CN116647250B - 一种子阵级同频全双工阵列天线射频域宽带自干扰信号对消方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种子阵级同频全双工阵列天线射频域宽带自干扰信号对消方法。本发明首先提出了一种集成小型化功分器网络阵列天线架构，将多端口的天线阵转化成单端口。同时提出了一种凸优化与差分进化算法相结合的联合优化算法，对射频电路参数进行优化。该方法首先通过仿真或实测得到收发相控阵天线端口散射参数，然后在期望对消带宽内固定延时抽头，利用凸优化算法，求得电路的延时参数，再利用差分进化算法优化得到电路的移相量参数。通过本发明提出的对消结构和算法，用单条射频电路实现对宽带天线阵自干扰信号的一定程度的抑制，为实现子阵级同频全双工相控阵天线宽带自干扰信号对消提供了一种有效的解决方案。

Description

一种子阵级同频全双工阵列天线射频域宽带自干扰信号对消 方法

技术领域

本发明属于同频全双工射频域自干扰对消技术领域，涉及到子阵级射频自干扰对消和自干扰信道重建的优化算法。具体是指利用延时器、移相器和衰减器组成射频对消电路，加在发射端和接收端之间，利用凸优化与差分进化的联合算法，优化对消电路的电路参数，使通过对消电路的信号与空间自干扰信号在接收端实现抵消。

背景技术

随着5G甚至6G通信时代的到来，移动通信对通信吞吐量的需求井喷式增长，同时也对通信效率和带宽提出了更高的要求，这也导致了优质频谱资源日益紧张。为了解决日益增长的通信速率和吞吐量的需求与有限的频谱资源之间的矛盾，近年来通信领域的研究者们提出了如正交频分复用、高阶正交幅度调制等提高通信频谱利用效率的新技术，这些新技术可以与同时同频全双工技术结合应用。

现有的无线通信收发机是半双工的，如时分双工和频分双工，都需要在时间和频段维度上通过两个独立的信道分别用于接收和发送数据，以避免收发信道之间相互干扰。而同时同频全双工技术指在相同的频谱资源内同时发射和接收信号，这种无线通信系统与半双工通信系统相比，在理论上能够实现频谱效率翻倍。巨大的应用潜力使同时同频全双工技术迅速成为业内研究的热点。

同时同频全双工通信系统在工作时，由于收发系统同时进行，接收机不仅接收到来自远处微弱的有用信号，还有本地发射端耦合到接收端的干扰信号，通常称作自干扰信号。实际上在同时同频架构中，发射端和接收端距离很近，来自发射端的耦合干扰信号功率远大于远处有用信号的功率，这会导致有用信号在干扰信号中完全淹没，无法有效接收。另一方面，干扰信号功率有可能超过接收端非线性器件的动态范围，造成更复杂的非线性失真，更有甚者会导致接收端的电路硬件损坏。因此，自干扰信号的抑制，收发系统的隔离成为同时同频全双工的关键技术和判定其性能优劣的重要标准。

近十年来，学术界一直致力于同时同频全双工的自干扰抑制手段的研究，目前公认的自干扰对消手段有三种维度，分别是传播域自干扰对消，模拟电路域自干扰对消和数字域自干扰对消。传播域自干扰对消通过调整天线结构或增加隔离结构等手段，从电磁波传播途径入手减小自干扰耦合功率。其中传播域常用的有效手段包括：增大收发天线距离(空间隔离)，加入无源耦合网络补偿，采用交叉极化的收发天线，在收发天线之间增加吸波材料或隔离结构，采用波束形成相位控制削弱接收天线方向的合成场强等等。模拟电路域通过搭建硬件电路重建自干扰信道，在发射端和接收端之间通过重建信道抵消自干扰耦合信号。根据电路插入的位置和信号所处的频段不同，模拟域对消又可细分成射频域对消、中频域对消和基带对消，模拟域对消方法可以分为时域法，频域法和数字辅助域法。数字域对消方法主要包括线性滤波法、非线性滤波法、以及数字域收发波束形成方法等。

