CN108196229A - 一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法 - Google Patents

Abstract

一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，本发明涉及通信雷达一体化设计方法。本发明为了解决现有一体化波形设计方法复杂性高、基于时分的一体化方法效率较低、基于空分的一体化方法可靠性及无法进行扫描探测的问题。本发明包括：一：计算得到第n个阵元加权值的幅值；二：对均匀线阵进行周期性调制，得到时间调制阵列基波分量的阵列因子和时间调制阵列+1次谐波分量的阵列因子；三：计算第n个阵元加权值的相位；四：计算每个阵元射频开关的开启时间与关闭时间；五：在发射模式时，将雷达信号和通讯信号混合送至时间调制阵列；在接收模式时，同时接收雷达信号和通讯信号，采用带通滤波器进行区分。本发明用于通信雷达一体化领域。

Description

一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法

技术领域

本发明涉及通信雷达一体化设计领域，具体涉及基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法。

背景技术

雷达系统与通信系统共存的技术一直以来都是人们研究的热点。通信和雷达相结合，可以充分发挥各自的优势，相互弥补各自的不足，大大提高整体作战的威力。第一，目前预警机雷达的主要功能是主动探测、目标定位和目标引导，由于预警机常常工作在恶劣电磁环境和具有针对性电子干扰的情况下，其通信能力会大幅降低。因此通信的抗干扰能力是决定系统能否发挥重要作用的关键因素之一。第二，为了适应现代作战环境，预警机不得不装备数量众多的电子设备如雷达设备、通信设备和电子对抗设备。这样占用了平台不少的宝贵空间。第三，目前装备在预警机上是数据链天线仍然是全向的。全向通信不需要对信号接收者进行定位，而雷达为了完成目标的定位和提高作用距离，采用定向发射。如能利用预警机雷达的强大的定向能力和低副瓣，通信的抗干扰性能和通信距离将极大地提高。第四，从民用通信的发展趋势来看，通信正从时域和频域逐步走向空域，定向通信、空分多址技术将成为未来的主流。基于空分的雷达通信一体化实质是对信号的处理从时频多址转入空分多址，符合现代技术的发展方向，也将是未来综合电子信息系统发展趋势。同时利用相控阵雷达的高增益、低副瓣、低旁瓣的特点会使得通信的抗干扰能力极大的提高。

现主要存在四种雷达通信一体化的方案，分别是一体化波形设计方法，基于时分的一体化，基于频分的一体化和基于空分的一体化。其中，一体化波形设计方法的集成度是最高的，但是波形的设计或实现都具有很高的复杂性。基于时分的一体化容易实现，但是通信和雷达的工作效率是最低的。基于频分的一体化存在很小的自干扰，但是单独的雷达和通信系统本身就是工作在不同的频段，因此这种一体化的方案意义不大。因此发展出了基于空分的一体化方案。传统的方案大多采用时间调制阵列的主瓣做雷达探测，利用调幅或幅移键控的调制方法对旁瓣的大小进行调整，并在此方向上实现通信。然而这种方案存在可以改进的地方。首先，雷达波束是静止不动的，无法进行扫描探测。第二，通信只能采用调幅或者幅移键控这种可靠性很低的方式。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有一体化波形设计方法复杂性高、基于时分的一体化方法效率较低、基于空分的一体化方法可靠性以及无法进行扫描探测的问题，而提出一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法。

一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法包括以下步骤：

步骤一：根据均匀线阵的阵列因子的表达式，利用道尔夫-切比雪夫(Dolph-Chebyshev)算法计算得到第n个阵元加权值的幅值a_n；

步骤二：对均匀线阵进行周期性调制，得到时间调制阵列基波分量的阵列因子F₀(θ)，以及时间调制阵列+1次谐波分量的阵列因子F₁(θ)；

步骤三：设定雷达扫描方向θ_{m_r}，计算第n个阵元加权值的相位

步骤四：设定通信方向θ_{m_c}，计算每个阵元(共N个阵元)射频开关的开启时间τ_on,n与关闭时间τ_off,n；

步骤五：在发射模式时，将雷达信号和通讯信号混合送至时间调制阵列(TMA)；在接收模式时，同时接收雷达信号和通讯信号，采用带通滤波器进行区分。

本发明的有益效果为：

本发明目的是缓解频谱资源紧张的问题，提出了一种基于空分的雷达通信一体化方法。本发明利用时间调制阵列(Time Modulated Array,TMA)的基波分量来接收和发送雷达信号，同时在空间的另一个方向用+1次谐波分量接收和发送通信信号。

