JP2609959B2 - Ｓｓｂ復調回路 - Google Patents
Ｓｓｂ復調回路Info
- Publication number
- JP2609959B2 JP2609959B2 JP3129655A JP12965591A JP2609959B2 JP 2609959 B2 JP2609959 B2 JP 2609959B2 JP 3129655 A JP3129655 A JP 3129655A JP 12965591 A JP12965591 A JP 12965591A JP 2609959 B2 JP2609959 B2 JP 2609959B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- local oscillation
- ssb
- balanced modulator
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はＳＳＢ通信を行う通信
システムにおいて使われるＳＳＢ復調回路に関する。
システムにおいて使われるＳＳＢ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａ
ｎｄ）変調による通信は、通信電力が通常のＤＳＢ（Ｄ
ｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）変調に比較して、半
分程度の送信電力でＤＳＢ変調と同じ到達距離、信号雑
音比を達成でき、帯域幅も半分になる等の通信に良好な
特性を示す。そのため、ＳＳＢ通信はＳＳＢマイクロウ
ェーブ通信回線等に幅広く用いられている。
ｎｄ）変調による通信は、通信電力が通常のＤＳＢ（Ｄ
ｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）変調に比較して、半
分程度の送信電力でＤＳＢ変調と同じ到達距離、信号雑
音比を達成でき、帯域幅も半分になる等の通信に良好な
特性を示す。そのため、ＳＳＢ通信はＳＳＢマイクロウ
ェーブ通信回線等に幅広く用いられている。
【０００３】ところで、ＳＳＢ通信はＤＳＢ通信に比べ
て一般に変調・復調が複雑である。優れた各種の変調・
復調方式が提案されているが、現在、代表的に用いられ
ているＳＳＢ変調・復調方式の一つが移相法である。こ
れは、搬送波と同じ周波数で、互いに位相がπ／２ラジ
アン異なった信号を用いて変調・復調を行う方法で、精
度良く変調・復調が行えるため頻繁に採用されている。
本発明はＳＳＢ復調回路において、改良された移相法を
用いたものである。
て一般に変調・復調が複雑である。優れた各種の変調・
復調方式が提案されているが、現在、代表的に用いられ
ているＳＳＢ変調・復調方式の一つが移相法である。こ
れは、搬送波と同じ周波数で、互いに位相がπ／２ラジ
アン異なった信号を用いて変調・復調を行う方法で、精
度良く変調・復調が行えるため頻繁に採用されている。
本発明はＳＳＢ復調回路において、改良された移相法を
用いたものである。
【０００４】図３は移相法による従来のＳＳＢ復調回路
を表す機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は第一の
平衡変調器２と第二の平衡変調器４の両方に入力され
る。局部発振信号発生器は、局部発振回路８と局部発振
信号移相回路１０とから構成される。局部発振回路８
は、第一の局部発振信号ｅc1を発生する。局部発振信号
移相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅc1をπ／２
ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅc2を発生する。
第一の局部発振信号ｅc1は、第一の平衡変調器２に入力
され、第一の局部発振信号ｅc1よりπ／２ラジアン移相
が遅れた第二の局部発振信号ｅc2は、第二の平衡変調器
４に入力される。
を表す機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は第一の
平衡変調器２と第二の平衡変調器４の両方に入力され
る。局部発振信号発生器は、局部発振回路８と局部発振
信号移相回路１０とから構成される。局部発振回路８
は、第一の局部発振信号ｅc1を発生する。局部発振信号
移相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅc1をπ／２
ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅc2を発生する。
第一の局部発振信号ｅc1は、第一の平衡変調器２に入力
され、第一の局部発振信号ｅc1よりπ／２ラジアン移相
が遅れた第二の局部発振信号ｅc2は、第二の平衡変調器
４に入力される。
【０００５】第一の平衡変調器２はＳＳＢ入力信号と第
一の局部発振信号ｅc1を乗算し、その乗算結果は第一の
移相器１４に入力する。第二の平衡変調器４はＳＳＢ入
力信号と第二の局部発振信号ｅc2を乗算し、その乗算結
果は第二の移相器１６に入力する。
一の局部発振信号ｅc1を乗算し、その乗算結果は第一の
移相器１４に入力する。第二の平衡変調器４はＳＳＢ入
力信号と第二の局部発振信号ｅc2を乗算し、その乗算結
果は第二の移相器１６に入力する。
【０００６】第一の移相器１４と第二の移相器１６によ
って移相回路が構成される。第一の移相器１４と第二の
移相器１６はその移相量が信号帯域内で、互いにπ／２
ラジアン異なる移相器である。その具体的な位相特性の
グラフを図５に示す。図５に示した位相特性では、信号
帯域を３００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞ
れの移相器の具体的回路例を図６に示す。
って移相回路が構成される。第一の移相器１４と第二の
移相器１６はその移相量が信号帯域内で、互いにπ／２
ラジアン異なる移相器である。その具体的な位相特性の
グラフを図５に示す。図５に示した位相特性では、信号
