CN114499581B - 一种孔径级同频全双工相控阵天线宽带耦合信号对消方法 - Google Patents

一种孔径级同频全双工相控阵天线宽带耦合信号对消方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种孔径级同频全双工相控阵天线宽带耦合信号对消方法。该算法首先通过全波仿真或实验测试得到收发相控阵天线端口散射参数和有源单元增益方向图，然后在期望对消带宽内有源反射系数满足给定约束条件下，建立最小化信号耦合功率同时最大化发射波束扫描方向上增益的唯相非凸优化问题，再通过迭代的方式把该问题转化为迭代凸优化问题，并使用凸优化算法高效求解出发射子阵相位激励。该方法充分利用了发射子阵相位激励这一设计自由度，实现了收发子阵间自干扰信号耦合功率的大幅度减小，为实现孔径级同频全双工相控阵天线宽带信号耦合功率对消提供了一种有效的解决方案。

Description

一种孔径级同频全双工相控阵天线宽带耦合信号对消方法
技术领域
本发明属于同频全双工有源相控阵天线技术领域，涉及到收发天线分离的有源相控阵孔径级宽带自干扰信号对消算法。具体是指利用发射相控子阵中移相器对信号的调制作用，在保证发射相控子阵正常工作的同时，充分利用相位激励(相位加权)这一设计自由度，通过唯相发射波束形成实现自干扰信号耦合功率的对消，提升收发子阵间隔离度。
背景技术
有源相控阵天线凭借其快速的波束扫描和波束赋形能力，是当前实现雷达、通信、成像等功能的主要天线形式。同时，为了节约天线布阵空间和减少电磁兼容等问题，相控阵雷达实现多功能需要天线的宽带甚至超宽带特性进行支撑。另一方面，随着电磁频谱资源的日益紧张，传统的时分全双工相控阵或者频分全双工相控阵面临着频谱效率十分有限的技术瓶颈，而在理论上能够使频谱效率增加两倍的同频全双工有源相控阵天线成为了目前的研究重点和研究热点。正如专利号为201510263122.4的专利中叙述的那样，由于一些相控阵雷达使用的是连续波，而不是脉冲信号，因此需将发射相控子阵和接收相控子阵物理上分隔开来。因此，与同频全双工无线通信系统一样，孔径级同频全双工有源相控阵天线迫切需要解决的关键问题是在较宽的工作频段内实现本地发射子阵耦合或者泄露到本地接收子阵自干扰信号功率的有效抑制。
事实上，本地发射机发射功率通常非常大，高出本地接收机接收远端发射机发射信号功率的几个数量级，而本地接收机处于本地发射机近场区域，如果来自发射端的自干扰信号耦合功率得不到有效抑制，不仅会使得接收机期望信号完全淹没在强自干扰信号之中，接收机难以正常工作，而且当自干扰信号耦合功率超过一些有源器件(如低噪声放大器、模数转换器等)的动态范围，会出现饱和甚至烧毁器件的后果。因此，研究同频全双工有源相控阵天线孔径级宽带自干扰对消方法具有十分重要的研究意义和研究价值。
目前，学术及工程界对同频全双工技术的研究仍然聚焦于如何实现更高的收发子阵之间隔离度。文献《In-Band Full-Duplex Technology:Techniques and SystemsSurvey》系统归纳了实现自干扰信号耦合功率对消的三个层面，归纳起来为：传播域、模拟域、以及数字域。传播域主要是指从天线层面上通过各种方法减少自干扰信号耦合功率，比如采用收发子阵分离一段物理距离，收发子阵采用正交极化放置、收发子阵之间加载吸波材料或高阻抗表面等，虽然上述方法的确能够改善收发子阵之间的隔离度，但是各自都存在一定的局限性，例如在实际工程应用中收发子阵间分离的距离不能太大，因此带来的隔离度提升是有限的收发子阵加载高阻抗表面通常只能在较小的工作带宽之中有效。因此，仅仅依靠传播域的对消方法无法满足同频全双工系统对收发子阵间隔离度的要求。在模拟域采用射频对消电路并放置于发射通道与接收通道之间(通常，发射端放置于功率放大器之后，接收端放置于低噪声放大器之前)，利用已知本地发射机发射信号这一先验条件，通过调整射频对消电路的抽头个数、延迟时间、衰减幅度以及相位移相量，能够实现一定带宽内自干扰耦合信号的对消，使得自干扰耦合信号功率在低噪声放大器等有源器件的动态范围之中，不出现饱和与非线性失真现象。但是相控阵天线收发通道数目非常多，如果在每个收发通道之间都加入射频对消电路，电路结构将异常复杂，特别是对于宽带射频对消情形更是如此。因此，对于同频全双工相控阵天线，若需大幅减少射频对消电路个数，同时实现较高的收发子阵间隔离度，必然需要在天线层面上在更宽的频带范围内实现更高的收发子阵隔离度。
