全二重無線通信デバイスについては、受信機内の回路は、送信機からの干渉を観察することができる。例えば、送信信号の一部分は、デュプレクサから受信機まで漏れる可能性があり、その漏れた信号（一般的に送信（ＴＸ）漏れ信号と呼ばれる）は、受信信号内の望ましい信号に対する干渉をもたらす可能性がある。送信信号及び望ましい信号は、一般的には２つの異なる周波数帯に存在するので、ＴＸ漏れ信号は、通常フィルタにかけられることができ、一般的にはそれ自体で問題を引き起こさない。しかしながら、ＴＸ漏れ信号は、ジャマーの両側で、相互変調歪みコンポーネントを生成するために、ジャマーと相互作用することができる。ジャマー(jammer)は、望ましい信号に周波数において近い、大きな振幅の望ましくない信号である。ＴＸ漏れ信号とジャマーとの間の相互作用からのいくつかの歪みコンポーネントは、望ましい信号の信号帯域内にあり、フィルタにかけられないだろう。これらの歪みコンポーネントは、性能を下げる追加雑音(additional noise)として作用するであろう。さらに、ＴＸ漏れ信号は、受信機におけるダウンコンバータを経由して、第２次歪みを引き起こしてもよく、そしてそれは、ＴＸ漏れ信号パワーの二乗に比例する。

したがって、無線デバイスにおけるＴＸ漏れ信号の悪影響を緩和する技術の必要がある。

図１は、無線デバイスの一部分のブロック図を示す。 図２Ａ、２Ｂ、及び２Ｃは、それぞれ、受信された信号、ダウンコンバータ入力信号、そしてダウンコンバータ出力信号を示す。 図２Ａ、２Ｂ、及び２Ｃは、それぞれ、受信された信号、ダウンコンバータ入力信号、そしてダウンコンバータ出力信号を示す。 図２Ａ、２Ｂ、及び２Ｃは、それぞれ、受信された信号、ダウンコンバータ入力信号、そしてダウンコンバータ出力信号を示す。 図３Ａ及び３Ｂは、ＴＸ漏れキャンセルを備えた受信機の２つの例示的な設計を示す。 図３Ａ及び３Ｂは、ＴＸ漏れキャンセルを備えた受信機の２つの例示的な設計を示す。 図４は、ＴＸ漏れキャンセルを備えた受信機のモデルを示す。 図５は、複雑なノッチフィルタの周波数応答を示す。 図６、７、及び８は、ＴＸ漏れキャンセラ内の、ダウンコンバータ、複雑なノッチフィルタ、及びアップコンバータの３つの設計を示す。 図６、７、及び８は、ＴＸ漏れキャンセラ内の、ダウンコンバータ、複雑なノッチフィルタ、及びアップコンバータの３つの設計を示す。 図６、７、及び８は、ＴＸ漏れキャンセラ内の、ダウンコンバータ、複雑なノッチフィルタ、及びアップコンバータの３つの設計を示す。 図９は、ＴＸ漏れキャンセルを実行するプロセスを示す。

詳細な説明

用語「例示的な(exemplary)」は、「例(example)、インスタンス(instance)、又は例証(illustration)として機能している」を意味するように、ここでは使用されている。「例示的な(exemplary)」としてここに説明されるいずれの設計(design)も、他の設計よりも、好ましいまたは有利であるとして、必ずしも解釈されるべきではない。

ここにおいて説明されたＴＸ漏れキャンセルを備えた受信機は、様々な無線全二重通信システムに使用されることができる。例えば、受信機は、符号分割多重接続(ＣＤＭＡ)システム、時分割多元接続(ＴＤＭＡ)システム、周波数分割多元接続(ＦＤＭＡ）システム、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムなどに使用されることができる。ＣＤＭＡシステムは、ユニバーサル地上無線接続（ＵＴＲＡ）、ｃｄｍａ２０００などのような無線技術をインプリメントすることができる。ＵＴＲＡは、広域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）及びＣＤＭＡの他の変形を含む。ｃｄｍａ２０００は、ＩＳ−２０００（一般に「１ｘ」として知られている）、ＩＳ−９５及びＩＳ−８５６（一般に「１ｘＥＶ−ＤＯ」として知られている）をカバーする。これらの様々な無線技術及び標準規格は、当技術分野において知られている。

図１は、無線デバイス１００の一部分のブロック図を示す。送信機１２０内で、アップコンバータ１２２は、出力信号を受信し、送信ＬＯ（ＴＸ ＬＯ）信号で周波数アップコンバートし、変調された信号を提供する。パワー増幅器（ＰＡ）１２４は、変調された信号を増幅し、送信信号を提供し、そしてそれは、デュプレクサ１１２を通じて転送され、１つまたは複数の基地局に対して、アンテナ１１０を介して送信される。送信信号の一部分は、受信機１３０に対してデュプレクサ１１２を通じて、結合する、あるいは漏れる。ＴＸ漏れの量は、デュプレクサ１１２の送信ポートと受信ポートとの間の分離の量によって決まる。分離の量は、デュプレクサのタイプ、周波数帯等によって決まる。より低いＴＸ−ＲＸ分離は、より高いレベルのＴＸ漏れに対応する。

望ましい信号及び恐らくジャマーを含んでいる受信信号は、アンテナ１１０を介して受信され、デュプレクサ１１２を通じて転送され、受信機１３０に対して提供される。受信機１３０内では、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１４０は、送信機１２０からのＴＸ漏れ信号に加えて、アンテナ１１０からの受信信号を含んでいる受信機入力信号を受信する。ＬＮＡ１４０は、受信機入力信号を増幅し、増幅された信号を提供する。表面音波(surface acoustic wave)（ＳＡＷ）フィルタ１４２は、帯域信号コンポーネント（例、ＴＸ漏れ信号）から取り除くために増幅された信号をフィルタにかけ、フィルタにかけられた信号を提供する。ダウンコンバータ１５０は、フィルタにかけられた信号を周波数ダウンコンバートする。ダウンコンバータ１５０内で、トランスコンダクタンス増幅器１５２は、ＳＡＷフィルタ１４２からのフィルタにかけられた信号を増幅する。ミキサ１５４は、受信ＬＯ（ＲＸＬＯ）信号で増幅器１５２からの信号を周波数ダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号を提供する。

図２Ａは、受信された信号を示しており、そしてそれは、望ましい信号２１２及びジャマー２１４を含む。ジャマー２１４は、望ましくない信号で、例えば、アドバンスドモバイル電話サービス(Advanced Mobile Phone Service)（ＡＭＰＳ）システムにおいて、近くの基地局によって送信された信号に対応することができる。ジャマーは、望ましい信号のそれよりもはるかに高い増幅を有していてもよく、望ましい信号に周波数において近接して配置されてもよい。望ましい信号は、受信周波数ｆ_ＲＸに中心があり、そしてそれは、受信されている周波数チャネル及び帯域によって決まる。ジャマーは、周波数ｆ_Ｊに中心があり、そしてそれは、受信周波数より下（図２Ａで示されている）、あるいは、受信周波数より上（図２Ａで示されず）であってもよい。

