JPH04354406A - Ｓｓｂ復調回路 - Google Patents
Ｓｓｂ復調回路Info
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- JPH04354406A JPH04354406A JP12965591A JP12965591A JPH04354406A JP H04354406 A JPH04354406 A JP H04354406A JP 12965591 A JP12965591 A JP 12965591A JP 12965591 A JP12965591 A JP 12965591A JP H04354406 A JPH04354406 A JP H04354406A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 73
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 37
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 9
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はＳＳＢ通信を行う通信
システムにおいて使われるＳＳＢ復調回路に関する。
システムにおいて使われるＳＳＢ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ
Ｂａｎｄ）変調による通信は、通信電力が通常のＤＳＢ
（Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）変調に比較
して、半分程度の送信電力でＤＳＢ変調と同じ到達距離
、信号雑音比を達成でき、帯域幅も半分になる等の通信
に良好な特性を示す。そのため、ＳＳＢ通信はＳＳＢマ
イクロウェーブ通信回線等に幅広く用いられている。
Ｂａｎｄ）変調による通信は、通信電力が通常のＤＳＢ
（Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）変調に比較
して、半分程度の送信電力でＤＳＢ変調と同じ到達距離
、信号雑音比を達成でき、帯域幅も半分になる等の通信
に良好な特性を示す。そのため、ＳＳＢ通信はＳＳＢマ
イクロウェーブ通信回線等に幅広く用いられている。
【０００３】ところで、ＳＳＢ通信はＤＳＢ通信に比べ
て一般に変調・復調が複雑である。優れた各種の変調・
復調方式が提案されているが、現在、代表的に用いられ
ているＳＳＢ変調・復調方式の一つが移相法である。こ
れは、搬送波と同じ周波数で、互いに位相がπ／２ラジ
アン異なった信号を用いて変調・復調を行う方法で、精
度良く変調・復調が行えるため頻繁に採用されている。 本発明はＳＳＢ復調回路において、改良された移相法を
用いたものである。
て一般に変調・復調が複雑である。優れた各種の変調・
復調方式が提案されているが、現在、代表的に用いられ
ているＳＳＢ変調・復調方式の一つが移相法である。こ
れは、搬送波と同じ周波数で、互いに位相がπ／２ラジ
アン異なった信号を用いて変調・復調を行う方法で、精
度良く変調・復調が行えるため頻繁に採用されている。 本発明はＳＳＢ復調回路において、改良された移相法を
用いたものである。
【０００４】図３は移相法による従来のＳＳＢ復調回路
を表す機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は第一の
平衡変調器２と第二の平衡変調器４の両方に入力される
。局部発振信号発生器は、局部発振回路８と局部発振信
号移相回路１０とから構成される。局部発振回路８は、
第一の局部発振信号ｅｃ１を発生する。局部発振信号移
相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅｃ１をπ／２
ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅｃ２を発生する
。 第一の局部発振信号ｅｃ１は、第一の平衡変調器２に入
力され、第一の局部発振信号ｅｃ１よりπ／２ラジアン
移相が遅れた第二の局部発振信号ｅｃ２は、第二の平衡
変調器４に入力される。
を表す機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は第一の
平衡変調器２と第二の平衡変調器４の両方に入力される
。局部発振信号発生器は、局部発振回路８と局部発振信
号移相回路１０とから構成される。局部発振回路８は、
第一の局部発振信号ｅｃ１を発生する。局部発振信号移
相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅｃ１をπ／２
ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅｃ２を発生する
。 第一の局部発振信号ｅｃ１は、第一の平衡変調器２に入
力され、第一の局部発振信号ｅｃ１よりπ／２ラジアン
移相が遅れた第二の局部発振信号ｅｃ２は、第二の平衡
変調器４に入力される。
【０００５】第一の平衡変調器２はＳＳＢ入力信号と第
一の局部発振信号ｅｃ１を乗算し、その乗算結果は第一
の移相器１４に入力する。第二の平衡変調器４はＳＳＢ
入力信号と第二の局部発振信号ｅｃ２を乗算し、その乗
算結果は第二の移相器１６に入力する。
一の局部発振信号ｅｃ１を乗算し、その乗算結果は第一
の移相器１４に入力する。第二の平衡変調器４はＳＳＢ
入力信号と第二の局部発振信号ｅｃ２を乗算し、その乗
算結果は第二の移相器１６に入力する。
【０００６】第一の移相器１４と第二の移相器１６によ
って移相回路が構成される。第一の移相器１４と第二の
移相器１６はその移相量が信号帯域内で、互いにπ／２
ラジアン異なる移相器である。その具体的な位相特性の
グラフを図５に示す。図５に示した位相特性では、信号
帯域を３００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞ
れの移相器の具体的回路例を図６に示す。
