CN106464616A

CN106464616A - 一种干扰消除的装置和方法

Info

Publication number: CN106464616A
Application number: CN201480079016.4A
Authority: CN
Inventors: 刘晟
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2014-06-26
Filing date: 2014-06-26
Publication date: 2017-02-22
Anticipated expiration: 2034-06-26
Also published as: EP3139556A1; EP3139556B1; US10050812B2; US20170085398A1; EP3139556A4; WO2015196404A1; CN106464616B

Abstract

本发明的实施例提供一种干扰消除的装置和方法，涉及通信技术领域，能够对近区反射自干扰分量进行消除。该方法包括：获取根据发射信号生成的射频参考信号；通过主接收天线获取射频接收信号；根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，并生成第一处理信号；根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。本发明用于干扰消除。

Description

一种干扰消除的装置和方法技术领域

本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种干扰消除的装置和方法。

背景技术

在移动蜂窝通信系统、无线局域网 ( WLAN, Wireless Local Area Network ), 固定无线接入 ( FWA , Fixed Wireless Access ) 等无线通信系统中，基站（ BS, Base S U t i on )或接入点（ AP, Access Point )、中继站（ RS, Relay Stat ion ) 以及用户设备（ UE, User Equipment ) 等通信节点通常具有发射自身信号和接收其它通信节点信号的能力。由于无线信号在无线信道中的衰减非常大，与自身的发射信号相比，来自通信对端的信号到达接收端时信号已非常微弱，例如，移动蜂窝通信系统中一个通信节点的收发信号功率差达到 80dB_140dB甚至更大，因此，为了避免同一收发信机的发射信号对接收信号的自干扰，无线信号的发送和接收通常采用不同的频段或时间段力口以区分。列 ^口，在频分又王（ FDD, Frequency Division Duplex ) 中，发送和接收使用相隔一定保护频带的不同频段进行通信，在时分双工（ TDD, Time Divis ion Duplex ) 中，发送和接收则使用相隔一定保护时间间隔的不同时间段进行通信，其中， FDD 系统中的保护频带和 FDD 系统中的保护时间间隔都是为了保证接收和发送之间充分地隔离，避免发送对接收造成干扰。

无线全双工技术不同于现有的 FDD或 TDD技术，可以在相同无线信道上同时进行接收与发送操作，这样，理论上无线全双工技术的频语效率是 FDD或 TDD技术的两倍。显然，实现无线全双工的前提在于尽可能地避免、降低与消除同一收发信机的发射信号对接收信号的强干扰（称为自干扰， Self-interference ), 使之不对有用信号的正确接收造成影响。图 1 为现有无线全双工系统的干扰抑制原理的示意性框图。其中，发射通道的 DAC ( Digital to Analog Converter, 数模转换器）、上变频及功率放大，以及接收通道的低噪声放大器（ LNA, Low Noise Amplifier )、下变频及 ADC (模数转换器）等是现有收发信机的中射频单元的功能模块。对发射信号造成的自干扰抵消是通过图中所示空间干扰抑制、射频前端模拟干扰抵消、数字干扰抵消等单元来完成的。

经过空间干扰抑制的接收信号中自干扰信号的强度仍远远高于有用信号的强度，会造成接收机前端 LNA 等模块的阻塞。因此，在 LNA 之前，射频前端模拟干扰抵消模块将从发射端功放之后耦合的射频信号作为参考信号，利用估计的本地发射天线到接收天线的信道参数如幅度与相位等，调节参考信号使之尽可能地接近接收信号中的自干扰信号成份，从而在模拟域抵消接收天线收到的本地自干扰信号。

如图 1 所示，在现有的无线全双工系统中，射频模拟自干扰抑制是在 LNA 之前完成的。除了发射信号从发射天线经视距 ( Light-of-sight, LOS )传播到达接收天线形成的主径自干扰信号分量外，发射信号在空间传播经过散射体发射后也会进入接收天线，这样，自干扰信号还将包括近区反射自干扰信号以及远区反射自干扰信号等其它分量。

图 2 示出了自干扰信号的组成，如图 2 所示，远区反射自干扰信号分量功率很小，不会对 LNA之后的接收通道造成影响，可以在模数转换器（ Analog to Digital Converter, ADC ) 之后在基带通过数字滤器进行干扰抵消，但是，近区反射自干扰信号分量功率较大，可能造成 LNA之后接收机的饱和。

因此，希望提供一种技术，能够对近区反射自干扰分量进行消除。

发明内容

本发明的实施例提供一种干扰消除的装置及方法，能够对近区反射自干扰分量进行消除。

第一方面，一种干扰消除的装置，其特征在于，包括：主接收天线（ 110 ), 用于接收射频接收信号，并将所述射频接收信号发送给主径干扰消除器（ 130 );

分路器（ 120 ), 用于获取根据发射信号生成的射频参考信号，并将所述射频参考信号发送给主径干扰消除器（ 130 )和近区干扰消除器（ 140 );

主径干扰消除器（ 130 ), 用于接收分路器（ 120 ) 发送的射频参考信号和主接收天线（ 110 ) 发送的射频接收信号，根据所述射频参考信号对所述射频接收信号进行主径干扰消除获取第一处理信号；近区干扰消除器（ 140 ), 用于接收分路器（ 120 ) 发送的所述射频参考信号和主径干扰消除器（ 130 ) 获取的第一处理信号，根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数，根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。

结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，近区干扰消除器 ( 140 ) 包括：

第一模数转换器（ 1401 ), 用于接收主径干扰消除器（ 130 ) 获取的所述第一处理信号，对所述第一处理信号进行数字采样获取第一数字信号，并将第一数字信号发送至近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 );

近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 ), 用于接收第一模数转换器（ 1401 ) 发送的所述第一数字信号，并获取所述射频参考信号对应的数字基带参考信号；根据所述第一数字信号和所述数字基带参考信号进行进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；并将所述近区反射自干扰分量参数发送至近区反射自干扰信号重构模块（ 1403 );

近区反射自干扰信号重构模块（ 1403 ), 用于接收近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 ) 获取的所述近区反射自干扰分量参数和分路器（ 120 ) 发送的所述射频参考信号，根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号。

结合第一方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，

所述第一模数转换器（ 1401 ) 具体用于：

以 Γ=^采样速率对所述第一处理信号采样，得到所述第一数字信号:

χ(ηΤ) = (-ΐ)" £¾5,.(«Γ - 其中 /为 ^T 频率，字基带参考信号 (t) = ^t) ₊ A(t)的 I/Q分量；和分别代表每条路径的信号幅度和延迟， K为总的多径数，其中 P为正整数。

结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，

所述近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 ) 具体用于：由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组： 0,1,··Ί, N≥2M ；通过最小二乘法解所述 2M元线性方程组，获取近区反射自干扰分量参数，其中所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数 N_k =m、第一幅相参数和第二幅相参数。结合第一方面的第一种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述近区干扰消除器（ 140 ) 还包括：

第二模数转换器（ 1404 ), 用于接收所述射频参考信号，并对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。

结合第一方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任意一种，在第五种可能的实现方式中，所述近区干扰消除器（ 140 ) 还包括：