図２Ｂは、図１のダウンコンバータ１５０の入力における信号を示す。ダウンコンバータ入力信号は、送信器１２０からのＴＸ漏れ信号２１６に加えて、受信信号において望ましい信号２１２とジャマー２１４を含む。送信信号が望ましい信号よりも、振幅において、はるかに大きいので、ＴＸ漏れ信号は望ましい信号と比べて大きい振幅を有する可能性がある。ＴＸ漏れ信号は、送信周波数ｆ_ＴＸに中心がある。図２Ｂは、ＬＮＡ１４０が十分に高い線形性を有しているということと、ＬＮＡ１４０の非線形によって生成された歪みコンポーネントが十分に低いということと、を仮定する。高い線形性は、当業者によって知られている、モディファイド・デリバティブ・スーパーポジション(modified derivative superposition)(ＭＤＳ)あるいはポスト歪みキャンセル(post distortion cancellation)（ＰＤＣ）のような技術を使用することによってＬＮＡ１４０について達成されることができる。

図２Ｃは、ダウンコンバータ１５０の出力における信号を示す。望ましい信号は、ダイレクトダウンコンバージョンでＤＣに（図２Ｃで図示されている）、あるいは、スーパーヘテロダインダウンコンバージョンで中間周波数（ＩＦ）に（図２Ｃで図示されず）、ダウンコンバートされることができる。図１の増幅器１５２及び／またはミキサ１５４の非線形性は、狭帯域ジャマー２１４に転送されるＴＸ漏れ信号２１６上の変調を引き起こすことができ、そしてそれは、ジャマーの周りで広げられたスペクトラム２１８を結果としてもたらす。このスペクトル拡張(spectral widening)は、相互変調(cross modulation)と呼ばれる。図２Ｃで示されているように、広げられたスペクトラム２１８の一部分２２０は、望ましい信号帯域内にある。一部分２２０（陰影で示されている）は、無線デバイスの性能を下げる追加雑音として作用する。この雑音は、受信機感度をさらに下げるので、受信機によって確実に検出されることができる最も小さい望ましい信号がより大きな振幅を有するために必要であろう。

ＳＡＷフィルタ１４２は、ＴＸ漏れ信号をフィルタにかけ、あるいは、減衰させ、そして、その悪影響を緩和するために使用されることができる。ＴＸ漏れ拒絶のためのＳＡＷフィルタの使用は、いくつかの理由から、望ましくない可能性がある。第１に、ＳＡＷフィルタは、通常、無線周波数集積回路（ＲＦＩＣ）上で作り上げられないディスクリートコンポーネントであり、したがって、回路基板上の空間を占める。第２に、ＳＡＷフィルタは、一般的に、入力及び出力のインピーダンス整合のための他のディスクリートコンポーネントを必要とする。第３に、ＳＡＷフィルタ及びそのインピーダンス整合回路は、無線デバイスのコスト及びサイズを増加させる。

一態様では、ＴＸ漏れ信号は、ダウンコンバータの線形性必要条件を緩めるために、受信機内でキャンセルされることができる。下記に説明されているように、ＴＸ漏れキャンセルは、様々な方法で、受信機内の様々なロケーションにおいて、実行されることができる。

図３Ａは、ＴＸ漏れキャンセルを備えた受信機３３０ａの例示的な設計のブロック図を示す。受信機３３０ａは、ＬＮＡ３４０、ダウンコンバータ３５０、及びＴＸ漏れキャンセラ３６０を含む。ダウンコンバータ３５０は、ＬＮＡ３４０の出力に結合され、トランスコンダクタンス増幅器３５２とミキサ３５４を含む。ＬＮＡ３４０及びダウンコンバータ３５０は、図１で説明されているように、動作する。

図３Ａで示される例示的な設計では、ＴＸ漏れキャンセラ３６０は、ＬＮＡ３４０の出力でＴＸ漏れ信号を感知し、ＬＮＡ３４０の入力でＴＸ漏れ信号をキャンセルする。ＴＸ漏れキャンセラ３６０は、キャンセラ入力信号を受信し、そしてそれは、ＬＮＡ３４０の出力で信号の減衰されたバージョンであってもよい。

ＴＸ漏れキャンセラ３６０内で、ダウンコンバータ３６８は、ＴＸ ＬＯ信号でキャンセラ入力信号をダウンコンバートし、直流（ＤＣ）に中心があるＴＸ漏れ信号を有するダウンコンバートされた信号を提供する。ノッチフィルタ３７０は、ＴＸ漏れ信号を受け渡すために、そして、望ましい信号、ジャマー、及び相互変調歪みコンポーネントを減衰させるために、ダウンコンバートされた信号をフィルタにかける。ノッチフィルタ３７０は、ＴＸ漏れキャンセルフィードバックループにおける不安定性を回避するために、よい位相マージン(phase margin)を有するように設計されることができる。アップコンバータ３７２は、ＴＸ ＬＯ信号でノッチフィルタ３７０からのフィルタにかけられた信号をアップコンバートし、送信周波数に中心があるＴＸ漏れ信号を有するフィードバック信号を提供する。加算器３７４は、受信機入力信号からフィードバック信号を差し引き、ＬＮＡ３４０に対してＬＮＡ入力信号を提供する。加算器３７４は、２つの電流信号を合計する加算ノードであってもよい。

別の例示的な設計においては、加算器３７４は、ＬＮＡ３４０の出力と増幅器３５２の入力との間で配置され、ＴＸ漏れキャンセラ３６０は、加算器３７４からキャンセラ入力信号を受信する。この例示的な設計では、ＴＸ漏れキャンセルは、ＬＮＡ３４０の出力で実行されることができる。

図３Ｂは、ＴＸ漏れキャンセルを備えた受信機３３０ｂの例示的な設計のブロック図を示す。受信機３３０ｂは、第１のＬＮＡステージ３３８、第２のＬＮＡステージ３４０、ダウンコンバータ３５０、及びＴＸ漏れキャンセラ３６０を含む。図３Ｂで示されるように、第１のＬＮＡステージ３３８、第２のＬＮＡステージ３４０、及びダウンコンバータ３５０は、直列に（in series）結合される。第１のＬＮＡステージ３３８は、雑音指数と線形性との間のトレードオフを可能にする。第１のＬＮＡステージ３３８のためのより高い利得は、雑音指数を改善することができるが線形性を下げる可能性があり、逆のことが低い利得についても当てはまる。

図３Ｂで示される例示的な設計では、ＴＸ漏れキャンセラ３６０は、トランスコンダクタンス増幅器３５２の出力でＴＸ漏れ信号を感知し、受信機パスにおける１つまたは複数の点で、ＴＸ漏れ信号をキャンセルする。ＴＸ漏れキャンセラ３６０は、図３Ａについて上記で説明されるように動作する、ダウンコンバート３６８、ノッチフィルタ３７０、及びアップコンバートを含む。ＴＸ漏れキャンセラ３６０は、送信周波数に中心があるＴＸ漏れ信号を有するフィードバック信号を生成する。１つの例示的な設計では、フィードバック信号は、ライン３８２を介して提供され、第１のＬＮＡステージ３３８の入力で受信機入力信号から差し引かれる。別の例示的な設計では、図３Ｂで示されているように、フィードバック信号は、ライン３８４を介して提供され、第２のＬＮＡステージ３４０の入力で差し引かれる。さらに、別の例示的な設計では、フィードバック信号は、ライン３８６を介して提供され、ダウンコンバータ３５０の入力で差し引かれる。さらに別の例示的な設計では、フィードバック信号は、ライン３８８を介して提供され、増幅器３５２の出力で差し引かれる。

