JP2776623B2 - 変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置 - Google Patents
変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置Info
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- JP2776623B2 JP2776623B2 JP2234898A JP23489890A JP2776623B2 JP 2776623 B2 JP2776623 B2 JP 2776623B2 JP 2234898 A JP2234898 A JP 2234898A JP 23489890 A JP23489890 A JP 23489890A JP 2776623 B2 JP2776623 B2 JP 2776623B2
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- multiplier
- modified duobinary
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ディジタル自動車電話、ディジタル携帯電
話等に利用する変形デュオバイナリSSB変調装置に関す
る。
話等に利用する変形デュオバイナリSSB変調装置に関す
る。
従来の技術 第８図は従来の変形デュオバイナリSSB変調装置の構
成を示している。第８図において、１はデータ入力端で
あり、フィルタ２、３に接続されている。フィルタ２
は、第９図に示す変形デュオバイナリパルスをインパル
ス応答に持つフィルタであり、フィルタ３は第10図に示
す変形デュオバイナリパルスをヒルベルト変換したパル
ス（以下ヒルベルト変換パルスと記す）をインパルス応
答として持つフィルタである。４は発振器、５は90゜移
相器、６、７は乗算器、８は加算器、９は出力端であ
る。
成を示している。第８図において、１はデータ入力端で
あり、フィルタ２、３に接続されている。フィルタ２
は、第９図に示す変形デュオバイナリパルスをインパル
ス応答に持つフィルタであり、フィルタ３は第10図に示
す変形デュオバイナリパルスをヒルベルト変換したパル
ス（以下ヒルベルト変換パルスと記す）をインパルス応
答として持つフィルタである。４は発振器、５は90゜移
相器、６、７は乗算器、８は加算器、９は出力端であ
る。
次に上記従来例の動作について述べる。第８図におい
て、データ入力端１から“0"又は“1"のディジタルデー
タが入力すると、“1"の入力に対して、フィルタ２は変
形デュオバイナリパルスを、フィルタ３はヒルベルト変
換パルスを発生する。発振器４は余弦波を出力してお
り、その一部は90゜移相器５にて移相され正弦波とな
る。乗算器６は、上記フィルタ２の出力と上記余弦波を
掛け合わせ、乗算器７は、上記フィルタ３の出力と上記
正弦波を掛け合わせる、加算器８では、乗算器６の出力
と乗算器７の出力を加えてSSB変調波を得、出力端９か
ら出力する。
て、データ入力端１から“0"又は“1"のディジタルデー
タが入力すると、“1"の入力に対して、フィルタ２は変
形デュオバイナリパルスを、フィルタ３はヒルベルト変
換パルスを発生する。発振器４は余弦波を出力してお
り、その一部は90゜移相器５にて移相され正弦波とな
る。乗算器６は、上記フィルタ２の出力と上記余弦波を
掛け合わせ、乗算器７は、上記フィルタ３の出力と上記
正弦波を掛け合わせる、加算器８では、乗算器６の出力
と乗算器７の出力を加えてSSB変調波を得、出力端９か
ら出力する。
第11図は上記フィルタ２の出力を横軸、上記フィルタ
３の出力を縦軸にプロットしたリサージュ図であり、第
12図は、第11図をパルス間隔毎にプロットしたものであ
る。横軸の値に注目すると、変形デュオバイナリの３値
振幅が伝送されていることがわかる。また、第13図は、
出力端９から出力される被変調波の時間波形である。
３の出力を縦軸にプロットしたリサージュ図であり、第
12図は、第11図をパルス間隔毎にプロットしたものであ
る。横軸の値に注目すると、変形デュオバイナリの３値
振幅が伝送されていることがわかる。また、第13図は、
出力端９から出力される被変調波の時間波形である。
このように上記実施例の変形デュオバイナリSSB変調
装置によっても、データ速度に等しい帯域幅で伝送する
ことができ、データ速度の1.0〜2.0倍の帯域を要するQP
SK変調装置よりも狭帯域伝送が可能である。
装置によっても、データ速度に等しい帯域幅で伝送する
ことができ、データ速度の1.0〜2.0倍の帯域を要するQP
SK変調装置よりも狭帯域伝送が可能である。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来の変形デュオバイナリ変調装