第一放大器，所述第一放大器用于放大所述接收信号。

结合第一方面的第一种至第四种可能的实现方式中的任意一种，在第六种可能的实现方式中，所述近区干扰消除器（ 1 4 0 ) 还包括：

第二放大器，用于放大发送至所述近区反射自干扰信号重构模块的所述射频参考信号；

第三放大器，用于放大进行干扰抵消处理前的第一处理信号。结合第一方面第一种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；

所述近区反射自干扰信号重构模块（ 1 4 0 3 ) , 包括：功率分配器、第一射频选择开关、设置在所述功率分配器和所述第一射频选择开关之间的第一延时器组、第一幅相调节器组及第一合路器；

功率分配器，用于接收所述射频参考信号，将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号；

所述第一延时器组，包括至少一个延时器，其中每个延时器用于对一路射频参考信号进行延时处理形成一路射频参考信号的延时信号；

第一射频选择开关，用于接收所述至少一路射频参考信号的延时信号，根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至少一路射频参考信号的延时信号；

第一幅相调节器组，包括至少一个幅相调节器，其中每个幅相调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第一射频选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；

第一合路器，用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。

结合第一方面第一种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；

所述近区反射自干扰信号重构模块（ 1 4 0 3 ) , 包括：

至少第二延时器组、第二射频选择开关、第二幅相调节器组及第二合路器；

所述第二延时器组包含至少一个延时器，其中延时器串联连接，所述第二延时器组用于接收所述射频参考信号，并通过延时器依次对所述射频参考信号进行延时处理，形成至少一路射频参考信号的延时信号；

第二射频选择开关，用于接收至少一路射频参考信号的延时信号，根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择至少一路射频参考信号的延时信号；

第二幅相调节器组，包括至少一个幅相调节器，其中每个幅相调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第二射频选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；

第二合路器，用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。

结合第一方面第七种或第八种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，所述幅相调节器包括：

功率分配器、第三延时器组、射频开关组、衰减器组和第三合路器；

其中，功率分配器用于接收射频选择开关选择的射频参考信号的延时信号，将所述选择的射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；

第三延时器组，包含三个延时器，其中延时器用于对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；

射频开关组，包括两个射频选择开关，一个射频选择开关用于在对任意三路分支信号延时处理后，根据第一幅相参数在两路分支信号中选取一路分支信号，另一射频开关用于在对任意三路分支信号延时处理后，根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号；

衰减器组，包括两个衰减器，其中衰减器用于对所述射频开关组选取的分支信号进行幅度调节处理；

第三合路器用于将幅度调节处理后的分支信号合路形成幅相调节后的射频参考信号的延时信号。

结合第一方面第七种或第八种可能的实现方式，在第十种可能的实现方式中，所述幅相调节器包括：衰减器和移相器；

衰减器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对接收到的射频选择开关发送的射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理；所述移相器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对衰减器幅度调节处理后的射频参考信号的延时信号移相处理。

结合第一方面，或第一方面的任意一种可能的实现方式，在第十一种可能的实现方式中，

所述主径干扰消除器（ 1 3 0 ) 具体用于基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反，使所述射频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相同；或

基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同，使所述参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 1 8 0 ° 或接近相差 1 8 0 ° 。

结合第一方面或第一方面的任意一种可能的实现方式，在第十二种可能的实现方式中，所述发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。

第二方面，提供一种干扰抵消方法，包括：

获取根据发射信号生成的射频参考信号；

通过主接收天线获取射频接收信号；根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，并生成第一处理信号；

根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；

根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；

根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。

结合第二方面，在第一种可能的实现方式中，对所述第一处理信号的采样获取第一数字信号具体包括：

以 Γ = 采样速率对所述第一处理信号采样，得到所述第一数字信号：基带参考信号 (t) = ^t) + (t)的 I / Q分量；和分别代表每条路径的信号幅度和延迟， K为总的多径数，其中 P为正整数。

结合第二方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，

根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数具体为：

由所述第一数字信号得到 2 M元线性方程组： 0,1, · · Ί , Ν≥2Μ ] 通过最小二乘法解所述 2 M元线性方程组，获取近区反射自干扰分量参数，其中所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数 N_k = m、第一幅相参数和第二幅相参数。

结合第二方面，在第三种可能的实现方式中，所述根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的数字采样信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数前，还包括：对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。

结合第二方面或第一种或第二种或第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号后，所述方法还包括：放大所述第二处理信号。

结合第二方面或第一种或第二种或第三种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号前，还包括：放大所述射频参考信号，以便根据所述近区反射自干扰分量参数与所述放大后的射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；

所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号前，还包括：放大所述第一处理信号，以便根据所述近区反射自干扰信号对所述放大后的第一处理信号进行干扰消除处理获取第二处理信号。

结合第二方面，在第六种可能的实现方式中，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号，包括：

将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号，对每一路射频参考信号进行延时处理形成至少一路射频参考信号的延时信号；根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至少一路射频参考信号的延时信号；

根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；

对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。结合第二方面，在第七种可能的实现方式中，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号，包括：

对所述射频参考信号进行至少一次延时处理，形成至少一路射频参考信号的延时信号；

根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择至少一路射频参考信号的延时信号；

对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。

结合第二方面的第六种或第七种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，所述根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节，包括：

将一路射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；

对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；

在对任意三路分支信号延时处理后，根据第一幅相参数在两路分支信号中选取一路分支信号进行幅度调节处理；

根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号进行幅度调节处理；

将衰减处理后的分支信号合路形成幅相调节后的射频参考信号的延时信号。

结合第二方面的第六种或第七种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，所述根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的射频参考信号的延时信号进行幅相调节，包括：

根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理；

根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对幅度调节处理后的射频参考信号的延时信号移相处理。

结合第二方面或第二方面任意一种可能的实现方式，在第十种可能的实现方式中，根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，包括：

基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反，使所述射频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相同；或者

所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同，使所述参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 1 8 0 。或接近相差 1 8 0 ° 。

结合第二方面或第二方面任意一种可能的实现方式，在第十一种可能的实现方式中，所述发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。

根据本发明实施例提供的干扰消除的装置和方法，通过射频参考信号对主接收天线获取的射频接收信号进行干扰消除处理，以消除射频接收信号的主径自干扰信号分量；对消除了主径自干扰信号分量的射频接收信号，通过近区反射自干扰信道估计及近区反射自干扰信号重构进行近区干扰消除处理，能够实现对射频接收信号中的近区反射自干扰分量的消除。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图 1是现有无线全双工系统的干扰抑制原理的示意性框图。图 2是表示自干扰信号的组成的示意图。

图 3 是本发明一实施例提供的一种干扰消除的装置的示意性结构图。

图 4 是本发明一实施例提供的主径干扰消除器的示意性结构图。

图 5 是本发明一实施例提供的近区干扰消除器的示意性结构图。

图 6 是本发明另一实施例提供的近区干扰消除器的示意性结构图。

图 7 是本发明又一实施例提供的近区干扰消除器的示意性结构图。

图 8 是本发明一实施例提供的近区反射自干扰信号重构模块的示意性结构图。

图 9 是本发明另一实施例提供的近区反射自干扰信号重构模块的示意性结构图。

图 10是本发明一实施例提供的幅相调节器的示意性结构图。图 11是本发明另一实施例提供的幅相调节器的示意性结构图。图 12是本发明一实施例提供的干扰消除方法的示意性流程图。附图标记：

