JPS59169256A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
- Publication number
- JPS59169256A JPS59169256A JP58043495A JP4349583A JPS59169256A JP S59169256 A JPS59169256 A JP S59169256A JP 58043495 A JP58043495 A JP 58043495A JP 4349583 A JP4349583 A JP 4349583A JP S59169256 A JPS59169256 A JP S59169256A
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- JP
- Japan
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- control circuit
- gain
- phase
- gain control
- quadrature
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は自動利得制御回路、特に多値直交振幅変調によ
るディジタル搬送波伝送方式の復調装置に用いられる自
動利得制御回路に関する。
るディジタル搬送波伝送方式の復調装置に用いられる自
動利得制御回路に関する。
搬送波を用いてディジタル信号を伝送するディジタル・
マイクロ回線のようなディジタル搬送波伝送方式におい
て、・周波数帯域を有効に利用でき高能率な変調方式と
して１６値直交振幅変調（以下１６値ＱＡＭと略記する
）のような多値直交振幅変調方式が注目され開発が進め
られている。この変調方式は振幅変調方式の１種であっ
て、復調装置において直交位相検波された復調信号の振
幅をあらかじめ定められた複数の識別基準値と比較し、
ディジタル信号が再生される。従って、正しい信号再生
が行われるためには直交位相検波された復調信号の出力
レベルは、受信入力のレベル変動や回路の利得変動等に
かかわらず識別基準値に対して常に正しい値に制御され
る必要がある。
マイクロ回線のようなディジタル搬送波伝送方式におい
て、・周波数帯域を有効に利用でき高能率な変調方式と
して１６値直交振幅変調（以下１６値ＱＡＭと略記する
）のような多値直交振幅変調方式が注目され開発が進め
られている。この変調方式は振幅変調方式の１種であっ
て、復調装置において直交位相検波された復調信号の振
幅をあらかじめ定められた複数の識別基準値と比較し、
ディジタル信号が再生される。従って、正しい信号再生
が行われるためには直交位相検波された復調信号の出力
レベルは、受信入力のレベル変動や回路の利得変動等に
かかわらず識別基準値に対して常に正しい値に制御され
る必要がある。
従来この種の制御回路としては、例えば特開昭−５７−
１３１１５２号「自動利得制御回路」公報に記載されて
いるごとく、識別再生を行うアナログ・ディジタル変換
器（以下Ａ／Ｄ変換器と略記する）の出力から制御信号
を発生し、直交振幅変調を受けた被変調波を増幅する増
幅器、例えば中間周波増幅器（以下ＩＦ増幅器と略記す
る）の利得を制御する自動利得制御回路が一般に用いら
れている。しかしながら、中間周波オＵ得を制御する従
来の回路は、受信入力変動など直交する両変調成分に共
通に影響する変動要因に対しては制御範囲も広く有効で
あるが、直交する各変調成分に対してそれぞれ別々に設
けられている位相検波器の検波感度やベースバンド増幅
器の利得に、温度変化や経年劣化によって違いが生じた
場合にはこれを救済することができず、従って識別誤シ
が発生し易くなるという欠点がある。
１３１１５２号「自動利得制御回路」公報に記載されて
いるごとく、識別再生を行うアナログ・ディジタル変換
器（以下Ａ／Ｄ変換器と略記する）の出力から制御信号
を発生し、直交振幅変調を受けた被変調波を増幅する増
幅器、例えば中間周波増幅器（以下ＩＦ増幅器と略記す
る）の利得を制御する自動利得制御回路が一般に用いら
れている。しかしながら、中間周波オＵ得を制御する従
