KR0153610B1

KR0153610B1 - 영상 캐리어와 직각 위상을 이루는 캐리어를 변조한 신호에서의 고스트 억압 장치

Info

Publication number: KR0153610B1
Application number: KR1019950000144A
Authority: KR
Inventors: 비이. 파텔 첸드러칸트; 양 지안
Original assignee: 김광호; 삼성전자주식회사
Priority date: 1994-01-05
Filing date: 1995-01-05
Publication date: 1998-11-16
Also published as: JPH07274042A; CN1052838C; US5532755A; CN1115541A; KR950024571A; JP2529821B2

Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야

영상 캐리어와 직각위상을 이루는 캐리어를 변조한 신호에서의 고스트 억압 장치에 관한 것이다.

2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제

디지탈 정보를 엔코딩 할 수 있는 보조신호들의 고스트 억압 장치를 디지탈 신호 수신기내에 제공하는 것이다.

3. 발명의 해결방법의 요지

디지탈 정보를 엔코딩하는 상대적인 저전력 위상 편이 키잉된 신호와 복합영상신호는 서로 직각 관계에 있는 영상 캐리어의 각 위상들상에 전송되고, 복합영상신호의 선택된 주사선은 고스트 소거 기준신호를 포함한다. 디지탈 신호수신기는 두 개의 위상에서 변조된 영상 캐리어의 제1검출을 수행하며, 여기서 두 개의 위상은 서로 직각 관계에서 각각 중간 주파수 신호로 하향 주파수 변환한다. 이 중간 주파수 신호는, 동상 동기 영상 검출기와 직각 위상 동기영상 검출기에 의해 각각 하향 주파수 변환된 영상 캐리어의 각 변조된 위상의 각 제2검출에 우선하여, 선택적으로 증폭된다. 제1고스트 소거필터와 제1등화 필터의 제1종속 필터 접속은 동상 영상 검출기 다음에 놓이며, 제2고스트 소거필터와 제2등화 필터의 제2종속 필터 접속은 직각 위상 영상 검출기 다음에 있게 된다. 게이팅 회로는 축적하기 위해 제1종속 필터 접속의 영상 신호 응답으로부터 고스트 소거 기준 신호를 포함하는 주사선을 선택하며 그리고 마이크로 컴퓨터의 사용을 위해 분리된 고스트있는 고스트 소거 기준 신호를 발생한다. 제1, 제2고스트 소거필터의 조정가능한 파라미터는 마이크로 컴퓨터에서 만들어진 계산에 응답하는 병렬로 조정되며, 또한 제1, 제2등화 필터의 조정가능한 파라미터는 마이크로 컴퓨터에서 만들어진 추가 계산에 응답하는 병렬로 조정된다. 제1종속 필터 접속 응답에서의 고스트는 되풀이되는 피드백에 의해 줄어든다. 제2종속 필터 접속 응답에서의 고스트는 제1종속 필터 접속 응답에서의 고스트 감소와 유사하게 줄어든다.

4. 발명의 중요한 용도

텔레비젼 수신기의 고스트 억압 장치로써 적합하게 사용된다.

Description

영상 캐리어와 직각위상을 이루는 캐리어를 변조한 신호에서의 고스트 억압장치.

제1도는 디지탈 신호를 가지고 있는 TV신호를 수신하며 이 감추어진 디지탈 신호를 이끌어 내는 디지탈 신호 수신기의 개요도이며, 이 디지탈 신호 수신기는 발명의 상세한 설명에서 설명하는 유형중 어느 것이라도 될 수 있다.

제2도는 본 발명에 따라 제1도의 디지탈 신호 수신기에 포함되는 고스트 억압 회로의 개요도.

제3도는 제2도의 고스트 억압 회로에서 모듈로 8필드 카운터를 리셋하기 위한 회로의 개요도.

제4도는 제2도의 디고스팅 회로에서 사용되는 고스트 억압하는 방법의 흐름도.

본 발명은 아날로그 복합영상신호에 의해 변조되는 영상 캐리어와 직각으로 전송되는 보조신호들을 복구하기 위한 수신기에 관한 것으로, 특히 예를들어 디지탈 정보를 엔코딩할 수 있는 보조신호들의 고스트 억압장치에 관한 것이다.

디지탈 신호 체계에 대한 적당한 제한이 지켜지면, 상대적으로 디지탈 정보를 엔코딩시키는 저전력(예를 들면, 소음층이상의 10(dB)) 보조신호들은 복합영상신호로부터 발생되는 텔레비젼(이하 TV라 칭함) 화상에서 명쾌하게 정확함이 없는 복합영상신호와 함께 혼합될 수 있다. 디지탈 데이타를 전송하기 위해서는 잔류측파대 진폭변조(VSB AM: Vestigial-sideband, amplitude-modulation) 영상 캐리어와 같은 주파수의 억압된 잔류측파대 진폭변조 캐리어-직각위상을 이루는 캐리어-를 사용하는 것이 유리하다. 이 과정은 디지탈 데이타를 복구하기 위하여 직각캐리어 변조의 동기 검출을 허용한다. 수신기의 대역폭이 완전한 잔류측파대를 포함하기에 충분하다면, 방해 신호로서 디지탈 데이타를 수반하는 잔류 복합영상신호는 주파수가 0.75(MHz)까지 확장하는 기저대역에서 실질적인 에너지를 갖지 못한다. VSB AM 영상 캐리어가 양측파대 진폭변조된(DSB AM) 캐리어로부터 단측파대 진폭변조(SSB AM) 캐리어로의 전이를 시작하는 때가 약 0.75[MHz]이다. 그리고 잔류측파대의 롤 오프(roll-off)가 완료되는 때는 에너지가 줄어드는 1.25[MHz]까지의 주파수에서 완료된다.

1993년 8월 20일 A. L. R. Limberg, C. B. Patel 과 T. Liu는 그들의 미합중국 특허 출원 번호 08/108, 311의 명칭 'NTSC TV 신호속의 디지탈 신호에 의해 수정된 NTSC TV 신호를 처리하는 장치'에서 동일한 주파수의 VSB AM 영상 캐리어에 대해 직각위상을 이루는 VSB TM 캐리어의 서브 캐리어 위상 편이 키잉(Phase-shift-keying; 이하 PSK라 칭함)에 대해 기록하고 있으며, 본 지면에서 참고 설명한다. 서브캐리어의 주파수는 절반 주사선 주파수의 기수의 배수가 되며, 주사선 주파수의 배수인 심볼 레이트로 공급되는 직렬 비트 디지탈 데이타에 따라 위상 편이 키잉된다. Limberg 등은 변조된 서브 캐리어의 프레임을 두 번 전송하는 것을 선택하지만 NTSC TV 신호의 연속전인 프레임의 각 연속쌍에서 역위상으로 전송하는 것을 선택한다. 키네스코프 인광체의 전계 발광의 붕괴와 인간 화상 시스템의 응답 스피드에 대한 한계성의 결과로서 나타나는 프레임 평균 영향에 기인하여, 프에임 쌍들에서의 데이타의 이러한 반복은 이미지에서 덜 가시적인 NTSC TV 신호에서 검출된 복합영상신호를 수반하는 PSK 서브캐리어를 만들어내며, 여기서 이미지는 화면상 나타나기 위하여 복합영상신호로부터 발생된 것이다. 또한, 프레임쌍에서의 데이타의 이러한 반복은, 연속적인 TV 이미지의 정 부분(static portions)을 묘사하는 복합영상신호의 휘도부분으로부터 PSK 서브캐리어를 분리하기 위하여 디지탈 신호 수신기내에서 프레임 콤 필터링(frame-comb filtering)을 사용하기 위한 기초를 제공한다. Limberg 등은 또한NTSC TV 신호의 인접하는 주사선들의 인접한 쌍에서 역위상으로 디지탈 데이타의 변조를 반복하는 것을 채택하고 있다. 이것은 복합영상신호의 색부분으로부터 PSK 서브캐리어를 분리하기 위하여 디지탈 신호 수신기내에서 라인 콤 필터링을 사용하는 근거를 제공한다.

Limberg 등은 직각위상 VSB AM 영상 캐리어를 위한 동기 영상검출기가 저역 라인 콤 필터와 고역 프레임 콤 필터의 종속접속에 의해 이루어지는 디지탈 신호 수신기를 설명하고 있다. 저역 라인콤 필터는, 미리 적당하게 필터링된 NTSC 신호 주파수 스펙트럼의 색신호 부분으로부터 절반 주사선 주파수의 기수 배수인 주파수를 갖는 PSK 서브 캐리어의 주파수 스펙트럼을 분리하기 위한 것이다. 고역 프레임콤 필터는, NTSC 신호 주파수 스펙트럼의 움직임이 없는 휘도신호 부분으로부터 절반 주사선 주파수의 기수 배수인 주파수를 갖는 PSK 서브캐리어의 주파수 스펙트럼을 분리하기 위한 것이다. Limberg 등은 종속된 고역 콤 필터들의 응답에서 NTSC 신호의 잔여 스펙트럼이 PSK 신호를 수반하는 방해신호의 주파수 스펙트럼으로 보일 수 있다는 것을 가르쳐주고 있다. 따라서, 종속된 고역 콤 필터의 응답에서 NTSC 신호의 잔여 스펙트럼이 동기 심볼 검출에 반하여 차별화될 수 있다.

J. Yang은 1993년 10월 26일의 미합중국 특허 출원번호 08/141, 070의 명칭 '직각위상 영상 캐리어상에서 디지탈 신호를 갖는 NTSC TV 신호 처리장치'에서, 영상 캐리어와 같은 주파수이고 직각위상인 억압 캐리어의 이진 위상 편이 키잉(binary phase shift keyed; 이하 BPSK라 칭함) 변조에 대해 설명하고 있다. 영상 캐리어에 대해 직각위상인 억압 캐리어는 사용되는 어떤 서브 캐리어도 없이 직접 위상 편이 키잉된다. Yang은 또한 Limberg등이 주장한 것과 같이 변조된 서브캐리어를 두 번 전송하는 것을 주장하지만 NTSC TV 신호의 연속 프레임의 각 연속쌍에서 역위상으로 전송하는 것을 주장한다. Yang은 콤 필터링에 의지하는 것 없이 루마(luma)로부터 크로마(chroma)를 분리하는 TV 수신기에서, 크로마에서의 누화를 방지하기 위하여 약 2(MHz) 대역폭까지 억압되는 BPSK 신호를 주장한다. Yang은 평형 진폭변조기(balanced amplitude modulator)를 위한 아날로그 변조 신호로의 변환인 디지탈 대 아날로그 변환보다 우선하여, 프리 라인 콤(pre-line-comb) 부분 응답필터를 통하여 전송되는 데이타를 먼저 통과시키는 것을 지적하고 있다. 이것은, 복합영상신호의 휘도 부분으로부터 PSK 서브캐리어를 분리하기 위하여 라인 콤 필터링이 디지탈 신호 수신기내에서 이루어질 때, 그 안에 포함된 정보를 보존하기 위한 것이다. 선형 결합 신호(linearly combining signals)가 단지 영상신호의 하나의 수평 주사선 지속기간에 의해 차별적으로 지연되는, 라인 콤 필터링이 투탭 타입(two-tap type)에 의한 것이라면, 디지탈 신호 수신기내에서의 라인 콤 필터링은 이진 디지탈 신호를 필터링한 부분 응답을 3레벨 디지탈 신호로 변환시킨다. 선형 결합 신호가 영상신호의 하나의 수평 주사선과 두 개의 수평 주사선의 지속 기간에 의해 차별적으로 지연되는, 라인 콤 필터링이 쓰리 탭 타입(three-tap type)이라면, 디지탈 신호 수신기내에서의 라인 콤 필터링은 이진 디지탈 신호를 필터링한 부분 응답을 5레벨 디지탈 신호로 변환시킨다. 그래서, 멀티레벨 심볼 결정 회로는 콤 필터링 응답으로부터 BPSK에 의해 전송되는 비트 직력 디지탈 데이타를 복구하는 것이 필요하다. J. Yang 과 A. L. R. Limberg에 의해 공동으로 미합중국 특허 출원된 명칭 'TV 신호에 감추어진 BPSK의 프리 라인 콤 과 같은 프리 프레임 콤의 부분응답 필터링'에서는, 영상 캐리어에 대해 직각위상인 캐리어를 위해 BPSK 변조 신호가 발생되고 비트 직렬 데이타를 처리하는 디지탈 신호 전송기에 사용되는 프리 라인 콤 부분 응답 필터링과 같은 프레임 콤 부분 응답필터를 설명하고 있다. 선형 결합 신호가 영상신호의 하나의 수평 주사선 지속기간에 의해서만 단지 차별적으로 지연되는, 라인 콤 필터링이 투 탭 타입이라며, 디지탈 신호 수신기내에서의 라인 콤 필터링은 이진 디지탈 신호를 필터링하는 부분 응답을 5레벨 디지탈 신호로 변환시킨다. 선형 결합 신호가 영상신호의 하나의 수평 수사선 지속 기간에 의해서 그리고 영상신호의 두 개의 수평 주사선 지속 기간에 의해서 차별적으로 지연되는, 라인 콤 필터링이 쓰리 탭 타입(three-tap type)이라면, 디지탈 신호 수신기에서의 라인콤 필터링은 이진 디지탈 신호를 필터링한 부분 응답을 9레벨 디지탈 신호로 변환시킨다.

J. Yang과 A. L. R. Limberg에 의해 공동으로 특허 출원된 명칭 '직각위상 영상 캐리어상에서 NTSC TV 와 함께 전송되는 BPSK 신호 처리 장치'에셔, 프리 콤 필터 부분응답 필터링없이 비트 직렬 데이타로부터 직접 발생되는 영상 캐리어에 대해 직각위상인 캐리어를 위한 BPSK 변조 신호가 설명되고 있다. 상기 동일한 특허 출원은 디지탈 신호 수신기를 다음과 같이 설명하고 있다. 즉 이 디지탈 신호 수신기는, 간섭 잔여 휘도신호를 억압하기 위하여 직각 영상 검출기 뒤에 고역 프레임 콤 필터와 고역 라인 콤 필터의 종속접속을 사용하며, 콤 필터 응답을 위한 복수 레벨 심볼 결정 회로를 사용하며, 콤 필터리에 의해 야기되는 데이타 변경을 원상태로 돌리기 위한 심볼 결정 회로 뒤에 포스트 콤 필터 부분응답을 사용한다고 설명하고 있다.

