CN113193880A - 一种基于时间调制阵列的无人机反向散射通信方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种基于时间调制阵列的无人机反向散射通信方法，属于无人机无线通信技术领域。本发明在无人机上设置时频全双工的时间调制天线阵列FD‑TMA，通过将FD‑TMA中的SPMT开关和SPDT开关组合，实现收发天线共用的同时将收发射频链隔离开；通过调整无人机中FD‑TMA中移相器的相角与天线阵元收发状态的调制时序，抑制本地自干扰；无人机在与BD通信时，将基频分量的最大增益方向对准BD后发送射频信号；无人机对接收信号经FD‑TMA调制后再经低通滤波器得到BD发送信号。本发明实现利用射频开关网络将收发射频链隔离开，实现自干扰信号抑制，满足物联网中大量反向散射通信设备BD的数据搜集应用需求。

Description

一种基于时间调制阵列的无人机反向散射通信方法
技术领域
本发明属于无线通信领域，涉及无线同时同频全双工通信技术及反向散射通信技术，具体涉及一种基于时间调制阵列(Time modulated array，TMA)的无人机同时同频全双工反向散射通信方法。
背景技术
随着无线通信技术和传感技术的高速发展，具有感知、计算和无线通信能力的传感器问世。无线传感器网络就是由上述大量的传感器节点通过多跳、自组织的方式构成，能够实现协作地感知、采集被监测区域的信息数据，并对数据进行处理和传输，使人们得到有价值的信息。无线传感器节点具有低功耗、低成本、易部署等特性，因此被广泛应用于工农业生产以及交通管理领域。而物联网时代的到来，更加速了无线传感器网络技术的发展与应用，例如智慧城市建设、智慧农业等。其中微软的“未来之家”系统能将居室中的门禁系统、照明系统、空调系统和厨房燃气系统等连在一起，实现智能、自动化管理。这些以无线传感器网络技术为主要手段的智能系统未来将会极大地便捷人们的生活。另一方面，无线传感器网络技术还被应用于空间探索、灾难监测及军事通信等领域，例如森林大火监测与野生动物移动轨迹监测。其中由加州大学伯克利分校利用无线传感器技术创造的森林火灾检测系统FireBug得以成功运用。由此可见，无线传感器数据收集技术引起了国内外专家学者的格外重视但由于受到成本、体积等条件限制，节点的通信能力、数据存储与处理能力以及续航能力十分有限，并且因为节点部署环境一般较为恶劣，定期对传感器节点的电池进行充电或者更换可能既昂贵又不便。通常，所采集的信息数据是通过传感器节点间的多跳传输至汇集节点，而传感器节点间的通信过程将消耗较多能量，因此汇集节点周围的传感器节点需要传递更多来自其他传感器所传输的数据。这导致汇集节点周围的传感器节点耗电比其他传感器节点快的多，而这将会严重缩短网络的寿命。此外，部署在监测区域的传感器节点可能提前断开连接，导致部分数据无法被传输至汇聚节点。
为了解决这些问题，采用移动收集器辅助无线传感器网络进行数据收集的策略随之出现，其中无人机是最重要的移动收集器之一。近年来，随着科技的进步和发展，无人机由于成本低廉、操控灵活等特点被广泛应用于军事与民用领域。随着无线网络技术的发展，配备了智能传感器和天线的无人机辅助无线传感器网络进行的数据分发和收集已经得到了广泛的应用。在传感器网络进行数据收集的过程中，由无人机采集传感器节点的数据，节省了传感器节点由于中转其他节点的数据造成的电量消耗，延长了传感器网络的寿命。另外，无人机能在障碍物较多的复杂地理环境下工作，提升了传感器节点向外传输数据的效率，加速了数据的收集工作。
尽管无人机在收集数据时有较多优点，然而无人机能量有限，执行任务的作用时间受限，因此，高谱效的传输技术在无人机数据收集应用中十分关键。因此，时频全双工技术在提升无人机吞吐量方面起到重要作用，并受到了广泛关注。如参考文献[1]对全双工无人机通信进行了研究，针对无人机分布和资源分配问题展开研究，最小化无人机的发射功率，同时满足用户的速率要求。参考文献[2]研究了不完全自干扰消除下的全双工无人机的空中基站多小区网络的资源分配问题。并对最大化下行和速率，最大化上行和速率，最大化上行、下行和速率展开研究。参考文献[3]研究了旋转翼无人机辅助的全双工无线物联网(IoT)网络，其中配备全双工混合接入点的旋转翼无人机服务于多个稀疏分布的能量受限物联网传感器。无人机在飞行和悬停时发射能量，仅在悬停时收集信息。
