WO2015196404A1 - 一种干扰消除的装置和方法 - Google Patents

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刘晟
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    • H04W4/80—Services using short range communication, e.g. near-field communication [NFC], radio-frequency identification [RFID] or low energy communication

Definitions

  • the embodiments of the present invention relate to the field of communications technologies, and in particular, to an apparatus and method for interference cancellation.
  • a wireless local area network such as a mobile cellular communication system
  • a fixed wireless access FWA
  • a base station BS, Base SU ti on
  • an access point AP, Communication nodes such as Access Point), Relay Station (RS), and User Equipment (UE, User Equipment)
  • UE User Equipment
  • the transmission and reception of the wireless signal are usually distinguished by different frequency bands or time segments.
  • FDD Frequency Division Duplex
  • TDD Time Division Duplex
  • Communication is performed using different time periods separated by a certain guard time interval, wherein the guard band in the FDD system and the guard time interval in the FDD system are both to ensure sufficient isolation between reception and transmission, and to avoid interference caused by transmission.
  • Wireless full-duplex technology is different from existing FDD or TDD technology in that it can simultaneously perform receiving and transmitting operations on the same wireless channel.
  • the theoretical full-duplex wireless technology has twice the frequency efficiency of FDD or TDD technology.
  • the premise of implementing wireless full-duplex is to avoid, reduce and eliminate the strong interference of the transmitted signal of the same transceiver to the received signal (called self-interference), so as to prevent the correct reception of the useful signal. Make an impact.
  • Figure 1 is a schematic block diagram of the interference suppression principle of the existing wireless full duplex system.
  • the DAC Digital to Analog Converter
  • upconversion and power amplification of the transmitting channel and the Low Noise Amplifier (LNA) of the receiving channel
  • LNA Low Noise Amplifier
  • ADC analog to digital converter
  • the RF front-end analog interference cancellation module uses the RF signal coupled after the power amplifier at the transmitting end as a reference signal, and uses the estimated local transmit antenna to the receiving antenna's channel parameters such as amplitude and phase to adjust the reference signal. Probably close to the self-interfering signal component in the received signal, thereby canceling the local self-interference signal received by the receiving antenna in the analog domain.
  • RF analog self-interference suppression is done before the LNA.
  • the transmitted signal will also enter the receiving antenna after being transmitted through the scatterer in space, thus
  • the interfering signal will also include other components such as the near-field reflected self-interference signal and the far-field reflected self-interference signal.
  • Figure 2 shows the composition of the self-interference signal.
  • the far-field reflected self-interference signal component has little power and does not affect the receiving channel after the LNA. It can be used in an analog-to-digital converter ( Analog to Digital Converter). , ADC ) then performs interference cancellation at the baseband through the digital filter.
  • ADC Analog to Digital Converter
  • the near-field reflection self-interference signal component has a large power, which may cause saturation of the receiver after the LNA.
  • Embodiments of the present invention provide an apparatus and method for interference cancellation, capable of The reflection self-interference component is eliminated.
  • an apparatus for interference cancellation comprising: a primary receiving antenna (110) for receiving a radio frequency receiving signal, and transmitting the radio frequency receiving signal to a main path interference canceller (130);
  • a splitter 120, configured to acquire a radio frequency reference signal generated according to the transmit signal, and send the radio frequency reference signal to the main path interference canceller (130) and the near area interference canceller (140);
  • a main path interference canceller (130) configured to receive a radio frequency reference signal sent by the splitter (120) and a radio frequency receive signal sent by the main receiving antenna (110), and perform the main on the radio frequency receiving signal according to the radio frequency reference signal
  • the path interference cancellation acquires the first processed signal
  • the near-region interference canceller (140) is configured to receive the radio frequency reference signal sent by the splitter (120) and the first processed signal obtained by the main path interference canceller (130), Performing a near-region reflection self-interference component parameter according to the digital baseband reference signal corresponding to the radio frequency reference signal and the first digital signal obtained by sampling the first processed signal, and obtaining a near-region reflection self-interference component parameter according to the near-field reflection
  • the self-interference component parameter and the radio frequency reference signal perform near-region reflection self-interference signal reconstruction to obtain a near-region reflection self-interference signal; and perform interference cancellation processing on the first processed signal according to the near-region reflection self-interference signal to obtain a second Process the signal.
  • the near-region interference canceller (140) includes:
  • a first analog-to-digital converter (1401) configured to receive the first processed signal obtained by the primary path interference canceller (130), digitally sample the first processed signal to obtain a first digital signal, and The digital signal is sent to the near-field reflection self-interference channel estimation module (1402);
  • a near-region reflection self-interference channel estimation module (1402), configured to receive the first digital signal sent by the first analog-to-digital converter (1401), and obtain a digital baseband reference signal corresponding to the radio frequency reference signal; The first digital signal and the digital baseband reference signal are subjected to near-region reflection self-interference channel estimation to obtain a near-region reflection self-interference component parameter; and the near-region reflection self-interference component parameter is sent to the near-region reflection self-interference signal Number reconstruction module (1403);
  • a near-region reflection self-interference signal reconstruction module (1403), configured to receive the near-region reflection self-interference component parameter obtained by the near-region reflection self-interference channel estimation module (1402) and the radio frequency transmitted by the splitter (120) And determining, by the reference signal, the near-region reflection self-interference signal according to the near-region reflection self-interference component parameter and the radio frequency reference signal for performing near-region reflection self-interference signal reconstruction.
  • the first analog to digital converter (1401) is specifically configured to:
  • the near-region reflection self-interference channel estimation module (1402) is specifically configured to: obtain a 2M element linear equation system from the first digital signal: 0,1, ⁇ , N ⁇ 2M; the 2M element linear equations are solved by a least squares method to obtain a near-region reflection self-interference component parameter, wherein the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay
  • the parameters N k m, the first phase phase parameter and the second phase phase parameter.
  • the near-region interference canceller (140) further includes:
  • a second analog to digital converter (1404) is configured to receive the radio frequency reference signal, and digitally sample the radio frequency reference signal to obtain the digital baseband reference signal.
  • the near-region interference canceller (140) is further included Includes:
  • the first amplifier for amplifying the received signal.
  • the near-area interference canceller (1304) further includes:
  • a second amplifier configured to amplify the radio frequency reference signal sent to the near-region reflected self-interference signal reconstruction module
  • the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay parameter, a first phase parameter, and a second phase parameter ;
  • the near-region reflection self-interference signal reconstruction module (1,403) includes: a power splitter, a first radio frequency selection switch, and a first one disposed between the power splitter and the first radio frequency selection switch a delay set, a first phase adjuster group and a first combiner;
  • a power divider configured to receive the radio frequency reference signal, and divide the radio frequency reference signal into at least one radio frequency reference signal
  • the first delay group includes at least one delay device, wherein each delay device is configured to delay processing one RF reference signal to form a delay signal of one RF reference signal;
  • a first radio frequency selection switch configured to receive a delay signal of the at least one radio frequency reference signal, and select, according to the first delay parameter, a delay signal of at least one radio frequency reference signal in a delay signal of all radio frequency reference signals;
  • a first phase regulator group comprising at least one amplitude phase adjuster, wherein each amplitude phase adjuster is configured to select one RF for the first radio frequency selection switch according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter Amplitude and phase adjustment of the reference signal;
  • the first combiner is configured to generate the near-field reflection self-interference signal by combining the delayed signal of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay parameter, a first frame Phase parameters and second phase parameters;
  • the near-field reflection self-interference signal reconstruction module (1,403) includes:
  • the second delay group includes at least one delay device, wherein the delay devices are connected in series, the second delay group is configured to receive the radio frequency reference signal, and sequentially use the delay device to the radio frequency reference The signal is subjected to delay processing to form a delayed signal of at least one RF reference signal;
  • a second radio frequency selection switch configured to receive a delay signal of the at least one radio frequency reference signal, and select, according to the first delay parameter, a delay signal of the at least one radio frequency reference signal among the delay signals of all the radio frequency reference signals;
  • a second phase regulator group comprising at least one amplitude phase adjuster, wherein each amplitude phase adjuster is configured to select one RF for the second RF selection switch according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter Amplitude and phase adjustment of the reference signal;
  • the second combiner is configured to generate the near-field reflection self-interference signal by delay signal combining processing of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • the amplitude and phase adjuster includes:
  • a power splitter a third delay group, a radio frequency switch group, an attenuator group, and a third combiner
  • the power splitter is configured to receive a delay signal of the radio frequency reference signal selected by the radio frequency selection switch, and divide the delayed signal of the selected radio frequency reference signal into four branch signals;
  • the third delay group includes three delays, wherein the delay device is configured to delay processing any three of the four branch signals;
  • the RF switch group includes two RF selection switches, and one RF selection switch is used to select one branch signal and two RF switches in the two branch signals according to the first phase parameter after delay processing of any three branch signals. For delay processing of any three-way branch signal, selecting one way in the other two branch signals according to the second phase parameter Branch signal
  • the attenuator group includes two attenuators, wherein the attenuator is configured to perform amplitude adjustment processing on the branch signals selected by the radio frequency switch group;
  • the third combiner is configured to combine the amplitude adjustment processed branch signals to form a delay signal of the amplitude-adjusted RF reference signal.
  • the amplitude and phase adjuster comprises: an attenuator and a phase shifter
  • the attenuator is configured to perform amplitude adjustment processing on the delayed signal of the radio frequency reference signal sent by the received radio frequency selection switch according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter; the phase shifter is configured to be used according to the first frame The phase parameter and the second phase parameter are phase-shifted by the delay signal of the RF reference signal after the attenuator amplitude adjustment processing.
  • the main path interference canceller (130) is specifically configured to perform delay processing, amplitude adjustment processing, and phase adjustment processing on the radio frequency reference signal based on the radio frequency receiving signal, so as to increase the amplitude of the radio frequency reference signal.
  • the phase of the radio frequency reference signal is opposite or nearly the same as the amplitude of the main path interference signal in the radio frequency received signal, or the phase of the main path interference signal in the radio frequency received signal is the same or nearly the same; or
  • the amplitude of the radio frequency reference signal is the same as the amplitude of the main path interference signal in the radio frequency receiving signal Or approximately the same, the phase of the reference signal is different from the phase of the main path interference signal in the radio frequency received signal by 180 degrees or close to 180 degrees.
  • the transmitting signal includes a closely spaced near-region reflective channel detecting time slot and a data transmission time slot.
  • an interference cancellation method including:
  • the obtaining the first digital signal by sampling the first processed signal includes:
  • Baseband reference signal (t) ⁇ t) + (t) I / Q component; and signal amplitude and delay for each path, respectively, K is the total multipath number, where P is a positive integer.
  • Performing a near-region reflection self-interference channel estimation according to the digital baseband reference signal corresponding to the radio frequency reference signal and the first digital signal obtained by sampling the first processed signal, and obtaining a near-region reflection self-interference component parameter specifically:
  • the method further includes: performing digital sampling on the radio frequency reference signal to obtain the digital baseband reference signal.
  • the performing, by using the near-region reflection self-interference signal, the first processed signal After the interference cancellation process acquires the second processed signal the method further includes: amplifying the second processed signal.
  • the method further includes: amplifying the radio frequency reference signal to perform near-region according to the near-region reflection self-interference component parameter and the amplified radio frequency reference signal Reflex self-interference signal reconstruction to obtain near-field reflection self-interference signal;
  • the method Before performing the interference cancellation processing on the first processed signal according to the near-region reflection self-interference signal, before acquiring the second processed signal, the method further includes: amplifying the first processed signal to reflect the self-interference signal according to the near-field Performing interference cancellation processing on the amplified first processed signal to obtain a second processed signal.
  • the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay parameter, a first phase parameter, and a second phase parameter;
  • the area reflection self-interference component parameter and the radio frequency reference signal perform near-field reflection self-interference signal reconstruction to obtain a near-field reflection self-interference signal, including:
  • the near-field reflection self-interference signal is generated by the delayed signal combining process of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay parameter, a first phase parameter, and a second phase parameter;
  • the area reflection self-interference component parameter and the radio frequency reference signal perform near-field reflection self-interference signal reconstruction to obtain a near-field reflection self-interference signal, including:
  • the near-field reflection self-interference signal is generated by the delayed signal combining process of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • the selecting at least one radio frequency reference according to the first phase parameter and the second phase parameter pair The delayed signal of the signal is amplitude and phase adjusted, including:
  • a branch signal is selected from the two branch signals according to the first phase parameter to perform amplitude adjustment processing
  • the attenuation processed branch signals are combined to form a delayed signal of the amplitude-adjusted RF reference signal.
  • the selecting the radio frequency reference signal according to the first phase parameter and the second phase parameter The delay signal is amplitude and phase adjusted, including:
  • the delayed signal of the frequency reference signal is phase shifted.
  • the interference cancellation processing of the radio frequency received signal according to the radio frequency reference signal includes:
  • the radio frequency reference signal Performing delay processing, amplitude adjustment processing, and phase adjustment processing on the radio frequency reference signal based on the radio frequency receiving signal, so that the amplitude of the radio frequency reference signal and the amplitude direction of the main path interference signal in the radio frequency receiving signal Conversely or approximately oppositely, the phase of the radio frequency reference signal is the same as or nearly the same as the phase of the main path interference signal in the radio frequency received signal; or
  • the radio frequency receiving signal performing delay processing, amplitude adjustment processing, and phase adjustment processing on the radio frequency reference signal, so that the amplitude of the radio frequency reference signal is the same as the amplitude of the main path interference signal in the radio frequency receiving signal or Similarly, the phase of the reference signal is different from the phase of the main path interference signal in the radio frequency received signal by 180. Or close to the difference of 1 8 0 °.
  • the transmitting signal includes a closely spaced near-channel reflective channel detecting time slot and a data transmission time slot.
  • the apparatus and method for interference cancellation perform interference cancellation processing on a radio frequency received signal obtained by a main receiving antenna by using a radio frequency reference signal to eliminate a main path self-interference signal component of the radio frequency receiving signal;
  • the radio frequency receiving signal of the signal component is subjected to near-area interference cancellation processing by near-field reflection self-interference channel estimation and near-field reflection self-interference signal reconstruction, and can realize the elimination of the near-region reflection self-interference component in the radio frequency received signal.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of the principle of interference suppression of a conventional wireless full duplex system.
  • Fig. 2 is a schematic diagram showing the composition of a self-interference signal.
  • FIG. 3 is a schematic structural diagram of an apparatus for interference cancellation according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic structural diagram of a main path interference canceller according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic structural diagram of a near-field interference canceller according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic structural diagram of a near-field interference canceller according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic structural diagram of a near-field interference canceller according to still another embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic structural diagram of a near-region reflection self-interference signal reconstruction module according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a schematic structural diagram of a near-region reflection self-interference signal reconstruction module according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic structural diagram of a amplitude and phase adjuster according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 11 is a schematic structural view of a phase modulator according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a schematic flowchart of an interference cancellation method according to an embodiment of the present invention. Reference mark:
  • a component can be, but is not limited to being, a process running on a processor, a processor, an object, an executable, a thread of execution, a program, and/or a computer.
  • an application running on a computing device and a computing device can be a component.
  • One or more components may reside in a process and/or execution thread, and the components may be located on one computer and/or distributed between two or more computers.
  • these components can execute from various computer readable media having various data structures stored thereon.
  • a component may, for example, be based on a signal having one or more data packets (eg, data from two components interacting with another component between the local system, the distributed system, and/or the network, such as the Internet interacting with other systems) Communicate through local and/or remote processes.
  • data packets eg, data from two components interacting with another component between the local system, the distributed system, and/or the network, such as the Internet interacting with other systems
  • the apparatus for eliminating interference provided by the embodiment of the present invention may be set to or be an access terminal adopting wireless full duplex technology.
  • An access terminal may also be called a system, a subscriber unit, a subscriber station, a mobile station, a mobile station, a remote station, a remote terminal, a mobile device, a user terminal, a terminal, a wireless communication device, a user agent, a user device, or a user equipment (UE, U ser Equ i pmen t ).
  • the access terminal can be a cellular phone, a cordless phone, a SIP (Session Initiation Protocol) Telephone, WLL (Wireless Local Loop) station, PDA (Personal Digital Assistant), handheld devices with wireless communication capabilities, in-vehicle devices, wearable devices, A computing device or other processing device connected to a wireless modem.