帯域を３００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞ
れの移相器の具体的回路例を図６に示す。
【０００７】第一の移相器１４は第一の平衡変調器２の
出力信号をαラジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、そ
の位相が遅れた信号は加算器２０に入力する。第二の移
相器１６は、第二の平衡変調器４の出力信号をα＋π／
２ラジアン位相を遅らせ、その位相が遅れた信号は加算
器２０に入力する。加算器２０は第一の移相器１４の出
力信号と、第二の移相器１６の出力信号とを加算し、そ
の加算結果は低域通過フィルタ２２に入力する。低域通
過フィルタ２２は、加算器２０の出力から不要信号成分
を取り除き、希望するＳＳＢ復調された信号を取り出
す。
出力信号をαラジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、そ
の位相が遅れた信号は加算器２０に入力する。第二の移
相器１６は、第二の平衡変調器４の出力信号をα＋π／
２ラジアン位相を遅らせ、その位相が遅れた信号は加算
器２０に入力する。加算器２０は第一の移相器１４の出
力信号と、第二の移相器１６の出力信号とを加算し、そ
の加算結果は低域通過フィルタ２２に入力する。低域通
過フィルタ２２は、加算器２０の出力から不要信号成分
を取り除き、希望するＳＳＢ復調された信号を取り出
す。
【０００８】以下、式を用いて上述の動作を詳しく説明
する。ＳＳＢ入力信号ｅs を、 ｅs ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ ・・・（１） とする。ここで、Ｅs はＳＳＢ入力信号の振幅、ωは搬
送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、ｔは時間であ
る。第一の局部発振信号ｅc1、第二の局部発振信号ｅc2
を、 ｅc1＝Ｅc cos ωｔ ・・・（２） ｅc2＝Ｅc cos （ωｔ−π／２）・・・ ・・・（３） とする。すると、第一の平衡変調器２の出力信号ｅdb1
は、 ｅdb1 ＝ｅs ・ｅc1 ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ・Ｅc cos ωｔ ＝１／２Ｅs Ｅc ｛cos （２ω−ｐ）ｔ＋cos ｐｔ｝ ・・・（４） となる。第二の平衡変調器４の出力信号ｅdb2 は、 ｅdb2 ＝ｅs ・ｅc2 ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ・Ｅc cos （ωｔ−π／２） ＝１／２Ｅs Ｅc ｛cos （２ωｔ−ｐｔ−π／２） ＋cos （ｐｔ−π／２）｝ ・・・（５） となる。第一の移相器１４の出力信号ｅdb1<< はｅdb1
をαラジアン移相させたもので、 ｅdb1<< ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α} ＋cos （ｐｔ−α）] ・・・（６） となる。第二の移相器１６の出力信号ｅdb2<< はｅdb2
を（α＋π／２ラジアン）移相させたもので、 ｅdb2<< ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α−π} ＋cos （ｐｔ−α−π）] ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α−π} ＋cos （ｐｔ−α−π）] ・・（７） となる。加算器２０の出力信号ｅadd は上記のｅdb1<<
とｅdb2<< を加算し、 ｅadd ＝ｅdb1<< ＋ｅdb2<< ＝Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α} ＋cos （ｐｔ−α）] ・・・（８） となる。この加算器２０の出力ｅadd を低域通過フィル
タ２２に入力し、局部発振信号以上の周波数の信号を減
衰すれば、変調信号が復調される。つまり、 ｅLPF ＝Ｅs Ｅc cos （ｐｔ−α） ・・・（９） が低域通過フィルタ２２の出力信号となる。
する。ＳＳＢ入力信号ｅs を、 ｅs ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ ・・・（１） とする。ここで、Ｅs はＳＳＢ入力信号の振幅、ωは搬
送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、ｔは時間であ
る。第一の局部発振信号ｅc1、第二の局部発振信号ｅc2
を、 ｅc1＝Ｅc cos ωｔ ・・・（２） ｅc2＝Ｅc cos （ωｔ−π／２）・・・ ・・・（３） とする。すると、第一の平衡変調器２の出力信号ｅdb1
は、 ｅdb1 ＝ｅs ・ｅc1 ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ・Ｅc cos ωｔ ＝１／２Ｅs Ｅc ｛cos （２ω−ｐ）ｔ＋cos ｐｔ｝ ・・・（４） となる。第二の平衡変調器４の出力信号ｅdb2 は、 ｅdb2 ＝ｅs ・ｅc2 ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ・Ｅc cos （ωｔ−π／２） ＝１／２Ｅs Ｅc ｛cos （２ωｔ−ｐｔ−π／２） ＋cos （ｐｔ−π／２）｝ ・・・（５） となる。第一の移相器１４の出力信号ｅdb1<< はｅdb1
をαラジアン移相させたもので、 ｅdb1<< ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α} ＋cos （ｐｔ−α）] ・・・（６） となる。第二の移相器１６の出力信号ｅdb2<< はｅdb2
を（α＋π／２ラジアン）移相させたもので、 ｅdb2<< ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α−π} ＋cos （ｐｔ−α−π）] ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α−π} ＋cos （ｐｔ−α−π）] ・・（７） となる。加算器２０の出力信号ｅadd は上記のｅdb1<<