然而，时频全双工技术存在本地发射的信号经空域或电磁耦合泄露进入本地接收机，对接收机接收的远端目标信号，造成强干扰。充分利用对发射信号的已知性，可以对全双工节点内自干扰信号进行重建和抑制。根据干扰抑制实现方式，可以将当前的干扰抑制技术分为被动式隔离和主动式抑制两类。自干扰被动式隔离通过增大本地接收机天线与发射机天线间传播路径上的损耗，降低自干扰信号进入接收机射频通道的强度。收发天线分离的全双工收发信机结构，收发通道采用各自独立的天线，可以设计天线的方向特性、增大收发天线间的距离、在收发天线间部署隔离屏障等，增加收发射频通道间的隔离度，现有研究成果总结如下：1)极化天线方式隔离：在矢量空间，调整天线辐射电磁波的指向特性，使全双工收发天线保持极化正交，提高收发天线间的隔离度，降低接收到的自干扰信号功率。2)定向天线方式隔离：调整定向天线的方向指向，将接收天线置于发送天线的旁瓣，降低接收到的自干扰信号强度。3)吸收屏障方式隔离：在早期的全双工实现方案中，在收发天线间增加吸收屏蔽。4)天线置零方式隔离：接收天线位于发射天线方向图的零点，进行自干扰隔离，常见的实现方式有辅助天线/阵元法、多天线波束成形法等。利用对本地发射的自干扰信号的已知性，采用“重建+抑制”的主动式干扰抑制机制，重建干扰信号并从接收信号中减掉。根据干扰抑制部署的部位，可以将主动抑制进一步细分为射频域干扰抑制以及数字域干扰抑制。当自干扰被动隔离技术无法提供足够的隔离度时，需要部署射频域干扰抑制，避免接收通道饱和，引起明显的非线性失真等；数字域干扰抑制部署在接收基带，用于进一步提高自干扰抑制能力，提高接收信干噪比。射频域重建也是自干扰抑制常用方法。如搭建单抽头支路内插型自干扰射频抑制架构，通过手动配置延时线长度实现延时和相位调整，将100MHz的自干扰信号抑制40dB。再如搭建16抽头射频干扰抑制器，采用内插型架构，参数配置方法为先信道估计辅助方式粗调参数联合自适应算法微调，实现100MHz自干扰信号45dB的抑制。在数字域可以通过更强大的信号处理算法，将残余自干扰信号进一步抑制。其中非理想信号采集用于捕获发射射频通道引入的噪声特性，如非线性失真、相位噪声等；根据自干扰信道估计，分别重建自干扰信号的线性和非理想成分。现有文献中有提出基于子空间和最大似然的估计方法，联合估计自干扰信号线性和非线性分量，分别取得优于传统LS(最小二乘法)和近底噪的干扰抑制效果。现有文献还有采用数字域重建架构，通过最小二乘估计，进行干扰抑制，实验测试比传统线性抑制的方法，提高8dB干扰抑制能力。现有文献[4]对影响自干扰抑制的瓶颈因素进行了分析，初步认知了接收机非理想因素，如相位噪声、非线性和通道I/Q不平衡等对自干扰信号重建及抑制的影响。
然而，目前无人机双工技术对无人机自干扰消除方法研究不足，现有无人机全双工通信大多未对自干扰抑制展开设计。此外，现自干扰抑制方案存在诸多限制：例如天线置零干扰抑制性能较弱、反射面抑制不利于小型化、射频自干扰抑制收到发送和重构链路不一致性的影响，数字自干扰抑制存在发射功率约束和有源器件非线性问题。此外，干扰消除需要增加额外的射频链路及复杂的运算，不适用于载荷、算力受限的无人机搭载。因此需要针对无人机平台设计低复杂度的时频全双工技术。
参考文献如下：
[1]Youssef M J,Farah J,Nour C A,et al.Full-duplex and backhaul-constrained uav-enabled networks using noma[J].IEEE Transactions on VehicularTechnology,2020,69(9):9667-9681.