  • SIP Session Initiation Protocol
  • WLL Wireless Local Loop
  • PDA Personal Digital Assistant
  • the apparatus for eliminating interference provided by the embodiment of the present invention may also be disposed on or in itself as a base station adopting a wireless full duplex technology.
  • the base station can be used for communication with a mobile device, and the base station can be an AP (Access Point, wireless access point) of GSM, or a GSM (Global System of Mobile communication) or CDMA (Code Division Multile Access).
  • BTS Base Transceiver Station
  • NB NodeB, Base Station
  • WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • LTE Long Term Evolution
  • eNodeB Evolutional Node B
  • a relay station or access point or a base station device in a future 5G network.
  • the term "article of manufacture” as used in this application encompasses a computer program accessible from any computer-readable device, carrier, or media.
  • the computer readable medium may include, but is not limited to, a magnetic storage device (for example, a hard disk, a floppy disk, or a magnetic tape), and an optical disk (for example, a CD (Compact Disk), a DVD (Digital Versatile Disk). Etc.), smart cards and flash devices (eg, EPR0M (Erasable Programmable Read-Only Memory), cards, sticks or key drives, etc.).
  • various storage media described herein can represent one or more devices and/or other machine-readable media for storing information.
  • machine readable medium may include, but is not limited to, a wireless channel and various other mediums capable of storing, containing and/or carrying instructions and/or data.
  • the interference cancellation may be to eliminate all interference components in the signal (including the main path interference signal and the near-field interference signal), or to cancel part of the interference component in the signal (including the main path). Part of the interference signal and near-area Part of the disturbance signal).
  • Fig. 3 is a schematic structural view of an apparatus for interference cancellation according to an embodiment of the present invention.
  • the apparatus 100 provided in this embodiment includes:
  • the input end 121 of the 120 is configured to acquire a radio frequency reference signal generated according to the transmission signal
  • the first output end 122 of the splitter 120 is connected to the second input end 132 of the main path interference canceller 130
  • the output end of the main path interference canceller 130 133 is connected to the first input end 141 of the near-field interference canceller 140
  • the second output end 123 of the splitter 120 is connected to the second input end 142 of the near-field interference canceller 140
  • the output end 143 of the near-area interference canceller 140 is output.
  • the second processing signal is configured to acquire a radio frequency reference signal generated according to the transmission signal
  • the first output end 122 of the splitter 120 is connected to the second input end 132 of the main path interference canceller 130
  • the main receiving antenna 110 is configured to receive a radio frequency receiving signal, and send the radio frequency receiving signal to the main path interference canceller 130;
  • the splitter 120 is configured to acquire a radio frequency reference signal generated according to the transmit signal, and send the radio frequency reference signal to the main path interference canceller 130 and the near area interference canceller 140;
  • the main path interference canceller 130 is configured to receive the radio frequency reference signal sent by the splitter 120 and the radio frequency receive signal sent by the main receiving antenna 110, and perform main path interference cancellation on the radio frequency receiving signal according to the radio frequency reference signal to obtain the first Processing signals;
  • the near-region interference canceller 140 is configured to receive the radio frequency reference signal sent by the splitter 120 and the first processed signal obtained by the main path interference canceller 130, according to the digital baseband reference signal corresponding to the radio frequency reference signal, and to the The first digital signal obtained by sampling the first processed signal performs near-region reflection self-interference channel estimation to obtain a near-region reflection self-interference component parameter, and performs near-field reflection self-interference according to the near-region reflection self-interference component parameter and the radio frequency reference signal.
  • the signal reconstruction generates a near-region reflection self-interference signal; performing interference cancellation processing on the first processed signal according to the near-region reflection self-interference signal to obtain a second processed signal.
  • main receiving antenna 110 1>, main receiving antenna 110
  • a coupler or a power splitter can be employed as the splitter 120.
  • the radio frequency reference signal is acquired according to the transmission signal from the transmitter, for example, the transmitted signal processed by the transmitted digital signal processing module, the digital-to-analog conversion module, the up-conversion module, and the power amplification module in FIG. 1 can be used as the radio frequency reference signal.
  • the transmitted signal processed by the transmitted digital signal processing module, the digital-to-analog conversion module, the up-conversion module, and the power amplification module in FIG. 1 can be used as the radio frequency reference signal.
  • the radio frequency reference signal can be split into two paths by the splitter 120, and the first signal is transmitted to the second input end 132 of the main path interference canceller 130 through the first output end 122 of the splitter 120 to be interfered by the main path.
  • the canceller 130 receives, and the other signal is transmitted to the second input 142 of the near-field interference canceller 140 via the second output 123 of the splitter 120 for reception by the near-field interference canceller 140.
  • the two signal signals output from the splitter 120 can be made to coincide with the waveform of the radio frequency reference signal, thereby facilitating the interference cancellation based on the radio frequency reference signal described later.
  • the above-mentioned coupler and power splitter as the splitter 120 are merely illustrative, and the present invention is not limited thereto.
  • Other similarities between the waveform of the reference signal and the waveform of the transmitted signal are Devices within the preset range are all within the scope of the present invention.
  • the power of the two signals divided according to the radio frequency reference signal may be the same or different, and the present invention is not particularly limited.
  • the signal processing process of the digital signal processing module, the digital-to-analog conversion module, the up-conversion module, and the power amplification module is transmitted, and the transmitting day
  • the transmission process of the line pair transmission signal can be similar to the prior art, and the description thereof is omitted here to avoid redundancy.
  • the main path interference canceller 130 may include: a splitter a, a combiner a, and a combiner b, wherein the splitter a and the combiner a Between the at least one transmission path formed by connecting at least one of the delay, the phase adjuster and the amplitude adjuster in series, wherein the output of the combiner a is connected to one input of the combiner b, in the embodiment of the invention
  • the main path interference canceller 130 has two inputs.
  • the splitter a can be a power splitter, combiner a, and combiner b can be a coupler.
  • the first input end 131 of the main path interference canceller 130 (ie, one input port of the combiner b) is connected to the output end of the main receiving antenna 110 for acquiring the radio frequency receiving signal from the output end of the main receiving antenna 110.
  • the second input 132 of the main path interference canceller 130 (ie, the input port of the splitter a) and the first output 122 of the combiner 120 are configured to receive a radio frequency reference signal from the combiner 120.
  • the first main path interference canceller 130 is configured to perform delay processing, amplitude adjustment processing, and phase adjustment processing on the radio frequency reference signal based on the radio frequency received signal, so that the radio frequency reference signal is The amplitude is opposite or approximately opposite to the amplitude direction of the main path interference signal in the radio frequency received signal, such that the phase of the radio frequency reference signal is the same as or nearly the same as the phase of the main path interference signal in the radio frequency received signal; or
  • the radio frequency reference signal Performing delay processing, amplitude adjustment processing, and phase adjustment processing on the radio frequency reference signal based on the radio frequency receiving signal, so that the amplitude of the radio frequency reference signal is the same as the amplitude of the main path interference signal in the radio frequency receiving signal Or approximately the same, the phase of the reference signal is 180° or nearly 180° out of phase with the main path interference signal in the radio frequency received signal;
  • the radio frequency reference signals after the delay processing, the amplitude adjustment processing, and the phase adjustment processing are combined and combined with the radio frequency receiving signals.
  • the second input 132 of the main path interference canceller 130 and the splitter The first output terminal 1 2 2 of 1 2 0 is connected, and is passed from the first input terminal 1 3 2 of the main path interference canceller 1 3 0 to the first output terminal 1 2 2 of the splitter 1 2 0
  • the signal ie, the RF reference signal
  • the splitter a can be a power splitter, and the splitter a divides the RF reference signal into a plurality of RF reference signals (of which the RF reference signals are The power can be the same or different); taking one of them as an example, the output of the splitter a outputs an RF reference signal to an adjustment circuit consisting of a series connected by a delay, a phase adjuster and an amplitude adjuster.
  • the circuit is used to adjust the delay, amplitude and phase of the signal by means of delay, attenuation and shifting, for example, the attenuation of the RF reference signal is close to the main path self-interference in the RF received signal.
  • the amplitude of the signal component ie, the main path interference signal
  • the phase of the radio frequency reference signal can be adjusted to be 180 kHz or approximate to the radio frequency received signal (specifically, the main path self-interference signal component in the radio frequency received signal) by delay and/or by phase shifting. The difference is 1 8 0 °.
  • the amplitude of the radio frequency reference signal may be opposite to the amplitude direction of the main path self-interference signal component in the radio frequency received signal by attenuation.
  • the best effect is that the amplitude direction is opposite, but the adjustment is due to an error in practical applications.
  • the phase of the radio frequency reference signal can be adjusted to the radio frequency receiving signal (specifically, the main path self-interference signal component in the radio frequency receiving signal) by delay and/or by phase shifting. Same or approximately the same.
  • each of the branches of the splitter output may include at least one of a delay, a phase adjuster, and an amplitude adjuster.
  • the amplitude adjustment can be expressed as attenuation or gain.
  • the attenuation is taken as an example.
  • the “approximation” may refer to two. The degree of similarity between the two is within a preset range, and the preset range can be arbitrarily determined according to actual use and needs, and the present invention is not particularly limited. In the following, in order to avoid redundancy, the description of the similar description is omitted unless otherwise stated.
  • the RF reference signal of each branch output by the splitter a is adjusted by amplitude and phase, combined by the combiner a, and input to the other input port of the combiner b, thereby, the combiner b
  • the radio frequency receiving signal may be combined (eg, added or subtracted) with the radio frequency reference signal adjusted and combined via the amplitude and phase to cancel the main path self-interference signal component in the radio frequency receiving signal, thereby implementing radio frequency receiving.
  • the main path interference cancellation processing of the signal may be combined (eg, added or subtracted) with the radio frequency reference signal adjusted and combined via the amplitude and phase to cancel the main path self-interference signal component in the radio frequency receiving signal, thereby implementing radio frequency receiving.
  • the amplitude adjuster for example, an attenuator or the like can be used.
  • the phase adjuster for example, a phase shifter or the like can be applied.
  • the delayer for example, a delay line or the like can be applied.
  • the first processed signal output from the output 133 of the main path interference canceller 130 (specifically, from the output of the combiner b) is generated by eliminating the main path self-interference signal component from the radio frequency received signal. signal.
  • the delay, the phase adjuster, and the phase adjuster may be adjusted based on the output of the combiner b to minimize the intensity of the first processed signal output from the combiner b.
  • Amplitude adjuster may be adjusted based on the output of the combiner b to minimize the intensity of the first processed signal output from the combiner b.
  • the present invention is not limited to the above factual manner, as long as the intensity of the radio frequency received signal is reduced according to the radio frequency reference signal (or the intensity of the first processed signal is less than the strength of the radio frequency received signal), Eliminate the effect.
  • the near-region interference canceller 140 may include: a first analog-to-digital converter 1401, a near-region reflection self-interference channel estimation module 1402, and a near-field reflection self-interference signal. Reconstruction module 1403;
  • the first analog-to-digital converter 1401 is configured to receive the first processed signal acquired by the primary-path interference canceller 130, perform digital sampling on the first processed signal to obtain a first digital signal, and send the first digital signal to the near Zone reflection self-interference channel estimation module; near-region reflection self-interference channel estimation module 1402, for receiving the first analog-to-digital converter The first digital signal sent by the 1401, and acquiring a digital baseband reference signal corresponding to the radio frequency reference signal; performing near-area reflection self-interference channel estimation according to the first digital signal and the digital baseband reference signal to obtain a near-area Reflecting the self-interference component parameter; and transmitting the near-region reflection self-interference component parameter to the near-region reflection self-interference signal reconstruction module;
  • the near-region reflection self-interference signal reconstruction module 1403 is configured to receive the near-region reflection self-interference component parameter acquired by the near-region reflection self-interference channel estimation module 1402 and the radio frequency reference signal sent by the splitter 120, according to the The near-region reflection self-interference component parameter and the radio frequency reference signal perform near-field reflection self-interference signal reconstruction to obtain a near-field reflection self-interference signal.
  • the near-region reflection self-interference channel estimation module 1402 includes: a Field Programmable Gate Array, a Centra! Processing Unit, or other application specific integrated circuit ASIC (Appl i cat) Any one of ion specific Integrated Circuit ). It can be understood that the near-field interference canceller 140 further includes: a splitter b and a combiner c, wherein the input end of the splitter b (serving as the first input end 141 of the near-region interference canceller 140) is connected to the main path
  • the output end 133 of the interference canceller 130 is configured to receive the first processing signal generated by the main path interference canceller 130; the input end of the first analog to digital converter 1401 is connected to an output end of the splitter b, and the near area reflects self-interference
  • An input end of the channel estimation module 1402 is connected to the output end of the first analog-to-digital converter 1401, and the other input end of the near-region self-interference channel estimation module 1402 inputs a digital baseband reference signal corresponding to
  • the near-area interference canceller 140 further includes The second analog to digital converter 1404 is configured to receive the radio frequency reference signal, and perform digital sampling on the radio frequency reference signal to obtain the digital baseband reference signal.
  • the near-field interference canceller 140 further includes a splitter c, wherein the input of the splitter c is connected to the second output 121 of the splitter 120, and one output of the splitter c is connected by the second analog-to-digital converter 1404.
  • the near-field reflects the other input of the self-interference channel estimation module 1402 (ie, the input of the digital baseband reference signal), and the other output of the splitter c is connected to the other input of the near-field reflection self-interference signal reconstruction module 1403.
  • the other end of the near-field reflection self-interference signal reconstruction module 1403 is connected to the second output end 122 of the splitter 120 in an indirect connection manner to obtain a radio frequency reference signal.
  • the near-area interference canceller (140) further includes: a first amplifier, wherein the first amplifier is configured to amplify the second processed signal.
  • the first amplifier is disposed on the transmission line of the output of the combiner c (the first amplifier in FIG. 5 takes the LNA as an example), and the output of the low noise amplifier (LNA) is used as the output of the near-field interference canceller (140).
  • Terminal 143 amplifying the second processed signal by the first amplifier can reduce the power requirement of the transmitter side for the RF transmit signal.
  • the near-area interference canceller (140) further includes:
  • a second amplifier configured to amplify the radio frequency reference signal sent to the near-region reflected self-interference signal reconstruction module
  • a third amplifier for amplifying the first processed signal before performing the interference cancellation processing.
  • the second amplifier is disposed on the transmission line between the near-region reflection self-interference signal reconstruction module and the splitter c
  • the third amplifier is disposed on the transmission line between the splitter b and the combiner c (FIG. 7)
  • the second amplifier and the third amplifier both take the LNA as an example)
  • the first processed signal before the interference cancellation processing is amplified by the third amplifier
  • the second amplifier pair enters the radio frequency reference signal of the near-region reflection self-interference signal reconstruction module.
  • the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay parameter, a first phase parameter, and a second phase parameter;
  • the near-field reflection self-interference signal reconstruction module 1 4 0 3 includes: a power splitter, a first radio frequency selection switch, disposed in the power splitter and the first radio frequency selection switch a first delay group, a first phase regulator group and a first combiner;
  • the power splitter is configured to receive the radio frequency reference signal, and divide the radio frequency reference signal into at least one radio frequency reference signal;
  • the first delay group includes at least one delay device, wherein each delay device is configured to delay processing one RF reference signal to form a delay signal of one RF reference signal;
  • a first radio frequency selection switch configured to receive a delay signal of the at least one radio frequency reference signal, and select, according to the first delay parameter, a delay signal of at least one radio frequency reference signal in a delay signal of all radio frequency reference signals;
  • a first phase regulator group comprising at least one amplitude phase adjuster, wherein each amplitude phase adjuster is configured to select one RF for the first radio frequency selection switch according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter Amplitude and phase adjustment of the reference signal;
  • the first combiner is configured to generate the near-field reflection self-interference signal by combining the delayed signal of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • the power splitter can allocate the radio frequency reference signal as the M path
  • the first delay group includes M delay devices
  • the number of delay taps can be formed as M
  • the first radio frequency selection switch can be ⁇ ⁇ ⁇ RF selection switch, that is, in the delayed signal of the received RF reference signal, the delay signal of the RF reference signal can be selected according to the delay signal of the RF reference signal of the first delay parameter. Output.