Yang 시스템에 대한 수신기는 또한, 1993년 10월 26일 TV Bolger의 미합중국 특허 출원 번호 08/141, 071의 명칭 'TV 신호내의 디지탈 신호를 위해 오버샘플링 아날로그 대 디지탈 변환을 하는 수신기'에서 참고로 다음과 같이 설명되고 있다. 즉, 이들 수신기들은 오버샘플링하는 아날로그 대 디지탈 변환기를 이용하여 직각위상 영상검출기의 응답을 디지탈화 한다. 이 디지탈화된 직각위상 영상검출기 응답은 잔여 복합영상신호를 억압하기 위하여 디지탈 프레임 콤, 라인 콤 필터링을 하게 되며; 콤 필터링 응답은 BPSK에 의해 전송된 비트 직렬 디지탈 데이타를 복구하기 위하여 다중 레벨 심볼 결정 회로에 공급되며; 비트 직렬 디지탈 데이타는 내부에 포함된 포워드 에러정정코드(forward-error-correcting codes)를 사용하여 데이타내의 디지탈 정보를 정정하는 디코더에 공급된다.

Yang 시스템에 대한 수신기는 또한, J. Yang. TV Bolger 그리고 A. L. R Limberg에 의해 공동으로 미합중국 특허 출원된 명칭 'TV 신호에 감추어진 디지탈 신호를 위한 시그마-델타 아날로그 대 디지탈 변환을 하는 수신기'에서 설명되고 있으며, 참고로 다음과 같이 설명한다. 이들 수신기는 시그마 델타 타입의 오버샘플링하는 아날로그 대 디지탈 변환기를 사용하여 직각위상 영상 검출기의 응답을 디지탈화한다. 바람직하게는, 기본 다중 비트 분해능 플래쉬 변환기의 비트 분해능은, 기본적인 다중비트 분해능 ADC 츨력 신호의 싱글 비트만이 각 오버샘플링 과정동안 피드백 목적으로 아날로그 신호로 다시 변환되는 시그마 델타 과정을 사용함으로써 진보되며, 이것은 또한 T. C. Leslie와 B. Singh의 회로와 시스템에 대한 1990 IEEE 심포지엄의 그들의 논문인 '진보된 시그마-델타 변조기 구성'의 90 CH 2868-8900000=0372, pp.372-375에서 설명되고 있다. 여기서 참고로, 이 디지탈화된 직각위상 영상검출기 응답은 잔여 복합영상신호를 억압하기 위하여 디지탈 프레임 콤, 라인 콤 필터링을 하게 되며; 콤 필터링 응답은 BPSK에 의해 전홍되는 비트 직렬 디지탈 데이타를 회복하기 위하여 다중 레벨 심볼 결정 회로에 공급되며; 비트 직렬 디지탈 데이타는 내부에 포함된 포워드 에러정정코드를 사용하여 데이타에서의 디지탈 정보를 정정하는 디코더에 공급된다.

여기에 설명될 그리고 상기에 언급된 특허 출원 발명들은 고용 범위내에서 이루어진 발명들은 삼성 전자에 양도된다고 하는 선재된 고용계약에 따라 삼성전자에 양도된다. 이들 특허 출원에서, 데이타가 콤 필터링 과정에서 살아남기 위하여, BPSK 신호를 발생하는데 사용되는 비트 직렬 데이타는 전송기에서 처리되며, 상기 콤 필터링 과정은 데이타를 수반하며 방해신호로 활동할 경향이 있는 복합영상신호를 억압하기 위한 디지탈 신호 수신기내에서 수행된다. 결합된 NTSC TV , BPSK 전송기의 동작에 관하여, BPSK 신호를 발생하기 위하여 연이어서 사용되는 비트 직렬 데이타의 부분 응답필터링은 출원 번호 08/108, 311을 제외한 상기 언금된 미합중국 특허 출원들에 의해 주장되고 있다.

상기에 언급된 특허 출원건들에서 설명된 모든 디지탈 신호 수신기들은, 다중로 영향에 기인해서 재생된 디지탈 데이타내의 일반적으로 고스팅이라고 불리는 에러를 줄이는 것과 관련한다. 이러한 영향은 TV 엔지니어들에게는 잘 알려져 있으며 또한 방송으로 방영되거나 케이블로 전송되는 TV 영상에서 아주 자주 일어난다.

TV 수신기가 동기하는 신호는 수신하는 신호들중 가장 강한 신호이며 이 신호를 기준신호라고 부르며 보통 가장 짧은 수신로상에 수신되는 직접신호이다. 그래서 다른 경로를 통해서 수신되는 다중로 신호들은 기준신호에 반하여 보통 지연되며 하강 고스트 이미지로 나타난다. 그러나 직접신호나 최단경로 신호가 수신기가 동기하는 신호가 아닐 수도 있다. 수신기가 반사(더 긴 경로) 신호와 동기할 때, 직접신호에 의해 야기되는 리딩 고스트 이미지가 나타나거나 또는 직접신호와 다른 신호에 의해 야기되는 다수의 리딩 고스트들이 나타난다. 여기서 다른 반사신호란, 수신기가 동기하는 반사 신호보다 덜 지연되는 신호를 말한다. 두중로 신호의 파라미더들-즉, 다른 경로 응답들의 수, 다른 경로 응답들의 상대적인 진폭, 다른 경로의 응답들 사이의 차별적인 지연 시간-은 설정된 위치에서 채녈과 채널 그리고 위치와 위치가 다르다. 이들 파라미터들은 또한 시변(time-varying)일 수 있다.

눈에 보이는 다중로 왜곡의 영향은 크게 두 개의 카데고리로 분류 될 수 있는데 다중 이미지들과 채널 특성을 갖고 있는 주파수 응답의 왜곡이 그것이다. 이런한 두 영향은 수신하는 자리에 도달하는 다중로 신호들 사이에서의 시간과 진폭 변화에 의해 기인한다. 기준신호에 비하여 다중로 신호의 지연이 상대적으로 충분히 클 때 눈으로 볼 수 있는 영향은 TV 화면상에서 서로 수평적으로 변위되는 동일 이미지의 다중 카피(multiple copies)로서 볼 수 있다. 이들 카피는 곧 설명될 마이크로 고스트와 구별하기 위하여 매크로 고스트로 때때로 언급된다. 직접신호가 우세하며 수신기가 직접신호에 동기하는 보통의 경우, 고스트 이미지는 변하는 위치, 변하는 강도 그리고 변하는 극성에서 오른쪽으로 변위된다. 이들 고스트들은 하강 고스트나 포스트 고스트(post-ghost) 이미지로 알려져 있다. 수신기가 반사신호와 동기하는 그리 흔치않은 경우에는 하나 또는 그 이상의 고스트 이미지가 기준 이미지의 좌측으로 변위된다. 이것은 리딩 고스트(leading ghosts)나 프리 고스트(per(ghost)이미지로 알려져 있다.

기준 신호에 관하여 비교적 짧은 지연의 다중로 신호들은 우세한 이미지의 식별할 수 있는 카피들을 따로 야기시키는 것은 아니지만, 채널 특성이 있는 주파수 응답에 왜곡을 만들어 낸다. 이 경우 가시적인 영향은 이미지의 증가된 또는 저한된 첨예도로서 나타나며, 어떤 경우엔 정보의 손실로 가져온다. 이들 짧은 지연의 근접한 또는 가까이에 있는 고스트들은 보통 착신되지 않은 또는 부정확하게 착신된 무선 주파수 전송 라인- 즉 안테나 인입이나 케이블 TV 드롭 케이블과 같은-에 의해 야기된다. 케이블 TV 환경에서는, 제각기 다른 길이의 부적당하게 착신된 여러 드롭 케이블에 의해 들어온 반사로 인해 다중 근접 고스트를 야기시킬 수 도 있다. 이러한 다중 근접 고스트들은 종종 마이크로 고스트(micro ghost) 라고 언급된다.

긴 다중로 영향 또는 매크로 고스트들은 전형적으로 소거 방법에 의해 감소된다. 짧은 다중로 영향 또는 마이크로 고스트들은 전형적으로 파형 등화에 의해 경감되며, 일반적으로는 영상 주파수 응답의 그룹 지연보상 및 피킹에 의해 경감된다.

전송되는 TV 신호의 특징이 우선적으로 알려져 있으므로 적어도 이론상으로는 고스트 신호 검출과 소거의 시스템에서 이러한 특징을 이용하는 것이 가능하다. 그럼에도 불구하고, 여러 가지 문제점들이 이러한 접근을 제한한다. 대신, 현재는 비디오 목적으로는 사용되지 않는(예를들면) TV신호의 구간에 위치하는 기준신호를 반복적으로 전송함으로써, 고스트 신호를 억압하기 위한 준비 이전에, 고스트 신호의 검출을 위한 이 기준신호를 사용하는 것이 바람직하다. 전형적으로, 수직 블랭킹 구간(Vertical Blanking Interva; 이하 VBI라 칭함)내에서의 라인들이 사용된다. 이러한 신호는 여기에서 고스트 소거기준(Ghost Canceling Reference; 이하 GCR라 칭함)신호로 언급되며, 다양한 다른 GCR 신호들은 특허나 다른 기술적인 출판물에서 설명되어 왔다.

베셀 펄스 첩 신호들은 GCR 신호에서 사용되며, GCR 신호는 아메리카 미합중국에서 TV 방송을 위한 디 팩토(de facto)표준이 된다. 베셀 펄스 첩 신호에서의 에너지 분포는 영상 주파수 대역을 거쳐 계속 확장하는 평면 주파수 스펙트럼을 갖는다. 첩은 가장 낮은 주파수에서 시작하여 가장 높은 주파수 4.1(MHz)까지 상향 주파수로 스위프한다. 첩은 선택된 VBI 라인들의 첫 번째 절반에 삽입되고 각 필드의 19번째 라인이 현재 채택되고 있다. 첩은 +30 IRE 페디스를(Pedestal)상에 있으며, -10에서 +70 IRE 사이를 스윙하며, 선행하는 수평동기펄스의 하강구간두인 설정된 시간에 시작한다. 첩 신호들은 8필드 사이클에서 나타나며 첫번째, 세번쩨, 다섯번째, 일곱번째 필드가 양극으로 정의되는 칼라 버스트의 극성을 가지고 두번째, 네번째, 여섯번째, 여덟번째 필드가 음극으로 정의되는 칼라 버스트의 반대 그성을 갖는다. 첩신호 ETP 의 초기 로브(Lobe)는 8 필드 사이클의 첫번째, 세번째, 여섯번째, 여덟번째 필드에서 나타나며, +30 IRE 페디스틀로부터 +70 IRE 레벨까지 사이에서 상향 스윙된다. 8필드 사이클의 두번째, 네번째, 다섯번째, 일곱번째 필드에서 나타나는 첩신호 ETR의 초기 로브는 +30 IRE 페디스틀로부터 -10 IRE 레벨까지의 사이에서 하향 스윙되며, 또한 ETP 첩신호의 보수가 된다.

TV 수신기에서 고스트를 제거하기 위한 묘책은 TV 신호의 잔여와 동일한 다중로 왜곡을 겪는 전송된 GCR 신호에 달려있다. 그래서 수신기내의 회로가 수신된 왜곡 GCR 신호를 검토할 수 있고, 프리오리(apriori)지식을 가지고 왜곡없는 GCR 신호는 다중로 왜곡을 소거하기 위하여 적어도 다중로 왜곡의 의미있는 경감을 위하여 적응필터를 구성할 수 있다. GCR 신호는 VBI(바람직하게는 하나의 TV 라인에 불과한)에서 너무 많은 시간을 갖지 않아도 된다. 그러나 왜곡을 소거하기 위하여 다중로 왜곡을 분석하고 보상필터를 구성하기 위하여 수신기내의 회로가 허용되도록 GCR 신호가 충분한 정보를 포함하여야 한다. GCR 신호는 고스트 소거필터의 조정 가능한 가중계수를 계산하기 위하여 TV 수신기내에서 사용되며, 이 고스트 소거필터에서는 영상 검출기로부터의 복합영상신호가 고스트가 억압되는 응답을 공급하기 위하여 통과한다. 이 고스트 소거필터의 가중계수는 조정되며 이 가중계수는 고스트를 야기시키는 전송 매체와 상보적인 필터 특성을 갖는다. GCR 신호는 또한 고스트 소거필터와 종속 접속된 등화필터의 조정 가능한 가중계수를 계산하는데 사용되며, 전송기 잔류측파대 진폭변조기, 수신 매체, TV 수신기 전단 그리고 종속된 고스트 소거, 등화필터을 통한 완전한 수신로상에 본질적으로 평면인 주파수 스펙트럼 응답(또는 다른 바람직한 주파수 스펙트럼 응답)을 제공하는데 사용된다.

종래의 아날로그 TV 신호에 감추어진 디지탈 신호를 수신하기 위한 디지탈 신호 수신기는, 디지탈 정보를 복구하는 직각위상 영상검출기와 같이 동상 영상검출기를 사용하여 VSB 영상 캐리어의 진폭을 변조하는 복합영상신호를 검출하는 이점을 가지고 있다. 복합영상신호에 대한 동기 펄스는 데이타 프레임, 데이타 행, 근접하는 PSK 심볼 위치를 정의하는데 사용할 수 있는 상당한 양의 사용가능한 타이밍 정보를 포함한다. 이 타이밍 정보는 또한, 복합영상신호의 간섭 잔여분을 악압하기 위하여 직각위상 영상검출기에 의해 검출된 신호의 프레임 콤, 라인 콤 필터링을 제어하는데 사용될 수 있다. 이들 잔여의 주파수는 0.75(MHz) 이상이 되며 이 주파수에서 VSB AM 영상 캐리어가 양측파대 진폭변조(DSB AM)된 캐리어로부터 단측파대 진폭변조(SSB AM)된 캐리어로의 전이를 시작하는 주파수이다. 또한 이 잔여는 잔류측파대의 롤 오프(roll-off)가 완전해지는 1.25(MHz)까지 증가된 에너지를 나타낸다. 각 필드의 19번째 주사선에서 전송되는 GCR 신호는 모듈로 8필드(또는 절반 프레임 카운트)에 관한 정보를 제공하며 이 모듈로 8필드는 데이타의 서로 관련하는 프레임들에서 사용 가능하다. 동상 영상검출기가 디지탈 신호 수신기에 포함되는 것이 유리하므로, 어쨌든 이 검출기가 각 필드의 19번째 주사선으로부터 검출하는 GCR신호는 전송 채널에서 다중로를 계산하기 위한 근거로서 가능하다.