[2]Gazestani A H,Ghorashi S A,Yang Z,et al.Resource Allocation inFull-Duplex UAV Enabled Multi Small Cell Networks[J].IEEE Transactions onMobile Computing,2020.
[3]Ye H T,Kang X,Joung J,et al.Optimization for Full-Duplex Rotary-Wing UAV-Enabled Wireless-Powered IoT Networks[J].IEEE Transactions onWireless Communications,2020,19(7): 5057-5072.
[4]X.Quan,Y.Liu,S.Shao,et al.Impacts of phase noise on digital self-interference cancellation in full-duplex communications[J].IEEE Transactionson Signal Processing,2017, 65(7):1881-1893.
发明内容
针对物联网中尤其是无线传感网络中大量反向散射通信设备(BackscatterDevice，BD) 的数据搜集应用的需求，本发明基于时间调制阵列技术实现同时同频全双工通信硬件结构，即一种时频全双工时间调制阵列(Full Duplex-TMA，FD-TMA)，再结合无人机的移动特性，提出了一种基于时间调制阵列的无人机反向散射通信方法，在充分发挥TMA低复杂度优势的同时，实现了收发机的自干扰抑制。
本发明的一种基于时间调制阵列的无人机反向散射通信方法，包括如下步骤：
步骤1：在无人机上设置时频全双工的时间调制天线阵列FD-TMA的通信结构，包括：无人机各天线阵元分别与移相器相连，移相器的另一端口与单刀双掷(SPDT)开关相连，无人机的发射机和接收机的射频链路上都连接一个单刀多掷(SPMT)开关，每个单刀双掷开关都连接发射机和接收机的单刀多掷开关；所述单刀双掷开关用于切换收发射频链路的同时，对收发信号进行时间调制；所述单刀多掷开关用于对收发信号进行合路或分路。
当发射机或接收机的射频链上的SPMT开关切换到某一路天线阵元时，该天线阵元对应连接的SPDT开关切换到发射状态或接收状态，此时发射机或接收机的射频链与该天线阵元端口形成通路。通过将SPMT开关和SPDT开关组合，实现收发天线共用的同时将收发射频链隔离开。
步骤2：调整无人机中FD-TMA中移相器的相角与天线阵元收发状态的调制时序，实现对自干扰信号的抑制。
步骤3，无人机悬停于后向散射通信设备BD的上方，无人机发射机的输出信号经FD-TMA时间调制，产生基频分量和谐波分量，生成单载波多谐波射频信号；不同的谐波分量将产生不同的远场方向图向自由空间辐射电磁波。无人机移动使得基频分量的最大增益方向对准BD，然后对BD发送射频信号并提供无线能量。
步骤4，BD接收到射频信号后为本地储能设备进行充电，并对接收的射频信号中的基频分量信号进行调制后反射出去。
步骤5：无人机通过FD-TMA对接收到的BD反射信号进行接收，各阵元接收信号经过FD-TMA的SPDT开关开关的时间调制后产生谐波分量，经SPMT开关合为一路；在接收机设置低通滤波器，低通滤波器将自干扰信号滤除，得到BD反射的信号，再对BD反射信号进行信道估计和解码。
所述的步骤1中，FD-TMA包括：N个移相器、N个单刀双掷SPDT开关以及两个单刀多掷SPMT开关；N为无人机天线阵元数量；每个天线阵元连接一个移相器，每个移相器连接一个SPDT开关的固定端，发射机和接收机分别连接一个SPMT开关的固定端；每个SPMT 开关的动端有N个电路触点，N个电路触点分别连接N个SPDT开关动端的一个电路触点。
所述的步骤2中，设置第n个天线阵元连接的移相器的相位
Figure BDA0003031294160000041
在一个调制周期T内，设置N个阵元的发送调制时序为
Figure BDA0003031294160000042