  • the near-field reflection self-interference signal reconstruction module 1 4 0 3 includes:
  • the second delay group includes at least one delay device, wherein the delay devices are connected in series,
  • the second delay group is configured to receive the radio frequency reference signal, and delay processing the radio frequency reference signal by using a delay device to form a delay signal of at least one radio frequency reference signal;
  • a second radio frequency selection switch configured to receive a delay signal of the at least one radio frequency reference signal, and select, according to the first delay parameter, a delay signal of the at least one radio frequency reference signal among the delay signals of all the radio frequency reference signals;
  • a second phase regulator group comprising at least one amplitude phase adjuster, wherein each amplitude phase adjuster is configured to select one RF for the second RF selection switch according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter Amplitude and phase adjustment of the reference signal;
  • the second combiner is configured to generate the near-field reflection self-interference signal by delay signal combining processing of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • the delay device in the second delay group is connected through the coupler, and the delay signal of the RF reference signal formed by each delay is output through the coupler, that is, The output of the first stage delay device is connected to one input end of the coupler, one output end of the coupler is connected to the input end of the second RF selection switch, and the other output end of the coupler is connected to the input of the delay device of the next stage.
  • the upper and lower stages are only for the purpose of describing the order of transmission of the radio frequency reference signals in the second delay group, and are not limiting the embodiments of the present invention.
  • the second delay group may include M delays, used to delay the RF reference signal by M times and form a delay signal of the M-channel RF reference signal, and the second delay group includes M delays to form a delay tap number of M
  • the second radio frequency selection switch may be a radio frequency selection switch of the ⁇ ⁇ ,, that is, in the delayed signal of the received radio frequency reference signal, according to the first delay parameter, the radio frequency reference in the ⁇ ⁇ The delayed signal of the signal selects the delayed signal output of the RF reference signal.
  • the amplitude and phase adjuster can be implemented in at least two ways: The first mode is as shown in FIG. 10, and the amplitude and phase adjuster includes:
  • a power splitter a third delay group, a radio frequency switch group, an attenuator group, and a third combiner
  • the power splitter is configured to receive the radio frequency reference signal selected by the radio frequency selection switch a delay signal, the delayed signal of the selected radio frequency reference signal is divided into four branch signals;
  • the third delay group includes three delays, wherein the delay device is configured to delay processing any three of the four branch signals;
  • the RF switch group includes two RF selection switches, and one RF selection switch is used to select one branch signal and two RF switches in the two branch signals according to the first phase parameter after delay processing of any three branch signals. For delay processing of any three-way branch signal, selecting one branch signal from the other two branch signals according to the second phase parameter;
  • the attenuator group includes two attenuators, wherein the attenuator is configured to perform amplitude adjustment processing on the branch signals selected by the radio frequency switch group;
  • the third combiner is configured to combine the amplitude adjustment processed branch signals to form a delay signal of the amplitude-adjusted RF reference signal.
  • the second mode is as shown in FIG. 11.
  • the amplitude and phase adjuster comprises: an attenuator and a phase shifter;
  • the attenuator is configured to perform amplitude adjustment processing on the delayed signal of the radio frequency reference signal sent by the received radio frequency selection switch according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter; the phase shifter is configured to be used according to the first frame The phase parameter and the second phase parameter are phase-shifted by the delay signal of the RF reference signal after the attenuator amplitude adjustment processing.
  • the transmission signal includes a closely spaced near-channel reflection channel detection time slot and a data transmission time slot.
  • the communication opposite end does not transmit a signal, and the signal received by the receiver only includes the self-interference signal. Since there is no signal from the communication opposite end, the receiver can perform the near-field reflection channel detection time slot.
  • the near-region reflection self-interference channel estimation acquires the near-region reflection self-interference component parameter, wherein the near-region reflection self-interference component parameter may include a transmission path delay, phase, and amplitude parameters of the near-region reflection self-interference component; in the data transmission time slot, receiving
  • the signal received by the machine includes a self-interference signal and a data signal, and the receiver can reconstruct the near-field reflection self-interference signal according to the radio frequency reference signal and the near-region reflection self-interference component parameter in the data transmission time slot.
  • the transmitting signal of the communication peer end can be expressed as follows:
  • the transmission signal only includes the near-field reflection self-interference signal, and the first processing signal can be expressed as the following multipath delay signal:
  • equation (4) can be further written as: (5)
  • the near-region self-interference channel estimation module 1402 shown in FIG. 5, FIG. 6, and FIG. 7 obtains the estimated values of the parameters ⁇ , and by solving the linear equations shown in equation (6), and FIG. 3 shows
  • the near-region reflection self-interference signal reconstruction module reconstructs the near-field reflection self-interference according to equation (9), using the RF reference signal W and the near-region reflection self-interference channel estimation module to obtain parameters, ⁇ and estimates. signal.
  • the figure includes a ⁇ branch delay selection circuit for generating a delay signal with an integer multiple of the ⁇ interval, and then The ⁇ radio frequency selection switch selects the corresponding ⁇ according to the parameter ⁇ ⁇ value estimated by the near-field reflection self-interference channel estimation module.
  • the delayed signals are respectively combined by the combiner after the corresponding amplitude and phase adjustment branches, and the reconstructed near-field reflection self-interference signals are obtained.
  • FIG. 9 shows another embodiment of the near-field reflection self-interference signal reconstruction module 1403.
  • the ⁇ branch delay selection circuit is different, and the analog tap delay is used in FIG. (where the delay device can adopt a delay line), a delay signal with an integer multiple of the circuit interval is generated, that is, the radio frequency reference signal is sequentially delayed by a delay line of ⁇ , and each delay line Each signal is then coupled out through a coupler.
  • the actual amplitude control device such as an attenuator, cannot realize the signal inverse.
  • the function of the phase is therefore approximately achieved by delaying the corresponding RF signal by half a wavelength, ie by a phase shift of 180°.
  • the branch without delayer and the delay 1 of the delayer 1 (the delay of 1/2 wavelength can be realized) in Fig.
  • the RF selection switch (the RF selection switch is a 2-to-1 RF selection switch, that is, one of the two input signals can be selected according to the parameter) Signal output without delay branch, and when the parameter is negative, the RF selection switch selects the signal output of the 1/2 wavelength delay branch; similarly, delay 2 (1/4 wavelength delay) and delay 3
  • the branch of (3/4 wavelength delay) corresponds to the signals (t) and - (t) in equation (9).
  • the RF switch selects the signal output of the 1/4 wavelength delay branch, and When the parameter is negative, the RF switch selects the signal output of the 3/4 wavelength delay branch.
  • Figure 11 shows web and the second web parameters ⁇ phase was adjusted phase relationship with another phase adjustment regulator:
  • the amplitude and phase values can be directly obtained, so that the amplitude and phase control of each branch can be realized by adjusting the numerical control attenuator and the numerically controlled phase shifter according to the sum value in the manner shown in FIG.
  • the receiving branch corresponding to each receiving antenna needs a neighboring area corresponding to each transmitting antenna.
  • the jammer reconstructs the near-field reflected self-interference signals corresponding to each of the transmitting branches and cancels them one by one.
  • the apparatus for canceling interference provided by the embodiment of the present invention performs interference cancellation processing on the radio frequency receiving signal acquired by the main receiving antenna by using the radio frequency reference signal to eliminate the main path self-interference signal component of the radio frequency receiving signal; and eliminating the main path self-interference signal component
  • the radio frequency receiving signal through the near-field reflection self-interference channel estimation and the near-field reflection self-interference signal reconstruction, performs near-field interference cancellation processing, and can realize the elimination of the near-region reflection self-interference component in the radio frequency received signal.
  • Figure 12 shows a flow diagram of a method for interference cancellation, including the following steps:
  • the obtaining the first digital signal by sampling the first processed signal in step 104 specifically includes:
  • the near-region reflection self-interference component parameter is obtained by performing a near-region reflection self-interference channel estimation according to the digital baseband reference signal corresponding to the radio frequency reference signal and the first digital signal obtained by sampling the first processed signal:
  • a 2M element linear equation system is obtained from the first digital signal: 0,1, ⁇ , N ⁇ 2M]
  • the 2M element linear equations are solved by a least squares method to obtain a near-region reflection self-interference component parameter, wherein the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay parameter
  • N k m, the first phase phase parameter and the second phase phase parameter.
  • the transmitted signal processed by the transmitted digital signal processing module, the digital-to-analog conversion module, the up-conversion module, and the power amplification module in FIG. 1 may be input as a radio frequency reference signal to, for example, a coupling.
  • the power divider or power splitter can thereby divide the radio frequency reference signal into two paths through a coupler or a power splitter, one signal for generating a first processed signal and the other for generating a near-field reflected self-interfering signal.
  • the method further includes: performing digital sampling on the radio frequency reference signal to obtain the digital baseband reference signal.
  • the two signals can be made to coincide with the transmitted signal waveform, wherein the waveform consistently includes the same or similarity as the transmitted signal waveform, thereby Conducive to interference cancellation based on radio frequency reference signals (including main path interference cancellation and near-field reflection self-interference signal cancellation) Except).
  • the method further includes: amplifying the second processing signal.
  • the method further includes: amplifying the radio frequency reference a signal, in order to perform near-region reflection self-interference signal reconstruction according to the near-region reflection self-interference component parameter and the amplified radio frequency reference signal to obtain a near-region reflection self-interference signal;
  • the method Before performing the interference cancellation processing on the first processed signal according to the near-region reflection self-interference signal, before acquiring the second processed signal, the method further includes: amplifying the first processed signal to reflect the self-interference signal according to the near-field Performing interference cancellation processing on the amplified first processed signal to obtain a second processed signal.
  • L N A low noise amplifier
  • directly amplifying the second processed signal can reduce the power requirement of the transmitter side for the RF transmission signal.
  • amplifying the first processed signal before the interference cancellation processing and amplifying the RF reference signal entering the near-field reflection self-interference signal reconstruction module thereby reducing the power requirement of the RF reference signal, and further Reduce the power requirement of the transmitter side for the RF transmit signal,
  • step 1 0 3 the interference cancellation processing is performed on the radio frequency received signal according to the radio frequency reference signal, including:
  • the radio frequency reference signal Performing delay processing, amplitude adjustment processing, and phase adjustment processing on the radio frequency reference signal based on the radio frequency receiving signal, so that the amplitude of the radio frequency reference signal and the amplitude direction of the main path interference signal in the radio frequency receiving signal Conversely or approximately oppositely, the phase of the radio frequency reference signal is the same as or nearly the same as the phase of the main path interference signal in the radio frequency received signal; or
  • the radio frequency receiving signal performing delay processing, amplitude adjustment processing, and phase adjustment processing on the radio frequency reference signal, so that the amplitude of the radio frequency reference signal is the same as the amplitude of the main path interference signal in the radio frequency receiving signal or Approximately the same, making the reference
  • the phase of the signal is different from the phase of the main path interference signal in the radio frequency received signal by 180. Or close to the difference of 1 80 °.
  • the present invention may be implemented by, for example, a delay circuit, a phase adjuster, and an amplitude adjuster connected in series, so that in step 1 0 3, delay, phase shift can be adopted by the adjustment circuit.
  • attenuating, etc., adjusting the amplitude and phase of the RF reference signal for example, by attenuating, the amplitude of the RF reference signal is close to the amplitude of the main path self-interference signal component in the RF received signal, of course, the best effect is The amplitude is the same, but due to the error in the actual application, it is also possible to adjust to the approximation, and the phase of the radio frequency reference signal can be adjusted to the main path self-interference signal component in the radio frequency received signal by phase shifting and/or delay. (ie, the main path dry 4 especially signal) is opposite or approximately the opposite.
  • the delayed, amplitude, and phase adjusted RF reference signals can be combined (eg, added) with the RF received signals to cancel the main path self-interfering signal components in the RF received signals, thereby achieving RF received signals.
  • the main path interference cancellation processing, and the processed signal is used as the first processing signal.
  • the amplitude adjuster for example, an attenuator or the like can be used.
  • the phase adjuster for example, a phase shifter or the like can be applied, and as the retarder, a delay line can be applied.
  • the near-region reflection self-interference component parameter includes: a first delay parameter, a first phase phase parameter, and a second phase phase parameter
  • the step 1 0 5 is according to the near-region reflection self-interference component parameter
  • the radio frequency reference signal performs near-field reflection self-interference signal reconstruction to obtain a near-field reflection self-interference signal, including:
  • the near-field reflection self-interference signal is generated by the delayed signal combining process of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • the optional step 1 0 5 is performed according to the near-region reflection self-interference component parameter and the radio frequency reference signal for performing near-region reflection self-interference signal reconstruction to obtain a near-region reflection self-interference signal, including:
  • the near-field reflection self-interference signal is generated by the delayed signal combining process of the amplitude-adjusted radio frequency reference signal.
  • step 1 0 5 the amplitude and phase adjustment of the delayed signal of the selected at least one radio frequency reference signal according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter may be implemented in the following two manners:
  • Method one including:
  • a branch signal is selected from the two branch signals according to the first phase parameter to perform amplitude adjustment processing
  • the attenuation processed branch signals are combined to form a delayed signal of the amplitude-adjusted RF reference signal.
  • Method 2 including: Performing amplitude adjustment processing on the delayed signal of the radio frequency reference signal according to the first phase phase parameter and the second phase phase parameter;
  • the transmission signal includes a closely spaced near-channel reflection channel detection time slot and a data transmission time slot.
  • the transmitter side does not perform signal transmission, and the signal received by the receiver side only contains the self-interference signal. Since there is no signal from the transmitter side, the receiver side can reflect channel detection in the near area.
  • the time slot is subjected to near-region reflection self-interference channel estimation to obtain a near-region reflection self-interference component parameter, wherein the near-region reflection self-interference component parameter may include a near-field reflection self-interference component transmission path delay, phase, and amplitude parameters;
  • the time slot, the signal received by the receiver side is a self-interference signal and a data signal, and the receiver side can reconstruct the near-field reflection self-interference signal according to the radio frequency reference signal and the near-region reflection self-interference component parameter in the data transmission time slot.
  • the radio frequency receive signal obtained by the main receiving antenna is subjected to interference cancellation processing by the radio frequency reference signal to eliminate the main path self-interference signal component of the radio frequency received signal; and the main path self-interference signal component is eliminated.
  • the radio frequency receiving signal through the near-field reflection self-interference channel estimation and the near-field reflection self-interference signal reconstruction, performs near-field interference cancellation processing, and can realize the elimination of the near-region reflection self-interference component in the radio frequency received signal.
  • the disclosed apparatus can be implemented in other ways.
  • the device embodiments described above are merely illustrative.
  • the division of the unit is only a logical function division.
  • there may be another division manner for example, multiple units or components may be combined or Can be integrated into another system, or some features can be ignored, or not executed.
  • the mutual coupling or direct coupling or communication connection shown or discussed may be an indirect coupling or communication connection through some interface, device or unit, and may be in an electrical, mechanical or other form.
  • the units described as separate components may or may not be physically separated, and the components displayed as the units may or may not be physical units, and may be located in one place or may be distributed to multiple network units. Some or all of the units may be selected according to actual needs to achieve the objectives of the embodiment of the present embodiment.
  • each functional unit in each embodiment of the present invention may be integrated into one processing unit, or each unit may exist physically separately, or two or more units may be integrated into one unit.
  • the functions may be stored in a computer readable storage medium if implemented in the form of a software functional unit and sold or used as a standalone product.
  • the technical solution of the present invention which is essential or contributes to the prior art, or a part of the technical solution, may be embodied in the form of a software product, which is stored in a storage medium, including
  • the instructions are used to cause a computer device (which may be a personal computer, server, or network device, etc.) to perform all or part of the steps of the methods described in various embodiments of the present invention.
  • the foregoing storage medium includes: a U disk, a removable hard disk, a read-only memory (ROM), a random access memory (RAM), a magnetic disk, or an optical disk, and the like, which can store program codes. .