模拟域对消的核心是自干扰信道的重建，首先对自干扰信道建模，用衰减值、相移量、延时量表征自干扰通道，再通过各种形式的延时线、衰减器和移相器组成产生重建通道的硬件电路，用来模拟自干扰信号的传播路径。其中射频域电路自干扰消除，是指通过射频电路针对射频自干扰信号进行消除的方法。射频对消电路通常在发射端与接收端之间，作为与自由空间并行的另一通道。具体来讲，射频电路起始于发射端功率放大器之后，发射天线之前，终止于接收端接收天线之后，低噪声放大器之前。

为了使对消电路表现出特定的传输函数，需要对电路参数进行合适的配置。首先通过全波仿真或实验测试得到收发天线端口的自干扰耦合矩阵。利用合适的优化算法求得衰减器和移相器的取值，目前研究者们常用的自适应搜索算法包括差分最速下降、最小均方误差以及扰动线性搜索等方法。一般情况下，自干扰信号会受空间多径效应影响，在宽带范围内并非标准的正弦信号。因此，单独一组延时-衰减-移相电路难以达到令人满意的拟合效果，通常会采取多抽头电路，每一个抽头对应一组延时、衰减、移相的值。理论上，抽头数越多，信道拟合效果越好，自干扰抑制性能越好，但是电路的复杂度和成本也成倍增加。值得注意的是，这种模拟电路射频域对消是通过重建信道实现的，理论上收发天线之间的不同信道都应该加载这样的对消电路。对于单收单发天线通信系统(SISO)，一组对消电路就可以实现自干扰抑制，对于简单的多收多发通信系统(MIMO)，电路复杂程度可能要提高几倍，而对于相控阵天线的收发系统中，理论上需要为收发阵列的每个单元之间都单独设计对消电路，这庞大的电路规模和成本使全双工相控阵无法在工程应用中实现。

近十余年来，国内外研究者们展开了对同时同频全双工自干扰信号抑制的研究。文献《Ring array antenna with optimized beamformer for simultaneous transmitand receive》中麻省理工学院林肯实验室提出了一个由八个发射单极子和一个接收单极子组成的环形阵列天线。基于《Multitap RF canceller for in-band full-duplexwireless communications》中提出的线性抖动算法，使用一个四延迟抽头的消除电路，在30MHz带宽上实现30dB的自干扰信号消除。然而，这项工作只是针对一个单收IBFD系统，而且消除带宽相对较窄。文献《Wideband RF self-interference cancellation circuitfor phased array simultaneous transmit and receive systems》中提出了一种基于微带线的射频消除电路，用于8×8单元的超带宽双极化紧耦合天线阵列。虽然能在500MHz带宽内实现22dB的自干扰抑制，但这种对消是单元级的抑制，而非子阵级抑制，这大大限制了它的广泛使用。文献《A 28-GHz full-duplex phased array front-end using twocross-polarized arrays and a canceller》中，提出了阵列极化隔离与子阵级射频电路隔离相结合的自干扰抑制方法，有效地应用于抑制完全相同的8×8单元的收发阵列之间的自干扰信号。虽然在28.5～29.5GHz的频段内通过两种方法的联合达到了57dB的隔离度，但射频域对消电路实际上只增加了10dB的隔离度。此外，收发阵列为普通的微带贴片相控阵，工作带宽非常窄，而且本身收发阵列之间的自干扰耦合很小。

目前大部分报道的同时收发系统都工作于2.4GHz的ISM频段，随着5G技术的发展，工作于3.3GHz到5GHz的同时收发系统也有报道。换言之，目前学术界对自干扰消除的研究更多地集中在移动通信频段，在卫星雷达频段领域内的隔离对消技术罕见报道。在实现自干扰对消的带宽选择上，大部分常见于30MHz或50MHz很少有超过100MHz的隔离，这也是因为目前隔离对消技术的研究还是基于民用移动通信系统，而卫星雷达通信则需要在更宽的频带内实现对消。这些都极大地限制了全双工技术的工程实现。

