CN116054853A - 一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法 - Google Patents

一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法 Download PDF

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CN116054853A CN202310061438.XA CN202310061438A CN116054853A CN 116054853 A CN116054853 A CN 116054853A CN 202310061438 A CN202310061438 A CN 202310061438A CN 116054853 A CN116054853 A CN 116054853A
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张生凤
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Abstract

本发明公开了一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，包括以下步骤：S1.基带发射信号s(n)经数模转换后由发射波束成形器at加权，再通过本地发射阵列天线进行发射,发射信号经过互耦信道HSI耦合到本地接收阵列天线，形成自干扰；S2.构建重建自干扰模型，并求解最优重建自干扰系数；S3.本地接收阵列天线接收到的信号由接收波束成形器ar加权合并，经模数转换后获得基带接收信号y(n)，并基于最优的重建自干扰系数，进行自干扰重建和自干扰数字域抑制。本发明利用自干扰互耦信道与自干扰重建滤波器信道之间的映射关系，在最小化残余自干扰功率的准则下得到最优的自干扰重建系数，保证了波束指向切换时的性能。

Description

一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法
技术领域
本发明涉及自干扰数字域抑制，特别是涉及一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法。
背景技术
信道资源匮乏的问题使得同时收发相控阵在军民领域获得了越来越多的关注。传统信道接入通过将信道资源划分为时域、频域、码域、空间域或它们的组合以半双工模式工作。与之相比，同时收发相控阵能够在同一信道上实现同时发送和接收。这种节约信道资源的能力驱动了同时收发技术在通信、雷达、光谱传感和多功能系统等多种领域的应用。
同时收发相控阵最主要的挑战是消除由发射和接收信道之间的相互耦合所引入的自干扰。经互耦信道耦合到接收阵面的自干扰通常功率很大，如果不进行对消，不仅会淹没期望信号导致其无法正确解调，还会阻塞接收天线射频前端，导致接收机无法正常工作。目前的自干扰对消技术可以分为传播域自干扰对消，模拟域自干扰对消，和数字域自干扰对消。传播域和模拟域自干扰对消的主要目的是防止接收元件饱和，但是残余的自干扰功率仍然可能超过期望的信号功率。因此，数字域自干扰对消通常作为最后也是最不可或缺的一步来将自干扰抑制到接收机底噪附近。
现有方案对同时收发相控阵中数字自干扰对消技术的研究可以分为两种：一、针对数字相控阵，使用辅助接收通道对每根发射天线的输出进行采样得到参考信号，从而实现数字自干扰对消。然而，基于数字相控阵的同时收发系统每个发射元件都需要一个辅助接收通道，这种架构在尺寸、重量、复杂性和功耗方面都给系统带来了巨大的资源消耗，尤其是对于大型相控阵而言。二、针对模拟或混合相控阵，从发射机基带耦合参考信号，采用全双工技术来进行数字自干扰对消。这种参考信号获取方式无论在复杂度和工程实现难易上都具有一定的优势。
但是，传统的相控阵数字域自干扰抑制技术通常是在固定波束指向的情况下研究。一般来说，相控阵都具备扫描行为，如何在不同波束指向下获得良好的自干扰抑制性能，以及在波束指向变化时自干扰抑制性能稳定是目前急需解决的相控阵自干扰抑制问题之一。在波束扫描的情况下，广泛使用的自适应自干扰对消技术面临两个问题。首先，由于波束指向变化导致自干扰传播信道变化太快，无法及时跟踪，自干扰对消的瞬时性能降低。其次，当波束指向改变时，自干扰对消性能需要再次收敛，导致在收敛时间内自干扰对消效果不理想。在收敛时间长于波束指向持续时间的极端情况下，数字自干扰对消将无效，甚至会引入额外干扰。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，利用自干扰互耦信道与自干扰重建滤波器信道之间的映射关系，在最小化残余自干扰功率的准则下直接推导出了最优的自干扰重建系数，有效保证了波束指向切换时的性能。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，包括以下步骤：
S1.在波束扫描的情况下，使用标记p区分不同的波束指向，基带发射信号s(n)经数模转换后由发射波束成形器at加权，并通过Mt根各向同性的阵元构成的本地发射阵列天线进行发射,发射信号经过互耦信道HSI耦合到本地接收阵列天线，形成自干扰；
S2.构建重建自干扰模型，并求解最优重建自干扰系数；
S3.包含Mr个接收阵元的本地接收阵列天线接收到的信号由接收波束成形器ar加权合并，经模数转换后获得基带接收信号y(n)，并基于最优的重建自干扰系数，进行自干扰重建和自干扰数字域抑制。