  • ROM read-only memory
  • RAM random access memory
  • magnetic disk or an optical disk, and the like, which can store program codes.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本发明的实施例提供一种干扰消除的装置和方法，涉及通信技术领域，能够对近区反射自干扰分量进行消除。该方法包括：获取根据发射信号生成的射频参考信号；通过主接收天线获取射频接收信号；根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，并生成第一处理信号；根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。本发明用于干扰消除。

Description

一种干扰消除的装置和方法 技术领域
本发明实施例涉及通信技术领域， 尤其涉及一种干扰消除的装 置和方法。
背景技术
在移动蜂窝通信系统、 无线局域网 ( WLAN, Wireless Local Area Network ), 固定无线接入 ( FWA , Fixed Wireless Access ) 等无线 通信系统中，基站（ BS, Base S U t i on )或接入点（ AP, Access Point )、 中继站 （ RS, Relay Stat ion ) 以及用户设备 （ UE, User Equipment ) 等通信节点通常具有发射自 身信号和接收其它通信节点信号的能 力。 由于无线信号在无线信道中的衰减非常大， 与 自身的发射信号 相比， 来自通信对端的信号到达接收端时信号已非常微弱， 例如， 移动蜂窝通信 系 统 中 一个通信节点 的 收发信号功率差达到 80dB_140dB甚至更大， 因此， 为了避免同一收发信机的发射信号对 接收信号的自干扰， 无线信号的发送和接收通常采用不同的频段或 时间段力口以区分。 列 ^口， 在频分 又王 （ FDD, Frequency Division Duplex ) 中， 发送和接收使用相隔一定保护频带的不同频段进行通 信， 在时分双工 （ TDD, Time Divis ion Duplex ) 中， 发送和接收则 使用相隔一定保护时间间隔的不同时间段进行通信， 其中， FDD 系 统中的保护频带和 FDD 系统中的保护时间间隔都是为了保证接收和 发送之间充分地隔离， 避免发送对接收造成干扰。
无线全双工技术不同于现有的 FDD或 TDD技术， 可以在相同无 线信道上同时进行接收与发送操作， 这样， 理论上无线全双工技术 的频语效率是 FDD或 TDD技术的两倍。 显然， 实现无线全双工的前 提在于尽可能地避免、 降低与消除同一收发信机的发射信号对接收 信号的强干扰 （称为 自干扰， Self-interference ), 使之不对有用 信号的正确接收造成影响。 图 1 为现有无线全双工系统的干扰抑制原理的示意性框图。 其 中， 发射通道的 DAC ( Digital to Analog Converter, 数模转换器）、 上变频及功率放大， 以及接收通道的低噪声放大器（ LNA, Low Noise Amplifier )、 下变频及 ADC (模数转换器） 等是现有收发信机的中 射频单元的功能模块。 对发射信号造成的自干扰抵消是通过图中所 示空间干扰抑制、 射频前端模拟干扰抵消、 数字干扰抵消等单元来 完成的。
经过空间干扰抑制的接收信号中 自干扰信号的强度仍远远高于 有用信号的强度， 会造成接收机前端 LNA 等模块的阻塞。 因此， 在 LNA 之前， 射频前端模拟干扰抵消模块将从发射端功放之后耦合的 射频信号作为参考信号， 利用估计的本地发射天线到接收天线的信 道参数如幅度与相位等， 调节参考信号使之尽可能地接近接收信号 中的自干扰信号成份， 从而在模拟域抵消接收天线收到的本地自干 扰信号。
如图 1 所示， 在现有的无线全双工系统中， 射频模拟自干扰抑 制是在 LNA 之前完成的 。 除 了 发射信号从发射天线经视距 ( Light-of-sight, LOS )传播到达接收天线形成的主径自干扰信号 分量外， 发射信号在空间传播经过散射体发射后也会进入接收天线， 这样， 自干扰信号还将包括近区反射自干扰信号以及远区反射自干 扰信号等其它分量。
图 2 示出了 自干扰信号的组成， 如图 2 所示， 远区反射自干扰 信号分量功率很小， 不会对 LNA之后的接收通道造成影响， 可以在 模数转换器 （ Analog to Digital Converter, ADC ) 之后在基带通 过数字滤器进行干扰抵消， 但是， 近区反射自干扰信号分量功率较 大， 可能造成 LNA之后接收机的饱和。
因此， 希望提供一种技术， 能够对近区反射自干扰分量进行消 除。
发明内容
本发明的实施例提供一种干扰消除的装置及方法， 能够对近区 反射自干扰分量进行消除。
第一方面， 一种干扰消除的装置， 其特征在于， 包括： 主接收天线 （ 110 ), 用于接收射频接收信号， 并将所述射频接 收信号发送给主径干扰消除器 （ 130 );
分路器 （ 120 ), 用于获取根据发射信号生成的射频参考信号， 并将所述射频参考信号发送给主径干扰消除器 （ 130 )和近区干扰消 除器 （ 140 );
主径干扰消除器 （ 130 ), 用于接收分路器 （ 120 ) 发送的射频参 考信号和主接收天线 （ 110 ) 发送的射频接收信号， 根据所述射频参 考信号对所述射频接收信号进行主径干扰消除获取第一处理信号； 近区干扰消除器 （ 140 ), 用于接收分路器 （ 120 ) 发送的所述射 频参考信号和主径干扰消除器 （ 130 ) 获取的第一处理信号， 根据所 述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号采 样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射 自干扰分量参数， 根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参 考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号； 根 据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理 获取第二处理信号。
结合第一方面， 在第一种可能的实现方式中， 近区干扰消除器 ( 140 ) 包括：
第一模数转换器 （ 1401 ), 用于接收主径干扰消除器 （ 130 ) 获 取的所述第一处理信号， 对所述第一处理信号进行数字采样获取第 一数字信号， 并将第一数字信号发送至近区反射自干扰信道估计模 块 （ 1402 );
近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 ), 用于接收第一模数转换 器 （ 1401 ) 发送的所述第一数字信号， 并获取所述射频参考信号对 应的数字基带参考信号； 根据所述第一数字信号和所述数字基带参 考信号进行进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量 参数； 并将所述近区反射自干扰分量参数发送至近区反射自干扰信 号重构模块 （ 1403 );
近区反射自干扰信号重构模块（ 1403 ), 用于接收近区反射自干 扰信道估计模块 （ 1402 ) 获取的所述近区反射自干扰分量参数和分 路器 （ 120 ) 发送的所述射频参考信号， 根据所述近区反射自干扰分 量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区 反射自干扰信号。
结合第一方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现 方式中，
所述第一模数转换器 （ 1401 ) 具体用于：
以 Γ=^采样速率对所述第一处理信号采样， 得到所述第一数字 信号:
χ(ηΤ) = (-ΐ)" £¾5,.(«Γ - 其中 /为 ^T 频率，
Figure imgf000006_0001
字基带参 考信号 (t) = ^t) + A(t)的 I/Q分量； 和 分别代表每条路径的信号幅 度和延迟， K为总的多径数， 其中 P为正整数。
结合第一方面的第二种可能的实现方式， 在第三种可能的实现 方式中，
所述近区反射自干扰信道估计模块 （ 1402 ) 具体用于： 由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组：
Figure imgf000006_0002
0,1,··Ί, N≥2M ； 通过最小二乘法解所述 2M元线性方程组， 获取近区反射自干扰 分量参数， 其中所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数 Nk =m、 第一幅相参数 和第二幅相参数 。 结合第一方面的第一种可能的实现方式， 在第四种可能的实现 方式中， 所述近区干扰消除器 （ 140 ) 还包括：
第二模数转换器 （ 1404 ), 用于接收所述射频参考信号， 并对所 述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。
结合第一方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任意一 种， 在第五种可能的实现方式中， 所述近区干扰消除器 （ 140 ) 还包 括：
第一放大器， 所述第一放大器用于放大所述接收信号。
结合第一方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任意一 种， 在第六种可能的实现方式中， 所述近区干扰消除器 （ 1 4 0 ) 还包 括：
第二放大器， 用于放大发送至所述近区反射自干扰信号重构模 块的所述射频参考信号；
第三放大器， 用于放大进行干扰抵消处理前的第一处理信号。 结合第一方面第一种可能的实现方式， 在第七种可能的实现方 式中， 所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数、 第一幅 相参数和第二幅相参数；
所述近区反射自干扰信号重构模块（ 1 4 0 3 ) , 包括： 功率分配器、 第一射频选择开关、 设置在所述功率分配器和所述第一射频选择开 关之间的第一延时器组、 第一幅相调节器组及第一合路器；
功率分配器， 用于接收所述射频参考信号， 将所述射频参考信 号分成至少一路射频参考信号；
所述第一延时器组， 包括至少一个延时器， 其中每个延时器用 于对一路射频参考信号进行延时处理形成一路射频参考信号的延时 信号；
第一射频选择开关， 用于接收所述至少一路射频参考信号的延 时信号， 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选 择至少一路射频参考信号的延时信号；
第一幅相调节器组， 包括至少一个幅相调节器， 其中每个幅相 调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第一射频 选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；
第一合路器， 用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合 路处理生成所述近区反射自干扰信号。
结合第一方面第一种可能的实现方式， 在第八种可能的实现方 式中， 所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数、 第一幅 相参数和第二幅相参数；
所述近区反射自干扰信号重构模块 （ 1 4 0 3 ) , 包括：
至少第二延时器组、 第二射频选择开关、 第二幅相调节器组及 第二合路器；
所述第二延时器组包含至少一个延时器， 其中延时器串联连接， 所述第二延时器组用于接收所述射频参考信号， 并通过延时器依次 对所述射频参考信号进行延时处理， 形成至少一路射频参考信号的 延时信号；
第二射频选择开关， 用于接收至少一路射频参考信号的延时信 号， 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择 至少一路射频参考信号的延时信号；
第二幅相调节器组， 包括至少一个幅相调节器， 其中每个幅相 调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第二射频 选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；
第二合路器， 用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合 路处理生成所述近区反射自干扰信号。
结合第一方面第七种或第八种可能的实现方式， 在第九种可能 的实现方式中， 所述幅相调节器包括：
功率分配器、 第三延时器组、 射频开关组、 衰减器组和第三合 路器；
其中， 功率分配器用于接收射频选择开关选择的射频参考信号 的延时信号， 将所述选择的射频参考信号的延时信号分为四路分支 信号；
第三延时器组， 包含三个延时器， 其中延时器用于对所述四路 分支信号中任意三路进行延时处理；
射频开关组， 包括两个射频选择开关， 一个射频选择开关用于 在对任意三路分支信号延时处理后， 根据第一幅相参数在两路分支 信号中选取一路分支信号， 另一射频开关用于在对任意三路分支信 号延时处理后， 根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分 支信号；
衰减器组， 包括两个衰减器， 其中衰减器用于对所述射频开关 组选取的分支信号进行幅度调节处理；
第三合路器用于将幅度调节处理后的分支信号合路形成幅相调 节后的射频参考信号的延时信号。
结合第一方面第七种或第八种可能的实现方式， 在第十种可能 的实现方式中， 所述幅相调节器包括： 衰减器和移相器；
衰减器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对接收到的 射频选择开关发送的射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理； 所述移相器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对衰减 器幅度调节处理后的射频参考信号的延时信号移相处理。
结合第一方面， 或第一方面的任意一种可能的实现方式， 在第 十一种可能的实现方式中，
所述主径干扰消除器 （ 1 3 0 ) 具体用于基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信 号的幅度方向相反或近似相反， 使所述射频参考信号的相位与所述 射频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相同； 或
基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所 述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同， 使所述 参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 1 8 0 ° 或接近相差 1 8 0 ° 。
结合第一方面或第一方面的任意一种可能的实现方式， 在第十 二种可能的实现方式中， 所述发射信号包括间隔设置的近区反射信 道侦测时隙和数据传输时隙。
第二方面， 提供一种干扰抵消方法， 包括：
获取根据发射信号生成的射频参考信号；
通过主接收天线获取射频接收信号； 根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理， 并 生成第一处理信号；
根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一 处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计 获取近区反射自干扰分量参数；
根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近 区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；
根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵 消处理获取第二处理信号。
结合第二方面， 在第一种可能的实现方式中， 对所述第一处理 信号的采样获取第一数字信号具体包括：
以 Γ = 采样速率对所述第一处理信号采样， 得到所述第一数字 信号：
Figure imgf000010_0001
基带参 考信号 (t) = ^t) + (t)的 I / Q分量； 和 分别代表每条路径的信号幅 度和延迟， K为总的多径数， 其中 P为正整数。
结合第二方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现 方式中，
根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一 处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计 获取近区反射自干扰分量参数具体为：
由所述第一数字信号得到 2 M元线性方程组：
Figure imgf000010_0002
0,1, · · Ί , Ν≥2Μ ] 通过最小二乘法解所述 2 M元线性方程组， 获取近区反射自干扰 分量参数， 其中所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数 Nk = m、 第一幅相参数 和第二幅相参数 。
结合第二方面， 在第三种可能的实现方式中， 所述根据所述射 频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的数字 采样信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参 数前， 还包括： 对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基 带参考信号。
结合第二方面或第一种或第二种或第三种可能的实现方式， 在 第四种可能的实现方式中， 所述根据所述近区反射自干扰信号对所 述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号后， 所述方法 还包括： 放大所述第二处理信号。
结合第二方面或第一种或第二种或第三种可能的实现方式， 在 第五种可能的实现方式中， 所述根据所述近区反射自干扰分量参数 与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自 干扰信号前， 还包括： 放大所述射频参考信号， 以便根据所述近区 反射自干扰分量参数与所述放大后的射频参考信号进行近区反射自 干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；
所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干 扰抵消处理获取第二处理信号前， 还包括： 放大所述第一处理信号， 以便根据所述近区反射自干扰信号对所述放大后的第一处理信号进 行干扰消除处理获取第二处理信号。
结合第二方面， 在第六种可能的实现方式中， 所述近区反射自 干扰分量参数包括： 第一延时参数、 第一幅相参数和第二幅相参数； 所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进 行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号， 包括：
将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号， 对每一路射 频参考信号进行延时处理形成至少一路射频参考信号的延时信号； 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至 少一路射频参考信号的延时信号；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频 参考信号的延时信号进行幅相调节；
对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近 区反射自干扰信号。 结合第二方面， 在第七种可能的实现方式中， 所述近区反射自 干扰分量参数包括： 第一延时参数、 第一幅相参数和第二幅相参数； 所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进 行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号， 包括：
对所述射频参考信号进行至少一次延时处理， 形成至少一路射 频参考信号的延时信号；
根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择 至少一路射频参考信号的延时信号；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频 参考信号的延时信号进行幅相调节；
对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近 区反射自干扰信号。
结合第二方面的第六种或第七种可能的实现方式， 在第八种可 能的实现方式中， 所述根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选 择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节， 包括：
将一路射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；
对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；
在对任意三路分支信号延时处理后， 根据第一幅相参数在两路 分支信号中选取一路分支信号进行幅度调节处理；
根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号进行 幅度调节处理；
将衰减处理后的分支信号合路形成幅相调节后的射频参考信号 的延时信号。
结合第二方面的第六种或第七种可能的实现方式， 在第九种可 能的实现方式中， 所述根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选 择的射频参考信号的延时信号进行幅相调节， 包括：