其中，ton,n、toff,n分别为第n个阵元的发送起始时刻、发送状态的截止时刻；设置接收调制时序为
Figure BDA0003031294160000051
其中，t′on,n、t′off,n分别为第n个阵元的接收起始时刻、接收状态的截止时刻。
所述步骤2中，自干扰信号是由相邻两个阵元发送并接收到的，从发射机输出到接收机的过程受到调制信号m(t)的调制，m(t)＝χ′θΔ,n′θΔ,n′+1,
Figure BDA0003031294160000052
其中，t 表示t时刻，χ′为自干扰信号的幅度相位加权系数，是固定常数，
Figure BDA0003031294160000053
Figure BDA0003031294160000054
代表发射机信号经由阵元n1发射后被阵元n2接收后对接收机自干扰的损耗，d为阵元间距，λ为信号载波波长，n1＝1,2,...N-1；对调制信号m(t)进行傅里叶级数展开，得出自干扰信号的基频分量的能量为0，干扰能量被调制到谐波分量上。当调制频率fM＝1/T大于信号带宽时，谐波干扰信号不落在接收机通频带，将直接被接收射频链的滤波器滤除。
所述的步骤5中，经步骤2中调整移相器相角和天线阵元收发状态的调制时序，无人机本地由于相邻天线阵元发送、接收信号产生的本地自干扰信号被调制到远离低通滤波器通带的+1次谐波上且被低通滤波器滤除，经低通滤波后的接收信号只包含BD反射信号，直接对 BD反射信号进行信道估计并解码即可得到BD所发送的数据。
相对于现有技术，本发明的优点和积极效果在于：
(1)本发明方法实现了一种基于FD-TMA的无人机反向散射通信系统，通过改进传统 TMA的结构，利用射频开关网络将收发射频链隔离开；同时对TMA各天线阵元收发调制时序及阵元移相器进行合理设置，实现自干扰信号的二次调制，远离接收信号通频带，从而实现自干扰抑制；
(2)本发明方法的时间调制阵列在抑制载波的同时，产生相同的发送、接收方向图，当 BD处于FD-TMA发送基波方向图最大增益方向的同时，其反射信刚好处于接收基波方向图最大方向，从而保证了发射方向图与接收方向图的对准。
(3)本发明方法利用无人机的移动性，将FD-TMA发送方向图最大方向对准BD的方向，从而保证通信收发信号的能量利用率。
(4)相较于传统天线层面的自干扰抑制方法，本发明方法基于FD-TMA的自干扰抑制仅需要射频开关及移相器实现自干扰信号的二次调制，不需要额外的吸收屏障，有利于无人机天线阵列的小型化设计，降低了阵元的设计复杂度；本地自干扰信号远离通频带，可以直接通过滤波器滤除；相较于模拟/数字抵消方法，本发明方法避免了干扰信号重构中的有源器件非线性特性对干扰抑制的影响；并且由于不需要采用到额外的信号重构、干扰反馈、干扰对消所用到的有源器件，本发明还降低了无人机的复杂度与成本。
附图说明
图1是本发明基于FD-TMA的同时同频全双工通信的硬件结构示意图；
图2是一个9阵元FD-TMA的调制的收发时序示意图；
图3是本发明基于FD-TMA的反向散射通信的示意图；
图4是本发明实施例中发射机远场方向图；
图5是本发明实施例中接收远场方向图；
图6是本发明实施例中发射机发送信号频谱与接收机接收的自干扰信号频谱示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明提供的一种基于时间调制阵列的同时同频全双工无人机反向散射通信方法进行详细说明。
由于反向散射通信的数据搜集设备将同时收到来自发射源的信号以及反向散射通信设备反射的射频信号，因而同时同频全双工通信技术将在无线传感网络中的无线信号与解调接收起到至关重要的作用。然而，时频全双工技术需要抑制收发射频链之间的自干扰信号；此外机载设备需要考虑到复杂度、载重及功耗。本发明设计了一种基于时间调制阵列的无人机反向散射通信方法，利用FD-TMA对信号收发进行波束成形的同时，通过调整移相器与调制时序即可实现自干扰抑制，实现了收发链路分离并以同时同频全双工的方式接收BD的信号。下面分7个步骤来说明本发明方法的实现。