事实上，孔径级同频全双工相控阵系统中收发天线阵属于分离状态，即收发系统使用不同孔径的天线阵。发射孔径中每个通道发射信号首先受到发射组件中衰减器和移相器的幅相调制，然后调制后的每个通道的自干扰信号除了正常辐射出去外，还会耦合到接收孔径中每个天线单元，并受到接收组件中衰减器和移相器的幅相调制，最终接收机每个通道均形成具有一定幅度和相位的自干扰耦合信号。因此，充分使用发射子阵和接收子阵的幅相加权，采用发射波束形成或接收波束形成的方法是在传播域进一步实现自干扰信号耦合功率对消的重要途径。
林肯实验室在发表的题目为《Aperture-Level Simultaneous Transmit andReceive With Digital Phased Arrays》的文献中提出了孔径级同频全双工系统概念，该技术充分使用数字相控阵技术固有的多自由度优势，将整个天线阵列分成发射子阵列和接收子阵列。通过空域数字波束形成(发射波束形成和接收波束形成)和数字域对消实现了收发孔径间的高隔离度(超过180dB)。但是，数字相控阵需要对每个通道进行数模转化，所需要的硬件成本(比如数模转换器)非常昂贵，特别是对于大规模数字相控阵更是如此，然而该方法的优势已初步凸显。文献《Wideband Full-Duplex Phased Array With JointTransmit and Receive Beamforming:Optimization and Rate Gains》中针对无线通信系统的应用需求，通过在模拟域调整发射子阵和接收子阵的幅相激励，实现了宽频带的射频对消，同时最小化发射子阵和接收子阵的增益损失。但该方法采用的天线单元模型仍是点源模型，没有考虑发射子阵和接收子阵内部单元之间的耦合，且幅相激励对于阵列有源驻波的影响也未涉及。同时，由于发射子阵也进行了幅度加权，发射子阵的效率下降难以避免。因此，本文针对同频全双工有源相控阵天线应用需求，在考虑发射子阵和接收子阵内部单元之间的耦合的条件下，提出了基于唯相发射波束形成的同频全双工相控阵天线孔径级宽带自干扰信号对消算法。
发明内容
鉴于上述技术背景，本发明提出了基于唯相发射波束形成的同频全双工相控阵天线孔径级宽带自干扰信号对消算法。该方法充分利用发射子阵相位激励这一设计自由度，在保证发射子阵正常工作和均匀幅度激励的条件下，通过对发射子阵每个通道的相位激励进行综合优化设计，实现了收发子阵间自干扰信号耦合功率的大幅度减小，极大减轻射频对消电路的复杂性。
本发明的详细技术方案是：首先选择合适的相控阵宽带天线单元，本发明实施案例中选择的是工作于8GHz～12GHz的宽带紧耦合偶极子天线单元，并组成收发相控阵，为了提升收发相控阵天线隔离度，根据具体应用需求选择采用合适的提升收发子阵隔离度的技术方案，比如收发子阵物理上拉开一定距离、收发相子阵正交放置、收发子阵之间加入高阻抗表面或吸波材料等，并通过全波仿真软件或实验测试得到收发相控阵天线端口散射参数和有源单元增益方向图；然后根据微波网络理论和天线阵理论，计算出期望带宽内发射子阵每个天线端口的有源驻波，增益方向图、以及每个接收通道接收到的自干扰耦合信号；最后在期望带宽内建立以发射子阵相位激励为优化参数，以最发射子阵增益和有源驻波为约束条件，以最小化自干扰耦合功率为目标函数的迭代凸优化问题，并使用凸优化算法高效求解出发射子阵相位激励。
如图1所示，给出了一个基于孔径级同频全双工宽带相控阵前端系统架构，该系统主要由收发相控阵天线、功率放大器、低噪声放大器、衰减器、移相器、功分器组成。假设宽带相控阵发射子阵单元数目为M×N，宽带相控阵接收子阵单元数目为P×Q，宽带相控阵发射子阵的工作频率为f(f∈[fl fh])，其中fl和fh分别表示工作频段内最低和最高工作频率，每个发射通道通过功率放大器后的输出信号功率为Pin。同时，为了提升发射子阵和接收子阵效率，发射子阵和接收子阵均采用均匀幅度加权，接收子阵相位根据接收子阵波束扫描角度直接确定(步进相位)，根据微波网络理论和天线阵理论，发射子阵增益方向图和第(i,j)个天线端口有源反射系数可以分别表示为：
Figure BDA0003487409780000041
Figure BDA0003487409780000042
接收子阵中第(p,q)个接收通道接收到的耦合信号电压和功率(经过衰减器和移相器，未经过低噪放)可以表示为：
Figure BDA0003487409780000043
Figure BDA0003487409780000044