置では、振幅情報を用いてデータ伝送を行うため、フェ
ージングに弱いという問題があった。さらに、第10図に
示すようにヒルベルト変換パルスが負の大きな振幅を持
つため、包絡線変動幅が大きくなって大きな送信電力を
要するという問題があった。
置では、振幅情報を用いてデータ伝送を行うため、フェ
ージングに弱いという問題があった。さらに、第10図に
示すようにヒルベルト変換パルスが負の大きな振幅を持
つため、包絡線変動幅が大きくなって大きな送信電力を
要するという問題があった。
本発明はこのような従来の問題を解決するものであ
り、伝送帯域を増加させることなく、フェージングに強
く、従来より低電力でデータ伝送を行える優れた変形デ
ュオバイナリSSB変調装置を提供することを目的とする
ものである。
り、伝送帯域を増加させることなく、フェージングに強
く、従来より低電力でデータ伝送を行える優れた変形デ
ュオバイナリSSB変調装置を提供することを目的とする
ものである。
課題を解決するための手段 本発明は、上記目的を達成するために、ヒルベルト変
換パルスを発生するフィルタ出力に直流分を加え、包絡
線変動幅を最小にすることにより、振幅情報を位相情報
にマッピングし、フェージング歪に強く、しかも送信電
力の低減化を図るようにしたものである。
換パルスを発生するフィルタ出力に直流分を加え、包絡
線変動幅を最小にすることにより、振幅情報を位相情報
にマッピングし、フェージング歪に強く、しかも送信電
力の低減化を図るようにしたものである。
作 用 本発明は上記のような構成により次のような作用を有
する。すなわち、ヒルベルト変換パルスを発生するフィ
ルタ出力に直流分を加えると、リサージュは縦軸方向に
平行移動するため、包絡線が零振幅にならなくなり、I,
Q＝０に対する変動幅を最小にすることができ、送信電
力を低減できる。又、包絡線が零にならないため、振幅
情報が位相情報にマッピングされており、リミタアンプ
で受けた後、位相を検出して振幅情報を取りだすことも
できる。
する。すなわち、ヒルベルト変換パルスを発生するフィ
ルタ出力に直流分を加えると、リサージュは縦軸方向に
平行移動するため、包絡線が零振幅にならなくなり、I,
Q＝０に対する変動幅を最小にすることができ、送信電
力を低減できる。又、包絡線が零にならないため、振幅
情報が位相情報にマッピングされており、リミタアンプ
で受けた後、位相を検出して振幅情報を取りだすことも
できる。
実施例 第１図は本発明の一実施例の構成を示すものである。
第１図において、10はデータ入力端、11ほ第２図に示す
変形デュオバイナリパルスをインパルス応答に持つフィ
ルタ、12は第３図に示すヒルベルト変換パルスをインパ
ルス応答に持つフィルタ、13は直流電源、14は加算器で
ある。15は発振器、16は90゜移相器、17、18は乗算器、
19は加算器、20は出力端である。
第１図において、10はデータ入力端、11ほ第２図に示す
変形デュオバイナリパルスをインパルス応答に持つフィ
ルタ、12は第３図に示すヒルベルト変換パルスをインパ
ルス応答に持つフィルタ、13は直流電源、14は加算器で
ある。15は発振器、16は90゜移相器、17、18は乗算器、
19は加算器、20は出力端である。
次に上記実施例の動作について述べる。第１図におい
て、データ入力端ら“0"又は“1"のディジタルデータが
入力すると、“1"の入力に対して、フィルタ11は変形デ
ュオバイナリの重み付パルス列を、フィルタ12は変形デ
ュオバイナリのヒルベルト変換の重み付パルス列を発生
する。直流電流13は第３図に示すヒルベルト変換パルス
において、ピーク振幅をPn（０），ピークより２パルス
時間離れた時刻での振幅をPn（2T）とすると、第12図の
信号配置図で、正の最大振幅は2Pn（2T）、負の最大振
幅はPn（０）であり、直流オフセットを打ち消すため
に、式（１）に示す電圧値Ｖを供給する。
て、データ入力端ら“0"又は“1"のディジタルデータが
入力すると、“1"の入力に対して、フィルタ11は変形デ
ュオバイナリの重み付パルス列を、フィルタ12は変形デ
ュオバイナリのヒルベルト変換の重み付パルス列を発生
する。直流電流13は第３図に示すヒルベルト変換パルス
において、ピーク振幅をPn（０），ピークより２パルス
時間離れた時刻での振幅をPn（2T）とすると、第12図の
信号配置図で、正の最大振幅は2Pn（2T）、負の最大振
幅はPn（０）であり、直流オフセットを打ち消すため
に、式（１）に示す電圧値Ｖを供給する。
−｛Pn（０）＋Ｖ｝＝2Pn（2T）＋Ｖ Ｖ＝−0.5Pn（０）−Pn（2T） ＝ 0.5|Pn（０）｜−|Pn（2T） 加算器14は、フィルタ12の出力に直流電流13の電圧を加
える。発振器15は余弦波を出力しており、その一部は90