本发明的有益效果是：本发明利用自干扰互耦信道与自干扰重建滤波器信道之间的映射关系，在最小化残余自干扰功率的准则下直接推导出了最优的自干扰重建系数，而无需使用传统的自适应参数估计算法，因此避免了自适应迭代过程中波束指向切换时性能下降的问题，并且自干扰对消可以在没有迭代过程的情况下执行，能够获得稳定的自干扰对消性能；由于相控阵中耦合路径丰富，在信道建模时考虑了分数延迟的影响，提高了自干扰对消性能；(3)参考信号是发射机基带信号的耦合，其获取方便，实现复杂度低。
附图说明
图1为本发明的方法流程图；
图2为鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制系统的原理示意图；
图3为自干扰重建和数字域抑制流程图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
如图1所示，一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，包括以下步骤：
S1.如图2所示，在波束扫描的情况下，使用标记p区分不同的波束指向，基带发射信号s(n)经数模转换后由发射波束成形器at加权，并通过Mt根各向同性的阵元构成的本地发射阵列天线进行发射,发射信号经过互耦信道HSI耦合到本地接收阵列天线，形成自干扰；
不失一般性，假设收发阵列都是均匀矩形阵列。当波束指向第p个波位时，本地发射阵列天线第m行第n列的发射阵元的基带等效模型可以表示为
Figure BDA0004061283440000031
其中，
Figure BDA0004061283440000032
是发射波束成形加权矢量
Figure BDA0004061283440000033
中的元素。考虑非自适应波束成形，
Figure BDA0004061283440000034
可以写成
Figure BDA0004061283440000035
其中，
Figure BDA00040612834400000324
表示Kronecker乘积，
Figure BDA0004061283440000036
和
Figure BDA0004061283440000037
分别表示沿x轴和y轴的发射阵元数，假设两阵元间距为
Figure BDA0004061283440000038
波长为λ，则
Figure BDA0004061283440000039
表示归一化的阵元间距离；此外，
Figure BDA00040612834400000310
和
Figure BDA00040612834400000311
定义为
Figure BDA00040612834400000312
Figure BDA00040612834400000313
其中，
Figure BDA00040612834400000314
和
Figure BDA00040612834400000315
是发射阵列在第p个波位处的方位角和俯仰角。因此，
Figure BDA00040612834400000316
可以表示为
Figure BDA00040612834400000317
假设本地发射和接收阵列天线的物理空间摆放沿y轴间隔
Figure BDA00040612834400000318
沿x轴间隔
Figure BDA00040612834400000319
夹角为Θ；第(m,n)根发射阵元与第(u,v)根接收阵元之间的距离为
Figure BDA00040612834400000320
其中
Figure BDA00040612834400000321
是波长归一化值；
考虑到通常发射和接收阵列处于同一平台，自干扰传播为近场传播。因此，我们使用球面波模型来表征发射和接收元件之间的视线路径。那么，本地发射阵列天线第m行第n列的发射阵元与本地接收阵列天线第u行第v列的接收阵元的互耦信道增益可以写为
Figure BDA00040612834400000322
其中，κ是为确保
Figure BDA00040612834400000323
而调用的归一化系数，Ph，dB表示以dB为单位的空间隔离度。
因此，在波束指向第p个波位时从本地发射阵列天线第m行第n列的发射阵元到本地接收阵列天线第u行第v列的接收阵元的耦合自干扰可以写作
Figure BDA0004061283440000041
其中，τ(m,n)→(u,v)表示从第(m,n)根发射阵元到第(u,v)根接收阵元的归一化传播延迟，通常由整数延迟和分数延迟组成。因此，在波束指向第p个波位时的基带接收自干扰可以写作
Figure BDA0004061283440000042
其中，
Figure BDA0004061283440000043
表示路径系数矢量，s(n)表示路径信号矢量，分别定义为
Figure BDA0004061283440000044
Figure BDA0004061283440000045
同样考虑接收波束成形为非自适应波束成形，则
Figure BDA00040612834400000412
与
Figure BDA00040612834400000413
具有相同的形式。
为了便于分析，我们将第p波位处Ns采样周期内接收的自干扰样本矢量表示为
Figure BDA00040612834400000414
基于上述系统模型，
Figure BDA00040612834400000415
可以表示为
Figure BDA0004061283440000046
其中，
Figure BDA0004061283440000047
此外，
Figure BDA00040612834400000416
定义为
Figure BDA0004061283440000048