とｅdb2<< を加算し、 ｅadd ＝ｅdb1<< ＋ｅdb2<< ＝Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α} ＋cos （ｐｔ−α）] ・・・（８） となる。この加算器２０の出力ｅadd を低域通過フィル
タ２２に入力し、局部発振信号以上の周波数の信号を減
衰すれば、変調信号が復調される。つまり、 ｅLPF ＝Ｅs Ｅc cos （ｐｔ−α） ・・・（９） が低域通過フィルタ２２の出力信号となる。
【０００９】以上の原理に基づいた実際の回路から、移
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図４に示す。第一の局部発振信号
ｅc1は、差動信号として第一の平衡変調器２に入力して
いる。第一の局部発振信号ｅc1とπ／２ラジアン位相差
のある第二の局部発振信号ｅc2も同様に差動信号とし
て、第二の平衡変調器４に入力している。
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図４に示す。第一の局部発振信号
ｅc1は、差動信号として第一の平衡変調器２に入力して
いる。第一の局部発振信号ｅc1とπ／２ラジアン位相差
のある第二の局部発振信号ｅc2も同様に差動信号とし
て、第二の平衡変調器４に入力している。
【００１０】ＳＳＢ入力信号ｅs は平衡変調器２、４の
中の入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、そ
れぞれ第一及び第二の局部発振信号ｅc1、ｅc2と乗算さ
れる。
中の入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、そ
れぞれ第一及び第二の局部発振信号ｅc1、ｅc2と乗算さ
れる。
【００１１】第一の平衡変調器２の入力差動増幅器はト
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、第二の平衡変調
器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ１２か
ら構成される。
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、第二の平衡変調
器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ１２か
ら構成される。
【００１２】第一の平衡変調器２の乗算部はトランジス
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成され、第二の平衡変
調器４の乗算部はトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８
から構成される。それぞれの乗算部は入力差動増幅器か
らの差動出力と局部発振信号を乗算する。第一と第二の
平衡変調器の乗算部の出力は電流ミラー回路によって取
り出され、負荷抵抗ＲL1、ＲL2、によって電圧に変換さ
れる。この負荷抵抗ＲL1、ＲL2の値は数ＫΩになること
が多い。そのため平衡変調器２、４の出力インピーダン
スは数ＫΩにもなってしまう。よって、平衡変調器２、
４の信号出力と移相器１４、１６との間にバッファーア
ンプＢＦ１、ＢＦ２が設けられている。平衡変調器２、
４の出力信号はバッファーアンプＢＦ１、ＢＦ２を通過
した後、それぞれ、移相器１４、１６を通過し、最後に
加算器２０によって足し合わされる。加算器２０の出力
信号は図示されていない低域通過フィルタ２２に入力し
ている。
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成され、第二の平衡変
調器４の乗算部はトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８
から構成される。それぞれの乗算部は入力差動増幅器か
らの差動出力と局部発振信号を乗算する。第一と第二の
平衡変調器の乗算部の出力は電流ミラー回路によって取
り出され、負荷抵抗ＲL1、ＲL2、によって電圧に変換さ
れる。この負荷抵抗ＲL1、ＲL2の値は数ＫΩになること
が多い。そのため平衡変調器２、４の出力インピーダン
スは数ＫΩにもなってしまう。よって、平衡変調器２、
４の信号出力と移相器１４、１６との間にバッファーア
ンプＢＦ１、ＢＦ２が設けられている。平衡変調器２、
４の出力信号はバッファーアンプＢＦ１、ＢＦ２を通過
した後、それぞれ、移相器１４、１６を通過し、最後に
加算器２０によって足し合わされる。加算器２０の出力
信号は図示されていない低域通過フィルタ２２に入力し
ている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来のＳＳＢ復調器は
以上のように構成されているので、その平衡変調器の出
力信号は、入力信号と局部発振信号の乗算結果であり、
基本波の他にその高調波成分が含まれる。よって、平衡
変調器の後段にある移相器、及び加算器のスルーレート
（Ｓｌｅｗｉｎｇ Ｒａｔｅ）が十分に高いことが要求
される。低いスルーレートは歪み発生の原因となるから
である。
以上のように構成されているので、その平衡変調器の出
力信号は、入力信号と局部発振信号の乗算結果であり、
基本波の他にその高調波成分が含まれる。よって、平衡
変調器の後段にある移相器、及び加算器のスルーレート
（Ｓｌｅｗｉｎｇ Ｒａｔｅ）が十分に高いことが要求
される。低いスルーレートは歪み発生の原因となるから
である。
【００１４】また、平衡変調器の出力インピーダンスは
数ＫΩの値をとることが一般的であるので、平衡変調器
の出力信号はバッファアンプを介して、移相器に入力さ
れるのが通例である。このバッファアンプにおいても、
前述の移相器や加算器と同様、高スルーレートが要求さ
れる。
数ＫΩの値をとることが一般的であるので、平衡変調器
の出力信号はバッファアンプを介して、移相器に入力さ
れるのが通例である。このバッファアンプにおいても、
前述の移相器や加算器と同様、高スルーレートが要求さ
れる。
【００１５】すなわち従来のＳＳＢ復調回路は、歪み特
性を良くするために高価な部品を使わなければならず、
装置が高額となった。またバッファアンプを用いなけれ
ばならなかったので回路が複雑になる欠点を有した。
性を良くするために高価な部品を使わなければならず、
装置が高額となった。またバッファアンプを用いなけれ
ばならなかったので回路が複雑になる欠点を有した。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために、入力されるＳＳＢ信号の搬送波と同一の
周波数を持つ第一の局部発振信号と、前記第一の局部発
振信号より９０度位相が異なる第二の局部発振信号と、
を発生する局部発振信号発生器と、前記入力されるＳＳ
Ｂ信号から互いに９０度位相が異なる第一及び第二の移
相信号を発生する移相回路と、前記第一の移相信号と前
記第一の局部発振信号とを乗算し、その結果についての
電流信号を出力する第一の平衡変調器と、前記第二の移
相信号と前記第二の局部発振信号とを乗算し、その結果
についての電流信号を出力する第二の平衡変調器と、前
記第一の平衡変調器と第二の平衡変調器のそれぞれから
の電流信号を電流加算し、ＳＳＢ復調された信号を出力
する加算器と、を含み、平衡変調器で局部発振信号と乗
算される前のＳＳＢ信号を、移相器に入力することを特
徴とする。
決するために、入力されるＳＳＢ信号の搬送波と同一の
周波数を持つ第一の局部発振信号と、前記第一の局部発
振信号より９０度位相が異なる第二の局部発振信号と、
を発生する局部発振信号発生器と、前記入力されるＳＳ
Ｂ信号から互いに９０度位相が異なる第一及び第二の移
相信号を発生する移相回路と、前記第一の移相信号と前
記第一の局部発振信号とを乗算し、その結果についての
電流信号を出力する第一の平衡変調器と、前記第二の移
相信号と前記第二の局部発振信号とを乗算し、その結果
についての電流信号を出力する第二の平衡変調器と、前
記第一の平衡変調器と第二の平衡変調器のそれぞれから
の電流信号を電流加算し、ＳＳＢ復調された信号を出力
する加算器と、を含み、平衡変調器で局部発振信号と乗
算される前のＳＳＢ信号を、移相器に入力することを特
徴とする。
【００１７】
【作用】入力されるＳＳＢ信号が平衡変調器にて局部発
振信号と乗算される前の信号として、移相器に入力され
る。従って、局部発振信号の乗算によって発生する高調
波成分を含まない信号が移相器の入力信号となり、移相
器については高スルーレートの特性を持つ必要がない。
さらに、２つの平衡変調器を電流信号出力としたため、
その後の加算器を単に電流を加算する簡単な構成にする
ことができる。
振信号と乗算される前の信号として、移相器に入力され
る。従って、局部発振信号の乗算によって発生する高調
波成分を含まない信号が移相器の入力信号となり、移相
器については高スルーレートの特性を持つ必要がない。
さらに、２つの平衡変調器を電流信号出力としたため、
その後の加算器を単に電流を加算する簡単な構成にする
ことができる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づい
て説明する。
て説明する。
【００１９】図１は本発明に係るＳＳＢ復調回路を表す
機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は移相回路に入
力される。移相回路は、第一の移相器１４と第二の移相
器１６から構成される。
機能ブロック図である。ＳＳＢ入力信号は移相回路に入
力される。移相回路は、第一の移相器１４と第二の移相
器１６から構成される。
【００２０】第一の移相器１４と第二の移相器１６はそ
れぞれが一次の移相回路で、入力周波数が十分高くなれ
ばその移相量はいずれもπラジアンとなる。互いにπ／
２ラジアン位相が異なる信号を作るため、第一の移相器
１４と第二の移相器１６はその移相量が信号帯域内で、
互いにπ／２ラジアン異なる移相器としてある。その具
体的な位相特性は従来と同様であり、そのグラフは図５
に示される。図５に示した位相特性では、信号帯域を３
００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞれの移相
器の具体的な回路例を図６に示す。その伝達特性は、 （１−ｊωＲ1 Ｃ）／（１＋ｊωＲ1 Ｃ） ・・・（１０） で表される。ここで、ωは入力信号の角周波数である。
れぞれが一次の移相回路で、入力周波数が十分高くなれ
ばその移相量はいずれもπラジアンとなる。互いにπ／
２ラジアン位相が異なる信号を作るため、第一の移相器
１４と第二の移相器１６はその移相量が信号帯域内で、
互いにπ／２ラジアン異なる移相器としてある。その具
体的な位相特性は従来と同様であり、そのグラフは図５
に示される。図５に示した位相特性では、信号帯域を３
００Ｈｚから３０００Ｈｚとしている。それぞれの移相
器の具体的な回路例を図６に示す。その伝達特性は、 （１−ｊωＲ1 Ｃ）／（１＋ｊωＲ1 Ｃ） ・・・（１０） で表される。ここで、ωは入力信号の角周波数である。
【００２１】第一の移相器１４はＳＳＢ入力信号をαラ
ジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、その位相が遅れた
信号は第一の平衡変調器２に入力する。第二の移相器１
６は、ＳＳＢ入力信号をα＋π／２ラジアン位相を遅ら
せ、その位相が遅れた信号は第二の平衡変調器４に入力
する。
ジアン（０＜α＜π）位相を遅らせ、その位相が遅れた
信号は第一の平衡変調器２に入力する。第二の移相器１
６は、ＳＳＢ入力信号をα＋π／２ラジアン位相を遅ら
せ、その位相が遅れた信号は第二の平衡変調器４に入力
する。
【００２２】局部発振信号発生器は、局部発振回路８と
局部発振信号移相回路１０とから構成される。局部発振
回路８は、第一の局部発振信号ｅc1を発生する。局部発
振信号移相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅc1を
π／２ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅc2を発生
する。第一の局部発振信号ｅc1は、第一の平衡変調器２
に入力され、第一の局部発振信号ｅc1よりπ／２ラジア
ン移相が遅れた第二の局部発振信号ｅc2は、第二の平衡
変調器４に入力される。
局部発振信号移相回路１０とから構成される。局部発振
回路８は、第一の局部発振信号ｅc1を発生する。局部発
振信号移相回路１０は、前記第一の局部発振信号ｅc1を
π／２ラジアン移相させ第二の局部発振信号ｅc2を発生
する。第一の局部発振信号ｅc1は、第一の平衡変調器２
に入力され、第一の局部発振信号ｅc1よりπ／２ラジア
ン移相が遅れた第二の局部発振信号ｅc2は、第二の平衡
変調器４に入力される。
【００２３】第一の平衡変調器２は第一の移相器からの
第一の移相信号と第一の局部発振信号ｅc1を乗算し、そ
の乗算結果は加算器２０に入力する。第二の平衡変調器
４は第二の移相器からの第二の移相信号と第二の局部発
振信号ｅc2を乗算し、その乗算結果は加算器２０に入力
する。
第一の移相信号と第一の局部発振信号ｅc1を乗算し、そ
の乗算結果は加算器２０に入力する。第二の平衡変調器
４は第二の移相器からの第二の移相信号と第二の局部発
振信号ｅc2を乗算し、その乗算結果は加算器２０に入力
する。
【００２４】加算器２０は第一の平衡変調器２の出力信
号と、第二の平衡変調器４の出力信号とを加算し、ＳＳ
Ｂ復調された信号を出力する。この復調信号には乗算の
結果生じる和の周波数成分は原理的には含まれない。し
かし、平衡変調器の平衡が完全ではないことなどから、
低域通過フィルタ２４を通過させ、局部発振信号周波数
以上の周波数の信号を取り除き完全なＳＳＢ復調された
信号としてから出力する。
号と、第二の平衡変調器４の出力信号とを加算し、ＳＳ
Ｂ復調された信号を出力する。この復調信号には乗算の
結果生じる和の周波数成分は原理的には含まれない。し
かし、平衡変調器の平衡が完全ではないことなどから、
低域通過フィルタ２４を通過させ、局部発振信号周波数
以上の周波数の信号を取り除き完全なＳＳＢ復調された
信号としてから出力する。
【００２５】以下、式を用いて上述の動作を詳しく説明
する。ＳＳＢ入力信号ｅs を、 ｅs ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ ・・・（１１） とする。ここで、Ｅs はＳＳＢ入力信号の振幅、ωは搬
送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、ｔは時間であ
る。第一の局部発振信号ｅc1、第二の局部発振信号ｅc2
を、 ｅc1＝Ｅc cos ωｔ ・・・（１２） ｅc2＝Ｅc cos （ωｔ−π／２） ・・・（１３） とする。まず、第一の移相器１４の出力信号ｅs1<<はｅ
s をαラジアン移相させたもので、 ｅs1<<=Es cos {(ω−ｐ）ｔ−α} ・・・（１４） となる。第二の移相器１６の出力信号ｅs2<<はｅｓを
（α＋π／２ラジアン）移相させたもので、 ｅs2<<=Es cos {(ω−ｐ）ｔ−α−π／２} ・・・（１５） となる。第一の平衡変調器２の出力信号ｅdb1 は、 ｅdb1 ＝ｅs1<<・ec1 ＝Ｅs cos {(ω−ｐ）ｔ−α} ・Ｅc cos ωｔ ＝１／２Ｅs Ｅc ｛cos {(２ω−ｐ）ｔ−α} ＋cos （ｐｔ＋α）｝ ・・・（１６） となる。第二の平衡変調器４の出力ｅdb2 は、 ｅdb2 ＝ｅs2<<・ec2 ＝Ｅs cos {(ω−ｐ）ｔ−α−π／２} ・Ｅc cos （ωｔ−π／２） ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α−π} ＋cos （ｐｔ＋α）] ＝１／２Ｅs Ｅc [−cos {(２ω−ｐ) ｔ−α} ＋cos （ｐｔ＋α）] ・・・（１７） となる。加算器２０の出力信号ｅadd は上記のｅdb1<<
とｅdb2<< を加算し、 ｅadd ＝ｅdb1<< ＋ｅdb2<< ＝Ｅs Ｅc cos（ｐｔ＋α） ・・・（１８） となり、変調信号が復調される。原理的には（１８）式
には変調信号のみが含まれているので、この後低域通過
フィルタを通過させる必要はない。しかし、平衡変調器
の平衡が完全ではない可能性があることなどから、実際
には、局部発振信号の周波数成分が含まれる可能性があ
る。そのため低域通過フィルタ２４を通過させ完全な復
調信号を得ている。この低域通過フィルタ２４は原理的
には必要ないものであり、実際にもその遮断特性は従来
のものほど急俊なものである必要はない。
する。ＳＳＢ入力信号ｅs を、 ｅs ＝Ｅs cos （ω−ｐ）ｔ ・・・（１１） とする。ここで、Ｅs はＳＳＢ入力信号の振幅、ωは搬
送波角周波数、ｐは変調信号の角周波数、ｔは時間であ
る。第一の局部発振信号ｅc1、第二の局部発振信号ｅc2
を、 ｅc1＝Ｅc cos ωｔ ・・・（１２） ｅc2＝Ｅc cos （ωｔ−π／２） ・・・（１３） とする。まず、第一の移相器１４の出力信号ｅs1<<はｅ
s をαラジアン移相させたもので、 ｅs1<<=Es cos {(ω−ｐ）ｔ−α} ・・・（１４） となる。第二の移相器１６の出力信号ｅs2<<はｅｓを
（α＋π／２ラジアン）移相させたもので、 ｅs2<<=Es cos {(ω−ｐ）ｔ−α−π／２} ・・・（１５） となる。第一の平衡変調器２の出力信号ｅdb1 は、 ｅdb1 ＝ｅs1<<・ec1 ＝Ｅs cos {(ω−ｐ）ｔ−α} ・Ｅc cos ωｔ ＝１／２Ｅs Ｅc ｛cos {(２ω−ｐ）ｔ−α} ＋cos （ｐｔ＋α）｝ ・・・（１６） となる。第二の平衡変調器４の出力ｅdb2 は、 ｅdb2 ＝ｅs2<<・ec2 ＝Ｅs cos {(ω−ｐ）ｔ−α−π／２} ・Ｅc cos （ωｔ−π／２） ＝１／２Ｅs Ｅc [cos {(２ω−ｐ) ｔ−α−π} ＋cos （ｐｔ＋α）] ＝１／２Ｅs Ｅc [−cos {(２ω−ｐ) ｔ−α} ＋cos （ｐｔ＋α）] ・・・（１７） となる。加算器２０の出力信号ｅadd は上記のｅdb1<<