110-主接收天线

120-分路器

121-分路器的输入端

122-分路器的第一输出端

123-分路器的第二输出端

130-主径干扰消除器

131-主径干扰消除器的第一输入端

132 -主径干扰消除器的第二输入端

133 -主径干扰消除器的输出端 1 4 0 -近区干扰消除器

1 4 1 -近区干扰消除器的第一输入端

1 42 -近区干扰消除器的第二输入端

1 4 3 -近区干扰消除器的输出端

1 4 0 1 -第一模数转换器

1 4 02 -近区反射自干扰信道估计模块

1 4 0 3-近区反射自干扰信号重构模块

具体实施方式

现在参照附图描述多个实施例，其中用相同的附图标记指示本文中的相同元件。在下面的描述中，为便于解释，给出了大量具体细节，以便提供对一个或多个实施例的全面理解。然而，很明显，也可以不用这些具体细节来实现所述实施例。在其它例子中，以方框图形式示出公知结构和设备，以便于描述一个或多个实施例。

在本说明书中使用的术语"部件"、 "模块"、 "系统 "等用于表示计算机相关的实体、硬件、固件、硬件和软件的组合、软件、或执行中的软件。例如，部件可以是但不限于，在处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行文件、执行线程、程序和 /或计算机。通过图示，在计算设备上运行的应用和计算设备都可以是部件。一个或多个部件可驻留在进程和 /或执行线程中，部件可位于一个计算机上和 /或分布在 2个或更多个计算机之间。此外，这些部件可从在上面存储有各种数据结构的各种计算机可读介质执行。部件可例如根据具有一个或多个数据分组（例如来自与本地系统、分布式系统和 /或网络间的另一部件交互的二个部件的数据，例如通过信号与其它系统交互的互联网）的信号通过本地和 /或远程进程来通信。

本发明实施例提供的干扰消除的装置可以设置于或本身即为采用无线全双工技术的接入终端。接入终端也可以称为系统、用户单元、用户站、移动站、移动台、远方站、远程终端、移动设备、用户终端、终端、无线通信设备、用户代理、用户装置或用户设备（ UE , U s e r Equ i pmen t )。接入终端可以是蜂窝电话、无绳电话、 S I P ( Session Initiation Protocol , 会话启动协议）电话、 WLL ( Wireless Local Loop, 无线本地环路）站、 PDA ( Personal Digital Assistant, 个人数字处理）、具有无线通信功能的手持设备、车载设备、可穿戴设备、计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理设备。

此外，本发明实施例提供的干扰消除的装置还可以设置于或本身即为采用无线全双工技术的基站。基站可用于与移动设备通信，基站可以是 WiFi 的 AP ( Access Point , 无线接入点），或者是 GSM ( Global System of Mobile communication, 全球移动通讯 ) 或 CDMA ( Code Division Multi le Access, 码分多址）中的 BTS ( Base Transceiver Station, 基站），也可以是 WCDMA ( Wideband Code Division Multiple Access, 宽带码分多址）中的 NB ( NodeB, 基站），还可以是 LTE ( Long Term Evolution, 长期演进）中的 eNB 或 eNodeB ( Evolut ional Node B, 演进型基站），或者中继站或接入点，或者未来 5G 网络中的基站设备等。

此外，本发明的各个方面或特征可以实现成装置或使用标准编程和 /或工程技术的制品。本申请中使用的术语"制品"涵盖可从任何计算机可读器件、载体或介质访问的计算机程序。例如，计算机可读介质可以包括，但不限于：磁存储器件（例如，硬盘、软盘或磁带等），光盘（例如， CD( Compact Disk,压缩盘）、DVD( Digital Versatile Disk, 数字通用盘）等），智能卡和闪存器件（例如， EPR0M( Erasable Programmable Read-Only Memory, 可擦写可编程只读存储器）、卡、棒或钥匙驱动器等）。另外，本文描述的各种存储介质可代表用于存储信息的一个或多个设备和 /或其它机器可读介质。术语"机器可读介质"可包括但不限于，无线信道和能够存储、包含和 /或承载指令和 /或数据的各种其它介质。

需要说明的是，在本发明实施例中，干扰消除可以是消除信号中的全部干扰分量（包括主径干扰信号和近区干扰信号），也可以是消除信号中的部分干扰分量（包括主径干扰信号的一部分和近区干扰信号的一部分）。

图 3 是本发明一实施例的用于干扰消除的装置的示意性结构图。如图 3所示，该实施例提供的装置 100 包括：

主接收天线 110、分路器 120、主径干扰消除器 130、近区干扰消除器 140、其中，主接收天线 110 的输出端连接主径干扰消除器 130的第一输入端 131, 分路器 120的输入端 121用于获取根据发射信号生成的射频参考信号，分路器 120 的第一输出端 122 连接主径干扰消除器 130 的第二输入端 132, 主径干扰消除器 130 的输出端 133连接近区干扰消除器 140的第一输入端 141, 分路器 120的第二输出端 123 连接近区干扰消除器 140 的第二输入端 142, 近区干扰消除器 140的输出端 143输出第二处理信号。

其中，图 3所示的实施例各器件作用综述为如下：

主接收天线 110, 用于接收射频接收信号，并将所述射频接收信号发送给主径干扰消除器 130;

分路器 120, 用于获取根据发射信号生成的射频参考信号，并将所述射频参考信号发送给主径干扰消除器 130 和近区干扰消除器 140;

主径干扰消除器 130, 用于接收分路器 120 发送的射频参考信号和主接收天线 110 发送的射频接收信号，根据所述射频参考信号对所述射频接收信号进行主径干扰消除获取第一处理信号；

近区干扰消除器 140用于接收分路器 120发送的所述射频参考信号和主径干扰消除器 130 获取的第一处理信号，根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数，根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构生成近区反射自干扰信号；根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获得第二处理信号。

其中，对图 3 所示的实施例中各器件的连接关系、结构及功能进行详细说明，。下：

1>、主接收天线 110

用于接收无线信号，并将所接收到的无线信号作为射频接收信号，输入至主径干扰消除器 130 的第一输入端 131, 其中，主接收天线 110 接收无线信号的过程可以与现有技术中天线接收无线信号的过程相似，这里，为了避免赘述，省略其说明。

2>、分路器 120

具体地说，在本发明实施例中，可以采用例如，耦合器或功率分配器作为分路器 120。

并且，由于射频参考信号根据来自发射机的发射信号获取，可以将例如，图 1 中经发射数字信号处理模块、数模转换模块、上变频模块及功率放大模块处理后的发射信号作为射频参考信号，并通过分路器 120的输入端 121输入至该分路器 120。

从而，能够通过分路器 120 将该射频参考信号分成两路，一路信号，经过分路器 120的第一输出端 122传输至主径干扰消除器 130 的第二输入端 132 而被主径干扰消除器 130接收，另一路信号，经过分路器 120 的第二输出端 123传输至近区干扰消除器 140 的第二输入端 142而被近区干扰消除器 140接收。

通过将耦合器或功率分配器作为分路器 120, 能够使从该分路器 120 输出的两路信号信号与射频参考信号的波形一致，从而有利于后述基于射频参考信号的干扰消除。

应理解，以上列举的作为分路器 120 的耦合器和功率分配器仅为示例性说明，本发明并未限定于此，其他能够使参考信号的波形与发射信号的波形之间的相似度在预设范围内的装置均落入本发明的保护范围内。