差分进化算法是一种高效的基于群体的自适应全局优化算法，差分进化算法自诞生以来已有近三十年的历史，其间有大批的研究者对其原理和算法进行改进和优化，该算法也被证明是速度最快的进化算法，如今已相当成熟地应用于电磁学领域，以其简单的结构，快速的收敛速度和较强的鲁棒性等特点，在同时同频全双工系统中自干扰消除电路地设计上也具有巨大的应用潜力。凸优化在数学规划领域具有非常重要的地位。凸优化的研究已经持续了一个世纪左右，从应用角度看，现有的算法和常规计算能力已足以可靠地求解大规模凸优化问题，一旦将一个实际问题表述为凸优化问题，大体上意味着相应问题已经得到彻底解决。从20世纪90年代开始，凸优化即被用在信号处理、通信网络、电路设计领域。

发明内容

基于上述射频对消电路的基本原理，为了方便表述以及评估设计的射频对消电路的自干扰抑制性能，引入以下概念：自干扰抑制前仿真或实测得到的收发之间自干扰耦合为自干扰信道，由对消电路的传输函数产生的信道为重建信道，对消电路再加反相器后为对消信道。理论上，重建信道与自干扰信道吻合度越高，对消信道越接近自干扰信道的反相信道，消除效果越好。引入剩余自干扰信号为自干扰信道与重建信道之差或自干扰信道与对消信道之和，剩余自干扰信号越小，证明对消效果越好。文献《In-Band Full-DuplexWireless:Challenges and Opportunities》中提到理想情况下，传播、模拟和数字三域联合对消后的剩余自干扰信道应小于等于接收机噪声系数。定义带内平均自干扰隔离度为自干扰信道与剩余自干扰信道之差，该值直观反映了对消电路对自干扰信号的抑制程度。

鉴于上述技术背景，本发明提出了基于差分进化算法与凸优化算法联合优化的宽带射频自干扰对消方法。该方法在收发之间散射参数已知的前提下，通过固定的延时抽头，可调衰减器和可调移相器组成射频对消电路。每个延时抽头的电路参数由DE-凸优化联合算法优化得到，优化的目的是使得通过对消电路后的剩余自干扰信道小于某个期望值。

另一方面，大规模超宽带低剖面相控阵有着巨大的应用潜力，尤其是强耦合相控阵，以其超宽带、低剖面的特点被广泛应用。与单收单发天线系统一样，全双工阵列天线同样要解决自干扰抑制问题。对于8×8的全双工相控阵，收发阵列各有64个端口，如果在单元级进行自干扰对消，为达到预期目的将引入64×64＝4096条不同的对消电路，这无疑是一项庞大的工程，过大的电路规模、超额的设计成本和艰难的设计复杂度都是工程应用中不能接受的。因此对于阵列天线全双工系统，必须着力于在孔径级或子阵级进行对消。本设计是孔径级射频对消，需要天馈一体化设计将输入输出的64路通道均合成一路。

本发明提出的天馈一体化设计是利用基于芯片设计的小型化功分器网络与强耦合阵列天线集成在一起，将原来64端口的天线阵列转化成单端口的天馈系统。因此只需要一条多抽头射频对消电路就可以实现相控阵孔径级射频自干扰对消。发射端发射信号通过一个定向耦合器的直通端馈入功分器，再通过发射子阵辐射，小部分发射信号通过耦合器的耦合端进入对消电路。在接收端，接收子阵收到的来自本地发射子阵的自干扰信号与远端有用信号的混合信号，混合信号经过功分器网络，与来自射频对消电路的对消信号在分别在耦合器的直通端和耦合端合成，最终进入接收端。当对消电路刚好可以模拟自干扰信号的耦合信道时，自干扰信号与对消信道在进入接收端前被抵消，进入接收端的只有来自远端的有用信号。具体地，带内全双工的强耦合阵列天线的射频自干扰消除电路框架图如图1所示。延续传统的射频对消电路结构，对消电路由多抽头的延时线，可调移相器和可调衰减器组成，自干扰信号会随着外界空间环境和多径效应等因素变化，我们希望对消电路是可重构的以避免电路资源的浪费，因此衰减器和移相器都是可调器件。然而在X波段实现模拟域纳秒级延时很难用集成芯片实现，只能利用传输线的时延特性，用固定长度的传输线提供期望延时。

本发明的详细技术方案是：首先搭建基于芯片和强耦合阵列的天馈收发系统，并将其集成在一块PCB板上，仿真阶段利用全波仿真软件得到收发天线之间的耦合散射参数，在实验阶段使用矢量网络分析仪实际测试得到收发天线之间的散射参数。收发阵列之间的自干扰信道可以近似用收发阵列的耦合矩阵代替：

H_SI(f)≈S₂₁(f) (1)

本发明中提出的多抽头射频自干扰消除电路每个抽头都有独立的延时、衰减、移相，因此对消信道可以建模为：

其中N为自干扰路径总数，α_n和τ_n分别为第n条传输路径的幅度衰减和传输时延。自干扰消除后的剩余自干扰信道为：

H_RE(f)＝H_SI(f)+H_CA(f) (3)

根据需要达到的隔离度指标要求选择对消电路的抽头数，理论上抽头数越多对消可以实现的隔离度越高，但相应的代价是更庞大的电路规模。因此一般对消电路设计之前优先确定对消电路抽头个数和每个抽头的延时量。再利用后续提出的凸优化-DE联合优化算法得到射频电路每个抽头的延时和衰减参数。

首先将(2)写成如下形式：

H_CA(f)＝A_τ(f)w (4)

其中，A_τ(f)∈C^1×N是由固定延时量τ＝[τ₁,τ₂,...,τ_N]和频率f决定的延时列向量。C是复数集，是由衰减和移相量定义的权矢列向量。于是射频自干扰对消问题就可以概括为以下凸问题：

因为凸优化算法的高效特性，凸问题(5)中的优化结果w_o可以直接通过MATLAB中的凸优化工具箱快速得到。遗憾的是，得到的结果虽然可以得到较低的剩余信道，但是鲁棒性相对较低，电路参数在优化结果左右轻微浮动就会对剩余信道带来大幅度改变。而在工程应用中，利用数字信号控制的可调衰减器和移相器都有最小精度。另一方面器件误差也难以避免，因此得到的电路参数优化结果的鲁棒性需要进一步提高。

此时DE算法鲁棒性高的优势就展现出来，对于要确定的两个电路参数——衰减和移相，可以先通过凸优化快速确定其一，在保证电路硬件可以支持的前提下，再通过DE算法确定另一个，如此优化结合了凸优化高效性和DE算法的高鲁棒性。具体选择时可根据实验中衰减器和移相器的最小精度来决定优化顺序。由于实验室中可调衰减器和移相器的最小精度分别是0.5dB和1°，经过仿真验证易知在本发明的验证实验中，0.5dB的衰减会对对消结果产生不容忽视的影响。因此衰减值(也就是|w₀|的值)由凸优化直接得到，并且准确地精确到硬件可以实现的最小精度上(重新定义为a_o)，而移相值再通过DE算法重新优化，这个唯相优化问题可以写成：

F(φ)＝max[|H_SI(f)+A_τ(f)(|a₀|·e^jφ)|],0≤φ_n≤2π (6)

其中，决策变量φ＝[φ₁,φ₂,…,φ_N]^T为移相值构成的列向量，当优化目标达到或迭代次数达到最大，移相值被得到。之后射频自干扰对消的仿真或实验验证都可以通过上述联合算法得到。