따라서, 본 발명에 의하여 디지탈 신호 수신기에서 다중로 상태에 따라 고스트가 제거되며 다중로의 상태는 영상 캐리어 자체의 변조 측파대에 대해서 그리고 영상 캐리어에 대해 직각위상으로 이루어진 캐리어의 변조 측파대에 대해서 상태가 동일하다. 디지탈 신호 수신기내의 동상 영상검출기 뒤에 제1고스트 소거필터와 제1등화필터의 제1종속필터 접속이 뒤따른다. 디지탈 신호 수신기내에서의 직각위상 영상 검출기뒤에 제2고스트 소거필터와 제2등화필터의 제2종속필터 접속이 뒤따른다. 게이팅 회로는 고스트 소거 기준 신호를 포함하는 주사선을 제1종속필터 접속의 영상신호 응답으로부터 선택한다. 주사선은 마이크로 컴퓨터의 사용을 위한 분리된 고스트있는 고스트 소거 기준 신호를 발생하기 위하여 축적된다. 제1,제2고스트 소거필터의 조정가능한 파라미터는 마이크로 컴퓨터에서 이루어지는 계산에 응답하는 병렬로 조정되며, 제1, 제2등화필터의 조정가능한 파라미터는 또한 마이크로 컴퓨터에서 이루어지는 추가 계산에 응답하는 병렬상태로 조정된다. 제1종속필터 접속 응답에서의 고스트는 반복적인 피드백에 의해 감소된다. 제2종속필터 접속 응답에서의 고스트는 제1종속필터 접속의 응답에서의 고스트 감소와 유사하게 감소된다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예가 첨부된 도면과 함께 상세히 설명될 것이다.

제1도는 디지탈 신호를 감추고 있는 TV 신호를 안테나(42)와 같은 수단으로부터 수신하며 감추어진 디지탈 신호를 이끌어내는 디지탈 신호 수신기(40)를 나타낸다. 튜너(43)는 내부의 제1검출기에 의해 검출되는 TV 채널을 선택하며, 제1검출기는 종래의 슈퍼 헤데로다인 유형(super heterodyne type)이며 동조(tune)할 수 있는 하향 주파수 변환기이며, 이 변환기는 선택된 TV 신호를 중간주파수의 세트나 주파수의 영상 세트로 변환시킨다. 영상 중간 주파수 필터(44)는 영상 중간주파수 증폭기(45)에 입력신호로서 인가하기 위한 영상 중간주파수를 선택하며, 주파수의 이미지 세트를 거부한다. 현 관례에 따르면, 탄성 표면파(SAW)필터는 영상 중간주파수 필터(44)에 사용될 수 있으며 또한 스테이지간 동조업는 다중 단 증폭기(a multi-stage amplifier without interstage tuning)로서 모눌리식 집적 회로(IC)내의 영상 중간주파수 증폭기(45)를 만드는 데 필요하다. 영상 중간주파수 증폭기(45)는 증폭괸 영상 중간주파수 신호를 동상 동기 영상검출기(46)와 직각위상 동기 영상검출기(47)에 공급한다. 45.75(MHz)의 일반적인 중간주파수 영상 캐리어 주파수를 가지고 발진하는 발진기(48)는 위상변화없는 동상 동기 영상검출기(46)와 변화 네트워크에 의해 제공되는 90° 지연위상 변화기(Lagging Phase Shift; 이하 LAG라 칭함)(49)의 직각위상 동기 영상검출기(47)에 발진을 공급한다. 발진기(48)는 직각위상 동기 영상검출기(47)의 출력신호에 따라 자동주파수 위상제어(Automatic Frequency Phase Control; 이하 AFPC라 칭함)한다. 동상 동기 영상검출기(46)와 직각위상 동기 영상검출기(47)는 관례적으로 영상 중간주파수 증폭기(45)와 발진기(48)의 부분과 함께 집적회로에 포함되어 있다. 각각의 동상 동기 영상검출기(46)와 직각위상 동기 영상검출기(47)는 고조된 캐리어(exalted carrier) 유형이나 진 동기 유형(true synchronous type)으로 되어 있다. 동상 동기 영상검출기(46)에 의해 복구된 동상 변조된 복합영상신호는, 동상 변조된 복합영상신호로부터 수형, 수직동기펄스를 각각 복구하는 수평동기 분리기(50)와 수직동기 분리기(51)에 각가가 공급된다.

영상 중간주파수 필터(44)가 바람직하게는 단지 약 3.5(MHz) 대역에서 만들어지며 약 45.25(MHz)에서 센터(center)되지만, 지금까지 로려된 디지탈 신호 수신기(40)의 경향은 일반적으로 TV 수신기 설계기술에 숙련된 사람들에게는 익숙한다. 이 영상 중간 주파수 필터(44)는 사운드 트랩 필터링에 필요없이 등 채널과 인접 채녈의 사운드를 차단한 후에 직각위상 동기 영상검출기(47)에 제공한다. 또한 이 영상 중간주파수 필터(44)는 동상 동기 영상검출기(46)에 의해 검출된 영상 신호를 구성하고, 직각위상 동기 영상검출기(47)에 의해 검출된 잔여 복합영상신호를 구성하는 크로미넌스를 억압한다. 직각위상 동기 영상검출기(47)의 대역폭은 BPSK 응답의 후미(tail)에서 최상 주파수를 감쇠시키지 않기 위하여 심볼 레이트보다 다소 더 넓어야 한다. 이 직각위상 동기 영상검출기(47)는 750(kHz) 이상의 주파수에서 NTSC 복합영상신호의 부분들만을 수반하여, 키잉 신호를 검출한다. 실제로 디지탈 신호 수신기(40)는 보통 고스트 억압회로를 포함할 것이며 이 고스트 억압 회로는 제1도에는 명확하고 자세하게 나타나있지 않지만 제2도에 관한 명세에 대해서는 좀 더 자세하게 설명되어 있다. 각각의 동상 동기 영상검출기(46)와 직각위상 동기 영상 검출기(47)는 다른 영상검출기에 포함되는 동기 검출기 그 자체(per se)뒤에 사용되는 것들과 유사한 각 고스트 소거필터와 고스트 등화필터를 동기 검출기 자체 다음에 포함한다. 두 개의 고스트 소거필터들의 조정가능한 파라미터들은 컴퓨터에서 만들어지는 계산에 응답하는 병렬로 조정되며, 또한 두 개의 등화필터의 조정가능한 파라미터는 컴퓨터에서 행해지는 추가 계산에 응답하는 병렬로 조정된다. 전송될 때 주파수가 4.1(MHz)까지 확장하지만 제한된 중간 주파수 대역폭 때문에 디지탈 신호 수신기에서는 단지 2.5(MHz)정도까지만 확장하는 고스트 소거 기준(GCR)신호는, 동상 동기 영상검출기(46)에 의해 검출된 영상신호의 선택된 수직 블랭킹 구간(VBI) 주사선들로부터 추출된다. 디지탈 신호는 디지탈화 되고, 고스트 소거, 등화필터들의 조정가능한 파라미터들을 계산하는 필터계수 컴퓨터에 입력신호로서 공급된다. 선택적으로 또는 추가적으로, 직각위상 동기 영상검출기(47) 응답에서의 직류나 저주파수 구성요소들은 고스트 소거필터의 조정가능한 필터들을 계산하기 위한 근거로서 사용될 수 있다.

제1도의 디지탈 신호 수신기(40)에서, 샘플/심볼 카운트신호는, 전압 제어 발진기(57)로부터 수신된 사인 발진에 응답하여 제로 크로싱검출기(56)에 의해 발생되는 펄스를 카운팅하는 샘플/심볼 카운터(52)에 의해 발생된다. 샘플/심볼 카운터(52)는 4개의 단(stages)을 가지며, 전압제어 발진기(57)의 발진중 각 16번째 평균축 크로싱에서 오버플로우 캐리를 제공한다. 심볼 카운트 신호는 샘플/심볼 카운터(52)로부터의 오버 플로우 캐리들을 가운팅하는 심볼/행 카운터(53)에 의해 발생된다. 디코더(55)는 심볼 카운트가 255에 도달하면 제로 크로싱 검출기(56)에 의해 샘플/심볼 카운터(52)에 공급된 다음 펄스에서(on the next pylse) 샘플/심볼 카운터(52)와 심볼/행 카운터(53)를 리셋하기 위한 펄스를 생성하며, 이에따라 샘플/심볼 카운트와 심볼 카운트가 산술적 제로로 되돌아간다. 디코더(55)에 의해 발생된 펄스는 수평동기 분리기(50)에 의해 분리되고 조정 가능한 제어지연선(58)에 의해 심볼 간격의 잠깐동안 조정가능하게 지연되는 수평동기펄스 H와 비료되기 위하여 AGPC 검출기(59)에 공급된다. 이 비교결과는 전압제어 발진기(57)로 인가하기 위한 AGPC 전압신호를 발생하기 위하여 AFPC 검출기(59)내에서 저역필터링된 것이다. 이들 배열은 라인 폐쇄된 전압제어 발진기(57)로부터 공급된 발진의 주파수를 제어하고, 16×256=4,096(회) 또는 64,447,545(Hz)의 수평 주사선 주파수 f_H가 되도록 하기 위한 것이다. 전압제어 발진기(57)에 관하여 사용된 라인 혜쇄된(line locked)이란 용어는 전압제어 발진기(57)의 발진 주파수가 일정한 비율로 15,734,264(Hz) 주사선 주파수까지 유지되는 것을 의미한다. 이것은 관례적으로, 적당한 요인에 의해 나누어지는 발진의 주파수와 수평동기펄스를 비교하는 AFPC 회로에 의해 통상적으로 행하여진다.

직각위상 동기 영상검출기(47)에 의해 검출되는 750(kHz) 이상의 주파수에서의 NTSC 복합영상신호가 수반하는 부분들과 키잉신호는 매치필터(60)에 공급되며, 이 매치필터(60)는 키잉신호에 응답하지만 750(kHZ) 이상 주파수에서의 복합영상신호를 구성하고 복합영상신호가 수반하는 선택된 부분에만 응답한다. 매치필터(60)는 부호간 간섭을 감소시키기에 충분한 PSK 이역폭을 확장하기 위하여 전송기에서 전이 변화 필터(transition shaping filter)의 롤 오프(roll off)에 맞는 피킹 응답을 제공한다. 매치필터(60)로부터의 응답은, 바람직하게는 오버샘플링 유형인 아날로그 대 디지탈 변환기(61)에 입력신호로서 인가된다. 직각위상 동기 영상검출기(47)는 750(KhZ) 아래인 복합영상신호 주파수를 실질적으로 복구하지 않으며, BPSK 코딩은 마치 제로주파수 내용조차 갖지 않는 것과 같다. 750(kHz) 이상의 주파수에서 많지 않은 에너지의 TV 이미지를 전송하는 동안 직각위상 동기 영상검출기(47) 응답의 BPSK 부분은 하나의 극성에서 다른 극성으로 교류한다. 그래서 아날로그 대 디지탈 변환기(61)는 양극이나 음극의 어느 아날로그 신호도 디지탈화할 수 있는 유형이다. 특히 1990 IEEE 회로와 시스템에 대한 심포지엄의 90 CH 2868-8900000-0372, PP. 372-375의 T. C. Leslie와 B. Singh의 논문인 진보된 시그마-델타 변조기 구성에서 설명한 것과 같이, 아날로그 대 디지탈 변환기(61)는 바람직하게는 싱글 비트 피드백을 가진 멀티 비트 시그마 델타 변환기이다. 8비트 분해능을 가진 플래쉬 변환기(가격이 가장 적당하다)는 제2오더(a second-order) 시그마 델타 피드백 루프에서 에러신호를 표본화하며, 싱글 비트 피드백은 디지탈 대 아날로그 변환 에러를 최소화하는데 사용된다. 제2오더 시그마 델타 피드백 루프는 절대적으로 안정된다. 에러신호는 특정한 예를 거쳐, 즉 16:1 오버샘플링 비율에 대해 256회의 수평 주사선 레이트 f_H의 심볼 레이트가 16회에 걸쳐 표본화가 되며, 이것은 펄스가 제로 크로싱 검출기(56)로부터의 라인 62상에 수신될 때마다, 설정된 제로 크로싱 검출기(56)가 설정된 방향으로 평균축을 크로싱하는 전압 제어 발진기(57)로부터의 발진을 검출할 때마다 제로 크로싱 검출기(56)로부터의 라인 62상에 펄스가 수신되며 이때마다 에러신호는 표본화된다. 플래쉬 변환기의 디지탈 출력은 아날로그 대 디지탈 변환기(61)내의 FIR 저역필터에 공급되며, 이 필터의 디지탈 응답은, 펄스가 샘플/심볼 카운터(52)의 캐리 오버플로우로부터 라인 63상에 수신될 때마다 부표본화(subsampler)의 샘플링에 의해 16:1로 부표본화된다. 이 데시메이션(decimation)은 디지탈 콤 필터링의 지연 부분들에서 요구되는 총체적인 저장 능력을 감소시킨다. 최적의 위상을 가진 심볼 레이트에서의 부표본화는 동기 심볼 검출의 형태이며, 이 검출은 심볼 레이트에서 변화를 나타내는 복합영상신호의 구성 요소들을 억압하는 것이다. 그러나 여기서 복합영상신호의 구성 요소들은 심볼 레이트에서 샘플링에 대해 직각위상으로 되어있을 때이다. 부표본화를 선행하는 저역필터는 색 신호 주파수를 억압한다.

