CN104993253A - 有源相控阵天线射频链路系统及其确定收发隔离度的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种全双工有源相控阵天线射频链路系统及确定收发隔离度的方法。发射相控阵系统射频链路由发射天线阵面、收阻滤波器、功率放大器、移相器、一分功分器、驱动功率放大器以及一分功分器组成；接收相控阵系统射频链路由接收天线阵面、发阻滤波器、低噪声放大器、移相器、合一合成器、驱动低噪声放大器以及和一合成器组成。本发明首先提取电压散射矢量，计算耦合到接收相控阵系统射频链路里的功率，确定发阻滤波器的隔离度。同时提取电压反射矢量，计算从发射相控阵系统射频链路耦合到接收天线阵面的总热噪声，确定收阻滤波器的隔离度。本发明解决了现有技术隔离度凭设计经验、设计余量过大、增加了收阻滤波器和发阻滤波器设计困难的难题。

Description

有源相控阵天线射频链路系统及其确定收发隔离度的方法

技术领域

本发明涉及一种通信、雷达等电子系统应用的全双工有源相控阵天线收发隔离度的计算方法。

背景技术

有源相控阵天线是目前许多雷达和通信的主要天线方式。对于全双工有源相控阵天线，收发隔离度是有源相控阵天线工作时的重要指标。如果全双工有源相控阵天线收发隔离度解决不好，会造成发射时有源相控阵天线接收通道无法正常工作，甚至会烧毁接收通道的有源芯片，造成重大损失。由于调频连续波雷达发射的是连续波，不能像脉冲式雷达那样可以采用电开关来控制天线的收发转换，而必须将发射天线和接收天线分隔开来，因此接收天线对发射天线的隔离度就成为调频连续波雷达设计的重要指标。阵列天线在通信领域应用非常广泛，常规的收发隔离技术只是针对一路信号进行回波信号的抑制，假如套用常规方案对阵列天线的每一路输入进行一次自适应抵消将会大量消耗硬件资源，在实际操作中是不可行的。天线隔离度取决于天线辐射方向图和空间距离及增益，通常不考虑电压驻波比引入的衰减，其经验计算公式可以分为两种情况：一种是当两阵列天线垂直排列布置时，公式为

L_v＝28+40lg(k/λ)(dB)

上式中L_v为隔离度要求，λ为载波的波长，k为垂直隔离距离。另一种是当两阵列天线水平排列布置时，公式为

L_v＝22+20lg(d/λ)-(G₁+G₂)-(S₁+S₂)(dB)

其中d为水平隔离距离，G₁和G₂分别为发射天线和接收天线在最大辐射方向上的增益(dB)，S₁和S₂分别为发射天线和接收天线在90°方向上的副瓣电平(dB，相对于主波束，取负值)。

目前，很多文献的报道都集中于同频全双工系统的收发隔离度研究，并提出自适应对消方法来实现，如冯存前等人在2004年发表的文献“提高收发隔离度自适应对消技术研究”(现代雷达)，就是针对转发式干扰过程中干扰信号进入接收通道而造成系统不能正常工作甚至自激的现象，提出基于LMS算法的自适应干扰对消技术，消除干扰信号，保存有用信号，达到提高收/发隔离度的目的。

2009年，稂华清在文献“收/发共用天馈系统的收发隔离研究”(航空兵器)中报道了主动雷达导引头阵列天线收发同时工作情况下收发隔离度的计算，并分析了在给定收发隔离指标前提下天线阵面及隔离装置的匹配要求。以波导裂缝阵列天线为例，从微波网络理论出发，分析了发射机经天馈系统耦合到接收机的能量，给出了收发隔离度计算方法。但是，该文献提供的收发隔离度计算方法只对收发共用天馈系统的天线阵面设计有用，而对于全双工有源相控阵天线系统(含天线阵面、收阻滤波器、发阻滤波器、功率放大器、低噪声放大器、移相器、功分器、合成器，等)的收发隔离度计算无法适用。

在2010年，伍俊等人在文献“全双工系统中收发隔离的分析与实现”(微机处理)中研究了非同频单个射频通道收发天线全双工系统中收发隔离的理论与实现。以“北斗一代”手持式接收机为应用背景，实际设计和制作了射频模块。最后将射频模块接入到手持机中，在暗室条件下，手持机发射时无失锁现象，实现了系统的收发隔离。遗憾的是，该文献的方法仅仅适合于非相控阵天线体制，无法考虑天线波束扫描时，产生的电压反射矢量对系统接收通道的影响，并且只对单个收发天线构成的单个射频通道进行了分析，该方法无法适用于多通道有源相控阵天线射频链路系统的收发隔离度分析。

最近国内外的报道主要集中在天线阵面收发高隔离度的设计方法上，而对于有源相控阵天线射频链路系统的隔离度分析却没有研究。例如Lei Qiu等人在2012年发表的文献“Transmit-receive isolation improvement of antenna arrays by using EBG structures”(IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters)报道了在接收阵列与发射阵列之间采用EBG金属墙和扼流槽的方法来提高收/发阵列天线之间的隔离度，通过实验表明，该设计方法可以使收/发阵列天线之间的隔离度提高至少30dB。王永华等人在2014年发表的文献“毫米波连续波雷达天线隔离度设计”(火控雷达技术)报道了在收/发天线之间加装扼流槽、铺设吸波材料、以及安装具有滤波功能的微波光子晶体结构等隔离措施，提高了收/发天线之间的隔离度，该方法可以使收/发天线之间的隔离度达到-85dB以下。K.E.Kolodziej等人在2014年发表的文献“Simultaneous transmit and receive antenna isolation improvement in scattering environments”(IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium)报道了在天线馈电网络之间插入射频补偿延迟线的方法，来改进天线之间的隔离度，该自适应补偿子系统在2.45GHz频段上能有效提高30dB的天线之间的隔离度，在有散射物体的环境里，整个天线的隔离度可以达到-90dB左右。J.-N.Lee等人在2015年发表的文献“The design of a dual-polarized small base station antenna with high isolation having a metallic cube”(IEEE  Transactions on Antennas and Propagation)报道了双极化小基站天线隔离度设计方法，该微带天线由微带馈线板、平面偶极子辐射器以及天线罩组成，通过采用微带耦合馈线和设置金属腔，可使该天线的两个输入端口的隔离度达到40dB以上。