本发明提出的子阵级的基于凸优化与差分进化算法联合优化的射频域自干扰信号对消技术。与现有技术相比，具有以下三点优势：

1.本发明提出的射频对消方案应用于宽带紧耦合阵列天线，填补了之前研究对全双工宽带阵列天线尤其是强耦合阵列天线射频自干扰抑制的空缺，证明了全双工通信与超宽带强耦合阵列天线技术相结合的潜力；

2.提出了子阵级射频域对消的策略，利用基于芯片的小型化功分器网络，将多端口的阵列转变成单端口，极大降低了射频域自干扰对消模拟电路的规模和成本。

3.本文所提出的凸优化与差分进化算法相结合的优化算法，再射频域自干扰对消电路参数优化过程中，将凸优化和差分进化算法两种算法的优势充分展现，凸优化的高效性和差分进化算法的鲁棒性使电路参数优化结果可以快速得到的同时具有良好的鲁棒性和硬件可实现性。

附图说明

图1为子阵级射频域自干扰对消框架图。

图2为多抽头的射频域自干扰信号对消电路的框架图。

图3为集成小型化功分器网络的强耦合收发子阵。

图4为集成小型化功分器网络的强耦合阵列的驻波。

图5为集成小型化功分器网络的收发强耦合阵列之间的耦合参数。

图6为中心频率9.6GHz，带宽100MHz场景下2抽头对消电路对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图7为中心频率9.6GHz，带宽100MHz场景下4抽头对消电路对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图8为中心频率9.6GHz，带宽100MHz场景下6抽头对消电路对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图9为中心频率9.6GHz，带宽100MHz场景下8抽头对消电路对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图10为中心频率9.6GHz，带宽100MHz场景下不同抽头数量的对消电路自干扰抑制量的对比图。

图11为中心频率9.6GHz，4抽头对消电路在50MHz带宽内对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图12为中心频率9.6GHz，4抽头对消电路在100MHz带宽内对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图13为中心频率9.6GHz，4抽头对消电路在150MHz带宽内对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图14为中心频率9.6GHz，4抽头对消电路在200MHz带宽内对消前后自干扰信道与剩余信道对比图。

图15为中心频率9.6GHz，4抽头对消电路在在不同对消带宽内自干扰抑制量的对比图。

具体实施方式

首先对图3中设计的集成小型化芯片功分器的强耦合阵列性能进行实际测试。收发子阵均为工作于8GHz-12GHz的8×8宽带强耦合阵列天线，阵列单元按照矩形栅格排布，小型化功分器网络由21片EP4RKU+一分四功分器芯片搭建而成，与强耦合阵列天线一起集成在同一块多层PCB板上。利用N5222B型安捷伦矢量网络分析仪测试，VSWR性能如图4所示，收发阵列之间的自干扰耦合信道如图5所示。由图4可知，VSWR测试与仿真结果基本吻合，且频带内VSWR均小于3.0，可见功分网络与阵列天线匹配良好。由图5可知，收发阵列之间的自干扰耦合仿真与测试结果趋势上是吻合的，因此可以直接收发法阵列之间的耦合参数作为需要抑制的自干扰信道。

实施案例1

考虑如图1所示的射频域全双工自干扰抑制架构，采用如图2所示的射频对消电路结构，选取中心频率为9.6GHz，带宽为100MHz的场景，频率取样间隔为0.2MHz，分别采用2，4，6，8条抽头的射频域自干扰对消电路，利用本发明提出的凸优化与差分进化算法联合的优化算法，优化电路参数。仿真得到的2，4，6，8抽头数的自干扰射频对消电路对消后的剩余信道和自干扰对消前的自干扰信道对比如图6，7，8，9，不同抽头个数的对消电路对同样100MHz带宽对消，提供的带内平均隔离度变化如图10所示。可以看到，利用本发明提出的电路结构和联合优化算法，利用抽头电路进行射频域自干扰对消，在100MHz带宽内至少可以为全双工强耦合收发阵列提供15dB的自干扰抑制。在同等条件下，增加对消电路的抽头数量可以提高自干扰抑制能力，当然抽头数对自干扰抑制能力的提升效果是有限的，当抽头数由2变4时，自干扰抑制量几乎翻倍，抽头数由4变6时，自干扰抑制仅提高了5dB，抽头数由6变8则对自干扰抑制几乎没有影响，实际应用中还应该考虑到抽头数增加带来的电路规模和成本的成倍增加，综合对消效果来选取合适的对消抽头数目。