라인 62상에서 제로 크로싱 검출기(56)에 의해 공급되는 펄스에 응답하는 표본화(sampling)의 싱글 비트 ADC(Analog To Digital Converter)(64)는 매치필터(60) 응답의 극성을 설명해주는 사인 비트를 공급하기 위하여 매치필터(60) 응답에 응답한다. 비트 래치(65)에서 하나의 샘플 카운트에 의해 지연되는 사인비트와 사인비트가 배타 논리합(Exclusive Or) 게이트(66)에 각각의 입력으로서 공급된다. 배타 논리합게이트(66)는 매치필터(60)의 응답을 검출하고 이 검출의 결과를 펄스 위상 식별기(67)에 공급한다. 펄스 위상 식별기(67)는 배타 논리합 게이트(66)를 통하여 매치필터(60) 응답의 제로 크로싱의 출발을 선택적으로 검출하며, 또한 이것은 적절한 위상으로부터 전압제어 발진기(57)의 발진의 제로 크로싱을 거쳐 제로 크로싱 검출기(56)에 의해 검출된다. 펄스 위상 식별기(67)는 표본화되어 홀드되어 있는 선택적으로 검출된 출발을 저역 필터링하며, 그렇게 함으로써, AFPC 검출기(59)로 인가되는 수평동기펄스 H를 제공하는 제어지연선(58)의 지연을 조정하기 위한 제어신호를 발생하게 된다. 복합영상신호에 대한 직각위상 동기 영상 검출기(47)의 응답이 제로값이되려고 할 때, 펄스 위상 식별기(67)에 의한 이 선택적인 검출은 수직 블랭킹 구간의 부분동안 이루어질 수 있다. 따라서 제2의 오더 시그마 델타 에러 신호가 디지탈화 되는 동안 아날로그 대 디지탈 변환기(61)내에서의 플래쉬 변환기에 의한 오버셈플링의 위상은, 최소의 부호간 간섭에 대해 조정된다.

라인 폐쇄된 발진기의 위상을 조정하는 배열은 발명가들과 함께 일한 고정완씨에 의해 발전된 유형이다. 제어지연선(58)으로부터 공급된 조정가능하게 지연된 수평동기펄스 H에 관하여 전압제어 발진기(57)의 발진의 위상과 주파수를 제어하는 AFPC 루프는, 위상 조정동안 주기성의 명백한 단축이나 고장(glitch)을 나타내는 ADC 클러킹(ADC clocking)을 피하는 필터링 기능을 제공한다. 이러한 고장들은 미세한 위상 조정이 ADC 클러킹 자체에서 시도될 때 발생한다.

수직동기 분리기(51)는 분리된 수직동기펄스 V에 대한 로시(lossy) 집적 응답을 임계검출기(68)에 공급하며, 수직동기펄스가 5와 이분의 일 () 주사선 이상과 6과 이분의 일() 주사선 이하사이에서 통합될때만 임계검출기(68)의 임계전압이 초과되도록 선택된다. 임계 검출기(68)의 입력 신호가 임계전압을 초과할 때에만 1이고 다른 때엔 제로인 임계 검출기(68)의 출력신호는 2 입력 논리곱 게이트(69)에 제1입력 신호로서 공급된다. 디코더(55)는 각 데이타 행(수평 주사선의 끝에서)에서 심볼 카운트의 마지막 값에 대한 1을 발생하고, 그렇지 않으며 제로를 발생한다. 디코더(55)는 출력신호를 논리곱 게이트(69)에 제2입력신호로서 공급한다. 논리곱 게이트(69)는 각각의 구간들에 응답하는 각 데이타 프레임 엔드(Data Frame End) 펄스를 제공하기위하여, 복합영상신호 프레임의 초기 필드의 시작에서 생기는 수직 펄스의 하강구간에 응답하지만, 프레임의 각 초기와 마지막 필드사이에서 일어나는 수직동기펄스의 하강구간에는 응답하지 않는다. 논리곱 게이트(69) 응답에서의 데이타 프레임 엔드펄스는, 전송기에서 데이타 프레임 카운트 신호로부터 하나의 주사선에 의해 오프셋(offset)되는 재생된 데이타 프레임 카운트 신호를 전진시키기 위하여, 카운트 입력(CI)신호로서 모듈로 2 데이타 프레임 카운터(70)에 공급된다. 데이타 프레임 카운터(70)를 리셋시키는 프레임 동기화기 (71)는 제3도를 참조하여 좀 더 자세하게 설명될 것이다.

또한, 논리곱 게이트(69) 응답내에서의 데이타 프레임 엔드펄스는, 출력신호로서 재생된 데이타 행 카운트를 리셋시키고 그리고나서 이 카운트는 524가 되고 산술적 제로로 리셋시키기 위하여, 데이타 행 카운터(72)에 리셋신호(R)로서 인가된다. 데이타 행 카운터(72)는 수평동기 분리기(50)로부터 공급된 수평동기 펄스 H를 카운트하기 위하여 접속된다. 데이타 행 카운트는, 동상 동기 영상검출기(46)와 직각위상 동기 영상검출기(47)내에 포함된 등화, 고스트 소거필터에 대한 조정가능한 필터링 파라미터를 계산하는 컴퓨터(제1도에서 명확히 나타나지 않는)를 위해 데이타를 얻는 회로(역시, 제1도에서 명확하게 보이니 않는)내에서 GCR신호를 포함하는 VBI 주사선의 선택을 제어하는 데 사용된다.

데이타 분리 검출회로(76)는 아날로그 대 디지탈 변환기(61)의 디지탈 응답을 입력신호로서 수신한다. 데이타 분리 검출회로(76)의 특별한 구현은 상기에서 언급된 특허 출원에서 설명되었다. 데이타 분리 검출회로(76)는 비트직렬 디지탈 출력신호를 공급한다. 각 기수 데이타 프레임 종안 전송된 PSK 신호가 다음의 우수 데이타 프레임동안 변조의 반대감지(opposite sense)에서 반복된다고 가정하면, PSK 심볼 레이트에서 레이트 버퍼(77)에 모든 다른 데이타 프레임에 데이타 분리 검출회로(76)로부터 공급된 비트직렬 디지탈 출력신호가 기록될 것이다. 레이트 버퍼(디인터 리버)(77)는, 절반의 PSK 심볼 레이트에서 자신의 비트직렬 디지탈 출력 신호를 에러정정코드 디코더(78)에 공급하기 위하여 계속 읽혀질 것이다. 에러정정코드 디코더(78)는 직렬비트 디지탈 입력데이타를 병렬비트 형태로 변환하며, 디지탈 신호 수신기(40)의 출력 데이타인 정정된 디지탈 데이타를 제공하기 위하여 내부에 있는 에러를 정정한다.

바람직하게는, 포워드 에러정정코드는 변조된 리드 솔로몬 부호 유형미여 디지탈 신호는 PSK로의 변환 이전에 데이타 프레임에 의해 데이타 프리엠으로 인터리브(inter leave)된다. 이러한 경우 레이트 버퍼(77)는 그 내부에 두 개의 프레임 저장기를 포함하며 디인터리버(deinter leaver)로서 동작한다. 데이타 프레임 카운트의 좀 더 의미있는 비트에 의해 레이트 버퍼(77)는, 내부의 두 개의 프레임 저장기의 서로 다른 것들을 데이타 프레임 쌍의 서로 번갈아 교체되는 쌍에 기록되도록 하며, 그리고 두 개 프레임 저장기에서 기록하기 위해 선택된 것이 아닌 하나가 읽혀지도록 조건지어진다. 데이타 프레임 카운트의 덜 의미있는 비트는, 각 데이타 프레임 쌍에서의 유효한 데이타 프레임이 디인터리버로서 동작되는 레이트 버퍼(77)속에 기록되어지는 때를 결정한다. 데이타 프레임 카운트의 더 의미있는 비트가 기록하는 것을 선택하는 기록번지는 데이타 행 카운터(72)에 의해 공급되는 데이타 행 카운트로부터 그리고 심볼/행 카운터(53)에 의해 공급되는 심볼/행 카운트로부터 형성된다. 샘플/심볼 카운터(52)로부터의 캐리 오버플로우 펄스는 심볼/열(COLUMN) 카운트를 발생하기 위하여 심볼/열 카운터(73)에 의해 카운트되며; 심볼/열 카운터(73)로부터의 캐리 오버플로우 펄스는 데이타 열 카운트를 발생하기 위하여 데이타 열 카운터(74)에 의해 카운트된다. 심볼/열 카운터(73)와 데이타 열 카운터(74)는 논리곱 게이트(69)의 응답이 1이 되는 각 데이타 프레임의 시작에서 초기 카운트로 리셋된다. 데이타 열 카운트와 심볼/열 카운트가 함께, 디인터리버로서 동작하는 레이트 버퍼(77)내의 프레임 저장기에 대한 리드 번지(read addressing)를 에러정정코드 디코더(78)에 제공하며 여기서 디인터리버는 데이타 프레임 카운트의 더 의미있는 비트가 디인터리브된 직렬 비트 데이타를 읽기 위해 선택한 것이다.

제2도는 제1도의 디지탈 신호 수신기내에 포함되는 대표적인 고스트 억압회를 나타내며, 이 고스트 억압 회로는 미합중국에서 표준인 GCR신호를 사용하도록 설계되어있다. 제2도, 제3도, 제4도를 참조하여 설명되는 고스트 억압회로는, 영상 중간 주파수 필터(44)가 다음의 더 높은 채널수와 근접해 있는 채널을 거부하는 디지탈 신호 수신기에 적당하다.

각 GCR 신호를 구성하는 베셀 펄스 첩은, 가장 낮은 주파수에서 시작하여 가장 높은 주파수 4.1(MHz)까지 상향으로 스위핑하며 영상 주파수 대역을 거쳐 계속 확장하는 평면 주파수 스펙트럼을 가진다. 바람직한 설계에서 영상 중간주파수 필터(44)의 최저 차단 주파수가 동상 동기 영상검출기(46)에 의해 검출되는 각 GCR 신호를 구성하는 베셀 펄스 첩을 롤 오프(roll off)하기 위하여 2(MHz)정도 이상으로 충분히 높은 것이 바람직하다.

제2도에서, 동상 동기 영상검추기(46)에 의해 검출되는 복합영상 신호와 그 내부에 감추어진 PSK 서브캐리어(subcarrier) 잔여는, 제1도를 참조하여 상기에서 설명된 아날로그 대 디지탈 변화기(61)의 구성과 동작에서 유사한 아날로그 대 지지털 변환기(104)에 의해 디지탈 화된다. 제2도에서 아날로그 대 디지탈 변환기(104)는 내부에 PSK 잔여를 감추고 있는 디지탈화된 동상 복합영상신호를 포스트 고스트 소거필터(105)의 종속접속에 입력신호로서 공급하며, 이 종속 접속은 무한 임펄스 응답(infinite lmpulse Response; 이하 IIR이라 칭함) 유형의 적응필터인 포스트 고스트 소거필터(105)와 유한 임펄스 응답(Finite lmpulse Response; 이하 FIR이라 칭함) 유형의 적응필터인 프리 고스트 소거필터(106)와 FIR 유형의 적응필터인 등화필터(107)에 의한 접속이다. 등화필터(107)의 응답은 제1도의 디지탈 신호 수신기의 수평동기 분리기(50)와 수직동기 분리기(51)로의 인가를 위해 디지탈 대 아날로그 변환기(108)에 의해 아날로그 형태로 다시 변환한다.

여기서, IIR 필터는 도서출한 서고당에서 출판된 컴퓨터용여 대사전 534쪽에 기재된 바와 같이 임펄스 응답의 계속시간이 무한으로 되는 디지탈 필터를 말한다. 그리고 FIR 필터는 상기 컴퓨터용어 대사전 425쪽에 기재된 바와 같이 임펄스 응답의 계속시간이 유한인 디지탈 필터를 말한다.

제1도에서처럼 제2도에서도, 복합영상신호의 최상주파수와 PSK 서브캐리어는 직각위상 동기 영상검출기(47)에 의해 검출되고 매치필터(60)에 의해 필터링되며 아날로그 대 디지탈 변환기(61)에 의해 디지탈 화된다. 아날로그 대 디지탈 변환기(61)의 출력 신호는 포스트 고스트 소거필터(105)와 유사한 포스트 고스트 소거필터(109)와 프리 고스트 소거필터(106)와 유사한 프리 고스트 소거필터(110)와 그리고 등화필터(107)와 유사한 등화필터(111)의 종속접속에 입력신호로서 인가된다. 등화필터(111)의 응답은 제1도의 데이타 분리 검출회로(76)에 입력신호로서 인가된다.

필터계수 컴퓨터(112)는 포스트 고스트 소거필터(105, 109), 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107, 111)의 적응필터에 대한 가중계수를 계산한다. 이들 가중계수는 이진수이며, 이 필터계수 컴퓨터(112)는 포스트 고스트 소거필터(105, 109), 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107,111)의 디지탈 필터내의 레지스터에 가중계수를 기록한다. IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109),에서 내부의 레지스터에 저장된 가중계수는, 피승수 신호로서 여러 총합되는 지연과 함께 필터 출력신호를 수신하는 디지탈 곱셈기에 대한 곱셈기 신호로서 사용된다. 디지탈 곱셈기로부터의 곱신호는 IIR 필터 응답을 발생하기 위하여 디지탈 가산기/감산기회로에서 대수학적으로 결합된다. 각 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107,111)에서 레지스터에 저장된 가중계수는, 피승수 신호로서의 여러 총계의 지연과 함께 필터 입력신호를 수신하는 디지탈 곱셈기에 대한 곱셈기 신호로서 사용된다. 각 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107, 111)에서 디지탈 곱셈기로부터의 곱신호는 FIR 필터의 특징을 갖는 가중 합계 응답을 발생하기 위하여 디지탈 가산기/ 감산기 회로에서 대수학적으로 결합된다.

FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107, 111)에서의 탭들의 수는 고스트 억압이 실현되는 범위에 달려 있다. 상업적 속박내 필터가치를 유지하기 위하여, 전형적으로 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110) 각각은, 직접신호로부터 6(마이크로 초(micro seconds)) 만큼의 변위를 갖는 고스트를 억압하기 위하여 64개의 탭을 갖는다. 주파수 등화에 사용되는 FIR 필터인 등화필터(107, 111)는 각각 32개 정도의 탭만이 필요하다. FIR 필터인 등화필터(107, 111)는 전형적으로 대역내 영상 응답을 정정하는 것이 필요하며, 보통은 3.6(MHz)에서의 롤 오프는 10(dB)이하이지만 여기서의 대역내 영상 응답은 3.6(MHz)에서 20(dB) 만큼 롤 오프가 될 수 있다. 롤 오프는 보통 방송이 중단된 수신에서 안테나의 잘못된 방위에 기인한다. 종속된 FIR 필터 프리 고스트 소거필터(110), 등화필터(111)와 마찬가지로 종속된 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)는 몇몇 설계에서 약 80개의 탭을 갖는 싱글 FIR 필터에 의해 변위된다.