とｅdb2<< を加算し、 ｅadd ＝ｅdb1<< ＋ｅdb2<< ＝Ｅs Ｅc cos（ｐｔ＋α） ・・・（１８） となり、変調信号が復調される。原理的には（１８）式
には変調信号のみが含まれているので、この後低域通過
フィルタを通過させる必要はない。しかし、平衡変調器
の平衡が完全ではない可能性があることなどから、実際
には、局部発振信号の周波数成分が含まれる可能性があ
る。そのため低域通過フィルタ２４を通過させ完全な復
調信号を得ている。この低域通過フィルタ２４は原理的
には必要ないものであり、実際にもその遮断特性は従来
のものほど急俊なものである必要はない。
【００２６】以上の原理に基づいた実際の回路から、移
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図２に示す。ＳＳＢ入力信号ｅs
は移相器１４と移相器１６に入力している。移相器１
４、１６の出力信号はそれぞれ平衡変調器２、４の中の
入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、それぞ
れ第一、第二の局部発振信号と乗算される。
相回路と、平衡変調器２、４と、加算器２０の部分だけ
を取り出した回路図を図２に示す。ＳＳＢ入力信号ｅs
は移相器１４と移相器１６に入力している。移相器１
４、１６の出力信号はそれぞれ平衡変調器２、４の中の
入力差動増幅器に入力し、差動信号に変換され、それぞ
れ第一、第二の局部発振信号と乗算される。
【００２７】第一の平衡変調器２の入力差動増幅器はト
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、その出力差動電
流がトランジスタＱ９、Ｑ１０のコレクタから出力さ
れ、第一の平衡変調器２の乗算部に入力する。第二の平
衡変調器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ
１２から構成され、その出力差動電流がトランジスタＱ
１１、Ｑ１２のコレクタから出力され、第二の平衡変調
器４の乗算部に入力する。 第一の局部発振信号ｅ
c1は、差動信号として第一の平衡変調器２の乗算部に入
力している。第一の局部発振信号ｅc1とπ／２ラジアン
位相差のある第二の局部発振信号ｅc2も同様に差動信号
として、第二の平衡変調器４の乗算部に入力している。
ランジスタＱ９、Ｑ１０から構成され、その出力差動電
流がトランジスタＱ９、Ｑ１０のコレクタから出力さ
れ、第一の平衡変調器２の乗算部に入力する。第二の平
衡変調器４の入力差動増幅器はトランジスタＱ１１、Ｑ
１２から構成され、その出力差動電流がトランジスタＱ
１１、Ｑ１２のコレクタから出力され、第二の平衡変調
器４の乗算部に入力する。 第一の局部発振信号ｅ
c1は、差動信号として第一の平衡変調器２の乗算部に入
力している。第一の局部発振信号ｅc1とπ／２ラジアン
位相差のある第二の局部発振信号ｅc2も同様に差動信号
として、第二の平衡変調器４の乗算部に入力している。
【００２８】第一の平衡変調器２の乗算部はトランジス
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成されている。トラン
ジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはトランジスタＱ９のコレ
クタに接続している。トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッ
タはトランジスタＱ１０のコレクタに接続している。ト
ランジスタＱ１、Ｑ３のベースには、差動信号である第
一の局部発振信号の内一方が印加している。トランジス
タＱ２、Ｑ４のベースには、差動信号である第一の局部
発振信号の内他方が印加している。乗算部の出力差動電
流は、その一方がトランジスタＱ１、Ｑ３のコレクタか
ら、他方はトランジスタＱ２、Ｑ４のコレクタから、そ
れぞれ出力される。
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成されている。トラン
ジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはトランジスタＱ９のコレ
クタに接続している。トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッ
タはトランジスタＱ１０のコレクタに接続している。ト
ランジスタＱ１、Ｑ３のベースには、差動信号である第
一の局部発振信号の内一方が印加している。トランジス
タＱ２、Ｑ４のベースには、差動信号である第一の局部
発振信号の内他方が印加している。乗算部の出力差動電
流は、その一方がトランジスタＱ１、Ｑ３のコレクタか
ら、他方はトランジスタＱ２、Ｑ４のコレクタから、そ
れぞれ出力される。
【００２９】第二の平衡変調器４の乗算部はトランジス
タＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８から構成される。それぞれの
乗算部は入力差動増幅器からの差動出力と局部発振信号
を乗算し、その電流出力をコレクタから出力する。第一
と第二の平衡変調器の乗算部の出力信号は共通の電流ミ
ラー回路に接続している。つまりトランジスタＱ１、Ｑ
３、Ｑ５、Ｑ７のコレクタが一点に接続され、トランジ
スタＱ１３、Ｑ１４からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ
１に電流を流す。トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８
のコレクタも一点に接続され、トランジスタＱ１５、Ｑ