来の回路は、受信入力変動など直交する両変調成分に共
通に影響する変動要因に対しては制御範囲も広く有効で
あるが、直交する各変調成分に対してそれぞれ別々に設
けられている位相検波器の検波感度やベースバンド増幅
器の利得に、温度変化や経年劣化によって違いが生じた
場合にはこれを救済することができず、従って識別誤シ
が発生し易くなるという欠点がある。
本発明の目的は、上述の欠点を除去し、ベースバンド増
幅器の利得差のような変動要因に対しても有効で、識別
誤りの発生を防止できる自動利得制御回路を提供するこ
とである。
幅器の利得差のような変動要因に対しても有効で、識別
誤りの発生を防止できる自動利得制御回路を提供するこ
とである。
本発明の自動利得制御回路は、多値直交振幅変調波を復
調する復調装置に用いられる自動利得制御回路において
、前記多値直交振幅変調波を伝送し制御信号によシ利得
が変化する第１の利得制御回路と、この第１の利得制御
回路の出力を互いに９０°位相の異った基準信号で位相
検波し同相および直交復調信号を出力する直交位相復調
器と、前記同相および直交復調信号をそれぞれ多値識別
してディジタル出力を発生する２つのＡ／Ｄ変換器と、
このＡ／Ｄ変換器の出力をそれぞれ論理操作して制御信
号を発生する２つの制御信号発生器と、前記直交位相復
調器と前記Ａ／Ｄ変換器との間に設けられ前記同相また
は直交復調信号を伝送し制御信号により利得が変化する
。少なくとも１つの第２の利得制御回路とを備え、前記
２つの制御信号発生器の一方の出力で前記第１の利得制
御回路を他方の出力で前記第２の利得制御回路を制御す
ることによって構成される。
調する復調装置に用いられる自動利得制御回路において
、前記多値直交振幅変調波を伝送し制御信号によシ利得
が変化する第１の利得制御回路と、この第１の利得制御
回路の出力を互いに９０°位相の異った基準信号で位相
検波し同相および直交復調信号を出力する直交位相復調
器と、前記同相および直交復調信号をそれぞれ多値識別
してディジタル出力を発生する２つのＡ／Ｄ変換器と、
このＡ／Ｄ変換器の出力をそれぞれ論理操作して制御信
号を発生する２つの制御信号発生器と、前記直交位相復
調器と前記Ａ／Ｄ変換器との間に設けられ前記同相また
は直交復調信号を伝送し制御信号により利得が変化する
。少なくとも１つの第２の利得制御回路とを備え、前記
２つの制御信号発生器の一方の出力で前記第１の利得制
御回路を他方の出力で前記第２の利得制御回路を制御す
ることによって構成される。
次に図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図は特開昭−５７−１３１１５２号公報記載の１６
値ＱＡＭに対する自動利得制御回路の従来例のブロック
図であり、参照番号１は直交振幅変調された入力信号１
００を増幅する可変利得のＩＦ増幅器、２は９０°位相
器によシ互いに９０°位相の異った基準信号１０２，１
０３により復調人力１０１を位相検波し、同相および直
交復調信号Ｐ及びＱを出力する直交位相復調器、３及び
４はベースバンド増幅器、５及び６は増幅された同相お
よび直交復調信号Ｐ０及びＱ８をそれぞれ多値識別して
２ビツトの再生出力信号Ｘ１．Ｘ２及びＹｌ、Ｙ２と誤
差信号Ｘ３及びＹ３とを出力するＡ／Ｄ変換器、７及び
８はＸｌとＸ３及びＹ４とＹ３を論理操作する排他的論
理和回路（以下ＥＸ−ＯＲ回路と略記する）、９及び１
０はジッタ成分を抑圧する低域フィルタ（以下ＬＰＦと
略記する）、１１はＬＰＦ９９１０の出力を加算する加
算器でその出力は制御信号としてＩＰ増幅器１に送られ
る。第２図は第１図の回路の動作を説明するための１６
値ＱＡＭ信号の識別領域図であシ、横軸および縦軸は向
−相および直交復調信号Ｐ１及びＱ□を表し、Ａ／Ｄ変
換器５及び６の信号識別基準値Ｐ（＝ ０ ＋±２及び
Ｑ１＝０．±２の実線で区分された１６の領域は、１６
値ＱＡＭ波の信号ベクトル平面上の識別領域に対応して
いる。図中の破線は各信号領域内の中心値からのずれを
識別する誤差信号の識別基準値で、ＰＩ ＋ＱｔとＡ／
Ｄ変換器のディジタル出力Ｘ１〜Ｘ３．Ｙ１〜Ｙ３ の