직접신호로부터의 40(마이크로초) 전체 변위영역상에 있는 포스트 고스트를 억압하기 위해 필요한 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109) 각각은 600탭 만큼이나 많은 탭을 길게 가질 수 있다. 그러나 포스트 고스트는 보통 오버래핑(jover lapping)이 아니고 이산 변위에서 일어나기 때문에, 포스트 고스트 소거필터(105, 109)의 많은 탭들에 대한 가중계수는 제로값이거나 거의 제로값에 가깝다. IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109)에서의 각 탭 지연선은 보통 프로그래밍할 수 있는 벌크(bulk)지연장치가 군데군데 산재된 10탭 정도 지연선(ten tap or sodelay lines) 종속접속으로 설계되어 있다. 그래서 포스트 고스트 소거필터(105, 109)는 가끔 스파스 가중(sparse weighting) 필터로 불린다.

10탭 정도 지연선은 가중을 위한 디지탈 곱셈기에 신호를 제공한다. 이들 각 10탭 정도 지연선의 연속적인 탭들 사이에서의 증가하는 지연은 단일 하프심볼 구간(single half symbol interval)이 된다. 프로그래밍할 수 있는 벌크 지연장치들 각각은 여러 가지 길이의 지연선들을 포함하며, 이러한 체인은 이진수로 나타나는 제어신호에 응답하여 제어될 수 있다. 이러한 스파스 가중필터는 프로그래밍할 수 있는 지연장치의 지연을 나타내주는 이진수를 위한 레지스터들을 포함할 것이며, 이 레지스터의 내용은 또한 필터계수 컴퓨터(112)에 의해 제어된다.

IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109)는 집적장치에 포함될 수 있으며 이 집적장치에서 동일한 레지스터 세트가 두 필터를 위한 벌크 지연 프로그래밍 정보와 가중 계수를 저장한다. FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110)는 동일한 레지스터 세트가 두 필터에 대한 가중계수를 저장하는 집적장치에 포함될 수 있다. FIR 필터인 등화필터(107, 111)는 또한 동일한 레지스터 세트가 두 필터를 위한 가중계수를 저장하는 집적장치에 포함될 수 있다.

제2도에서 수직동기 분리기(51)에 의해 분리되는 수직동기펄스는 3단 필드 카운터인 모듈로 8필드 카운터(113)의 모듈로 8에 의해 카운트되며, 도듈로 8필드 카운터(113)는 모듈로 8필드 카운트로 발생한다.

이 3단 필드 카운터인 모듈로 8필드 카운더(113)의 두 개의 단은 제1도의 데이타 프레임 가운터(70)가 된다. 도뮬로 8필드 가운터(113)의 제1단을 모듈로 2 데이타 프레임 쌍 카운트에 대응하는 카운트를 발생하며, 기록되고 읽혀지는 두 개의 프레임 저장기의 내용을 선택하는 제1도의 레이트 버퍼(77)에 의해 이 모듈로 2 데이타 프레임 쌍 카운트가 사용된다. 모듈로 8필드 카운터(113)의 중간단은 모듈로 2 데이타 프레임 카운트에 대응하는 카운트를 발생하며, 기록되도록 선택된 두개의 프레임 저장기중 하나에 대한 추가기록 인에이블신호로서의 이 모듈로 2 데이타 프레임 카운트를 제1도의 레이트 버퍼(77)가 사용한다. 모듈로 8필드 가운트, 심볼/행 카운터(53)로부터의 심볼/행 카운트 그리고 데이타 행 카운터(72)로부터의 데이타 행 카운트는. 필터계수 컴퓨터(112)에 이들 카운트들을 제공하기 위한 접속에 대한 혼란성을 피하기 위하여 제2도에서 빠져있지만, 이들 카운트들은 필터계수 컴퓨터(112)가 제시간안에 동작되도록 사용하는데 유효하다. 디코더(114, 115)는 각각 19와 251의 영상신호 라인 카운트에 대응하는 데이타 행 카운트를 제공받을 때에 논리곱 게이트(116)에 각각 1을 공급한다. 논리곱 게이트(116)는 GCR 신호를 포함하는 각 수직 블랭킹 구간내의 주사선동안 하나의 1을 공급하기 위하여 응답하며, 이것은 멀티플렉서(117)의 출력 신호가 0번째 입력신호로서 공급되는 와이어드된 제로(wired zero)에 대응하기보다는 오히려 제1입력신호로서 공급되는 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)의 종속접속의 출력으로부터 디지탈화된 복합영상신호에 대응하도록 하기 위한 것이다.

필터계수 컴퓨터(112)는 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)까지의 필터의 동작하는 파라미터와 포스트 고스트 소거필터(109), 프리 고스트 소거필터(110), 등화필터(111)까지의 필터의 유사한 동작을 하는 파라미터에 대한 제어력을 갖는다. 그래서, 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)의 동작하는 파라미터의 조작에 의하여, 필터계수 컴퓨터(112)는 GCR 신호가 디코더(114), 논리곱 게이트(116), 멀티플렉서(117)까지 소자들들 포함하는 GCR 신호 분리기에 의해 분리되는 포인트를 이들 필터들의 종속접속에서 선택할 수 있다. 예를들면, 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)까지의 종속접속에 인가되는 입력신호가 필터계수 컴퓨터(112)에 의해 GCR 신호 분리기쪽으로 선택되어질 수 있으며, 이것은 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105)에서 재귀통로의 가중계수를 제로 값으로 맞추어 줌으로써, IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105)의출력 응답이 이것의 입력신호에 대응하게 되고; FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106)에서 핵심을 정의하는 단일값 하나를 제외한 모든 가중계수를 제로로 맞추어 줌으로써; 그리고 FIR 필터인 등화필터(107)에서 핵심을 정의하는 단일값 하나를 제외한 모든 가중계수를 제로로 맞추어 줌으로써 이루어질 수 있다. 선택적으로 우리는 GCR 신호가 분리되는 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화 필터(107)까지 필터의 종속접속에서 포인트의 좀 더 직접적이고 좀 더 빠른 선택을 실행할 회로 배열을 만들 수 있다. 제4도를 참조하여 더 설명될 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)까지의 필터의 가변될 수 있는 파라미터들을 계산하기 위한 과정의 실행을 이해하는 것이 목적이기 때문에, GCR 신호가 분리되는 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)까지 필터의 종속접속에서 포인트가 선댁될 수 있다는 사실을 이해하는 것이 중요하다. 디고스트(deghosting) 필터의 출력에서 GCR 신호를 이끌어내는 것을 실행되어질 폐쇄된 루프(colsed loop) 디고스팅 과정을 허용하는 것이다.

각각의 저장 위치가 심볼/행 카운트에 따라 순차적으로 번지화되므로, 제2도에서 임시라인 저장기(118)는 읽고나서 기록하는 동작(read then writh over operation)을 위해 배열된 랜덤 액세스 메모리(RAM)에 의해 제공된다. 분리된 GCR 신호가 임시라인 저장기(118)로부터 필터계수 컴퓨터(112)에 전달될 때, 필터계수 컴퓨터(112) 내부의 라인 저장 레지스터를 번지화하기 위하여 이들 동일한 번지들(addresses)은 사용될 필터계수 컴퓨터(112)에 공급된다. 19번째 VBI 주사선동안 일어나는 다른 정보로부터 베셀 첩 정보를 분리하는 임시 필터링에서, 임시라인 저장기(118)는 8개의 연속적인 필드동안 화소단위상에 19번째 VBI 라인 GCR 신호를 축적하기 위한 배열로 접속되어 있다.

제2도 회로의 모듈로 8필드 카운터(113), 디코더(114, 115), 논리곱 게이트(116), 멀티플렉서(117), 임시라인 저장기(118), 가산기/감산기(119), 멀티플레서(120), 디코더(121), 논리콥 게이트(122), 디코더(123)까지의 소자들은 저역 임시 필터링 동작을 수행하는 GCR 신호 평균 필텨를 형성하기 위하여 결합되며, 베셀 첩 정보가 일어날 때 19번째 VBI 주사선으로부터 베셀 첩 정보를 간단하게 분리하기 위하여 게이팅을 사용하는 것과 비교할 때 이 저역 임시 필터링 동작은 진보된 신호 대 소음 비율을 제공하기 위하여 19번째 주사선동안 일어나는 베셀 첩 정보와 상호 관련을 갖는다. 8개의 GCR 신호의 대응하는 화소들이 8 필드 배열의 8번째와 마지막 필드 000의 19번째 라인동안 축적되면, 필터계수 컴퓨터(112)의 레지스터내에 분리된 베셀 첩 정보가 한번에 하나의 화소에 직렬로 실리며, 이것은 디코더(125)에 의해 설정된 20에서 261까지 범위내의 영상신호 라인 카운트에 데이타 행 카운트가 대응할 때 필드 000의 어느 라인동안 실린다. 제2도에서 데이타 행 카운트가 262의 영상신호 라인 카운트와 대응하는 것을 디코더(143)가 설정할 때, 임시라인 저장기(118)는 8 필드 순서의 마지막 필드의 마지막 라인동안 데이타 없이 깨끗해진다.

포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106, 등화필터(107)까지 종속된 필터를 통해 아날로그 대 디지탈 변환기(104)로부터 공급된 디지탈화된 복합영상신호의 8 병렬 비트 샘플의 부호화된 기초 8 라인상(on a signed basis eight lines)에서의 축적을 가정하면, 임시 라인 저장기(118)는 16 병렬 비트 샘플(sixteen parallel bit samples)을 저장하는 능력을 가져야 한다. 부호화된 산술은 바람직하게는 2의 보수이다. GCR 신호에 대한 부호화된 축적기로서의 임시라인 저장기(118)를 동작시키는 배열의 부분적 실행에서, 디지탈 가산기/감산기(119)는 16병렬 비트 출력신호를 임시라인 저장기(118)에 입력신호로서 공급한다. 디지탈 가산기/ 감산기(119)는 멀티플렉서(120)의 출력신호를 제1입력신호로서 수신하며, 멀티플렉서(120)는 보통 0번째의 입력으로서 수신된 임시라인 저장기(118)로부터의 데이타 출력(readout)에 대응한다. 디지탈 가산기/감산기(119)는, 부호비트연장으로서 여덟 개의 와이어드된 제로들과 같이, 멀티플렉서(117)의 8 병렬비트 출력신호를 제2입력으로서 수신한다.

디코더(121)는 1, 3, 6 또는 0(이를테면, 8)인 모듈로 8 필드 카운트가 제공되면, 디지탈 가산기/감산기(119)에 논리 0을 제공하여 디지탈 가산기/감산기(119)가 입력신호를 가산하도록 한다. 또한 디코더(121)는 2, 4, 5 또는 7인 모듈로 8 필드 카운트가 제공되면, 디지탈 가산기/감산기(119)에 논리 1을 제공하여 디지탈 가산기/감산기(119)가 (멀티플렉서(120)로부터 공급된) 제1입력신호로부터 (멀티플렉서(117)로부터 공급된) 제2입력신호를 감산하는 하도록, 이 배열은 임시라인 저장기(118)에 다음의 기능을 축적한다.

(필드 001 라인 19) -(필드 010 라인 19)

+(필드 011 라인 19) -(필드 100 라인 19)

-(필드 101 라인 19) -(필드 110 라인 19)

-(필드 111 라인 19) -(필드 000 라인 19)

데이타의 각 프레임이 두 번 전송될 때, 즉 첫번째는 NTSC TV 신호의 연속 번호화된 프레임의 기수동안 제1논리감지로 전송될 때 그리고 두번째로 이들 프레임의 다음 번의 우수동안 첫번째와는 반대되는 제2감지에서 전송될 때, 데이타는 마지막 축적에서 제로로 평균될 것이다. 데이타의 각 프레임이 전송될 때 그러나 한번 전송될 때, GCR 신호를 축적하는 결과가 데이타에 의해 영향받지 않도록 하기 위해 각 필드의 19번째 주사선동안에 데이타 전송이 중지될 수 있다.

여덟개 필드의 각 순차중 여덟번째 필드의 마지막 라인동안 멀티플렉서(120)에 제공되는 보동 0인 제어신호는 1이 되도록 한다. 이 1은 멀티플렉서(120)가 제1입력에 대응하는 출력신호를 제공하게 하며, 여기서 제1입력은 와이어드된 0의 16개 병렬 비트들을 포함하는 산술적 제로가 된다. 축적 리셋에서의 결과는 산술적 제로로 가는 임시라인 저장기(118)에서 나타난다. 멀티플렉서(120)에 대한 제어신호는 제2도에서 나타나듯이 2 입력 논리곱 게이트(122)에 의해 발생된다. 디코더(143)는 데이타 행 카운트가 262의 영상신호 주사선 카운트에 대응할 때만 논리곱 게이트(122)에 1을 공급하면서, 논리곱 게이트(122)로 가는 입력신호중 하나를 디코더(143)가 발생한다. 디코더(123)는 논리곱 게이트(122)로 가는 입력신호중 다른 또 하나를 발생하기 위하여 모듈로 8 필드 카운터(113)로부터의 모듈로 8필드 카운트를 디코드한다. 8개 필드중 각 순차의 여덟번째 필드는 디코더(123)가 논리곱 게이트(122)에 1을 공급하도록 하면서, 모듈로 8필드 카운터(113)로부터의 000 모듈로 8 필드 카운트를 발생한다. 논리곱 게이트(122)로 가는 입력신호 둘다 여덟개 필드의 각 순차중 여덟 번째 필드의 마지막 라인동안에만 1이며, 이 라인동안 논리곱 게이트(122)는 1을 제어신호로서 멀티플렉서(120)에 공급하여 산술적 제로로 리셋될 임시라인 저장기(118)에 저장된 축적의 결과를 가져온다. 임시라인 저장기(118)내에 저장된 축적결과가 필터계수 컴퓨터(112) 내부 메모리내의 고스트있는 베셀 첩 레지스터로 전달이 유효할 때, 2 입력 논리곱 게이트(124)는 필터계수 컴퓨터(112)에 1을 공급한다. 디코더(123)의 출력신호는 논리곱 게이트(124)로 가는 입력신호중 하나이며, 여덟개 필드의 각 순차중 여덟번째 필드 동안에만 1이다. 디코더(125)는 논리곱 게이트(124)로 가는 입력 신호중 또 다른 하나를 발생하기 위하여 데이타 행 카운트를 디코드하며, 이 신호는 20에서 261까지의 영상 주사선 동안에 1이다. 따라서, 임시라인 저장기(118)에 저장된 축적결과는, 여덟개 필드의 각 순차중 여덟번째 필드에서 20에서 216까지의 주사선을 포함하는 주기동안 언제나 필터계수 컴퓨터(112) 내부 메모리로의 전달이 가능하다.