总的来说，如何实现全双工有源相控阵天线射频链路系统收发隔离度的分析，怎样确定收阻滤波器和发阻滤波器的隔离度指标，目前还没有确定的技术方案。

发明内容

本发明目的是针对上述现有技术存在的不足之处，提供一种工程实用性高，性能可靠的全双工有源相控阵天线射频链路系统，及其能够确定全双工有源相控阵天线收发隔离度的方法，以确保全双工有源相控阵天线能正常工作。

本发明的上述目的可以通过以下措施来达到，其特征在于包括如下步骤：一种全双工有源相控阵天线射频链路系统，包括发射相控阵系统射频链路和接收相控阵系统射频链路，其特征在于：所述的发射相控阵系统射频链路由M×N路顺次并联在发射天线阵面1与一分M功分器5之间的收阻滤波器2、功率放大器3、移相器4，以及N路并联在一分M功分器5与一分N功分器7之间的驱动功率放大器6组成；驱动功率放大器6设置在一分N功分器7的每路射频通道上，以使功率放大器3的输出功率推饱和；其中一个一分N功分器7和N个一分M功分器5共同确定了发射相控阵的阵列规模M×N；所述接收相控阵系统射频链路由P×Q路顺次并联在接收天线阵面8与P合一合成器11之间的发阻滤波器9、低噪声放大器10、移相器4，以及Q路并联在P和一合成器11与及Q和一合成器13之间的驱动低噪声放大器12组成，Q和一合路器13的每路射频通道设置一个驱动低噪声放大器12，以确保接收相控阵系统射频链路增益，其中一个Q和一合路器13和Q个P和一合路器11共同确定了接收相控阵的阵列规模为P×Q，上述M、N、P、Q是自然数。

一种使用上述全双工有源相控阵天线射频链路系统确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于包括如下步骤：首先根据微波网络理论，在发射工作频段上采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，计算出发射天线阵面1到接收天线阵面8的电压散射矢量，求出发射天线阵面1的所有M×N个阵列单元到接收天线阵面8的任意一个阵列单元的电压散射矢量和，并在P×Q个电压散射矢量和中找出幅值最大的那个阵列单元值，将此值与发射相控阵系统每通道输出功率相乘，得到由发射相控阵系统耦合到接收相控阵系统的信号 功率；为了保证接收相控阵系统的接收通道不被推饱和或烧毁，在接收相控阵系统的接收天线阵面8和低噪声放大器10之间设置发阻滤波器9，使从发射相控阵系统耦合过来的信号功率值通过接收相控阵系统的发阻滤波器9后减小，减小到小于低噪声放大器10的输入1dB压缩点功率值；然后该信号功率值进一步通过低噪声放大器10、移相器4、以及P合一合成器11后，最终合成输出的信号功率值再次小于驱动低噪声放大器12的输入1dB压缩点功率值，从而确定出发阻滤波器9的隔离度值。

一种使用所述全双工有源相控阵天线射频链路系统确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于包括如下步骤：对于接收工作频段，采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，计算出接收天线阵面8的阵列波束扫描到某一特定扫描角度下的阵列单元的电压反射矢量，找出电压反射矢量幅值最大的那个阵列单元值；然后考虑高斯白噪声从发射相控阵系统的一分N功分器7发射端口进入，通过一分N功分器7、驱动功率放大器6、一分M功分器5、移相器4、功率放大器3后，其热噪声将会通过发射天线阵面1耦合到接收天线阵面8，从而造成接收相控阵系统无法正常工作；采用在发射相控阵系统的发射天线阵面1和功率放大器3之间设置收阻滤波器2的方法，使该热噪声通过发射相控阵系统的收阻滤波器2后减小，然后通过发射天线阵面1耦合到接收天线阵面8，并与接收天线阵面8的某一特定扫描角度下阵列单元的电压反射矢量发生噪声能量叠加，通过能量叠加后产生的总热噪声必须小于接收相控阵系统自身的噪底，从而确定出收阻滤波器2的隔离度值。

本发明相比与现有技术具有如下有益效果。

本发明采用M×N路顺次并联在发射天线阵面1与一分M功分器5之间的收阻滤波器2、功率放大器3、移相器4，以及N路并联在一分M功分器5与一分N功分器7之间的驱动功率放大器6组成的发射相控阵系统射频链路和P×Q路顺次并联在接收天线阵面8与P合一合成器11之间的发阻滤波器9、低噪声放大器10、移相器4，以及Q路并联在P和一合成器11与Q和一合成器13之间的驱动低噪声放大器12组成的接收相控阵系统射频链路；通过采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，并结合能量叠加的计算方法，解决了传统方法只适用于非相控阵体制的单一的天线阵面的隔离度分析或单个通道的收发隔离度计算，无法指导全双工有源相控阵天线的系统设计的技术难题。