関係が示しである。第２図において白丸印は最適動作状
態における復調人力１０１の信号ベクトルの先端位置を
表しておシ、信号ベクトルの各軸に対する投影が復調信
号Ｐ１゜Ｑ、となる。いま復調人力１０１が増加すると
信号ベクトルは白丸印から矢印の方向（座標原点から放
射状に遠ざかる方向）に増大し、Ａ／Ｄ変換器の出力Ｘ
□、Ｘ３及びＹ□、Ｙ３をそれぞれ論理操作したＢＸ−
０几回路７及び８の出力はすべての場合に０″となって
ＩＦ増幅器１の利得を減少させ復調人力１０１の信号ベ
クトルの先端位置が元の白丸印に戻るように制御される
。逆に復調入力１０１が減少すると信号ベクトルの先端
位置は矢印と反対の座標原点方向に移動し、ＥＸ−ＯＲ
回路７，８の出力はすべて“１” となってＩＦ増幅器
１の利得を増加させる。従って、復調入力１０１の信号
ベクトルの先端は常に白丸印と一致するよう制御され最
適動作状態に維持される。
値ＱＡＭに対する自動利得制御回路の従来例のブロック
図であり、参照番号１は直交振幅変調された入力信号１
００を増幅する可変利得のＩＦ増幅器、２は９０°位相
器によシ互いに９０°位相の異った基準信号１０２，１
０３により復調人力１０１を位相検波し、同相および直
交復調信号Ｐ及びＱを出力する直交位相復調器、３及び
４はベースバンド増幅器、５及び６は増幅された同相お
よび直交復調信号Ｐ０及びＱ８をそれぞれ多値識別して
２ビツトの再生出力信号Ｘ１．Ｘ２及びＹｌ、Ｙ２と誤
差信号Ｘ３及びＹ３とを出力するＡ／Ｄ変換器、７及び
８はＸｌとＸ３及びＹ４とＹ３を論理操作する排他的論
理和回路（以下ＥＸ−ＯＲ回路と略記する）、９及び１
０はジッタ成分を抑圧する低域フィルタ（以下ＬＰＦと
略記する）、１１はＬＰＦ９９１０の出力を加算する加
算器でその出力は制御信号としてＩＰ増幅器１に送られ
る。第２図は第１図の回路の動作を説明するための１６
値ＱＡＭ信号の識別領域図であシ、横軸および縦軸は向
−相および直交復調信号Ｐ１及びＱ□を表し、Ａ／Ｄ変
換器５及び６の信号識別基準値Ｐ（＝ ０ ＋±２及び
Ｑ１＝０．±２の実線で区分された１６の領域は、１６
値ＱＡＭ波の信号ベクトル平面上の識別領域に対応して
いる。図中の破線は各信号領域内の中心値からのずれを
識別する誤差信号の識別基準値で、ＰＩ ＋ＱｔとＡ／
Ｄ変換器のディジタル出力Ｘ１〜Ｘ３．Ｙ１〜Ｙ３ の
関係が示しである。第２図において白丸印は最適動作状
態における復調人力１０１の信号ベクトルの先端位置を
表しておシ、信号ベクトルの各軸に対する投影が復調信
号Ｐ１゜Ｑ、となる。いま復調人力１０１が増加すると
信号ベクトルは白丸印から矢印の方向（座標原点から放
射状に遠ざかる方向）に増大し、Ａ／Ｄ変換器の出力Ｘ
□、Ｘ３及びＹ□、Ｙ３をそれぞれ論理操作したＢＸ−
０几回路７及び８の出力はすべての場合に０″となって
ＩＦ増幅器１の利得を減少させ復調人力１０１の信号ベ
クトルの先端位置が元の白丸印に戻るように制御される
。逆に復調入力１０１が減少すると信号ベクトルの先端
位置は矢印と反対の座標原点方向に移動し、ＥＸ−ＯＲ
回路７，８の出力はすべて“１” となってＩＦ増幅器
１の利得を増加させる。従って、復調入力１０１の信号
ベクトルの先端は常に白丸印と一致するよう制御され最
適動作状態に維持される。
以上の説明では復調感度やベースバンド増幅器の利得は
両直交成分に対して等しく変化しないと仮定しているが
、べ＝スパント増幅器４の利得がベースバンド増幅器３
の利得よシも大きくなった場合には、Ａ／Ｄ変換器側に
注目して考えると第２図において信号ベクトルの先端位
置が黒丸印に移動したと等価と考えられる。従って、Ａ
／Ｄ変換器には誤差情報が発生しＥＸ−０）Ｌ回路８の
出力は常時“０” 出力となシ■Ｆ増幅器１の利得を減
少させるよう制御するが、これは黒丸印の位置を座標原
点に近ずけるよう一点鎖線−ヒを移動させることになシ
、白丸印の正常位置に復帰させることはできない。すな
わち、上述した従来の制御回路では位相検波後の回路の
利得に、温度変化や経時変化によって差が生じた場合に
効果がなく、最適動作状態からはずれるため雑音等の影
響による識別誤シが発生じ易くなるという欠点がある。