其中，
Figure BDA0003487409780000045
表示发射子阵在频率f处的有源单元增益方向图(可以通过全波仿真或实验测试得到)。Sij,mn(f)表示发射子阵内部第(i,j)个单元第(m,n)个单元与的耦合系数。
Figure BDA0003487409780000046
表示求坐标系下的俯仰角和方位角。
Figure BDA0003487409780000047
表示发射子阵第(m,n)个通道在工作频率f处的相位激励，
Figure BDA0003487409780000048
表示接收子阵第(p,q)个通道在工作频率f处的相位激励。(·)*表示取共轭算子。
Figure BDA0003487409780000049
表示发射子阵(m,n)与接收子阵(p,q)之间的传输函数。Sij,mn(f)和
Figure BDA00034874097800000410
均可以根据收发子阵间散射参数矩阵S∈CPQ×MN直接得到(散射参数矩阵S可以通过全波仿真或实验测试得到)，其中C表示复数集合。为了描述的方便，上述4个式子可以写成如下的矩阵形式：
Figure BDA0003487409780000051
Figure BDA0003487409780000052
Figure BDA0003487409780000053
Figure BDA0003487409780000054
其中，
Figure BDA0003487409780000055
表示由发射子阵在工作频率f处的激励相位构成的优化向量。
Figure BDA0003487409780000056
表示由工作频率f处有源单元增益方向图组成的阵列流型矩阵。
Figure BDA0003487409780000057
表示发射子阵端口散射参数矩阵。
Figure BDA0003487409780000058
表示发射子阵和接收子阵之间端口散射参数矩阵。假设期望对消带宽[fl,fh]按照Δf进行均匀取样，取样总数为F，那么在期望对消带宽内有源反射系数满足给定约束条件下，最小化自干扰信号耦合功率同时最大化发射波束扫描方向上增益的优化问题可以归纳为：
Figure BDA0003487409780000059
Figure BDA00034874097800000510
其中t1和t2表示松弛变量。w1和w2表示加权系数。ζ(f)表示在取样频点f处期望实现的最大有源反射系数。
Figure BDA00034874097800000511
表示在工作频率f、波束扫描方向
Figure BDA00034874097800000512
由有源单元增益方向图组成的导向矢量。显然，由于上述问题是唯相综合问题，属于非凸优化问题，不能够直接使用凸优化算法求解。虽然上述问题能够使用全局优化类算法如差分进化算法、基因遗传算法进行求解，但对于中等规模以及大规模优化问题，求解效率极低，有限时间内求解结果较差。为了高效求解上述问题，把优化问题(9)-(10)转化为迭代凸优化问题，其中第k次迭代的优化问题为：
Figure BDA00034874097800000513
Figure BDA0003487409780000061
Figure BDA0003487409780000062
其中，
Figure BDA0003487409780000063
表示迭代过程中的优化变量。
Figure BDA0003487409780000064
表示第一次迭代过程发射子阵激励相位的初始值，可以按照期望波束扫描方向适应步进相位直接求得。显然，通过这转化，问题(11)-(12)属于凸优化问题，每次迭代都可以按照凸优化算法求解。当达到最大迭代次数K或者相邻两次迭代目标函数值插值小于0.001，则终止算法，得出优化的发射子阵各取样频点f处的相位激励
Figure BDA0003487409780000065
进而按照公式(5)-(8)求出发射子阵增益方向图、有源反射系数、自干扰信号耦合功率。
本发明提出的基于唯相发射波束形成的同频全双工相控阵天线孔径级宽带自干扰信号对消算法。与现有技术相比，具有以下三点优势：
1.优化模型中使用散射参数矩阵和有源单元增益方向图来计算发射子阵阵列增益方向图、有源反射系数、以及自干扰信号耦合功率，考虑了发射子阵单元互耦，如收发相控阵包含载体平台亦能考虑其影响，因此优化模型更具工程应用性；