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对射频参考信号的延时 信号进行幅度调节处理；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对幅度调节处理后的射 频参考信号的延时信号移相处理。
结合第二方面或第二方面任意一种可能的实现方式， 在第十种 可能的实现方式中， 根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干 扰消除处理， 包括：
基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所 述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反， 使 所述射频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的 相位相同或接近相同； 或者
所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度 调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射 频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同， 使所述参考 信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 1 8 0 。 或接近相差 1 8 0 ° 。
结合第二方面或第二方面任意一种可能的实现方式， 在第十一 种可能的实现方式中， 所述发射信号包括间隔设置的近区反射信道 侦测时隙和数据传输时隙。
根据本发明实施例提供的干扰消除的装置和方法， 通过射频参 考信号对主接收天线获取的射频接收信号进行干扰消除处理， 以消 除射频接收信号的主径自干扰信号分量； 对消除了主径自干扰信号 分量的射频接收信号， 通过近区反射自干扰信道估计及近区反射自 干扰信号重构进行近区干扰消除处理， 能够实现对射频接收信号中 的近区反射自干扰分量的消除。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案， 下面将对实施例 或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技 术人员来讲， 在不付出创造性劳动的前提下， 还可以根据这些附图 获得其他的附图。 图 1是现有无线全双工系统的干扰抑制原理的示意性框图。 图 2是表示自干扰信号的组成的示意图。
图 3 是本发明一实施例提供的一种干扰消除的装置的示意性结 构图。
图 4 是本发明一实施例提供的主径干扰消除器的示意性结构 图。
图 5 是本发明一实施例提供的近区干扰消除器的示意性结构 图。
图 6 是本发明另一实施例提供的近区干扰消除器的示意性结构 图。
图 7 是本发明又一实施例提供的近区干扰消除器的示意性结构 图。
图 8 是本发明一实施例提供的近区反射自干扰信号重构模块的 示意性结构图。
图 9 是本发明另一实施例提供的近区反射自干扰信号重构模块 的示意性结构图。
图 10是本发明一实施例提供的幅相调节器的示意性结构图。 图 11是本发明另一实施例提供的幅相调节器的示意性结构图。 图 12是本发明一实施例提供的干扰消除方法的示意性流程图。 附图标记：
110-主接收天线
120-分路器
121-分路器的输入端
122-分路器的第一输出端
123-分路器的第二输出端
130-主径干扰消除器
131-主径干扰消除器的第一输入端
132 -主径干扰消除器的第二输入端
133 -主径干扰消除器的输出端 1 4 0 -近区干扰消除器
1 4 1 -近区干扰消除器的第一输入端
1 42 -近区干扰消除器的第二输入端
1 4 3 -近区干扰消除器的输出端
1 4 0 1 -第一模数转换器
1 4 02 -近区反射自干扰信道估计模块
1 4 0 3-近区反射自干扰信号重构模块
具体实施方式
现在参照附图描述多个实施例， 其中用相同的附图标记指示本 文中的相同元件。 在下面的描述中， 为便于解释， 给出了大量具体 细节， 以便提供对一个或多个实施例的全面理解。 然而， 很明显， 也可以不用这些具体细节来实现所述实施例。 在其它例子中， 以方 框图形式示出公知结构和设备， 以便于描述一个或多个实施例。
在本说明书中使用的术语"部件"、 "模块"、 "系统 "等用于表示 计算机相关的实体、 硬件、 固件、 硬件和软件的组合、 软件、 或执 行中的软件。 例如， 部件可以是但不限于， 在处理器上运行的进程、 处理器、 对象、 可执行文件、 执行线程、 程序和 /或计算机。 通过图 示， 在计算设备上运行的应用和计算设备都可以是部件。 一个或多 个部件可驻留在进程和 /或执行线程中， 部件可位于一个计算机上和 /或分布在 2个或更多个计算机之间。 此外， 这些部件可从在上面存 储有各种数据结构的各种计算机可读介质执行。 部件可例如根据具 有一个或多个数据分组（例如来自与本地系统、 分布式系统和 /或网 络间的另一部件交互的二个部件的数据， 例如通过信号与其它系统 交互的互联网 ） 的信号通过本地和 /或远程进程来通信。
本发明实施例提供的干扰消除的装置可以设置于或本身即为采 用无线全双工技术的接入终端。 接入终端也可以称为系统、 用户单 元、 用户站、 移动站、 移动台、 远方站、 远程终端、 移动设备、 用 户终端、 终端、 无线通信设备、 用户代理、 用户装置或用户设备（ UE , U s e r Equ i pmen t )。 接入终端可以是蜂窝电话、 无绳电话、 S I P ( Session Initiation Protocol , 会话启动协议 ） 电话、 WLL ( Wireless Local Loop, 无线本地环路）站、 PDA ( Personal Digital Assistant, 个人数字处理）、 具有无线通信功能的手持设备、 车载 设备、 可穿戴设备、 计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理 设备。
此外， 本发明实施例提供的干扰消除的装置还可以设置于或本 身即为采用无线全双工技术的基站。 基站可用于与移动设备通信， 基站可以是 WiFi 的 AP ( Access Point , 无线接入点）， 或者是 GSM ( Global System of Mobile communication, 全球移动通讯 ) 或 CDMA ( Code Division Multi le Access, 码分多址） 中的 BTS ( Base Transceiver Station, 基站 ）， 也可以是 WCDMA ( Wideband Code Division Multiple Access, 宽带码分多址） 中的 NB ( NodeB, 基 站）， 还可以是 LTE ( Long Term Evolution, 长期演进） 中的 eNB 或 eNodeB ( Evolut ional Node B, 演进型基站）， 或者中继站或接 入点， 或者未来 5G 网络中的基站设备等。
此外， 本发明的各个方面或特征可以实现成装置或使用标准编 程和 /或工程技术的制品。 本申请中使用的术语"制品"涵盖可从任何 计算机可读器件、 载体或介质访问的计算机程序。 例如， 计算机可 读介质可以包括， 但不限于：磁存储器件 （例如， 硬盘、 软盘或磁带 等），光盘（例如， CD( Compact Disk,压缩盘）、DVD( Digital Versatile Disk, 数字通用盘）等）， 智能卡和闪存器件（例如， EPR0M( Erasable Programmable Read-Only Memory, 可擦写可编程只读存储器）、 卡、 棒或钥匙驱动器等）。 另外， 本文描述的各种存储介质可代表用于存 储信息的一个或多个设备和 /或其它机器可读介质。 术语"机器可读 介质"可包括但不限于， 无线信道和能够存储、 包含和 /或承载指令 和 /或数据的各种其它介质。
需要说明的是， 在本发明实施例中， 干扰消除可以是消除信号 中的全部干扰分量（ 包括主径干扰信号和近区干扰信号）， 也可以是 消除信号中的部分干扰分量 （ 包括主径干扰信号的一部分和近区干 扰信号的一部分）。
图 3 是本发明一实施例的用于干扰消除的装置的示意性结构 图。 如图 3所示， 该实施例提供的装置 100 包括：
主接收天线 110、 分路器 120、 主径干扰消除器 130、 近区干扰 消除器 140、 其中， 主接收天线 110 的输出端连接主径干扰消除器 130的第一输入端 131, 分路器 120的输入端 121用于获取根据发射 信号生成的射频参考信号， 分路器 120 的第一输出端 122 连接主径 干扰消除器 130 的第二输入端 132, 主径干扰消除器 130 的输出端 133连接近区干扰消除器 140的第一输入端 141, 分路器 120的第二 输出端 123 连接近区干扰消除器 140 的第二输入端 142, 近区干扰 消除器 140的输出端 143输出第二处理信号。
其中， 图 3所示的实施例各器件作用综述为如下：
主接收天线 110, 用于接收射频接收信号， 并将所述射频接收 信号发送给主径干扰消除器 130;
分路器 120, 用于获取根据发射信号生成的射频参考信号， 并 将所述射频参考信号发送给主径干扰消除器 130 和近区干扰消除器 140;
主径干扰消除器 130, 用于接收分路器 120 发送的射频参考信 号和主接收天线 110 发送的射频接收信号， 根据所述射频参考信号 对所述射频接收信号进行主径干扰消除获取第一处理信号；
近区干扰消除器 140用于接收分路器 120发送的所述射频参考 信号和主径干扰消除器 130 获取的第一处理信号， 根据所述射频参 考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号采样获取的 第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分 量参数， 根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进 行近区反射自干扰信号重构生成近区反射自干扰信号； 根据所述近 区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获得第二 处理信号。
其中， 对图 3 所示的实施例中各器件的连接关系、 结构及功能 进行详细说明， 。下：
1>、 主接收天线 110
用于接收无线信号， 并将所接收到的无线信号作为射频接收信 号， 输入至主径干扰消除器 130 的第一输入端 131, 其中， 主接收 天线 110 接收无线信号的过程可以与现有技术中天线接收无线信号 的过程相似， 这里， 为了避免赘述， 省略其说明。
2>、 分路器 120
具体地说， 在本发明实施例中， 可以采用例如， 耦合器或功率 分配器作为分路器 120。
并且， 由于射频参考信号根据来自发射机的发射信号获取， 可 以将例如， 图 1 中经发射数字信号处理模块、 数模转换模块、 上变 频模块及功率放大模块处理后的发射信号作为射频参考信号， 并通 过分路器 120的输入端 121输入至该分路器 120。
从而， 能够通过分路器 120 将该射频参考信号分成两路， 一路 信号，经过分路器 120的第一输出端 122传输至主径干扰消除器 130 的第二输入端 132 而被主径干扰消除器 130接收， 另一路信号， 经 过分路器 120 的第二输出端 123传输至近区干扰消除器 140 的第二 输入端 142而被近区干扰消除器 140接收。
通过将耦合器或功率分配器作为分路器 120, 能够使从该分路 器 120 输出的两路信号信号与射频参考信号的波形一致， 从而有利 于后述基于射频参考信号的干扰消除。
应理解， 以上列举的作为分路器 120 的耦合器和功率分配器仅 为示例性说明， 本发明并未限定于此， 其他能够使参考信号的波形 与发射信号的波形之间的相似度在预设范围内的装置均落入本发明 的保护范围内。
需要说明的是， 在本发明实施例中， 上述根据射频参考信号分 成的两路信号功率可以相同， 也可以相异， 本发明并未特别限定。
另外， 在本发明实施例中， 发射数字信号处理模块、 数模转换 模块、 上变频模块及功率放大模块对信号的处理过程， 以及发射天 线对发射信号的发射过程， 可以与现有技术相似， 这里， 为了避免 赘述， 省略其说明。
3>、 主径干扰消除器 130
具体地说， 如图 4 所示， 在本发明实施例中， 主径干扰消除器 130可以包含： 分路器 a、 合路器 a及合路器 b, 其中分路器 a和合 路器 a 之间包含至少一条由延时器、 相位调节器和幅度调节器中至 少一个器件串联构成的传输路径， 其中合路器 a 的输出端连接合路 器 b 的一个输入端， 在本发明实施例中， 主径干扰消除器 130具有 两个输入端。 分路器 a可以为功率分配器、 合路器 a及合路器 b可 以为耦合器。
其中， 主径干扰消除器 130 的第一输入端 131 (即， 合路器 b 的一个输入端口 ） 与主接收天线 110 的输出端连接， 用于从主接收 天线 110 的输出端获取射频接收信号； 主径干扰消除器 130 的第二 输入端 132 ( 即， 分路器 a 的输入端口 ) 与合路器 120 的第一输出 端 122, 用于从合路器 120接收一路射频参考信号。
可选地， 该第一主径干扰消除器 130 具体用于基于所述射频接 收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调节处理和相位 调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的 主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反， 使所述射频参考信号的 相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相 同； 或，
基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所 述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同， 使所述 参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 180° 或接近相差 180° ；
将经延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理后的射频参考信 号合路并与射频接收信号结合。
具体地说， 主径干扰消除器 130 的第二输入端 132 与该分路器 1 2 0 的第一输出端 1 2 2 连接， 并且， 经由主径干扰消除器 1 3 0 的第 二输入端 1 3 2 而从该分路器 1 2 0 的第一输出端 1 2 2 的信号 （ 即， 射 频参考信号） 被输入分路器 a , 其中分路器 a 可以为功率分配器， 分路器 a 将射频参考信号分为若干路射频参考信号 （其中该若干路 射频参考信号的功率可以相同或不同 ）； 以其中一路为例说明， 分路 器 a —个输出端将一路射频参考信号输出至至由延时器、 相位调节 器和幅度调节器串联构成的调节电路， 该调节电路用于通过延时、 衰减和移向等方式， 对信号的时延、 幅度和相位进行调节， 例如， 将可以通过衰减， 使该射频参考信号的幅度接近上述射频接收信号 中的主径自干扰信号分量 （ 即， 主径干扰信号） 的幅度， 当然， 最 佳效果是幅度相同， 但由于实际应用中存在误差， 所以调整到近似 相同也是可以的， 并且， 可以通过延时和 /或可以通过移相， 将射频 参考信号的相位调节到与射频接收信号 （具体地说， 是射频接收信 号中的主径自干扰信号分量） 相差 1 8 0 ° 或近似相差 1 8 0 ° 。
或者， 可以通过衰减， 使该射频参考信号的幅度与上述射频接 收信号中的主径自干扰信号分量的幅度方向相反， 当然， 最佳效果 是幅度方向相反， 但由于实际应用中存在误差， 所以调整到近似相 反也是可以的， 并且， 可以通过延时和 /或可以通过移相， 将射频参 考信号的相位调节到与射频接收信号 （具体地说， 是射频接收信号 中的主径自干扰信号分量） 相同或近似相同。
以上仅是对分路器分成一路射频参考信号进行说明， 当然由于 分路器将射频参考信号分成了多路， 最后又通过合路器 a 进行了合 并， 因此上述的延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理也可以是 分别发生在分路器输出的每个支路上的作用， 最后通过合路后达到 对分路器的输入端输入的射频参考信号的延时处理、 幅度调节处理 和相位调节处理的目 的， 即分路器输出的每个支路上可以包含延时 器、 相位调节器和幅度调节器中的至少一种器件。
当然， 幅度调节可以表述为衰减或增益， 上述实施例中仅是以 衰减为例进行说明， 此外， 在本发明实施例中 "近似" 可以是指二 者之间的相似度在预设的范围之内， 该预设范围可以根据实际的使 用和需要任意确定， 本发明并未特别限定。 以下为了避免赘述， 在 未特别说明的情况下， 省略对相似描述的说明。
其后， 分路器 a 输出的每个支路的射频参考信号经幅度和相位 调节后通过合路器 a合路， 并输入至合路器的 b 另一个输入端口， 从而， 合路器 b 可以将该射频接收信号与经由上述幅度和相位调节 并合路后的射频参考信号结合 （例如， 相加或者相减）， 以抵消射频 接收信号中的主径自干扰信号分量， 从而实现对射频接收信号的主 径干扰消除处理。
作为示例而非限定， 在本发明实施例中， 作为幅度调节器， 可 以是用例如， 衰减器等。 作为相位调节器可以适用例如， 移相器等。 作为延时器可以适用例如， 延时线等。
从而， 从主径干扰消除器 130 的输出端 133 (具体地说， 是从 合路器 b 的输出端） 所输出的第一处理信号为从射频接收信号中消 除主径自干扰信号分量而生成的信号。
需要说明的是， 在本发明实施例中， 可以基于上述合路器 b 的 输出， 以使从合路器 b 输出的第一处理信号的强度最小化的方式调 节延时器、 相位调节器和幅度调节器。 并且， 本发明并不限定于以 上事实方式， 只要够根据射频参考信号使射频接收信号的强度减小 (或者说， 使第一处理信号的强度小于射频接收信号的强度）， 则能 够起到干扰消除的效果。
4>、 近区干扰消除器 140
具体地说， 如图 5 所示， 在本发明实施例中， 近区干扰消除器 140 可以包含： 第一模数转换器 1401, 近区反射自干扰信道估计模 块 1402, 近区反射自干扰信号重构模块 1403;
第一模数转换器 1401, 用于接收主径干扰消除器 130获取的所 述第一处理信号， 对所述第一处理信号进行数字采样获取第一数字 信号， 并将第一数字信号发送至近区反射自干扰信道估计模块； 近区反射自干扰信道估计模块 1402, 用于接收第一模数转换器 1401发送的所述第一数字信号， 并获取所述射频参考信号对应的数 字基带参考信号； 根据所述第一数字信号和所述数字基带参考信号 进行进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数； 并将所述近区反射自干扰分量参数发送至近区反射自干扰信号重构 模块；
近区反射自干扰信号重构模块 1403, 用于接收近区反射自干扰 信道估计模块 1402 获取的所述近区反射自干扰分量参数和分路器 120 发送的所述射频参考信号， 根据所述近区反射自干扰分量参数 与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自 干扰信号。
其中， 近区反射自干扰信道估计模块 1402 包括： 现场可编程门 阵歹' J FPGA ( Field - Programmable Gate Array )、 中央处理器 CPU ( Centra! Processing Unit ) 或其他专用 集成电路 ASIC ( Appl i cat ion Specific Integrated Circuit ) 中的任意一种。 可以理解的是近区 干扰消除器 140还包括： 分路器 b 和合路器 c, 其中， 分路器 b 的 输入端 （用作近区干扰消除器 140 的第一输入端 141 ) 连接主径干 扰消除器 130 的输出端 133, 用于接收主径干扰消除器 130 生成的 第一处理信号； 第一模数转换器 1401 的输入端连接分路器 b的一个 输出端， 近区反射自干扰信道估计模块 1402 的一个输入端连接第一 模数转换器 1401 的输出端， 近区反射自干扰信道估计模块 1402 的 另一个输入端输入对应射频参考信号的数字基带参考信号， 近区反 射自干扰信道估计模块 1402 的输出端连接近区反射自干扰信号重 构模块 1403 的一个输入端， 近区反射自干扰信号重构模块 1403 的 另一个输入端连接分路器 120 的第二输出端 122 (用于获取射频参 考信号 ), 近区反射自干扰信号重构模块 1403 的输出端连接合路器 c 的一个输入端， 分路器 b 的另一个输出端连接合路器 c 的另一个 输入端， 合路器 c 的输出端用于第二处理信号的输出端 （即近区干 扰消除器 140的输出端 143)。
这里， 可选的， 参照图 6 所示， 近区干扰消除器 140还包括第 二模数转换器 1404, 用于接收所述射频参考信号， 并对所述射频参 考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。 近区干扰消除器 140还包括分路器 c, 其中分路器 c的输入端连接分路器 120的第二 输出端 121 , 分路器 c的一个输出端通过第二模数转换器 1404连接 近区反射自干扰信道估计模块 1402的另一个输入端（ 即获取数字基 带参考信号的输入端）， 分路器 c的另一个输出端连接近区反射自干 扰信号重构模块 1403的另一个输入端（此时近区反射自干扰信号重 构模块 1403的另一个输入端通过间接连接的方式连接分路器 120的 第二输出端 122, 以获取射频参考信号）。
进一步的， 参照图 5所示， 所述近区干扰消除器（ 140 )还包括： 第一放大器， 所述第一放大器用于放大所述第二处理信号。 其 中， 第一放大器设置合路器 c输出端的传输线路上 （ 图 5 中第一放 大器以 LNA 为例 ）， 此时低噪声放大器 （ LNA ) 的输出端用作近区干 扰消除器 （ 140 ) 的输出端 143, 通过第一放大器对第二处理信号进 行放大可以降低发射机侧对射频发射信号的功率需求。
作为一种可选的方式， 参照图 7 所示， 所述近区干扰消除器 ( 140 ) 还包括：
第二放大器， 用于放大发送至所述近区反射自干扰信号重构模 块的所述射频参考信号；
第三放大器， 用于放大进行干扰消除处理前的第一处理信号。 其中， 第二放大器设置近区反射自干扰信号重构模块和分路器 c 之间的传输线路上， 第三放大器设置于分路器 b 与合路器 c 之间 的传输线路上 （ 图 7 中第二放大器和第三放大器均以 LNA为例 ), 通 过第三放大器对干扰消除处理前的第一处理信号进行放大， 第二放 大器对进入近区反射自干扰信号重构模块的所述射频参考信号进行 放大， 这样可以降低对射频参考信号的功率要求， 进而降低发射机 侧对射频发射信号的功率需求， 其中图 6 对应的近区干扰消除器 ( 140 )也可以设置为具有两个放大器的方式， 具体为对应图 7 的变 形不在赘述。 进一步的， 一种可选的方式为： 所述近区反射自干扰分量参数 包括： 第一延时参数、 第一幅相参数和第二幅相参数；