両直交成分に対して等しく変化しないと仮定しているが
、べ＝スパント増幅器４の利得がベースバンド増幅器３
の利得よシも大きくなった場合には、Ａ／Ｄ変換器側に
注目して考えると第２図において信号ベクトルの先端位
置が黒丸印に移動したと等価と考えられる。従って、Ａ
／Ｄ変換器には誤差情報が発生しＥＸ−０）Ｌ回路８の
出力は常時“０” 出力となシ■Ｆ増幅器１の利得を減
少させるよう制御するが、これは黒丸印の位置を座標原
点に近ずけるよう一点鎖線−ヒを移動させることになシ
、白丸印の正常位置に復帰させることはできない。すな
わち、上述した従来の制御回路では位相検波後の回路の
利得に、温度変化や経時変化によって差が生じた場合に
効果がなく、最適動作状態からはずれるため雑音等の影
響による識別誤シが発生じ易くなるという欠点がある。
第３図は本発明の一実施例のブロック図であシＩＦ増幅
器１．直交位相復調器２．ベースバンド増幅器３．制御
信号によシ利得が変化する可変利得のベースバンド増幅
器４’、Ａ／Ｄ変換器５及び６、ＥＸ−ＯＲ回路７及び
８．ＬＰＦ’９及び１゜から成シ、ＥＸ−ＯＲ回路７の
出力でベースバンド増幅器４′を、ＥＸ−ＯＲ回路８の
出力でＩＦ増幅器１を制御するよう構成されている。図
中第１図と同じ参照番号を附したものは第１図と同一の
回路を示す。この構成によれば第２図に矢印で示される
受信入力レベルの変動に対してはＥＸ−ＯＲ回路７の出
力によってＩＦ増幅器ｌの利得を制御し、黒丸印で示す
ような同相・直交成分間の利得偏差に対してはＥＸ−Ｏ
Ｒ回路８の出力でベースバンド増幅器４′の利得を制御
して白丸印の位置に移動させることができる。
器１．直交位相復調器２．ベースバンド増幅器３．制御
信号によシ利得が変化する可変利得のベースバンド増幅
器４’、Ａ／Ｄ変換器５及び６、ＥＸ−ＯＲ回路７及び
８．ＬＰＦ’９及び１゜から成シ、ＥＸ−ＯＲ回路７の
出力でベースバンド増幅器４′を、ＥＸ−ＯＲ回路８の
出力でＩＦ増幅器１を制御するよう構成されている。図
中第１図と同じ参照番号を附したものは第１図と同一の
回路を示す。この構成によれば第２図に矢印で示される
受信入力レベルの変動に対してはＥＸ−ＯＲ回路７の出
力によってＩＦ増幅器ｌの利得を制御し、黒丸印で示す
ような同相・直交成分間の利得偏差に対してはＥＸ−Ｏ
Ｒ回路８の出力でベースバンド増幅器４′の利得を制御
して白丸印の位置に移動させることができる。
第３図の実施例においては、同相復調信号Ｐ側に設けら
れた制御信号発生器（ＥＸ−０１’Ｌ回路７゜ＬＰＦ９
から成る）の出力でＩＦ増幅器を制御し直交復調信号Ｑ
側に設けられた制御信号発生器（ＥＸ−ＯＲ回路８．Ｌ
ＰＦＩＱから成る）の出力でＱ側に設けられた可変利得
のベースバンド増幅器を制御しているが、可変利得のベ
ースバンド増幅器をＰ側に設け、Ｑ側の制御信号で上述
の実施例とは逆方向に利得を制御するように構成しても
同様の効果が得られる。又、Ｐ側及びＱ側の両方のベー
スバンド増幅器を可変利得として、Ｐ側の制御信号でＩ
Ｐ増幅器を、Ｑ側の制倫信号で両方のベースバンド増幅
器の利得を差動的に制御するように構成することもでき
る。又、上述の各側とは反対にＰ側の制御信号でベース
バンド増幅器を、Ｑ側の制御信号でＩＦ’増幅器を制御
するように構成してもよい。これまでの説明は１６値Ｑ
ＡＭについて行ったが１６値以外の多値直交振幅変調に
ついても同様の構成が可能なことは言うまでもない。更
に、通常の多値直交振幅変調では振幅変調レベルの間隔
は均等に選ばれているが、８相位相変調は変調レベル間
隔が不均等な多値直交振幅変調と考えられ本発明を適用
することが可能で１ある。
れた制御信号発生器（ＥＸ−０１’Ｌ回路７゜ＬＰＦ９
から成る）の出力でＩＦ増幅器を制御し直交復調信号Ｑ
側に設けられた制御信号発生器（ＥＸ−ＯＲ回路８．Ｌ
ＰＦＩＱから成る）の出力でＱ側に設けられた可変利得
のベースバンド増幅器を制御しているが、可変利得のベ
ースバンド増幅器をＰ側に設け、Ｑ側の制御信号で上述
の実施例とは逆方向に利得を制御するように構成しても
同様の効果が得られる。又、Ｐ側及びＱ側の両方のベー
スバンド増幅器を可変利得として、Ｐ側の制御信号でＩ