2.通过采用迭代的方式把原始的唯相发射波束形成联合自干扰信号最小化的非凸优化问题转化成为迭代的凸优化问题，使得能够使用凸优化算法高效求解出满足约束条件的解，且解近似最优；
3.唯相发射波束形成通过联合天线层面上收发子阵物理分离一段距离，同时收发子阵采用正交极化放置，收发子阵间加载EBG结构，能够大幅缩减收发子阵间自干扰信号耦合功率，提升系统隔离度，减轻后端射频对消和数学对消的压力。
附图说明
图1为孔径级同频全双工宽带相控阵前端系统架构图。
图2为基于紧耦合偶极子单元的8×8收发子阵布局图。
图3为采用正交放置且拉开一定距离并加载EBG结构的同频全双工收发相控阵天线布局图。
图4为同频全双工收发相控阵天线单元端口编号。
图5为发射子阵各单元输入功率分布图。
图6为未使用发射波束形成时9.3GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图7为未使用发射波束形成时9.5GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图8为未使用发射波束形成时9.7GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图9为未使用发射波束形成时9.9GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图10为使用发射波束形成时发射子阵在期望对消带宽内的E面增益图。
图11为使用发射波束形成时9.3GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图12为使用发射波束形成时9.5GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图13为使用发射波束形成时9.7GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图14为使用发射波束形成时9.9GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图。
图15为使用发射波束形成时发射子阵在期望对消带宽内的E面增益图。
图16为使用发射波束形成时9.3GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图(发射波束E面扫描30度)。
图17为使用发射波束形成时9.5GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图(发射波束E面扫描30度)。
图18为使用发射波束形成时9.7GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图(发射波束E面扫描30度)。
图19为使用发射波束形成时9.9GHz处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布图(发射波束E面扫描30度)。
图20为使用发射波束形成时发射子阵在期望对消带宽内的E面增益图(发射波束E面扫描30度)。
具体实施方式
实施案例1
如图2所示，考虑一个工作于8GHz～12GHz收发子阵规模均为M×N＝P×Q＝8×8的宽带相控阵天线，阵列单元按照矩形栅格排布，在x和y方向上单元间距均为0.33λ0，λ0表示中心频率对应的工作波长。综合考虑天线工作带宽和剖面高度，单元选择线极化紧耦合偶极子天线单元。为了增强H面扫描能力，在偶极子的两侧有两对寄生条带，整个偶极子天线刻蚀在相对介电常数为2.2的介质板上，同轴接头内导体直接连接偶极子的一个臂，外导体连接到地板上。各自设计收发相控阵辐射性能之后，将二者按照图3建立收发相控阵组阵模型(收发子阵拉开一定距离，并采用正交放置，收发子阵间加载EBG结构，EBG禁带设计约位于9GHz～10GHz，能够很大程度上抑制该频段表面波，减少该频段的自干扰信号耦合功率。)，然后通过全波仿真得到发射子阵与接收子阵端口散射参数矩阵S∈C128×128。收发子阵端口编号如图4所示。