参照图 8所示， 所述近区反射自干扰信号重构模块 1 4 0 3 , 包括： 功率分配器， 第一射频选择开关， 设置在所述功率分配器和所述第 一射频选择开关之间的第一延时器组， 第一幅相调节器组及第一合 路器；
其中， 功率分配器， 用于接收所述射频参考信号， 将所述射频 参考信号分成至少一路射频参考信号；
所述第一延时器组， 包括至少一个延时器， 其中每个延时器用 于对一路射频参考信号进行延时处理形成一路射频参考信号的延时 信号；
第一射频选择开关， 用于接收所述至少一路射频参考信号的延 时信号， 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选 择至少一路射频参考信号的延时信号；
第一幅相调节器组， 包括至少一个幅相调节器， 其中每个幅相 调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第一射频 选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；
第一合路器， 用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合 路处理生成所述近区反射自干扰信号。
通过以上描述可以理解的是， 功率分配器可以将射频参考信号 分配为 M路， 第一延时器组包含 M个延时器可以形成的延时抽头数 为 M , 第一射频选择开关可以为 Μ χ Κ的射频选择开关， 即可以在接 收的 Μ路射频参考信号的延时信号中， 根据第一延时参数在 Μ路射 频参考信号的延时信号选择 Κ路射频参考信号的延时信号输出。
或者， 可选的， 参照图 9所示，
所述近区反射自干扰信号重构模块 1 4 0 3 , 包括：
至少第二延时器组、 第二射频选择开关、 第二幅相调节器组及 第二合路器；
所述第二延时器组包含至少一个延时器， 其中延时器串联连接， 所述第二延时器组用于接收所述射频参考信号， 并通过延时器依次 对所述射频参考信号进行延时处理， 形成至少一路射频参考信号的 延时信号；
第二射频选择开关， 用于接收至少一路射频参考信号的延时信 号， 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择 至少一路射频参考信号的延时信号；
第二幅相调节器组， 包括至少一个幅相调节器， 其中每个幅相 调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第二射频 选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；
第二合路器， 用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合 路处理生成所述近区反射自干扰信号。
此外参照图 9 并结合以上描述可以理解的是， 第二延时器组中 的延时器通过耦合器连接， 并且通过耦合器输出每次延时形成的射 频参考信号的延时信号， 即上一级的延时器的输出端连接耦合器的 一个输入端， 耦合器的一个输出端连接第二射频选择开关的输入端， 耦合器的另一个输出端连接下一级的延时器的输入端， （上一级和 下一级仅仅是为了描述清楚射频参考信号在第二延时器组中的传递 顺序， 并不是对本发明的实施方式的限制 ）， 第二延时器组中可以包 括 M个延时器， 用于将射频参考信号进行 M次时延并形成 M路射频 参考信号的延时信号， 第二延时器组包含 M 个延时器可以形成的延 时抽头数为 M , 第二射频选择开关可以为 Μ χ Κ的射频选择开关， 即 可以在接收的 Μ路射频参考信号的延时信号中， 根据第一延时参数 在 Μ路射频参考信号的延时信号选择 Κ路射频参考信号的延时信号 输出。
进一步的， 幅相调节器可以通过至少以下两种方式实现： 第一种方式为参照图 1 0所示， 所述幅相调节器包括：
功率分配器、 第三延时器组、 射频开关组、 衰减器组和第三合 路器；
其中， 功率分配器用于接收射频选择开关选择的射频参考信号 的延时信号， 将所述选择的射频参考信号的延时信号分为四路分支 信号；
第三延时器组， 包含三个延时器， 其中延时器用于对所述四路 分支信号中任意三路进行延时处理；
射频开关组， 包括两个射频选择开关， 一个射频选择开关用于 在对任意三路分支信号延时处理后， 根据第一幅相参数在两路分支 信号中选取一路分支信号， 另一射频开关用于在对任意三路分支信 号延时处理后， 根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分 支信号；
衰减器组， 包括两个衰减器， 其中衰减器用于对所述射频开关 组选取的分支信号进行幅度调节处理；
第三合路器用于将幅度调节处理后的分支信号合路形成幅相调 节后的射频参考信号的延时信号。
第二种方式为参照图 1 1所示， 所述幅相调节器包括： 衰减器和 移相器；
衰减器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对接收到的 射频选择开关发送的射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理； 所述移相器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对衰减 器幅度调节处理后的射频参考信号的延时信号移相处理。
以下， 对近区干扰消除器 1 4 0 的具体工作原理进行说明， 根据 上述实施例的说明进一步的， 发射信号包括间隔设置的近区反射信 道侦测时隙和数据传输时隙。 在近区反射信道侦测时隙， 通信对端 不发射信号， 接收机所接收的信号只包含自干扰信号， 由于没有来 自通信对端的信号， 接收机可以在近区反射信道侦测时隙进行近区 反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数， 其中近区反射 自干扰分量参数可以包括近区反射自干扰分量的传输路径时延、 相 位、 幅度参数； 在数据传输时隙， 接收机所接收的信号为包含自干 扰信号和数据信号， 接收机可以在数据传输时隙， 根据射频参考信 号和近区反射自干扰分量参数重构近区反射自干扰信号。 其中， 通信对端的发射信号可以表示为下式：
s(t) = st (t)c。s(<¾f + 6) + sq {ί)ύη{οΛ + θ)
其中 ω = 2 , /为载波频率， 为初始相位， (t)和 (t)分别是数 字基带参考信号 (t) = (t) + A( 的 I/Q ( In_phase/Quadrature同相正 交） 分量， 在近区反射信道侦测时隙发射信号只包含近区反射自干 扰信号， 第一处理信号可以表示为以下多径时延信号：
= rjsin((yt + θ- 2 ,) 式（ 1 )
Figure imgf000027_0001
其中 和 分别代表每条路径的信号幅度和延迟， K为总的多径 数。 用射频 ADC (第一模数转换器） 以 r = ^ 2/采样速率式（1)所示信号， 其中， Ρ为正整数， 这里优选采用 P = l或 2, 得到第一数字信号： χ(ηΤ) 式 (2)
Figure imgf000027_0002
近区反射自干扰信道估计模块由所述第一数字信号得到 2M元线 )·生方程组， 具体若 τλ =^Γ + ， 其中 0≤τ <Γ , 上式可近似为：
cos% · Si(n -Nk)+ sin¾ · sq(n - Nk 式 (3)
Figure imgf000027_0003
其中： φΐί = θ- 2 , 为分别表示将 χ(«Γ)、 Si{nT)和 s»简写为；^) si )和 。 令 = cos% , bk =ck sin¾ , 即： ck - al+bl， % = arctan(¾/¾" 则式（2)进一步写为：
x\n ∑ αΑ (" - ) + ? ("- Nk 式（4) 假定多径分布在时延范围 ^内， 其中 Μ> , 则式（4)可进一步 写为： 式 (5)
Figure imgf000028_0001
即得到 2M 的线性方程组： 0,1,··· , N≥2M 式 (6)
Figure imgf000028_0002
通过最小二乘法即可得到上述方程的解， 从而得到第一延时参 Nk =m、 第一幅相调节参数 和第二幅相调节参数 的估计值。 同时， 将½=^ + 代入式（1) , 得到： t) ¾∑ (- t½ {t - NkT)cos{at + %)+ cks人 t― N^sin^ + φ, )] 式（？）
Figure imgf000028_0003
+∑¾(- l)Nk [sq {t - NtT)cos oX-s,{t- NtT)si cot] 若初相为零的射频发射信号为 s0 (t) = st (t)cos cot + sq (t)sin cot , 则将 s0 (t)延 迟 (即 1/4波长） 的信号为： = s0{t + )x sq (t)cos cot - 5; (t)sin cot , 则有： (卜 Γ) NJ)si t]
Figure imgf000028_0004
式（8)
A (ΊΓ) = (— l) [ （t— NJ) coswt si t] 将式（8)代入式（7) , 即可得到： x(t) = χ¾.0(? - NtT) + (t - NtT) 式（9) 因此可利用得到的参数^、 和 的估计值， 通过式（9)即可重 构 出 近区反射 自 干扰信号 ， 其 中 通过调节射频发射信号 s{t) = Si (t)cos(^ + 0) + sq (t)sin(^ + 的时延， 即可获得初相 为零的射频参考 信号 ^)和 ^)。 由于式（9)中的参数 和 可能为负值， 但实际的无源射频信号 幅度控制器件， 如衰减器等， 并不能实现信号反相 （ 负值） 的功能， 因此， 可取正的幅度值 | |和 | |, 而当 和 为负值时， 可近似对相 应的信号延迟半个波长， 即相移 180° 来实现。 以上分析中假定 ADC 的采样速率为 Γ = ^, 若采样速率为
J
T = ^r , 则式（1)所示信号的采样信号为：
K K
x(n) = ^c^^ ΝΧηΡπ + Ν^ι (ηΡπ + φ) 式 ( 10)
† φ = θ-Ν1ίΡπ-2 1'ί ? 可以看到， 当 尸不是整数时， cos(" r + )和 sin("Pr + ^是随采样时间变化的量， 因此无法得到式（5)所示的线性方 程组。 因此， ADC的采样速率为 Γ = ^τ, 其中 Ρ为正整数。
J
因此， 图 5、 图 6 和图 7 中所示近区反射自干扰信道估计模 块 1402, 通过求解式（6)所示线性方程组， 得到参数 ^、 和 的估 计值， 而图 3 中所示近区反射自干扰信号重构模块， 则根据式（9) , 利用射频参考信号 W和 以及近区反射自干扰信道估计模块获 得的参数 、 α和 的估计值， 重构出近区反射自干扰信号。
具体的， 参照图 8所示的近区反射自干扰信号重构模块 1403的 一个实施例， 图中包含一个 Κ 支路延迟选择电路， 产生 Μ路间隔为 Τ 的整数倍的延迟信号， 再由 Μ路选 Κ路射频选择开关， 根据近区 反射自干扰信道估计模块估计得到的参数 Λ ^值， 选择对应的 Κ路延 迟信号， 分别经相应的幅相调节支路后， 由合路器合并， 得到重构 的近区反射自干扰信号。 示例性的， 若射频参考信号的载波频率 f = 2GHz , 取 5 = 2 , 则 Γ = 0.5" 若延迟抽头数 Μ = 40 , Κ = , 则最大可 重构延迟为 ΜΓ = 20 的近区反射自干扰信号， 这相当于距离发射源 3 米的反射体反射的信号。
可选的， 图 9 示出了近区反射自干扰信号重构模块 1403 的另 外一个实施例， 与图 8不同的是所采用的 Κ支路延迟选择电路不同， 图 9 中采用模拟抽头延迟器 （其中延时器具体可采用延时线） 的方 式， 产生 Μ路间隔为 Τ 的整数倍的延迟信号， 即射频参考信号依次 经 Μ个延迟时间为 Τ 的延迟线， 并在每个延迟线后通过耦合器耦合 出每一路信号。
参照图 10提供的幅相调节器， 如前所述， 由于第一幅相调节参 数 和第二幅相调节 可能为负值， 但实际中幅度控制器件， 如衰减 器等， 并不能实现信号反相 （ 负值） 的功能， 因此近似对相应的射 频信号延迟半个波长， 即相移 180° 来实现。 提供一种具体的实现方 式是：图 10 中无延迟器的支路和延迟器 1 (延迟器 1 能够实现 1/2 波长延时） 支路， 分别对应式（9)中的信号 xQ(t)和 -xQ(t), 当参数 为 正数时， 射频选择开关 （该射频选择开关为 2选 1 的射频选择开关， 即可以根据参数 在输入的两路信号中选择一路输出 ） 选择无延迟 支路的信号输出， 而当参数 为负数时， 射频选择开关选择 1/2 波 长延迟支路的信号输出； 类似地， 延时器 2 ( 1/4波长延时） 和延时 器 3 (3/4波长延迟）的支路， 对应式（9)中的信号 (t)和 - (t), 当参数 为正数时， 射频开关选择 1/4 波长延迟支路的信号输出， 而当参 数 为负数时， 射频开关选择 3/4波长延迟支路的信号输出。 图 11示出了幅相调节器的另 相调节 参数 α和第二幅相调节 的关系：
Figure imgf000030_0001
可以直 接得到幅度和相位值，从而可以采用图 11 所示的方式，根据 和 的 值， 分别调节数控衰减器和数控移相器， 来实现对每条支路的幅度 和相位控制。 需要说明的是， 当全双工收发信机为多天线接收发送（ Multiple Input Multiple Output, MIMO ) 时情况下， 每个接收天线对应的接 收支路均需要一个与每个发射天线对应的近区干扰器， 分别重构每 个发射支路对应的近区反射自干扰信号并逐一进行抵消。 本发明实施例提供的干扰消除的装置， 通过射频参考信号对主 接收天线获取的射频接收信号进行干扰消除处理， 以消除射频接收 信号的主径自干扰信号分量； 对消除了主径自干扰信号分量的射频 接收信号， 通过近区反射自干扰信道估计及近区反射自干扰信号重 构进行近区干扰消除处理， 能够实现对射频接收信号中的近区反射 自干扰分量的消除。
以上结合图 1-11 详细说明了本发明的实施例提供的干扰消除 的装置， 以下结合图 12, 详细说明本发明的实施例用于干扰消除的 方法。
图 12示出一种用于干扰消除的方法的流程示意图， 包括以下步 骤：
101、 获取根据发射信号生成的射频参考信号；
102、 通过主接收天线获取射频接收信号；
103、 根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处 理， 并生成第一处理信号；
104、根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述 第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道 估计获取近区反射自干扰分量参数；
105、根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进 行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；
106、根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干 扰抵消处理获取第二处理信号。
进一步的， 步骤 104 中所述对所述第一处理信号的采样获取第 一数字信号具体包括：
以 r =，采样速率对所述第一处理信号采样， 得到所述第一数字 信号:
Figure imgf000032_0001
带参 考信号 (t) = ^t) + A(t)的 I/Q分量； 和 分别代表每条路径的信号幅 度和延迟， K为总的多径数， 其中 P为正整数。
进一步的， 根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和 对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干 扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数具体为：
由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组：
Figure imgf000032_0002
0,1,··Ί, N≥2M] 通过最小二乘法解所述 2M元线性方程组， 获取近区反射自干扰 分量参数， 其中所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数
Nk =m、 第一幅相参数 和第二幅相参数 。
上述的由所述第一数字信号得到 2M 元线性方程组的具体过程 参照上述实施例的额描述这里不再赘述。
通过最小二乘法解所述 2M元线性方程组， 获取近区反射自干扰 分量参数， 其中所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数 Nk =m、 第一幅相参数 和第二幅相参数 。 具体地说， 在步骤 101 中， 可以将例如， 图 1 中经发射数字信 号处理模块、 数模转换模块、 上变频模块及功率放大模块处理后的 发射信号作为射频参考信号， 输入至例如， 耦合器或功率分配器， 从而， 能够通过耦合器或功率分配器将该射频参考信号分成两路， 一路信号用于生成第一处理信号， 另一路信号用于参考生成近区反 射自干扰信号。
可选的， 步骤 104 之前， 还包括： 对所述射频参考信号进行数 字采样获取所述数字基带参考信号。
此外， 通过使用耦合器或功率分配器将射频参考信号分为两路， 能够使两路信号与发射信号波形一致， 其中， 波形一致包括与发射 信号波形相同或相似度在预设范围内， 从而有利于后述基于射频参 考信号的干扰消除 （ 包括主径干扰消除和近区反射自干扰信号的消 除）。
可选的， 所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信 号进行干扰抵消处理获取第二处理信号后， 所述方法还包括： 放大 所述第二处理信号。
或者， 可选的， 所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述 射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信 号前， 还包括： 放大所述射频参考信号， 以便根据所述近区反射自 干扰分量参数与所述放大后的射频参考信号进行近区反射自干扰信 号重构获取近区反射自干扰信号；
所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干 扰抵消处理获取第二处理信号前， 还包括： 放大所述第一处理信号， 以便根据所述近区反射自干扰信号对所述放大后的第一处理信号进 行干扰抵消处理获取第二处理信号。
以上对各种信号的放大均为采用低噪声放大器（ L N A )进行放大， 其中直接对第二处理信号进行放大可以降低发射机侧对射频发射信 号的功率需求。 或者采用分别对干扰抵消处理前的第一处理信号进 行放大， 及对进入近区反射自干扰信号重构模块的所述射频参考信 号进行放大， 这样也可以降低对射频参考信号的功率要求， 进而降 低发射机侧对射频发射信号的功率需求，
可选的， 步骤 1 0 3 中根据所述射频参考信号对射频接收信号进 行干扰消除处理， 包括：
基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所 述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反， 使 所述射频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的 相位相同或接近相同； 或者
所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度 调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射 频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同， 使所述参考 信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 1 8 0 。 或接近相差 1 8 0 ° 。
在本发明实施例中， 可以由例如， 延时器、 相位调节器和幅度 调节器串联构成的调节电路实施， 从而， 在步骤 1 0 3 中， 可以通过 该调节电路， 采用延时、 移相和衰减等方式， 对射频参考信号的幅 度和相位进行调节， 例如， 可以通过衰减， 使该射频参考信号的幅 度接近上述射频接收信号中的主径自干扰信号分量的幅度， 当然， 最佳效果是幅度相同， 但由于实际应用中存在误差， 所以调整到近 似也是可以的， 并且， 可以通过移相和 /或延时， 将射频参考信号的 相位调节到与射频接收信号中的主径自干扰信号分量 （ 即， 主径干 4尤信号） 相反或近似相反。
其后， 可以将经延时、 幅度和相位调节后的射频参考信号与射 频接收信号结合 （例如， 相加）， 以抵消射频接收信号中的主径自干 扰信号分量， 从而实现对射频接收信号的主径干扰消除处理， 并将 处理后的信号作为第一处理信号。
作为示例而非限定， 在本发明实施例中， 作为幅度调节器， 可 以是用例如， 衰减器等。 作为相位调节器可以适用例如， 移相器等， 作为延迟器可以适用延时线。
应理解， 以上列举的基于参考信号对射频接收信号进行主径干 扰消除处理的方法和过程， 仅为示例性说明， 本发明并不限定于此， 例如， 还可以采用使第一处理信号的强度最小化的方式调节延时器、 移相器和衰减器。
可选的， 所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数、 第一幅相参数和第二幅相参数， 步骤 1 0 5 所述根据所述近区反射自 干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获 取近区反射自干扰信号， 包括：
将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号， 对每一路射 频参考信号进行延时处理形成至少一路射频参考信号的延时信号； 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至 少一路射频参考信号的延时信号；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频 参考信号的延时信号进行幅相调节；
对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近 区反射自干扰信号。
或者， 可选的步骤 1 0 5 所述根据所述近区反射自干扰分量参数 与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自 干扰信号， 包括：