路径样本矩阵S定义为
S＝[s(n)s(n-1)…s(n-Ns)]T (14)
S2.构建重建自干扰模型，并求解最优重建自干扰系数；
第p个波位处重建自干扰模型可以写作
Figure BDA0004061283440000049
其中，
Figure BDA00040612834400000410
表示重建系数矢量，
Figure BDA00040612834400000411
表示抽头样本矩阵，L表示重建抽头个数。此外，抽头样本矩阵Stap与路径样本矩阵S形式相同。但是，抽头样本矢量stap是基于整数采样周期的，定义为
stap(n)＝[s(n+M) s(n+M-1) … s(n+M-L+1)]T      (16)
一般来说，传播延迟τ(m,n)→(u,v)由整数倍采样周期的延迟
Figure BDA00040612834400000512
的和分数倍采样周期的延迟
Figure BDA00040612834400000513
组成。根据理想分数延迟滤波器模型，s(n-τ(m,n)→(u,v))可以表示为
Figure BDA0004061283440000051
其中，
Figure BDA0004061283440000052
是理想分数延迟滤波器在分数时延为
Figure BDA0004061283440000053
时的系数，定义为
Figure BDA0004061283440000054
可以看出，(17)表征了具有分数延迟的信号和具有整数延迟的信号之间的关系。用长度为2M+1的矩形窗口对
Figure BDA0004061283440000055
加窗后，(17)可以重写为
Figure BDA0004061283440000056
其中，
Figure BDA0004061283440000057
是两个收发阵元对之间的最大整数传播延迟，M表征参考信号相对于接收自干扰的提前到达时间。因此，路径信号矢量s(n)和抽头信号矢量stap(n)具有下述映射关系
s(n)＝PTstap(n)        (20)
其中，映射矩阵
Figure BDA0004061283440000058
定义为
P＝[p-M p-M+1 … p-M+L-1]T        (21)
其中
Figure BDA0004061283440000059
在最小化残余干扰功率准则下，(15)中的最优重建自干扰系数可以写作
Figure BDA00040612834400000510
结合(20)，上式可以进一步写作
Figure BDA00040612834400000511
其中，P可以离线计算，并且实际路径系数wp可以在波控器提供信息的帮助下获得。借助于(24)，最优重建系数
Figure BDA0004061283440000067
可以被视为实际路径系数wp的投影，其计算仅需要一次矩阵乘法就能实现，无需迭代。我们将这一步骤称为系数重构，利用该方法进行自干扰对消可以有效地避免波束扫描带来的性能下降，实现对波束扫描具有鲁棒性的相控阵自干扰数字域抑制。
直接计算最优自干扰重建系数，以避免传统系数估计迭代过程中波束扫描带来的性能下降，从而实现对波束扫描具有鲁棒性的相控阵自干扰数字域抑制。首先，根据收发相控阵实际物理空间摆放位置计算每个阵元对之间的物理距离，从而计算出每个阵元对之间的传播时延，构造矩阵P；然后，通过检测到的自干扰信号功率和收发阵列间实际物理距离对自干扰信道进行测量，结合波控器信息计算出矩阵wp；最后，根据式(24)得到在当前波位下的最优自干扰重建系数，进行自干扰数字域抑制。如图3所示，具体流程步骤如下：
A1：在离线模块中，根据收发相控阵实际物理空间摆放位置按式(6)计算收发天线对之间的归一化距离Δd(m,n)→(u,v)，其中
Figure BDA0004061283440000061
A2：在离线模块中，根据实际收发天线对之间的距离Δd(m,n)→(u,v)计算出收发天线对之间的归一化传输时延τ(m,n)→(u,v)＝Δd(m,n)→(u,v)fs/fc，其中，fs为采样频率，fc为载波频率；
A3：在离线模块中，分解出归一化传输时延τ(m,n)→(u,v)中的分数部分
Figure BDA0004061283440000062
从而构造出映射矩阵P；
A4：在离线模块中，根据测量出的信号空间衰减量和S1步骤中得到的归一化距离Δd(m,n)→(u,v)，计算出自干扰信道增益hSI,(m,n)→(u,v)；
A5：结合波控器提供的波束成形系数信息
Figure BDA0004061283440000068
与
Figure BDA0004061283440000069
中包含的信息
Figure BDA0004061283440000063
和
Figure BDA0004061283440000064
以及步骤A4得到的自干扰信道增益hSI,(m,n)→(u,v)，计算出实际路径系数矩阵wp；
A6：按照公式
Figure BDA0004061283440000065
计算出最优自干扰重建系数
Figure BDA0004061283440000066
在实际自干扰抑制过程中，利用S6获得的
Figure BDA00040612834400000610
重建自干扰，并进行对消，即：
S3.包含Mr个接收阵元的本地接收阵列天线接收到的信号由接收波束成形器ar加权合并，经模数转换后获得基带接收信号y(n)，并基于最优的重建自干扰系数，进行自干扰重建和自干扰数字域抑制。
S301.包含Mr个接收阵元的本地接收阵列天线接收到的信号由接收波束成形器ar加权合并，经模数转换后获得基带接收信号y(n)；该基带接收信号由自干扰ySI(n)和远端期望信号yDS(n)组成；