一般に、ＴＸ漏れ信号は、受信機におけるミキサの前のいずれの時点で、例えば増幅器３５２の出力において（図３Ｂに図示されている）、第２のＬＮＡステージ３４０の出力において、あるいは、第１のＬＮＡステージ３３８の出力において、感知されることができる。ＴＸ漏れ信号を含んでいるフィードバック信号は、ＴＸ漏れ信号が感知されるいずれの時点から、あるいは、その時点の前に、差し引かれることができる。ＴＸ漏れ信号が増幅器３５２（図３Ｂで図示されている）の出力において感知される場合、フィードバック信号は、第１のＬＮＡステージ３３８の入力、第２のＬＮＡステージ３４０の入力、増幅器３５２の入力、あるいは増幅器３５２の出力において、差し引かれることができる。ＴＸ漏れ信号が第２のＬＮＡステージ３４０の出力において感知される場合（図３Ｂで図示されず）、フィードバック信号は、第１のＬＮＡステージ３３８の入力、第２のＬＮＡステージ３４０の入力、あるいは第２のＬＮＡステージ３４０の出力において、差し引かれることができる。ＴＸ漏れ信号が、第１のＬＮＡステージ３３８の出力において感知される場合（図３Ｂでも図示されず）、フィードバック信号は、第１のＬＮＡステージ３３８の入力あるいは出力で差し引かれることができる。

一般に、キャンセラ入力信号は、図３Ａ及び３Ｂに示されているようにＴＸ ＬＯ信号で、ＲＸＬＯ信号で、あるいは、他の周波数におけるＬＯ信号で、ダウンコンバートされることができる。ＴＸ ＬＯ信号を用いたダウンコンバージョンは、ＤＣに中心がある、ダウンコンバートされたＴＸ漏れ信号を結果としてもたらし、そしてそれは、ノッチフィルタ３７０の設計を簡素化することができる。ＴＸ漏れ信号がＤＣのほかの周波数にダウンコンバートされる場合、ノッチフィルタ３７０は、下記に述べられている望ましいフィルタリング特徴を得るために、バンドパス応答(bandpass response)を提供する設計でありうる。

図４は、ＴＸ漏れキャンセルを備えた、受信機のモデル４００のブロック図を示す。モデル４００は、図３Ａの受信機３３０ａあるいは、図３Ｂの受信機３３０ａに使用されることができる。モデル４００では、加算器４７４は、受信機入力信号からフィードバック信号を差し引く。増幅器４４０は、加算器４７４の出力を増幅し、増幅された信号を提供する、そしてそれは、キャンセラ入力信号として使用される。増幅器４４０は、図３Ｂの、第１のＬＮＡステージ３３８、第２のＬＮＡステージ３４０、及び／または、増幅器３５２を含むことができる。増幅器４４０は、周波数応答Ａ（ｓ）を有する、なお、s=jωである。一般的に、周波数は、ヘルツあるいはラジアン／秒の単位で与えられる、なお、ω＝２π・ｆであり、ωは、ラジアン／秒における周波数であり、ｆはヘルツにおける周波数である。ミキサ４５４は、周波数ω_ＲＸ＝２π・ｆ_ＲＸを有するＲＸＬＯ信号で、増幅された信号をダウンコンバートする。ダウンコンバータ４６８は、周波数ω_ＴＸ＝２π・ｆ_ＴＸを有するＴＸ ＬＯ信号で、キャンセラ入力信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号を提供する。フィルタ４７０は、周波数応答Ｈ（ｓ）で、ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、フィルタにかけられた信号を提供する。アップコンバータ４７２は、ＴＸＬＯ信号で、フィルタにかけられた信号をアップコンバートし、フィードバック信号を提供する。

モデル４００の全体的な伝達関数(transfer function)は次のように表わされることができる：

なお、Ｓ_in(ω_ＴＸ＋ω_ＢＢ)は、受信機入力信号であり、
Ｓ_out(ω_ＴＸ＋ω_ＢＢ)は、増幅器４４０から増幅された信号であり、
A(ω_ＴＸ＋ω_ＢＢ)は、増幅器４４０の周波数応答であり、
H(ω_ＢＢ)は、フィルタ４７０とミキサ４６８及び４７２の周波数応答であり、
G(ω_ＴＸ＋ω_ＢＢ)は、モデル４００の全体的な伝達関数であり、
ω_ＢＢは、送信周波数からの周波数オフセットである。

ミキサ４６８及び４７２の利得及び周波数応答は、一般的に一定であり、したがって、H(ω_ＢＢ)に吸収される。

送信周波数と受信周波数における全体的な伝達関数は、次のように表わされることができる：

なお、ω_ＲＸ-ω_ＴＸは、差周波数であり、受信周波数と送信周波数との間の差異である。ＴＸ漏れ信号は、式（２）で示される伝達関数を観察する。ジャマー及び望ましい信号は、式（３）で示される伝達関数を観察する。

送信周波数におけるＴＸ漏れ信号のキャンセルの量は、式（２）の分母によって決定される。受信周波数における望ましい信号の減衰の量は、式（３）の分母によって決定される。例えば、望ましい信号は、[１+Ａ（ω_ＲＸ）・Ｈ（ω_ＲＸ-ω_ＴＸ）]≦１．１２、あるいは、同等にＡ（ω_ＲＸ）・Ｈ（ω_ＲＸ-ω_ＴＸ）≦０．１２を有することによって、１ｄＢ以下で減衰されることができ、なお、０．１２は、−１８デシベル（ｄＢ）に等しい。

ＴＸ漏れキャンセルは、次のように表わされることができる:

式（４）で示されるように、ＴＸ漏れキャンセルの量は、増幅器４４０とフィルタ４７０の両方の利得によって決まる。

明瞭にするために、フィルタ４７０の具体的な設計の例は、下記に記載されている。この例示的な設計では、ＴＸ漏れキャンセルのターゲット量は２６ｄＢであり、望ましい信号減衰のターゲット量は１ｄＢである。これらの２つの状態は、次のように表わされることができる：

増幅器４４０は、送信周波数と受信周波数にわたってフラットになることが想定されることができるので、

となる。フィルタ４７０は、下記を達成するように設計されることができる：

上記で説明れた例示的な設計の場合、式（７）は、差周波数におけるフィルタ応答が通過帯域と比較して４４ｄＢだけ減衰されるべきであるということを示す。一般に、フィルタ４７０の減衰のターゲット量は、ＴＸ漏れキャンセルのターゲット量と、望ましい信号減衰のターゲット量によって決まる。

フィルタ４７０は、ループ安定を確実にするためにシングル第１次フィルタステージでインプリメントされることができるが、このフィルタステージは、十分な減衰を提供しない可能性がある。フィルタ４７０は、ターゲット減衰を得るために複数のフィルタステージでインプリメントされることができるが、これらの複数のフィルタステージは、あまりにも多くの位相シフトを導入し、ループ不安定をもたらす可能性がある。