실용단계에서, 포스트 고스트에 대한 디고스팅 범위가 20(마이크로초) 정도까지 확장되도록 임시라인 저장기(118)는 약 두 개의 샘플 주사선을 저장 하는 것이 바람직하다. 임시라인 저장기(118)로서 사용되는 램(RAM)에서의 저장 위치는 심볼/ 행 카운트와 같이 데이타 행 카운트의 최소 의미있는 비트에 의해 번지화된다. 디코더(114)는 데이타 행 카운트가 19나 20일 때만 1을 발생하는 디코더가 사용된다. 그리고 디코더(115)는, 데이타 행 카운트가 251 또는 252의 영상 주사선 카운트에 대응할 때 1을 발생하는 디코더가 사용된다. 복구된 GCR 신호의 신호 대 잡음 비율을 진보시키기 위하여, 단지 여덟개 이상의 주사선들 19가 아닌 열 여섯개 이상의(또는 8의 좀더 높은 배수라도) 주사선 19의 GCR 신호를 평균내는 것이 이롭다. 이것은 제2도의 라인 19 축적 회로를 변형함으로써 또는 필터계수 컴퓨터(112)에서 이루어지는 추가 평균을 위한 준비를 함으로써 이루어질 수 있다.

제3도는 모듈로 8 필드 카운터(113)를 리셋시킴으로써 이것의 카운트가 똑바로 위상되어지거나 또는 4개의 필드에 의해 잘못 위상되어지는 것을 나타내는 회로이다. 임시라인 저장기(126)는 심볼/행 카운터(53)로부터의 심볼/행 카운트에 의해 번지화되는 랜덤 액세스 메모리이다. 임시라인 저장기(126)는 읽고나서 기록하는 동작이 되도록 준비된다. 각 필드의 19번째 주사선동안에만 논리곱 게이트(116)에 의해 나타나는 논리 1은, 아날로그 대 디지탈 변환기(104)로부터 공급되는 디지탈화된 19번째 주사선 샘플을 가지고 임시라인 저장기(126)가 최선의 것으로 저장되도록 하기 위하여 멀티플렉서(117)에 공급한다. 다른 주사선동안 논리곱 게이트(116)에 의해 나타나는 논리 0은, 멀티플렉서(117)가 기록을 위한 임시라인 저장기(126)로부터 읽혀지는 데이타를 인가하도록 결정지어준다.

임시라인 저장기(126)는 제로 크로싱 컴푸기(56)로부터의 출력신호에 의해 클럭된(colcked) 화소래치(128, 129)와 함깨 제공된다. 여기서 클러킹 접속은 제3도에서 나타내지 않았다. 화소 래치(128, 129)는 임시라인 저장기(126)에 기록된 마지막 화소와 임시라인 저장기(126)로부터 읽혀지는 마지막 화소를 각각 임시로 저장하는 데 사용되며, 또한 이러한 저장은 디지탈 감산기(130)의 각각의 감수와 피감수가 되도록 시간안에 샘플들을 정렬시키면서 이루어진다. 디지탈 감산기(130)로부터의 차신호(difference signal)의 화소샘플들은 19번째 주사선동안을 제외하고 모두 제로값이 될 것이다. 감산기(130)로 부터의 차신호는 절대값 회로(131)에 공급된다. 예를들면 절대값 회로(131)는 감수/피감수 입력신호로서 감산기(130)로부터의 차신호를 수신하고, 비트가 0일 때 가산하고 비트가 1일 때 감산하기 위하여 이 차신호의 사인 비트에 응답하면서, 감수/피감수 일벽신호로서 와이어드 산술적 제로를 수신하는 디지탈 제어 가산기/감산기를 포함한다.

절대값회로(131)의 연속적 샘플을 위한 축적기(132)는, 축적결과의 연속적인 값을 일시적으로 저장하기 위한 출력 래치(133)와 값을 증대하기 위하여 축적 결과에 절대값회로(131)의 출력 신호의 연속적 샘플을 가산하는 디지탈 가산기(134)와, 출력 래치(133)에 증대된 축적결과를 선택적으로 공급하여 내용을 업데이트하는 멀티플렉서(135)를 포함한다.

GCR 신호가 현재의 주사선에 있는 것을 나타내는 1을 논리곱 게이트(116)가 제공하지 않을 때마다 멀티플렉서(135)는 출력 래치(133)에 산술적 제로를 삽입하기 위하여 와이어드된다. 디코드 첩 영역(136)은 1을 제공하기 위하여 베셀 첩 정보를 포함할 수 있는 주사선의 부분들을 설명해 주는 심볼/행 카운터(53)로부터의 심볼/행 카운트에 응답하며, 여기서 1은 논리곱 게이트(137)에서 제로 크로싱 검출기(56)로부터의 출력신호와 함깨 논리곱된다.

현대 그리고 이전의 필드들의 19번째 라인의, 절대값 회로(131)로부터 직렬로 공급되는 서로 다른 절대값의 연속적인 샘플들은 축적기(132)를 이용하여 축적된다. 현대의 필드가 필드 001이 아니거나 필드 101이 아니라면 축적 결과는 감지할만한 값을 가져야 한다. 필드 000과 필드 001의 19번째 라인 둘다 ETP 신호를 포함하며 그래서 이것들의 차이는 소음에 대한 것을 제외하고는 제로값이 된다. 필드 100과 필드 101의 19번째 라인 둘다 ETR 신호를 포함하며 그래서 이것들의 차이는 소음에 대한 것을 제외하고는 제로값이 된다. 축적결과가 실질적으로 산술적 제로 이상일 때 아니면 제로일 때 임계 검출기(138)의 출력신호는 1이 되며, 논리곱 게이트(140)의 네 개의 입력신호중 하나를 공급하기 위하여 부정 게이트(139)에 의해 임계검출기(138)의 출력신호가 보충된다. 디코더(141)는 논리곱 게이트(140)에 1을 제공하기 위하여 001 또는 101과 다른 모듈로 8 필드 카운터(113)로부터의 필드 카운트를 검출하며, 이 1은 필드 카운트가 잘못 위상되는 것을 지적하여 모듈로 8 필드 카운터(113)의 리셋을 가능케 한다. 논리곱 게이트(116)의 출력 신호는 필드의 19번째 라인 발생을 검출하고, 디코더(55)의 출력신호는 주사선 끝을 검출하기 위하여 심볼/행 카운터(53)로부터의 심볼/행 카운트에 응답한다. 이 두 신호는 논리곱 게이트(140)로 가는 다른 두 입력신호가 된다. 필드 카운트가 001 또는 101이 아니라면, 동상 동기 영상검출기(46)에 의해 검출된 복합영상신호내의 필드 000 또는 100의 19번째 라인의 끝에서 001 필드 카운트로 모듈로 8 필드 카운터(113)를 리셋시키기 위하여 논리곱 게이트(140)는 1을 발생한다.

제2도로 돌아가서, 모듈로 8 필드 카운터(113)에 의해 제공되는 모듈로 8 필드 카운트가 위상 정정이 똑바로 된다면, 대다수 축적 사이클에서의 마지막 필드인 필드 000동안 임시라인 저장기(118)내에 얻어진 축적 결과는, 수반하는 수평동기펼스, 프런트 포치, 칼라 버스트를 포함하는 백포치. 그리고 +30 IRE 페디스틀이 없는 ETP 베셀 첩 신호가 여덟 번에 될 것이다. 반면, 모듈로 8필드 카운터(113)에 의해 제공된 모듈로 8 필드 카운트가 4개의 필드에 의해 잘못 위상된다면, 축적 사이클내의 마지막 필드인 필드 000동안 임시라인 저장기(118)내에 얻어진 축적 결과는, 수반하는 수평동기퍼스, 프런트 포치, 칼라 버스트를 포함하는 백 포치, 그리고 +30 IRE 페디스틀이 없는 ETR 베셀 첩 신호가 여덟 번에 될 것이다. 감소된 진폭쪽 방향의 와이어드 3이진 장소 시프트(a wired threebinary place shift)는 8에 의한 필드 000동안 임시라인 저장기(118)에 얻어진 축적결과를 분할하고, 그 결과 몫은 ETP 또는 ETR 신호로서 필터계수 컴퓨터(112)에 공급된다.

필터계수 컴퓨터(112) 내부의 레지스터에 저장된 고스트없는 베셀 첩기능 ETP 또는 ETR에 대해 실행되는 상관관계에 잘 적응되는 필터계수 컴퓨터(112)는, 필드 000동안 임시라인 저장기(118)로부터 수신되는 입력이 ETP 신호인지 ETR 신호인지, 아니면 ETP 나 ETR 신호와 관계가 없는지를 결정하는 서로 상관 관계의 보조 과정을 수행하도록 프로그램된다.

이 과정은 동상 동기 영상검출기(46)에 의해 검출된 복합영상신호에 GCR 신호가 포함되지 않는 때를 필터계수 컴퓨터(112)가 결정하도록 해준다.

그리고 나서 컴퓨터(112)는 바이패스 모드(bypass mode) 고스트 억압 회로의 초기 전력 공급에서 행해지는 것과 마찬가지로, 컴퓨터내의 레지스터에 저장된 미리 설정된 바이패스 모드 가중계수를 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106), 등화필터(107)에 인가할 수 있다.

제4도는 필터계수 컴퓨터(112)에 의해 수행되는 과정으로서 포스트 고스트 소거필터(105, 109), 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107,111)까지 필터들의 파라미터 동작을 갖추는 과정을 보여주는 흐름도이다. 시작(Start) 단계인 (181)단계에 진입하는 때는 TV 수신기내의 전원이 켜졌거나, 새로운 채녈이 동조되거나, 마지막 디고스팅 과정후 설정된 시간이 경과했을 때이다. 모든 디고스트 필터를 리셋하는 단계인 (182)단계인 바람직하게는 포스트 고스트 소거필터(105, 109), 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107, 111)까지의 필터내의 필터계수가 튜너가 동조된 채널에 대해 미리 설정되고 번지화된 채널 메모리(channel addressed momory) 내의 저장된 값에 맞추어진다. 선택적으로 전원을 켜는 동안 또는 다시 동조하는 동안, 포스트 고스트 소거필터(105, 109), 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107, 111)까지 필터의 필터계수는 고스트없는 신호와 함께하는 바이패스 모드 값에 맞추어질 수 있고 주기적인 디고스팅 동안 필터계수의 이전 값들은 리셋(reset)동안 유지된다.

다음으로 데이타를 획득하는 단계인 (183)단계로 진행하는데, 이(183)단계는 필터계수 컴퓨터(112)의 적당한 입력 데이타인 분리된 GCR신호를 발생하기 위하여, 임시라인 저장기(118)에서의 축적이 완료될 때 까지 필터계수 컴퓨터(112)가 기다려야 하는 많은 필드의 경과후에, 완료된다. 데이타를 획득하는 단계인 (183)단계는 제4도에서는 나타나지 않은 상관관계의 부수적 과저을 포함한다. 이 부수적 과정은 필터계수 컴퓨터(112)가 필드 000동안 임시라인 저장기(118)로부터 수신하는 입력이 ETP 신호인지, ETR 신호인지, 또는 ETP 또는 ETR 신호와 관련없는지를 결정짓는 과정이다.

다음으로 채널 특성 단계인 (184)단계로 진행한다. 필터계수 컴퓨터(112)는 수신된 복합영상신호로부터 분리된 고스트있는 GCR 신호와 고정 메모리에 저장된 고스트없는 GCR 신호와의 상관관계를 시간 영역안에서 수행한다. 필터계수 컴퓨터(112)에 공급된 데이타내의 우세한 응답의 시간위치가 검색되고, 상당히 큰 고스트 응답들중 연속적으로 점점 작아지는 각 응답의 각 시간위치가 포스트 고스트 소거필터(105, 109)에 의해 억압될 수 있는 포스트 수신기의 수까지 그리고, 프리 고스트 소거필터(106, 110)에 의해 억압될 수 있는 프리 고스트의 수까지의 시간위치가 검색된다. 필터계수 컴퓨터(112)에 공급된 데이타에서 우세한 응답의 시간위치와 다중로 응답의 시간위치가 계산되고 필터계수 컴퓨터(112)의 내부 메모리에 일시적으로 저장되며, 이것은 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109)에서 탭의 우리들사이에 산재된 벌크 지연선을 프로그래밍하기 위한 근거로 사용된다. 필터계수 컴퓨터(112)에 공급된 데이타에서의 우세한 응답과 다중로 응답의 상대적인 세기(강도)가 계산되고 필터계수 컴퓨터(112) 내부 메모리에 일시적으로 저장되며, 이것은 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109)의 무리지어진 탭에 그리고 FIR 필터인 프스트 고스트 소거필터(105, 110)의 탭에 가중을 할당하기 위한 근거로 사용된다.

채널 특성단계인 (184)단계는 습득된 GCR 신호의 이산 푸리에 변화(DFT)을 하고 이 DFT의 항(term)이 고스트있는 GCR 신호의 DFT와 대응하는 항에 의해 분할되면서, 필터계수 컴퓨터(112)에서 채널특성단계인 (184)단계로 진행된다. 여기서 후자의 DFT는 우선적으로(priori) 필터계수 컴퓨터(112)의 내부 메모리에 저장되어 있는 것이다. 이 항에 의한 항의 분할과정은 필터계수 컴퓨터(112)의 내부 메모리에 일시적으로 저장되는 수신채널의 DFT를 발생한다.