本发明针对发射频段提出从发射相控阵系统耦合过来的信号功率值通过接收相控阵系统的发阻滤波器9后，必须减小到小于低噪声放大器10的输入1dB压缩点功率值，然后通过 接收相控阵系统射频链路，最终合成输出的信号功率值必须再次小于驱动低噪声放大器12的输入1dB压缩点功率值，从而确定出发阻滤波器9的隔离度值，以及针对接收频段提出高斯白噪声从发射相控阵系统的一分N功分器7发射端口进入，通过发射相控阵系统射频链路后，并与接收天线阵面8的某一特定扫描角度下阵列单元的电压反射矢量发生噪声能量叠加，通过能量叠加后产生的总热噪声必须小于接收相控阵系统自身的噪底，从而确定出收阻滤波器2的隔离度值，这一方法解决了传统全双工有源相控阵天线系统隔离度设计中单凭设计经验、导致设计余量过大、增加了收阻滤波器和发阻滤波器设计困难的难题。

鉴于有源相控阵天线在不同扫描角度下，阵列单元的电压反射矢量将发生变化，并在某些扫描角度恶化，干扰接收通道信号的接收，因此本发明考虑了阵列单元电压反射矢量对接收通道的影响，解决了非相控阵体制天线隔离度计算方法不考虑这一因素的缺点，使得本发明的方法在计算全双工有源相控阵天线系统隔离度中具有更加的准确性、可靠性、和工程实用性。

附图说明

图1是本发明的全双工有源相控阵天线射频链路系统组成示意图。

图2是本发明中收发阵面布阵实施例示意图，其中发射天线阵面1的阵列规模为8×8，接收天线阵面8的阵列规模为4×4。

图中：1发射天线阵面、2收阻滤波器、3功率放大器、4移相器、5一分M功分器、6驱动功率放大器、7一分N功分器、8接收天线阵面、9发阻滤波器、10低噪声放大器、11P合一合成器、12驱动低噪声放大器、13Q合一合成器。 

具体实施方式

参阅图1。在以下描述的实施例中，全双工有源相控阵天线射频链路系统，包括发射相控阵系统射频链路和接收相控阵系统射频链路。其中发射相控阵系统射频链路由M×N路顺次并联在发射天线阵面1与一分M功分器5之间的收阻滤波器2、功率放大器3、移相器4、以及N路并联在一分M功分器5与一分N功分器7之间的驱动功率放大器6组成；一个一分N功分器7和N个一分M功分器5共同确定了发射相控阵的阵列规模为M×N；带有发射端口的一分N功分器7的每路射频通道设置一个驱动功率放大器6，目的是把发射相控阵系统射频链路的功率放大器3的输出功率推饱和，从而确保发射相控阵系统的性能。所述接收相控阵系统射频链路由P×Q路顺次并联在接收天线阵面8与P合一合成器11之间的发阻滤 波器9、低噪声放大器10、移相器4，以及Q路并联在P和一合成器11与及Q和一合成器13之间的驱动低噪声放大器12组成，带有接收端口的Q和一合路器13的每路射频通道设置一个驱动低噪声放大器12，以确保接收相控阵系统射频链路增益，其中一个Q和一合路器13和Q个P和一合路器11共同确定了接收相控阵的阵列规模为P×Q；Q和一合路器13的每路射频通道设置一个驱动低噪声放大器12，目的是确保接收相控阵系统射频链路增益，从而确保接收相控阵系统的性能；一个Q和一合路器13和Q个P和一合路器11共同确定了接收相控阵的阵列规模为P×Q，上述M、N、P、Q是自然数。

为了确定全双工有源相控阵天线的收发隔离度，建立图1所示的全双工有源相控阵天线射频链路系统组成示意图。

本发明首先根据微波网络理论，在发射工作频段上采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，计算出发射天线阵面1到接收天线阵面8的电压散射矢量，求出发射天线阵面1的所有M×N个阵列单元到接收天线阵面8的任意一个阵列单元的电压散射矢量和，并在P×Q个电压散射矢量和中找出幅值最大的那个阵列单元值，将此值与发射相控阵系统每通道输出功率相乘，得到由发射相控阵系统耦合到接收相控阵系统的信号功率。为了保证接收相控阵系统的接收通道不被推饱和或烧毁，需要在接收相控阵系统的接收天线阵面8和低噪声放大器10之间设计发阻滤波器9，使该信号功率通过接收相控阵系统的发阻滤波器9后减小，其信号功率值必须减小到小于低噪声放大器10的输入1dB压缩点功率值；然后该信号功率值进一步通过低噪声放大器10、移相器4后，最后从P合一合成器11输出的信号功率值必须再次小于驱动低噪声放大器12的输入1dB压缩点功率值。通过上述方法，可以确定出发阻滤波器9的隔离度值。

在全双工有源相控阵天线接收工作频段上，本发明仍然根据微波网络理论，采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，计算出接收天线阵面8的阵列波束扫描到某一特定角度下的阵列单元的电压反射矢量，并找出电压反射矢量幅值最大的那个阵列单元值。然后考虑高斯白噪声从发射相控阵系统的一分N功分器7发射端口进入，通过一分N功分器7、驱动功率放大器6、一分M功分器5、移相器4、功率放大器3后，其热噪声将会通过发射天线阵面1耦合到接收天线阵面8，从而造成接收相控阵系统无法正常工作。因此，必须在发射相控阵 系统的发射天线阵面1和功率放大器3之间设计收阻滤波器2，使该热噪声通过发射相控阵系统的收阻滤波器2后减小，然后通过发射天线阵面1耦合到接收天线阵面8，并与接收天线阵面8的阵列波束扫描到某一特定角度下的阵列单元的电压反射矢量发生噪声能量叠加。考虑工程设计的可靠性，取接收天线阵面8的阵列波束扫描到某一特定角度下的阵列单元的电压反射矢量幅值最大的那个阵列单元值作为设计基准，通过能量叠加后产生的总热噪声必须小于接收相控阵系统自身的噪底。通过上述方法，可以确定出收阻滤波器2的隔离度值，并保证全双工有源相控阵天线正常工作。本发明详细技术方案如下：