对所述射频参考信号进行至少一次延时处理， 形成至少一路射 频参考信号的延时信号；
根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择 至少一路射频参考信号的延时信号；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频 参考信号的延时信号进行幅相调节；
对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近 区反射自干扰信号。
进一步的， 步骤 1 0 5 中， 所述根据所述第一幅相参数和第二幅 相参数对选择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节， 可以通过以下两种方式实现：
方式一， 包括：
将一路射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；
对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；
在对任意三路分支信号延时处理后， 根据第一幅相参数在两路 分支信号中选取一路分支信号进行幅度调节处理；
根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号进行 幅度调节处理；
将衰减处理后的分支信号合路形成幅相调节后的射频参考信号 的延时信号。
方式二， 包括： 根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对射频参考信号的延时 信号进行幅度调节处理；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对幅度调节处理后的射 频参考信号的延时信号移相处理。
根据上述实施例的说明进一步的， 发射信号包括间隔设置的近 区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。 在近区反射信道侦测时隙， 发射机侧不进行信号发射， 接收机侧所接收的信号只包含自干扰信 号， 由于没有来自发射机侧的信号， 接收机侧可以在近区反射信道 侦测时隙进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参 数， 其中近区反射自干扰分量参数可以包括近区反射自干扰分量的 传输路径时延、 相位、 幅度参数； 在数据传输时隙， 接收机侧所接 收的信号为包含自干扰信号和数据信号， 接收机侧可以在数据传输 时隙， 根据射频参考信号和近区反射自干扰分量参数重构近区反射 自干扰信号。 具体实例参照装置实施例中的说明这里不再赘述。
根据本发明实施例提供的干扰消除方法， 通过射频参考信号对 主接收天线获取的射频接收信号进行干扰消除处理， 以消除射频接 收信号的主径自干扰信号分量； 对消除了主径自干扰信号分量的射 频接收信号， 通过近区反射自干扰信道估计及近区反射自干扰信号 重构进行近区干扰消除处理， 能够实现对射频接收信号中的近区反 射自干扰分量的消除。
本领域普通技术人员可以意识到， 结合本文中所公开的实施例 描述的各示例的单元及算法步骤， 能够以电子硬件、 或者计算机软 件和电子硬件的结合来实现。 这些功能究竟以硬件还是软件方式来 执行， 取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。 专业技术人员 可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能， 但是 这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到， 为描述的方便和简洁， 上述描述的系统、 装置和单元的具体工作过程， 可以参考前述方法 实施例中的对应过程， 在此不再赘述。 应理解， 在本发明的各种实施例中， 上述各过程的序号的大小 并不意味着执行顺序的先后， 各过程的执行顺序应以其功能和内在 逻辑确定， 而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。
在本申请所提供的几个实施例中， 应该理解到， 所揭露的装置 可以通过其它的方式实现。 例如， 以上所描述的装置实施例仅仅是 示意性的， 例如， 所述单元的划分， 仅仅为一种逻辑功能划分， 实 际实现时可以有另外的划分方式， 例如多个单元或组件可以结合或 者可以集成到另一个系统， 或一些特征可以忽略， 或不执行。 另一 点， 所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是 通过一些接口， 装置或单元的间接耦合或通信连接， 可以是电性， 机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分 开的， 作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元， 即可 以位于一个地方， 或者也可以分布到多个网络单元上。 可以根据实 际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的 目 的。
另外， 在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处 理单元中， 也可以是各个单元单独物理存在， 也可以两个或两个以 上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销 售或使用时， 可以存储在一个计算机可读取存储介质中。 基于这样 的理解， 本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部 分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来， 该计算 机软件产品存储在一个存储介质中， 包括若干指令用以使得一台计 算机设备 （可以是个人计算机， 服务器， 或者网络设备等） 执行本 发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。 而前述的存储介质包 括： U 盘、 移动硬盘、 只读存储器 （ ROM, Read-Only Memory )、 随 机存取存储器 ( RAM, Random Access Memory )、 磁碟或者光盘等各 种可以存储程序代码的介质。 以上所述， 仅为本发明的具体实施方式， 但本发明的保护范围 并不局限于此， 任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技 术范围内， 可轻易想到变化或替换， 都应涵盖在本发明的保护范围 之内。 因此， 本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims

权 利 要 求 书
1、 一种干扰消除的装置， 其特征在于， 包括：
主接收天线 （ 110 ), 用于接收射频接收信号， 并将所述射频接收 信号发送给主径干扰消除器 （ 130 );
分路器 （ 120 ), 用于获取根据发射信号生成的射频参考信号， 并 将所述射频参考信号发送给主径干扰消除器 （ 130 ) 和近区干扰消除 器 ( 140 );
主径干扰消除器 （ 130 ), 用于接收分路器 （ 120 ) 发送的射频参 考信号和主接收天线 （ 110 ) 发送的射频接收信号， 根据所述射频参 考信号对所述射频接收信号进行主径干扰消除获取第一处理信号； 近区干扰消除器 （ 140 ), 用于接收分路器 （ 120 ) 发送的所述射 频参考信号和主径干扰消除器 （ 130 ) 获取的第一处理信号， 根据所 述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号采 样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射 自干扰分量参数， 根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考 信号进行近区反射自干扰信号重构生成近区反射自干扰信号； 根据所 述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获得 第二处理信号。
2、 根据权利要求 1 所述的装置， 其特征在于， 近区干扰消除器 ( 140 ) 包括：
第一模数转换器 （ 1401 ), 用于接收主径干扰消除器 （ 130 ) 获取 的所述第一处理信号， 对所述第一处理信号进行数字采样获取第一数 字信号， 并将第一数字信号发送至近区反射自干扰信道估计模块 ( 1402 );
近区反射自干扰信道估计模块 （ 1402 ), 用于接收第一模数转换 器 （ 1401 )发送的所述第一数字信号， 并获取所述射频参考信号对应 的数字基带参考信号； 根据所述第一数字信号和所述数字基带参考信 号进行进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数； 并将所述近区反射自干扰分量参数发送至近区反射自干扰信号重构 模块 （ 1403 );
近区反射自干扰信号重构模块 （ 1403 ), 用于接收近区反射自干 扰信道估计模块（ 1402 )获取的所述近区反射自干扰分量参数和分路 器 （ 120 ) 发送的所述射频参考信号， 根据所述近区反射自干扰分量 参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反 射自干扰信号。
3、 根据权利要求 2 所述的装置， 其特征在于， 所述第一模数转 换器 （ 1401 ) 具体用于：
以 r=^采样速率对所述第一处理信号采样，得到所述第一数字信 号：
Figure imgf000040_0001
其中 /为载波频率， S为初始相位， 和 分别是数字基带参 考信号 (t) = ^(t)+A(t)的 I/Q 分量； 和 分别代表每条路径的信号幅 度和延迟， K为总的多径数， 其中 P为正整数。
4、 根据权利要求 3 所述的装置， 其特征在于， 所述近区反射自 干扰信道估计模块 （ 1402 ) 具体用于：
由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组：
Figure imgf000040_0002
0,1,··Ί N≥2M ； 通过最小二乘法解所述 2M 元线性方程组， 获取近区反射自干扰 分量参数， 其中所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数 Nk =m、 第一幅相参数 和第二幅相参数 。
5、 根据权利要求 2 所述的装置， 其特征在于， 所述近区干扰消 除器 （ 140 ) 还包括：
第二模数转换器 （ 1404 ), 用于接收所述射频参考信号， 并对所 述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。
6、 根据权利要求 2-5 任一项所述的装置， 其特征在于， 所述近 区干扰消除器 （ 140 ) 还包括：
第一放大器， 所述第一放大器用于放大所述第二处理信号。
7、 根据权利要求 2-5 任一项所述的装置， 其特征在于， 所述近 区干扰消除器 （ 1 40 ) 还包括：
第二放大器， 用于放大发送至所述近区反射自干扰信号重构模块 的所述射频参考信号；
第三放大器， 用于放大进行干扰抵消处理前的第一处理信号。
8、 根据权利要求 2 所述的装置， 其特征在于， 所述近区反射自 干扰分量参数包括： 第一延时参数、 第一幅相参数和第二幅相参数； 所述近区反射自干扰信号重构模块 （ 14 0 3 ) , 包括： 功率分配器、 第一射频选择开关、设置在所述功率分配器和所述第一射频选择开关 之间的第一延时器组、 第一幅相调节器组及第一合路器；
功率分配器， 用于接收所述射频参考信号， 将所述射频参考信号 分成至少一路射频参考信号；
所述第一延时器组， 包括至少一个延时器， 其中每个延时器用于 对一路射频参考信号进行延时处理形成一路射频参考信号的延时信 号；
第一射频选择开关， 用于接收所述至少一路射频参考信号的延时 信号， 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至 少一路射频参考信号的延时信号；
第一幅相调节器组， 包括至少一个幅相调节器， 其中每个幅相调 节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第一射频选 择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；
第一合路器， 用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路 处理生成所述近区反射自干扰信号。
9、 根据权利要求 2 所述的装置， 其特征在于， 所述近区反射自 干扰分量参数包括： 第一延时参数、 第一幅相参数和第二幅相参数； 所述近区反射自干扰信号重构模块 （ 1 40 3 ) , 包括：
第二延时器组、 第二射频选择开关、 第二幅相调节器组及第二合 路器；
所述第二延时器组包含至少一个延时器， 其中延时器串联连接， 所述第二延时器组用于接收所述射频参考信号， 并通过延时器依次对 所述射频参考信号进行延时处理， 形成至少一路射频参考信号的延时 信号；
第二射频选择开关， 用于接收至少一路射频参考信号的延时信 号， 根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择至 少一路射频参考信号的延时信号；
第二幅相调节器组， 包括至少一个幅相调节器， 其中每个幅相调 节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第二射频选 择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；
第二合路器， 用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路 处理生成所述近区反射自干扰信号。
1 0、 根据权利要求 8或 9所述的装置， 其特征在于， 所述幅相调 节器包括：
功率分配器、 第三延时器组、 射频开关组、 衰减器组和第三合路 器；
其中， 功率分配器用于接收射频选择开关选择的射频参考信号的 延时信号， 将所述选择的射频参考信号的延时信号分为四路分支信 号；
第三延时器组， 包含三个延时器， 其中延时器用于对所述四路分 支信号中任意三路进行延时处理；
射频开关组， 包括两个射频选择开关， 一个射频选择开关用于在 对任意三路分支信号延时处理后， 根据第一幅相参数在两路分支信号 中选取一路分支信号， 另一射频开关用于在对任意三路分支信号延时 处理后， 根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号； 衰减器组， 包括两个衰减器， 其中衰减器用于对所述射频开关组 选取的分支信号进行幅度调节处理；
第三合路器用于将幅度调节处理后的分支信号合路形成幅相调 节后的射频参考信号的延时信号。
1 1、 根据权利要求 8或 9所述的装置， 其特征在于， 所述幅相调 节器包括： 衰减器和移相器； 衰减器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对接收到的 射频选择开关发送的射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理； 所述移相器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对衰减 器幅度调节处理后的射频参考信号的延时信号移相处理。
12、 根据权利要求 1-11任一项所述的装置， 其特征在于， 所述主径干扰消除器 （ 130 ) 具体用于基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信 号的幅度方向相反或近似相反， 使所述射频参考信号的相位与所述射 频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相同； 或
基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅 度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射 频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同， 使所述参考信 号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 180° 或 接近相差 180° 。
13、 根据权利要求 1-12 任一项所述的装置， 其特征在于， 所述 发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。
14、 根据权利要求 2所述的装置， 其特征在于， 所述近区反射自 干扰信道估计模块 （ 1402 ) 包括： 现场可编程门阵列 FPGA、 中央处 理器 CPU或其他专用集成电路 AS IC。
15、 一种干扰抵消方法， 其特征在于， 包括：
获取根据发射信号生成的射频参考信号；
通过主接收天线获取射频接收信号；
根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理， 并生 成第一处理信号；
根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一 处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计 获取近区反射自干扰分量参数；
根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近 区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；
根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵 消处理获取第二处理信号。
1 6、 根据权利要求 15 所述的方法， 其特征在于， 对所述第一处 理信号的采样获取第一数字信号具体包括：
以 r = ^采样速率对所述第一处理信号采样，得到所述第一数字信 号：
Figure imgf000044_0001
其中 /为载波频率， S为初始相位， (t)和 (t)分别是数字基带参 考信号 (t) = ^ (t) + A(t)的 I /Q 分量； 和 分别代表每条路径的信号幅 度和延迟， K为总的多径数， 其中 P为正整数。
1 7、 根据权利要求 16 所述的方法， 其特征在于， 根据所述射频 参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获 取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干 扰分量参数具体为：
由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组： 0,1,··Ί N≥2M ] 通过最小二乘法解所述 2M 元线性方程组， 获取近区反射自干扰 分量参数， 其中所述近区反射自干扰分量参数包括： 第一延时参数 Nk = m、 第一幅相参数 和第二幅相参数 。
1 8、 根据权利要求 15 所述的方法， 其特征在于， 所述根据所述 射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的数 字采样信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量 参数前， 还包括： 对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基 带参考信号。
1 9、 根据权利要求 15- 18任一项所述的方法， 其特征在于， 所述 根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处 理获取第二处理信号后， 所述方法还包括： 放大所述第二处理信号。
20、 根据权利要求 15- 18任一项所述的方法， 其特征在于， 所述 根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反 射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号前， 还包括： 放大所述射 频参考信号， 以便根据所述近区反射自干扰分量参数与所述放大后的 射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信 号；
所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行消 干扰抵消理获取第二处理信号前， 还包括： 放大所述第一处理信号， 以便根据所述近区反射自干扰信号对所述放大后的第一处理信号进 行干扰抵消处理获取第二处理信号。
2 1、 根据权利要求 1 5 所述的方法， 其特征在于， 所述近区反射 自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数； 所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进 行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号， 包括：
将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号， 对每一路射频 参考信号进行延时处理形成至少一路射频参考信号的延时信号；
根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至 少一路射频参考信号的延时信号；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频 参考信号的延时信号进行幅相调节；
对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近 区反射自干扰信号。
2 2、 根据权利要求 1 5 所述的方法， 其特征在于， 所述近区反射 自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数； 所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进 行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号， 包括：
对所述射频参考信号进行至少一次延时处理， 形成至少一路射频 参考信号的延时信号；