S302.基于最优的重建自干扰系数，进行自干扰重建,得到自干扰重建信号：
利用获得的
Figure BDA0004061283440000071
与发射基带信息进行自干扰重建，得到自干扰重建信号，即
Figure BDA0004061283440000072
S303.将基带接收信号y(n)减去自干扰重建信号，完成对消，实现自干扰数字域抑制。
上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (6)

1.一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.在波束扫描的情况下，使用标记p区分不同的波束指向，基带发射信号s(n)经数模转换后由发射波束成形器at加权，并通过Mt根各向同性的阵元构成的本地发射阵列天线进行发射,发射信号经过互耦信道HSI耦合到本地接收阵列天线，形成自干扰；
S2.构建重建自干扰模型，并求解最优重建自干扰系数；
S3.包含Mr个接收阵元的本地接收阵列天线接收到的信号由接收波束成形器ar加权合并，经模数转换后获得基带接收信号y(n)，并基于最优的重建自干扰系数，进行自干扰重建和自干扰数字域抑制。
2.根据权利要求1所述的一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，其特征在于：所述本地发射阵列天线和本地接收阵列天线均为均匀矩形阵列天线。
3.根据权利要求2所述的一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，其特征在于：所述步骤S1包括：
S101.当波束指向第p个波位时，本地发射阵列天线第m行第n列的发射阵元发射信号的基带等效模型表示为
Figure FDA0004061283430000011
其中，
Figure FDA0004061283430000012
是发射波束成形加权矢量
Figure FDA0004061283430000013
中的元素，考虑非自适应波束成形，
Figure FDA0004061283430000014
表示为：
Figure FDA0004061283430000015
其中，
Figure FDA0004061283430000016
表示Kronecker乘积，
Figure FDA0004061283430000017
和
Figure FDA0004061283430000018
分别表示沿x轴和y轴的发射阵元数,假设两阵元间距为
Figure FDA0004061283430000019
波长为λ，则
Figure FDA00040612834300000110
表示归一化的阵元间距离；此外，
Figure FDA00040612834300000121
和
Figure FDA00040612834300000122
定义为
Figure FDA00040612834300000113
Figure FDA00040612834300000114
其中，
Figure FDA00040612834300000115
和
Figure FDA00040612834300000116
是发射阵列在第p个波位处的方位角和俯仰角，因此，
Figure FDA00040612834300000117
表示为：
Figure FDA00040612834300000118
S102.设本地发射和接收阵列天线的物理空间摆放沿y轴间隔
Figure FDA00040612834300000119
沿x轴间隔
Figure FDA00040612834300000120
夹角为Θ；第(m,n)根发射阵元与第(u,v)根接收阵元之间的距离为
Figure FDA0004061283430000021
其中
Figure FDA0004061283430000022
是波长归一化值；
设本地发射和接收阵列天线处于同一平台，自干扰传播为近场传播，使用球面波模型来表征发射和接收元件之间的视距传播，本地发射阵列天线第m行第n列的发射阵元与本地接收阵列天线第u行第v列的接收阵元之间的互耦信道增益为：
Figure FDA0004061283430000023
其中，κ是为确保10lg10E{||HSI||}＝-Ph,dB而调用的归一化系数，Ph,dB表示以dB为单位的空间隔离度；
S103.在波束指向第p个波位时,本地发射阵列天线第m行第n列的发射阵元到本地接收阵列天线第u行第v列的接收阵元的耦合自干扰为：
Figure FDA0004061283430000024
其中，τ(m,n)→(u,v)表示从第(m,n)根发射阵元到第(u,v)根接收阵元的归一化传播延迟，整数延迟和分数延迟组成，在波束指向第p个波位时的基带接收自干扰写作
Figure FDA0004061283430000025
其中，
Figure FDA0004061283430000026
表示路径系数矢量，s(n)表示路径信号矢量，分别定义为：
Figure FDA0004061283430000027
Figure FDA0004061283430000028
同样考虑接收波束成形为非自适应波束成形，则
Figure FDA0004061283430000029
与
Figure FDA00040612834300000210
具有相同的形式；
S104.将第p波位处Ns采样周期内接收的自干扰样本矢量表示为
Figure FDA00040612834300000211
Figure FDA00040612834300000212
此外，