需要说明的是，在本发明实施例中，上述根据射频参考信号分成的两路信号功率可以相同，也可以相异，本发明并未特别限定。

另外，在本发明实施例中，发射数字信号处理模块、数模转换模块、上变频模块及功率放大模块对信号的处理过程，以及发射天线对发射信号的发射过程，可以与现有技术相似，这里，为了避免赘述，省略其说明。

3>、主径干扰消除器 130

具体地说，如图 4 所示，在本发明实施例中，主径干扰消除器 130可以包含：分路器 a、合路器 a及合路器 b, 其中分路器 a和合路器 a 之间包含至少一条由延时器、相位调节器和幅度调节器中至少一个器件串联构成的传输路径，其中合路器 a 的输出端连接合路器 b 的一个输入端，在本发明实施例中，主径干扰消除器 130具有两个输入端。分路器 a可以为功率分配器、合路器 a及合路器 b可以为耦合器。

其中，主径干扰消除器 130 的第一输入端 131 (即，合路器 b 的一个输入端口）与主接收天线 110 的输出端连接，用于从主接收天线 110 的输出端获取射频接收信号；主径干扰消除器 130 的第二输入端 132 ( 即，分路器 a 的输入端口 ) 与合路器 120 的第一输出端 122, 用于从合路器 120接收一路射频参考信号。

可选地，该第一主径干扰消除器 130 具体用于基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反，使所述射频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相同；或，

基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同，使所述参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 180° 或接近相差 180° ；

将经延时处理、幅度调节处理和相位调节处理后的射频参考信号合路并与射频接收信号结合。

具体地说，主径干扰消除器 130 的第二输入端 132 与该分路器 1 2 0 的第一输出端 1 2 2 连接，并且，经由主径干扰消除器 1 3 0 的第二输入端 1 3 2 而从该分路器 1 2 0 的第一输出端 1 2 2 的信号（即，射频参考信号）被输入分路器 a , 其中分路器 a 可以为功率分配器，分路器 a 将射频参考信号分为若干路射频参考信号（其中该若干路射频参考信号的功率可以相同或不同）；以其中一路为例说明，分路器 a —个输出端将一路射频参考信号输出至至由延时器、相位调节器和幅度调节器串联构成的调节电路，该调节电路用于通过延时、衰减和移向等方式，对信号的时延、幅度和相位进行调节，例如，将可以通过衰减，使该射频参考信号的幅度接近上述射频接收信号中的主径自干扰信号分量（即，主径干扰信号）的幅度，当然，最佳效果是幅度相同，但由于实际应用中存在误差，所以调整到近似相同也是可以的，并且，可以通过延时和 /或可以通过移相，将射频参考信号的相位调节到与射频接收信号（具体地说，是射频接收信号中的主径自干扰信号分量）相差 1 8 0 ° 或近似相差 1 8 0 ° 。

或者，可以通过衰减，使该射频参考信号的幅度与上述射频接收信号中的主径自干扰信号分量的幅度方向相反，当然，最佳效果是幅度方向相反，但由于实际应用中存在误差，所以调整到近似相反也是可以的，并且，可以通过延时和 /或可以通过移相，将射频参考信号的相位调节到与射频接收信号（具体地说，是射频接收信号中的主径自干扰信号分量）相同或近似相同。

以上仅是对分路器分成一路射频参考信号进行说明，当然由于分路器将射频参考信号分成了多路，最后又通过合路器 a 进行了合并，因此上述的延时处理、幅度调节处理和相位调节处理也可以是分别发生在分路器输出的每个支路上的作用，最后通过合路后达到对分路器的输入端输入的射频参考信号的延时处理、幅度调节处理和相位调节处理的目的，即分路器输出的每个支路上可以包含延时器、相位调节器和幅度调节器中的至少一种器件。

当然，幅度调节可以表述为衰减或增益，上述实施例中仅是以衰减为例进行说明，此外，在本发明实施例中 "近似" 可以是指二者之间的相似度在预设的范围之内，该预设范围可以根据实际的使用和需要任意确定，本发明并未特别限定。以下为了避免赘述，在未特别说明的情况下，省略对相似描述的说明。

其后，分路器 a 输出的每个支路的射频参考信号经幅度和相位调节后通过合路器 a合路，并输入至合路器的 b 另一个输入端口，从而，合路器 b 可以将该射频接收信号与经由上述幅度和相位调节并合路后的射频参考信号结合（例如，相加或者相减），以抵消射频接收信号中的主径自干扰信号分量，从而实现对射频接收信号的主径干扰消除处理。

作为示例而非限定，在本发明实施例中，作为幅度调节器，可以是用例如，衰减器等。作为相位调节器可以适用例如，移相器等。作为延时器可以适用例如，延时线等。

从而，从主径干扰消除器 130 的输出端 133 (具体地说，是从合路器 b 的输出端）所输出的第一处理信号为从射频接收信号中消除主径自干扰信号分量而生成的信号。

需要说明的是，在本发明实施例中，可以基于上述合路器 b 的输出，以使从合路器 b 输出的第一处理信号的强度最小化的方式调节延时器、相位调节器和幅度调节器。并且，本发明并不限定于以上事实方式，只要够根据射频参考信号使射频接收信号的强度减小 (或者说，使第一处理信号的强度小于射频接收信号的强度），则能够起到干扰消除的效果。

4>、近区干扰消除器 140

具体地说，如图 5 所示，在本发明实施例中，近区干扰消除器 140 可以包含：第一模数转换器 1401, 近区反射自干扰信道估计模块 1402, 近区反射自干扰信号重构模块 1403;

第一模数转换器 1401, 用于接收主径干扰消除器 130获取的所述第一处理信号，对所述第一处理信号进行数字采样获取第一数字信号，并将第一数字信号发送至近区反射自干扰信道估计模块；近区反射自干扰信道估计模块 1402, 用于接收第一模数转换器 1401发送的所述第一数字信号，并获取所述射频参考信号对应的数字基带参考信号；根据所述第一数字信号和所述数字基带参考信号进行进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；并将所述近区反射自干扰分量参数发送至近区反射自干扰信号重构模块；

近区反射自干扰信号重构模块 1403, 用于接收近区反射自干扰信道估计模块 1402 获取的所述近区反射自干扰分量参数和分路器 120 发送的所述射频参考信号，根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号。

其中，近区反射自干扰信道估计模块 1402 包括：现场可编程门阵歹' J FPGA ( Field - Programmable Gate Array )、中央处理器 CPU ( Centra! Processing Unit ) 或其他专用集成电路 ASIC ( Appl i cat ion Specific Integrated Circuit ) 中的任意一种。可以理解的是近区干扰消除器 140还包括：分路器 b 和合路器 c, 其中，分路器 b 的输入端（用作近区干扰消除器 140 的第一输入端 141 ) 连接主径干扰消除器 130 的输出端 133, 用于接收主径干扰消除器 130 生成的第一处理信号；第一模数转换器 1401 的输入端连接分路器 b的一个输出端，近区反射自干扰信道估计模块 1402 的一个输入端连接第一模数转换器 1401 的输出端，近区反射自干扰信道估计模块 1402 的另一个输入端输入对应射频参考信号的数字基带参考信号，近区反射自干扰信道估计模块 1402 的输出端连接近区反射自干扰信号重构模块 1403 的一个输入端，近区反射自干扰信号重构模块 1403 的另一个输入端连接分路器 120 的第二输出端 122 (用于获取射频参考信号 ), 近区反射自干扰信号重构模块 1403 的输出端连接合路器 c 的一个输入端，分路器 b 的另一个输出端连接合路器 c 的另一个输入端，合路器 c 的输出端用于第二处理信号的输出端（即近区干扰消除器 140的输出端 143)。