本发明设计一种新的基于TMA的双功能雷达通信一体化系统。新的一体化系统可以在一个比较大的扫描区域进行雷达探测，同时随意控制通信的方向，而且两者之间的干扰很小。在无线信道中，雷达信号与通信信号采用相同的载波频率，节省了频谱资源。

本发明不需要对通信与雷达波形进行特殊设计，与一体化波形设计方法相比具有较低的复杂性。本发明能够实现雷达扫描与通信同时工作，与基于时分的一体化方法相比，工作效率至少提高一倍。与传统的一体化方案相比，本发明能够实现雷达波束的扫描功能，使得雷达工作更灵活，且通信可以采用任意的调制方式(如QPSK)，与传统的调幅或幅移键控的调制方式相比，可靠性更好。

图9展示了误码率(BER)随信噪比(E_b/N₀)的变化曲线。其中前两条曲线分别是在AWGN信道下的BER理论值和仿真值，第三条曲线是存在雷达干扰情况下的BER仿真值。这三条曲线几乎重合，证明雷达对通信的干扰与高斯白噪声相比，可以忽略不计。

图10给出了BER随空间方位的变化情况。从仿真图中可以看出，两条曲线几乎重合，即与高斯白噪声相比，雷达的影响可以忽略不计。图中也说明了时间调制阵列通信具有固有的保密性，对于期望通信方向以外的区域，窃听者无法正确解调通信信号。

附图说明

图1是具体实施方式中时间调制阵列阵元排布示意图；

图2是具体实施方式中门函数和周期性调制函数示意图；

图3是具体实施方式中一体化天线辐射方向图波瓣控制流程图；

图4是具体实施方式中雷达扫描波束及通信波束示意图；

图5是雷达通信一体化系统发射架构示意图；

图6是雷达通信一体化系统接收架构示意图；

图7是具体参数下(假设阵元数目为N＝16，雷达探测方向为θ₀＝0°，通信方向为θ₁＝-40°，SLL＝-30dB)天线辐射方向图(直角坐标系)；

图8是具体参数下(假设阵元数目为N＝16，雷达探测方向为θ₀＝0°，通信方向为θ₁＝-40°，SLL＝-30dB)天线辐射方向图(极坐标系)；

图9是雷达通信一体化系统通信BER随SNR变化曲线图(QPSK信号通过TMA阵列的性能(在AWGN信道下，同时存在雷达信号))，横坐标E_b是一个比特的能量，N₀是噪声功率密度，E_b/N₀是比特信噪比；

图10是雷达通信一体化系统通信的BER随空间角度的变化图(SNR＝10dB)。

具体实施方式

具体实施方式一：一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法包括以下步骤：

步骤一：根据均匀线阵的阵列因子的表达式，利用道尔夫-切比雪夫(Dolph-Chebyshev)算法计算得到第n个阵元加权值的幅值a_n；

步骤二：对均匀线阵进行周期性调制，得到时间调制阵列基波分量的阵列因子F₀(θ)，以及时间调制阵列+1次谐波分量的阵列因子F₁(θ)；

步骤三：设定雷达扫描方向θ_{m_r}，计算第n个阵元加权值的相位

步骤四：设定通信方向θ_{m_c}，计算每个阵元(共N个阵元)射频开关的开启时间τ_on,n与关闭时间τ_off,n；

步骤五：在发射模式时，将雷达信号和通讯信号混合送至时间调制阵列(TMA)；在接收模式时，同时接收雷达信号和通讯信号，采用带通滤波器进行区分。

本发明一体化天线辐射方向图波瓣控制流程图如图3所示，图4是雷达扫描波束及通信波束示意图。

具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述根据均匀线阵的阵列因子的表达式，利用道尔夫-切比雪夫(Dolph-Chebyshev)算法计算得到第n个阵元加权值的幅值a_n的具体过程为：

考虑一个N元均匀线性阵列，阵元间距为d，如图1所示；

均匀线阵的阵列因子F(θ)表示为：

其中，是第n个阵元的加权值，波数β＝2π/λ，λ是波长，θ是入射波的入射方位角，ψ是入射波的入射天顶角；

设置旁瓣电平的大小，利用道尔夫-切比雪夫算法计算得到第n个阵元加权值的幅值a_n。

其它步骤及参数与具体实施方式一相同。

具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式一或二不同的是：所述得到时间调制阵列基波分量的阵列因子F₀(θ)，以及时间调制阵列+1次谐波分量的阵列因子F₁(θ)的具体过程为：