채널특성단계인 (184)단계의 일환으로, 우수한 이미지에서 에너지에 대한 각각의 수신채널의 DFT의 항을 정규화 하는 것이 바람직하다. 수신채널의 DFT의 가장 넓고 큰 항(largest magnitude term)이 설정되고, 이 항과 근접한 부근의 항의(예를 들면 양쪽이 5대7) r-m-s(Root Means Square) 에너지가 설정된다. 상기 r-m-s에너지는 실효(Effective) 에너지를 말한다. 정규화는 우수한 이미지상에서 그리고 모든 고스트 이미지상에서 이루어질 수 있으나, 계산을 줄이는 견지에서 볼 때 정규화이전에 저(low) 에너지 고스트를 버리는 것이 바람직하며 이것은 다음과 같이 이루어진다. 고스트 이미지들 각각이 상당이 큰지 아닌지를 결정하기 위하여, 수신 채널의 DFT의 다른 항들에 의하여 설명되고 고스트 이미지의 r-m-s 에너지와 대비하여 임계레벨을 제공하도록 하기 위하여 수신 채널의 DFT의 가장 넓고 큰 항과 이것의 근접하는 항의 r-m-s에너지는 줄어든다. 우수한 이미지의 r-m-s 에너지로부터 하향하는 임계 레벨 -30(dB)는 만족되어 왔다. 임계레벨보다 낮은 r-m-s 에너지를 갖는 고스트 이미지를 설명하는 수신 채널의 DFT의 각 항들은 수신 채널의 아주 근접하는 DFT를 발생하기 위하여 제로로 간단하게 변위되어 정규화된다. 정규화에 있어서, 아주 근접하는 DFT에서 제로가 아닌 항들 각각은 우수한 이미지의 r-m-s 에너지에 의해 분할된다. 수신 채널의 정규화되고 아주 근접되는 DFT는 계산의 남은 부분들을 돕는 데 사용되도록 필터계수 컴퓨터(112)의 내부 메모리에 일시적으로 저당된다. 정규화 과정에서 수행되어야 하는 분할의 수는 카운트될 수 있거나, 또는 제로에 의해 변위되는 임계 레벨보다 낮은 항의 수가, 제4도에서 나중의 판단단계인(188)단계를 수행할 목적으로 카운트될 수 있다.

제4도를 다시 참조하면, 고스트가 안정한지를 판단하는 판단단계인 (185)단계는 채널특성단계인 (184)단계 다음에 수행된다. 가장 처음의 채널특성단계인 (184)단계 바로 이전의 채널특성단계인 (184)단계의 결과는, 필터계수 컴퓨터(112)의 내부 메모리내의 레지스터로부터 나오게 되며, 이 결과는 또한 현재의 채널특성단계인 (184)단계의 결과에 의해 레지스터내에서 변화된다. 가장 최근의 채널특성단계인 (184)단계의 결과는 고스팅 상태가 안정한지 또는 변화하지 않는지, 즉 상관관계가 충분히 좋은지를 결정하기 위하여, 바로 전의 채널특성단계인 (184)단계와 크로스 상관관계를 갖는다. 단지 고스팅 상태가 일시적으로 변화하지 않는다면, Y(Yes) 신호가 발생되어 가장 최근의 채널 특성 결과를 이용하면서 디고스팅 과정과 같이 다음 과정을 진행할 수 있는 기초를 지시하게 된다. 고스트가 안정한지를 판단하는 단계인 (185)단계가 N(No) 신호를 발생한다면 동작 루프는 데이타 획득단계인 (183)단계로 돌아가고, IIR 필터인 포스트 코스트 소거필터(105)와 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106)의 조정가능한 파라미터들이 그것들의 초기값으로 돌아가고, 여기서 포스트 고스트 소거필터(105)와 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106)는 변화없는 신호를 통과시킨다. 선택적으로 더욱 고도된 기술의 프로그래밍에서는 필터계수 컴퓨터(112)는 고스팅에서의 변화의 엄밀함까지 평가하여 포스트 고스트 소거필터(105)와 프리 고스트 소거필터(106)의 조정가능한 필터링 파라미터들을 그것들의 초기값으로 돌려보낼 것인지 아니면 현재값의 파라미터들을 유지시킬 것인지를 결정한다. 고스트가 안정한지를 판단하는 단계인 (185)단계가 Y 신호를 발생하면, (186)단계~(188)단계가 수행되며, 이들 단계는 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109), FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110)의 조정가능한 파라미터들을 업데이트하기 위한 근거로서 가장 최근의 채널특성단계인 (184)단계의 결과를 사용한다.

IIR 계수 업데이트 단계인 (186)단계에서 IIR계수를 업데이트하기 위한 근거로서 가장 최근의 (184)단계의 결과를 이용하여 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109)의 제로가 아닌 가중계수와 프로그램 할 수 있는 지연으로 업데이트된다. 특히, 가장 최근의 정규화된 수신채널 DFT 결과의 포스트 고스트 부분, 즉 가장 넓고 큰 항보다 시간에 있어서 더 나중인 이 부분들은 업데이트된 IIR 필터의 DFT로부터 요구되는 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109) 응답의 DFT를 발생하기 위하여 서로 상보적인 관계가 된다. 요구된 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109) 응답 DFT 의 제로가 아닌 항들은 가중계수를 결정하는데 사용된다. 만일 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109)가 산재된 계수유형(sparse coefficient type)이라면, 모든 제로계수들을 포함하는 구간들의 길이가 벌크 지연장치의 조정가능한 지연을 결정하기 위하여 측정된다. 업데이트된 IIR 필터 파라미터는 IIR 필터인 포스트 고스트 소거필터(105, 109)에 인가된다.

FIR 계수 업데이트 단계인 (187)단계는 IIR 계수 업데이트 단계인 (186)단계 다음에 수행된다. FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110)의 제로가 아닌 가중계수는 업데이트하기 위한 근거로서 가장 최근의 (184)단계의 결과를 이용한다. 특히, 가장 최근의 정규화된 수신 채널 DFT 결과의 프리 코스트 부분, 죽 가장 넓고 큰 항보다 시간에 있어 더 이른 이들 부분들은 업데이트된 FIR 필터의 DFT로부터 요구되는 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110) 응답의 DFT를 발생하기 위하여 서로 상보관계를 갖는다. 만일 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110)가 산재된 계수 유형이라면 모든 제로 계수들을 포함하는 구간들의 길이가 벌크 지연 장치의 조정가능한 지연을 결정하기 위하여 측정된다. 업데이트된 FIR 필터계수는 FIR 필터인 프리 고스트 소거필터(106, 110)에 인가된다.

또한 제4도에서, IIR 계수 업데이트 단계인 (186)단계와 FIR 계수 업데이트 단계인 (187)단계 다음에 고스트가 임계 레벨 이하인지를 판단하는 단계인 (186)단계가 수행된다. 채널특성단계인 (184)단계에서 수신 채널을 정규화할 때 수행되는 분할수의 카운트부터 시작하여, (188)단계가 실행될 수 있으며, Y 신호를 발생할 때 이 카운트는 제로가 되고 N 신호를 발생할 때는 제로와는 다른 이외의 것이 된다. 선택적으로 (188)단계인 채널특성단계인 (184)단계에서 수신채널을 정규화할 때 임계레벨보다 낮은 항이 제로에 의해 변위되는 수의 카운트부터 시작하여 (188)단계가 수행될 수 있으며, Y 신호를 발생할 때 이 카운트는 수신 채널 DFT항의 전체수보다 작은 1이되며, 다른 카운트들은 N 신호를 발생한다.

고스트가 임계 레벨 이하인지를 판단하는 단계인 (188)단계로부터 발생되는 N 신호는 반복의 최대의 수인지 판단하는 단계인 (189)단계로 진행하게 한다. 필터계수 컴퓨터(112)내의 카운터는 고스트가 임계 레벨 이하인지를 판단하는 단계인 (188)단계의결과로서 나타나는 N 신호를 카운트하며, 또 이 카운터는 고스트가 임계레벨 이하인지를 판단하는 (188)단계의 결과로 나타나는 Y 신호에 의해 제로 카운트로 리셋된다. 최대 카운트전에 고스트가 임계 레벨 이하인지를 판단하는 단계인 (188)단계의 결과로 나타나는 N 신호는 이 카운터 루프 동작에 의해 데이타 획득단계인 (183)단계로 되돌아간다. 이러한 경우 (184)단계에서 계산된 필터 파라미터들은 (186)단계와 (187)단계에서 미리 계산된 필터계수를 증가시킨다. 이러한 반복적인 과정은 포스트 고스트 소거필터(105)와 프리 고스트 소거필터(106)의 주어진 구조에서 달성될 수 있는 가장 좋은 고스트 억압을 제공한다.

(188)단계에서 판단이 Y 이면 모든 의미있는 고스트는 소거되고, (189)단계에서 판단이 Y이면, 충분한 반복에 의해 포스트 고스트 소거필터(105, 109) 프리 고스트 소거필터(106, 110)는 적어도 하나 이상의 고스트를 소거하기 위해 조정될 수 있는 능력을 더 이상 갖고 있지 않다는 것을 확신시키면서 매크로 고스트 소거와 관계있는 과정의 일부분이 수행되고, 그리고나서 등화계수를 업데이트하는 (190)단계로 진행한다. 여기서 (190)단계에서는 진폭 등화필터(107,111)에 대한 가중계수가 계산된다.

등화계수 업데이트 단계인 (190)단계는 바람직하게는 등화필터(107)의 가중계수를 조정하기 위하여 반복적인 최소 수단인 등화필터(107)의 가중계수를 조정하기 위한 반복적인 최소수단 스퀘어 에러방법(an iterative least means square error method)을 사용하면서 수행되는데, 이러한 수행은 임시라인 저장기(118)에 축적된 포스트 고스트 소거필터(105), 프리 고스트 소거필터(106) 등화필터(107)까지 필터의 종속접속의 응답이 고스트없는 GCR 베셀 첩에 이상응답(ideal response)을 가장 잘 맞추도록 하기 위한 것이며, 여기서 고스트없는 GCR 베셀 첩은 필더계수 컴퓨터(112)의 메모리에 저장된 것이다. 고스트 없는 GCR 베셀 첩에 대한 이상 채널특성응답은 주파수 영역내의 평면응답을 설명하는 /X(sin x) 엔벨로프를 신간영역안에 갖는다. 이 응답은 최소심볼간 간섭을 PSK에 제공한다. 등화필터(111)의 가중계수는 등화필터(107)의 가중계수와 동일하게 조정된다.

등화계수 업데이트 단계인 (190)단계 다음에 또 하나의 데이타 획득단계인 (191)단계는 필터계수 컴퓨터(112)에 대해 적당한 입력 데이타인 분리된 GCR 신호를 발생하기 위하여 필터계수 컴퓨터(112)가 임시라인 저장기(118)내의 축적 완료를 기다리는 필드 횟수의 경과후 (191)단계가 완료된다. 데이타 획득단계인 (119)단계는 제4도에 나타내지 않은 상관관계의 부수적인 과정을 포함하여, 이 부수적인 과정은 필터계수 컴퓨터 (112)가 필드 000동안 임시라인 저장기(118)로부터 수신하는 입력이 ETP 신호인지. ETR 신호인지 아니면 ETP 또는 ETR 신호와 관계가 없는지를 결정하는 과정이다.

그리고나서 또다른 하나의 채널특성단계인 (192)단계로 진행하며, 이 과정에서 수신채널의 DFT를 다시 계산하기 위하여 (191)단계에서 획득된 ETP신호나 ETR 신호를 사용한다. 고스트가 통일한지를 판단하는 단계인 (193)단계에서 볼 때, 채널특성단계인 (192)단계에서 다시 계산되는 수신 채널의 DFT 가 채널특성단계인 (184)단계에서 미리 계산된 수신채널의 DFT와 상관관계가 있다. 이 과정의 쉬운 실행의 견지에서 볼 때, 상관관계가 채널특성단계인 (184)단계와 채널특성단계인 (192)단계에서의 잔류 고스트가 모두 설정된 임계레벨 아래인지를 검토하는 간접직인 방법으로 이루어지는 것이 바람직하다. 상관관계가 좋으면 고스팅은 감지할 수 있을 정도로는 변화하지 않으며, (193)단계는 Y 신호를 발생하여 루프 동작이 데이타 획득단계인 (191)단계로 돌아가서 고스팅이 감지할 수 있을 정도로 변화했는지 아닌지를 발견하기 위하여 검사를 계속한다. 포스트 고스트 소거필터(105, 109), 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107, 111)의 필터링 파라미터들은 변하지 않은 채 그대로가 된다.

상관관계가 나쁘면 고스팅은 변화하고 (193)단계는 N 신호를 발생하여 루프동작은 모두 디고스트 필터들을 리셋하는 (182)단계로 진행한다. 이 단계는 갑자기 변화하는 경로상태가 발생하거나 또는 다른 수신채널이 선택되거나 할 때 고스트 억압을 무력하게 만든다. 그래서 포스트 고스트 소거필터(105, 109), 프리 고스트 소거필터(106, 110), 등화필터(107, 111)의 필터링 파라미터들이 이미 설명된 과정들 다음에 다시 계산된다.

제4도의 과정에서. IIR 계수 업데이트 단계인 (186)단계와 FIR 계수 업데이트 단계인 (187)단계는 이들 두 연속적인 과정을 통한 각각의 통과동안 독립적으로 수행한다. 종속된 고스트 소거필터들중 초기 필터의 -여기서는 포스트 고스트 소거필터(105, 109)-필터계수 업데이트는 이들 종 접속중 마지막 필터-여기선 프리 고스트 소거필터(106, 110)-의 필터계수 최신화에 의해 억압될 수 있는 가짜 타입의 고스트를 야기시킨다. IIR 계수 업데이트 단계인 (186)단계와 FIR 계수 업데이트 단계인 (187)단계는 이들 가짜 타입의 고스트를 고려하지 않기 때문에, 이들 두 연속적인 과정을 통해서 다른 통과를 하는 동안 종속된 고스트 소거필터들중 초기 필터들의 가중계수에 대해 잇따라 일러나는 재계산은 보상 고스트를 도입한다.

이 보상 고스트는 마지막 필터응답에서의 가짜 고스트를 감소시킨다. 이러한 고스트 감소는 완전하지 않을 수 있으므로 종속된 고스트 소거필터들중 마지막 필터의 가중계수를 다시 계산하는 것이 제공되어야 한다.

(183)단계~(189)단계의 판단 루프는 이를 다시 계산하는 것을 수행한다.