这里，可选的，参照图 6 所示，近区干扰消除器 140还包括第二模数转换器 1404, 用于接收所述射频参考信号，并对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。近区干扰消除器 140还包括分路器 c, 其中分路器 c的输入端连接分路器 120的第二输出端 121 , 分路器 c的一个输出端通过第二模数转换器 1404连接近区反射自干扰信道估计模块 1402的另一个输入端（即获取数字基带参考信号的输入端），分路器 c的另一个输出端连接近区反射自干扰信号重构模块 1403的另一个输入端（此时近区反射自干扰信号重构模块 1403的另一个输入端通过间接连接的方式连接分路器 120的第二输出端 122, 以获取射频参考信号）。

进一步的，参照图 5所示，所述近区干扰消除器（ 140 )还包括：第一放大器，所述第一放大器用于放大所述第二处理信号。其中，第一放大器设置合路器 c输出端的传输线路上（图 5 中第一放大器以 LNA 为例），此时低噪声放大器（ LNA ) 的输出端用作近区干扰消除器（ 140 ) 的输出端 143, 通过第一放大器对第二处理信号进行放大可以降低发射机侧对射频发射信号的功率需求。

作为一种可选的方式，参照图 7 所示，所述近区干扰消除器 ( 140 ) 还包括：

第三放大器，用于放大进行干扰消除处理前的第一处理信号。其中，第二放大器设置近区反射自干扰信号重构模块和分路器 c 之间的传输线路上，第三放大器设置于分路器 b 与合路器 c 之间的传输线路上（图 7 中第二放大器和第三放大器均以 LNA为例 ), 通过第三放大器对干扰消除处理前的第一处理信号进行放大，第二放大器对进入近区反射自干扰信号重构模块的所述射频参考信号进行放大，这样可以降低对射频参考信号的功率要求，进而降低发射机侧对射频发射信号的功率需求，其中图 6 对应的近区干扰消除器 ( 140 )也可以设置为具有两个放大器的方式，具体为对应图 7 的变形不在赘述。进一步的，一种可选的方式为：所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；

参照图 8所示，所述近区反射自干扰信号重构模块 1 4 0 3 , 包括：功率分配器，第一射频选择开关，设置在所述功率分配器和所述第一射频选择开关之间的第一延时器组，第一幅相调节器组及第一合路器；

其中，功率分配器，用于接收所述射频参考信号，将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号；

通过以上描述可以理解的是，功率分配器可以将射频参考信号分配为 M路，第一延时器组包含 M个延时器可以形成的延时抽头数为 M , 第一射频选择开关可以为 Μ χ Κ的射频选择开关，即可以在接收的 Μ路射频参考信号的延时信号中，根据第一延时参数在 Μ路射频参考信号的延时信号选择 Κ路射频参考信号的延时信号输出。

或者，可选的，参照图 9所示，

所述近区反射自干扰信号重构模块 1 4 0 3 , 包括：

此外参照图 9 并结合以上描述可以理解的是，第二延时器组中的延时器通过耦合器连接，并且通过耦合器输出每次延时形成的射频参考信号的延时信号，即上一级的延时器的输出端连接耦合器的一个输入端，耦合器的一个输出端连接第二射频选择开关的输入端，耦合器的另一个输出端连接下一级的延时器的输入端，（上一级和下一级仅仅是为了描述清楚射频参考信号在第二延时器组中的传递顺序，并不是对本发明的实施方式的限制），第二延时器组中可以包括 M个延时器，用于将射频参考信号进行 M次时延并形成 M路射频参考信号的延时信号，第二延时器组包含 M 个延时器可以形成的延时抽头数为 M , 第二射频选择开关可以为 Μ χ Κ的射频选择开关，即可以在接收的 Μ路射频参考信号的延时信号中，根据第一延时参数在 Μ路射频参考信号的延时信号选择 Κ路射频参考信号的延时信号输出。

进一步的，幅相调节器可以通过至少以下两种方式实现：第一种方式为参照图 1 0所示，所述幅相调节器包括：

第二种方式为参照图 1 1所示，所述幅相调节器包括：衰减器和移相器；

以下，对近区干扰消除器 1 4 0 的具体工作原理进行说明，根据上述实施例的说明进一步的，发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。在近区反射信道侦测时隙，通信对端不发射信号，接收机所接收的信号只包含自干扰信号，由于没有来自通信对端的信号，接收机可以在近区反射信道侦测时隙进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数，其中近区反射自干扰分量参数可以包括近区反射自干扰分量的传输路径时延、相位、幅度参数；在数据传输时隙，接收机所接收的信号为包含自干扰信号和数据信号，接收机可以在数据传输时隙，根据射频参考信号和近区反射自干扰分量参数重构近区反射自干扰信号。其中，通信对端的发射信号可以表示为下式：

s(t) = s_t (t)c。s(<¾f + 6) + s_q {ί)ύη{οΛ + θ)

其中 ω = 2 , /为载波频率，为初始相位， (t)和 (t)分别是数字基带参考信号 (t) = (t) + A( 的 I/Q ( In_phase/Quadrature同相正交）分量，在近区反射信道侦测时隙发射信号只包含近区反射自干扰信号，第一处理信号可以表示为以下多径时延信号：

= rjsin((yt + θ- 2 ,) 式（ 1 ) 其中和分别代表每条路径的信号幅度和延迟， K为总的多径数。用射频 ADC (第一模数转换器）以 r = ^ 2/采样速率式（1)所示信号，其中， Ρ为正整数，这里优选采用 P = l或 2, 得到第一数字信号： χ(ηΤ) 式 (2) 近区反射自干扰信道估计模块由所述第一数字信号得到 2M元线 )·生方程组，具体若 τ_λ =^Γ + ，其中 0≤τ <Γ , 上式可近似为：

cos% · _Si(n -N_k)+ sin¾ · s_q(n - N_k 式 (3) 其中： _φΐί = θ- 2 , 为分别表示将 χ(«Γ)、 _Si{nT)和 s»简写为；^) si )和。令 = cos% , b_k =c_k sin¾ , 即： c_k - ^al^+bl， % = arctan(¾/¾" 则式（2)进一步写为：

x\n ∑ ^αΑ (" - ) + _? ("- N_k 式（4) 假定多径分布在时延范围 ^内，其中 Μ> , 则式（4)可进一步写为：式 (5)

即得到 2M 的线性方程组： 0,1,··· , N≥2M 式 (6) 通过最小二乘法即可得到上述方程的解，从而得到第一延时参 N_k =m、第一幅相调节参数和第二幅相调节参数的估计值。同时，将_½=^ + 代入式（1) , 得到： t) ^¾∑ (- t½ {t - N_kT)cos{at + %)+ c_ks人 t― N^sin^ + φ, )] 式（？）