第n个阵元由周期性函数U_n(t)调制，表示为：

其中t为时间，T_p是调制周期，m为周期参数，g_n(t)是门函数，写成：

周期性函数U_n(t)及门函数g_n(t)如图2所示。

周期性函数U_n(t)被傅里叶级数展开为：

其中F_p＝1/T_p是调制频率，α_nk是第k阶谐波系数，由下式计算：

在时间调制阵列中，式(1)重新写成：

时间调制阵列的阵列因子变成基波分量F₀(θ,ψ)和k次谐波分量F_k(θ,ψ)的和分别表示为：

当k＝0,1时，式(5)重写为以下形式：

其中u_1n和u_2n为中间变量，u_1n＝F_pτ_on,n，u_2n＝F_pτ_off,n；

将式(9)带入式(7)和式(8)，

其它步骤及参数与具体实施方式一或二相同。

具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式一至三之一不同的是：所述步骤三中计算第n个阵元加权值的相位的具体过程为：

其中K为整数(K∈Z)。

其它步骤及参数与具体实施方式一至三之一相同。

具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式一至四之一不同的是：所述步骤四中计算每个阵元(共N个阵元)射频开关的开启时间τ_on,n与关闭时间τ_off,n的具体过程为：

根据下式计算参数u_1n和u_2n：

其中w_n为中间变量，w_n＝sin[π(u_2n-u_1n)]，w_n＝1；

根据下式每个阵元射频开关的开启时间τ_on,n与关闭时间τ_off,n：

其它步骤及参数与具体实施方式一至四之一相同。

具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式一至五之一不同的是：所述步骤五中在发射模式时，将雷达信号和通讯信号混合送至时间调制阵列的具体过程为：

将雷达信号调制到中频F_I，将通信信号调制到中频F_I-F_p(F_I和F_p的差)；将雷达与通信信号在数字域混合，使用数模转换器(DAC)转化为模拟信号；将信号上变频为射频信号送至时间调制阵列；时间调制阵列将雷达信号发射至θ_{m_r}方向，将通信信号发射至θ_{m_c}方向，载波频率均为F_c，其雷达通信一体化系统发射架构如图5所示。

其它步骤及参数与具体实施方式一至五之一相同。

具体实施方式七：本实施方式与具体实施方式一至六之一不同的是：所述步骤五中在接收模式时，同时接收雷达信号和通讯信号，采用带通滤波器进行区分的具体过程为：

将时间调制阵列接收到的信号下变频至中频频率；使用模数转换器(ADC)对混合的模拟信号进行采样；在数字域上，使用中心频率为F₁＝F_I的带通滤波器取出雷达信号；使用中心频率为F₂＝F_I+F_p的带通滤波器取出通信信号。其雷达通信一体化系统接收架构如图6所示。

其它步骤及参数与具体实施方式一至六之一相同。

实施例一：

假设阵元数目为N＝16，雷达探测方向为θ₀＝0°，通信方向为θ₁＝-40°，SLL＝-30dB，载波频率为F_c＝1GHz，TMA的调制频率为F_p＝50MHz，通信采用QPSK的调制方式，雷达采用Chirp脉冲信号。

图7展示了TMA在平面直角坐标系下的天线辐射方向图。可以发现，基波分量的主瓣指向θ₀＝0°方向，+1次谐波分量的主瓣指向θ₁＝-40°方向，而且SLL≤-30dB。图8展示了极坐标下的TMA天线辐射方向图。

对双功能雷达通信系统的通信性能进行评估。假设通信采用QPSK调制方式，通过TMA发射至合作接收端，接收采用相干解调方式。图9展示了误码率(BER)随信噪比(E_b/N₀)的变化曲线。图中使用了8条曲线。前两条曲线分别是在AWGN信道下的BER理论值和仿真值。第三条曲线是存在雷达干扰(SLL＝-30dB)的情况下的BER仿真值。这三条曲线几乎重合，证明雷达对通信的干扰与高斯白噪声相比，可以忽略不计。剩下的5条曲线是为了说明不同旁瓣电平对通信性能的影响。显然，随着旁瓣电平的升高(从-20dB至0dB)，通信性能下降。