步骤1：首先，说明本发明的FD-TMA的通信结构。如图1所示，无人机机载FD-TMA 有N个天线单元，N个天线单元分别与移相器相连，移相器实现对接收信号或发送信号的相位调整；移相器的输入或输出端口与单刀双掷(Single pole double throw，SPDT)开关连接，实现时间调制功能并分离每根天线的收发状态；SPDT开关的输入或输出端口分别与发射机射频链、接收机射频链的单刀多掷(Single pole multiple throw，SPMT)开关相连接；每个SPDT 开关周期性的切换于发射SPMT开关与接收SPMT开关之间，从而实现时间调制，同时对发射信号实现分路由多天线进行发送、对多天线接收信号实现合路功能。
如图1所示，移相器中有N个相移单元，每个相移单元连接一个SPDT开关的不动端；每个SPDT开关动端的两个电路触点分别与发送机和接收机的SPMT开关连接；发射机和接收机的射频链路各连接一个SPMT开关的不动端；每个SPMT开关的动端有N个电路触点， N个电路触点分别连接N个SPDT开关动端的一个电路触点。图1中，θA代表入射角，θD代表发射角，d为天线阵元间距，θΔ,n为第n个阵元移相器的相位，n＝1,2,…,N。
例如，当发射机射频链SPMT开关切换到第n路阵元的同时，该阵元的SPDT开关切换到发射状态，此时发送射频链与第n路阵元天线端口形成通路；当接收机射频链的SPMT开关切换到第n′路阵元的同时，该阵元的单刀双掷开关切换到接收状态。通过这种组合时序控制方式可以实现收发射频链的隔离及时间调制。
将发送状态调制时序记作an(t)，则可表达为
Figure BDA0003031294160000071
其中ton,n为第n个阵元的发送起始时刻，toff,n为第n个阵元发送状态的截止时刻，T为调制周期，t表示t时刻，p为非负整数。当an(t)＝1时，代表第n个阵元与发射机导通处于发送状态，当an(t)＝0时，代表第n个阵元与发射机断开。
类似地，将接收状态调制时序记作bn(t)，可表达为
Figure BDA0003031294160000072
其中，t′on,n为第n个阵元的接收起始时刻，t′off,n为第n个阵元接收状态的截止时刻。当 bn(t)＝1时，代表第n个阵元与接收机导通处于接收状态，当bn(t)＝0时，代表第n个阵元与接收机断开。
由于系统采用SPDT开关切换天线收发状态实现收发天线共用，在某一时刻每个天线阵元只工作在接收或发送中的一种状态，因此调制时序存在以下边界条件
Figure BDA0003031294160000073
其中，τn、τ′n分别表示第n个阵元处于发送状态、接收状态的导通持续时间。
例如，一个9阵元FD-TMA的调制时序如图2所示，根据所提出的FD-TMA的基本结构，可以将收发射频链有效隔离开，从而实现收发天线共用下的发送接收射频链分离。
步骤2：如图3所示，无人机的机载正弦波发生模块，即发射机，输出的信号通过FD-TMA 进行时间调制，产生基频分量和多个谐波分量，不同的谐波分量将产生不同的远场方向图向自由空间辐射电磁波。
由于SPDT开关将各个阵元的发送信号进行时间调制，且调制时序为周期信号，则每个阵元将产生多个谐波分量，每个频率上的频域响应可通过傅里叶级数求得。设αn,q为第n个天线阵元上的发送时序的第q次谐波的频率响应，表示为：
Figure BDA0003031294160000074
其中τn＝toff,n-ton,n，代表第n个阵元发送状态导通时间长度，
Figure BDA0003031294160000081
上角标j表示虚数单位，ωT为数字角频率，ωT＝2π/T。
当信号的发射角为θD时，FD-TMA阵列响应矢量yT(θD)可表示为：
Figure BDA0003031294160000082
其中d为阵元间距，λ为信号载波波长，θΔ,n为第n个移相器的相位，yq(θD)为当发射角为θD时发射端的第q次谐波上的频率响应。-Q,-Q+1,...Q均为谐波次数。A、Z(θD)、w分别为对应矩阵的简写表达方式。
同理，在接收状态下，设βn,q为第n阵元上的接收时序的第q次谐波的频率响应，表示为：
Figure BDA0003031294160000083
其中τ′n＝t′off,n-t′on,n代表第n个阵元接收状态导通时间长度，
Figure BDA0003031294160000084
当信号的入射角为θA时，FD-TMA阵列响应矢量yR(θA)可表示为：
Figure BDA0003031294160000085
其中yq(θA)为入射角为θA时接收端的第q次谐波上的频率响应。A、W、z(θA)分别为对应矩阵的简写表达方式。
步骤3：FD-TMA通过射频开关的组合，在实现收发天线共用的同时将收发射频链隔离开， FD-TMA通过调整移相器的相角与调制时序实现自干扰抑制。
不同于传统自干扰抑制方法，本发明所提出的FD-TMA同时同频全双工系统通过时间调制开关网络与移相器相结合的思路，实现自干扰信号的二次调制，将自干扰信号调制到基带信号通频带外，在接收端可以直接被滤波器滤除，从而不会对接收信号造成干扰。为了实现干扰信号的二次调制，可以通过调整收发状态调制时序以及天线端口移相器设置来实现自干扰抑制。现就自干扰抑制进行简要分析。设第n个天线阵元端口的移相器按照下式设置：
Figure BDA0003031294160000091
其中θΔ,n为第n个阵元移相器的相位。
如图2所示，在一个调制周期T内设置N个阵元的发送调制时序为
Figure BDA0003031294160000092
接收调制时序设置为
Figure BDA0003031294160000093
则干扰信号随时间t的时域信号I(t)可表示为
I(t)＝e(t)m(t) (11)
其中e(t)代表发射机功放输出信号，m(t)为自干扰信号的调制信号，自干扰信号从发射机输出到接收机的过程受到m(t)的调制。m(t)可表示为
Figure BDA0003031294160000094
其中
Figure BDA0003031294160000095
代表发射机信号经由阵元n1发射后被阵元n2接收后对接收机自干扰的损耗，与 SPDT等器件及阵元间距有关。
Figure BDA0003031294160000096
代表阵元n1在t时刻的发送状态，
Figure BDA0003031294160000097
代表阵元n2在t 时刻的接收状态。
假设各个阵元的辐射特性一致且SPDT的插入损耗相同，且自干扰信号是由相邻两个阵元发送并接收到的，如图2所示，则自干扰信号的幅度相位加权系数χ′为固定常数，即
Figure BDA0003031294160000098
因此，公式(12)可改写为
Figure BDA0003031294160000099
其中
Figure BDA00030312941600000910
代表向上取整，％代表取余运算。从公式(14)可知，发射机发送的信号经过SPDT及SPMT的时间调制以及移相器移向，产生了二次调制，m(t)是以T为周期的周期性信号。对m(t)进行傅里叶级数展开，可以得到其基频分量表达式为
Figure BDA0003031294160000101
其中M(i)为周期信号m(t)的傅里叶级数。
从公式(15)可知，当i＝0时代表自干扰信号中基频分量，此时自干扰信号的基频分量的能量为0，干扰能量被调制到其他谐波上，当调制频率fM＝1/T大于信号带宽时，谐波干扰信号不会落在接收机通频带，可以直接被接收射频链的滤波器滤除。
发送端射频功放输出及自干扰信号的频谱如图6所示，其中所设置的射频功放发送信号为中心频率1.2GHz的带通信号，干扰信号的主能量被调制到一次谐波上，且干扰信号的频谱没有落在接收机通频带上，因此不会对接收端的通频带造成干扰。此外随着调制频率的增加，干扰信号的中心频率将远离接收端的中心频率，从而可以为滤波器保留充足的通频带。
对比传统自干扰抑制手段，可以发现本发明所提出的自干扰抑制方案并未采用收发天线隔离或构建反射表面抵消的方式，避免了特殊的天线结构设计所导致的小型化问题；此外，不同于模拟抵消方法，本发明方法不需要重建干扰通道，避免了干扰通道与重建通道的不一致性；最后，不同于数字抵消策略，本发明方法不需要对干扰信号进行重构，减少重构射频链路以及运算资源，从而降低系统复杂度，且避免了重建通道的功率限制问题。