+∑¾(- l)^Nk [s_q {t - N_tT)cos oX-s,{t- N_tT)si cot] 若初相为零的射频发射信号为 s₀ (t) = s_t (t)cos cot + s_q (t)sin cot , 则将 s₀ (t)延迟 (即 1/4波长）的信号为： = s₀{t + )x s_q (t)cos cot - 5_; (t)sin cot , 则有： (卜 Γ) NJ)si t]

式（8)

A (ΊΓ) = (— l) [ （t— NJ) coswt si t] 将式（8)代入式（7) , 即可得到： x(t) = χ_¾.₀(? - N_tT) + (t - N_tT) 式（9) 因此可利用得到的参数^、和的估计值，通过式（9)即可重构出近区反射自干扰信号，其中通过调节射频发射信号 s{t) = _Si (t)cos(^ + 0) + s_q (t)sin(^ + 的时延，即可获得初相为零的射频参考信号 ^)和 ^)。由于式（9)中的参数和可能为负值，但实际的无源射频信号幅度控制器件，如衰减器等，并不能实现信号反相（负值）的功能，因此，可取正的幅度值 | |和 | |, 而当和为负值时，可近似对相应的信号延迟半个波长，即相移 180° 来实现。以上分析中假定 ADC 的采样速率为 _{Γ =} ^, 若采样速率为

J

T = ^r , 则式（1)所示信号的采样信号为：

K K

x(n) = ^c^^ ΝΧηΡπ + Ν^ι (ηΡπ + φ) 式 ( 10)

† φ = θ-Ν_1ίΡπ-2 ₁'_{ί ?} 可以看到，当尸不是整数时， cos(" r + )和 sin("Pr + ^是随采样时间变化的量，因此无法得到式（5)所示的线性方程组。因此， ADC的采样速率为 Γ = ^τ, 其中 Ρ为正整数。

J

因此，图 5、图 6 和图 7 中所示近区反射自干扰信道估计模块 1402, 通过求解式（6)所示线性方程组，得到参数 ^、和的估计值，而图 3 中所示近区反射自干扰信号重构模块，则根据式（9) , 利用射频参考信号 W和以及近区反射自干扰信道估计模块获得的参数、 ^α和的估计值，重构出近区反射自干扰信号。

具体的，参照图 8所示的近区反射自干扰信号重构模块 1403的一个实施例，图中包含一个 Κ 支路延迟选择电路，产生 Μ路间隔为 Τ 的整数倍的延迟信号，再由 Μ路选 Κ路射频选择开关，根据近区反射自干扰信道估计模块估计得到的参数 ^Λ ^值，选择对应的 Κ路延迟信号，分别经相应的幅相调节支路后，由合路器合并，得到重构的近区反射自干扰信号。示例性的，若射频参考信号的载波频率 f = ^2GHz , 取 ⁵ = 2 , 则 Γ = 0.5" 若延迟抽头数 Μ = 40 , Κ = , 则最大可重构延迟为 ΜΓ = ²0 的近区反射自干扰信号，这相当于距离发射源 3 米的反射体反射的信号。

可选的，图 9 示出了近区反射自干扰信号重构模块 1403 的另外一个实施例，与图 8不同的是所采用的 Κ支路延迟选择电路不同，图 9 中采用模拟抽头延迟器（其中延时器具体可采用延时线）的方式，产生 Μ路间隔为 Τ 的整数倍的延迟信号，即射频参考信号依次经 Μ个延迟时间为 Τ 的延迟线，并在每个延迟线后通过耦合器耦合出每一路信号。

参照图 10提供的幅相调节器，如前所述，由于第一幅相调节参数和第二幅相调节可能为负值，但实际中幅度控制器件，如衰减器等，并不能实现信号反相（负值）的功能，因此近似对相应的射频信号延迟半个波长，即相移 180° 来实现。提供一种具体的实现方式是：图 10 中无延迟器的支路和延迟器 1 (延迟器 1 能够实现 1/2 波长延时）支路，分别对应式（9)中的信号 x_Q(t)和 -x_Q(t), 当参数为正数时，射频选择开关（该射频选择开关为 2选 1 的射频选择开关，即可以根据参数在输入的两路信号中选择一路输出）选择无延迟支路的信号输出，而当参数为负数时，射频选择开关选择 1/2 波长延迟支路的信号输出；类似地，延时器 2 ( 1/4波长延时）和延时器 3 (3/4波长延迟）的支路，对应式（9)中的信号 (t)和 - (t), 当参数为正数时，射频开关选择 1/4 波长延迟支路的信号输出，而当参数为负数时，射频开关选择 3/4波长延迟支路的信号输出。图 11示出了幅相调节器的另相调节参数 ^α和第二幅相调节的关系：可以直接得到幅度和相位值，从而可以采用图 11 所示的方式，根据和的值，分别调节数控衰减器和数控移相器，来实现对每条支路的幅度和相位控制。需要说明的是，当全双工收发信机为多天线接收发送（ Multiple Input Multiple Output, MIMO ) 时情况下，每个接收天线对应的接收支路均需要一个与每个发射天线对应的近区干扰器，分别重构每个发射支路对应的近区反射自干扰信号并逐一进行抵消。本发明实施例提供的干扰消除的装置，通过射频参考信号对主接收天线获取的射频接收信号进行干扰消除处理，以消除射频接收信号的主径自干扰信号分量；对消除了主径自干扰信号分量的射频接收信号，通过近区反射自干扰信道估计及近区反射自干扰信号重构进行近区干扰消除处理，能够实现对射频接收信号中的近区反射自干扰分量的消除。

以上结合图 1-11 详细说明了本发明的实施例提供的干扰消除的装置，以下结合图 12, 详细说明本发明的实施例用于干扰消除的方法。

图 12示出一种用于干扰消除的方法的流程示意图，包括以下步骤：

101、获取根据发射信号生成的射频参考信号；

102、通过主接收天线获取射频接收信号；

103、根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，并生成第一处理信号；

104、根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；

105、根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；

106、根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。

进一步的，步骤 104 中所述对所述第一处理信号的采样获取第一数字信号具体包括：

以 r =，采样速率对所述第一处理信号采样，得到所述第一数字信号: 带参考信号 (t) = ^t) ₊ A(t)的 I/Q分量；和分别代表每条路径的信号幅度和延迟， K为总的多径数，其中 P为正整数。

进一步的，根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数具体为：

由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组： 0,1,··Ί, N≥2M] 通过最小二乘法解所述 2M元线性方程组，获取近区反射自干扰分量参数，其中所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数

N_k =m、第一幅相参数和第二幅相参数。

上述的由所述第一数字信号得到 2M 元线性方程组的具体过程参照上述实施例的额描述这里不再赘述。

通过最小二乘法解所述 2M元线性方程组，获取近区反射自干扰分量参数，其中所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数 N_k =m、第一幅相参数和第二幅相参数。具体地说，在步骤 101 中，可以将例如，图 1 中经发射数字信号处理模块、数模转换模块、上变频模块及功率放大模块处理后的发射信号作为射频参考信号，输入至例如，耦合器或功率分配器，从而，能够通过耦合器或功率分配器将该射频参考信号分成两路，一路信号用于生成第一处理信号，另一路信号用于参考生成近区反射自干扰信号。

可选的，步骤 104 之前，还包括：对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。

此外，通过使用耦合器或功率分配器将射频参考信号分为两路，能够使两路信号与发射信号波形一致，其中，波形一致包括与发射信号波形相同或相似度在预设范围内，从而有利于后述基于射频参考信号的干扰消除（包括主径干扰消除和近区反射自干扰信号的消除）。