步骤1：在计算发阻滤波器9的隔离度I_f的值中，首先针对有源相控阵天线发射频率f_t，采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，完成对发射天线阵面1和接收天线阵面8的电压散射矢量计算，提取出发射天线阵面1的所有M×N个阵列单元到接收天线阵面8中第(i,j)个阵列单元的电压散射矢量

式中电压散射矢量表示发射天线阵面1的任意阵列单元(m,n)耦合到接收天线阵面8的第(i,j)个阵列单元的电场传输强弱；其中m＝1,2,…,M_；n＝1,2,…,N_；(i,j)表示接收天线阵面8中第i行和第j列的那个阵列单元所在位置；(m,n)表示发射天线阵面1中第m行和第n列的那个阵列单元所在位置。

根据上述电压散射矢量计算出发射天线阵面1的所有M×N个阵列单元耦合到接收天线阵面8中第(i,j)个阵列单元的电压散射矢量和

步骤2：按照步骤1的方法，可以提取出发射天线阵面1的所有M×N个阵列单元耦合到接收天线阵面8的任意一个阵列单元的电压散射矢量

上式中p＝1,2,…,P；q＝1,2,…,Q。总共有P×Q个，考虑能量大小与方向无关，并考虑到工程设计冗余，对P×Q个电压散射矢量取幅值，求出幅值最大值

步骤3：根据发射相控阵系统每通道输出功率的指标P_t0，计算接收相控阵系统接收通道接收到的最大耦合功率

$P_{\max \_r}=S_{\mathrm{mod}}^2\×P_{t0}$

步骤4：从发射相控阵系统耦合出来的发射功率将会通过接收相控阵系统的接收天线阵面8、发阻滤波器9、低噪声放大器10、移相器4、P合一合成器11、驱动低噪声放大器12以及Q合一合成器13，从接收端口处输出。

对于接收相控阵系统，发阻滤波器9的隔离度为I_f、插损为L_f，低噪声放大器10输入1dB压缩点功率为P_g1，为确保接收相控阵可靠工作，发阻滤波器9的隔离度I_f指标必须满足如下不等式

$I_f>\frac{P_{\max \_r}}{L_f\×P_{g1}}$

步骤5：对于接收相控阵系统，当发射相控阵系统耦合过来的信号功率通过接收天线阵面8和发阻滤波器9时，功率能量为

$P_{f1}=\frac{P_{\max \_r}}{I_f\×L_f}$

经过增益为G_r2的低噪声放大器10时，功率能量为

$P_{f2}=\frac{P_{\max \_r}\×G_{r2}}{I_f\×L_f}$

经过插损为L_ph的移相器4时，功率能量为

$P_{f3}=\frac{P_{\max \_r}\×G_{r2}}{I_f\×L_f\×L_{\mathrm{ph}}}$

经过插损为L_P的P合一合成器11时，功率能量为

$P_{f4}=\frac{P_{\max \_r}\×P\×G_{r2}}{I_f\×L_f\×L_{\mathrm{ph}}\×L_P}$

驱动低噪声放大器12输入1dB压缩点功率为P_g2，此时发阻滤波器9的隔离度I_f指标还必须满足如下不等式

$I_f>\frac{P_{\max \_r}\×P\×G_{r2}}{P_{g2}\×L_f\×L_{\mathrm{ph}}\×L_P}$

步骤6：根据步骤4和步骤5，分别计算出发阻滤波器9的隔离度I_f的值，取其最大值作为发阻滤波器9的隔离度设计值，可保证全双工有源相控阵天线发射时，接收通道不会被推饱和或烧毁。

步骤7：以下步骤是计算收阻滤波器2的隔离度I_r的值。针对有源相控阵天线接收频率f_r，采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，完成对接收天线阵面8的电压反射矢量计算。考虑提取数据的便捷性，可将接收天线阵面8放置在直角坐标系的xoy平面上，z轴正向作为接收天线阵面8的法向方向。取90°，180°，270°的任意面作为设计基准，在接收相控阵天线波束扫描角度0°≤θ≤θ_sm下，并按扫描步进Δθ提取出接收天线阵面8的电压反射矢量

式中p＝1,2,…,P；q＝1,2,…,Q；w＝1,2,…,W；θ＝(W-1)Δθ；θ_sm是接收相控阵天线波束最大扫描角度。电压反射矢量表示接收天线阵面8的第(p,q)个阵列单元扫描到角度的电场能量反射强弱。考虑实际工程设计的可靠性，对电压反射矢量取幅值，求出幅值最大值

步骤8：考虑高斯白噪声从发射相控阵系统一分N功分器7的发射端口处进入，经一分N功分器7、驱动功率放大器6、一分M功分器5、移相器4、功率放大器3、收阻滤波器2以及发射天线阵面1，进入接收相控阵系统，并设高斯白噪声等效噪温为T₀，经过损耗为L_n的一分N功分器7后，等效噪温为