別の態様においては、ノッチフィルタは、減衰のターゲット量を提供するために、フィルタ４７０について使用され、ループ安定を保証する。ノッチフィルタは、ノッチ周波数における高い減衰を提供することができ、そしてそれは、差周波数ω_ＲＸ-ω_ＴＸにおいて、あるいはその近くで、配置されることができる。ノッチフィルタはまた、過度の位相シフトを導入せず、そしてそれは、ループが無条件に安定であることができるということを確実にすることができる。

ダウンコンバータ４６８によるキャンセラ入力信号のダウンコンバージョンの後、図２Ｃで示されているように、ジャマー及び望ましい信号は、送信周波数が受信周波数よりも低い場合、正の周波数においてのみ、現われる。1つの例示的な設計においては、複雑なノッチフィルタがフィルタ４７０について使用され、差周波数において、あるいは、その近くに、配置された単独のゼロ(single zero)を有する。複雑なノッチフィルタは、正の周波数におけるジャマー及び望ましい信号の高い減衰を提供することができ、ループの安定性を改善する小さな位相シフトを導入する。

図５は、１つの例示的な設計にしたがって複雑なノッチフィルタの周波数応答Ｈ（ｓ）のプロットを示す。図５は、ＤＣの代わりに、送信周波数ｆ_ＴＸにおける周波数応答を示す。複雑なノッチフィルタは、送信周波数ｆ_ＴＸについての非対称的反応を有するので、ｆ_ＴＸより上の周波数応答は、ｆ_ＴＸより下の周波数応答と異なる。複雑なノッチフィルタは、ＴＸ漏れ信号の帯域幅と等しい、あるいはそれよりも大きい、通過帯域を有する。例えば、ＴＸ漏れ信号が帯域幅６２０ｋＨｚを有する場合、通過帯域は８００ｋＨｚである。シングルポール(single pole)は、通過帯域端に配置され、通過帯域の両側に、２０ｄＢ／ｄｅｃのロールオフ(a roll-off of 20dB per decade)を提供する。通過帯域は、ｆ_ＴＸ-ｆ_ＢＷからｆ_ＴＸ+ｆ_ＢＷまでであり、ｆ_ＢＷは、複雑なノッチフィルタの単独側の帯域幅である。

複雑なノッチフィルタはまた、受信周波数ｆ_RＸにおいて配置された０を有し、ジャマー及び望ましい信号の減衰のターゲット量を提供することができる。０は、通過帯域端におけるポールによって提供されるロールオフの上で、４０ｄＢ／ｄｅｃの追加ロールオフを提供することができる。しかしながら、追加位相シフトを導入することができる追加ポールと異なり、０は、シングルポールで通常達成される、位相マージン９０度を維持する。したがって、０はループ安定に影響を与えることなく、より多くの減衰を提供することができる。ｆ_ＴＸより下の周波数において、複雑なノッチフィルタは、通過帯域端におけるポールによって提供されるロールオフを有する。一般に、ノッチフィルタは、単一の０あるいは複数の０を有することができる。

図５の複雑なノッチフィルタの周波数応答Ｈ（ω）は、次のように表わされることができる：

なお、ω_ｐ＝２π・ｆ_ＢＷは、複雑なノッチフィルタの通過帯域端におけるポールの周波数である。

複雑なノッチフィルタの周波数応答は、下記のように近似されることができる:

図６は、ダウンコンバータ３６８ａ、複雑ノッチフィルタ３７０ａ、及びアップコンバータ３７２ａの例示的な設計のブロック図を示し、そしてそれは、図３Ａ及び３Ｂでは、それぞれ、ダウンコンバータ３６８、ノッチフィルタ３７０、及びアップコンバータ３７２に、また、図４では、それぞれ、ダウンコンバータ４６８、ノッチフィルタ４７０、及びアップコンバータ４７２に、使用されることができる。この例示的な設計では、ダウンコンバータ３６８ａは、電圧キャンセラ入力信号Ｖ_ｉｎを受信し、アップコンバータ３７２ａは、電流フィードバック信号Ｉ_{ｆｅｅｄｂａｃｋ}を提供する。

ダウンコンバータ３６８ａ内で、４つのトランスコンダクタンス増幅器６１０ａ〜６１０ｄは、キャンセラ入力信号Ｖ_ｉｎを受信し、増幅する。増幅器６１０ａ及び６１０ｄは、利得ｇ_ｍ１を有し、増幅器６１０ｂ及び６１０ｃは、利得ｇ_ｍ１／ｍを有する、なお、ｍは、増幅器６１０ａ及び６１０ｄと、増幅器６１０ｂ及び６１０ｃとの間のスケーリング比である。例えば、増幅器６１０ａ及び６１０ｄは、サイズ１を有することができ、増幅器６１０ｂ及び６１０ｃは、サイズ１／１０を有し、ｍは１０に等しいであろう。４つのミキサ６１２ａ〜６１２ｄは、それぞれ、増幅器６１０ａ〜６１０ｄの出力を受信する。ミキサ６１２ａ及び６１２ｃは、同相の送信ＬＯ信号

でそれらの入力信号をダウンコンバートし、ミキサ６１２ｂ及び６１２ｄは、直角位相の送信ＬＯ信号

でそれらの入力信号をダウンコンバートする。

ノッチフィルタ３７０ａ内では、ミキサ６１２ａ及び６１２ｄの出力は、それぞれ、ＲＣネットワーク６２０ａ及び６２０ｄを通して受け渡される。ミキサ６１２ｂ及び６１２ｃの出力は、それぞれ、抵抗ネットワーク６２０ｂ及び６２０ｃを通して受け渡される。トランスコンダクタンス増幅器６２２ａ〜６２２ｄは、それぞれ、ネットワーク６２０ａ〜６２０ｄの出力を受信し、増幅する。増幅器６２２ａ及び６２２ｄは、利得ｇ_ｍ２を有し、増幅器６２２ｂ及び６２２ｃは、利得ｇ_ｍ３を有する。加算器６２４ａは、増幅器６２２ａ及び６２２ｂの出力を加算し、同相のフィルタにかけられた信号を提供する。加算器６２４ｂは、増幅器６２２ｄの出力から増幅器６２２ｃの出力を差し引き、直角位相のフィルタにかけられた信号を提供する。

アップコンバータ３７２ａ内では、ミキサ６４０ａは、

で、同相のフィルタにかけられた信号を、アップコンバートする。ミキサ６４０ｂは、

で、直角位相のフィルタにかけられた信号をアップコンバートする。加算器６４２は、ミキサ６４０ａ及び６４０ｂの出力を加算し、フィードバック信号Ｉ_{ｆｅｅｄｂａｃｋ}を提供する。

図６で示される例示的な設計の場合は、複雑なノッチフィルタのパラメータは次のように表わされることができる:

なお、Ｒ_１１は、ＲＣネットワーク６２０ａ及び６２０ｄ内の抵抗器の値であり、Ｃ_１１は、ＲＣネットワーク６２０ａ及び６２０ｄ内のキャパシタの値であり、Ｒ_１２は、抵抗ネットワーク６２０ｂ及び６２０ｃ内のキャパシタの値であり、ω_notchは、