步骤4：无人机搭载FD-TMA悬停于BD的上方，发射机的输出信号经FD-TMA时间调制后，产生基频分量和谐波分量，生成单载波多谐波射频信号，然后无人机对BD发送单载波多谐波射频信号并提供无线能量，无人机利用自身的移动性将基频分量的最大增益方向对准BD。从公式(5)可得到FD-TMA基频分量远场方向图的最大增益方向，对比公式(5) 和(7)可知，当无人机发射信号时的基频分量的最大增益方向指向BD时，接收信号时的基频分量的最大增益方向也对准了BD方向，从而保证了系统的能量利用率。
步骤5：BD接收到FD-TMA的多谐波无线信号为本地储能设备进行充电。BD在发送信号时，通过改变自身反射系数对接收的FD-TMA基频分量信号进行调制，自身反射系数对应于不同的信号符号。BD在发送信号的时候将数据比特流映射到不同的反射系数上。由于反射系数不同，因此反射信号具有不同的幅度或相位，从而实现对入射的无线信号的调制，进而实现BD数据的反向散射传输。
步骤6：无人机通过FD-TMA对接收到的BD反射信号进行接收，各阵元接收信号经过SPDT开关进行时间调制后经由SPMT开关合为一路。
无人机接收到的信号经过时间调制之后将产生多个谐波分量，其主能量集中于基频分量上。由于接收信号和发送信号存在多个谐波分量，且自干扰信号的主能量集中于频率为
Figure BDA0003031294160000111
的一次谐波分量上，其中
Figure BDA0003031294160000112
为自干扰信号的频率，fC为发射机载波频率， fM＝1/T；其余高阶谐波分量能量集中于频率
Figure BDA0003031294160000113
其中q为整数，τ代表什么。高频分量与通频带的频率间隔将大于一次谐波分量与同频带的频率间隔，且能量更低，在接收机设置滤波器可以将这些自干扰一并滤除。因此在接收机下变频后，对信号进行采样和模数转换之前，需要设置低通滤波器把自干扰信号的各频分量滤除。
步骤7：本地自干扰信号的主能量已经被调制到远离通带的一次谐波上，各频率分量不对信号通频带造成干扰，且各频率分量被步骤6中的通滤波器滤除，低通滤波后的信号只包含 BD的信号，直接对BD的信号进行信道估计并解码即可得到BD所发送的数据。
对本发明方法进行实验。考虑N＝9个阵元的FD-TMA，天线阵元为各向同性天线，阵元在直线上半波长均匀分布，即d＝λ/2，发送远场方向图如图4所示。从图4中可知， FD-TMA发送端产生多个频率分量，每个频率分量具有不同的波束指向性；接收机远场方向图如图5所示。与发送端类似，FD-TMA接收远场方向图同样产生多个谐波分量，每个谐波分量具有不同的波束指向；此外，当按照步骤3所述的方法设置发送接收调制时序及移相器相位时，接收与发送的方向图增益相同。因此，当无人机悬停于BD的上方，将FD-TMA发送的基频方向图最大增益方向指向BD时，也是FD-TMA最大接收方向，从而保证了收发状态方向图的匹配度，从而保证了无线信号的能量利用率。
发射机输出的信号与接收机接收到的自干扰信号频谱如图6所示。从图中黑色实线为发射机发送信号的频谱图。该信号通过时间调制的输入端口后，射频开关对该信号进行时间调制，并由移相器进行移向；由于FD-TMA在任意时刻均有一个阵元处于发送状态，同时有另一个阵元处于接收状态，因此自干扰信号从处于发射状态的天线发出，经由接收状态的天线接收后，被移相器进行移向后由SPDT进行时间调制；多个阵元的自干扰信号通过SPMT合为一路；接收的自干扰信号频谱示意图如图6中的灰色虚线所示；从图6中可以看出，自干扰信号远离通信带，即远离黑色曲线的频带范围，因此不会对BD的信号造成干扰，接收机低通滤波后即可得到无干扰的BD信号。

Claims (3)

1.一种基于时间调制阵列的无人机反向散射通信方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1：在无人机上设置时频全双工的时间调制天线阵列FD-TMA；
所述FD-TMA包括：N个移相器、N个单刀双掷SPDT开关以及两个单刀多掷SPMT开关；N为天线阵元数量；每个天线阵元连接一个移相器，每个移相器连接一个SPDT开关的固定端，发射机和接收机分别连接一个SPMT开关的固定端；每个SPMT开关的动端有N个电路触点，N个电路触点分别连接N个SPDT开关动端的一个电路触点；