って移相回路が構成される。第一の移相器１４と第二の
移相器１６はその移相量が信号帯域内で、互いにπ／２
ラジアン異なる移相器である。その具体的な位相特性の
グラフを図５に示す。図５に示した位相特性では、信号
帯域を３００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞ
れの移相器の具体的回路例を図６に示す。
【０００７】第一の移相器１４は第一の平衡変調器２の
出力信号をαラジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、そ
の位相が遅れた信号は加算器２０に入力する。第二の移
相器１６は、第二の平衡変調器４の出力信号をα＋π／
２ラジアン位相を遅らせ、その位相が遅れた信号は加算
器２０に入力する。加算器２０は第一の移相器１４の出
力信号と、第二の移相器１６の出力信号とを加算し、そ
の加算結果は低域通過フィルタ２２に入力する。低域通
過フィルタ２２は、加算器２０の出力から不要信号成分
を取り除き、希望するＳＳＢ復調された信号を取り出す
。
出力信号をαラジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、そ
の位相が遅れた信号は加算器２０に入力する。第二の移
相器１６は、第二の平衡変調器４の出力信号をα＋π／
２ラジアン位相を遅らせ、その位相が遅れた信号は加算
器２０に入力する。加算器２０は第一の移相器１４の出
力信号と、第二の移相器１６の出力信号とを加算し、そ
の加算結果は低域通過フィルタ２２に入力する。低域通
過フィルタ２２は、加算器２０の出力から不要信号成分
を取り除き、希望するＳＳＢ復調された信号を取り出す
。
【０００８】以下、式を用いて上述の動作を詳しく説明
する。ＳＳＢ入力信号ｅｓ を、 ｅｓ ＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ
・
・・（１）とする。ここで、Ｅｓ はＳＳＢ入力信号の
振幅、ωは搬送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、
ｔは時間である。第一の局部発振信号ｅｃ１、第二の局
部発振信号ｅｃ２を、 ｅｃ１＝Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ
・・・（２） ｅｃ２＝Ｅｃ ｃ
ｏｓ （ωｔ−π／２）・・・
・・・（３）とする。すると、第一の平衡変調器
２の出力信号ｅｄｂ１ は、 ｅｄｂ１ ＝ｅｓ ・ｅｃ１
＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ・
Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ ＝１
／２Ｅｓ Ｅｃ ｛ｃｏｓ （２ω−ｐ）ｔ＋ｃｏｓ
ｐｔ｝
・・・（４）となる。第二の平
衡変調器４の出力信号ｅｄｂ２ は、
ｅｄｂ２ ＝ｅｓ ・ｅｃ２
＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ・Ｅｃ ｃｏｓ （
ωｔ−π／２） ＝１／２
Ｅｓ Ｅｃ ｛ｃｏｓ （２ωｔ−ｐｔ−π／２）
＋ｃｏｓ （ｐｔ−π／２）｝ ・・・（
５）となる。第一の移相器１４の出力信号ｅｄｂ１＜＜
はｅｄｂ１ をαラジアン移相させたもので、 ｅｄｂ１＜＜ ＝１／２Ｅｓ Ｅｃ
［ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ−α）］ ・・・（６
）となる。第二の移相器１６の出力信号ｅｄｂ２＜＜
はｅｄｂ２ を（α＋π／２ラジアン）移相させたもの
で、 ｅｄｂ２＜＜ ＝１／２Ｅｓ Ｅ
ｃ ［ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α−π｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ−α−π）］
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ［ｃｏ
ｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α−π｝
＋
ｃｏｓ （ｐｔ−α−π）］ ・・（７）とな
る。加算器２０の出力信号ｅａｄｄ は上記のｅｄｂ１
＜＜ とｅｄｂ２＜＜ を加算し、 ｅａｄｄ ＝ｅｄｂ１＜＜ ＋ｅｄｂ
２＜＜ ＝Ｅｓ Ｅｃ
［ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐ
ｔ−α）］ ・・・（８
）となる。この加算器２０の出力ｅａｄｄ を低域通過
フィルタ２２に入力し、局部発振信号以上の周波数の信
号を減衰すれば、変調信号が復調される。つまり、
ｅＬＰＦ ＝Ｅｓ Ｅｃ ｃｏｓ （ｐｔ
−α） ・・・（
９）が低域通過フィルタ２２の出力信号となる。
する。ＳＳＢ入力信号ｅｓ を、 ｅｓ ＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ
・
・・（１）とする。ここで、Ｅｓ はＳＳＢ入力信号の
振幅、ωは搬送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、
ｔは時間である。第一の局部発振信号ｅｃ１、第二の局
部発振信号ｅｃ２を、 ｅｃ１＝Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ
・・・（２） ｅｃ２＝Ｅｃ ｃ
ｏｓ （ωｔ−π／２）・・・
・・・（３）とする。すると、第一の平衡変調器
２の出力信号ｅｄｂ１ は、 ｅｄｂ１ ＝ｅｓ ・ｅｃ１
＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ・
Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ ＝１
／２Ｅｓ Ｅｃ ｛ｃｏｓ （２ω−ｐ）ｔ＋ｃｏｓ
ｐｔ｝
・・・（４）となる。第二の平