$T_a=[T_0+(\frac{1}{L_n}-1)T_0]\frac{1}{{\mathrm{NL}}_n}$

经过噪声系数为NF₁，增益为G_r1的驱动功率放大器6后的等效噪温为

T_b＝[T_a+(NF₁-1)T₀]G_r1

经过损耗为L_m的一分M功分器5后，等效噪温为

$T_c=[T_b+(\frac{1}{L_m}-1)T_0]\frac{1}{{\mathrm{ML}}_m}$

经过插损为L_ph的移相器4后的等效噪温为

$T_d=[T_c+(L_{\mathrm{ph}}-1)T_0]\frac{1}{L_{\mathrm{ph}}}$

经过噪声系数为NF₃，增益为G_r3的功率放大器3后的等效噪温为

T_e＝[T_d+(NF₃-1)T₀]G_r3

经过插损为L_r、隔离度为I_r的发阻滤波器2的等效噪温为 

$T_f=[T_e+(L_r-1)T_0]\frac{1}{L_r{I}_r}$

全双工有源相控阵天线工作带宽为B，波尔兹曼常数K_b，则发射相控阵系统每通道输出的热噪声为

$N_{f\_r}=K_b{T}_{f}B=K_{b}B\left\{\right[T_e+(L_r-1)T_0\left]\frac{1}{L_r{I}_r}\right\}$

步骤9：根据步骤2计算的总的电压散射矢量幅值最大值S_mod，计算由发射相控阵系统传输到接收相控阵系统的热噪声

$N_{\mathrm{total}}=K_{b}B\left\{\right[T_e+(L_r-1)T_0\left]\frac{1}{L_r{I}_r}\right\}{S}_{\mathrm{mod}}^2$

步骤10：根据步骤7得到的电压反射矢量幅值最大值S_{pq_max}，求出接收相控阵收到的总噪声

$N_{f\_\mathrm{total}}=K_{b}B\left\{\right[T_e+(L_r-1)T_0\left]\frac{1}{L_r{I}_r}\right\}{S}_{\mathrm{mod}}^2(1+S_{\mathrm{pq}\_\max }^2)$

步骤11：接收相控阵系统噪声系数为NF_r，计算接收相控阵系统噪底

N_{r_toatl}＝K_b(NF_r-1)T₀B 

步骤12：为确保接收相控阵系统正常工作，从发射相控阵系统耦合到收相控阵系统的噪声总功率N_{f_total}必须小于接收相控阵系统噪底功率N_{r_toatl}，即

N_{f_total}＜N_{r_toatl}

因此收阻滤波器2的隔离度I_r值必须满足如下不等式

$I_r>[T_e+(L_r-1)]\frac{S_{\mathrm{mod}}^2(1+S_{\mathrm{pq}\_\max }^2)}{L_r({\mathrm{NF}}_r-1)}$

通过上述技术方案，即可完成全双工有源相控阵天线收发隔离度的计算，确定出收阻滤波器和发阻滤波器的隔离度值，从而保证全双工有源相控阵天线正常工作。

实施本发明的原理如下：在发射工作频段，由发射相控阵系统耦合到接收相控阵系统的信号功率，通过接收相控阵系统的发阻滤波器9减小后，其信号功率必须分别小于低噪声放大器和驱动低噪声放大器输入1dB压缩点功率值，确保接收相控阵系统接收通道不被推饱和或烧毁。在接收工作频段，从发射相控阵系统发射端口进入的高斯白噪声，通过发射相控阵系统的收阻滤波器2减小后，其热噪声将通过发射天线阵面1耦合到接收天线阵面8上，进一步与接收天线阵面8的某一特定扫描角度下阵列单元的电压反射矢量发生噪声能量叠加，该值必须小于接收相控阵系统自身的噪底，才能保证接收相控阵系统正常工作。通过上述原理，可以确定出发阻滤波器9和收阻滤波器2的隔离度值。

以下结合一个8×8发射相控阵系统和一个4×4接收相控阵系统，对本发明进行进一步说明。

参阅图2。该图2是全双工有源相控阵天线系统天线阵面布阵示意图。发射天线阵面1的阵列规模为8×8，接收天线阵面8的阵列规模为4×4，放置在xoy平面上，每个阵列单元的坐标位置均在图中标出。发射相控阵系统的工作频率取为25GHz，接收相控阵系统的工作频率取为23GHz，阵列单元间距均取为6mm。

步骤1：针对有源相控阵天线发射工作频率25GHz，本实施例中采用电磁仿真软件HFSS完成对发射天线阵面1和接收天线阵面8的电压散射矢量计算，提取出发射天线阵面1的所有8×8个阵列单元到接收天线阵面8中第(i,j)个阵列单元的电压散射矢量然后计算出发射天线阵面1的所有8×8个阵列单元耦合到接收天线阵面8中第(i,j)个阵列单元的电压 散射矢量和本实施例中，根据HFSS的仿真结果，首先计算出接收天线阵面8中第(1,1)个阵列单元的电压散射矢量和

步骤2：按照步骤1的方法，依次提取出接收天线阵面8中其他阵列单元的电压散射矢量和，4×4规模的接收天线阵面总共有16个，具体如下： 对该计算结果求出幅值最大值为

S_mod＝0.7143

从上面计算的结果可以看出，发射天线阵面1的64个阵列单元耦合到接收天线阵面8的第(1,2)个阵列单元的电压散射矢量幅值最大，即耦合到该阵列单元的能量最大。考虑最严格情况，只要从发射相控阵系统耦合过来的能量通过接收天线阵面1的第(1,2)个阵列单元的隔离度满足要求，则整个接收相控阵系统接收通道不会推饱和或烧毁。