所述SPDT开关用于切换收发射频链路的同时，对收发信号进行时间调制；所述SPMT开关用于对收发信号进行合路或分路；当发射机或接收机的射频链上的SPMT开关切换到某一路天线阵元时，该天线阵元对应连接的SPDT开关切换到发射状态或接收状态，此时发射机或接收机的射频链与该天线阵元端口形成通路；通过将SPMT开关和SPDT开关组合，实现收发天线共用的同时将收发射频链隔离开；
步骤2：调整FD-TMA中移相器的相角与天线阵元收发状态的调制时序，实现自干扰抑制；
设置第n个天线阵元连接的移相器的相位
Figure FDA0003031294150000011
在一个调制周期T内，设置N个阵元的发送调制时序为
Figure FDA0003031294150000012
其中，ton,n、toff,n分别为第n个阵元的发送起始时刻、发送状态的截止时刻；设置接收调制时序为
Figure FDA0003031294150000013
其中，t′on,n、t′off,n分别为第n个阵元的接收起始时刻、接收状态的截止时刻；
所述自干扰信号是由相邻两个阵元发送并接收到的，从发射机输出到接收机的过程受到调制信号m(t)的调制，
Figure FDA0003031294150000014
其中，t表示t时刻，χ′为自干扰信号的幅度相位加权系数，是固定常数，
Figure FDA0003031294150000015
Figure FDA0003031294150000016
代表发射机信号经由阵元n1发射后被阵元n2接收后对接收机自干扰的损耗，d为阵元间距，λ为信号载波波长，n1＝1,2,...N-1；对调制信号m(t)进行傅里叶级数展开，得出自干扰信号的基频分量的能量为0，干扰能量被调制到谐波分量上；
步骤3，无人机悬停于后向散射通信设备BD的上方，无人机发射机的输出信号经FD-TMA时间调制，产生基频分量和谐波分量，生成单载波多谐波射频信号；无人机移动使得基频分量的最大增益方向对准BD，然后对BD发送射频信号并提供无线能量；
步骤4，BD接收到射频信号后为本地储能设备进行充电，并对接收的射频信号中的基频分量信号进行调制后反射出去；
步骤5：无人机通过FD-TMA对接收到的BD反射信号进行接收，各阵元接收信号经过FD-TMA的SPDT开关开关的时间调制后产生谐波分量，经SPMT开关合为一路；在接收机设置低通滤波器，低通滤波器将自干扰信号滤除，得到BD反射的信号，再对BD反射信号进行信道估计和解码。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤3中，发射机的输出信号经SPDT开关进行时间调制，每个天线阵元将产生多个谐波分量，每个谐波的频率响应通过傅里叶级数求得，设αn,q为第n个天线阵元上发送时序的第q次谐波的频率响应，q＝-Q,-Q+1,…,Q；当信号的发射角为θD时，FD-TMA的响应矢量yT(θD)为：
Figure FDA0003031294150000021
yq(θD)为发射角为θD时无人机发射端的第q次谐波上的频率响应，q＝-Q,-Q+1,…,Q；
无人机在接收状态下，设第n个天线阵元上接收时序的第q次谐波的频率响应为βn,q，当信号的入射角为θA时，FD-TMA的响应矢量yR(θA)为：
Figure FDA0003031294150000022
yq(θA)为入射角为θA时无人机接收端的第q次谐波上的频率响应，q＝-Q,-Q+1,…,Q；
对比FD-TMA的响应矢量yT(θD)和yR(θA)，得到，无人机的发送信号的远场方向图和接收信号的远场方向图相同，当无人机发送基频分量的最大增益方向对准BD时，BD的反射信号也对准接收基波方向图的最大方向。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤5中，无人机对接收到的BD反射信号经FD-TMA时间调制后产生多个谐波分量，其中，接收到的反射信号的主能量集中在基频分量上，自干扰信号的主能量集中在频率fSI＝fC+fM的一次谐波分量上，fC为发射机载波频率，fM＝1/T。
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