１６からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ２に電流を流
す。共通の電流ミラー回路ＣＭ１とＣＭ２にはお互いに
逆移相の差動電流が流れている。
タＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８から構成される。それぞれの
乗算部は入力差動増幅器からの差動出力と局部発振信号
を乗算し、その電流出力をコレクタから出力する。第一
と第二の平衡変調器の乗算部の出力信号は共通の電流ミ
ラー回路に接続している。つまりトランジスタＱ１、Ｑ
３、Ｑ５、Ｑ７のコレクタが一点に接続され、トランジ
スタＱ１３、Ｑ１４からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ
１に電流を流す。トランジスタＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８
のコレクタも一点に接続され、トランジスタＱ１５、Ｑ
１６からなる共通の電流ミラー回路ＣＭ２に電流を流
す。共通の電流ミラー回路ＣＭ１とＣＭ２にはお互いに
逆移相の差動電流が流れている。
【００３０】このため、共通の電流ミラー回路ＣＭ１と
ＣＭ２には第一と第二の平衡変調器の出力信号の和の電
流が流れる。つまり本実施例では第一と第二の平衡変調
器の出力を一点に接続することにより、加算作用を持た
せている。そのため、原理的にはこの後段に加算器が接
続されるのであるが、本実施例ではこれを省略すること
ができる。さらに、この加算作用は通常の電圧加算器と
違い、電流加算であるため、高いスルーレートを要求さ
れない。
ＣＭ２には第一と第二の平衡変調器の出力信号の和の電
流が流れる。つまり本実施例では第一と第二の平衡変調
器の出力を一点に接続することにより、加算作用を持た
せている。そのため、原理的にはこの後段に加算器が接
続されるのであるが、本実施例ではこれを省略すること
ができる。さらに、この加算作用は通常の電圧加算器と
違い、電流加算であるため、高いスルーレートを要求さ
れない。
【００３１】上述の共通の電流ミラー回路ＣＭ１とＣＭ
２の出力電流が負荷抵抗ＲL によって電圧に変換された
後、図示されていない低域通過フィルタ２２に入力して
いる。
２の出力電流が負荷抵抗ＲL によって電圧に変換された
後、図示されていない低域通過フィルタ２２に入力して
いる。
【００３２】ところで、近年、コードレス電話機の秘話
機能が重要視されてきている。その中でもスペクトル反
転方式の秘話方式は、簡便で秘話性能が良好なため多用
されている。本発明によるＳＳＢ復調回路は、スペクト
ル反転方式の秘話の復調にも使えることはいうまでもな
い。
機能が重要視されてきている。その中でもスペクトル反
転方式の秘話方式は、簡便で秘話性能が良好なため多用
されている。本発明によるＳＳＢ復調回路は、スペクト
ル反転方式の秘話の復調にも使えることはいうまでもな
い。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
平衡変調器で局部発振信号と乗算される前のＳＳＢ信号
を、先に移相器に入力したので、移相器は高いスルーレ
ートを必要としない。
平衡変調器で局部発振信号と乗算される前のＳＳＢ信号
を、先に移相器に入力したので、移相器は高いスルーレ
ートを必要としない。
【００３４】また、本復調回路には目的とするＳＳＢ復
調された信号以外の信号が含まれないため、原理的には
後続する低域通過フィルタを必要としない。
調された信号以外の信号が含まれないため、原理的には
後続する低域通過フィルタを必要としない。
【００３５】なお、第一と第二の平衡変調器の出力を接
続し、共通の電流ミラー回路に第一と第二の平衡変調器
の出力信号の和が流れるようにすれば、通常の加算器を
省略することができ、回路の単純化に効果がある。
続し、共通の電流ミラー回路に第一と第二の平衡変調器
の出力信号の和が流れるようにすれば、通常の加算器を
省略することができ、回路の単純化に効果がある。
【図１】本発明に係るＳＳＢ復調回路を表す機能ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明に係るＳＳＢ復調回路の実際の回路か
ら、局部発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた
回路図である。
ら、局部発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた
回路図である。
【図３】従来のＳＳＢ復調回路を表す機能ブロック図で
ある。
ある。
【図４】従来のＳＳＢ復調回路の実際の回路から、局部
発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた回路図で
ある。
発振信号発生器と、低域通過フィルタを除いた回路図で
ある。
【図５】第一の移相器と第二の移相器からなる移相回路
の移相特性を表すグラフである。
の移相特性を表すグラフである。
【図６】移相器の実際の回路例を示す回路図である。
２ 第一の平衡変調器 ４ 第二の平衡変調器 ８ 局部発振回路 １０ 局部発振信号移相回路 １４ 第一の移相器 １６ 第二の移相器 ２０ 加算器 ＣＭ１ 共通の電流ミラー回路１ ＣＭ２ 共通の電流ミラー回路２ ２４ 低域通過フィルタ ｅc1 第一の局部発振信号 ｅc2 第二の局部発振信号
Claims (1)
- 【請求項１】 入力されるＳＳＢ信号の搬送波と同一の
周波数を持つ第一の局部発振信号と、前記第一の局部発
振信号より９０度位相が異なる第二の局部発振信号と、
を発生する局部発振信号発生器と、 前記入力されるＳＳＢ信号から互いに９０度位相が異な
る第一及び第二の移相信号を発生する移相回路と、 前記第一の移相信号と前記第一の局部発振信号とを乗算
し、その結果についての電流信号を出力する第一の平衡
変調器と、 前記第二の移相信号と前記第二の局部発振信号とを乗算