步骤3：根据设计需求，发射相控阵系统每通道输出功率为P_t0＝100mw，则计算出接收相控阵系统接收通道接收到的最大耦合功率

$P_{\max \_r}=S_{\mathrm{mod}}^2\×P_{t0}={0.7143}^2\×100=51.02\mathrm{mw}$

步骤4：对于接收相控阵系统，发阻滤波器9的隔离度为I_f、插损为0.5dB(L_f＝1.12)，低噪声放大器10输入1dB压缩点功率为-15dBm(P_g1＝0.03mw)，发阻滤波器9的隔离度I_f指标必须满足如下不等式

$I_f>\frac{P_{\max \_r}}{L_f\×P_{g1}}=\frac{50.12}{1.12\×0.03}=1491.67\left(31.74\mathrm{dB}\right)$

步骤5：对于接收相控阵系统，当发射相控阵系统耦合过来的信号功率通过接收天线阵面8、发阻滤波器9，增益为20dB(G_r2＝100)的低噪声放大器10，插损为8.5dB(L_ph＝7.08)的移相器4，插损为2.5dB(L_p＝1.78)的四合一合成器11后，到达驱动低噪声放大器12。 而驱动低噪声放大器12输入1dB压缩点功率为-5dBm(P_g2＝0.32mw)，因此发阻滤波器9的隔离度I_f指标还必须满足如下不等式

$I_f>\frac{P_{\max \_r}\×P\×G_{r2}}{P_{g2}\×L_f\×L_{\mathrm{ph}}\×L_P}=\frac{50.12\×4\×100}{0.32\×1.12\×7.08\×1.78}=4438.64\left(36.47\mathrm{dB}\right)$

步骤6：比较步骤4和步骤5分别计算出的发阻滤波器9的隔离度I_f值，得出发阻滤波器9的隔离度指标必须大于36.47dB。考虑工程余量，发阻滤波器9的隔离度指标可以取为37dB，可保证有源相控阵天线发射时，接收通道不会被推饱和或烧毁。

步骤7：针对有源相控阵天线接收频率23GHz，采用电磁仿真软件HFSS完成对接收天线阵面8的电压反射矢量计算。本实施例中，取的面作为设计基准，接收相控阵天线波束扫描角度0°≤θ≤60°，并按扫描步进Δθ＝20°提取出接收天线阵面8的电压反射矢量。

式中p＝1,2,…,P；q＝1,2,…,Q；w＝1,2,…,W；本实施例中，P＝4，Q＝4，W＝4。因此采用HFSS软件仿真出来的电压反射矢量总共有P×Q×W＝64个。考虑实际工程设计的可靠性，对这64个电压反射矢量取幅值，求出幅值最大值。本实施例中，通过HFSS仿真得到的最大值为

步骤8：设高斯白噪声等效噪温为T₀＝290K，经过损耗为0.5dB(L_n＝1.12)的一分N功分器7后，等效噪温为(本实施例中N＝8)

$T_a=[T_0+(\frac{1}{L_n}-1)T_0]\frac{1}{{\mathrm{NL}}_n}=28.89K$

输入高斯白噪声为在室温T₀＝290K时一个理想匹配信号源所产生的噪声，现计算出来的 T_a比T₀小，按实际的物理含义，这儿T_a仍然该取值290K。

经过噪声系数为3dB(NF₁＝1.9953)，增益20dB(G_r1＝100)的驱动功率放大器6后的等效噪温为

T_b＝[T_a+(NF₁-1)T₀]G_r1＝57863.7K

经过损耗为0.5dB(L_m＝1.12)的一分M功分器5后，等效噪温为(本实施例中M＝8)

$T_c=[T_b+(\frac{1}{L_m}-1)T_0]\frac{1}{{\mathrm{ML}}_m}=6454.5K$

经过插损为8.5dB(L_ph＝7.08)的移相器4后的等效噪温为

$T_d=[T_c+(L_{\mathrm{ph}}-1)T_0]\frac{1}{L_{\mathrm{ph}}}=1160.7K$

经过噪声系数为3dB(NF₃＝1.9953)，增益25dB(G_r3＝316.2)的功率放大器3后的等效噪温为

T_e＝[T_d+(NF₂-1)T₀]G_r2＝457987.99K

经过插损为0.5dB(L_r＝1.12)、隔离度为I_r的发阻滤波器2的等效噪温为

$T_f=\frac{408948.9}{I_r}K$

上式中，发阻滤波器2的隔离度I_r是我们需要求出的设计指标。现根据全双工有源相控阵天线工作带宽B＝10MHz，波尔兹曼常数K_b＝1.38×10^-23J/K，则发射相控阵系统每通道输出的热噪声为

$N_{f\_r}=K_b{T}_{f}B=\frac{5.64\×{10}^{-8}}{I_r}\mathrm{mw}$

步骤9：根据步骤2计算的总的电压散射矢量幅值最大值S_{pq_max}，计算由发射相控阵系统传输到接收相控阵系统的热噪声

$N_{\mathrm{total}}=K_{b}B\left\{\right[T_e+(L_r-1)T_0\left]\frac{1}{L_r{I}_r}\right\}{S}_{\mathrm{mod}}^2=\frac{2.88\×{10}^{-8}}{I_r}\mathrm{mw}$

步骤10：根据步骤7得到的电压反射矢量幅值最大值S_{pq_max}，求出接收相控阵收到的总热噪声

$N_{f\_\mathrm{total}}=K_{b}B\left\{\right[T_e+(L_r-1)T_0\left]\frac{1}{L_r{I}_r}\right\}{S}_{\mathrm{mod}}^2(1+S_{\mathrm{pq}\_\max }^2)=\frac{3.43\×{10}^{-8}}{I_r}\mathrm{mw}$