Ｐ増幅器を、Ｑ側の制倫信号で両方のベースバンド増幅
器の利得を差動的に制御するように構成することもでき
る。又、上述の各側とは反対にＰ側の制御信号でベース
バンド増幅器を、Ｑ側の制御信号でＩＦ’増幅器を制御
するように構成してもよい。これまでの説明は１６値Ｑ
ＡＭについて行ったが１６値以外の多値直交振幅変調に
ついても同様の構成が可能なことは言うまでもない。更
に、通常の多値直交振幅変調では振幅変調レベルの間隔
は均等に選ばれているが、８相位相変調は変調レベル間
隔が不均等な多値直交振幅変調と考えられ本発明を適用
することが可能で１ある。
なお、上述の説明では直交位相復調器の人力は中間周波
信号としたが、中間周波に限定されるもの・では彦い。
信号としたが、中間周波に限定されるもの・では彦い。
以上詳細に説明したように、本発明の自動利得制御回路
によれば、多値直交振幅変調波の復調再生にあたって、
入力信号の変動のみならず復調感度やベースバンド利得
の差に対しても対応することができるので、温度変化や
経時劣化に対しても安定で識別誤シの発生しない復調装
置が実現できる効果がある。
によれば、多値直交振幅変調波の復調再生にあたって、
入力信号の変動のみならず復調感度やベースバンド利得
の差に対しても対応することができるので、温度変化や
経時劣化に対しても安定で識別誤シの発生しない復調装
置が実現できる効果がある。
第１図は従来の自動利得制御回路のブロック図、第２図
は１６値ＱＡＭの識別領域図、第３図は本発明の一実施
例のブロック図である。 １・・・・・・ＩＦ増幅器、２・・・・・・直交位相復
調器、３゜４，４′・・・・・・ベースパン）”増ｍ器
、５ 、６・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、７，８・・・・
・・ＥＸ−ＯＲ回路、９，１０・・・・・・ＬＰＦ、１
１・・・・・・加算器。 代理人 弁理士 内 原 音 導 １ ａ 卒 ２ ｖ 東 ３ 粗 ／（
は１６値ＱＡＭの識別領域図、第３図は本発明の一実施
例のブロック図である。 １・・・・・・ＩＦ増幅器、２・・・・・・直交位相復
調器、３゜４，４′・・・・・・ベースパン）”増ｍ器
、５ 、６・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、７，８・・・・
・・ＥＸ−ＯＲ回路、９，１０・・・・・・ＬＰＦ、１
１・・・・・・加算器。 代理人 弁理士 内 原 音 導 １ ａ 卒 ２ ｖ 東 ３ 粗 ／（
Claims (1)
- 多値直交振幅変調波を復調する復調装置に用いられる自
動利得制御回路において、前記多値直交振幅変調波を伝
送し制御信号により利得が変化する第１の利得制御回路
と、この第１の利得制御回路の出力を亙いに９０°位相
の異った基準信号で位相検波し同相および直交復調信号
を出力する直交位相復調器と、前記同相および直交復調
信号をそれぞれ多値識別してディジタル出力を発生する
２つのアナログ・ディジタル変換器と、このアナログ・
ディジタル変換器の出力をそれぞれ論理操作して制御信
号を発生する２つの制御信号発生器と、前記直交位相復
調器と前記アナログ・ディージタル変換器との間に設け
られ前記同相または直交復調信号を伝送し制御信号によ
プ利得が変化する少なくとも１つの第２の利得制御回路
とを備え、前記２つの制御信号発生器の一方の出力で前
記第１の利得制御回路を他方の出力で前記第２の利得制
御回路を制御するよう構成されたことを特徴とする自動
７Ｉ′ｕ得制御回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58043495A JPH063947B2 (ja) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | 自動利得制御回路 |
| US06/589,265 US4574246A (en) | 1983-03-16 | 1984-03-13 | Demodulator with AGC circuit for multi-level quadrature amplitude-modulated carrier wave |