し、その結果についての電流信号を出力する第二の平衡
変調器と、 前記第一の平衡変調器と第二の平衡変調器のそれぞれか
らの電流信号を電流加算し、ＳＳＢ復調された信号を出
力する加算器と、 を含み、平衡変調器で局部発振信号と乗算される前のＳ
ＳＢ信号を、移相器に入力することを特徴とするＳＳＢ
復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3129655A JP2609959B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ｓｓｂ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3129655A JP2609959B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ｓｓｂ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04354406A JPH04354406A (ja) | 1992-12-08 |
| JP2609959B2 true JP2609959B2 (ja) | 1997-05-14 |
Family
ID=15014883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3129655A Expired - Lifetime JP2609959B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ｓｓｂ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2609959B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54163664A (en) * | 1978-06-15 | 1979-12-26 | Nippon Electric Co | Synchronous detection circuit |
| JPH0237810A (ja) * | 1988-07-28 | 1990-02-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置 |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP3129655A patent/JP2609959B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04354406A (ja) | 1992-12-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4178557A (en) | Linear amplification with nonlinear devices | |
| EP0691057B1 (en) | I/q quadraphase modulator circuit | |
| EP0716526B1 (en) | Method of producing modulating waveforms with constant envelope | |
| JP3226577B2 (ja) | ベクトル変調システム、ベクトル変調器 | |
| US4485357A (en) | Circuit for amplitude and phase modulation of carrier signal by two respective input signals | |
| EP0877476A1 (en) | Down conversion mixer | |
| GB2267402A (en) | Modulators,demodulators or amplifiers | |
| CA1110333A (en) | Precision phase modulators | |
| JP3038916B2 (ja) | スルー・レートの制御された増幅器 | |
| JPH0683277B2 (ja) | 角度変調信号発生回路及びそれに関連する振幅及び位相変調信号発生回路 | |
| EP0695067A2 (en) | Modem with local oscillator phase correction | |
| US6114921A (en) | Double-balanced modulator and quadri-phase shift keying device | |
| JP3429395B2 (ja) | アナログ光信号伝送用適応等化器 | |
| JP2001045085A (ja) | 直交信号発生回路および直交信号発生方法 | |
| US5057786A (en) | Quadrature amplitude modulation wave demodulator provided with band-pass filters for fixed equalizer | |
| IL98730A (en) | Method and device for removing modulation especially KSPD of signals in the method | |
| JP2746781B2 (ja) | 移相器 | |
| JP2609959B2 (ja) | Ｓｓｂ復調回路 | |
| JP3420613B2 (ja) | 直交変調器 | |
| JPS6057723B2 (ja) | 位相変調器 | |
| US4220818A (en) | AM Stereo transmitter | |
| US5086241A (en) | Costas loop carrier wave reproducing circuit | |
| JPH0525421B2 (ja) | ||
| JP2000183764A (ja) | 出力回路 | |
| JP3316232B2 (ja) | Ｍｓｋ変調回路 |