步骤11：根据指标要求，接收相控阵系统噪声系数为4.2dB(NF_r＝2.63)，可以计算接收相控阵系统噪底

N_{r_toatl}＝K_b(NF_r-1)T₀B＝6.5×10^-11mw

步骤12：为确保接收相控阵系统正常工作，从发射相控阵系统耦合到收相控阵系统的总热噪声N_{f_total}必须小于接收相控阵系统噪底N_{r_toatl}，即

N_{f_total}＜N_{r_toatl}

即是

$\frac{3.43\&times;{10}^{-8}}{I_r}<6.5\&times;{10}^{-11}$

求解上述不等式，得到收阻滤波器2的隔离度I_r指标

I_r＞527.69(27.22dB)

考虑工程余量，收阻滤波器2的隔离度指标可以取为28dB，可保证全双工有源相控阵天线正常接收信号。通过上述计算方法，即可完成全双工有源相控阵天线收发隔离度的计算，确定出收阻滤波器和发阻滤波器的隔离度值。

本发明特别参照优选的实施例来说明和展示，本领域的技术人员应理解，可以在形式上和内容上作出改型而不偏离本发明精神和范围。

Claims (10)

1.一种全双工有源相控阵天线射频链路系统，包括发射相控阵系统射频链路和接收相控阵系统射频链路，其特征在于：所述的发射相控阵系统射频链路由M×N路顺次并联在发射天线阵面(1)与一分M功分器(5)之间的收阻滤波器(2)、功率放大器(3)、移相器(4)，以及N路并联在一分M功分器(5)与一分N功分器(7)之间的驱动功率放大器(6)组成；其中驱动功率放大器(6)设置在一分N功分器(7)的每路射频通道上，以使功率放大器(3)的输出功率推饱和；所述接收相控阵系统射频链路由P×Q路顺次并联在接收天线阵面(8)与P合一合成器(11)之间的发阻滤波器(9)、低噪声放大器(10)、移相器(4)，以及Q路并联在P和一合成器(11)与Q和一合成器(13)之间的驱动低噪声放大器(12)组成，Q和一合路器(13)的每路射频通道设置一个驱动低噪声放大器(12)，以确保接收相控阵系统射频链路增益，上述M、N、P、Q是自然数。

2.如权利要求1所述的全双工有源相控阵天线射频链路系统，其特征在于：带有发射端口的一分N功分器(7)的每路射频通道设置一个驱动功率放大器(6)；带有接收端口的Q和一合路器(13)的每路射频通道设置一个驱动低噪声放大器(12)。

3.一种使用上述权利要求1所述全双工有源相控阵天线射频链路系统确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于包括如下步骤：首先根据微波网络理论，在发射工作频段上采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，计算出发射天线阵面(1)到接收天线阵面(8)的电压散射矢量，求出发射天线阵面(1)的所有M×N个阵列单元到接收天线阵面(8)的任意一个阵列单元的电压散射矢量和，并在P×Q个电压散射矢量和中找出幅值最大的那个阵列单元值，将此值与发射相控阵系统每通道输出功率相乘，得到由发射相控阵系统耦合到接收相控阵系统的信号功率；为了保证接收相控阵系统的接收通道不被推饱和或烧毁，在接收相控阵系统的接收天线阵面(8)和低噪声放大器(10)之间设置发阻滤波器(9)，使从发射相控阵系统耦合过来的信号功率值通过接收相控阵系统的发阻滤波器(9)后减小，减小到小于低噪声放大器(10)的输入1dB压缩点功率值；然后该信号功率值进一步通过低噪声放大器(10)、移相器(4)、以及P合一合成器(11)后，最终合成输出的信号功率值再次小于驱动低噪声放大器(12)的输入1dB压缩点功率值，从而确定出发阻滤波器(9)的隔离度值。

4.一种使用上述权利要求1所述全双工有源相控阵天线射频链路系统确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于包括如下步骤：对于接收相控阵系统接收工作频段，采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，计算出接收天线阵面(8)的阵列波束扫描到某一特定扫描角度下阵列单元的电压反射矢量，找出电压反射矢量幅值最大的那个阵列单元值；然后考虑高斯白噪声从发射相控阵系统的一分N功分器(7)发射端口进入，通过一分N功分器(7)、驱动功率放大器(6)、一分M功分器(5)、移相器(4)、功率放大器(3)后，其发射相控阵系统的热噪声将会通过发射天线阵面(1)耦合到接收天线阵面(8)，从而造成接收相控阵系统无法正常工作；采用在发射相控阵系统的发射天线阵面(1)和功率放大器(3)之间设置收阻滤波器(2)的方法，使该热噪声通过发射相控阵系统的收阻滤波器(2)后减小，然后通过发射天线阵面(1)耦合到接收天线阵面(8)，并与接收天线阵面(8)的某一特定扫描角度下阵列单元的电压反射矢量发生噪声能量叠加，通过能量叠加后产生的总热噪声小于接收相控阵系统自身的噪底，从而确定出收阻滤波器(2)的隔离度值。

5.如权利要求3所述的确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于：在计算发阻滤波器(9)的隔离度I_f的值中，首先针对有源相控阵天线发射频率f_t，采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，对发射天线阵面(1)和接收天线阵面(8)的电压散射矢量计算，提取出发射天线阵面(1)的所有M×N个阵列单元到接收天线阵面(8)中第(i,j)个阵列单元的电压散射矢量