Figure FDA00040612834300000213
定义为
Figure FDA0004061283430000031
路径样本矩阵S定义为
S＝[s(n) s(n-1)…s(n-Ns)]T
其中，
Figure FDA0004061283430000032
4.根据权利要求2所述的一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，其特征在于：所述步骤S2包括：
S201.将第p个波位处重建自干扰模型写作
Figure FDA0004061283430000033
其中，
Figure FDA0004061283430000034
表示重建系数矢量，
Figure FDA0004061283430000035
表示抽头样本矩阵，L表示重建抽头个数，此外，抽头样本矩阵Stap与路径样本矩阵S形式相同，但是，抽头样本矢量stap是基于整数采样周期的，定义为
stap(n)＝[s(n+M) s(n+M-1)…s(n+M-L+1)]T
传播延迟τ(m,n)→(u,v)由整数倍采样周期的延迟
Figure FDA0004061283430000036
的和分数倍采样周期的延迟
Figure FDA0004061283430000037
组成，根据理想分数延迟滤波器模型，s(n-τ(m,n)→(u,v))表示为
Figure FDA0004061283430000038
其中，
Figure FDA0004061283430000039
是理想分数延迟滤波器在分数时延为
Figure FDA00040612834300000310
时的系数，定义为
Figure FDA00040612834300000311
S202.用长度为2M+1的矩形窗口对
Figure FDA00040612834300000312
加窗后，s(n-τ(m,n)→(u,v))变为
Figure FDA00040612834300000313
其中，
Figure FDA00040612834300000314
是两个收发阵元对之间的最大整数传播延迟，M表征参考信号相对于接收自干扰的提前到达时间；因此，路径信号矢量s(n)和抽头信号矢量stap(n)具有下述映射关系
s(n)＝PTstap(n)
其中，映射矩阵
Figure FDA0004061283430000041
定义为
P＝[p-M p-M+1…p-M+L-1]T
其中
Figure FDA0004061283430000042
S203.在最小化残余干扰功率准则下，第p个波位处重建自干扰模型中的最优重建自干扰系数为
Figure FDA0004061283430000043
结合s(n)＝PTstap(n)，得到
Figure FDA0004061283430000044
其中，P通过离线计算得到，实际路径系数wp在波控器提供信息的帮助下获得，最优重建系数
Figure FDA0004061283430000045
被视为实际路径系数wp的投影，其计算仅需要一次矩阵乘法就能实现。
5.根据权利要求4所述的一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，其特征在于：所述步骤S203中，最优重建系数
Figure FDA0004061283430000046
的确定过程包括：
A1.根据收发相控阵实际物理空间摆放位置，计算收发天线对之间的归一化距离Δd(m,n)→(u,v)，其中
Figure FDA0004061283430000047
A2.根据实际收发天线对之间的距离Δd(m,n)→(u,v)计算出收发天线对之间的归一化传输时延τ(m,n)→(u,v)＝Δd(m,n)→(u,v)fs/fc，其中，fs为采样频率，fc为载波频率；
A3.分解出归一化传输时延τ(m,n)→(u,v)中的分数部分
Figure FDA0004061283430000048
从而构造出映射矩阵P；
A4.根据测量出的信号空间衰减量和A1步骤中得到的归一化距离Δd(m,n)→(u,v)，计算出自干扰信道增益hSI,(m,n)→(u,v)；
A5.结合波束成形系数信息
Figure FDA0004061283430000049
与
Figure FDA00040612834300000410
中包含的信息
Figure FDA00040612834300000411
和
Figure FDA00040612834300000412
以及步骤A4得到的自干扰信道增益hSI,(m,n)→(u,v)，计算出实际路径系数矩阵wp；
S6：按照公式
Figure FDA00040612834300000413
计算出最优自干扰重建系数
Figure FDA00040612834300000414
6.根据权利要求1所述的一种鲁棒性相控阵自干扰数字域抑制方法，其特征在于：所述步骤S3包括：
S301.包含Mr个接收阵元的本地接收阵列天线接收到的信号由接收波束成形器ar加权合并，经模数转换后获得基带接收信号y(n)；该基带接收信号由自干扰ySI(n)和远端期望信号yDS(n)组成；
S302.基于最优的重建自干扰系数，进行自干扰重建,得到自干扰重建信号：
利用获得的
Figure FDA0004061283430000051
与发射基带信息进行自干扰重建，得到自干扰重建信号，即
Figure FDA0004061283430000052
S303.将基带接收信号y(n)减去自干扰重建信号，完成对消，实现自干扰数字域抑制。
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