で設定されるノッチ周波数である。増幅器利得と、抵抗器及びキャパシタ値は、ＴＸ漏れ信号、ジャマー、及び望ましい信号のための、望ましい伝達関数を得るために選択されることができる。

図７は、ダウンコンバータ３６８ｂ、複雑ノッチフィルタ３７０ｂ、及びアップコンバータ３７２ｂ、の例示的な設計のブロック図を示しており、そしてそれは、図６では、それぞれ、ダウンコンバータ３６８ａ、ノッチフィルタ３７０ａ、及びアップコンバータ３７２ａ、１つのインプリメンテーションであってもよい。ダウンコンバータ３６８ｂ内で、４つのトランスコンダクタンス増幅器７１０ａ〜７１０ｄは、キャンセラ入力信号Ｖｉｎを受信し、利得ｇ_ｍ１で増幅する。４つのミキサ７１２ａ〜７１２ｄは、それぞれ、増幅器７１０ａ〜７１０ｄの出力をそれぞれ受信する。ミキサ７１２ａ及び７１２ｃは、

で、それらの入力信号をダウンコンバートし、ミキサ７１２ｂ及び７１２ｄは、

で、それらの入力信号をダウンコンバートする。

ノッチフィルタ３７０ｂ内で、演算増幅器（ｏｐ−ａｍｐ）７２０ａ〜７２０ｄは、それぞれ、ミキサ７１２ａ〜７１２ｄの出力を受信する。抵抗器７２２ａ〜７２２ｄは、それぞれ、ｏｐ−ａｍｐ７２０ａ〜７２０ｄの入力と出力との間で結合される。キャパシタ７２４ａ及び７２４ｄは、ｏｐ−ａｍｐ７２０ａ及び７２０ｄの入力と出力との間でそれぞれ結合される。ｏｐ−ａｍｐ７３０ａは、それぞれ、抵抗器７２８及び７２８ｂを介して、ｏｐ−ａｍｐ７２０ａ及び７２０ｂの出力に結合されたその入力を有する。抵抗器７３２ａは、ｏｐ−ａｍｐ７３０ａの入力と出力との間で結合される。逆ｏｐ−ａｍｐ７２６は、ｏｐ−ａｍｐ７２０ｃの出力で結合される。ｏｐ−ａｍｐ７３０ｂは、それぞれ、抵抗器７２８ｃ及び７２８ｄを介して、ｏｐ−ａｍｐ７２６及び７２０ｄの出力に結合されたその入力を有する。抵抗器７３２ｂは、ｏｐ−ａｍｐ７３０ｂの入力と出力との間で結合される。

アップコンバータ３７２ｂ内では、ミキサ７４０ａは

で、ｏｐ−ａｍｐ７３０ａからの同相のフィルタにかけられた信号をアップコンバートする。ミキサ７４０ｂは、

で、ｏｐ−ａｍｐ７３０ｂからの直角位相のフィルタにかけられた信号をアップコンバートする。加算器７４２は、ミキサ７４０ａ及び７４０ｂの出力を加算し、フィードバック信号Ｉ_{ｆｅｅｄｂａｃｋ}を供給する。増幅器利得と、抵抗器及びキャパシタ値は、ＴＸ漏れ信号、ジャマー、及び望ましい信号のために、望ましい伝達関数を得るために選択されることができる。

図７で示される例示的な設計の場合、複雑なノッチフィルタのパラメータは次のように表わされることができる：

なお、Ｒ_２１は、抵抗器７２２ａ及び７２２ｄの値であり、Ｃ_２１は、キャパシタ７２４ａ及び７２４ｄの値であり、Ｒ_２２は、抵抗器７２２ｂ及び７２２ｃの値であり、Ｒ_２３は、抵抗器７２８ａ及び７２８ｄの値であり、Ｒ_２４は、抵抗器７２８ｂ及び７２８ｃの値であり、Ｒ_２５は、抵抗器７３２ａ及び７３２ｂの値である。

式（１３）のＨ（０）は、式（１０）のＨ（０）と比べて、異なる規模を有する。ｇ_ｍ２ステージは、図７のｏｐ−ａｍｐ７３０ａ及び７３０ｂのそれぞれの後で挿入されることができる。式（１３）は

となり、式（１０）のＨ（０）と同じ規模を有するであろう。

図８は、ダウンコンバータ３６８ｃ、複雑なノッチフィルタ３７０ｃ、及びアップコンバータ３７２ｃの別の例示的な設計のブロック図を示し、そしてそれは、図３Ａ及び３Ｂで、それぞれ、ダウンコンバータ３６８、ノッチフィルタ３７０、及びアップコンバータ３７２に、また、図４で、それぞれ、ダウンコンバータ４６８、ノッチフィルタ４７０、及びアップコンバータ４７２に、使用されることができる。図８で示される設計の例は、低い歪み低雑音の複雑ノッチフィルタを提供する。

ダウンコンバータ３６８ｃ内では、２つのトランスコンダクタンス増幅器８１０ａ及び８１０ｂは、キャンセラ入力信号Ｖ_ｉｎを受信し、利得ｇ_ｍ１で増幅する。ミキサ８１２ａは、

で、増幅器８１０ａからの出力信号をダウンコンバートする。ミキサ８１２ｂは、

で、増幅器８１０ｂからの出力信号をダウンコンバートする。

ノッチフィルタ３７０ｃ内では、２つのフィルタセクション８１８ａ及び８１８ｂは、それぞれ、同相パス及び直角位相パスのためのフィルタリングを実行する。ｏｐ−ａｍｐ８２０ａ及び８２０ｂは、それぞれ、ミキサ８１２ａ及び８１２ｂの出力を受信する。抵抗器８２２ａ及び８２２ｂは、それぞれ、ｏｐ−ａｍｐ８２０ａ及び８２０ｂの入力と出力との間で結合される。逆ｏｐ−ａｍｐ８２４は、ｏｐ−ａｍｐ８２０ａの出力で結合される。ｏｐ−ａｍｐ８３０ａ及び８３０ｂは、それぞれ、抵抗器８２６ａ及び８２６ｂを介して、ｏｐ−ａｍｐ８２０ａ及び８２０ｂの出力に結合されたそれらの入力を有する。ｏｐ−ａｍｐ８３０ａ及び８３０ｂはまた、それぞれ、キャパシタ８２８ａ及び８２８ｂを介して、ｏｐ−ａｍｐ８２０ｂ及び８２４の出力に結合されたそれらの入力を有する。抵抗器８３２ａ及びキャパシタ８３４ａは、ｏｐ−ａｍｐ８３０ａの入力と出力との間で結合される。抵抗器８３２ｂ及びキャパシタ８３４ｂは、ｏｐ−ａｍｐ８３０ｂの入力と出力との間で結合される。