可选的，所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号后，所述方法还包括：放大所述第二处理信号。

或者，可选的，所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号前，还包括：放大所述射频参考信号，以便根据所述近区反射自干扰分量参数与所述放大后的射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；

所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号前，还包括：放大所述第一处理信号，以便根据所述近区反射自干扰信号对所述放大后的第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。

以上对各种信号的放大均为采用低噪声放大器（ L N A )进行放大，其中直接对第二处理信号进行放大可以降低发射机侧对射频发射信号的功率需求。或者采用分别对干扰抵消处理前的第一处理信号进行放大，及对进入近区反射自干扰信号重构模块的所述射频参考信号进行放大，这样也可以降低对射频参考信号的功率要求，进而降低发射机侧对射频发射信号的功率需求，

可选的，步骤 1 0 3 中根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，包括：

在本发明实施例中，可以由例如，延时器、相位调节器和幅度调节器串联构成的调节电路实施，从而，在步骤 1 0 3 中，可以通过该调节电路，采用延时、移相和衰减等方式，对射频参考信号的幅度和相位进行调节，例如，可以通过衰减，使该射频参考信号的幅度接近上述射频接收信号中的主径自干扰信号分量的幅度，当然，最佳效果是幅度相同，但由于实际应用中存在误差，所以调整到近似也是可以的，并且，可以通过移相和 /或延时，将射频参考信号的相位调节到与射频接收信号中的主径自干扰信号分量（即，主径干 4尤信号）相反或近似相反。

其后，可以将经延时、幅度和相位调节后的射频参考信号与射频接收信号结合（例如，相加），以抵消射频接收信号中的主径自干扰信号分量，从而实现对射频接收信号的主径干扰消除处理，并将处理后的信号作为第一处理信号。

作为示例而非限定，在本发明实施例中，作为幅度调节器，可以是用例如，衰减器等。作为相位调节器可以适用例如，移相器等，作为延迟器可以适用延时线。

应理解，以上列举的基于参考信号对射频接收信号进行主径干扰消除处理的方法和过程，仅为示例性说明，本发明并不限定于此，例如，还可以采用使第一处理信号的强度最小化的方式调节延时器、移相器和衰减器。

可选的，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数，步骤 1 0 5 所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号，包括：

或者，可选的步骤 1 0 5 所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号，包括：

进一步的，步骤 1 0 5 中，所述根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节，可以通过以下两种方式实现：

方式一，包括：

将一路射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；

对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；

方式二，包括：根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理；

根据上述实施例的说明进一步的，发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。在近区反射信道侦测时隙，发射机侧不进行信号发射，接收机侧所接收的信号只包含自干扰信号，由于没有来自发射机侧的信号，接收机侧可以在近区反射信道侦测时隙进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数，其中近区反射自干扰分量参数可以包括近区反射自干扰分量的传输路径时延、相位、幅度参数；在数据传输时隙，接收机侧所接收的信号为包含自干扰信号和数据信号，接收机侧可以在数据传输时隙，根据射频参考信号和近区反射自干扰分量参数重构近区反射自干扰信号。具体实例参照装置实施例中的说明这里不再赘述。

根据本发明实施例提供的干扰消除方法，通过射频参考信号对主接收天线获取的射频接收信号进行干扰消除处理，以消除射频接收信号的主径自干扰信号分量；对消除了主径自干扰信号分量的射频接收信号，通过近区反射自干扰信道估计及近区反射自干扰信号重构进行近区干扰消除处理，能够实现对射频接收信号中的近区反射自干扰分量的消除。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。应理解，在本发明的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。

所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括： U 盘、移动硬盘、只读存储器（ ROM, Read-Only Memory )、随机存取存储器 ( RAM, Random Access Memory )、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims

权利要求书

1、一种干扰消除的装置，其特征在于，包括：

主接收天线（ 110 ), 用于接收射频接收信号，并将所述射频接收信号发送给主径干扰消除器（ 130 );

分路器（ 120 ), 用于获取根据发射信号生成的射频参考信号，并将所述射频参考信号发送给主径干扰消除器（ 130 ) 和近区干扰消除器 ( 140 );

主径干扰消除器（ 130 ), 用于接收分路器（ 120 ) 发送的射频参考信号和主接收天线（ 110 ) 发送的射频接收信号，根据所述射频参考信号对所述射频接收信号进行主径干扰消除获取第一处理信号；近区干扰消除器（ 140 ), 用于接收分路器（ 120 ) 发送的所述射频参考信号和主径干扰消除器（ 130 ) 获取的第一处理信号，根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数，根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构生成近区反射自干扰信号；根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获得第二处理信号。

2、根据权利要求 1 所述的装置，其特征在于，近区干扰消除器 ( 140 ) 包括：

第一模数转换器（ 1401 ), 用于接收主径干扰消除器（ 130 ) 获取的所述第一处理信号，对所述第一处理信号进行数字采样获取第一数字信号，并将第一数字信号发送至近区反射自干扰信道估计模块 ( 1402 );

近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 ), 用于接收第一模数转换器（ 1401 )发送的所述第一数字信号，并获取所述射频参考信号对应的数字基带参考信号；根据所述第一数字信号和所述数字基带参考信号进行进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；并将所述近区反射自干扰分量参数发送至近区反射自干扰信号重构模块（ 1403 );

近区反射自干扰信号重构模块（ 1403 ), 用于接收近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 )获取的所述近区反射自干扰分量参数和分路器（ 120 ) 发送的所述射频参考信号，根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号。

3、根据权利要求 2 所述的装置，其特征在于，所述第一模数转换器（ 1401 ) 具体用于：

以 r=^采样速率对所述第一处理信号采样，得到所述第一数字信号：

其中 /为载波频率， S为初始相位，和分别是数字基带参考信号 (t) = ^(t)₊A(t)的 I/Q 分量；和分别代表每条路径的信号幅度和延迟， K为总的多径数，其中 P为正整数。

4、根据权利要求 3 所述的装置，其特征在于，所述近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 ) 具体用于：

由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组： 0,1,··Ί N≥2M ；通过最小二乘法解所述 2M 元线性方程组，获取近区反射自干扰分量参数，其中所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数 N_k =m、第一幅相参数和第二幅相参数。

5、根据权利要求 2 所述的装置，其特征在于，所述近区干扰消除器（ 140 ) 还包括：

第二模数转换器（ 1404 ), 用于接收所述射频参考信号，并对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。

6、根据权利要求 2-5 任一项所述的装置，其特征在于，所述近区干扰消除器（ 140 ) 还包括：

第一放大器，所述第一放大器用于放大所述第二处理信号。

7、根据权利要求 2-5 任一项所述的装置，其特征在于，所述近区干扰消除器（ 1 40 ) 还包括：

第二放大器，用于放大发送至所述近区反射自干扰信号重构模块的所述射频参考信号；

第三放大器，用于放大进行干扰抵消处理前的第一处理信号。

8、根据权利要求 2 所述的装置，其特征在于，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；所述近区反射自干扰信号重构模块（ 14 0 3 ) , 包括：功率分配器、第一射频选择开关、设置在所述功率分配器和所述第一射频选择开关之间的第一延时器组、第一幅相调节器组及第一合路器；