实施案例2

考虑如图1所示的射频域全双工自干扰抑制架构，采用如图2所示的射频对消电路结构，选取中心频率为9.6GHz，，频率取样间隔为0.2MHz，选取四抽头的射频对消电路，对消带宽分别选取为50MHz，100MHz，150MHz，200MHz，利用本发明提出的凸优化与差分进化算法联合的优化算法，优化电路参数。仿真得到的四抽头对消电路分别在50MHz，100MHz，150MHz，200MHz带宽内对消得到的剩余信道和自干扰对消前的自干扰信道对比如图11，12，13，14，同样的，4抽头对消电路在不同对消带宽内的带内平均自干扰抑制量变化如图15所示。可以看到，利用本发明提出的电路结构和联合优化算法，利用四抽头电路进行射频域自干扰对消，在200MHz带宽内可以为全双工强耦合收发阵列提供11dB的自干扰抑制，在电路结构不变的前提下，对消带宽越窄，自干扰抑制性能越好，这也拓展了射频自干扰抑制在宽带范围内的应用潜力，进一步说明了本发明提出的子阵级对消结构和对消算法的有效性。

Claims (1)

1.一种子阵级同频全双工阵列天线射频域宽带自干扰信号对消方法，其主要特征在于同频全双工系统发射端的发射信号通过发射端定向耦合器的直通端馈入发射端功分器网络，再通过发射子阵辐射，部分发射信号通过发射端定向耦合器的耦合端进入射频对消电路，在接收端，接收子阵收到的来自本地发射子阵的自干扰信号与远端有用信号的混合信号，混合信号经过接收端功分器网络，与来自射频对消电路的对消信号分别在接收端定向耦合器的直通端和耦合端合成，最终进入接收端，射频对消电路模拟了自干扰信号的耦合信道，自干扰信号与对消信号在进入接收端前被抵消，进入接收端的只有远端有用信号，射频对消电路由多抽头的延时线、可调移相器和可调衰减器组成，在此基础上，利用一种凸优化与差分进化(DE)算法相结合的优化算法求解射频对消电路的衰减量和移相量，具体为：收发阵列之间的自干扰信道H_SI(f)用收发阵列的耦合矩阵S₂₁(f)代替，一个N抽头的衰减-移相-延时的射频对消电路传输函数建模为：

其中，α_n和τ_n分别为第n条传输路径的幅度衰减和传输时延，继续将(1)式改写成

其中，A_τ(f)∈C^1×N表示由固定延时量τ＝[τ₁,τ₂,...,τ_N]和频率f决定的延时列向量，是由衰减和移相量定义的权矢列向量，通过固定射频对消电路的每个抽头的延时量的取值，射频自干扰对消问题归纳为如下的凸优化问题：

其中，C表示复数集，利用凸优化算法求解出射频对消射频电路的权矢列向量w，其中|w|为每个抽头中衰减器的取值，而移相值需再通过差分进化(DE)算法重新优化，DE算法的适应度函数为：

F(φ)＝max[|H_SI(f)+A_τ(f)(|a₀|·e^jφ)],0≤φ_n≤2π (4)

其中，a_o为经(3)式优化后得到的衰减值结果。决策变量φ＝[φ₁,φ₂,…,φ_N]^T为各抽头移相值构成的列向量，当优化目标达到或迭代次数达到最大时，得到优化的移相值，从而最终确定射频对消电路的衰减量和移相量。