根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择 至少一路射频参考信号的延时信号； 根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频 参考信号的延时信号进行幅相调节；
对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近 区反射自干扰信号。
2 3、 根据权利要求 2 1或 22所述的方法， 其特征在于， 所述根据 所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频参考信号 的延时信号进行幅相调节， 包括：
将一路射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；
对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；
在对任意三路分支信号延时处理后， 根据第一幅相参数在两路分 支信号中选取一路分支信号进行幅度调节处理；
根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号进行 幅度调节处理；
将衰减处理后的分支信号合路形成幅相调节后的射频参考信号 的延时信号。
24、 根据权利要求 2 1或 22所述的方法， 其特征在于， 所述根据 所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的射频参考信号的延时信 号进行幅相调节， 包括：
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对射频参考信号的延时 信号进行幅度调节处理；
根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对幅度调节处理后的射 频参考信号的延时信号移相处理。
25、 根据权利要求 1 5 - 24任一项所述的方法， 其特征在于， 根据 所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理， 包括：
基于所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅 度调节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射 频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反， 使所述射 频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相 同或接近相同； 或者 所述射频接收信号， 对所述射频参考信号进行延时处理、 幅度调 节处理和相位调节处理， 以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接 收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同， 使所述参考信号的 相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 180° 或接近 相差 180° 。
26、 根据权利要求 15-25任一项所述的方法， 其特征在于， 所述 发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116054853A (zh) * 2023-01-13 2023-05-02 电子科技大学 一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015196404A1 (zh) 2014-06-26 2015-12-30 华为技术有限公司 一种干扰消除的装置和方法
CN106464284B (zh) 2014-06-26 2019-08-16 华为技术有限公司 一种干扰消除的装置和方法
SG11201610674QA (en) * 2014-06-26 2017-02-27 Huawei Tech Co Ltd Interference cancellation apparatus and method
US10033542B2 (en) 2015-07-15 2018-07-24 Cisco Technology, Inc. Scheduling mechanisms in full duplex cable network environments
US9966993B2 (en) * 2015-07-15 2018-05-08 Cisco Technology, Inc. Interference suppression in full duplex cable network environments
US9912464B2 (en) 2015-07-15 2018-03-06 Cisco Technology, Inc. Interference relationship characterization in full duplex cable network environments
US9942024B2 (en) 2015-07-15 2018-04-10 Cisco Technology, Inc. Full duplex network architecture in cable network environments
US10567150B2 (en) * 2015-08-26 2020-02-18 Lg Electronics Inc. Method for changing RS mode in environment where operation is done by FDR scheme, and device therefor
US10797750B2 (en) 2016-02-24 2020-10-06 Cisco Technology, Inc. System architecture for supporting digital pre-distortion and full duplex in cable network environments
FR3052311B1 (fr) * 2016-06-06 2019-08-02 Airbus Ds Slc Dispositif et procede pour le traitement d'un signal recu par un recepteur perturbe par un emetteur
US10649067B1 (en) * 2016-10-26 2020-05-12 Northrop Grumman Systems Corporation Simultaneous transmit and receive (STAR) subsystem with external noise canceller
CN107863936A (zh) * 2017-12-15 2018-03-30 成都爱科特科技发展有限公司 一种超低相位噪声频率源电路及其制造方法
WO2019139195A1 (ko) * 2018-01-15 2019-07-18 엘지전자 주식회사 분산 안테나 구조의 통신 장치가 자기간섭 제거를 수행하는 방법
CN109039394A (zh) * 2018-08-07 2018-12-18 哈尔滨工业大学 大规模天线系统的自适应天线阵列结构
CN111277300B (zh) * 2018-12-18 2021-10-01 维沃移动通信有限公司 信息传输方法、终端及网络设备
CN112401868A (zh) * 2019-08-21 2021-02-26 西门子(深圳)磁共振有限公司 呼吸检测装置、方法及磁共振成像系统
CN110687960B (zh) * 2019-09-24 2020-08-25 天津大学 一种可编程的幅相可调功率分配单元及可调功率分配网络
CA3190869A1 (en) 2020-08-28 2022-03-03 Amr Abdelmonem Method and system for mitigating passive intermodulation (pim) by performing polarization adjusting
US11303347B1 (en) * 2020-11-24 2022-04-12 At&T Intellectual Property I, L.P. Low-power, self-referenced receiver
CN113206677B (zh) * 2021-04-28 2022-09-27 中国电子科技集团公司第三十六研究所 一种自干扰抵消器
CN113783531A (zh) * 2021-09-10 2021-12-10 天津七一二通信广播股份有限公司 数控矢量调制器
US11742900B2 (en) 2021-12-09 2023-08-29 Kumu Networks, Inc. System and method for interference cancellation
CN113964549B (zh) * 2021-12-22 2022-04-08 中国人民解放军海军工程大学 一种基于干扰对消的空间取样天线的设计方法及装置
US11476574B1 (en) 2022-03-31 2022-10-18 Isco International, Llc Method and system for driving polarization shifting to mitigate interference
CN115276686B (zh) * 2022-06-22 2024-03-01 中国科学院国家天文台 低频射电频谱仪干扰信号的处理方法、装置、设备及介质
US11990976B2 (en) 2022-10-17 2024-05-21 Isco International, Llc Method and system for polarization adaptation to reduce propagation loss for a multiple-input-multiple-output (MIMO) antenna
US11956058B1 (en) 2022-10-17 2024-04-09 Isco International, Llc Method and system for mobile device signal to interference plus noise ratio (SINR) improvement via polarization adjusting/optimization
US11949489B1 (en) 2022-10-17 2024-04-02 Isco International, Llc Method and system for improving multiple-input-multiple-output (MIMO) beam isolation via alternating polarization
US11985692B2 (en) 2022-10-17 2024-05-14 Isco International, Llc Method and system for antenna integrated radio (AIR) downlink and uplink beam polarization adaptation

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103139115A (zh) * 2011-11-25 2013-06-05 华为技术有限公司 一种干扰对齐方法、装置及系统
CN103200140A (zh) * 2012-01-06 2013-07-10 北京大学 一种基于预均衡的干扰消除系统及方法
CN103580720A (zh) * 2013-11-20 2014-02-12 东南大学 一种同频全双工自干扰抵消装置
CN103685098A (zh) * 2012-09-07 2014-03-26 华为技术有限公司 一种干扰信号的处理方法、装置和系统

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU675382A1 (en) 1977-08-01 1979-07-25 Vladimir K Volkov Noise suppressing device
GB9423027D0 (en) 1994-11-15 1995-01-04 Univ Bristol Full-duplex radio transmitter/receiver
US5691978A (en) 1995-04-07 1997-11-25 Signal Science, Inc. Self-cancelling full-duplex RF communication system
KR100217416B1 (ko) 1995-11-16 1999-09-01 윤종용 선형 증폭 장치 및 방법
KR100353709B1 (ko) 1997-12-31 2002-12-26 삼성전자 주식회사 혼변조신호의개별차수조정전치왜곡선형화장치및방법
KR20000009734U (ko) 1998-11-10 2000-06-05 서평원 전력증폭기의 다중 선형화 회로
JP3603714B2 (ja) 2000-01-06 2004-12-22 Ｋｄｄｉ株式会社 符号分割多元接続方式用リピータ装置
US20030098806A1 (en) 2001-11-27 2003-05-29 Green Evan R. Rejecting interference for simultaneous received signals
CN1553601A (zh) 2003-06-03 2004-12-08 西门子（中国）有限公司 时分双工系统中消除自生干扰的方法
US7804760B2 (en) 2003-08-07 2010-09-28 Quellan, Inc. Method and system for signal emulation
US7123676B2 (en) 2003-11-17 2006-10-17 Quellan, Inc. Method and system for antenna interference cancellation
JP2008017341A (ja) 2006-07-07 2008-01-24 Ntt Docomo Inc 無線通信装置および無線通信方法
KR101365826B1 (ko) * 2006-10-17 2014-02-21 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 송신기 발생 잡음을 제거하기 위한 하이브리드 적응성 간섭 상쇄기를 갖는 트랜시버
EP2095516A2 (en) 2006-11-06 2009-09-02 Nokia Corporation Analog signal path modeling for self-interference cancellation
CN101453228B (zh) 2007-12-04 2013-04-17 松下电器产业株式会社 共站址干扰消除系统和方法
US8526903B2 (en) 2008-03-11 2013-09-03 Qualcomm, Incorporated High-linearity receiver with transmit leakage cancellation
US8249540B1 (en) 2008-08-07 2012-08-21 Hypres, Inc. Two stage radio frequency interference cancellation system and method
CN101656562B (zh) 2009-09-22 2012-07-18 武汉虹信通信技术有限责任公司 一种实现直放站自激干扰消除的装置及方法
KR101386839B1 (ko) 2010-05-18 2014-04-18 엘에스산전 주식회사 Ｒｆｉｄ 시스템의 송신누설신호 제거장치
US8630211B2 (en) 2010-06-30 2014-01-14 Qualcomm Incorporated Hybrid radio architecture for repeaters using RF cancellation reference
US10284356B2 (en) 2011-02-03 2019-05-07 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Self-interference cancellation
US9019849B2 (en) 2011-11-07 2015-04-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Dynamic space division duplex (SDD) wireless communications with multiple antennas using self-interference cancellation
US10243719B2 (en) 2011-11-09 2019-03-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Self-interference cancellation for MIMO radios
WO2015048678A1 (en) 2013-09-27 2015-04-02 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Self-interference cancellation for mimo radios
KR101342760B1 (ko) 2011-12-01 2013-12-19 연세대학교 산학협력단 노드, 릴레이 노드 및 이의 제어 방법
WO2013173250A1 (en) 2012-05-13 2013-11-21 Invention Mine Llc Full duplex wireless transmission with self-interference cancellation
US8842584B2 (en) * 2012-07-13 2014-09-23 At&T Intellectual Property I, L.P. System and method for full duplex cancellation
CN103595520B (zh) 2012-08-16 2017-08-04 华为技术有限公司 通讯装置及其空分双工方法
CN104737456B (zh) 2012-10-17 2016-11-09 株式会社村田制作所 收发装置
US9654274B2 (en) * 2012-11-09 2017-05-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Systems and methods for mitigating self-interference
US8964608B2 (en) 2013-01-11 2015-02-24 Futurewei Technologies, Inc. Interference cancellation for division free duplexing or full duplex operation
CN103297069B (zh) 2013-05-08 2015-05-20 北京工业大学 一种全双工无线电射频干扰删除装置与方法
US9100110B2 (en) 2013-08-29 2015-08-04 Qualcomm Incorporated Non-linear interference cancellation with multiple aggressors
WO2015078009A1 (zh) * 2013-11-29 2015-06-04 华为技术有限公司 减少通信系统自干扰信号的方法和装置
WO2015081514A1 (zh) 2013-12-04 2015-06-11 华为技术有限公司 收发共用天线的自干扰消除方法、收发机和通信设备
CN103701480A (zh) 2013-12-31 2014-04-02 上海交通大学 无线全双工单输入单输出通信模拟自干扰信号消除装置
CN106134095B (zh) 2014-03-20 2019-08-23 华为技术有限公司 用于自干扰消除的装置和方法
CN106464284B (zh) 2014-06-26 2019-08-16 华为技术有限公司 一种干扰消除的装置和方法
SG11201610674QA (en) 2014-06-26 2017-02-27 Huawei Tech Co Ltd Interference cancellation apparatus and method
WO2015196404A1 (zh) 2014-06-26 2015-12-30 华为技术有限公司 一种干扰消除的装置和方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103139115A (zh) * 2011-11-25 2013-06-05 华为技术有限公司 一种干扰对齐方法、装置及系统
CN103200140A (zh) * 2012-01-06 2013-07-10 北京大学 一种基于预均衡的干扰消除系统及方法
CN103685098A (zh) * 2012-09-07 2014-03-26 华为技术有限公司 一种干扰信号的处理方法、装置和系统
CN103580720A (zh) * 2013-11-20 2014-02-12 东南大学 一种同频全双工自干扰抵消装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3139556A4 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116054853A (zh) * 2023-01-13 2023-05-02 电子科技大学 一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP3139556A1 (en) 2017-03-08
CN106464616A (zh) 2017-02-22
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US10050812B2 (en) 2018-08-14
US20170085398A1 (en) 2017-03-23
EP3139556A4 (en) 2017-06-14
CN106464616B (zh) 2019-10-22

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