功率分配器，用于接收所述射频参考信号，将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号；

所述第一延时器组，包括至少一个延时器，其中每个延时器用于对一路射频参考信号进行延时处理形成一路射频参考信号的延时信号；

第一射频选择开关，用于接收所述至少一路射频参考信号的延时信号，根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至少一路射频参考信号的延时信号；

第一幅相调节器组，包括至少一个幅相调节器，其中每个幅相调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第一射频选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；

第一合路器，用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。

9、根据权利要求 2 所述的装置，其特征在于，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；所述近区反射自干扰信号重构模块（ 1 40 3 ) , 包括：

第二延时器组、第二射频选择开关、第二幅相调节器组及第二合路器；

所述第二延时器组包含至少一个延时器，其中延时器串联连接，所述第二延时器组用于接收所述射频参考信号，并通过延时器依次对所述射频参考信号进行延时处理，形成至少一路射频参考信号的延时信号；

第二射频选择开关，用于接收至少一路射频参考信号的延时信号，根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择至少一路射频参考信号的延时信号；

第二幅相调节器组，包括至少一个幅相调节器，其中每个幅相调节器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对所述第二射频选择开关选择的一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；

第二合路器，用于对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。

1 0、根据权利要求 8或 9所述的装置，其特征在于，所述幅相调节器包括：

功率分配器、第三延时器组、射频开关组、衰减器组和第三合路器；

其中，功率分配器用于接收射频选择开关选择的射频参考信号的延时信号，将所述选择的射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；

第三延时器组，包含三个延时器，其中延时器用于对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；

射频开关组，包括两个射频选择开关，一个射频选择开关用于在对任意三路分支信号延时处理后，根据第一幅相参数在两路分支信号中选取一路分支信号，另一射频开关用于在对任意三路分支信号延时处理后，根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号；衰减器组，包括两个衰减器，其中衰减器用于对所述射频开关组选取的分支信号进行幅度调节处理；

第三合路器用于将幅度调节处理后的分支信号合路形成幅相调节后的射频参考信号的延时信号。

1 1、根据权利要求 8或 9所述的装置，其特征在于，所述幅相调节器包括：衰减器和移相器；衰减器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对接收到的射频选择开关发送的射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理；所述移相器用于根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对衰减器幅度调节处理后的射频参考信号的延时信号移相处理。

12、根据权利要求 1-11任一项所述的装置，其特征在于，所述主径干扰消除器（ 130 ) 具体用于基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反，使所述射频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相同；或

基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同，使所述参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 180° 或接近相差 180° 。

13、根据权利要求 1-12 任一项所述的装置，其特征在于，所述发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。

14、根据权利要求 2所述的装置，其特征在于，所述近区反射自干扰信道估计模块（ 1402 ) 包括：现场可编程门阵列 FPGA、中央处理器 CPU或其他专用集成电路 AS IC。

15、一种干扰抵消方法，其特征在于，包括：

获取根据发射信号生成的射频参考信号；

通过主接收天线获取射频接收信号；

根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，并生成第一处理信号；

根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数；

根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；

根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。

1 6、根据权利要求 15 所述的方法，其特征在于，对所述第一处理信号的采样获取第一数字信号具体包括：

以 r = ^采样速率对所述第一处理信号采样，得到所述第一数字信号：

其中 /为载波频率， S为初始相位， (t)和 (t)分别是数字基带参考信号 (t) = ^ (t) ₊ A(t)的 I /Q 分量；和分别代表每条路径的信号幅度和延迟， K为总的多径数，其中 P为正整数。

1 7、根据权利要求 16 所述的方法，其特征在于，根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的采样获取的第一数字信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数具体为：

由所述第一数字信号得到 2M元线性方程组： 0,1,··Ί N≥2M ] 通过最小二乘法解所述 2M 元线性方程组，获取近区反射自干扰分量参数，其中所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数 N_k = m、第一幅相参数和第二幅相参数。

1 8、根据权利要求 15 所述的方法，其特征在于，所述根据所述射频参考信号对应的数字基带参考信号和对所述第一处理信号的数字采样信号进行近区反射自干扰信道估计获取近区反射自干扰分量参数前，还包括：对所述射频参考信号进行数字采样获取所述数字基带参考信号。

1 9、根据权利要求 15- 18任一项所述的方法，其特征在于，所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号后，所述方法还包括：放大所述第二处理信号。

20、根据权利要求 15- 18任一项所述的方法，其特征在于，所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号前，还包括：放大所述射频参考信号，以便根据所述近区反射自干扰分量参数与所述放大后的射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号；

所述根据所述近区反射自干扰信号对所述第一处理信号进行消干扰抵消理获取第二处理信号前，还包括：放大所述第一处理信号，以便根据所述近区反射自干扰信号对所述放大后的第一处理信号进行干扰抵消处理获取第二处理信号。

2 1、根据权利要求 1 5 所述的方法，其特征在于，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号，包括：

将所述射频参考信号分成至少一路射频参考信号，对每一路射频参考信号进行延时处理形成至少一路射频参考信号的延时信号；

根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号选择至少一路射频参考信号的延时信号；

根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；

对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。

2 2、根据权利要求 1 5 所述的方法，其特征在于，所述近区反射自干扰分量参数包括：第一延时参数、第一幅相参数和第二幅相参数；所述根据所述近区反射自干扰分量参数与所述射频参考信号进行近区反射自干扰信号重构获取近区反射自干扰信号，包括：

对所述射频参考信号进行至少一次延时处理，形成至少一路射频参考信号的延时信号；

根据所述第一延时参数在所有射频参考信号的延时信号中选择至少一路射频参考信号的延时信号；根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节；

对幅相调节后的射频参考信号的延时信号合路处理生成所述近区反射自干扰信号。

2 3、根据权利要求 2 1或 22所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的至少一路射频参考信号的延时信号进行幅相调节，包括：

将一路射频参考信号的延时信号分为四路分支信号；

对所述四路分支信号中任意三路进行延时处理；

在对任意三路分支信号延时处理后，根据第一幅相参数在两路分支信号中选取一路分支信号进行幅度调节处理；

根据第二幅相参数在另两路分支信号中选取一路分支信号进行幅度调节处理；

将衰减处理后的分支信号合路形成幅相调节后的射频参考信号的延时信号。

24、根据权利要求 2 1或 22所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对选择的射频参考信号的延时信号进行幅相调节，包括：

根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对射频参考信号的延时信号进行幅度调节处理；

根据所述第一幅相参数和第二幅相参数对幅度调节处理后的射频参考信号的延时信号移相处理。

25、根据权利要求 1 5 - 24任一项所述的方法，其特征在于，根据所述射频参考信号对射频接收信号进行干扰消除处理，包括：

基于所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度方向相反或近似相反，使所述射频参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相同或接近相同；或者所述射频接收信号，对所述射频参考信号进行延时处理、幅度调节处理和相位调节处理，以使所述射频参考信号的幅度与所述射频接收信号中的主径干扰信号的幅度相同或近似相同，使所述参考信号的相位与所述射频接收信号中的主径干扰信号的相位相差 180° 或接近相差 180° 。

26、根据权利要求 15-25任一项所述的方法，其特征在于，所述发射信号包括间隔设置的近区反射信道侦测时隙和数据传输时隙。