| AU25642/84A AU556888B2 (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Qam demodulator |
| EP84102854A EP0120416B1 (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Demodulator with automatic gain control circuit |
| CA000449678A CA1214834A (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Demodulator with agc circuit for multi-level quadrature amplitude-modulated carrier wave |
| DE8484102854T DE3462207D1 (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Demodulator with automatic gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58043495A JPH063947B2 (ja) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | 自動利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59169256A true JPS59169256A (ja) | 1984-09-25 |
| JPH063947B2 JPH063947B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=12665290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58043495A Expired - Lifetime JPH063947B2 (ja) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | 自動利得制御回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4574246A (ja) |
| EP (1) | EP0120416B1 (ja) |
| JP (1) | JPH063947B2 (ja) |
| AU (1) | AU556888B2 (ja) |
| CA (1) | CA1214834A (ja) |
| DE (1) | DE3462207D1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH027748A (ja) * | 1988-02-18 | 1990-01-11 | Alcatel Nv | 直角位相の２つの軸に沿って搬送波を変調するディジタル伝送における再生時点のサーボ制御方法及び該方法を実施する装置 |
| EP0486474A2 (en) | 1985-06-29 | 1992-05-20 | Nec Corporation | Method for adapting a transversal equalizer, without carrier synchronism |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61112414A (ja) * | 1984-11-06 | 1986-05-30 | Nec Corp | 自動レベル制御回路 |
| CA1268828A (en) * | 1986-02-08 | 1990-05-08 | Yasuharu Yoshida | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
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