アップコンバータ３７２ｃ内で、ミキサ８４０ａは、

で、ｏｐ−ａｍｐ８３０ａからの同相のフィルタにかけられた信号をアップコンバートする。ミキサ８４０ｂは、

でｏｐ−ａｍｐ８３０ｂからの直角位相のフィルタにかけられた信号をアップコンバートする。加算器８４２は、ミキサ８４０ａの出力と８４０ｂの出力を加算し、フィードバック信号Ｉ_{ｆｅｅｄｂａｃｋ}を提供する。増幅器利得と、抵抗器及びキャパシタ値は、ＴＸ漏れ信号、ジャマー及び望ましい信号のための望ましい伝達関数を得るために、選択されることができる。

図８で示される例示的な設計の場合は、複雑なノッチフィルタのパラメータは、次のように表わされることができる：

なお、Ｒ_３１は、抵抗器８２２ａ及び８２２ｂの値であり、Ｒ_３２は、抵抗器８２６ａ及び８２６ｂの値であり、Ｃ_３２は、キャパシタ８２８ａ及び８２８ｂの値であり、Ｒ_３３は、抵抗器８３２ａ及び８３２ｂの値であり、Ｃ_３３は、キャパシタ８３４ａ及び８３４ｂの値である。

式（１６）のＨ（０）は、式（１０）のＨ（０）と比べて、異なる規模を有する。ｇ_ｍ２ステージは、図８のｏｐ−ａｍｐ８３０ａ及び８３０ｂのそれぞれの後で挿入されることができる。式（１６）は、

となり、式（１０）のＨ（０）と同じ規模を有するであろう。

複雑なノッチフィルタのいくつかの例示的な設計が上記で説明されている。図６は、複雑なノッチフィルタのための例示的なｇｍ−Ｃ回路を示す。図７は、４つのダウンコンバータ７１２ａ〜７１２ｄを使用して、複雑なノッチフィルタのための例示的なアクティブＲＣ回路を示す。図８は、２つのダウンコンバータ８１２ａ及び８１２ｂのみを使用して、複雑なノッチフィルタのためのアクティブＲＣ回路の例を示す。複雑なノッチフィルタはまた、他の例示的な設計でインプリメントされることができる。

図８で示される低い歪みの低雑音複雑ノッチフィルタの設計は、いくつかの利点を有する。低い歪み及び低雑音の特徴は、フィードバックパスにおいて生成され、フォワードパスに投入されている、少ない歪み及び雑音を結果としてもたらし、そしてそれは、性能を改善することができる。

図５で示される例示的な複雑なノッチフィルタの設計では、送信周波数は、受信周波数よりも低い。したがって、ジャマー及び望ましい信号は、図３Ａ及び３Ｂのダウンコンバータ３６８によるダウンコンバージョンの後の正の周波数にある。この場合、ジャマー及び望ましい信号を減衰させるために、図５で示されるように、単独ノッチは、正の周波数（あるいは送信周波数より上）に置かれる。送信周波数が受信周波数より高い場合には、ジャマー及び望ましい信号はダウンコンバージョンの後の負の周波数にあるであろう。この場合、ジャマー及び望ましい信号を減衰させるために、負の周波数において、単独ノッチが配置されることができる。

上記で説明された例示的な設計は、フィードバックループにおいて過度な位相を導入することなく、ジャマーと望ましい信号の大きな減衰を提供するために、複雑なノッチフィルタを利用する。正の周波数と負の周波数にあるノッチを備えた規則的なノッチフィルタはまた、ＴＸ漏れキャンセラに使用されることができる。１つの例示的な設計では、規則的なノッチフィルタは、カスケード(cascade)で結合された２つの複雑なノッチフィルタでインプリメントされる。ある複雑なノッチフィルタは、正の周波数でノッチを有し、もう一方の複雑なノッチフィルタは、負の周波数でノッチを有する。

また別の例示的な設計では、同じ周波数極性（例、正の周波数）にあるノッチを備えたマルチプル複雑ノッチフィルタは、より多い、ジャマーと望ましい信号の減衰を提供するために使用されることができる。これらの複雑なノッチフィルタのためのノッチ周波数は、(例えば差周波数で)オーバーラップしてもよく、あるいは、差周波数の近くで間隔を開けることができる(may be spaced apart)。例えば、1つのノッチ周波数は、差周波数にあってもよく、別のノッチ周波数は、ジャマー周波数にあってもよい。

図９は、ＴＸ漏れキャンセルを実行するためのプロセス９００の設計の例を示す。受信機入力信号は、第１の増幅された信号を得るために、ＬＮＡで増幅されることができる（ブロック９１２）。第１の増幅された信号は、トランスコンダクタンス増幅器でさらに増幅されることができる（ブロック９１４）。キャンセラ入力信号は、第１あるいは第２の増幅された信号に基づいて、得られることができる（ブロック９１６）。

キャンセラ入力信号はダウンコンバートされた信号を得るために、ダウンコンバートされることができる（例、送信周波数において第１のＬＯ信号を用いる）（ブロック９１８）。フィルタにかけられた信号を得るために、ダウンコンバートされた信号は、ノッチフィルタでフィルタにかけられることができる（ブロック９２０）。フィルタにかけられた信号は、キャンセラ入力信号における望ましくない信号をキャンセルするために使用されるフィードバック信号を得るために、（例、送信周波数において第２のＬＯ信号を用いる）アップコンバートされることができる（ブロック９２２）。フィードバック信号は、ＬＮＡの入力、ＬＮＡの出力、あるいはトランスコンダクタンス増幅器の出力で、差し引かれることができる（ブロック９２４）。

1つの例示的な設計においては、キャンセラ入力信号は、それぞれＩ及びＱのダウンコンバートされた信号を得るために、送信周波数において、それぞれ、Ｉ及びＱのＬＯ信号で、第１のミキサと第２のミキサによってダウンコンバートされることができる。Ｉ及びＱのダウンコンバートされた信号は、それぞれＩ及びＱのフィルタにかけられた信号を得るために、それぞれ第１のフィルタセクションと第２のフィルタセクションでフィルタにかけられることができる。それぞれ、第１のフィルタセクションからの第１の中間信号と第２のフィルタセクションからの第２の中間信号は、それぞれ第２のセクションと第１のセクションに対して、（例、図８のキャパシタ８２８ａ及び８２８ｂで）容量結合されることができる。Ｉ及びＱのフィルタにかけられた信号は、フィードバック信号を得るために加算されることができるＩ及びＱのアップコンバートされた信号を得るために、送信周波数において、それぞれ、Ｉ及びＱのＬＯ信号で、第３のミキサと第４のミキサによってアップコンバートされることができる。

望ましくない信号は、送信機からのＴＸ漏れ信号であってもよい。ノッチフィルタはＴＸ漏れ信号を受け渡し、キャンセラ入力信号におけるジャマー及び望ましい信号を減衰させることができる。ノッチフィルタは、望ましくない信号の帯域幅に等しいあるいはそれよりも大きい通過帯域を有し、ジャマーと望ましい信号の予め決定された量の減衰を提供することができる。ノッチフィルタは、例えば図６で示されているようなｇｍ−Ｃ回路で、例えば、図７あるいは８で示されているようなアクティブＲＣ回路で、あるいは、他の回路でインプリメントされることができる。ノッチフィルタは、正の周波数あるいは負の周波数でのみノッチを有する複雑なノッチフィルタであってもよい。ノッチは、ジャマー周波数、受信周波数と送信周波数との間の差周波数、あるいは他の周波数に位置されることができる。