图10给出了在SNR(E_b/N₀)为10dB的且旁瓣电平为-30dB的情况下，BER随空间方位的变化情况。从仿真图中可以看出，两条曲线几乎重合，即与高斯白噪声相比，雷达的影响可以忽略不计。图中也说明了TMA通信具有固有的保密性，对于期望通信方向以外的区域，窃听者无法正确解调通信信号。

本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，其特征在于：所述基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法包括以下步骤：

步骤一：根据均匀线阵的阵列因子的表达式，利用道尔夫-切比雪夫算法计算得到第n个阵元加权值的幅值a_n；

步骤二：对均匀线阵进行周期性调制，得到时间调制阵列基波分量的阵列因子F₀(θ)，以及时间调制阵列+1次谐波分量的阵列因子F₁(θ)；

步骤三：设定雷达扫描方向θ_{m_r}，计算第n个阵元加权值的相位

步骤四：设定通信方向θ_{m_c}，计算每个阵元射频开关的开启时间τ_on,n与关闭时间τ_off,n；

步骤五：在发射模式时，将雷达信号和通讯信号混合送至时间调制阵列；在接收模式时，同时接收雷达信号和通讯信号，采用带通滤波器进行区分。

2.根据权利要求1所述的一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，其特征在于：所述根据均匀线阵的阵列因子的表达式，利用道尔夫-切比雪夫算法计算得到第n个阵元加权值的幅值a_n的具体过程为：

一个N元均匀线阵，阵元间距为d；

均匀线阵的阵列因子F(θ)表示为：

其中，是第n个阵元的加权值，波数β＝2π/λ，λ是波长，θ是入射波的入射方位角，ψ是入射波的入射天顶角；

设置旁瓣电平的大小，利用道尔夫-切比雪夫算法计算得到第n个阵元加权值的幅值a_n。

3.根据权利要求2所述的一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，其特征在于：所述得到时间调制阵列基波分量的阵列因子F₀(θ)，以及时间调制阵列+1次谐波分量的阵列因子F₁(θ)的具体过程为：

第n个阵元由周期性函数U_n(t)调制，表示为：

其中t为时间，T_p是调制周期，m为周期参数，g_n(t)是门函数，写成：

周期性函数U_n(t)被傅里叶级数展开为：

其中F_p＝1/T_p是调制频率，α_nk是第k阶谐波系数，由下式计算：

在时间调制阵列中，式(1)重新写成：

时间调制阵列的阵列因子变成基波分量F₀(θ,ψ)和k次谐波分量F_k(θ,ψ)的和分别表示为：

当k＝0,1时，式(5)重写为以下形式：

其中u_1n和u_2n为中间变量，u_1n＝F_pτ_on,n，u_2n＝F_pτ_off,n；

将式(9)带入式(7)和式(8)，

4.根据权利要求3所述的一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，其特征在于：所述步骤三中计算第n个阵元加权值的相位的具体过程为：

其中K为整数。

5.根据权利要求4所述的一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，其特征在于：所述步骤四中计算每个阵元射频开关的开启时间τ_on,n与关闭时间τ_off,n的具体过程为：

根据下式计算参数u_1n和u_2n：

其中w_n为中间变量，w_n＝sin[π(u_2n-u_1n)]；

根据下式每个阵元射频开关的开启时间τ_on,n与关闭时间τ_off,n：

6.根据权利要求5所述的一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，其特征在于：所述步骤五中在发射模式时，将雷达信号和通讯信号混合送至时间调制阵列的具体过程为：

将雷达信号调制到中频F_I，将通信信号调制到中频F_I-F_p；将雷达与通信信号在数字域混合，使用数模转换器转化为模拟信号；将信号上变频为射频信号送至时间调制阵列；时间调制阵列将雷达信号发射至θ_{m_r}方向，将通信信号发射至θ_{m_c}方向，载波频率均为F_c。

7.根据权利要求6所述的一种基于时间调制阵列的通信雷达一体化设计方法，其特征在于：所述步骤五中在接收模式时，同时接收雷达信号和通讯信号，采用带通滤波器进行区分的具体过程为：

将时间调制阵列接收到的信号下变频至中频频率；使用模数转换器对混合的模拟信号进行采样；在数字域上，使用中心频率为F₁＝F_I的带通滤波器取出雷达信号；使用中心频率为F₂＝F_I+F_p的带通滤波器取出通信信号。