제2도, 제3도 그리고 고스트 억압 회로내의 필터들을 위한 필터링 파라미터를 계산하는 제4도의 방법 도면에서 고스트 억압 회로는 1992년 12월 2일 출원된 미합중국 특허출원 NO. 07/984,488의 명칭 TV 수신기 또는 비디오 레코더에 관한 고스트 소거 기준신호 획득회로에서 Chandrakant B.Patel과 Jian Yang이 설명한 발명을 기초로 하고 있으며 또한 이 발명은 직무 발명 계약에 따라 발명이 된 시점에서 삼성전자에 양도된다.

Claims

필드 각각에 있는 수평 주사선들중 설정된 하나의 주사선이 고스트 소거 기준 신호들의 8 필드 사이클중의 설정된 하나를 포함하며, 복합영상신호가 영상 캐리어의 진폭을 변조하고, 보조신호가 결합신호내에서 상기 영상 캐리어에 대한 직각위상으로 이루어진 직각 캐리어의 진혹을 변조하며, 상기 결합신호는 전송되기 이전에 잔류측파대 필터링되며, 상기 수평 주사선들로 이루어진 연속적인 상기 필드들을 가지는 상기 복합영상신호와 함께 상기 결합신호에 포함되어 전송되는 상기 보조신호의 수신기에 있어서; 상기 잔류측파대 필터링에 기인하여 상기 보조신호의 상위 주파수 잔여분이 수반되고, 다중로 때문에 불필요한 고스트를 때때로 포함하는 동상 검출 신호로서, 적어도 하나의 전송로상에 수신되는 상기 결합신호에 응답하여 상기 영상 캐리어의 진폭변조를 검출하여 상기 복합영상신호를 재생하는 동상 동기 영상검출기와; 조정가능한 필터링 파라미터를 가지는 각각의 고스트 억압 필터링을 포함하며, 고스트가 억압되어지는 상기 동상 검출 신호에 대한 응답을 제고하는 제1디고스트 회로와; 수신된 고스트 소거 기준 신호를 발생하는 상기 고스트 소거 기준 신호들의 적어도 하나의 8 필드 사이클상에서 각각의 연속적인 축적이 이루어지며, 상기 수신된 고스트 소거 기준 신호는 다증로에 기인하는 불필요한 고스트를 포함하는 조건이며, 상기 설정된 하나의 수평 주사선 동안 단지 일어나는 상기 제1디고스트 회로의 응답을 축적하는 회로와; 상기 수신된 고스트 소거 기준 신호를 내부에서 우선권이 통용되는 상기 고스트없는 고스트 소거 기준 신호와 비교한 것에 근거하여, 고스트 없는 고스트 소거 기준 신호와 상기 수신된 고스트 소거 기준 신호의 실질적인 매칭을 위해 요구되는 상기 조정 가능한 필터링 파라미터의 값들을 계산하는 컴퓨터와; 상기 잔류측파대 필터링 때문에 상기 복합영상신호의 상위 주파수 잔여분이 수반되고, 다중로에 기인하여 때때로 불필요한 고스트를 포함하는 직각위상 검출 신호로서, 상기 동상 동기 영상검출기에 수신된 것과 동일한 상기 결합신호에 응답하여, 상기 직각 케이어의 진폭변조를 검출하여 상기 보조신호를 재생하는 직각위상 동기 영상검출기와; 상기 제1디고스트 회로에 포함된 각 고스트 억압 필터링에서의 상기 조정가능한 필터링 파라미터와 유사하게 조정되는 조정가능한 필터링 파라미터를 갖는 각각의 고스트 억압 필터링을 포함하며, 고스트가 억압되어지는 상기 직각위상 검출신호에 대한 응답을 제공하는 제2디고스트 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
제1항에 있어서, 상기 수신기가 상기 동상 검출 신호를 구성하는 복합영상 신호로부터 분리된 수평동기펄스를 공급하는 수평동기 분리기와; 상기 동상 검출 신호를 구성하는 복합영상 신호로부터 분리된 수평동기펄스를 공급하는 수평동기 분리기와; 데이타 행 카운트의 각각의 값이 주사선 카운트의 값에 대응하며, 상기 수직동기 분리기로부터 공급된 수직동기펄스에 응답하는 데이타 행 카운트으 초기값으로 주기적으로 리셋하며, 데이타 행 카운트를 발생하기 위하여 상기 수평동기 분리기로부터 공급된 수평동기 퍼스를 카운팅하는 데이타 행 카운터와; 상기 수신된 고스트 소거 기준신호의 구성요소로서 상기 동상 검출 신호의 현재 주사선을 잡기 위한 설정값에 도달하는 상기 데이타 행 카운트에 응답하는 수단을 더 구비함을 특징으로 하는 수신기.
제1항에 있어서, 상기 보조 신호가 디지탈 신호이며, 상기 수신기가 상기 제2디고스트 회로의 응답을 입력신호로서 수신하며, 상기 디지탈 신호를 출력신호로서 재생하는 데이타 분리 검출회로를 더 구비함을 특징으로 하는 보조신호의 수신기.
제3항에 있어서, 상기 제1디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압 필터링은, 전체가 디지탈이며, 상기 제1디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압 필터링으로 인가하기 이전에 상기 동상 검출 신호를 디지탈화하는 제1아날로그 대 디지탈 변환기 다음에 행하여지며, 상기 동상 검출 신호에 대해 포스트 고스트 소거필터로서의 역할을 하기 위해 준비된 제1무한 임펄스 응답 디지탈 필터를 포함하고; 상기 제2디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압 필터링은, 전체가 디지탈이며, 상기 제2디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압필터링으로의 인가 이전에 상기 직각위상 검출 신호를 디지탈화하는 제2아날로그 대 디지탈 변환기 다음에 행하여지며, 상기 직각위상 검출 신호에 대한 포스트 고스트 소거필터로서의 역할을 하기 위해 준비된 제2무한 임펄스 응답 디지탈 필터를 포함하고; 상기 제1, 제2무한 임펄스 응답 디지탈 필터는 각각 상기 컴퓨터에 의해 조정되는 조정가능한 필터링 파라미터를 갖는 것을 특징으로 하는 수신기.
제4항에 있어서, 상기 제1무한 임펄스 응답 디지탈 필터와의 종속접속에서, 상기 제1디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압 필터링은 제1유한 임펄스 응답 디지탈 필터를 가지며; 상기 제2무한 임펄스 응답 디지탈 필터와의 종속접속에서, 상기 제2디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압 필터링은 제2유한 임펄스 응답 디지탈 필터를 가지며; 상기 제1, 제2무한 임펄스 응답 디지탈 필터는 각각 상기 컴퓨터에 의해 조정되는 조정가능한 필터링 파라미터를 갖는 것을 특징으로 하는 수신기.
제5항에 있어서, 상기 제1유한 임펄스 응답 디지탈 필터는 상기 동상 검출 신호에 대한 프리 고스트 소거필터로서의 기능을 하기 위하여 준비되며 그리고 상기 제2유한 임펄스 응답 디지탈 필터는 상기 직각위상 검출신호에 대한 프리 고스트 소거필터로서의 기능을 하기 위하여 준비되는 것을 특징으로 하는 수신기.
제6항에 있어서. 상기 제1무한 임펄스 응답 디지탈 필터와 상기 제1무한 임펄스 응답 디지탈 필터와의 종속접속에서, 상기 제1디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압 필터링은 상기 동상 검출 신호에 대한 등화필터로서의 기능을 하기 위하여 준비된 제3유한 임펄스 응답 디지탈 필터를 포함하며; 상기 제2무한 임펄스 응답 디지탈 필터와 상기 제2무한 임펄스 응답 디지탈 필터와의 종속접속에서, 상기 제2디고스트 회로내의 상기 각 고스트 억압 필터링은 상기 직각위상 검출 신호에 대한 등화필터로서의 기능을 하기 위하여 준비된 제4유한 임펄스 응답 디지탈 필터를 가지며; 상기 제1, 제2무한 임펄스 응답 디지탈 필터는 각각 상기 컴퓨터에 의해 조정되는 조정가능한 필터링 파라미터를 갖는 것을 특징으로 하는 수신기.
제1항에 있어서, 상기 보조신호는 디지탈 신호이며, 상기 수신기는, 상기 동상 검출 신호를 구성하는 복합영상신호로부터 분리된 수평동기펄스를 공급하는 수평동기 분리기와; 상기 동상 검출 신호를 구성하는 복합영상신호로부터 분리된 수직동기펄스를 공급하는 수평동기 분리기와; 분리된 상기 수평동기펄스에 의해 제어되며 수평 주사선 주파수의 배수로 발진을 발생하는 라인 폐쇄 제어 발진기와; 상기 수평동기 분리기로부터의 수평동기펄스에 응답하는 심볼/행 카운트의 초기값에 주기적으로 리셋하고, 심볼/행 카운트를 발생하기 위하여 상기 라인 폐쇄 제어 발진기의 발진 평균축 크로싱에 응답하여 카운팅하는 심볼/행 카운터와; 상기 수직동기 분리기로부터 공급된 수직동기펄스에 응답하는 데이타 행 카운트의 초기값에 주기적으로 리셋하고, 각 데이타 행 카운트의 값이 주사선 카운트의 값에 대응하는 상기 데이타 행 카운트를 발생하기 위하여 상기 수평동기 분리기로부터 공급되는 수평동기펄스를 카운팅하는 데이타 행 카운터와; L은 양정수이고 M은 적어도 두 개의 짝 양정수인, M고스트 소거기준 신호중 적어도 하나의 사이클을 때때로 가지는 수직 블랭킹 구간동안 각 필드의 상기 설정된 라인을 설명하는 상기 데이타 행 카운트의 도달되는 설정값 바로 다음의 상기 동상 검출 신호의 주사선을 분리하기 위한 L번째 라인 분리기와; N이 적오도 하나의 양정소인, 필드 카운트 모듈로 MN을 발생하기 위한 상기 분리된 수직동기펄스에 응답하는 필드 카운터와; M고스트 소거 기준 신호의 상기 사이클에 상기 필드 카운트 모듈로 MN을 동기시키는 수단과; 상기 수신된 고스트 소거 기준 신호로서 상기 컴퓨터에 공급되는 임시 필터 응답을 발생하기 위하여 상기 L번째 라인 분리기에 의해 분리된 연속적인 주사선들의 수 MN으로부터 대응하는 화소들을 결합하는 임시필터와; 상기 제2디고스트 회로의 응답을 입력신호로서 수신하며, 데이타의 분리와 검출을 제어하는 상기 심볼/행 카운트와 상기 데이타 행 카운트를 수신하며, 상기 디지탈 신호를 출력신호로서 재생하는 데이타 분리 검출회로를 더 구비함을 특징으로 하는 보조신호의 수신기.
제8항에 있어서, 상기 임시필터는 임시라인 저장기와, MN번째 필드마다의 L번째 주사선 뒤에 그리고 다음 연속하는 필드의 L번쩨 주사선 이전에 상기 임시라인 저장기를 비우는 수단과, 상기 MN번째 필드의 L번째 주사선 인전이 아니고 상기 MN번 필드마다 그러나 상기 임시라인 저장기가 연속적으로 비워지기 이전에, 상기 임시라인 저장기의 내용을 상기 컴퓨터에 읽어주는 수단과, 카운트된 각 필드에서 고스트 소거 기준(hgost cancellation reference;GCR)신호를 구성하는 극성에 따라 필드 카운트의 제1, 제2의 조건들을 결정하는 수단과, 현재 카운트된 필드의 L번째 주사선을 상기 임시라인 저장기의 내용에 추가하기 위한 필드 카운트의 상기 제1조건에 응답하는 수단과, 상기 임시라인 저장기의 내용으로부터 현재 카운트된 필드의 L번째 주사선 빼내기 위한 필드 카운트의 상기 제2조건에 응답하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 보조신호의 수신기.
제9항에 있어서, 상기 숫자 N이 하나인 것을 특징으로 하는 수신기.
제9항에 있어서, GCR 신호 구성요소의 극성이 필드 카운트의 제1, 제2조건들을 결정하는, 카운트된 각 필드에서의 GCR 신호의 상기 구성요소가 베셀 첩 임을 특징으로하는 수신기.
제8항에 있어서, 상기 수신기는 상기 수평동기 분리기로부터의 수평동기펄스에 응답하는 심볼/열 카운트의 초기 카운트 값에 주기적으로 리셋하며, 심볼/열 카운트를 발생하기 위하여 상기 라인 폐쇄 제어 발진기의 발진 평균축 크로싱에 응답하여 카운팅하며, 그리고 상기 심볼/열 카운트가 설정된 전체 카운트값에 도달하고 상기 초기 카운트 값에 롤 오버될 때마다 전체 카운트 도달 신호를 공급하는 심볼/열 카운트와, 상기 수직동기 분리기로부터 공급된 수직동기펄스에 응답하는 데이타 열 카운트의 초기값으로 주기적으로 리셋하며, 데이타 열 카운트를 발생하기 위하여 상기 심볼/열 카운트로부터 공급되는 전체 카운트 도달 신호를 카운팅하는 데이타 열 카운트와, 내부의 메모리를 쓰고 읽기 위한 제어신호로서 상기 필드 카운트 모듈로 MN, 상기 심볼/행 카운트, 상기 데이타 행 카운트, 상기 데이타 심볼/열 카운트, 상기 데이타 열 카운트를 수신하며, 디인터리브된 출력신호를 공급하기 위한 입력신호로서 상기 데이타 분리 검출회로로부터의 출력신호를 수신하고 응답하는 디인터리버로서 동작하는 레이트 버퍼와, 내부의 에러를 정정하기 위해 상기 레이트 버퍼로부터의 출력신호에 응답하는 에러정정코드 디코더를 더 구비함을 특징으로 하는 수신기.
제8항에 있어서, 상기 L번째 라인이 각 필드의 19라인임을 특징으로 하는 수신기.
제8항에 있어서, 상기 숫자 M은 8이며, 상기 고스트 소거 기준신호는 수직 블랭킹 구간에서 각 주사선내에 설정된 매그니튜드와 타이밍의 각 베셀 첩들을 포함하며, 8개의 연속적인 필드의 각 사이클에서의 상기 고스트 소거 기준 신호의 각 베셀 첩들이 위상의 설정된 패턴을 갖는 것을 특징으로 하는 수신기.
제14항에 있어서, 상기 L번째 라인이 각 필드의 19라인임을 특징으로 하는 수신기.