ここにおいて説明されたＴＸ漏れキャンセラは、様々な周波数帯域に使用されることができる。例えば、ＴＸ漏れキャンセラは、表１にリストされた周波数帯域のうちいずれかに使用されることができる。

セルラ、パーソナルコミュニケーションシステム(Personal Communication System)（ＰＣＳ）、デジタルセルラシステム(Digital Cellular System)（ＤＣＳ）、及び国際モバイルテレコミュニケーション−２０００（ＩＭＴ−２０００）帯域は、米国で一般に使用されている。他の周波数帯域もまた、無線通信に使用される。表１で示されるように、送信周波数と受信周波数との間の間隔(spacing)である、差周波数は、異なる周波数帯域について異なっていてもよい。ノッチ周波数は、ＴＸ漏れキャンセラが使用される周波数帯域についての差周波数に基づいて、設定されることができる。

ここに説明されたＴＸ漏れキャンセラは、ＩＣ、アナログＩＣ、ＲＦＩＣ、混合信号ＩＣ(mixed-signal IC)、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、プリント回路板（ＰＣＢ）、エレクトロニクスデバイスなどの上でインプリメントされることができる。ＴＸ漏れキャンセラはまた、相補形金属酸化膜半導体(complementary metal oxide semiconductor)（ＣＭＯＳ）、Ｎ−チャネルＭＯＳ（ＮＭＯＳ）、Ｐ−チャネルＭＯＳ（ＰＭＯＳ）、双極接合トランジスタ(bipolar junction transistor)(ＢＪＴ)、双極ＣＭＯＳ(bipolar-CMOS)（ＢｉＣＭＯＳ）、シリコンゲルマニウム（silicon germanium）（ＳｉＧｅ）、ガリウムヒ(gallium arsenide)（ＧａＡｓ）などのような様々なＩＣプロセス技術で作られることができる。

ここにおいて説明されるＴＸ漏れキャンセラをインプリメントしている装置は、スタンドアロンデバイスであってもよく、あるいは、より大きなデバイスの一部であってもよい。デバイスは（ｉ）スタンドアロンＩＣ、（ｉｉ）データ及び／または命令を保存するためのメモリＩＣｓを含むことができる１セットの１つまたは複数のＩＣｓ、（ｉｉｉ）ＲＦ受信機（ＲＦＲ）あるいはＲＦ送信器／受信機（ＲＴＲ）のようなＲＦＩＣ、（ｉｖ）モバイル局モデム（ＭＳＭ）のようなＡＳＩＣ、（ｖ）他のデバイス内に埋め込まれることができるモジュール（ｖｉ）受信機、セルラ電話、無線デバイス、ハンドセット、あるいはモバイルユニット、（ｖｉｉ）などであってもよい。

１つまたは複数の例示的な設計においては、説明された機能(functions)は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアあるいはそれらのいずれかの組み合わせにおいてインプリメントされることができる。ソフトウェアでインプリメントされる場合には、機能は、コンピュータ可読媒体上で、１つまたは複数の命令あるいはコードとして、保存される、あるいは、送信されることができる。コンピュータ可読媒体は、１つの場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送(transfer)を容易にするいずれの媒体も含んでいる、コンピュータ記憶媒体(computer storage media)と通信媒体(communication media)の両方を含む。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされることができる、任意の利用可能なメディアであってもよい。例として、また限定されないが、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭあるいは他の光学ディスクストレージ(optical disk storage)、磁気ディスクストレージ(magnetic disk storage)あるいは他の磁気ストレージデバイス(magnetic storage devices)、あるいは、命令あるいはデータストラクチャの形態において望まれるプログラムコードを保存あるいは搬送するために使用されることができる、また、コンピュータによってアクセスされることができる、いずれの他の媒体も備えることができる。また、いずれの接続(connection)もコンピュータ可読媒体と適切に名付けられる。例えば、ソフトウェアがウェブサイト、サーバ、あるいは、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア(twisted pair)、デジタル加入者ライン(digital subscriber line)（ＤＳＬ）、あるいは赤外線、無線、及びマイクロ波のような無線技術を使用している他の遠隔ソース、から送信される場合には、そのときには、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、あるいは赤外線、無線、及びマイクロ波のような無線技術は、媒体(medium)の定義に含まれている。ここに使用されているように、ディスク(disk)とディスク(disc)は、コンパクトディスク(compact disc)（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）(laser disc)、光学ディスク(optical disc)、デジタル汎用ディスク(digital versatile disc)（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク(disk)及びブルーレイディスク(blu-ray disc)を含んでおり、ディスク(disks)は、大抵、データを磁気で再生しているが、ディスク(discs)は、レーザーで光学的に再生する。上記のものの組み合わせもまた、コンピュータ可読媒体の範囲内に含まれるべきである。

本開示の以上の説明は、いずれの当業者も本開示を作り、使用することができるように提供されている。本開示に対する様々な修正は、当業者にとって容易に明らかであろう、そして、ここにおいて定義された包括的な原理は、本開示の範囲から逸脱することなく、他の変形に適用されることができる。したがって、本開示は、ここに説明された例及び設計に限定されるようには意図されておらず、ここに開示された原理及び新規な特徴に整合する最も広い範囲が与えられるべきである。

Claims (30)