式中电压散射矢量表示发射天线阵面1的任意阵列单元(m,n)耦合到接收天线阵面(8)的第(i,j)个阵列单元的电场传输强弱；其中m＝1,2,…,M；n＝1,2,…,N；(i,j)表示接收天线阵面(8)中第i行和第j列的那个阵列单元所在位置；(m,n)表示发射天线阵面(1)中第m行和第n列的那个阵列单元所在位置；按照上述方法，提取出发射天线阵面(1)的所有M×N个阵列单元耦合到接收天线阵面(8)的任意一个阵列单元的电压散射矢量

上式中p＝1,2,…,P；q＝1,2,…,Q；总共有P×Q个，考虑能量大小与方向无关，并考虑到工程设计冗余，对P×Q个电压散射矢量取幅值，求出幅值最大值

根据发射相控阵系统每通道输出功率的指标P_t0，计算接收相控阵系统接收通道接收到的最大耦合功率

$P_{\max \_r}=S_{\mathrm{mod}}^2\&times;P_{t0}.$

6.如权利要求3所述的确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于：对于接收相控阵系统，发阻滤波器(9)的隔离度为I_f、插损为L_f，低噪声放大器(10)输入1dB压缩点功率为P_g1，发阻滤波器(9)的隔离度I_f指标满足如下不等式

7.如权利要求3所述的确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于：对于接收相控阵系统，当发射相控阵系统耦合过来的发射功率通过接收天线阵面(8)和发阻滤波器(9)时，功率能量为

$P_{f1}=\frac{P_{\max \_r}}{I_f\&times;L_f}$

经过增益为G_r2的低噪声放大器(10)时，功率能量为

$P_{f2}=\frac{P_{\max \_r}\&times;G_{r2}}{I_f\&times;L_f}$

经过插损为L_ph的移相器(4)时，功率能量为

$P_{f3}=\frac{P_{\max \_r}\&times;G_{r2}}{I_f\&times;L_f\&times;L_{\mathrm{ph}}}$

经过插损为L_P的P合一合成器(11)时，功率能量为

$P_{f4}=\frac{P_{\max \_r}\&times;P\&times;G_{r2}}{{I_f\&times;L}_f\&times;L_{\mathrm{ph}}\&times;L_P}$

驱动低噪声放大器(12)输入1dB压缩点功率为P_g2，此时发阻滤波器(9)的隔离度I_f指标满足如下不等式

$I_f>\frac{P_{\max \_r}\&times;P\&times;G_{r2}}{P_{g2}\&times;L_f\&times;L_{\mathrm{ph}}\&times;L_P}.$

8.如权利要求4所述的确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于：针对有源相控阵天线接收频率f_r，采用有限元数值计算方法或电磁仿真软件，对接收天线阵面(8)的电压反射矢量计算；将接收天线阵面(8)放置在直角坐标系的xoy平面上，z轴正向作为接收天线阵面(8)的法向方向，取90°，180°，270°的任意面作为设计基准，在接收相控阵天线波束扫描角度0°≤θ≤θ_sm下，按扫描步进Δθ提取出接收天线阵面(8)的电压反射矢量

电压反射矢量表示接收天线阵面(8)的第(p,q)阵列单元扫描到角度的电场能量反射强弱，对电压反射矢量取幅值，求出幅值最大值，式中p＝1,2,…,P；q＝1,2,…,Q；w＝1,2,…,W；θ＝(W-1)Δθ；θ_sm是接收相控阵天线波束最大扫描角度。

9.如权利要求4所述的确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于：高斯白噪声从发射相控阵系统一分N功分器(7)的发射端口处进入，经一分N功分器(7)、驱动功率放大器(6)、一分M功分器(5)、移相器(4)、功率放大器(3)、收阻滤波器(2)以及发射天线阵面(1)，进入接收相控阵系统，并设高斯白噪声等效噪温为T₀，经过损耗为L_n的一分N功分器(7)后，等效噪温为

$T_a=[T_0+(\frac{1}{L_n}-1)T_0]\frac{1}{{\mathrm{NL}}_n}$

经过噪声系数为NF₁，增益为G_r1的驱动功率放大器(6)后的等效噪温为

T_b＝[T_a+(NF₁-1)T₀]G_r1

经过损耗为L_m的一分M功分器(5)后，等效噪温为

$T_c=[T_b+(\frac{1}{L_m}-1)T_0]\frac{1}{{\mathrm{ML}}_m}$

经过插损为L_ph的移相器(4)后的等效噪温为

$T_d=[T_c+(L_{\mathrm{ph}}-1)T_0]\frac{1}{L_{\mathrm{ph}}}$

经过噪声系数为NF₃，增益为G_r3的功率放大器(3)后的等效噪温为

T_e＝[T_d+(NF₃-1)T₀]G_r3

经过插损为L_r、隔离度为I_r的发阻滤波器(2)的等效噪温为

$T_f=[T_e+(L_r-1)T_0]\frac{1}{L_r{I}_r}$

全双工有源相控阵天线工作带宽为B，波尔兹曼常数K_b，则发射相控阵系统每通道输出的热噪声为

$N_{f\_r}=K_b{T}_{f}B=K_{b}B\left\{\right[T_e+(L_r-1)T_0\left]\frac{1}{L_r{I}_r}\right\}.$

10.如权利要求4所述的确定全双工有源相控阵天线收发高隔离度的方法，其特征在于：从发射相控阵系统耦合到收相控阵系统的噪声总功率N_{f_total}小于接收相控阵系统噪底功率N_{r_toatl}，即

N_{f_total}＜N_{r_toatl}

且收阻滤波器(2)的隔离度I_r值满足不等式

$I_r>[T_e+(L_r-1)]\frac{S_{\mathrm{mod}}^2(1+S_{\mathrm{pq}\_\max }^2)}{L_r({\mathrm{NF}}_r-1)}.$