衡変調器４の出力信号ｅｄｂ２ は、
ｅｄｂ２ ＝ｅｓ ・ｅｃ２
＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ・Ｅｃ ｃｏｓ （
ωｔ−π／２） ＝１／２
Ｅｓ Ｅｃ ｛ｃｏｓ （２ωｔ−ｐｔ−π／２）
＋ｃｏｓ （ｐｔ−π／２）｝ ・・・（
５）となる。第一の移相器１４の出力信号ｅｄｂ１＜＜
はｅｄｂ１ をαラジアン移相させたもので、 ｅｄｂ１＜＜ ＝１／２Ｅｓ Ｅｃ
［ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ−α）］ ・・・（６
）となる。第二の移相器１６の出力信号ｅｄｂ２＜＜
はｅｄｂ２ を（α＋π／２ラジアン）移相させたもの
で、 ｅｄｂ２＜＜ ＝１／２Ｅｓ Ｅ
ｃ ［ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α−π｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ−α−π）］
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ［ｃｏ
ｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α−π｝
＋
ｃｏｓ （ｐｔ−α−π）］ ・・（７）とな
る。加算器２０の出力信号ｅａｄｄ は上記のｅｄｂ１
＜＜ とｅｄｂ２＜＜ を加算し、 ｅａｄｄ ＝ｅｄｂ１＜＜ ＋ｅｄｂ
２＜＜ ＝Ｅｓ Ｅｃ
［ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐ
ｔ−α）］ ・・・（８
）となる。この加算器２０の出力ｅａｄｄ を低域通過
フィルタ２２に入力し、局部発振信号以上の周波数の信
号を減衰すれば、変調信号が復調される。つまり、
ｅＬＰＦ ＝Ｅｓ Ｅｃ ｃｏｓ （ｐｔ
−α） ・・・（
９）が低域通過フィルタ２２の出力信号となる。
【０００９】以上の原理に基づいた実際の回路から、移
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図４に示す。第一の局部発振信号
ｅｃ１は、差動信号として第一の平衡変調器２に入力し
ている。第一の局部発振信号ｅｃ１とπ／２ラジアン位
相差のある第二の局部発振信号ｅｃ２も同様に差動信号
として、第二の平衡変調器４に入力している。
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図４に示す。第一の局部発振信号
ｅｃ１は、差動信号として第一の平衡変調器２に入力し
ている。第一の局部発振信号ｅｃ１とπ／２ラジアン位
相差のある第二の局部発振信号ｅｃ２も同様に差動信号
として、第二の平衡変調器４に入力している。
【００１０】ＳＳＢ入力信号ｅｓ は平衡変調器２、４
の中の入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、
それぞれ第一及び第二の局部発振信号ｅｃ１、ｅｃ２と
乗算される。
の中の入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、
それぞれ第一及び第二の局部発振信号ｅｃ１、ｅｃ２と
乗算される。
【００１１】第一の平衡変調器２の入力差動増幅器はト
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、第二の平衡変調
器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ１２か
ら構成される。
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、第二の平衡変調
器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ１２か
ら構成される。
【００１２】第一の平衡変調器２の乗算部はトランジス
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成され、第二の平衡変
調器４の乗算部はトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８
から構成される。それぞれの乗算部は入力差動増幅器か
らの差動出力と局部発振信号を乗算する。第一と第二の
平衡変調器の乗算部の出力は電流ミラー回路によって取
り出され、負荷抵抗ＲＬ１、ＲＬ２、によって電圧に変
換される。この負荷抵抗ＲＬ１、ＲＬ２の値は数ＫΩに
なることが多い。そのため平衡変調器２、４の出力イン
ピーダンスは数ＫΩにもなってしまう。よって、平衡変
調器２、４の信号出力と移相器１４、１６との間にバッ
ファーアンプＢＦ１、ＢＦ２が設けられている。平衡変
調器２、４の出力信号はバッファーアンプＢＦ１、ＢＦ
２を通過した後、それぞれ、移相器１４、１６を通過し
、最後に加算器２０によって足し合わされる。加算器２
０の出力信号は図示されていない低域通過フィルタ２２
に入力している。
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成され、第二の平衡変
調器４の乗算部はトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８
から構成される。それぞれの乗算部は入力差動増幅器か
らの差動出力と局部発振信号を乗算する。第一と第二の
平衡変調器の乗算部の出力は電流ミラー回路によって取
り出され、負荷抵抗ＲＬ１、ＲＬ２、によって電圧に変
換される。この負荷抵抗ＲＬ１、ＲＬ２の値は数ＫΩに
なることが多い。そのため平衡変調器２、４の出力イン
ピーダンスは数ＫΩにもなってしまう。よって、平衡変
調器２、４の信号出力と移相器１４、１６との間にバッ
ファーアンプＢＦ１、ＢＦ２が設けられている。平衡変
調器２、４の出力信号はバッファーアンプＢＦ１、ＢＦ
２を通過した後、それぞれ、移相器１４、１６を通過し
、最後に加算器２０によって足し合わされる。加算器２
０の出力信号は図示されていない低域通過フィルタ２２
に入力している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来のＳＳＢ復調器は
以上のように構成されているので、その平衡変調器の出
力信号は、入力信号と局部発振信号の乗算結果であり、
基本波の他にその高調波成分が含まれる。よって、平衡
変調器の後段にある移相器、及び加算器のスルーレート
（Ｓｌｅｗｉｎｇ Ｒａｔｅ）が十分に高いことが要
求される。低いスルーレートは歪み発生の原因となるか
らである。
以上のように構成されているので、その平衡変調器の出
力信号は、入力信号と局部発振信号の乗算結果であり、
基本波の他にその高調波成分が含まれる。よって、平衡
変調器の後段にある移相器、及び加算器のスルーレート
（Ｓｌｅｗｉｎｇ Ｒａｔｅ）が十分に高いことが要
求される。低いスルーレートは歪み発生の原因となるか
らである。
【００１４】また、平衡変調器の出力インピーダンスは
数ＫΩの値をとることが一般的であるので、平衡変調器
の出力信号はバッファアンプを介して、移相器に入力さ
れるのが通例である。このバッファアンプにおいても、
前述の移相器や加算器と同様、高スルーレートが要求さ
れる。
数ＫΩの値をとることが一般的であるので、平衡変調器
の出力信号はバッファアンプを介して、移相器に入力さ
れるのが通例である。このバッファアンプにおいても、
前述の移相器や加算器と同様、高スルーレートが要求さ
れる。
【００１５】すなわち従来のＳＳＢ復調回路は、歪み特
性を良くするために高価な部品を使わなければならず、
装置が高額となった。またバッファアンプを用いなけれ
ばならなかったので回路が複雑になる欠点を有した。
性を良くするために高価な部品を使わなければならず、
装置が高額となった。またバッファアンプを用いなけれ
ばならなかったので回路が複雑になる欠点を有した。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、入力されるＳＳＢ信号の搬送波と同一の周
波数の第一の局部発振信号と前記第一の局部発振信号よ
り９０度位相が異なる第二の局部発振信号とを発生する
局部発振信号発生器と、前記入力されるＳＳＢ信号から
互いに９０度移相が異なる第一及び第二の移相信号を発
生する移相回路と、前記第一の移相信号と前記第一の局
部発振信号とを乗算する第一の平衡変調器と、前記第二
の移相信号と前記第二の局部発振信号とを乗算する第二
の平衡変調器と、前記第一の平衡変調器と第二の平衡変
調器のそれぞれの乗算出力を加算し、ＳＳＢ復調された
信号を出力する加算器と、を含み、平衡変調器で局部発
振信号と乗算する前のＳＳＢ信号を、移相器に入力する
ことを特徴とする。
するために、入力されるＳＳＢ信号の搬送波と同一の周
波数の第一の局部発振信号と前記第一の局部発振信号よ
り９０度位相が異なる第二の局部発振信号とを発生する
局部発振信号発生器と、前記入力されるＳＳＢ信号から
互いに９０度移相が異なる第一及び第二の移相信号を発
生する移相回路と、前記第一の移相信号と前記第一の局
部発振信号とを乗算する第一の平衡変調器と、前記第二
の移相信号と前記第二の局部発振信号とを乗算する第二
の平衡変調器と、前記第一の平衡変調器と第二の平衡変
調器のそれぞれの乗算出力を加算し、ＳＳＢ復調された
信号を出力する加算器と、を含み、平衡変調器で局部発
振信号と乗算する前のＳＳＢ信号を、移相器に入力する
ことを特徴とする。
【００１７】
【作用】入力されるＳＳＢ信号が平衡変調器にて局部発
振信号と乗算される前の、搬送波周波数の高調波成分を
含まない信号を、移相器に入力したので、移相器につい
ては高スルーレートの特性を持つ必要がない。
振信号と乗算される前の、搬送波周波数の高調波成分を
含まない信号を、移相器に入力したので、移相器につい
ては高スルーレートの特性を持つ必要がない。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づい
て説明する。
て説明する。
【００１９】図１は本発明に係るＳＳＢ復調回路を表す
機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は移相回路に入
力される。移相回路は、第一の移相器１４と第二の移相
器１６から構成される。
機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は移相回路に入
力される。移相回路は、第一の移相器１４と第二の移相
器１６から構成される。
【００２０】第一の移相器１４と第二の移相器１６はそ
れぞれが一次の移相回路で、入力周波数が十分高くなれ
ばその移相量はいずれもπラジアンとなる。互いにπ／
２ラジアン位相が異なる信号を作るため、第一の移相器
１４と第二の移相器１６はその移相量が信号帯域内で、
互いにπ／２ラジアン異なる移相器としてある。その具
体的な位相特性は従来と同様であり、そのグラフは図５
に示される。図５に示した位相特性では、信号帯域を３
００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞれの移相
器の具体的な回路例を図６に示す。その伝達特性は、
（１−ｊωＲ１ Ｃ）／（１＋ｊωＲ１
Ｃ） ・・・（１０）で表される
。ここで、ωは入力信号の角周波数である。
れぞれが一次の移相回路で、入力周波数が十分高くなれ
ばその移相量はいずれもπラジアンとなる。互いにπ／
２ラジアン位相が異なる信号を作るため、第一の移相器
１４と第二の移相器１６はその移相量が信号帯域内で、
互いにπ／２ラジアン異なる移相器としてある。その具
体的な位相特性は従来と同様であり、そのグラフは図５
に示される。図５に示した位相特性では、信号帯域を３
００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞれの移相
器の具体的な回路例を図６に示す。その伝達特性は、
（１−ｊωＲ１ Ｃ）／（１＋ｊωＲ１
Ｃ） ・・・（１０）で表される
。ここで、ωは入力信号の角周波数である。
【００２１】第一の移相器１４はＳＳＢ入力信号をαラ
ジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、その位相が遅れた
信号は第一の平衡変調器２に入力する。第二の移相器１
６は、ＳＳＢ入力信号をα＋π／２ラジアン位相を遅ら
せ、その位相が遅れた信号は第二の平衡変調器４に入力
する。
ジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、その位相が遅れた
信号は第一の平衡変調器２に入力する。第二の移相器１
６は、ＳＳＢ入力信号をα＋π／２ラジアン位相を遅ら
せ、その位相が遅れた信号は第二の平衡変調器４に入力
する。
【００２２】局部発振信号発生器は、局部発振回路８と
局部発振信号移相回路１０とから構成される。局部発振
回路８は、第一の局部発振信号ｅｃ１を発生する。局部
発振信号移相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅｃ
１をπ／２ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅｃ２
を発生する。第一の局部発振信号ｅｃ１は、第一の平衡
変調器２に入力され、第一の局部発振信号ｅｃ１よりπ
／２ラジアン移相が遅れた第二の局部発振信号ｅｃ２は
、第二の平衡変調器４に入力される。
局部発振信号移相回路１０とから構成される。局部発振
回路８は、第一の局部発振信号ｅｃ１を発生する。局部
発振信号移相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅｃ
１をπ／２ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅｃ２
を発生する。第一の局部発振信号ｅｃ１は、第一の平衡
変調器２に入力され、第一の局部発振信号ｅｃ１よりπ
／２ラジアン移相が遅れた第二の局部発振信号ｅｃ２は
、第二の平衡変調器４に入力される。
【００２３】第一の平衡変調器２は第一の移相器からの
第一の移相信号と第一の局部発振信号ｅｃ１を乗算し、
その乗算結果は加算器２０に入力する。第二の平衡変調
器４は第二の移相器からの第二の移相信号と第二の局部
発振信号ｅｃ２を乗算し、その乗算結果は加算器２０に
入力する。
第一の移相信号と第一の局部発振信号ｅｃ１を乗算し、
その乗算結果は加算器２０に入力する。第二の平衡変調
器４は第二の移相器からの第二の移相信号と第二の局部
発振信号ｅｃ２を乗算し、その乗算結果は加算器２０に
入力する。
【００２４】加算器２０は第一の平衡変調器２の出力信
号と、第二の平衡変調器４の出力信号とを加算し、ＳＳ
Ｂ復調された信号を出力する。この復調信号には乗算の
結果生じる和の周波数成分は原理的には含まれない。し
かし、平衡変調器の平衡が完全ではないことなどから、
低域通過フィルタ２４を通過させ、局部発振信号周波数
以上の周波数の信号を取り除き完全なＳＳＢ復調された
信号としてから出力する。
号と、第二の平衡変調器４の出力信号とを加算し、ＳＳ
Ｂ復調された信号を出力する。この復調信号には乗算の
結果生じる和の周波数成分は原理的には含まれない。し
かし、平衡変調器の平衡が完全ではないことなどから、
低域通過フィルタ２４を通過させ、局部発振信号周波数
以上の周波数の信号を取り除き完全なＳＳＢ復調された
信号としてから出力する。
【００２５】以下、式を用いて上述の動作を詳しく説明
する。ＳＳＢ入力信号ｅｓ を、 ｅｓ ＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ
・・・
（１１）とする。ここで、Ｅｓ はＳＳＢ入力信号の振
幅、ωは搬送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、ｔ
は時間である。第一の局部発振信号ｅｃ１、第二の局部
発振信号ｅｃ２を、 ｅｃ１＝Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ
・・・（１２） ｅｃ２＝Ｅｃ ｃｏ
ｓ （ωｔ−π／２）
・・・（１３）とする。まず、第一の移相器１４
の出力信号ｅｓ１＜＜はｅｓ をαラジアン移相させた
もので、 ｅｓ１＜＜＝Ｅｓ ｃｏｓ ｛（ω−
ｐ）ｔ−α｝ ・・・（
１４）となる。第二の移相器１６の出力信号ｅｓ２＜＜
はｅｓ を（α＋π／２ラジアン）移相させたもので、
ｅｓ２＜＜＝Ｅｓ ｃｏｓ ｛（ω−
ｐ）ｔ−α−π／２｝ ・・・（１５）と
なる。第一の平衡変調器２の出力信号ｅｄｂ１ は、
ｅｄｂ１ ＝ｅｓ１＜＜・ｅｃ１
＝Ｅｓ ｃｏｓ ｛（ω−ｐ）
ｔ−α｝ ・Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ｛ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ
）ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ＋α）｝
・・・（１６）となる。第二の平衡変調器４の
出力ｅｄｂ２ は、 ｅｄｂ２ ＝ｅｓ
２＜＜・ｅｃ２ ＝Ｅｓ
ｃｏｓ ｛（ω−ｐ）ｔ−α−π／２｝
・Ｅｃ ｃｏｓ （ωｔ−π／２）
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ［
ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α−π｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ＋α）］
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ［−ｃｏｓ ｛（２ω−
ｐ） ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ＋α
）］ ・・・（１７）となる。加算器２０の出
力信号ｅａｄｄ は上記のｅｄｂ１＜＜ とｅｄｂ２＜
＜ を加算し、 ｅａｄｄ ＝ｅｄｂ１＜＜ ＋ｅｄｂ
２＜＜ ＝Ｅｓ Ｅｃ
ｃｏｓ（ｐｔ＋α）
・・・（１８）となり、変調信号が復調される。原理
的には（１８）式には変調信号のみが含まれているので
、この後低域通過フィルタを通過させる必要はない。し
かし、平衡変調器の平衡が完全ではない可能性があるこ
となどから、実際には、局部発振信号の周波数成分が含
まれる可能性がある。そのため低域通過フィルタ２４を
通過させ完全な復調信号を得ている。この低域通過フィ
ルタ２４は原理的には必要ないものであり、実際にもそ
の遮断特性は従来のものほど急俊なものである必要はな
い。
する。ＳＳＢ入力信号ｅｓ を、 ｅｓ ＝Ｅｓ ｃｏｓ （ω−ｐ）ｔ
・・・
（１１）とする。ここで、Ｅｓ はＳＳＢ入力信号の振
幅、ωは搬送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、ｔ
は時間である。第一の局部発振信号ｅｃ１、第二の局部
発振信号ｅｃ２を、 ｅｃ１＝Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ
・・・（１２） ｅｃ２＝Ｅｃ ｃｏ
ｓ （ωｔ−π／２）
・・・（１３）とする。まず、第一の移相器１４
の出力信号ｅｓ１＜＜はｅｓ をαラジアン移相させた
もので、 ｅｓ１＜＜＝Ｅｓ ｃｏｓ ｛（ω−
ｐ）ｔ−α｝ ・・・（
１４）となる。第二の移相器１６の出力信号ｅｓ２＜＜
はｅｓ を（α＋π／２ラジアン）移相させたもので、
ｅｓ２＜＜＝Ｅｓ ｃｏｓ ｛（ω−
ｐ）ｔ−α−π／２｝ ・・・（１５）と
なる。第一の平衡変調器２の出力信号ｅｄｂ１ は、
ｅｄｂ１ ＝ｅｓ１＜＜・ｅｃ１
＝Ｅｓ ｃｏｓ ｛（ω−ｐ）
ｔ−α｝ ・Ｅｃ ｃｏｓ ωｔ
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ｛ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ
）ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ＋α）｝
・・・（１６）となる。第二の平衡変調器４の
出力ｅｄｂ２ は、 ｅｄｂ２ ＝ｅｓ
２＜＜・ｅｃ２ ＝Ｅｓ
ｃｏｓ ｛（ω−ｐ）ｔ−α−π／２｝
・Ｅｃ ｃｏｓ （ωｔ−π／２）
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ［
ｃｏｓ ｛（２ω−ｐ） ｔ−α−π｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ＋α）］
＝１／２Ｅｓ Ｅｃ ［−ｃｏｓ ｛（２ω−
ｐ） ｔ−α｝
＋ｃｏｓ （ｐｔ＋α
）］ ・・・（１７）となる。加算器２０の出
力信号ｅａｄｄ は上記のｅｄｂ１＜＜ とｅｄｂ２＜
＜ を加算し、 ｅａｄｄ ＝ｅｄｂ１＜＜ ＋ｅｄｂ
２＜＜ ＝Ｅｓ Ｅｃ
ｃｏｓ（ｐｔ＋α）
・・・（１８）となり、変調信号が復調される。原理
的には（１８）式には変調信号のみが含まれているので
、この後低域通過フィルタを通過させる必要はない。し
かし、平衡変調器の平衡が完全ではない可能性があるこ
となどから、実際には、局部発振信号の周波数成分が含
まれる可能性がある。そのため低域通過フィルタ２４を
通過させ完全な復調信号を得ている。この低域通過フィ
ルタ２４は原理的には必要ないものであり、実際にもそ
の遮断特性は従来のものほど急俊なものである必要はな
い。
【００２６】以上の原理に基づいた実際の回路から、移
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図２に示す。ＳＳＢ入力信号ｅｓ
は移相器１４と移相器１６に入力している。移相器１
４、１６の出力信号はそれぞれ平衡変調器２、４の中の
入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、それぞ
れ第一、第二の局部発振信号と乗算される。
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図２に示す。ＳＳＢ入力信号ｅｓ
は移相器１４と移相器１６に入力している。移相器１
４、１６の出力信号はそれぞれ平衡変調器２、４の中の
入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、それぞ
れ第一、第二の局部発振信号と乗算される。
【００２７】第一の平衡変調器２の入力差動増幅器はト
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、その出力差動電
流がトランジスタＱ９、Ｑ１０のコレクタから出力され
、第一の平衡変調器２の乗算部に入力する。第二の平衡
変調器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ１
２から構成され、その出力差動電流がトランジスタＱ１
１、Ｑ１２のコレクタから出力され、第二の平衡変調器
４の乗算部に入力する。 第一の局部発振信号ｅｃ１
は、差動信号として第一の平衡変調器２の乗算部に入力
している。第一の局部発振信号ｅｃ１とπ／２ラジアン
位相差のある第二の局部発振信号ｅｃ２も同様に差動信
号として、第二の平衡変調器４の乗算部に入力している
。
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、その出力差動電
流がトランジスタＱ９、Ｑ１０のコレクタから出力され
、第一の平衡変調器２の乗算部に入力する。第二の平衡
変調器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ１
２から構成され、その出力差動電流がトランジスタＱ１
１、Ｑ１２のコレクタから出力され、第二の平衡変調器
４の乗算部に入力する。 第一の局部発振信号ｅｃ１
は、差動信号として第一の平衡変調器２の乗算部に入力
している。第一の局部発振信号ｅｃ１とπ／２ラジアン
位相差のある第二の局部発振信号ｅｃ２も同様に差動信
号として、第二の平衡変調器４の乗算部に入力している
。
【００２８】第一の平衡変調器２の乗算部はトランジス
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成されている。トラン
ジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはトランジスタＱ９のコレ
クタに接続している。トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッ
タはトランジスタＱ１０のコレクタに接続している。ト
ランジスタＱ１、Ｑ３のベースには、差動信号である第
一の局部発振信号の内一方が印加している。トランジス
タＱ２、Ｑ４のベースには、差動信号である第一の局部
発振信号の内他方が印加している。乗算部の出力差動電
流は、その一方がトランジスタＱ１、Ｑ３のコレクタか
ら、他方はトランジスタＱ２、Ｑ４のコレクタから、そ
れぞれ出力される。
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成されている。トラン
ジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはトランジスタＱ９のコレ
クタに接続している。トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッ
タはトランジスタＱ１０のコレクタに接続している。ト
ランジスタＱ１、Ｑ３のベースには、差動信号である第
一の局部発振信号の内一方が印加している。トランジス
タＱ２、Ｑ４のベースには、差動信号である第一の局部
発振信号の内他方が印加している。乗算部の出力差動電
流は、その一方がトランジスタＱ１、Ｑ３のコレクタか
ら、他方はトランジスタＱ２、Ｑ４のコレクタから、そ
れぞれ出力される。
【００２９】第二の平衡変調器４の乗算部はトランジス
タＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８から構成される。それぞれの
乗算部は入力差動増幅器からの差動出力と局部発振信号
を乗算し、その電流出力をコレクタから出力する。第一
と第二の平衡変調器の乗算部の出力信号は共通の電流ミ
ラー回路に接続している。つまりトランジスタＱ１、Ｑ
３、Ｑ５、Ｑ７のコレクタが一点に接続され、トランジ
スタＱ１３、Ｑ１４からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ
１に電流を流す。トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８
のコレクタも一点に接続され、トランジスタＱ１５、Ｑ
１６からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ２に電流を流す
。共通の電流ミラー回路ＣＭ１とＣＭ２にはお互いに逆
移相の差動電流が流れている。
タＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８から構成される。それぞれの
乗算部は入力差動増幅器からの差動出力と局部発振信号
を乗算し、その電流出力をコレクタから出力する。第一
と第二の平衡変調器の乗算部の出力信号は共通の電流ミ
ラー回路に接続している。つまりトランジスタＱ１、Ｑ
３、Ｑ５、Ｑ７のコレクタが一点に接続され、トランジ
スタＱ１３、Ｑ１４からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ
１に電流を流す。トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８
のコレクタも一点に接続され、トランジスタＱ１５、Ｑ
１６からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ２に電流を流す
。共通の電流ミラー回路ＣＭ１とＣＭ２にはお互いに逆
移相の差動電流が流れている。
【００３０】このため、共通の電流ミラー回路ＣＭ１と
ＣＭ２には第一と第二の平衡変調器の出力信号の和の電
流が流れる。つまり本実施例では第一と第二の平衡変調
器の出力を一点に接続することにより、加算作用を持た
せている。そのため、原理的にはこの後段に加算器が接
続されるのであるが、本実施例ではこれを省略すること
ができる。さらに、この加算作用は通常の電圧加算器と
違い、電流加算であるため、高いスルーレートを要求さ
れない。
ＣＭ２には第一と第二の平衡変調器の出力信号の和の電
流が流れる。つまり本実施例では第一と第二の平衡変調
器の出力を一点に接続することにより、加算作用を持た
せている。そのため、原理的にはこの後段に加算器が接
続されるのであるが、本実施例ではこれを省略すること
ができる。さらに、この加算作用は通常の電圧加算器と
違い、電流加算であるため、高いスルーレートを要求さ
れない。
【００３１】上述の共通の電流ミラー回路ＣＭ１とＣＭ
２の出力電流が負荷抵抗ＲＬ によって電圧に変換され
た後、図示されていない低域通過フィルタ２２に入力し
ている。
２の出力電流が負荷抵抗ＲＬ によって電圧に変換され
た後、図示されていない低域通過フィルタ２２に入力し
ている。
【００３２】ところで、近年、コードレス電話機の秘話
機能が重要視されてきている。その中でもスペクトル反
転方式の秘話方式は、簡便で秘話性能が良好なため多用
されている。本発明によるＳＳＢ復調回路は、スペクト
ル反転方式の秘話の復調にも使えることはいうまでもな
い。
機能が重要視されてきている。その中でもスペクトル反
転方式の秘話方式は、簡便で秘話性能が良好なため多用
されている。本発明によるＳＳＢ復調回路は、スペクト
ル反転方式の秘話の復調にも使えることはいうまでもな
い。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
平衡変調器で局部発振信号と乗算される前のＳＳＢ信号
を、先に移相器に入力したので、移相器は高いスルーレ
ートを必要としない。
平衡変調器で局部発振信号と乗算される前のＳＳＢ信号
を、先に移相器に入力したので、移相器は高いスルーレ
ートを必要としない。
【００３４】また、本復調回路には目的とするＳＳＢ復
調された信号以外の信号が含まれないため、原理的には
後続する低域通過フィルタを必要としない。
調された信号以外の信号が含まれないため、原理的には
後続する低域通過フィルタを必要としない。
【００３５】なお、第一と第二の平衡変調器の出力を接
続し、共通の電流ミラー回路に第一と第二の平衡変調器
の出力信号の和が流れるようにすれば、通常の加算器を
省略することができ、回路の単純化に効果がある。
続し、共通の電流ミラー回路に第一と第二の平衡変調器
の出力信号の和が流れるようにすれば、通常の加算器を
省略することができ、回路の単純化に効果がある。
【図１】本発明に係るＳＳＢ復調回路を表す機能ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明に係るＳＳＢ復調回路の実際の回路から
、局部発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた回
路図である。
、局部発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた回
路図である。
【図３】従来のＳＳＢ復調回路を表す機能ブロック図で
ある。
ある。
【図４】従来のＳＳＢ復調回路の実際の回路から、局部
発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた回路図で
ある。
発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた回路図で
ある。
【図５】第一の移相器と第二の移相器からなる移相回路
の移相特性を表すグラフである。
の移相特性を表すグラフである。
【図６】移相器の実際の回路例を示す回路図である。
２ 第一の平衡変調器
４ 第二の平衡変調器
８ 局部発振回路
１０ 局部発振信号移相回路
１４ 第一の移相器
１６ 第二の移相器
２０ 加算器
ＣＭ１ 共通の電流ミラー回路１
ＣＭ２ 共通の電流ミラー回路２
２４ 低域通過フィルタ
ｅｃ１ 第一の局部発振信号
ｅｃ２ 第二の局部発振信号
Claims (1)
- 【請求項１】入力されるＳＳＢ信号の搬送波と同一の周
波数を持つ第一の局部発振信号と、前記第一の局部発振
信号より９０度位相が異なる第二の局部発振信号と、を
発生する局部発振信号発生器と、前記入力されるＳＳＢ
信号から互いに９０度位相が異なる第一及び第二の移相
信号を発生する移相回路と、前記第一の移相信号と前記
第一の局部発振信号とを乗算する第一の平衡変調器と、
前記第二の移相信号と前記第二の局部発振信号とを乗算
する第二の平衡変調器と、前記第一の平衡変調器と第二
の平衡変調器のそれぞれの乗算出力を加算し、ＳＳＢ復
調された信号を出力する加算器と、を含み、平衡変調器
で局部発振信号と乗算される前のＳＳＢ信号を、移相器
に入力することを特徴とするＳＳＢ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3129655A JP2609959B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ｓｓｂ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3129655A JP2609959B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ｓｓｂ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04354406A true JPH04354406A (ja) | 1992-12-08 |
| JP2609959B2 JP2609959B2 (ja) | 1997-05-14 |
Family
ID=15014883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3129655A Expired - Lifetime JP2609959B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ｓｓｂ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2609959B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54163664A (en) * | 1978-06-15 | 1979-12-26 | Nippon Electric Co | Synchronous detection circuit |
| JPH0237810A (ja) * | 1988-07-28 | 1990-02-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置 |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP3129655A patent/JP2609959B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54163664A (en) * | 1978-06-15 | 1979-12-26 | Nippon Electric Co | Synchronous detection circuit |
| JPH0237810A (ja) * | 1988-07-28 | 1990-02-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2609959B2 (ja) | 1997-05-14 |
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