1. 入力信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号を提供するダウンコンバータと、
   前記ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、フィルタにかけられた信号を提供するノッチフィルタと、
   前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートし、前記入力信号における望ましくない信号をキャンセルするするために使用されるフィードバック信号を提供するアップコンバータと、
   を備えている装置。
2. 受信機入力信号を増幅し、増幅された信号を提供する、低雑音増幅器、をさらに備えており、前記入力信号は、前記増幅された信号に基づいて得られ、前記フィードバック信号は、前記ＬＮＡの入力あるいは出力で差し引かれる、請求項１に記載の装置。
3. 受信機入力信号を増幅し、第１の増幅された信号を提供する、低雑音増幅器（ＬＮＡ）と；
   前記第１の増幅された信号を増幅し、第２の増幅された信号を提供する、トランスコンダクタンス増幅器と、なお、前記入力信号は、前記第２の増幅された信号に基づいて得られ、前記フィードバック信号は、前記ＬＮＡの入力、前記ＬＮＡの出力、あるいは、前記トランスコンダクタンス増幅器の出力で差し引かれる；
   をさらに備えている請求項１に記載の装置。
4. 前記ダウンコンバータは、送信周波数において第１のローカルオシレータ（ＬＯ）信号で前記入力信号をダウンコンバートし前記ダウンコンバートされた信号を提供し、前記アップコンバータは、前記送信周波数において第２のＬＯ信号で前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートし、前記フィードバック信号を提供する、請求項１に記載の装置。
5. 前記ダウンコンバータは、
   同相のローカルオシレータ（ＬＯ）信号で前記入力信号をダウンコンバートし、同相のダウンコンバートされた信号を提供する、第１のミキサと、
   直角位相のＬＯ信号で前記入力信号をダウンコンバートし、直角位相のダウンコンバートされた信号を提供する、第２のミキサと、
   を備えている、請求項１に記載の装置。
6. 前記ノッチフィルタは、
   前記同相のダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、同相のフィルタにかけられた信号を提供する、第１のセクションと、
   前記直角位相のダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、直角位相のフィルタにかけられた信号を提供する、第２のセクションと、
   を備えている、請求項５に記載の装置。
7. 前記ノッチフィルタは、
   前記第１のセクションから前記第２のセクションまでの第１の中間信号を結合する第１のキャパシタと、
   前記第２のセクションから前記第１のセクションまでの第２の中間信号を結合する第２のキャパシタと、
   をさらに備える、請求項６に記載の装置。
8. 前記アップコンバータは、
   前記同相のＬＯ信号で前記同相のフィルタにかけられた信号をアップコンバートする第３のミキサと、
   前記直角位相のＬＯ信号で前記直角位相のフィルタにかけられた信号をアップコンバートする第４のミキサと、
   前記第３のミキサの出力と第４のミキサの出力を加算し、前記フィードバック信号を提供する加算器と、
   を備えている、請求項６に記載の装置。
9. 前記望ましくない信号は、送信器からの送信（ＴＸ）漏れ信号を備え、前記ノッチフィルタは、前記ＴＸ漏れ信号を受け渡す、請求項１に記載の装置。
10. 前記ノッチフィルタは、前記入力信号における望ましい信号とジャマーを減衰させる、請求項１に記載の装置。
11. 前記ノッチフィルタは、前記望ましくない信号の帯域幅よりも大きいあるいは等しい通過帯域を有し、前記入力信号における望ましい信号の減衰の予め決定された量を提供する、請求項１に記載の装置。
12. 前記ノッチフィルタをインプリメントし、複数のトランスコンダクタンス増幅器と、複数の抵抗器と、前記ノッチフィルタのノッチ周波数と帯域幅に基づいて決定された値を有する複数のキャパシタと、を備えているｇｍ−Ｃ回路、
    をさらに備えている請求項１に記載の装置。
13. 前記ノッチフィルタをインプリメントし、複数のオペレーショナル増幅器と、複数の抵抗器と、前記ノッチフィルタのノッチ周波数と帯域幅に基づいて決定された値を有する複数のキャパシタと、を備えているアクティブＲＣ回路、
    をさらに備えている請求項１に記載の装置。
14. 前記ノッチフィルタは、正の周波数あるいは負の周波数においてのみノッチを有する複雑ノッチフィルタを備えている、請求項１に記載の装置。
15. 前記ノッチフィルタは、受信周波数と送信周波数との間の差異によって決定される周波数においてノッチを有する、請求項１に記載の装置。
16. 前記ノッチフィルタは、前記入力信号におけるジャマーの周波数においてノッチを有する、請求項１に記載の装置。
17. 入力信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号を提供するダウンコンバータと、
    前記ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、フィルタにかけられた信号を提供するノッチフィルタと、
    前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートし、前記入力信号における望ましくない信号をキャンセルするするために使用されるフィードバック信号を提供するアップコンバータと、
    を備えている集積回路。
18. 受信機入力信号を増幅し、増幅された信号を提供する、低雑音増幅器、をさらに備えており、前記入力信号は、前記増幅された信号に基づいて得られ、前記フィードバック信号は、前記ＬＮＡの入力あるいは出力で差し引かれる、請求項１７に記載の集積回路。
19. 前記ダウンコンバータは、送信周波数において第１のローカルオシレータ（ＬＯ）信号で前記入力信号をダウンコンバートし前記ダウンコンバートされた信号を提供し、前記アップコンバータは、前記送信周波数において第２のＬＯ信号で前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートし、前記フィードバック信号を提供する、請求項１７に記載の集積回路。
20. 前記ノッチフィルタは、前記望ましくない信号を受け渡し、前記入力信号におけるジャマーと望ましい信号を減衰させる、請求項１７に記載の集積回路。
21. 無線デバイスであって、
    受信機入力信号を処理し、キャンセラ入力信号を提供する受信機と；
    ダウンコンバートされた信号を得るために前記キャンセラ入力信号をダウンコンバートし、フィルタにかけられた信号を得るためにノッチフィルタで前記ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけ、フィードバック信号を得るために前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートする、キャンセラと、なお、前記フィードバック信号は、前記受信機入力信号における望ましくない信号をキャンセルするために使用される；
    を備えている無線デバイス。
22. 前記ノッチフィルタは、前記望ましくない信号を受け渡し、前記入力信号におけるジャマーと望ましい信号を減衰させる、請求項２１に記載の無線デバイス。
23. ダウンコンバートされた信号を得るために入力信号をダウンコンバートすることと、
    フィルタにかけられた信号を得るためにノッチフィルタで前記ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけることと、
    前記入力信号における望ましくない信号をキャンセルするために使用されるフィードバック信号を得るために、前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートすることと、
    を備えている方法。
24. 前記入力信号をダウンコンバートすることは、送信周波数において第１のローカルオシレータ（ＬＯ）信号で前記入力信号をダウンコンバートすることを備えており、前記入力信号をアップコンバートすることは、前記送信周波数において第２のローカルオシレータ（ＬＯ）信号で前記入力信号をアップコンバートすることを備える、請求項２３に記載の方法。
25. 増幅された信号を得るために、受信機入力信号を増幅することと、
    前記増幅された信号に基づいて、前記入力信号を得ることと、
    前記入力信号における前記望ましくない信号をキャンセルするために、前記受信機入力信号あるいは前記増幅された信号から前記フィードバック信号を差し引くことと、
    をさらに備えている請求項２３に記載の方法。
26. 前記ノッチフィルタで前記ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけることは、
    前記入力信号において前記望ましくない信号コンポーネントを受け渡すことと、
    前記入力信号におけるジャマーと望ましい信号を減衰させることと、
    を備えている、請求項２３に記載の方法。
27. ダウンコンバートされた信号を得るために入力信号をダウンコンバートするための手段と、
    フィルタにかけられた信号を得るためにノッチフィルタで前記ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけるための手段と、
    前記入力信号における望ましくない信号をキャンセルするために使用されるフィードバック信号を得るために前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートするための手段と、
    を備えている装置。
28. 前記入力信号をダウンコンバートするための手段は、送信周波数において第１のローカルオシレータ（ＬＯ）信号で前記入力信号をダウンコンバートするための手段を備えており、前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートするための手段は、前記送信周波数において第２のＬＯ信号で前記フィルタにかけられた信号をアップコンバートするための手段を備えている、請求項２７に記載の装置。
29. 増幅された信号を得るために受信機入力信号を増幅するための手段と、
    前記増幅された信号に基づいて前記入力信号を得るための手段と、
    前記入力信号における前記望ましくない信号をキャンセルするするために前記受信機入力信号あるいは前記増幅された信号から、前記フィードバック信号を差し引くための手段と、
    をさらに備えている請求項２７に記載の装置。
30. 前記ノッチフィルタで前記ダウンコンバートされた信号をフィルタにかけるための手段は、
    前記入力信号において前記望ましくない信号コンポーネントをパスするための手段と、
    前記入力信号における望ましい信号とジャマーを減衰させるための手段と、
    を備えている、請求項２７に記載の装置。

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