假设各发射通道通过功率放大器后的输出信号功率为Pin＝1W(30dBm)，期望自干扰耦合信号对消带宽为9.3GHz～9.9GHz，频率取样间隔等于100MHz。发射子阵期望波束指向为侧射，接收子阵期望波束指向为侧射方向，收发相控阵均采用均匀幅度激励，接收相控阵采用步进相位激励。经相关优化和计算后，发射子阵各单元输入功率条形图如图5所示，可以看到由于发射子阵未进行幅度加权，各单元输入功率均为30dBm。当不采用发射波束优化算法时(直接按等幅步进相位激励)得到的9.3GHz、9.5GHz、9.7GHz、9.9GHz频点处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布的条形图分别如图6、图7、图8、以及图9所示，可以看到，由于未采用发射波束形成进行对消，自干扰信号耦合功率较高。同时，距离发射子阵相对较近的接收子阵通道自干扰信号耦合功率较强，这符合耦合功率随距离衰减的原理。发射子阵在对应对消带宽内各频点的增益方向图如图10所示，可以看到最大增益约等18.43dBi，最小增益约等于18.40dBi。当采用发射波束优化算法时得到的9.3GHz、9.5GHz、9.7GHz、9.9GHz频点处接收子阵各通道自干扰信号耦合功率分布的条形图分别如图11、图12、图13、以及图14所示。可以发现，上述各频点接收子阵自干扰信号耦合功率均较大幅度减弱，其中在9.9GHz频点处最大自干扰信号耦合功率减小约为27.45dB，平均自干扰信号耦合功率减小约为18.29dB。同时，在图15中给出了发射子阵在期望对消带宽内各频点的增益方向图，方向图波束指向准确，最大增益约等17.93dBi，最小增益约等于17.72dBi，最大增益减少量仅为0.5dB，说明了本发明算法的有效性。
实施案例2
收发相控子阵与实施案例1完全相同，只是发射子阵期望波束指向为30度，接收子阵期望波束指向为侧射方向，其他参数均保持不变。利用本发明提出的算法优化得到的接收子阵在9.3GHz、9.5GHz、9.7GHz、9.9GHz频点处各通道自干扰信号耦合功率分布的条形图分别如图16、图17、图18、以及图19所示，发射子阵在期望对消带宽内各频点的增益方向图如图20所示，可以看到，相比于不采用发射波束形成的方法，本发明算法在仅损失较小的增益条件下，同样实现了自干扰信号耦合功率的较大幅度减小，进一步说明了算法的有效性。

Claims (2)

1.一种孔径级同频全双工相控阵天线宽带耦合信号对消方法，其主要特征在于首先通过全波仿真或实验测试得到收发相控阵天线端口散射参数和有源单元增益方向图，然后在期望对消带宽[fl,fh]内有源反射系数满足给定约束条件下，建立最小化自干扰信号耦合功率同时最大化发射波束扫描方向上增益的唯相非凸优化问题：
Figure FDA0003487409770000011
Figure FDA0003487409770000012
其中，t1和t2表示松弛变量，w1和w2表示加权系数，M和N分别表示发射子阵单元行数和列数，F表示期望对消带宽[fl,fh]内频率取样点数，Pin表示每个发射通道通过功率放大器后的输出信号功率，
Figure FDA0003487409770000013
表示由发射子阵在工作频率f处的相位激励构成的优化向量，
Figure FDA0003487409770000014
表示接收子阵第(p,q)个通道在工作频率f处的相位激励，ζ(f)表示在取样频点f处期望实现的最大有源反射系数，
Figure FDA0003487409770000015
表示在工作频率f、波束扫描方向
Figure FDA0003487409770000016
由有源单元增益方向图组成的导向矢量，
Figure FDA0003487409770000017
表示发射子阵端口散射参数矩阵，
Figure FDA0003487409770000018
表示发射子阵和接收子阵之间端口散射参数矩阵。
2.根据权利要求1所述的一种孔径级同频全双工相控阵天线宽带耦合信号对消方法，其特征还在于(1)-(2)中的优化问题通过迭代的方式可转化为迭代凸优化问题，其中第k次迭代的凸优化问题为：
Figure FDA0003487409770000019
Figure FDA00034874097700000110
其中，
Figure FDA00034874097700000111
表示迭代过程中的优化变量，
Figure FDA00034874097700000112
表示第一次迭代过程发射子阵激励相位的初始值，该问题属于凸优化问题，能够使用凸优化算法高效求解，当达到最大迭代次数K或者相邻两次迭代目标函数值插值小于0.001，则终止算法，得出优化的发射子阵各取样频点f处的相位激励。
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