゜移相器16にて移相され正弦波となる。乗算器17は、フ
ィルタ11の出力と発振器15からの余弦波を掛け合わせ、
乗算器18は加算器14の出力と90゜移相器16の出力である
正弦波を掛け合わせる。加算器19は乗算器17の出力と乗
算器18の出力を加え、搬送波付のSSB変調波を得、出力
端20から出力する。なお第４図はフィルタ11の出力を横
軸、加算器14の出力を縦軸にプロットしたリサージュ図
であり、第５図は、第４図をパルス間隔毎にプロットし
たものである。また第６図は出力端20から出力される被
変調波の時間波形、第７図はそのスペクトルである。
える。発振器15は余弦波を出力しており、その一部は90
゜移相器16にて移相され正弦波となる。乗算器17は、フ
ィルタ11の出力と発振器15からの余弦波を掛け合わせ、
乗算器18は加算器14の出力と90゜移相器16の出力である
正弦波を掛け合わせる。加算器19は乗算器17の出力と乗
算器18の出力を加え、搬送波付のSSB変調波を得、出力
端20から出力する。なお第４図はフィルタ11の出力を横
軸、加算器14の出力を縦軸にプロットしたリサージュ図
であり、第５図は、第４図をパルス間隔毎にプロットし
たものである。また第６図は出力端20から出力される被
変調波の時間波形、第７図はそのスペクトルである。
このように、上記実施例によれば、加算器14にて、フ
ィルタ12の出力に直流成分を加えることにより、第４図
に示すように、包絡線振幅は零振幅がなくなり、I,Q＝
０に対する包絡線変動幅が減少し、従来例のリサージュ
図である図12におけるI,Q＝０に対する包絡線変動幅よ
りも変動幅が小さいので、送信電力を低減できる。又、
第５図の信号配置からも明らかなように、横軸方向の３
値振幅情報は位相情報にマッピングされており、受信機
でリミタアンプを用いて被変調波を受信してもその位相
情報から振幅情報を抽出することができる。従ってフェ
ージング歪に対しても強いという効果を有する。また、
第６図からも明らかなように、本装置による送信帯域は
従来と同様データ伝送速度と等しくなる。
ィルタ12の出力に直流成分を加えることにより、第４図
に示すように、包絡線振幅は零振幅がなくなり、I,Q＝
０に対する包絡線変動幅が減少し、従来例のリサージュ
図である図12におけるI,Q＝０に対する包絡線変動幅よ
りも変動幅が小さいので、送信電力を低減できる。又、
第５図の信号配置からも明らかなように、横軸方向の３
値振幅情報は位相情報にマッピングされており、受信機
でリミタアンプを用いて被変調波を受信してもその位相
情報から振幅情報を抽出することができる。従ってフェ
ージング歪に対しても強いという効果を有する。また、
第６図からも明らかなように、本装置による送信帯域は
従来と同様データ伝送速度と等しくなる。
なお、本実施例では“0"、“1"のディジタルデータを
伝送しているが、多値データの伝送に対しても同様の効
果を有する。
伝送しているが、多値データの伝送に対しても同様の効
果を有する。
発明の効果 本発明は上記実施例より明らかなように、変形デュオ
バイナリSSBの直交変調器において、ヒルベルト交換パ
ルスのチャンネルに直流成分を加えて包絡線変動幅を最
小にしたものであり、送信電力を低減できるという利点
を有する。さらに、包絡線振幅は零にならないため、振
幅情報が位相情報にマッピングされ、フェージング歪に
強くなるという効果を有する。
バイナリSSBの直交変調器において、ヒルベルト交換パ
ルスのチャンネルに直流成分を加えて包絡線変動幅を最
小にしたものであり、送信電力を低減できるという利点
を有する。さらに、包絡線振幅は零にならないため、振
幅情報が位相情報にマッピングされ、フェージング歪に
強くなるという効果を有する。
第１図は本発明の一実施例における変形デュオバイナリ
SSB変調装置の概略ブロック図、第２図は同装置の第１
のフィルタのインパルス応答波形図、第３図は同装置の
第２のフィルタのインパルス応答波形図、第４図は同装
置出力のリサージュ図、第５図は第４図により送信され
る信号配置図、第６図は送信被変調波の時間波形図、第
７図はそのスペクトル図、第８図は従来の変形デュオバ
イナリSSB変調装置の概略ブロック図、第９図は同装置
の第１のフィルタのインパルス応答波形図、第10図は同
装置の第２のフィルタのインパルス応答波形図、第11図
は同装置出力のリサージュ図、第12図は第11図により送
信される信号配置図、第13図は送信被変調波の時間波形
図である。 10……データ入力端、11、12……フィルタ、13……直流
電源、14、19……加算器、15……発振器、16……90゜移
相器、17、18……乗算器、20……出力端。
SSB変調装置の概略ブロック図、第２図は同装置の第１
のフィルタのインパルス応答波形図、第３図は同装置の
第２のフィルタのインパルス応答波形図、第４図は同装
置出力のリサージュ図、第５図は第４図により送信され
る信号配置図、第６図は送信被変調波の時間波形図、第
７図はそのスペクトル図、第８図は従来の変形デュオバ
イナリSSB変調装置の概略ブロック図、第９図は同装置
の第１のフィルタのインパルス応答波形図、第10図は同
装置の第２のフィルタのインパルス応答波形図、第11図
は同装置出力のリサージュ図、第12図は第11図により送
信される信号配置図、第13図は送信被変調波の時間波形
図である。 10……データ入力端、11、12……フィルタ、13……直流
電源、14、19……加算器、15……発振器、16……90゜移
相器、17、18……乗算器、20……出力端。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮＤ Ｓ ＹＳＴＥＭＳ，ＶＯＬ．ＣＡＳ−23 Ｎ Ｏ．１ （Ｊａｎｕａｒｙ 1976） " Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｎｇ ｌｅ−Ｓｉｄｅｂａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ ｓ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｓ Ｃｏｍ ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃａｒｌ Ｆ．ｋｕｒｔｈ （Ｆｉｇ ７)
Claims (1)
- 【請求項１】ディジタル入力データに対して、変形デュ
オバイナリの重み付パルス列を発生させる第１のフィル
タと、上記入力データに対し、変形デュオバイナリのヒ
ルベルト変換の重み付パルス列を発生させる第２のフィ
ルタと、送信余弦波を発生させる発振器と、上記余弦波
から正弦波を得るための90度移相器と、上記第２のフィ
ルタの出力に直流電圧を印加する手段と、上記余弦波と
上記第１のフィルタ出力を掛け合わせる第１の乗算器
と、上記正弦波と直流電圧が印加された第２のフィルタ
出力を掛け合わせる第２の乗算器と、上記第１の乗算器
出力と上記第２の乗算器出力を加える加算器とを有する
変形デュオバイナリSSB変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2234898A JP2776623B2 (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2234898A JP2776623B2 (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04114536A JPH04114536A (ja) | 1992-04-15 |
| JP2776623B2 true JP2776623B2 (ja) | 1998-07-16 |
Family
ID=16978032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2234898A Expired - Fee Related JP2776623B2 (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 変形デュオバイナリｓｓｂ変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2776623B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2197624C (en) * | 1997-02-14 | 2003-07-29 | Robert J. Davies | Hybrid single sideband optical modulator |
-
1990
- 1990-09-04 JP JP2234898A patent/JP2776623B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮＤ ＳＹＳＴＥＭＳ，ＶＯＬ．ＣＡＳ−２３ ＮＯ．１ （Ｊａｎｕａｒｙ １９７６） "Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｓｉｄｅｂａｎｄ Ｓｉｇｎａｌｓ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃａｒｌ Ｆ．ｋｕｒｔｈ （Ｆｉｇ ７） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04114536A (ja) | 1992-04-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |